JP2011050198A - 永久磁石同期電動機の駆動装置 - Google Patents

Abstract

【課題】同期電動機の制御を実現する制御装置および制御方法において、直交２軸上で同じ高周波電圧指令を生成すると、三相各相での印加電圧に違いが生じ、発生した脈動電流の検出値を使った初期磁極位置推定の推定精度が悪くなる。
【解決手段】永久磁石同期電動機に、正と負に交番する高調波電圧を印加する際、印加する電圧位相を１２０度ずつ順次切り替え、３つの位相に印加する。前記高周波電圧の印加により生じる脈動電流を、電力変換器の三相の出力電圧が、全て正または全て負となる状態から、少なくとも一相の出力電圧が変化してから所定の時間Δｔだけ経過したタイミングで検出する。なお、電流の検出は、直流母線につけた直流抵抗、または、相電流センサを用いる。磁極位置推定手段は、前記電流検出値より得られた三相電流の正側の変化量と負側の変化量の差に基づき、前記永久磁石同期電動機の回転子磁極位置を算出する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、永久磁石を界磁とする同期電動機の制御に関し、特に回転子磁極位置を検出するセンサを用いずに同期電動機の制御を実現する制御装置および制御方法に関するものである。

同期電動機を回転子磁極位置の検出なしに制御する手法として、〔特許文献１〕、および〔特許文献２〕に公開された技術がある。

〔特許文献１〕は、同期電動機の推定磁極軸であるｄｃ軸とそれに直交するｑｃ軸上の電圧指令に対して、微小変化を与え、その結果、直流母線に現れる電流脈動成分の正側の電流値と負側の電流値の差、あるいは、前記電流脈動成分の正側と負側における電流変化率の差を利用して、同期電動機の回転子磁極位置を直接推定する。

〔特許文献１〕の手法は、磁極位置推定に、鉄心の磁気飽和特性を利用している。一般に同期電動機では、回転子磁束（永久磁石の磁束）の方向であるｄ軸上において、高周波交番電圧を加えると、磁石磁束を強める方向に電流が流れる場合は、磁束が飽和しインダクタンスが減少するため、電流変化量（ΔＩ＋）は大きくなる。逆に、磁石磁束を弱める方向に電流が流れる場合は、磁束が減少しインダクタンスが増加あるいは一定となるため、電流変化量（ΔＩ−）は、前述のΔＩ＋に比べて小さくなる。この結果、ｄ軸上に、正と負で変化する交番電圧を注入すると、正と負で非対称な電流が流れることになる。

〔特許文献１〕は、２つの直交する位相角に交番電圧を印加し、直流母線電流検出値から、前述の非対称な電流特性を観測する。回転子磁極位置が不明のため、任意の位相角で交番電圧を加えることになるが、その際に生じる非対称な電流特性は、回転子磁極位置に依存して変化する。〔特許文献１〕では、非対称な電流特性が、回転子磁極位置のsin関数，cos関数で変化すると仮定し、アークタンジェント関数を使って回転子磁極位置を算出する。〔特許文献１〕の手法によれば、突極，非突極といった同期電動機の構造の違いに影響されることなく、回転子磁極位置を精度良く推定できる。

〔特許文献２〕の手法も、回転子磁極位置の推定に、鉄心の磁気飽和特性を利用している。〔特許文献２〕は、三相の固定子巻線軸のそれぞれに、正と負の交番電圧を印加し、交番電圧を印加した軸上の相電流を検出する。正の相電流検出値が三相分得られたら、それぞれの大小を比較して最大値をとる相を探索し、１２０度の分解能で回転子磁極位置を割り出す。さらに、より詳しい回転子磁極位置の判定するため、測定した三相分の正の相電流検出値から、後述する電流差の倍率αを算出し、事前に測定しておいた特性データ（回転子位置と倍率αの関係のデータ）と比較する。

なお、倍率αは、さきほどの正の相電流検出値を、最大電流，中間電流，最小電流としたとき、次式で算出することが開示されている。〔特許文献２〕の手法によれば、多数の複雑な演算式を予め用意しておく必要がなく、回転子位置の検出を容易に、精度良く推定できる。

特開２００６−１５８１０１号公報 特開２００７−１７４７２１号公報

〔特許文献１〕では、直交２軸（同期電動機内部の磁束の推定軸であるｄｃ軸および前記ｄｃ軸に直交するｑｃ軸）に対して、同じ振幅値の交番電圧指令を作成している。しかしながら、ｄｃ軸上とｑｃ軸上における交番電圧指令値が同じ振幅であっても、パルス幅変調された後の三相電圧パルスで見ると、各相のパルス電圧は大きく異なる。この結果、ｕ，ｖ，ｗ相の固定子巻線に対して印加される電圧の大きさは変化し、印加電圧の大きさに応じた磁気飽和の影響が各相の検出電流に現れる。したがって、〔特許文献１〕の磁極位置推定手法は、直交２軸印加時のシャント抵抗から検出する三相電流は同条件の磁気飽和特性を持たないため、位置推定誤差が大きくなる問題がある。

また〔特許文献１〕では、直流母線に付けられたシャント電流検出のサンプルタイミングを開示している。しかし、開示された方法では、直流母線に付けられたシャント電流検出の制約から、ｑｃ軸電圧印加時に検出可能なＶ相電流（またはＷ相電流）は、正側ピーク値と負側ピーク値の両方ではなく、一方のみとなる。さらに、〔特許文献１〕では、ｑｃ軸電圧印加時における電流変化量を算出しているが、算出法は、Ｖ相とＷ相の磁気飽和の影響が等しいという仮定の下で成り立つものである。実際にはＶ相とＷ相では鎖交磁束数が異なるため磁気飽和の影響は等しくなく、開示されている電流変化量算出法は正確ではない。これらの結果、〔特許文献１〕の方法で同期電動機の磁極位置を推定すると、推定誤差が大きくなる問題がある。

〔特許文献２〕では、磁気飽和させた電流特性データを参照して、詳細な回転子位置の判定を行う。このため、駆動する電動機の電流特性を事前に把握しておく必要がある。また、駆動する電動機を変更する場合は電流特性が変わるので、その都度、印加する交番電圧の振幅や、回転子位置の判定に用いる判別値の見直しが必要になると考えられ、調整作業に時間が必要となる。

また〔特許文献２〕で位置推定精度をあげるためには、前術の倍率αと電流特性参照による判別値の数を増やす必要がある。判別値を増やすことは判定範囲を細かくすることであり、ノイズ等の影響によって磁極位置判別の誤判定を起こしやすくなると考えられる。誤判定を少なくするには、磁気飽和をより強く起こすように、高電圧を印加し、モータ電流を増加させて、判別値どうしの境界を広くすることが必要となる。しかし、その結果、モータから生じる騒音が大きくなる問題がある。

本発明の目的は、上記の課題に鑑み、位置推定演算に利用する三相の検出電流値に対して、磁気飽和条件が等しくなるような電力変換器の制御法、および電流検出手段を提供することにある。また、他の目的としては、駆動する電動機の電流特性を事前に把握し、判別値を検討するような調整作業を必要とせず、三相の検出電流から磁極位置を精度良く推定可能な同期電動機の制御装置および制御方法を提供することにある。

上記課題を達成するために、本発明は同期電動機の駆動装置において、位置推定演算に利用する三相の検出電流値に対して、各相の電圧印加条件を等しくするため、正と負に交番する高調波電圧を印加する際、印加する電圧位相を１２０度ずつ順次切り替え、３つの位相に印加する。それぞれの高調波電圧の印加により生じる相電流の正側の電流値と負側の電流値を直流母線電流より検出し、三相それぞれの正側，負側の電流値の偏差量を算出する。三相分の前記偏差量を直交２軸に座標変換し、逆正接を使って回転子磁極位置を算出することを特徴とする。

具体的には上記課題を達成するために、本発明は同期電動機と、三相電圧指令信号をキャリア信号によってパルス幅変調するＰＷＭ信号制御部と、パルス幅変調されたゲート信号により駆動される電力変換器と、を備えた同期電動機の駆動装置において、前記同期電動機に高周波電圧を印加するための三相電圧指令信号を生成する指令電圧作成手段と、前記高周波電圧を印加した時に前記同期電動機に流れる電流を検出する電流検出手段と、電流検出結果に基づき前記同期電動機の磁極位置を推定する磁極位置推定手段を備え、前記指令電圧作成手段は、任意の電圧振幅で、任意の位相に正と負に交番する高調波電圧を印加する第一の印加電圧モードと、前記位相から電気角で１２０度ずらした位相に同様の振幅の高周波電圧を印加する第二の印加電圧モードと、前記位相から電気角で２４０度ずらした位相に同様の振幅の高周波電圧を印加する第三の印加電圧モードを順次切り替えて三相電圧指令信号を生成し、前記第一，第二，第三の印加電圧モードでの高周波電圧の印加により生じる脈動電流の正側値と負側値を、前記各モードで１相ずつ検出し、正側のＵ相検出電流値，負側のＵ相検出電流値，正側のＶ相検出電流値，負側のＶ相検出値，正側のＷ相検出電流値，負側のＷ相検出電流値の情報を得て、前記磁極位置推定手段は、前記正側の各相の検出電流値、及び、前記負側の各相の検出電流値を用いて、前記同期電動機の推定磁極位置を算出することを特徴とするものである。

更に、本発明は同期電動機の駆動装置において、前記指令電圧作成手段は、前記同期電動機の三相固定子巻線の任意の相の巻線軸方向を基準位相とし、前記基準位相からの前記位相θ＝０とすることを特徴とするものである。

更に、本発明は同期電動機の駆動装置において、前記指令電圧作成手段が生成する三相電圧指令信号は、前記ＰＷＭ信号制御部のキャリア信号の２周期分を１単位とする印加電圧の最小パターンを１以上の回数繰り返すことを特徴とするものである。

更に、本発明は同期電動機の駆動装置において、前記最小パターンは、キャリア信号の半周期の間、三相電圧指令のうち少なくとも一相の電圧指令を正に保持し、かつ残りの相の電圧指令を負に保持し、続くキャリア信号１周期の間は前記三相電圧指令の極性をすべて反転させ、さらに続くキャリア信号の半周期の間は前記三相電圧指令の極性をすべて再び反転させることを特徴とするものである。

更に、本発明は同期電動機の駆動装置において、前記指令電圧作成手段は、前記ゲート信号の全相オフ状態を解除して高周波電圧を印加する前に、特別な三相電圧指令を出力し、前記電力変換器の下アームスイッチ素子をすべてオンさせる期間を設けることを特徴とするものである。

更に、本発明は同期電動機の駆動装置において、前記指令電圧作成手段は、印加電圧モードを順次切り替える際、三相電圧指令をすべてゼロに設定し、高周波電圧の印加を休止する期間を設けることを特徴とするものである。

更に、本発明は同期電動機の駆動装置において、第一，第二，第三それぞれの印加電圧モードで少なくとも１点以上検出した電流値を、検出点ごとに平均化処理する平均化処理手段を備え、正側のＵ相検出電流平均値，負側のＵ相検出電流平均値，正側のＶ相検出電流平均値，負側のＶ相検出平均値，正側のＷ相検出電流平均値，負側のＷ相検出電流平均値の情報を得て、前記正側の各相の検出電流平均値、及び、前記負側の各相の検出電流平均値を用いて、前記同期電動機の推定磁極位置を算出することを特徴とするものである。

更に、本発明は同期電動機の駆動装置において、前記検出電流平均値は、第一，第二，第三の印加電圧モードで高周波電圧の印加が始まってから、所定の時間が経過した後の電流検出値を用いて計算されることを特徴とするものである。

更に、本発明は同期電動機の駆動装置において、前記電流検出手段は、前記電力変換器の直流母線電流を検出することを特徴とするものである。

更に、本発明は同期電動機の駆動装置において、前記電流検出手段は、前記電力変換器の三相の出力電圧が、全て正または全て負となる状態から、少なくとも一相の出力電圧が変化した時点より所定の時間Δｔだけ経過したタイミングで直流母線電流を検出することを特徴とするものである。

更に、本発明は同期電動機の駆動装置において、前記電流検出手段は、前記電力変換器の三相の出力電圧が、全て正または全て負となる状態から、少なくとも一相の出力電圧が変化した時点より所定の時間Δｔだけ経過したタイミングと、前記電力変換器の三相の出力電圧が、全て正または全て負となる状態から、少なくとも一相の出力電圧が変化した時点より所定の時間Ｋｔ×Δｔだけ経過したタイミング（ただし、Ｋｔは１以下の正の固定値とする）で直流母線電流を検出することを特徴とするものである。

更に、本発明は同期電動機の駆動装置において、前記電流検出手段は、前記電力変換器の三相の出力電圧が、全て正（最大値）又は全て負（最小値）となる状態へ遷移するタイミングに近接して直流母線電流を検出することを特徴とするものである。

更に、本発明は同期電動機の駆動装置において、前記電流検出手段は、前記電力変換器の三相の出力電圧が、全て正（最大値）又は全て負（最小値）となる状態から、少なくとも一相の出力電圧が変化するタイミングと、全て正（最大値）又は全て負（最小値）となる状態へ遷移するタイミングに近接して直流母線電流を検出することを特徴とするものである。

更に、本発明は同期電動機の駆動装置において、前記電流検出手段は、少なくとも２相以上の相電流を検出することを特徴とするものである。

更に、本発明は同期電動機の駆動装置において、前記電流検出手段は、前記ＰＷＭ信号制御部のキャリア信号の山、または谷のタイミングで相電流を検出することを特徴とするものである。

更に、本発明は同期電動機の駆動装置において、前記電流検出手段は、前記ＰＷＭ信号制御部のキャリア信号の山，谷のタイミングで相電流を検出することを特徴とするものである。

更に、本発明は同期電動機の駆動装置において、前記磁極位置推定手段は、正側の電流検出値と負側の電流検出値の偏差量を相ごとに求め、得られた三相分の前記偏差量を直交２軸に座標変換し、前記直交２軸量から逆正接を用いて前記同期電動機の推定磁極位置を算出することを特徴とするものである。

更に、本発明は同期電動機の駆動装置において、前記磁極位置推定手段は、前記電流検出値から正側の電流変化量、および負側の電流変化量を相ごとに求め、前記正側の電流変化量と前記負側の電流変化量の偏差量を相ごとに求め、得られた三相分の前記偏差量を直交２軸に座標変換し、前記直交２軸量から逆正接を用いて前記同期電動機の推定磁極位置を算出することを特徴とするものである。

更に、本発明は同期電動機の駆動装置において、前記同期電動機の磁極位置推定結果に基づいて所定の評価値を算出する評価手段と、前記同期電動機に与える高周波電圧の振幅を可変する手段を備え、前記評価値に基づいて、前記高周波電圧の振幅を増減して自動的に調整することを特徴とするものである。

更に、本発明は同期電動機の駆動装置において、前記評価値は、初期位置推定を２以上の回数行い、前記回数分の磁極位置推定結果から最大値と最小値を算出したときの、前記最大値と前記最小値の偏差量とすることを特徴とするものである。

本発明によれば、三相各相で、同振幅となる永久磁石磁極位置に依存した電流特性を抽出して初期位置推定を行うことで、推定精度を向上する効果がある。この精度向上により、本発明では、駆動するモータの始動トルクを向上する効果がある。

また、永久磁石による鉄心の磁気飽和の電流特性を、従来方法に比べ、より厳密に初期位置推定に利用しているため、推定精度の要求値を満たすのに必要な最低限のモータ電流をより小さくできる。その結果、初期位置推定時の脈動電流発生による騒音を低減でき、静音化の効果がある。

本発明の第１実施形態における全体制御ブロック図。 三相固定子巻線軸と永久磁石同期電動機の回転子磁極位置の関係図。 三相固定子巻線軸と永久磁石同期電動機に高調波電圧を印加する位相軸の関係図。 ｄ軸とｕ軸が一致するときの、合成磁束ΦｕとＵ相電流Ｉｕとの関係図。 ｄ軸とｕ軸が直交するときの、合成磁束ΦｕとＵ相電流Ｉｕとの関係図。 ｕ軸に高調波電圧を印加したときの正側および負側の電流変化量と回転子磁極位置の関係図。 ｕ軸に高調波電圧を印加したときの正側，負側の電流変化の偏差量ΔＰｕと回転子磁極位置の関係図。 本発明の第１の実施形態において、三相固定子巻線に順次、高調波電圧を印加したときの動作波形図。 電圧振幅指令Ｖａｍｐと電流脈動成分の偏差量ΔＰｕの関係図。 従来技術において、ｄｃ軸に高調波電圧を印加したときの動作波形図。 従来技術において、ｑｃ軸に高調波電圧を印加した場合の動作波形図。 従来技術において、ｄｃ軸に高調波電圧を印加したときに、三相固定子巻線を流れる正側，負側の電流変化の偏差量と回転子磁極位置の関係図。 従来技術において、ｑｃ軸に高調波電圧を印加したときに、三相固定子巻線を流れる正側，負側の電流変化の偏差量と回転子磁極位置の関係図。 従来技術において、ｄｃ軸パルス電圧印加時の合成電流偏差量ΔＰｄｃとｑｃ軸パルス電圧印加時の合成電流偏差量ΔＰｑｃの関係図。 従来技術の直交２軸パルス電圧印加により生じる推定誤差の例。 本発明の第１の実施形態における電流検出タイミングの例。 本発明の第１実施形態における三相電流検出手段の機能ブロック図。 本発明の第１実施形態における磁極位置推定手段の機能ブロック図。 直交する２相固定軸での電流偏差量と回転子磁極位置の関係図。 本発明の第１の実施形態における電流検出タイミングの別例。 本発明の第１の実施形態において、基準位相角θ＝１５度とした場合の電流検出タイミングの例。 本発明の第１の実施形態において、基準位相角θ＝１５度とした場合の電流検出タイミングの別例。 本発明の第２の実施形態における全体制御ブロック図。 本発明の第２の実施形態における電流検出タイミングの例。 本発明の第２の実施形態における三相電流検出手段の機能ブロック図。 高周波印加電圧の基本単位を複数回繰り返した場合の動作波形図。 本発明を実際に用いる際に好適な出力信号とその動作波形図。 本発明の第３の実施形態における全体制御ブロック図。 本発明の第３の実施形態における電圧振幅調整手順を示したフローチャート図。 本発明の第３の実施形態における電圧振幅調整手段の動作波形例。 本発明の第４の実施形態における全体制御ブロック図。 本発明の第４の実施形態における電流検出タイミングの例。 本発明の第４実施形態における三相電流検出手段の機能ブロック図。 本発明の第４実施形態における磁極位置推定手段の機能ブロック図。 正負交番電圧を印加したときの実電流波形の例。 本発明の第５の実施形態における全体制御ブロック図。 本発明の第５の実施形態における電流検出タイミングの例。 本発明の第５の実施形態における三相電流検出手段の機能ブロック図。

以下、図面を参照して本発明の実施例を詳細に説明する。なお、同一の要素については、全ての図において、原則として同一の符号を付している。

図１は本発明の第１の実施形態による永久磁石同期電動機の駆動装置の構成図である。本装置は、制御対象である永久磁石同期電動機１０３、永久磁石同期電動機１０３を駆動する電力変換器１０２、および電力変換器１０２と永久磁石同期電動機１０３を制御する制御装置１０１から構成される。制御装置１０１は、永久磁石同期電動機１０３に高調波電圧を印加する位相軸であるｄｃ軸および前記ｄｃ軸に直交するｑｃ軸を持ち、ｄｃ−ｑｃ軸において高周波成分の電圧指令値を与える手段と、前記電力変換器１０２の直流抵抗１１１に流れる電流を検出する手段を備える。該電流の検出値に含まれる脈動成分に対し、該脈動成分から得られる相電流値の正側の変化量と負側の変化量の差に基づき、永久磁石同期電動機１０３の磁極位置を推定する。

図１の構成図を、さらに詳しく説明する。図１において、指令電圧作成部１０４は、電圧指令Ｖｄｃ，電圧指令Ｖｑｃ、および電気位相角θｄｃを出力する。電圧指令Ｖｄｃは、高周波パルス発生器１０５より出力される。一方、電圧指令Ｖｑｃは０値が設定される。高周波パルス発生器１０５は、電圧振幅指令信号Ｖａｍｐが入力され、振幅がＶａｍｐの方形波信号を出力する。前記電気位相角θｄｃは、基準位相角θ（固定値）に、切替器１０６の出力値を加算した信号である。切替器１０６の出力は、０度，１２０度、あるいは２４０度が選択される。電圧指令Ｖｄｃと電圧指令Ｖｑｃは、電気位相角θｄｃに基づき、ｄｑ座標逆変換器１０７によって三相交流軸上の電圧指令Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^*に変換される。前記電圧指令Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^*は、パルス幅変調（ＰＷＭ）信号制御器１０８によって、電力変換器１０２を駆動するＰＷＭパルス信号に変換される。電力変換器１０２の主回路部１０９を構成するスイッチ素子は、前記ＰＷＭ信号制御器１０８からのＰＷＭパルス信号を受けてオン、オフが制御される。スイッチ素子を制御した結果、電力変換器１０２の交流端子には、永久磁石同期電動機１０３を駆動する電圧が出力される。電力変換器１０２は、主回路部１０９と、直流電源部１１０、永久磁石同期電動機１０３を駆動する交流、または直流の電力が入力される入力端子１２１，１２２および電流検出用の直流抵抗１１１から構成される。前記直流抵抗１１１の両端電圧は、増幅器１１２によって増幅され、直流部電流の検出電流信号Ｉｓｈとして出力される。三相電流値検出手段１１３は、前記検出電流信号ＩｓｈとＰＷＭ信号制御器１０８が出力した電流検出タイミング設定信号ＳＡＨ、前記電気位相角θｄｃを用いて、三相電流値の正側検出値、ならびに三相電流値の負側検出値を出力する。三相電流値検出手段１１３が出力する値は、Ｕ相正側検出値Ｉｕｓ＋，Ｕ相負側検出値Ｉｕｓ−，Ｖ相正側検出値Ｉｖｓ＋，Ｖ相負側検出値Ｉｖｓ−，Ｗ相正側検出値Ｉｗｓ＋、およびＶ相負側検出値Ｉｗｓ−である。なお、前記電流検出タイミング設定信号ＳＡＨは複合信号であり、前記検出電流信号Ｉｓｈの検出タイミングを決めるトリガ信号ＴＲＧと、印加する高周波パルス信号の状態を示すＳＴＳ信号から構成される。三相電流値検出手段１３が出力したＩｕｓ＋，Ｉｕｓ−，Ｉｖｓ＋、Ｉｖｓ−，Ｉｗｓ＋、およびＩｗｓ−を用いて、磁極位置推定手段１１４は永久磁石同期電動機１０３の推定磁極位置を算出し、θｅｓｔとして出力する。

次に、本実施形態における初期磁極位置推定の動作を説明する。

まず、図２と図３を用いて座標軸を定義する。本実施例では、図２に示すように、永久磁石同期電動機１０３の三相固定子巻線のＵ相をｕ軸、Ｖ相をｖ軸、Ｗ相をｗ軸とする。また、永久磁石同期電動機１０３の回転子磁束方向を、ｄ軸，ｄ軸に直交する軸をｑ軸とする。ｄ軸の電気位相角を、固定子ｕ軸から見た位相角として、図２に示すθｄとして定義する。θｄが０度のときは、Ｕ相巻線の鎖交磁束が最大となる。

次に、電力変換器１０２の出力電圧生成に用いるｄｃ軸，ｑｃ軸を、図３を用いて定義する。図３に示すｄｃ軸が永久磁石同期電動機１０３に高調波電圧を印加する位相の軸で、ｑｃ軸が前記ｄｃ軸に直交する軸である。前記ｄｃ軸の電気位相角θｄｃは、固定子ｕ軸から見た位相角として、図３に示すθｄｃとして定義する。

本実施形態では、永久磁石同期電動機１０３の回転子が停止している状態において、ｄ軸の電気位相角θｄ（初期磁極位置）を推定し、推定磁極位置θｅｓｔとして出力するものである。

本発明では、永久磁石同期電動機の初期磁極位置推定に、永久磁石による鉄心の磁気飽和特性を利用する。ここでは、推定の原理を簡単に説明する。図４と図５は、Ｕ相固定子巻線軸に正負交番電圧を印加したときのＵ相電流Ｉｕと、ｕ軸方向の合成磁束Φｕの関係を示している。図４は、回転子磁束方向（ｄ軸）が、Ｕ相固定子巻線軸ｕ軸に一致している場合の関係を示している。図５は、回転子磁束方向（ｄ軸）が、Ｕ相固定子巻線軸ｕ軸に直交している場合の関係を示している。図４の場合、ｕ軸上に正と負の交番電圧を注入すると、正と負で非対称の電流が流れる。これは、ｄ軸の電気位相角θｄ＝０度の場合、ｕ軸上の鉄心には、永久磁石による磁束Φｍが形成されており、さらに磁石磁束を強める方向に電流が流れる場合、ｕ軸上の合成磁束Φｕが飽和してインダクタンスが減少するため、正側の電流変化ΔＩｕ＋が大きくなることが原因である。一方、磁石磁束Φｍを弱める方向に電流が流れる場合は、合成磁束Φｕが減少してインダクタンスが増加する（あるいはインダクタンスが一定になる）ため、正側に比べると、負側の電流変化ΔＩｕ−は小さくなる。また、図５のθｄ＝９０度の場合、ｕ軸と回転子磁束方向は直交しているため、ｕ軸上の鉄心において、永久磁石による磁束Φｍ＝０となり、ｕ軸上に正と負の交番電圧を注入して生じる電流は正と負で対称となる。

回転子磁極位置θｄが任意の位相にある場合に、上述のような電流の「正負非対称性」はθｄに依存して連続的に変化すると考えられる。Ｕ相固定子巻線軸に正負交番電圧を印加した場合、鉄心の磁気飽和による電流の「正負非対称性」を考慮すると、正側のパルス電圧印加により生じるＵ相電流値の絶対値｜ΔＩｕ＋｜と、負側のパルス電圧印加により生じるＵ相電流値の絶対値｜ΔＩｕ−｜は、θｄに応じて図６のように変化する。前述した図４の回転子磁束方向（ｄ軸）がｕ軸に一致している場合（θｄ＝０度の場合）、正側にパルス電圧を印加すると、磁石磁束を強める方向に電流が流れるため、前述した鉄心の磁気飽和の影響により｜ΔＩｕ＋｜は最も大きくなる。負側にパルス電圧を印加すると、磁石磁束を弱める方向に電流が流れるため、｜ΔＩｕ−｜は最も小さくなる。また、前述した図５の回転子磁束方向（ｄ軸）がｕ軸に直交している場合（θｄ＝９０度の場合）、正側にパルス電圧を印加したときの｜ΔＩｕ＋｜と、負側にパルス電圧を印加したときの｜ΔＩｕ−｜は、どちらも永久磁石による鎖交磁束の影響がないため同じ値をとる。ｕ軸への交番電圧印加において、検出されるＵ相電流値｜ΔＩｕ＋｜，｜ΔＩｕ−｜は、図６のようにそれぞれ回転子磁極位置θｄに依存した値となる。

図６のような回転子位置依存性を持つ電流変化を初期位置推定に利用するため、ｕ軸に正負交番電圧を印加したときの検出電流｜ΔＩｕ＋｜、および｜ΔＩｕ−｜の偏差量ΔＰｕを以下の（式２）に従い算出する。

偏差量ΔＰｕは、前述した図４の回転子磁束方向（ｄ軸）がｕ軸に一致している場合（θｄ＝０度の場合）、永久磁石による鉄心の磁気飽和の影響の違いが最も大きくなり、図７のように正側に最も大きな値をとる。前述した図５の回転子磁束方向（ｄ軸）がｕ軸に直交している場合（θｄ＝９０度の場合）、永久磁石による鉄心への磁気飽和の影響がないため、｜ΔＩｕ＋｜と｜ΔＩｕ−｜は同じ値となり、偏差量ΔＰｕはゼロとなる。したがって、Ｕ相固定子巻線軸に正負交番電圧を印加した場合、回転子磁極位置θｄを連続的に変化させたときの偏差量ΔＰｕは、図７に示したように、θｄの余弦波cos関数となる。

偏差量ΔＰｕがθｄの余弦波cos関数となる特性を利用して初期磁極位置推定をおこなうには、前記θｄの余弦波cos関数に加えて、前記θｄの正弦波関数（sin）に依存する成分を算出する必要がある。本発明では、前述のＵ相固定子巻線軸に正負交番電圧を印加した場合と同様に、ｖ軸，ｗ軸についてもそれぞれ正負交番電圧を印加し、正側の変化量と負側の変化量の差ΔＰｖ，ΔＰｗを算出する。これら三相固定軸上の電流特性ΔＰｕ，ΔＰｖ，ΔＰｗを直交２軸に座標変換することで、前記θｄの正弦波関数（sin）に依存する成分と、前記θｄの余弦波関数（cos）に依存する成分を算出する。

次に、本実施形態における初期磁極位置推定において、θｄに依存した余弦波cos関数と正弦波sin関数を算出するための具体的な電圧指令の生成法を説明する。

図８に、磁極位置推定時の印加電圧指令と電流の関係を示す。図８（ａ）はｄｃ軸の電圧指令Ｖｄｃの信号波形である。なお、Ｖｄｃは、高周波パルス発生器１０５より出力される方形波信号（方形波の電圧振幅はＶａｍｐ）である。方形波信号は、パルス幅変調信号制御器１０８で比較に使われるＰＷＭキャリア信号に同期して変化する。図８（ａ）に示すように、Ｖｄｃは、ＰＷＭキャリア信号の１／２周期の間、正の電圧（＋Ｖａｍｐ）となり、次のＰＷＭキャリア信号１周期の間は、負の電圧（−Ｖａｍｐ）となり、最後のＰＷＭキャリア信号１／２周期の間は、再び正の電圧（＋Ｖａｍｐ）となる。この方形波信号の一連の変化（図８（ａ）に矢印で示す部分の変化）を、本発明では高周波印加電圧の基本単位とする。図８（ｂ）は、電気位相角θｄｃの変化を示している。電気位相角θｄｃの値は、０度，１２０度，２４０度と順次切り替わる。電圧指令Ｖｄｃ，Ｖｑｃ、およびθｄｃは、ｄｑ逆変換器７によって三相電圧指令Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^*へ変換される。変換の式を（式３）〜（式５）に示す。なお、ここでは、Ｖｑｃ＝０が与えられた場合の式を示している。

まず、（式３）でＶｕ′，Ｖｖ′，Ｖｗ′を計算する。

次に、（式４）によって、三相電圧指令Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^*を求める。

ここで、ΔＶは零相の加算電圧である。ΔＶの計算例として、（式５）を示す。

こうして得られた三相電圧指令Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^*は、ＰＷＭ信号制御器１０８において、ＰＷＭキャリア信号と比較される。図８（ｃ），（ｄ），（ｅ）に三相電圧指令とＰＷＭキャリア信号の関係を示す。パルス幅変調されたＰＷＭパルス信号は電力変換器１０２へ与えられ、永久磁石同期電動機１０３の電流が変化する。図８（ｆ），（ｇ），（ｈ）に、永久磁石同期電動機１０３の相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを示す。

図８（ａ）において、前記ｄｃ軸電圧指令Ｖｄｃに高周波パルス発生器１０５より前記方形波信号を出力することで、各相それぞれにおいて、正側と負側で電圧印加時間の等しい出力電圧を生成でき、図８（ｆ），（ｇ），（ｈ）のように前記相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗに正側と負側に電流を流すことができる。また、図８（ｂ）において、前記電気位相角θｄｃを０度，１２０度，２４０度と順次切り替えるのは、各相で電圧印加条件を等しくするためである。

次に、前述した、各相で電圧印加条件を等しくし、電流変化の「正負非対称性」の特性のピーク値を合わせる必要性について説明する。これには、印加する正負交番電圧の大きさに対して、発生する脈動電流の磁気飽和による非線形特性が関係する。図９は電圧振幅指令Ｖａｍｐを変化させたときの鉄心の磁気飽和による電流の「正負非対称性」の偏差量ΔＰｕの変化の様子である。前記ＶａｍｐをＶａｍｐ１，Ｖａｍｐ２，Ｖａｍｐ３と変化させると、それぞれの電圧印加により生じる前記ΔＰｕの回転子磁極位置θｄに応じた変化は、同様の磁極位置依存性を持った振幅の大きさのみが異なる波形となる。ただし、図９において、Ｖａｍｐ１とＶａｍｐ２とＶａｍｐ３の印加電圧の大きさの比が１：２：３であるのに対して、前述した特性ΔＰｕの振幅の大きさは非線形に増加してしまう。この非線形特性のため、初期位置推定の際の三相電圧指令の与え方によって、検出電流から得られる磁気飽和による電流の「正負非対称性」の特性のピーク値が異なり、位置推定誤差が生じてしまう。

従来技術の〔特許文献１〕では、制御装置の回転座標軸（ｄｃ軸）とこの軸に対して直交する軸（ｑｃ軸）に、それぞれ交番電圧を印加し、そのとき発生した三相の脈動電流を検出し、この電流値に基づいて永久磁石同期電動機の磁極位置を推定演算している。図１０は、正負交番電圧を前記ｄｃ軸に与えた場合の動作波形で、図１１は同様の正負交番電圧を前記ｑｃ軸に与えた場合の動作波形である。

図１０（ａ）のｄｃ軸電圧指令Ｖｄｃは、三相電圧指令に変換すると、Ｕ相電圧指令Ｖｕ^*は前記Ｖａｍｐの大きさの方形波信号が、Ｖ相電圧指令Ｖｖ^*とＷ相電圧指令Ｖｗ^*は前記Ｖａｍｐの１／２の大きさの方形波信号が出力される。

ｄｃ軸電圧印加において、前記三相電圧指令Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^*より生じる各相電流の回転子磁極位置θｄに依存した「正負非対称性」の変化は図１２のようになる。図１２のΔＰｕは、回転子磁極位置θｄが任意の位相にある場合に、ｕ軸（θｄｃ＝０）に前記Ｖａｍｐの大きさのＵ相電圧指令Ｖｕ^*を印加したときの鉄心の磁気飽和による「正負非対称性」の電流特性である。図１２のΔＰｖは、ｖ軸（θｄｃ＝１２０）に前記Ｖａｍｐの１／２の大きさのＶ相電圧指令Ｖｖ^*を印加したときの鉄心の磁気飽和による「正負非対称性」の電流特性である。図１２のΔＰｗは、ｗ軸（θｄｃ＝１２０）に前記Ｖａｍｐの１／２の大きさのＷ相電圧指令Ｖｗ^*を印加したときの鉄心の磁気飽和による「正負非対称性」の電流特性である。回転子磁極位置θｄが任意の位相にある場合、前記三相電圧指令Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^*の大きさに依存した電流が各相に流れる。図９で説明したように、印加する三相電圧指令Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^*の大きさの比に対して、電流の「正負非対称性」の特性の振幅は非線形に増加してしまうため、各相の電流特性ΔＰｕ，ΔＰｖ，ΔＰｗの振幅は、１：１／２：１／２の比にならない。

また、図１１のｑｃ軸電圧指令Ｖｑｃは、三相電圧指令に変換すると、Ｕ相電圧指令Ｖｕ^*はゼロ出力、Ｖ相電圧指令Ｖｖ^*とＷ相電圧指令Ｖｗ^*は前記Ｖａｍｐの√３／２の大きさの方形波信号が出力される。ｑｃ軸電圧印加において、前記三相電圧指令Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^*より生じる各相電流の回転子磁極位置θｄに依存した「正負非対称性」の変化は図１３のようになる。図１３のΔＰｕは、回転子磁極位置θｄが任意の位相にある場合に、ｕ軸（θｄｃ＝０）にゼロ出力のＵ相電圧指令Ｖｕ^*を印加したときの鉄心の磁気飽和による「正負非対称性」の電流特性である。図１３のΔＰｖは、ｖ軸（θｄｃ＝１２０）に前記Ｖａｍｐの√３／２の大きさのＶ相電圧指令Ｖｖ^*を印加したときの鉄心の磁気飽和による「正負非対称性」の電流特性である。図１３のΔＰｗは、ｗ軸（θｄｃ＝２４０）に前記Ｖａｍｐの√３／２の大きさのＷ相電圧指令Ｖｗ^*を印加したときの鉄心の磁気飽和による「正負非対称性」の電流特性である。ｄｃ軸電圧印加の場合と同様に、前述した非線形特性により、印加三相電圧Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^*の大きさの比である０：√３／２：√３／２に対して、各相電流の「正負非対称性」の特性ΔＰｕ，ΔＰｖ，ΔＰｗの振幅は、０：√３／２：√３／２の比にならない。

〔特許文献１〕では、前記ｄｃ軸へ交番電圧を印加したときのｄｃ軸上の電流変化の「正負非対称性」の特性ΔＰｄｃを算出し、前記ｑｃ軸へ交番電圧を印加したときのｑｃ軸上での電流変化の「正負非対称性」の特性ΔＰｑｃを算出し、前記ΔＰｄｃと前記ΔＰｑｃの逆正接による初期位置推定手段を提案している。図１４に、鉄心の磁気飽和による電流の「正負非対称性」を考慮した、ｄｃ軸ｑｃ軸電圧印加におけるｄｃ軸，ｑｃ軸の電流変化を示す。図１４のΔＰｄｃは、前述した図１２において、回転子磁極位置θｄが任意の位相にある場合に、三相各相を流れる電流特性ΔＰｕ，ΔＰｖ，ΔＰｗをｄｃ軸ｑｃ軸への逆変換を行ったときのｄｃ軸成分である。また、図１４のΔＰｑｃは、前述した図１３において、回転子磁極位置θｄが任意の位相にある場合に、三相各相を流れる電流特性ΔＰｕ，ΔＰｖ，ΔＰｖを同様にｄｃ軸ｑｃ軸への逆変換を行ったときのｑｃ軸成分である。印加電圧の大きさの比に対して、磁気飽和による電流変化への影響が非線形な特性を持つため、ｄｃ軸，ｑｃ軸の印加電圧の比を１：１としても、直交２軸成分への三相電流の合成操作によるｄｃ軸，ｑｃ軸の電流変化は１：１の比にはならない。前記ΔＰｄｃと前記ΔＰｑｃは、図１４のように異なる振幅の「正負非対称性」の電流特性となる。そのため、前述したようなΔＰｄｃとΔＰｑｃの逆正接による初期位置推定では、図１５のような磁極位置推定誤差が生じてしまう。

前述したように、直交２軸へ順次、高周波電圧を印加し、そのとき発生した三相脈動電流の「正負非対称性」の電流特性を直交２軸に座標変換した場合、座標変換のような線形変換では、実際に印加される三相固定軸電圧の大きさの違いによる非線形特性の影響を考慮できないため、その結果、初期位置推定誤差が生じる。そこで本発明では、直交２軸へ座標変換する前の、三相固定軸上での磁気飽和による「正負非対称性」の電流特性が、同振幅となるよう電力変換器１０２の制御法、および電流検出手段を考える。本発明では、１２０度ずつずらした３つの位相に、正負交番電圧を順々に印加し、正負交番電圧の印加により生じる相電流値を検出する。そして、三相の各正，負検出電流値の偏差量ΔＰｕ，ΔＰｖ，ΔＰｗを求め、直交２軸に座標変換し、逆正接を使って回転子磁極位置を算出する。１２０度ずつずらした３つの位相に対して、正負交番電圧を順々に印加し、位置推定演算に利用する三相の検出電流値に対して、電圧印加条件を等しくすることで、前述した磁気飽和による「正負非対称性」の特性ΔＰｕ，ΔＰｖ，ΔＰｗの振幅を合わせることができる。この場合、前記特性ΔＰｕ，ΔＰｖ，ΔＰｗを直交２軸に座標変換しても、同振幅の三相分の非線形特性を直交２軸に変換することになり、線形変換であって問題はない。その結果、前記特性ΔＰｕ，ΔＰｖ，ΔＰｗの振幅のずれによる位置推定誤差が生じなくなり、従来技術に比べて位置推定精度を向上できる。

なお、指令電圧作成部１０４の基準位相角θは固定値であり、−３０度〜＋３０度の範囲で値を設定することが可能である。本明細書では、θ＝０の場合と、θ＝１５度の場合について、実際の動作波形を示しながら動作を説明する。

図１６は、本実施形態において、基準位相角θをθ＝０度とした場合の出力信号と出力電流波形である。図１６（ａ）にｄｃ軸の電圧指令Ｖｄｃの信号波形を示す。図１６（ｂ）は、電気位相角θｄｃの変化を示す。基準位相角θ＝０の場合、電気位相角θｄｃは、０度，１２０度，２４０度と順次切り替わる。図１６（ｃ），（ｄ），（ｅ）に、三相電圧指令Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^*の波形と、ＰＷＭキャリア信号の波形を示す。永久磁石同期電動機１０３の相電流波形は、相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗとして、図１６（ｈ），（ｉ），（ｊ）に示すように流れる。図１６（ｋ）は直流抵抗１１１を流れる検出電流信号Ｉｓｈである。

図１６（ｆ），（ｇ）は、電流検出するタイミングを決定するためのステータス信号ＳＴＳとトリガ信号ＴＲＧである。本実施例において、ステータス信号ＳＴＳは、電力変換器の三相出力電圧が全て正（または全て負）となる状態（言い換えれば、三角波のＰＷＭキャリア信号の山、または谷のタイミング）から、少なくとも一相の出力電圧レベルが変化すると、＋１加算されるカウンタ値である。従って、ステータス信号ＳＴＳは、ＰＷＭキャリア信号の半周期に１回、インクリメントされる。また、ステータス信号ＳＴＳは、前述した高周波印加電圧の基本単位が出力されると、終了時に零にリセットされる。また、電圧指令Ｖｄｃが０の期間では、ステータス信号ＳＴＳはゼロを保持する。本実施例では、高周波印加電圧の基本単位は、ＰＷＭキャリア信号の２周期分になるので、高周波印加電圧の基本単位中にステータス信号ＳＴＳは１から４までカウントアップする。一方、トリガ信号ＴＲＧは、ステータス信号ＳＴＳの値が０から１、または２から３に遷移したタイミングから、Δｔだけ時間経過して出力されるパルス信号である。なお、Δｔは所定の固定値であり、ステータス信号ＳＴＳの値が０から１（または、２から３）に遷移してから電力変換器の三相出力電圧が全て正または全て負となる状態に遷移するまでの時間よりも短く設定する。

図１７に、三相電流値検出手段１１３の内部の機能ブロック図を示す。本発明では、直流抵抗１１１を流れる検出電流信号Ｉｓｈを検出し、Ｉｓｈに現れる相電流情報を適切にサンプルして磁極位置推定を行う。三相電流値検出手段１１３の内部のサンプラは、トリガ信号ＴＲＧのパルスがハイレベルになったタイミングで、検出電流Ｉｓｈをサンプルする。図１６には、トリガ信号ＴＲＧと、磁極位置推定に利用する電流検出値のサンプルタイミングを示している。図１６（ｈ），（ｉ），（ｊ），（ｋ）の電流波形の黒丸マーク（●）がサンプルされる電流値を示している。サンプルされたＩｓｈは、電気位相角θｄｃとステータス信号ＳＴＳの情報に基づいて、各相電流の正負電流値に振り分けられる。振り分けは、次のルールに従って行う。
・θｄｃ＝０度，ＳＴＳ＝１で発生したＴＲＧ信号によるＩｓｈのサンプル値を、Ｕ相正側電流Ｉｕ＋とする。
・θｄｃ＝０度，ＳＴＳ＝３で発生したＴＲＧ信号によるＩｓｈのサンプル値を、Ｕ相負側電流Ｉｕ−とする。
・θｄｃ＝１２０度，ＳＴＳ＝１で発生したＴＲＧ信号によるＩｓｈのサンプル値を、Ｖ相正側電流Ｉｖ＋とする。
・θｄｃ＝１２０度，ＳＴＳ＝３で発生したＴＲＧ信号によるＩｓｈのサンプル値を、Ｖ相負側電流Ｉｖ−とする。
・θｄｃ＝２４０度、ＳＴＳ＝１で発生したＴＲＧ信号によるＩｓｈのサンプル値を、Ｗ相正側電流Ｉｗ＋とする。
・θｄｃ＝２４０度，ＳＴＳ＝３で発生したＴＲＧ信号によるＩｓｈのサンプル値を、Ｗ相負側電流Ｉｗ−とする。

上述のように脈動電流をサンプルすることで、前述した「正負非対称性」の電流特性の振幅が等しい三相の正，負電流値を検出することができる。

なお、図１６では、高周波印加電圧の基本単位中に、正側の相電流を１回サンプルし、負側の相電流を１回サンプルする例を示した。しかし、サンプル回数が１回の場合、ノイズによる電流検出誤差の影響によって位置推定誤差が発生する問題がある。その対策として、θｄｃが０度，１２０度，２４０度の各期間で、高周波電圧の基本単位を任意の回数（ｎ回）繰り返して印加し、電流をｎ回サンプルする方法をとればよい。ただし、ｎは２以上の整数である。図１７において、相電流値検出手段１１３の内部の平均化処理は、ｎ回サンプルされたＩｕ＋のデータをもとに、平均化したＵ相正側電流値Ｉｕｓ＋を出力する。他の、Ｉｕｓ−，Ｉｖｓ＋，Ｉｖｓ−，Ｉｗｓ＋，Ｉｗｓ−についても同様である。電流検出値を平均化して処理することによる効果としては、電流検出値に含まれるノイズの影響を低減できるため、位置推定の誤差が減ることがあげられる。

次に、図１の磁極位置推定手段１１４について説明する。図１８は、磁極位置推定手段１１４の内部の機能ブロックである。磁極位置推定手段１１４では、前記三相電流値検出手段１１３から出力された正，負三相電流検出値Ｉｕｓ＋，Ｉｕｓ−，Ｉｖｓ＋，Ｉｖｓ−，Ｉｗｓ＋、およびＩｗｓ−に基づき、推定磁極位置θｅｓｔを演算する。

まず、Ｉｕｓ＋，Ｉｕｓ−，Ｉｖｓ＋，Ｉｖｓ−，Ｉｗｓ＋，Ｉｗｓ−から、三相各相で、正，負電流値の偏差量ΔＰｕ，ΔＰｖ，ΔＰｗを演算する。

前述のように、巻線の鎖交磁束に含まれる永久磁石磁束の大きさは、回転子磁極位置θｄによって変化する。その結果、各相の偏差量ΔＰｕ，ΔＰｖ，ΔＰｗの値も回転子磁極位置θｄに依存した値となる。

次に、ΔＰｕ，ΔＰｖ，ΔＰｗから、回転子磁極位置θｄのsin成分、およびcos成分を導く。

本発明では、次の２式で、前記偏差量ΔＰｕ，ΔＰｖ，ΔＰｗを、直交する２相固定軸であるα‐β軸の量ΔＰα、およびΔＰβに座標変換する。ΔＰαがθｄのcos成分、ΔＰβがθｄのsin成分である。

図１９は、ΔＰαとΔＰβの位置依存特性の一例である。磁極位置推定手段１１４では、ΔＰα，ΔＰβからアークタンジェント関数を用いて永久磁石同期電動機の推定磁極位置θｅｓｔを算出する。

以上説明したように、本実施形態によれば、１２０度ずつずらして３つの高調波電圧を順に印加することで、位置推定演算に利用する三相電流値を検出する相のパルス電圧の電圧印加条件を等しくし、同振幅の「正負非対称性」の電流特性を抽出して初期位置推定を行うことで、推定精度を向上する効果がある。これにより、本発明では、駆動するモータの始動トルクを向上する効果がある。

なお、図１６では、トリガ信号ＴＲＧは、ステータス信号ＳＴＳの値が１または３になったタイミングから、Δｔだけ時間が経過したときに変化するパルス信号としたが、他にもトリガ信号ＴＲＧの生成法は考えられる。

図２０は、トリガ信号ＴＲＧは、ステータス信号ＳＴＳの値が１または３のときに、三相の出力電圧がすべて正、またはすべて負の値に遷移するタイミングで発生させたパルス信号とする例である。図２０は、図１６と同様に磁極位置推定時の動作波形を示している。ここで、ｄｃ軸電圧指令Ｖｄｃと電気位相角θｄｃは、図１６と同様に変化させている。また、相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗと、直流抵抗１１１を流れる検出電流信号Ｉｓｈも、図１６と同一の波形である。図１６と図２０では、トリガ信号ＴＲＧの発生法が異なる。図２０のθｄｃ＝０の期間において、ステータス信号ＳＴＳの値が１のときに、Ｖｖ^*（またはＶｗ^*）とＰＷＭキャリア信号とが交わるタイミングにおいて、トリガ信号ＴＲＧにパルスが出力される。また、同様に、θｄｃ＝０の期間において、ステータス信号ＳＴＳの値が３のときに、Ｖｕ^*とＰＷＭキャリア信号とが交わるタイミングにおいて、トリガ信号ＴＲＧにパルスが出力される。電流が検出された後、三相電流値検出手段１１３および磁極位置推定手段１１６は、前述した同様の手順で推定磁極位置θｅｓｔを算出できる。

図２０に示すタイミングの決め方で検出電流信号Ｉｓｈをサンプルすると、サンプルタイミングは、電力変換器１０２の出力電圧レベルが遷移した時点から、最も時間的に離れることになる。その結果、電力変換器１０２の出力電圧遷移時のスイッチングに伴うリンギング等の影響を受けずに、前記Ｉｓｈを精度よくサンプルすることができる。このため、位置推定の誤差が減る効果がある。

これまでの説明では、図１の指令電圧作成部１０４の基準位相角θに関して、θ＝０とする例を示したが、基準位相角θをずらしても、トリガ信号ＴＲＧのパルス出力条件を変更することで、同様に初期磁極位置推定が可能である。以下、図面を用いて説明する。

図２１は、基準位相角θを、θ＝１５度としたときの磁極位置推定時の動作波形である。ここで、図２１（ａ）は、ｄｃ軸電圧指令Ｖｄｃの出力波形であり、図１６と同一である。図２１（ｂ）は、前記ｄｃ軸電圧指令Ｖｄｃを印加する電気位相角θｄｃの出力波形である。基準位相角θ＝１５度の場合、電気位相角θｄｃは、１５度，１３５度，２５５度と順次切り替えて出力される。図２１（ｃ），（ｄ），（ｅ）は、前記Ｖｄｃ，θｄｃがｄｑ逆変換器１０７によって変換された三相電圧指令Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^*である。図２１（ｆ），（ｇ）は、電流検出するタイミングを決定するためのステータス信号ＳＴＳとトリガ信号ＴＲＧである。永久磁石同期電動機３に発生する電流波形は、相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗとして、図２１（ｈ），（ｉ），（ｊ）に示すように変化する。図２１（ｋ）は直流抵抗１１１を流れる検出電流信号Ｉｓｈである。

図２１（ｆ）のステータス信号ＳＴＳの生成法は、図１６の場合と同一である。一方、図２１（ｇ）のトリガ信号ＴＲＧは、ステータス信号ＳＴＳの値が２になったタイミングで発生させるパルス信号と、前記ＳＴＳが３のときに三相の出力電圧がすべて正（またはすべて負）の値に遷移するタイミングで発生するパルス信号を組合せている。前記トリガ信号ＴＲＧのパルス出力のタイミングで、検出電流信号Ｉｓｈを検出することで三相の正，負電流値を検出することができる。図２１（ｈ），（ｉ），（ｊ），（ｋ）の電流波形の黒丸マーク（●）がサンプルされる電流値を示している。サンプルされたＩｓｈは、電気位相角θｄｃとステータス信号ＳＴＳの情報に基づいて、各相電流の正負電流値に振り分けられる。振り分けは、次のルールに従って行う。
・θｄｃ＝θ，ＳＴＳ＝２で発生したＴＲＧ信号によるＩｓｈのサンプル値を、Ｕ相正側電流Ｉｕ＋とする。
・θｄｃ＝θ，ＳＴＳ＝３で発生したＴＲＧ信号によるＩｓｈのサンプル値を、Ｕ相負側電流Ｉｕ−とする。
・θｄｃ＝θ＋１２０度，ＳＴＳ＝２で発生したＴＲＧ信号によるＩｓｈのサンプル値を、Ｖ相正側電流Ｉｖ＋とする。
・θｄｃ＝θ＋１２０度，ＳＴＳ＝３で発生したＴＲＧ信号によるＩｓｈのサンプル値を、Ｖ相負側電流Ｉｖ−とする。
・θｄｃ＝θ＋２４０度，ＳＴＳ＝２で発生したＴＲＧ信号によるＩｓｈのサンプル値を、Ｗ相正側電流Ｉｗ＋とする。
・θｄｃ＝θ＋２４０度，ＳＴＳ＝３で発生したＴＲＧ信号によるＩｓｈのサンプル値を、Ｗ相負側電流Ｉｗ−とする。

鉄心の磁気飽和による「正負非対称性」の電流特性の振幅が等しくなるタイミングで三相の正，負電流値が検出された後、三相電流値検出手段１１３の内部の平均化処理および磁極位置推定手段１１４は、前述した同様の手順で推定磁極位置θｅｓｔを算出できる。

なお、図２１では、ｄｃ軸電圧指令Ｖｄｃの印加タイミングが三角波キャリアの山で始まる例を示した。印加タイミングが三角波キャリアの谷で始まる場合については、トリガ信号ＴＲＧのパルス出力条件を変更しなければならない。これについて図２２を用いて説明する。

図２２は、このときの磁極位置推定時の動作波形を示す。ここで、ｄｃ軸電圧指令Ｖｄｃと電気位相角θｄｃは、図２１と同様の出力波形としている。発生する相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗと直流抵抗１１１を流れる電流Ｉｓｈは、前記電圧指令Ｖｄｃの印加タイミングが三角波キャリアの谷で始まっていることで図２１の出力波形と異なる。そのため、図２２では、電流Ｉｓｈから三相電流値を検出すタイミングを決定するトリガ信号ＴＲＧが異なる。

図２２において、図２２（ｆ）のステータス信号ＳＴＳは、図１６と同一のやり方で生成できる。一方、図２２（ｇ）のトリガ信号ＴＲＧは、前記ＳＴＳが１のときに三相の出力電圧がすべて正、またはすべて負の値に遷移するタイミングと、前記ＳＴＳの値が３から４に遷移したタイミングでパルスを発生させる。このように、トリガ信号ＴＲＧのパルスを作ることによって検出電流信号Ｉｓｈを検出すれば、三相の正，負電流値を検出することができる。図２２（ｈ），（ｉ），（ｊ），（ｋ）の電流波形の黒丸マーク（●）がサンプルされる電流値を示している。サンプルされたＩｓｈは、電気位相角θｄｃとステータス信号ＳＴＳの情報に基づいて、各相電流の正負電流値に振り分けられる。振り分けは、次のルールに従って行う。
・θｄｃ＝θ，ＳＴＳ＝１で発生したＴＲＧ信号によるＩｓｈのサンプル値を、Ｕ相正側電流Ｉｕ＋とする。
・θｄｃ＝θ，ＳＴＳ＝４で発生したＴＲＧ信号によるＩｓｈのサンプル値を、Ｕ相負側電流Ｉｕ−とする。
・θｄｃ＝θ＋１２０度，ＳＴＳ＝１で発生したＴＲＧ信号によるＩｓｈのサンプル値を、Ｖ相正側電流Ｉｖ＋とする。
・θｄｃ＝θ＋１２０度，ＳＴＳ＝４で発生したＴＲＧ信号によるＩｓｈのサンプル値を、Ｖ相負側電流Ｉｖ−とする。
・θｄｃ＝θ＋２４０度，ＳＴＳ＝１で発生したＴＲＧ信号によるＩｓｈのサンプル値を、Ｗ相正側電流Ｉｗ＋とする。
・θｄｃ＝θ＋２４０度，ＳＴＳ＝４で発生したＴＲＧ信号によるＩｓｈのサンプル値を、Ｗ相負側電流Ｉｗ−とする。

鉄心の磁気飽和による「正負非対称性」の電流特性の振幅が等しくなるタイミングで三相の正，負電流値が検出された後、三相電流値検出手段１１３の内部の平均化処理および磁極位置推定手段１１４は、前述した同様の手順で推定磁極位置θｅｓｔを算出できる。

以上説明したように、本実施例によれば、基準位相角θずらした位相に正負交番電圧を印加し、シャント抵抗に現れる相電流波形が複数混在する場合でも、上述したサンプルタイミングと振り分けルールに従うことで、高精度な初期位置推定を実現できる。

次に、本発明の第２の実施形態について説明する。第２の実施形態は、相電流センサを用いてモータ電流を観測する例である。図２３に第２の実施形態による永久磁石同期電動機の駆動装置の構成図を示す。図１に示す第１の実施形態と比較して、構成の相違部分のみを説明する。図２３の相電流検出部１１５は、前記永久磁石同期電動機３の三相固定子巻線のうちＵ相，Ｖ相を流れる電流Ｉｕ，Ｉｖを検出する。三相電流値検出手段１１３′は、前記検出電流Ｉｕ，ＩｖとＰＷＭ信号制御器１０８が出力した電流検出タイミング設定信号ＳＡＨ、前記電気角位置θｄｃを用いて、三相電流値の正側検出値、ならびに三相電流値の負側検出値を出力する。

図２４に、基準位相角θをθ＝０度とした場合の出力信号と出力電流波形の関係を示す。ここで、ｄｃ軸電圧指令Ｖｄｃと電気位相角θｄｃは、第１の実施形態の説明で用いた図１６と同様に変化させた。また、相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗも、図１６と同一の波形である。さらに、ステータス信号ＳＴＳの生成法も、図１６と同一である。図１６と図２４では、トリガ信号ＴＲＧの発生法のみが異なる。

第２の実施形態では、トリガ信号ＴＲＧを、ステータス信号ＳＴＳの値が１または３のときに、三角波のＰＷＭキャリア信号が山または谷になったタイミングで発生させる。図２４に示した動作波形例では、ＰＷＭキャリア信号が谷のタイミングでＴＲＧ信号が出力されている。

トリガ信号ＴＲＧのパルス出力のタイミングで、相電流を検出する。図２４（ｈ），（ｉ）の電流波形の黒丸マーク（●）がサンプルされる電流値を示している。本実施形態では、相電流検出部１１５は、Ｕ相電流ＩｕとＶ相電流Ｉｖのみを検出する。直接、検出できないＷ相電流Ｉｗは、次式の関係に基づいて、Ｕ相，Ｖ相の検出値から算出している。

図２４（ｊ）に示したＩｗの電流波形の菱形マーク（◇）は、算出されたＷ相正側検出値Ｉｗ＋、およびＶ相負側検出値Ｉｗ−を示している。

第２の実施形態における、三相電流値検出手段１３′の内部構成を図２５に示す。相電流Ｉｕ，Ｉｖを前述したタイミングでサンプルし、サンプルされた相電流値は、電気位相角θｄｃとステータス信号ＳＴＳの情報に基づいて、各相の正負電流値に振り分けられる。振り分けは、次のルールに従って行う。
・θｄｃ＝０度，ＳＴＳ＝１で発生したＴＲＧ信号によるＵ相電流Ｉｕのサンプル値（●）を、Ｕ相正側電流Ｉｕ＋とする。
・θｄｃ＝０度，ＳＴＳ＝３で発生したＴＲＧ信号によるＵ相電流Ｉｕのサンプル値（●）を、Ｕ相負側電流Ｉｕ−とする。
・θｄｃ＝１２０度，ＳＴＳ＝１で発生したＴＲＧ信号によるＶ相電流Ｉｖのサンプル値（●）を、Ｖ相正側電流Ｉｖ＋とする。
・θｄｃ＝１２０度，ＳＴＳ＝３で発生したＴＲＧ信号によるＶ相電流Ｉｖのサンプル値（●）を、Ｖ相負側電流Ｉｖ−とする。
・θｄｃ＝２４０度，ＳＴＳ＝１で発生したＴＲＧ信号によるＵ相電流Ｉｕ、および Ｖ相電流Ｉｖのサンプル値（●）から算出されたＷ相電流を、Ｗ相正側電流Ｉｗ＋とする。
・θｄｃ＝２４０度，ＳＴＳ＝３で発生したＴＲＧ信号によるＵ相電流Ｉｕ、およびＶ相電流Ｉｖのサンプル値（●）から算出されたＷ相電流を、Ｗ相負側電流Ｉｗ−とする。検出された三相の正，負電流値の処理については、第１の実施形態と同様である。具体的には、図２５に示す三相電流値検出手段１１３′の内部において、電流検出値の平均化処理を行い、磁極位置推定手段１１４において、推定磁極位置θｅｓｔを算出する。

以上、第２の実施形態の説明では、相電流検出部１１５は、Ｕ相とＶ相の電流を検出する例を示した。しかし、よく知られているように、３相モータの駆動では、直接検出できない相電流は、検出された２相の電流値から算出することができる。よって、他の２相を検出する場合であっても、同様に推定磁極位置が求められる。また、相電流検出部１１５は、Ｕ，Ｖ，Ｗ相、３相の電流を検出する場合であっても、本発明では同様に推定磁極位置が求められる。

また、第２の実施形態の説明では、図２３の指令電圧作成部１０４の基準位相角θに関して、θ＝０とする例を説明したが、基準位相角θを−３０〜＋３０の範囲で与えても、前述と同様の手順で位置推定演算することが可能である。

第２の実施形態は相電流検出であるため、ＰＷＭキャリア信号の山（または谷）のタイミングで、電流を検出すれば、相電流のピーク値が得られる。よって、第１の実施形態のように、電圧指令の振幅によって電流検出タイミングを前後させる必要がない。このため、第１の実施形態に比べると、第２の実施形態は、ＴＲＧ信号の生成が簡単にできる利点がある。また、相電流検出であれば、電力変換器１０２のスイッチングで生じる電流の高周波成分（リンギング電流）の影響を受けにくい。よって、検出電流を用いた位置推定値の精度が高くなる。

なお、前述した図１６，図２０，図２１，図２２のそれぞれの実施例で説明した（●）の電流検出タイミングで、Ｕ相とＶ相の電流を検出すれば、第２の実施形態において、前述と同様の手順で位置推定演算することが可能である。

次に、高周波印加電圧の基本単位を複数回繰り返す場合について、補足説明を行う。第１の実施形態と第２の実施形態においては、電気位相角θｄｃを０度，１２０度，２４０度と順次切り替えて、ｄｃ軸電圧指令Ｖｄｃに高周波印加電圧を与えたが、高周波印加電圧は、基本単位を１回分出力する場合の説明であった。しかしながら、本発明を実施する場合、電流検出精度やノイズによる電流検出値への影響を考慮すると、高周波電圧の基本単位を任意の回数（ｎ回）繰り返して印加し、複数の電流検出値の平均をとれば、位置推定精度の向上が期待できる。この平均化は、第１の実施形態および第２の実施形態どちらにも有効な方法である。以下、第１の実施形態において、高周波印加電圧の基本単位を複数回印加する動作について説明する。

図２６に、高周波印加電圧の基本単位を複数回印加したときの電圧指令と電流の関係を示す。なお、本発明では、電気位相角θｄｃを０度，１２０度，２４０度と順次切り替えるが、図２６に示す動作波形は、電気位相角θｄｃ＝０の場合の波形を示している。

ｄｃ軸電圧指令Ｖｄｃには、図２６（ａ）に示すように、高周波印加電圧の基本単位が複数回出力されている。ここでは、Ｖｄｃ＝０とするような電圧休止期間を設けずに、高周波印加電圧の基本単位を連続して出力している。図２６（ｃ），（ｄ），（ｅ）に示す三相電圧指令Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^*への変換、および、図２６（ｆ），（ｇ）に示すステータス信号ＳＴＳとトリガ信号ＴＲＧの生成は、第１の実施形態で説明した方法で行う。

図２６（ｋ）に、直流抵抗１１１を流れる検出電流信号Ｉｓｈを示す。電気位相角θｄｃ＝０の場合、ＩｓｈにはＵ相の正，負電流値Ｉｕ＋，Ｉｕ−が繰り返してあらわれる。そこで、Ｉｕ＋，Ｉｕ−を繰り返し回数分だけサンプルする方法をとる。また、図１９には示していないが、電気位相角θｄｃが１２０度のときにも、高周波印加電圧の基本単位を複数回出力し、Ｉｖ＋、Ｉｖ−を繰り返し回数分サンプルする。同様に、θｄが２４０度のときにも、高周波印加電圧の基本単位を複数回出力し、Ｉｗ＋，Ｉｗ−を繰り返し回数分サンプルする。

複数回サンプルされた電流値は、図１７に示す、相電流値検出手段１１３の内部の平均化処理で平均値が演算される。例えば、ｎ回サンプルされたＩｕ＋のデータをもとに、平均化したＵ相正側電流値Ｉｕｓ＋を出力する。他の、Ｉｕｓ−，Ｉｖｓ＋，Ｉｖｓ−，Ｉｗｓ＋，Ｉｗｓ−についても同様である。電流検出値を平均化して処理することによる効果としては、電流検出値に含まれるノイズの影響を低減できるため、位置推定の誤差が減ることがあげられる。

次に、第１の実施形態および第２の実施形態の方法を実機に用いる際、好ましい電圧指令の与え方、および電流検出の方法について説明する。図２７に電圧指令の変化、電流検出のためのトリガ信号、およびモータ電流値の関係を示している。図２７（ａ）において、電圧指令Ｖｄｃは、ＰＷＭ信号制御器１０８から主回路部１０９への制御信号出力が開始した時点からＴｃｈの間はゼロを保持し、Ｔｃｈ経過後、電圧振幅Ｖａｍｐの方形波信号に切り替わる。その後、Ｔｐの期間、Ｖｄｃをゼロ保持する。次に、θｄｃが１２０度に切り替わり、Ｖｄｃは先ほどと同様の方形波信号となる。その後、再びＴｐの期間、Ｖｄｃをゼロ保持する。最後に、θｄｃを２４０度に切り替えて、Ｖｄｃは、先ほどと同様の方形波信号となる。

図２７の電圧指令の与え方、および電流検出法の特徴は、（１）高周波印加電圧を与える前に、主回路部１０９の下アームスイッチ素子をオンさせる期間（コンデンサ初期充電期間Ｔｃｈ）を設けること、（２）高周波電圧の印加が始まっても電流検出しない期間（定常待ち期間Ｔｗ）を設けること、（３）電気位相角θｄｃを切り替える際、電圧指令Ｖｄｃ＝０にする期間（パルス電圧休止期間Ｔｐ）を設けることの３点である。以下、上述の（１）〜（３）について説明する。

コンデンサ初期充電期間Ｔｃｈは、電力変換器の上アームのスイッチ素子が、ブートストラップ型のゲート駆動回路で制御される際に必要な期間である。期間Ｔｃｈの間、主回路部１０９の下アームスイッチ素子をオンさせて、前記ブートストラップ回路の電源コンデンサを初期充電する。初期充電することによって、主回路部１０９の上アームのスイッチ素子が正常にオン、オフが制御され、電圧指令に対応した三相電圧を出力することができる。なお、コンデンサ初期充電期間Ｔｃｈは、ＰＷＭ信号制御器１０８から出力される制御信号が、全スイッチ素子オフから、ＰＷＭ信号に切り替わった時点で、開始すればよい。なお、ゲート駆動回路がブートストラップ型回路でない場合には、期間Ｔｃｈを零にしてもよい。

定常待ち期間Ｔｗは、高調波電圧印加しはじめに、電流観測値が定常状態に落ち着くまでの待ち時間である。この期間では電流は検出しない。定常待ち期間Ｔｗを設ける理由は、実機においては、前述した電圧指令を生成して三相電圧を出力した場合、電流が定常状態に落ち着くまでに所定の時間が必要なためである。Ｔｗを設けることによって、定常状態に落ち着いた電流値を観測するようになるため、検出電流値のばらつきを抑制され、位置推定精度を向上させることができる。なお、定常待ち期間Ｔｗの間は電流を検出しないようにするため、ステータス信号ＳＴＳ、およびトリガ信号ＴＲＧは、Ｔｗ期間はゼロに保持するようにする。

パルス電圧休止期間Ｔｐは、電気位相角θｄｃを切り替えて、印加電圧位相を入れ替えるとき、パルス電圧印加を休止させておく時間である。具体的には、電圧指令Ｖｄｃ＝０を与える。高調波電圧印加休止後、電流が残留している場合には、パルス電圧休止期間を設けることによって、次の相へパルス電圧を印加する際の影響を低減することができる。

初期位置推定演算に用いる電流値Ｉｕ＋，Ｉｕ−，Ｉｖ＋，Ｉｖ−，Ｉｗ＋、およびＩｗ−は、図２７の電流検出期間Ｔｓで検出される。三相の正，負電流値が検出された後、三相電流値検出手段１１３の内部の平均化処理および磁極位置推定手段１１４は、前述した第１の実施形態と同様の手順で推定磁極位置θｅｓｔを算出できる。なお、図２７に示す電圧指令の与え方、および電流検出の方法は、すべての実施例において適用が可能である。

なお、定常待ち期間Ｔｗ，パルス電圧休止期間Ｔｐ，直流バス電流検出期間Ｔｓ，コンデンサ初期充電期間Ｔｃｈの４つの時間は、高周波印加電圧の基本単位時間を１単位（最小単位）として設定する。

本実施例によれば、高周波電圧印加直後の電流過渡時の相電流検出を避けたり、電圧印加する相の切替時に電圧休止期間を設けて残留電流の影響を抑制できるので、安定して磁気飽和特性を検出することができ、正確な初期位置推定結果を得ることができる。

本発明の第３の実施形態は、高周波パルス発生器５より出力される方形波信号の電圧振幅Ｖａｍｐを、自動的に調整する手段を備えた駆動装置である。図２８に第３の実施形態の構成図を示す。本実施形態は、磁極位置推定手段１１４より算出された推定磁極位置θｅｓｔを用いて、電圧振幅調整手段１１６が、高周波パルス発生器１０５より出力される方形波信号の電圧振幅Ｖａｍｐを調整し、最適化を行うことを特徴とする。

図２８に示す電圧振幅調整手段１１６において、入力である推定磁極位置θｅｓｔから出力となる電圧振幅指令信号Ｖａｍｐを調整する方法について、具体的に説明する。図２９に、本実施形態における電圧振幅調整の手順を示す。まずｓｔｅｐ１で、前記電圧振幅指令信号Ｖａｍｐの初期値を設定する。次にｓｔｅｐ２で、前記Ｖａｍｐの大きさの方形波信号を用いて、初期位置推定を任意の回数（Ｎ回）行い、Ｎ回分の推定磁極位置θｅｓｔの値を得る。Ｎ回分の推定磁極位置θｅｓｔの値から、後述する評価値を計算する。その後、ｓｔｅｐ３で、今回実施した初期位置推定の評価値が判定値未満かどうかを判断する。今回の評価値が判定値未満の場合は、今回実施した前記Ｖａｍｐを電圧振幅最適値Ｖａｍｐ＿ｏｐｔとし、前記Ｖａｍｐを減少させる。今回の評価値が判定値以上の場合は、前記Ｖａｍｐを増加させる。そして、ｓｔｅｐ４で、前回の推定結果が判定値未満かつ今回の推定結果が判定値以上となる条件を満たした場合、電圧振幅調整は終了し、前記Ｖａｍｐ＿ｏｐｔを電圧振幅の最適値とする。前記条件が成立しない場合は、ｓｔｅｐ２に戻り、前述と同様の手順を再度行う。

図２９の手順では、評価値が判定値未満に収まる間は、できるだけ印加する高調波電圧の電圧振幅Ｖａｍｐを下げるように動作する。前記Ｖａｍｐを下げていった結果、評価値が判定値以上になったとき、ｓｔｅｐ４の電圧振幅調整が終了条件となり、そのひとつ前の電圧振幅Ｖａｍｐの設定値が、印加する電圧振幅の最適値となる。

次に、電圧振幅調整手段の動作の詳細と、調整に用いる評価値について具体的に説明する。

まず、ｓｔｅｐ１で、前記Ｖａｍｐの初期値を設定する。前記Ｖａｍｐの初期値は、定格電圧または磁気飽和の影響が大きく現れる十分大きな電圧値を設定する。

次に、ｓｔｅｐ２で、電圧振幅Ｖａｍｐの方形波信号を生成し、任意のＮ回数、初期位置推定を行い、推定結果θｅｓｔ１〜θｅｓｔＮを算出する。

ｓｔｅｐ３で、前記推定結果θｅｓｔ１〜θｅｓｔＮを用いて、初期位置推定の評価値を計算し、電圧振幅Ｖａｍｐ調整のための判定処理を行う。評価値の一例として、本説明では、前記推定結果θｅｓｔのばらつきの程度を用いた手法を説明する。

前記推定結果のばらつきの程度を導出する手順を説明する。まず前記推定結果θｅｓｔ１〜θｅｓｔＮの最大値θｅｓｔ＿ｍａｘ，最小値θｅｓｔ＿ｍｉｎを求める。

次に、前記最大値θｅｓｔ＿ｍａｘと最小値Δθｅｓｔ＿ｍｉｎの偏差量θｅｓｔ＿ｄｉｓｐを求める。算出した前記偏差量θｅｓｔ＿ｄｉｓｐを、推定結果ばらつきを表す指標（評価値）として用いる。

本発明で初期位置推定を行う際、印加する高周波電圧の振幅Ｖａｍｐが小さいと、前述したように、三相の正，負電流検出値に磁気飽和による電流変化の差が十分に現れない。その結果、電流値には、位置依存性のある電流変化の差よりも、電流検出誤差やノイズが多く含まれる結果となる。検出電流に含まれるノイズが確率的であるとするなら、初期位置推定の推定結果θｅｓｔは、値が毎回変化し、ばらつくと考えられる。本発明では、推定結果ばらつきθｅｓｔ＿ｄｉｓｐを所定の判定値と比較する。判定値よりも大きい場合、すなわちθｅｓｔのばらつきが大きい場合には、初期位置推定を実施した電圧振幅Ｖａｍｐでは、前述した三相の正，負電流検出値に磁気飽和による電流変化の差が十分に現れていないことがわかる。

ｓｔｅｐ３のＶａｍｐ電圧振幅調整は、例えば次のルールに従って行う。
・今回実施した初期位置推定結果の推定結果ばらつきθｅｓｔ＿ｄｉｓｐが、推定誤差の要求値よりも大きい場合、前記電圧振幅Ｖａｍｐを２倍に設定する。
・今回実施した初期位置推定結果の推定結果ばらつきθｅｓｔ＿ｄｉｓｐが、推定誤差の要求値以下の場合、前記電圧振幅Ｖａｍｐを電圧振幅最適値Ｖａｍｐ＿ｏｐｔと設定し、前記Ｖａｍｐを０．９倍に設定する。

なお、上述のルールにおいて、判定値やＶａｍｐの調整倍率は、駆動するモータと、要求される初期位置推定精度の仕様によって、値を設定すればよい。

ｓｔｅｐ４では、前記電圧振幅Ｖａｍｐの調整値が最適な設定値であるかの判定を行う。判定方法としては、推定結果ばらつきθｅｓｔ＿ｄｉｓｐが推定誤差の要求範囲内で、できるかぎり前記Ｖａｍｐが小さい値となるようにする。ｓｔｅｐ４の電圧振幅調整の終了判定は、例えば次のルールに従って行う。
・前回実施した初期位置推定結果の推定結果ばらつきθｅｓｔ＿ｄｉｓｐが、推定誤差の要求値以下の場合で、かつ、今回実施した初期位置推定結果の推定結果ばらつきθｅｓｔ＿ｄｉｓｐが推定誤差の要求値よりも大きい場合、前記Ｖａｍｐ＿ｏｐｔを電圧振幅の最適値とし、電圧振幅調整を終了する。
・上記以外の条件では、ｓｔｅｐ２へ戻り、前述の手順を繰り返し行う。

図３０に、本実施形態における電圧振幅調整手段の動作波形例を示す。最初の高調波電圧の印加では、電圧振幅がＶａｍｐ１に設定されているが、電圧振幅調整を行った結果、電圧振幅がＶａｍｐ２，Ｖａｍｐ３，Ｖａｍｐ４と順次、減少している。本実施例によれば、印加する高調波電圧の振幅を可能な限り下げ、初期位置推定に必要な最低限のモータ電流に最適化することができる。

本実施例によれば、電圧振幅調整手段を備えることによって、初期位置推定に必要な最低限のモータ電流に最適化できる。その結果、初期位置推定時の脈動電流発生による騒音を低減でき、静音化が可能である。また、電圧振幅調整手段を備えることで、永久磁石同期電動機１０３として、仕様のわからない永久磁石同期電動機が接続された場合でも、初期位置推定に好適な印加電圧振幅値を自動的に調整することができる。汎用インバータでは、仕様のわからない電動機を駆動する事例が多いが、本実施例の電圧振幅調整手段を備えることで、インバータの使用者が事前に駆動するモータの特性を測る必要がなくなり、パラメータ設定の調整時間を減らすことができる。

なお、図２８の電圧調整手段１１６は、図２３の第２の実施形態においても同様に適用可能である。

第１の実施形態、第２の実施形態および第３の実施形態では、永久磁石同期電動機に正負交番電圧を印加し、そのとき発生した脈動電流の正側と負側の検出電流値を用いて磁極位置を推定演算している。しかしながら、検出電流値を電流変化量に置き換えた場合でも、これまでと同様に磁極位置の推定演算が可能である。次に、電流変化量を用いた例として、第４の実施形態を示す。

図３１に第４の実施形態による永久磁石同期電動機の駆動装置の構成図を示す。図１に示す第１の実施形態と比較して、構成の相違部分のみを説明する。

図３１の三相電流値検出手段１１３″は、直流部電流の検出電流信号ＩｓｈとＰＷＭ信号制御器１０８が出力した電流検出タイミング設定信号ＳＡＨ、電気位相角θｄｃを用いて、各相の三相電流検出値を、正側で２点、負側で２点出力する。具体的には、三相電流値検出手段１１３″が出力する値は、Ｕ相正側検出値Ｉｕ１ｓ＋，Ｉｕ２ｓ＋、Ｕ相負側検出値Ｉｕ１ｓ−，Ｉｕ２ｓ−、Ｖ相正側検出値Ｉｖ１ｓ＋，Ｉｖ２ｓ＋、Ｖ相負側検出値Ｉｖ１ｓ−，Ｉｖ２ｓ−、Ｗ相正側検出値Ｉｗ１ｓ＋，Ｉｗ２ｓ＋、およびＶ相負側検出値Ｉｗ１ｓ−，Ｉｗ２ｓ−である。

磁極位置推定手段１１４′は、三相電流値検出手段１１３″が出力したＩｕ１ｓ＋，Ｉｕ２ｓ＋，Ｉｕ１ｓ−，Ｉｕ２ｓ−，Ｉｖ１ｓ＋，Ｉｖ２ｓ＋，Ｉｖ１ｓ−，Ｉｖ２ｓ−，Ｉｗ１ｓ＋，Ｉｗ２ｓ＋，Ｉｗ１ｓ−、およびＩｗ２ｓ−を用いて、各相電流の電流変化量を求め、永久磁石同期電動機１０３の推定磁極位置を算出し、θｅｓｔとして出力する。

図３２に、基準位相角θをθ＝０度とした場合の印加電圧指令と電流波形の関係を示す。ここで、ｄｃ軸電圧指令Ｖｄｃと電気位相角θｄｃは、第１の実施形態の説明で用いた図１６と同様に変化させており、相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗも、図１６と同一の波形である。さらに、ステータス信号ＳＴＳの生成法も、図１６と同一である。図１６と図３２では、トリガ信号ＴＲＧの発生法のみが異なる。第４の実施形態のトリガ信号ＴＲＧは、ステータス信号ＳＴＳの値が０から１、または２から３に遷移した時点より、Δｔだけ時間経過したタイミングとΔｔのＫｔ倍だけ時間経過したタイミングでパルス信号を発生させる。なお、Δｔは所定の固定値であり、ステータス信号ＳＴＳの値が０から１（または、２から３）に遷移してから電力変換器の三相出力電圧が全て正または全て負となる状態に遷移するまでの時間よりも短く設定する。また、Ｋｔは１以下の正の固定値とする。

第４の実施形態における三相電流値検出手段１１３″の内部構成を、図３３に示す。三相電流値検出手段１１３″内部のサンプラは、トリガ信号ＴＲＧのパルスがハイレベルになったタイミングで、検出電流Ｉｓｈをサンプルする。図３２には、トリガ信号ＴＲＧと、磁極位置推定に利用する電流検出値のサンプルタイミングを示している。図３２（ｈ），（ｉ），（ｊ），（ｋ）の電流波形の黒丸マーク（●）がサンプルされる電流値を示している。サンプルされたＩｓｈは、電気位相角θｄｃとステータス信号ＳＴＳの情報に基づいて、各相電流の正負電流値に振り分けられる。振り分けは、次のルールに従って行う。
・θｄｃ＝０度，ＳＴＳ＝１で発生したＴＲＧ信号によるＩｓｈの１点目のサンプル値を、Ｕ相正側電流Ｉｕ１＋とする。
・θｄｃ＝０度，ＳＴＳ＝１で発生したＴＲＧ信号によるＩｓｈの２点目のサンプル値を、Ｕ相正側電流Ｉｕ２＋とする。
・θｄｃ＝０度，ＳＴＳ＝３で発生したＴＲＧ信号によるＩｓｈの１点目のサンプル値を、Ｕ相負側電流Ｉｕ１−とする。
・θｄｃ＝０度，ＳＴＳ＝３で発生したＴＲＧ信号によるＩｓｈの２点目のサンプル値を、Ｕ相負側電流Ｉｕ２−とする。
・θｄｃ＝１２０度，ＳＴＳ＝１で発生したＴＲＧ信号によるＩｓｈの１点目のサンプル値を、Ｖ相正側電流Ｉｖ１＋とする。
・θｄｃ＝１２０度，ＳＴＳ＝１で発生したＴＲＧ信号によるＩｓｈの２点目のサンプル値を、Ｖ相正側電流Ｉｖ２＋とする。
・θｄｃ＝１２０度，ＳＴＳ＝３で発生したＴＲＧ信号によるＩｓｈの１点目のサンプル値を、Ｖ相負側電流Ｉｖ１−とする。
・θｄｃ＝１２０度，ＳＴＳ＝３で発生したＴＲＧ信号によるＩｓｈの２点目のサンプル値を、Ｖ相負側電流Ｉｖ２−とする。
・θｄｃ＝２４０度，ＳＴＳ＝１で発生したＴＲＧ信号によるＩｓｈの１点目のサンプル値を、Ｗ相正側電流Ｉｗ１＋とする。
・θｄｃ＝２４０度，ＳＴＳ＝１で発生したＴＲＧ信号によるＩｓｈの２点目のサンプル値を、Ｗ相正側電流Ｉｗ２＋とする。
・θｄｃ＝２４０度，ＳＴＳ＝３で発生したＴＲＧ信号によるＩｓｈの１点目のサンプル値を、Ｗ相負側電流Ｉｗ１−とする。
・θｄｃ＝２４０度，ＳＴＳ＝３で発生したＴＲＧ信号によるＩｓｈの２点目のサンプル値を、Ｗ相負側電流Ｉｗ２−とする。

検出された三相の正，負電流値については、第１の実施形態と同様に複数回の検出値を平均化する。具体的には、図３３に示す三相電流値検出手段１１３″の内部において、電流検出値の平均化処理を行う。例えば、ｎ回サンプルされたＩｕ１＋のデータをもとに、平均化したＵ相正側電流値Ｉｕ１ｓ＋を出力する。他のＩｕ２ｓ＋，Ｉｕ１ｓ−，Ｉｕ２ｓ−，Ｉｖ１ｓ＋，Ｉｖ２ｓ＋，Ｉｖ１ｓ−，Ｉｖ２ｓ−，Ｉｗ１ｓ＋，Ｉｗ２ｓ＋，Ｉｗ１ｓ−，Ｉｗ２ｓ−についても同様である。

次に、図３１の磁極位置推定手段１１４′について説明する。図３４は、磁極位置推定手段１１４′の内部の機能ブロックである。磁極位置推定手段１１４′では、前記三相電流値検出手段１１３″から出力された正，負三相電流検出値Ｉｕ１ｓ＋，Ｉｕ２ｓ＋，Ｉｕ１ｓ−，Ｉｕ２ｓ−，Ｉｖ１ｓ＋，Ｉｖ２ｓ＋，Ｉｖ１ｓ−，Ｉｖ２ｓ−，Ｉｗ１ｓ＋，Ｉｗ２ｓ＋，Ｉｗ１ｓ−、およびＩｗ２ｓ−に基づき、各相電流の電流変化量を求める。次に、求めた電流変化量から、電流変化量の偏差量ΔＰｕ，ΔＰｖ，ΔＰｗを演算する。演算式を（式１２）に示す。

第１の実施形態で述べたように、各相電流の電流検出値は、永久磁石磁束による鉄心の磁気飽和の影響より、回転子磁極位置θｄに依存した値となる。これと同様に、各相電流の電流変化量にも回転子磁極位置θｄに依存する特性がある。前述した図４の回転子磁束方向（ｄ軸）がｕ軸に一致している場合（θｄ＝０度の場合）、正側にパルス電圧を印加すると、磁石磁束を強める方向に電流が流れるため、前述した鉄心の磁気飽和の影響により正側の電流変化量は最も大きくなる。一方、負側にパルス電圧を印加すると、磁石磁束を弱める方向に電流が流れるため、負側の電流変化量は最も小さくなる。また、前述した図５の回転子磁束方向（ｄ軸）がｕ軸に直交している場合（θｄ＝９０度の場合）、正側にパルス電圧を印加したときの電流変化量と、負側にパルス電圧を印加したときの電流変化量は、どちらも永久磁石による鎖交磁束の影響がないため同じ変化量となる。

このように、各相電流の電流変化量には回転子位置依存性があるため、（式１２）の各相の電流変化量の偏差量ΔＰｕ，ΔＰｖ，ΔＰｗの値は回転子磁極位置θｄに依存した値となる。その結果、前記偏差量ΔＰｕ，ΔＰｖ，ΔＰｗから、第１の実施形態で述べた演算式（式７），（式８）を用い、同様の手順で推定磁極位置θｅｓｔを算出できる。

本実施形態は、図３５に示すような脈動電流が流れる同期電動機の場合に、位置推定精度を向上させる効果がある。図３５は、本発明の初期位置推定時において発生する脈動電流の実測波形である。これまで説明した第１の実施形態および第２の実施形態では、例えば図１６の（ｈ），（ｉ），（ｊ），（ｋ）のように、脈動電流は電流値が零の状態から、正と負に交互に振れる波形として扱ってきた。しかし、モータの種類によっては、図３５に示すように、正側と負側に電流が振れる直前の電流値が零でなくなる。ここで、零でない電流値のことをオフセット電流値と称す。

図３５のような脈動電流の場合、第１の実施形態および第２の実施形態で述べた正側，負側の電流ピーク値を初期位置推定演算に利用する方法は、オフセット電流値分だけ誤差が生じるため位置推定誤差を生じてしまう。一方、本実施形態によれば、脈動電流の正側の電流変化量と負側の電流変化量を計算する際に、オフセット電流値の影響が打ち消されるため、位置推定精度を向上させることができる。

なお、本実施形態の説明においては、電流検出のタイミングを、ΔｔおよびＫｔより決める例を示したが、より簡易にトリガ信号ＴＲＧを生成する方法もある。例えば、前述した図３２のトリガ信号ＴＲＧの生成法において、Δｔの設定時間を、ステータス信号ＳＴＳの値が０から１（または、２から３）に遷移してから電力変換器の三相出力電圧が全て正または全て負となる状態に遷移するまでの時間を設定値とし、Ｋｔを１／２と設定するケースを考える。これは、直流母線電流の検出を、ＰＷＭ信号制御部のキャリア信号の山と谷の中間のタイミングと、前記電力変換器の三相の出力電圧が全て正または全て負となる状態へ遷移するタイミングに、それぞれ近接して行うことになる。よって、電流検出のタイミングを、キャリア信号と三相の出力電圧の関係からも決めることもできる。トリガ信号のＴＲＧの生成法は違うが、サンプルされる電流は同様であるので、第４の実施形態と同様の効果が得られる。

次に、本発明の第５の実施形態について説明する。第５の実施形態は、相電流センサからの検出電流値から、電流変化量を求めて磁極位置の推定演算を行う例である。図３６に第５の実施形態による永久磁石同期電動機の駆動装置の構成図を示す。前述した図３１の第４の実施形態と比較して、構成の相違部分のみを説明する。図３６の相電流検出部１１５は、前記永久磁石同期電動機の三相固定子巻線のうちＵ相，Ｖ相を流れる電流Ｉｕ，Ｉｖを検出する。三相電流値検出手段１１３′′′は、前記検出電流Ｉｕ，ＩｖとＰＷＭ信号制御器１０８が出力した電流検出タイミング設定信号ＳＡＨ、前記電気角位置θｄｃを用いて、三相電流値の各相正側で２点の検出値、ならびに三相電流値の各相負側で検出値を２点出力する。三相電流値検出手段１１３′′′が出力する値は、Ｕ相正側検出値Ｉｕ１ｓ＋，Ｉｕ２ｓ＋、Ｕ相負側検出値Ｉｕ１ｓ−，Ｉｕ２ｓ−、Ｖ相正側検出値Ｉｖ１ｓ＋，Ｉｖ２ｓ＋、Ｖ相負側検出値Ｉｖ１ｓ−，Ｉｖ２ｓ−、Ｗ相正側検出値Ｉｗ１ｓ＋，Ｉｗ２ｓ＋、およびＶ相負側検出値Ｉｗ１ｓ−，Ｉｗ２ｓ−である。

図３７に、基準位相角θをθ＝０度とした場合の出力信号と出力電流波形の関係を示す。ここで、ｄｃ軸電圧指令Ｖｄｃと電気位相角θｄｃは、第１の実施形態の説明で用いた図１６と同様に変化させた。また、相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗも、図１６と同一の波形である。さらに、ステータス信号ＳＴＳの生成法も、図１６と同一である。図１６と図３７では、トリガ信号ＴＲＧの発生法のみが異なる。

第５の実施形態では、高周波印加電圧の基本単位の印加が始まる三角波のＰＷＭキャリア信号の山もしくは谷のタイミングと、前記基本単位の印加中にＰＷＭキャリア信号が山、谷となるタイミングでトリガ信号ＴＲＧを発生させる。なお、図３７は、高周波印加電圧の基本単位の印加がＰＷＭキャリア信号の山のタイミングで始まる場合の動作波形例である。

各相電流は、トリガ信号ＴＲＧのパルス出力のタイミングでサンプルされる。図３７（ｈ），（ｉ）の電流波形の黒丸マーク（●）がサンプルされる電流値を示している。なお、本実施形態では、相電流検出部１１５は、Ｕ相電流ＩｕとＶ相電流Ｉｖのみを検出する。直接、検出できないＷ相電流Ｉｗは、第２の実施形態と同様に、Ｕ相，Ｖ相の検出値から算出している。図３７（ｊ）に示したＩｗの電流波形の菱形マーク（◇）は、算出されたＷ相正側検出値Ｉｗ＋、およびＶ相負側検出値Ｉｗ−を示している。

第５の実施形態における三相電流値検出手段１１３′′′の内部構成を図３８に示す。相電流Ｉｕ，Ｉｖを前述したタイミングでサンプルし、サンプルされた相電流値は、電気位相角θｄｃとステータス信号ＳＴＳの情報に基づいて、各相の正負電流値に振り分けられる。振り分けは、次のルールに従って行う。
・θｄｃ＝０度，ＳＴＳ＝０で発生したＴＲＧ信号によるＵ相電流Ｉｕのサンプル値を、Ｕ相正側電流Ｉｕ１＋とする。
・θｄｃ＝０度，ＳＴＳ＝１で発生したＴＲＧ信号によるＵ相電流Ｉｕのサンプル値を、Ｕ相正側電流Ｉｕ２＋とする。
・θｄｃ＝０度，ＳＴＳ＝２で発生したＴＲＧ信号によるＵ相電流Ｉｕのサンプル値を、Ｕ相正側電流Ｉｕ１−とする。
・θｄｃ＝０度，ＳＴＳ＝３で発生したＴＲＧ信号によるＵ相電流Ｉｕのサンプル値を、Ｕ相正側電流Ｉｕ２−とする。
・θｄｃ＝１２０度，ＳＴＳ＝０で発生したＴＲＧ信号によるＶ相電流Ｉｖのサンプル値を、Ｖ相正側電流Ｉｖ１＋とする。
・θｄｃ＝１２０度，ＳＴＳ＝１で発生したＴＲＧ信号によるＶ相電流Ｉｖのサンプル値を、Ｖ相正側電流Ｉｖ２＋とする。
・θｄｃ＝１２０度，ＳＴＳ＝２で発生したＴＲＧ信号によるＶ相電流Ｉｖのサンプル値を、Ｖ相正側電流Ｉｖ１−とする。
・θｄｃ＝１２０度，ＳＴＳ＝３で発生したＴＲＧ信号によるＶ相電流Ｉｖのサンプル値を、Ｖ相正側電流Ｉｖ２−とする。
・θｄｃ＝２４０度，ＳＴＳ＝０で発生したＴＲＧ信号によるＵ相電流Ｉｕ、およびＶ相電流Ｉｖのサンプル値（●）から算出された値を、Ｗ相正側電流Ｉｗ１＋とする。
・θｄｃ＝２４０度，ＳＴＳ＝１で発生したＴＲＧ信号によるＵ相電流Ｉｕ、およびＶ相電流Ｉｖのサンプル値（●）から算出された値を、Ｗ相正側電流Ｉｗ２＋とする。
・θｄｃ＝２４０度，ＳＴＳ＝２で発生したＴＲＧ信号によるＵ相電流Ｉｕ、およびＶ相電流Ｉｖのサンプル値（●）から算出された値を、Ｗ相正側電流Ｉｗ１−とする。
・θｄｃ＝２４０度，ＳＴＳ＝３で発生したＴＲＧ信号によるＵ相電流Ｉｕ、およびＶ相電流Ｉｖのサンプル値（●）から算出された値を、Ｗ相正側電流Ｉｗ２−とする。

検出された三相の正，負電流値の処理については、第４の実施形態と同様である。具体的には、図３８に示す三相電流値検出手段１１３′′′の内部において、電流検出値の平均化処理を行い、磁極位置推定手段１１４′において、第４の実施形態と同様の手順を用いて、推定磁極位置θｅｓｔを算出する。

以上、第５の実施形態の説明では、相電流検出部１１５は、Ｕ相とＶ相の電流を検出する例を示した。しかし、よく知られているように、３相モータの駆動では、直接検出できない相電流は、検出された２相の電流値から算出することができる。よって、他の２相を検出する場合であっても、同様に推定磁極位置が求められる。また、相電流検出部１１５は、Ｕ，Ｖ，Ｗ相、３相の電流を検出する場合であっても、本発明では同様に推定磁極位置が求められる。

第５の実施形態は相電流検出であるため、ＰＷＭキャリア信号の山、谷のタイミングで、電流を検出すれば、相電流のピーク値とパルス電圧印加前の電流値が得られる。よって、第４の実施形態のように、電圧指令の振幅によって電流検出タイミングを前後させる必要がない。このため、第４の実施形態に比べると、第５の実施形態は、ＴＲＧ信号の生成が簡単にできる利点がある。また、相電流検出であれば、電力変換器１０２のスイッチングで生じる電流の高周波成分（リンギング電流）の影響を受けにくい。よって、検出電流を用いた位置推定値の精度が高くなる。

なお、前述した図３２の実施例で説明した（●）の電流検出タイミングで、Ｕ相とＶ相の電流を検出すれば、第５の実施形態において、前述と同様の手順で位置推定演算することが可能である。

１０１ 制御装置
１０２ 電力変換器
１０３ 永久磁石同期電動機
１０４ 指令電圧作成部
１０５ 高周波パルス発生器
１０６ 切替器
１０７ ｄｑ座標逆変換器
１０８ パルス幅変調（ＰＷＭ）信号制御器
１０９ 主回路部
１１０ 直流電源部
１１１ 直流抵抗
１１２ 増幅器
１１３ 第１の実施形態における三相電流値検出手段
１１３′ 第２の実施形態における三相電流値検出手段
１１３″ 第４の実施形態における三相電流値検出手段
１１３′′′ 第５の実施形態における三相電流値検出手段
１１４ 磁極位置推定手段
１１４′ 第４の実施形態における磁極位置推定手段
１１５ 相電流検出部
１１６ 電圧振幅調整手段

Claims (20)

1. 同期電動機と、三相電圧指令信号をキャリア信号によってパルス幅変調するＰＷＭ信号制御部と、パルス幅変調されたゲート信号により駆動される電力変換器と、を備えた同期電動機の駆動装置において、
   前記同期電動機に高周波電圧を印加するための三相電圧指令信号を生成する指令電圧作成手段と、前記高周波電圧を印加した時に前記同期電動機に流れる電流を検出する電流検出手段と、電流検出結果に基づき前記同期電動機の磁極位置を推定する磁極位置推定手段を備え、
   前記指令電圧作成手段は、任意の電圧振幅で、任意の位相θに正と負に交番する高調波電圧を印加する第一の印加電圧モードと、前記位相θから電気角で１２０度ずらした位相に同様の振幅の高周波電圧を印加する第二の印加電圧モードと、前記位相θから電気角で２４０度ずらした位相に同様の振幅の高周波電圧を印加する第三の印加電圧モードを順次切り替えて三相電圧指令信号を生成し、
   前記電流検出手段は、前記第一，第二，第三の印加電圧モードでの高周波電圧の印加により生じる脈動電流の正側値と負側値を、前記各モードで１相ずつ検出し、正側のＵ相検出電流値，負側のＵ相検出電流値，正側のＶ相検出電流値，負側のＶ相検出値，正側のＷ相検出電流値，負側のＷ相検出電流値の情報を得て、
   前記磁極位置推定手段は、前記正側の各相の検出電流値、及び、前記負側の各相の検出電流値を用いて、前記同期電動機の推定磁極位置を算出する
   ことを特徴とする同期電動機の駆動装置。
2. 請求項１において、
   前記指令電圧作成手段は、前記同期電動機の三相固定子巻線の任意の相の巻線軸方向を基準位相とし、前記基準位相からの前記位相θ＝０とすることを特徴とする同期電動機の駆動装置。
3. 請求項１，２において、
   前記指令電圧作成手段が生成する三相電圧指令信号は、前記ＰＷＭ信号制御部のキャリア信号の２周期分を１単位とする印加電圧の最小パターンを１以上の回数繰り返すことを特徴とする同期電動機の駆動装置。
4. 請求項３において、
   前記最小パターンは、キャリア信号の半周期の間、三相電圧指令のうち少なくとも一相の電圧指令を正に保持し、かつ残りの相の電圧指令を負に保持し、
   続くキャリア信号１周期の間は前記三相電圧指令の極性をすべて反転させ、
   さらに続くキャリア信号の半周期の間は前記三相電圧指令の極性をすべて再び反転させることを特徴とする同期電動機の駆動装置。
5. 請求項１から請求項４の１つの請求項において、
   前記指令電圧作成手段は、前記ゲート信号の全相オフ状態を解除して高周波電圧を印加する前に、特別な三相電圧指令を出力し、前記電力変換器の下アームスイッチ素子をすべてオンさせる期間を設けることを特徴とする同期電動機の駆動装置。
6. 請求項１から請求項４の１つの請求項において、
   前記指令電圧作成手段は、印加電圧モードを順次切り替える際、三相電圧指令をすべてゼロに設定し、高周波電圧の印加を休止する期間を設けることを特徴とする同期電動機の駆動装置。
7. 請求項１から請求項６の１つの請求項において、
   第一，第二，第三それぞれの印加電圧モードで少なくとも１点以上検出した電流値を、各モードの検出点ごとに平均化処理する平均化処理手段を備え、正側の各相，各検出点ごとの検出電流平均値、及び、前記負側の各相，各検出点ごとの検出電流平均値を用いて、前記同期電動機の推定磁極位置を算出することを特徴とする同期電動機の駆動装置。
8. 請求項７において、
   前記検出電流平均値は、
   第一，第二，第三の印加電圧モードで高周波電圧の印加が始まってから、所定の時間が経過した後の電流検出値を用いて計算されることを特徴とする同期電動機の制御装置。
9. 請求項１から請求項８の１つの請求項において、前記電流検出手段は、前記電力変換器の直流母線電流を検出することを特徴とする同期電動機の駆動装置。
10. 請求項９において、
    前記電流検出手段は、前記電力変換器の三相の出力電圧が、全て正または全て負となる状態から、少なくとも一相の出力電圧が変化した時点より所定の時間Δｔだけ経過したタイミングで直流母線電流を検出することを特徴とする同期電動機の駆動装置。
11. 請求項９において、
    前記電流検出手段は、前記電力変換器の三相の出力電圧が、全て正または全て負となる状態から、少なくとも一相の出力電圧が変化した時点より所定の時間Δｔだけ経過したタイミングと、前記電力変換器の三相の出力電圧が、全て正または全て負となる状態から、少なくとも一相の出力電圧が変化した時点より所定の時間Ｋｔ×Δｔだけ経過したタイミング（ただし、Ｋｔは１以下の正の固定値とする）で直流母線電流を検出することを特徴とする同期電動機の駆動装置。
12. 請求項９において、
    前記電流検出手段は、前記電力変換器の三相の出力電圧が、全て正（最大値）又は全て負（最小値）となる状態へ遷移するタイミングに近接して直流母線電流を検出することを特徴とする同期電動機の駆動装置。
13. 請求項９において、
    前記電流検出手段は、前記電力変換器の三相の出力電圧が、全て正（最大値）又は全て負（最小値）となる状態から、少なくとも一相の出力電圧が変化するタイミングと、全て正（最大値）又は全て負（最小値）となる状態へ遷移するタイミングに近接して直流母線電流を検出することを特徴とする同期電動機の駆動装置。
14. 請求項１から請求項８の１つの請求項において、
    前記電流検出手段は、少なくとも２相以上の相電流を検出することを特徴とする同期電動機の駆動装置。
15. 請求項１４において、
    前記電流検出手段は、前記ＰＷＭ信号制御部のキャリア信号の山、または谷のタイミングで相電流を検出することを特徴とする同期電動機の駆動装置。
16. 請求項１４において、
    前記電流検出手段は、前記ＰＷＭ信号制御部のキャリア信号の山と谷のタイミングで相電流を検出することを特徴とする同期電動機の駆動装置。
17. 請求項１から請求項１６の１つの請求項において、
    前記磁極位置推定手段は、正側の電流検出値と負側の電流検出値の偏差量を相ごとに求め、得られた三相分の前記偏差量を直交２軸に座標変換し、前記直交２軸量から逆正接を用いて前記同期電動機の推定磁極位置を算出することを特徴とする同期電動機の駆動装置。
18. 請求項１から請求項１６の１つの請求項において、
    前記磁極位置推定手段は、前記電流検出値から正側の電流変化量、および負側の電流変化量を相ごとに求め、前記正側の電流変化量と前記負側の電流変化量の偏差量を相ごとに求め、得られた三相分の前記偏差量を直交２軸に座標変換し、前記直交２軸量から逆正接を用いて前記同期電動機の推定磁極位置を算出することを特徴とする同期電動機の駆動装置。
19. 請求項１から請求項１８の１つの請求項において、
    前記同期電動機の磁極位置推定結果に基づいて所定の評価値を算出する評価手段と、前記同期電動機に与える高周波電圧の振幅を可変する手段を備え、
    前記評価値に基づいて、前記高周波電圧の振幅を増減して自動的に調整することを特徴とする同期電動機の駆動装置。
20. 請求項１９において、前記評価値は、
    初期位置推定を２以上の回数行い、前記回数分の磁極位置推定結果から最大値と最小値を算出したときの、前記最大値と前記最小値の偏差量とすることを特徴とする同期電動機の駆動装置。

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