JP2011029739A

JP2011029739A - 信号処理装置

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Publication number: JP2011029739A
Application number: JP2009170718A
Authority: JP
Inventors: Naotoshi Nishioka; 直俊西岡
Original assignee: Yamaha Corp
Current assignee: Yamaha Corp
Priority date: 2009-07-22
Filing date: 2009-07-22
Publication date: 2011-02-10

Abstract

【課題】無信号時にノイズシェーパを巡回する量子化誤差ノイズを除去する際に、可聴帯域に発生するノイズを抑圧する。
【解決手段】信号処理装置１００は、乗算器２２-0〜２２-3を有するノイズシェーパ２０Ａ、ＰＣＭデータＤｉｎの無信号状態を検出する無信号状態検出回路３０、および係数設定回路４０を備える。係数設定回路４０は、無信号状態が検出されると、ノイズシェーパ２０Ａの次数を、４次から０次に向けて順次減少させるように係数ａ０〜ａ３を設定する。これにより、高域周波数成分が段階的に減少するので、第２データＤ２の振幅は段階的に減少する。
【選択図】図１

Description

本発明は、無信号時のノイズを除去することが可能な信号処理装置に関する。

従来より、オーバーサンプリング回路とノイズシェーパを組み合わせたＤＡ変換器が知られている。このＤＡ変換器では、例えば、オーバーサンプリング回路によってオーバーサンプリングされた２４ビットのＰＣＭ（Pulse Code Modulation）データをノイズシェーパで６ビットのＰＣＭデータに変換する。ノイズシェーパでは、変換に伴って発生する量子化ノイズを高周波数帯域に押しやり、低周波数帯域のノイズを抑圧する。
ノイズシェーパは、巡回型のフィルタで構成される、このため、ＰＣＭデータが無信号の状態（ゼロレベル）になっても量子化誤差ノイズがフィルタを巡回して消去されないといった問題がある。
特許文献１には、複数の微分器を有するループフィルタを備えたＤＡ変換器が開示されている。各微分器の入力には、「０」データと前段の微分器の出力を選択するスイッチが設けられている。そして、ノイズシェーパの次数が減少するように各スイッチが制御される。

特開２００１−１６８７２２号公報(要約書)

ところで、ノイズシェーパの構成には、特許文献１に記載されたように複数の微分器を備えるものの他、量子化誤差ノイズを、直列に接続された複数の遅延回路にフィードバックし、各遅延回路の出力に係数を乗算し、乗算結果を加算して量子化器の入力とするものがある。複数の微分器を備えるノイズシェーパは、微分器ごとに減算器を備える必要があるが、後者のタイプではそのような減算器が不要であるので、構成を簡素化できる利点がある。
しかしながら、後者のタイプについては、量子化誤差ノイズがフィルタを巡回して消去されないといった課題は未解決である。
本発明は、以上の事情に鑑みてなされたものであり、量子化誤差ノイズを直列に接続された複数の遅延回路にフィードバックするノイズシェーパにおいて、無信号時にノイズシェーパを巡回する量子化誤差ノイズを除去する際に、可聴帯域に発生するノイズを抑圧することを解決課題とする。

以上の課題を解決するために、本発明に係る信号処理装置は、ｎ（ｎは２以上の自然数）ビットの入力データにノイズシェーピングを施してｍ（ｍはｎ未満の自然数）ビットの出力データを生成するノイズシェーパを備えるものであって、前記ノイズシェーパは、供給されるデータを加算する加算手段（例えば、図１に示す２１-0〜２１-3）と、前記加算手段から出力されるデータを量子化して、前記出力データを生成する量子化手段と、前記出力データから、前記加算手段から出力されるデータを減算して量子化誤差データを生成する減算手段と、前記量子化誤差データを順次遅延させる複数の遅延手段と、各々が、前記複数の遅延手段に対応して設けられており、対応する遅延手段から出力されるデータに係数を乗算し、乗算結果を前記加算手段の入力に供給する複数の乗算手段と、前記入力データが無信号になったことを検出する検出手段と、前記検出手段によって前記入力データが無信号になったことが検出されると、前記出力データの振幅が減少するように前記複数の乗算手段の係数を段階的に変化させる係数設定手段とを備える。
入力データが無信号になった時点ではノイズシェーパの内部に量子化誤差データが存在し、これがノイズシェーパを巡回する。量子化誤差データを除去するため出力データの振幅を瞬間的にゼロにリセットすると、可聴帯域にノイズが発生する。この発明によれば、入力データが無信号になったことが検出されると、出力データの振幅が減少するように係数を段階的に変化させる。よって、出力データの振幅が次第に減少するので、可聴帯域に発生するノイズを抑圧することができる。

上述した信号処理装置の具体的な態様としては、前記ノイズシェーパの最大の次数がＮ（Ｎは２以上の自然数）次である場合、前記係数設定手段は、前記検出手段によって前記入力データが無信号になったことが検出されると、Ｎ次から順に次数を減少させて零次に至るように前記複数の乗算手段の係数を変化させることが好ましい。ノイズシェーパの周波数特性は次数が下がるほど、高域のゲインが減少する。入力データが無信号になった時点でノイズシェーパを巡回する量子化誤差データは、高域に大きな周波数成分を有する。したがって、次数を順次減少させることによって出力データの振幅を次第に減少させることができる。

さらに、前記係数設定手段は、次数をＮ次から零次に順次減少させる過程の少なくとも１つにおいて、同一の次数で前記ノイズシェーパの極をシフトさせて高域周波数成分が減少するように、前記複数の乗算手段の係数を変化させることが好ましい。この場合には、極シフトを介してノイズシェーパの次数を減少させるので、出力データの振幅を減少させる段階の数を増加させることができる。この結果、より一層、スムーズに出力データの振幅を「０」に収束させることができる。

なお、上述した信号処理装置において、入力データをオーバーサンプリングするオーバーサンプリング手段を備え、前記オーバーサンプリング手段の出力を前記ノイズシェーパに供給し、前記検出手段は、少なくとも前記オーバーサンプリング手段の遅延時間だけ、前記入力データのレベルが「０」であることが継続すると、前記入力データが無信号になったことを検出してもよい。入力データが無信号の状態となるのは、瞬間的にレベルが「０」になったことでは足らず、これが所定時間継続されることが必要である。この発明によれば、少なくともオーバーサンプリング手段の遅延時間だけ入力データのレベルが「０」であることが継続されることによって、無信号の状態が検出されるので、オーバーサンプリング手段から有効なデータが出力されている期間は、ノイズシェーパの次数が減少することはない。
ここで、所定時間を遅延時間にほぼ一致させることが好ましい。この場合には、量子化誤差ノイズを短時間で「０」に収束させることが可能となる。

本発明の第１実施形態に係る信号処理装置の構成を示すブロック図である。係数ａ０〜ａ３の一例を示す説明図である。ノイズシェーパの周波数特性を示すグラフである。同装置の各部の波形を示すタイミングチャートである。極シフトの有無によるノイズシェーパの特性をＺ平面で示す説明図である。極シフトの有無によるノイズシェーパの周波数特性を示すグラフである。第２実施形態に係るノイズシェーパの構成を示すブロック図である。

＜１．第１実施形態＞
次に、本願に好適な実施の形態について、図面を参照して説明する。なお、以下に説明する実施形態は、処理系統は１系統であるが、同様の処理系統を設けて、ＬチャンネルおよびＲチャンネルに対応した信号処理装置としてもよい。

図１は、第１実施形態の信号処理装置１００の構成を示すブロック図である。本実施形態の信号処理装置１００は、外部から供給されるＰＣＭ形式のオーディオデータＤｉｎ（以下、単に「ＰＣＭデータ」という。）にオーバーサンプリング処理を施して第１データＤ１を生成するオーバーサンプリング回路１０と、量子化誤差ノイズを高域にシフトさせて第２データＤ２を生成するノイズシェーパ２０Ａ、ＰＣＭデータＤｉｎに基づいて無信号の状態を検出する無信号状態検出回路３０、ノイズシェーパ２０Ａの係数ａ０〜ａ３を設定する係数設定回路４０を備える。ＰＣＭデータＤｉｎおよび第１データＤ１は２４ビットであり、第２データＤ２は６ビットである。
また、信号処理装置１００は、第２データＤ２にパルス幅変調を施してＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号を生成するＰＷＭ回路５０、ＰＷＭ信号をＤ級増幅するＤ級アンプ６０、可聴帯域より高域の周波数成分を除去するローパスフィルタ７０、およびローパスフィルタ７０の出力信号で駆動されるスピーカ８０を備える。

オーバーサンプリング回路１０は、所定倍（例えば３２倍）のオーバーサンプリングフィルタにて構成されており、ナイキスト周波数を上げ、入力されたＰＣＭデータＤｉｎの量子化誤差ノイズのレベルを低下させるために用いる。

ノイズシェーパ２０Ａは、４個の加算器２１-0〜２１-3と、４個の乗算器２２-0〜２２-3と、４個の遅延回路２５-0〜２５-3と、２４ビットのデータを６ビットのデータに量子化する量子化器２３と、加算器２１-0の出力と量子化器２３の出力である第２データＤ２との差分を演算して、量子化誤差データＤｅを生成する減算器２４とを備える。このノイズシェーパ２０Ａは、ナイキスト周波数帯域全体で一様に分布している量子化誤差ノイズを可聴周波数帯域内において低減させるノイズシェーピング処理を実行し、２４ビットの第１データＤ１を６ビットの第２データＤ２に変換する。

量子化器２３は、２４ビットを６ビットに圧縮するため、量子化誤差ノイズが発生する。量子化誤差データＤｅは誤差分を表している。量子化誤差ノイズは現在のサンプルに対して未来のサンプルに分配される。未来のサンプルに分配するために、４個の遅延回路２５-0〜２５-3が用いられ、分配の割合が係数ａ０〜ａ３によって定められる。例えば、２次のノイズシェーピング処理では次のサンプルとその次のサンプルといったように未来の２つのサンプルに誤差分を分配する。このように次数は、量子化誤差ノイズを拡散する上で用いられる未来のサンプルの個数に対応している。
なお、この例では、４個の加算器２１-0〜２１-3を用いて、４個の乗算器２２-0〜２２-3から出力されるデータを加算しているが、これらを１個の加算器で実現してもよい。要は、乗算器２２-0〜２２-3の出力されるデータを加算できる手段であれば、どのように構成してもよい。

無信号状態検出回路３０は、ＰＣＭデータＤｉｎが無信号の状態を検出する。無信号の状態とは、ＰＣＭデータＤｉｎの振幅が「０」である状態を意味する。ＰＣＭデータＤｉｎは０レベルを中心に振れる。このため、無信号状態検出回路３０は、ＰＣＭデータＤｉｎのレベルを監視し、０レベルが所定時間継続した時点で、ＰＣＭデータＤｉｎが無信号の状態であることを検出する。無信号状態検出回路３０は、ＰＣＭデータＤｉｎが有効な状態で「０」となり、無信号状態で「１」となる検出信号３０ａを生成する。この例では、ＰＣＭデータＤｉｎに基づいて無信号の状態を検出するが、第１データＤ１に基づいて無信号の状態を検出してもよい。

係数設定回路４０は、検出信号３０ａが「０」の場合にノイズシェーパ２０Ａの次数が４次となるように係数ａ０〜ａ３を生成し、ＰＣＭデータＤｉｎが無信号の状態になり検出信号３０ａが「０」から「１」に変化すると、ノイズシェーパ２０Ａの次数が３次→２次→１次→０次となるように係数ａ０〜ａ３を生成する。より具体的には、係数設定回路４０は、図２に示す係数ａ０〜ａ３を記憶した記憶回路を備えており、記憶回路から読み出した係数ａ０〜ａ３をノイズシェーパ２０Ａに供給する。すなわち、通常状態では、次数を４次とするように係数ａ０〜ａ３としてＫ04〜Ｋ34を与え、次数を３次にする場合にはａ３＝０とし且つ係数ａ０〜ａ２としてＫ03〜Ｋ23を与え、次数を２次にする場合にはａ３＝ａ２＝０とし且つ係数ａ０〜ａ１としてＫ02〜Ｋ12を与え、次数を１次にする場合にはａ３＝ａ２＝ａ１＝０とし且つ係数ａ０としてＫ01を与え、次数を０次にする場合にはａ３＝ａ２＝ａ１＝ａ０＝０を与える。

一般に、ｎ次のノイズシェーパの伝達関数Ｈ（Ｚ）は、以下に示す式（１）で与えられる。
Ｈ（Ｚ）＝（１−Ｚ−１）ｎ……（１）
また、ノイズレベルと周波数の関係は図３に示すものとなる。すなわち、ノイズシェーパ２０Ａの次数が高くなるほど、高域のノイズレベルが大きくなり、低域のノイズレベルが小さくなる。

次に、図４を参照して、信号処理装置１００の動作を説明する。この例では、時刻ｔ０においてＰＣＭデータＤｉｎのレベルが「０」になる。無信号状態検出回路２０は、常時、ＰＣＭデータＤｉｎのレベルを監視しており、ＰＣＭデータＤｉｎのレベルが「０」になるとカウンタを用いて計時を開始する。この例では、計時の開始から時間Ｔ１が経過すると、検出信号３０ａを「０」から「１」に変化させる。

オーバーサンプリング回路１０は、ＰＣＭデータＤｉｎが入力されてから第１データＤ１を出力するまでに遅延時間Ｔ２を有する。このため、時刻ｔ０から遅延時間Ｔ２が経過した時刻ｔ１に至ると、第１データＤ１のレベルは、「０」に向かって変化する。

そして、時刻ｔ２に至ると、係数設定回路４０はノイズシェーパ２０Ａの次数を３次とするように係数ａ０〜ａ３を変化させ、時刻ｔ３に至ると次数を２次とするように係数ａ０〜ａ３を変化させ、時刻ｔ４に至ると次数を１次とするように係数ａ０〜ａ３を変化させ、時刻ｔ５に至ると次数を０次とするように係数ａ０〜ａ３を変化させる。

時刻ｔ１以降では、ノイズシェーパ２０Ａの内部を巡回するのは、ノイズ成分になる。このノイズ成分は、図３に示すように高域にノイズが押しやれており、低域のノイズは比較的小さい。したがって、ノイズシェーパ２０Ａの周波数特性において低域が持ち上がったとしても高域を減衰するように変化させれば、第２データＤ２の振幅を次第に「０」に収束させることができる。この例では、４次→３次→２次→１次→０次といったように次数を下げるので、第２データＤ２の振幅を段階的に減衰させることができる。仮に、ノイズシェーパ２０Ａの次数を４次から０次に突如として変化させると、振幅が大きく変化することになり、可聴帯域にノイズが発生してしまう。本実施形態では、第２データＤ２の振幅を徐々に「０」に収束させるので、可聴帯域に発生するノイズを抑圧しつつ、ノイズシェーパ２０Ａを巡回する量子化誤差ノイズを除去することができる。

＜２．第２実施形態＞
第１実施形態に係る信号処理装置１００において、ノイズシェーパ２０Ａの伝達関数は上述した式（１）に示す通りである。この場合、極と零点との関係は、図５（Ａ）に示すものとなる。第２実施形態に係る信号処理装置では、ノイズシェーパ２０Ａの替わりにノイズシェーパ２０Ｂを用いる。
ノイズシェーパ２０Ｂは、極をシフトさせて図５（Ｂ）に示す特性を持たせている。この例では極を０．５にシフトさせている。この場合の伝達関数Ｈ（Ｚ）は、以下に示す式（２）で与えられる。
Ｈ（Ｚ）＝（１−Ｚ−１）ｎ／（１−０．５Ｚ−１）ｎ……（２）

図６に４次及び３次の極シフト有りと極シフト無しの特性を示す。この図に示すように高域の特性は、４次極シフト無し→４次極シフト有り→３次極シフト無し→３次極シフト有りの順に減衰する。本実施形態のノイズシェーパ２０Ｂは、係数を調整することにより極シフトの有無を設定できるようになっている。

図７にノイズシェーパ２０Ｂの構成を示す。ノイズシェーパ２０Ｂは、加算器２１-4〜２１-6と、乗算器２２-4〜２２-7と、加算器２６とを追加した点を除いて、図１に示す第１実施形態のノイズシェーパ２０Ａと同様に構成されている。追加された構成部分によって式（２）の分母が実現される。係数設定回路４０は、係数ａ０〜ａ３の他に係数ｂ０〜ｂ３を生成する。
より具体的には、係数設定回路４０は、通常状態において、４次の極シフト無しとなるように係数ａ０〜ａ３およびｂ０〜ｂ３を設定する。そして、無信号の状態が検出され検出信号３０ａが「１」に遷移すると、係数設定回路４０は、４次の極シフト有り→３次の極シフト無し→３次の極シフト有り→２次の極シフト無し→２次の極シフト有り→１次の極シフト無し→→１次の極シフト有り→０次となるように、係数ａ０〜ａ３およびｂ０〜ｂ３を設定する。

これにより、第２データＤ２の振幅を減衰させる段階数を増加させることができるので、よりスムーズに第２データＤ２の振幅を「０」に収束させることが可能となる。この結果、ノイズシェーパ２０Bを巡回する量子化誤差ノイズを除去するに際して、可聴帯域に発生するノイズをより一層抑圧することができる。

＜３．変形例＞
本発明は、上述した実施形態に限定されるものではなく、例えば、以下の変形が可能である。
（１）上述した実施形態では、ＰＣＭデータＤｉｎが無信号の状態になると、ノイズシェーパ２０Ａまたは２０Ｂの次数を減少させるように係数を変化させたが、本発明はこれに限定されるものではなく、第２データＤ２の振幅が減少するように係数を変化させてもよい。例えば、３次の係数が（ａ０，ａ１，ａ２，ａ３）＝（３，-３，１，０）であり、２次の係数が（ａ０，ａ１，ａ２，ａ３）＝（２，-１，０，０）の場合に、３次から２次に切り替える途中に係数を（ａ０，ａ１，ａ２，ａ３）＝（２.５，-２.５，０.５，０）として良い。また、４次の係数を0.8倍、0.6倍、0.4倍、0.2倍、0倍したものを順次供給してもよい。

（２）上述した第２実施形態では、次数を４次から１次に減少させる全ての過程において極シフトを実行したが、本発明はこれに限定されるものではなく、少なくとも１つの過程において、同一の次数でノイズシェーパ２０Ｂの極をシフトさせて高域成分が減少するように、係数ａ０〜ａ３およびｂ０〜ｂ３を変化させるようにしてもよい。この場合にも、第１実施形態と比較して第２データＤ２の振幅を減衰させる段階数を増加させることができるので、可聴帯域に発生するノイズをより一層抑圧することができる。

（３）上述した第１実施形態および第２実施形態において、係数設定回路４０は、ＰＣＭデータＤｉｎの「０」レベルが時間Ｔ１だけ継続することによって、無信号の状態を検出した。この時間Ｔ１はオーバーサンプリング回路１０の遅延時間Ｔ２以上であることが必要であるが、量子化誤差ノイズを短時間で「０」に収束させる観点から、時間Ｔ１を遅延時間Ｔ２にほぼ一致させることが好ましい。

（４）上述した第１実施形態、第２実施形態、および変形例において、信号処理装置１００のうち、オーバーサンプリング回路１０、ノイズシェーパ２０Ａ，２０Ｂ、無信号状態検出回路３０、および係数設定回路４０は、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）を用いて構成してもよい。

１０……オーバーサンプリング回路、２０Ａ，２０Ｂ……ノイズシェーパ、２１-0〜２１-6、２６……加算器、２２-0〜２２-7……乗算器、２３……量子化器、２４……減算器、２５-0〜２５-3…遅延回路、３０……無信号状態検出回路、３０ａ……検出信号、４０……係数設定回路、５０……ＰＷＭ回路、６０……Ｄ級アンプ、７０……ローパスフィルタ、８０……スピーカ、１００……信号処理装置、Ｄｉｎ……ＰＣＭデータ、Ｄ１……第１データ、Ｄ２……第２データ、Ｄｅ……量子化誤差データ、ａ０〜ａ３，ｂ０〜ｂ３……係数。

Claims

ｎ（ｎは２以上の自然数）ビットの入力データにノイズシェーピングを施してｍ（ｍはｎ未満の自然数）ビットの出力データを生成するノイズシェーパを備えた信号処理装置であって、
前記ノイズシェーパは、
供給されるデータを加算する加算手段と、
前記加算手段から出力されるデータを量子化して、前記出力データを生成する量子化手段と、
前記出力データから、前記加算手段から出力されるデータを減算して量子化誤差データを生成する減算手段と、
前記量子化誤差データを順次遅延させる複数の遅延手段と、
各々が、前記複数の遅延手段に対応して設けられており、対応する遅延手段から出力されるデータに係数を乗算し、乗算結果を前記加算手段の入力に供給する複数の乗算手段とを備え、
さらに、前記入力データが無信号になったことを検出する検出手段と、
前記検出手段によって前記入力データが無信号になったことが検出されると、前記出力データの振幅が減少するように前記複数の乗算手段の係数を段階的に変化させる係数設定手段と、
を備えた信号処理装置。
前記ノイズシェーパの最大の次数はＮ（Ｎは２以上の自然数）次であり、
前記係数設定手段は、前記検出手段によって前記入力データが無信号になったことが検出されると、Ｎ次から順に次数を減少させて零次に至るように前記複数の乗算手段の係数を変化させることを特徴とする請求項１に記載の信号処理装置。
前記係数設定手段は、次数をＮ次から零次に順次減少させる過程の少なくとも１つにおいて、同一の次数で前記ノイズシェーパの極をシフトさせて高域周波数成分が減少するように、前記複数の乗算手段の係数を変化させることを特徴とする請求項１に記載の信号処理装置。