JP2011024394A - Power converter - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、商用電源から供給される交流電圧を整流平滑して直流電圧に変換し、変換された直流電圧を交流電圧に変換して負荷に供給する電力変換装置に関するものである。 The present invention relates to a power conversion device that rectifies and smoothes an AC voltage supplied from a commercial power source to convert it to a DC voltage, converts the converted DC voltage to an AC voltage, and supplies the AC voltage to a load.
例えば、家庭電気機器への電源として、商用電源から入力される交流電圧を一旦直流電圧に変換し、変換された直流電圧を再度交流電圧に変換して負荷に供給するようにした電力変換装置がある。これにより、負荷に供給する電力を負荷の大きさに応じて供給し、無駄な電力の消費を抑制し省エネルギーを図るようにしている。このような電力変換装置では、入力される交流電力の力率改善を図るために、各種の力率改善の工夫がなされている（例えば、非特許文献１参照）。 For example, as a power source for household electric appliances, there is a power conversion device that once converts an AC voltage input from a commercial power source into a DC voltage, converts the converted DC voltage into an AC voltage again, and supplies the AC voltage to a load. is there. As a result, power supplied to the load is supplied according to the size of the load, and wasteful power consumption is suppressed to save energy. In such a power conversion device, various power factor improvement techniques have been devised in order to improve the power factor of input AC power (see, for example, Non-Patent Document 1).
非特許文献１に示されるパッシブフィルタ方式は、交流電源からの交流電圧を直流電圧に変換する回路中にリアクトルを挿入し、交流電圧を直流電圧に変換する際の急激な電流変化を抑えることで、入力力率改善とを図っている。パッシブフィルタ方式では、交流電圧に対する入力電流が遅れるため、十分な入力力率改善が図れないことあり、用いるリアクトルが大きくなる。
The passive filter method shown in
また、アクティブフィルタ方式は、パッシブフィルタ方式のリアクトルの後段にリアクトルを介して交流電源を短絡する短絡スイッチを追加して設け、適切なタイミングで短絡スイッチを開閉し入力力率改善を図っている。このアクティブフィルタ方式では、数ｋＨｚの高頻度スイッチングを行うので、高頻度スイッチングによる損失及び発熱の増大を招くことになり、ノイズ抑制用の部品を多く必要とする。 In the active filter system, a short-circuit switch that short-circuits the AC power supply via the reactor is additionally provided after the passive filter-type reactor, and the short-circuit switch is opened and closed at an appropriate timing to improve the input power factor. Since this active filter system performs high-frequency switching of several kHz, it causes a loss and heat generation due to high-frequency switching, and requires many noise suppression parts.
一方、部分スイッチング方式は、アクティブフィルタ方式と同様の回路方式であるが、短絡スイッチの開閉を少なくして、高頻度スイッチングによる損失及び発熱の増大を抑制し、入力力率改善や高調波電流の低減を図るものである。 On the other hand, the partial switching method is a circuit method similar to the active filter method, but the number of short-circuit switches is reduced to reduce the loss and heat generation due to high-frequency switching, improving the input power factor and harmonic current. The reduction is intended.
図９は、従来の部分スイッチング方式の電力変換装置の構成図である。商用電源１１から入力された交流電圧は、リアクトル１２を介して整流回路１３に入力され、整流回路１３で整流されて直流電圧に変換される。整流回路１３で整流された直流電圧は平滑コンデンサ１４で平滑され、平滑コンデンサ１４で平滑された直流電圧は、インバータ１５で交流電圧に変換され、図示省略の負荷に供給される。
FIG. 9 is a configuration diagram of a conventional partial switching power converter. The AC voltage input from the
短絡スイッチ１６はリアクトル１２を介して商用電源１１を短絡するように整流回路１３に並列に接続されている。短絡スイッチ１６は駆動部１７からのオンオフ指令信号により開閉する。すなわち、電圧零クロス点検出部１８は、電圧検出器１９で検出した交流電圧の電圧零クロス点のタイミングを検出し、駆動部１７にオンオフ指令信号の発生のタイミングを与える。駆動部１７は、交流電圧の電圧零クロス点のタイミング毎に所定時間Ｔ０経過後に予め定めた設定値Ｔｓの時間幅のパルスを発生して、その設定値Ｔｓの期間だけ短絡スイッチ１６を閉させる。設定値Ｔｓが短絡スイッチ１６の短絡通電時間となる。この設定値Ｔｓは、通常は入力力率改善を優先して設定されるが、高調波電流の抑制を優先して電流歪み率が最小になるように設定することもある。
The short-
図１０は、従来の電力変換装置を１台運転したときの入力した交流電圧Ｖ、交流電流Ｉ及び交流電流の基本波成分Ｉ０の一例を示す波形図である。この一例では、リアクトル１２が１６ｍＨで、交流電源１１の電源インピーダンスが０．１２２Ω＋０．２ｍＨである場合を示している。
FIG. 10 is a waveform diagram showing an example of the input AC voltage V, AC current I, and fundamental current component I0 of the AC current when one conventional power converter is operated. In this example, the
いま、交流電圧が時点ｔ１０で電圧零クロス点となったとすると、電圧零クロス点検出部１８は、電圧零クロス点として時点ｔ１０を検出する。駆動部１７は電圧零クロス点（時点ｔ１０）から所定時間Ｔ０経過後の時点ｔ１１において、予め定めた設定値Ｔｓの時間幅のパルスを発生する。すなわち、時点ｔ１１で短絡スイッチを閉じ、その設定値Ｔｓの期間を経過した時点ｔ１２で短絡スイッチ１６を開く。これにより、短絡スイッチ１６は予め定めた設定値（短絡通電時間）Ｔｓだけ閉じた状態となる。
Now, assuming that the AC voltage reaches the voltage zero cross point at time t10, the voltage zero
短絡スイッチ１６が閉じた状態（ｔ１１〜ｔ１２）では、商用電源１１、リアクトル１２、短絡スイッチ１６の閉回路が形成され、リアクトル１２のインダクタンスの値に応じて交流電流Ｉが流れリアクトル１２の両端に電圧が発生する。時点ｔ１２で短絡スイッチ１６が開かれると、商用電源１１の電圧Ｖとリアクトル１２の電圧ＶＬとの電圧和Ｖ＋ＶＬが整流回路１３に印加されることになり、この電圧和Ｖ＋ＶＬが整流回路１３の直流電圧より高い状態である限りは交流電流Ｉが流れ続ける。時点ｔ１３で電圧和Ｖ＋ＶＬが整流回路１３の直流電圧より低くなると、交流電流Ｉは流れなくなる。なお、交流電流の基本波成分Ｉ０のピーク値は１６．６Ａである。
In a state where the short-
そして、次のタイミングの時点ｔ２０で交流電圧が零クロス点となったとすると、同様に、駆動部１７は電圧零クロス点（時点ｔ２０）から所定時間Ｔ０経過後の時点ｔ２１において、予め定めた設定値Ｔｓの時間幅のパルスを時点ｔ２２まで発生し、以下同様の動作を繰り返し行う。
If the AC voltage reaches the zero crossing point at time t20 at the next timing, similarly, the
交流電流Ｉは、整流回路１３の容量や商用電源１１の電圧や整流回路１３の直流電圧によって、所定時間Ｔ０、短絡通電時間Ｔｓ、リアクトル１２のインピーダンスで決まる。従って、交流電流Ｉの基本波成分Ｉ０が交流電圧Ｖと同相になるように、つまり、位相遅れが零となるように、交流電流Ｉを定めれば入力力率改善が図れる。従来においては、使用するリアクトル１２のインピーダンスを定め、所定時間Ｔ０、短絡通電時間Ｔｓを予め設定することにより交流電流Ｉを定め入力力率改善を図っていた。
The alternating current I is determined by the predetermined time T0, the short-circuit energization time Ts, and the impedance of the
しかし、従来の電力変換装置では、リアクトル１２のインピーダンスの値は固定であっても、複数台の電力変換装置が商用電源１１に並列接続され、同時に運転されたときには、負荷である家庭電機器から見た場合の商用電源１１の電源インピーダンスが変化し、交流電流Ｉの基本波成分Ｉ０が交流電圧Ｖと同相にならないことがある。
However, in the conventional power conversion device, even if the impedance value of the
すなわち、商用電源１１は低圧の配電線から家庭電機器に供給されるので、なにがしかの交流電源のインピーダンスが存在する。そのため、多数の部分スイッチング方式の電力変換装置が用いられた場合、家庭電機器から見た交流電源のインピーダンスが増大することになる。
That is, since the
ところで、商用電源は低圧の配電線から家庭電機器に供給されるので、なにがしかの交流電源のインピーダンスが存在する。そのため、多数の部分スイッチング方式の電力変換装置が用いられた場合、家庭電機器から見た交流電源のインピーダンスが増大することになる。これは、電力変換装置のリアクトル１２と直列に商用電源１１の電源インピーダンスが接続されたことと等価であり、部分スイッチング方式の電力変換装置が適切なリアクトルの値からずれた状態で運転することを意味する。
By the way, since the commercial power is supplied from the low-voltage distribution line to the home electric appliance, there is some impedance of the AC power supply. For this reason, when a large number of partial switching type power converters are used, the impedance of the AC power source as viewed from home electric appliances increases. This is equivalent to connecting the power source impedance of the
図１１は、従来の電力変換装置を複数台（１０台）運転したときの１台の電力変換装置の交流電圧Ｖ、交流電流Ｉ及び交流電流の基本波成分Ｉ０の一例を示す波形図である。この一例では、図１０と同様に、リアクトル１２が１６ｍＨで、交流電源１１の電源インピーダンスが０．１２２Ω＋０．２ｍＨである場合を示している。
FIG. 11 is a waveform diagram showing an example of the AC voltage V, the AC current I, and the fundamental wave component I0 of the AC current of one power conversion device when a plurality (10) of conventional power conversion devices are operated. . In this example, as in FIG. 10, the
この場合、運転される電力変換装置が１０台となったことから、電力変換装置（家庭電機器）側から見た商用電源１１の電源インピーダンスが大きくなり、交流電流Ｉの立ち上がりが緩慢となる。そして、時点ｔ１２で短絡スイッチ１６が開かれると、整流回路１３に印加される電圧の減衰も緩慢となり、整流回路１３の直流電圧より低くなる時点ｔ１３’が遅れることになる。従って、交流電流Ｉの基本波成分Ｉ０は交流電圧Ｖに対して位相（時間Δｔ）が遅れていることが分かる。
In this case, since the power converters to be operated are ten, the power source impedance of the
図１０に示した１台の電力変換装置の単独運転の場合は、基本波電流Ｉ０の交流電圧Ｖに対する位相遅れは０°であるのに対し、図１１に示した１０台の電力変換器の並列運転では、基本波電流Ｉ０の交流電圧Ｖに対する位相遅れα｛＝（Δｔ／２０ｍｓ）×３６０°：交流が５０Ｈｚの場合｝が約１０．４°になっている。これに伴って、１台運転の基本波電流Ｉ０に対し１０台運転では基本波電流Ｉ０が大きくなっている。これに伴って、１台運転の交流電流の基本波成分Ｉ０のピーク値が１６．６Ａであるのに対して、１０台運転では交流電流の基本波成分Ｉ０のピーク値が１８．０Ａに増えている。以上の説明では、１０台運転の場合であるが、基本波電流の位相遅れの量は、運転台数によって異なることになる。 In the case of single operation of one power conversion device shown in FIG. 10, the phase delay of the fundamental current I0 with respect to the AC voltage V is 0 °, whereas the ten power converters shown in FIG. In the parallel operation, the phase delay α {= (Δt / 20 ms) × 360 °: when AC is 50 Hz} with respect to the AC voltage V of the fundamental wave current I0 is about 10.4 °. Along with this, the fundamental wave current I0 is larger in the ten-unit operation than in the single-unit fundamental wave current I0. Along with this, the peak value of the fundamental wave component I0 of the alternating current in one unit operation is 16.6A, whereas the peak value of the fundamental wave component I0 in the alternating current increases to 18.0A in the case of ten units. ing. In the above description, the case of operating 10 units is different, but the amount of phase lag of the fundamental current varies depending on the number of units operated.
このように、電力変換装置の単体特性では適切な値のリアクトル１２を用いた電力変換装置が複数台が並列運転される場合には、最適な状態ではない運転が強いられることになり、入力力率改善が阻害されると言う問題が発生する。
Thus, in the single characteristic of the power converter, when a plurality of power converters using the
本発明の目的は、商用電源に接続される電力変換装置の台数によらず、常に最適な運転状態を実現できる電力変換装置を提供することである。 The objective of this invention is providing the power converter device which can always implement | achieve an optimal driving | running state irrespective of the number of power converter devices connected to a commercial power source.
請求項１の発明に係わる電力変換装置は、商用電源から入力される交流電圧をリアクトルを介して入力し整流する整流回路と、前記整流回路で整流された直流電圧を平滑する平滑コンデンサと、前記平滑コンデンサで平滑された直流電圧を交流電圧に変換して負荷に供給するインバータと、前記整流回路をバイパスして前記商用電源を前記リアクトルを介して短絡する短絡スイッチとを備えた電力変換装置において、前記商用電源から入力される交流電圧の電圧零クロス点を検出する電圧零クロス点検出部と、前記商用電源から入力される交流電圧に対する交流電流の基本波成分の位相遅れを抑制するための力率改善寄与信号を検出する力率改善寄与信号検出部と、前記電圧零クロス点検出部で検出された電圧零クロス点から次のタイミングの零クロス点までの間において前記力率改善寄与信号に基づいて前記位相遅れが許容範囲になるように前記短絡スイッチの開閉時間を制御する短絡スイッチ開閉制御部とを備えたことを特徴とする。
The power conversion device according to the invention of
請求項２の発明に係わる電力変換装置は、請求項１の発明において、前記力率改善寄与信号検出部は、前記商用電源から入力される交流電流の基本波成分を検出する基本波電流検出部と、前記基本波電流検出部で検出された交流電流の基本波成分の電流零クロス点を検出する電流零クロス点検出部と、前記電流零クロス点検出部で検出された電流零クロス点と前記電圧零クロス点検出部で検出された電圧零クロス点との時間差を力率改善寄与信号として出力する減算器とを備え、前記短絡スイッチ開閉制御部は前記時間差が零になるように前記短絡スイッチの開閉時間を制御することを特徴とする。 According to a second aspect of the present invention, there is provided the power conversion device according to the first aspect, wherein the power factor improvement contribution signal detection unit detects a fundamental wave component of an alternating current input from the commercial power source. A current zero cross point detection unit for detecting a current zero cross point of a fundamental wave component of the alternating current detected by the fundamental wave current detection unit; and a current zero cross point detected by the current zero cross point detection unit; A subtractor that outputs a time difference from the voltage zero cross point detected by the voltage zero cross point detection unit as a power factor improvement contribution signal, and the short-circuit switch opening / closing control unit performs the short circuit so that the time difference becomes zero. The switch opening / closing time is controlled.
請求項３の発明に係わる電力変換装置は、請求項１の発明において、前記力率改善寄与信号検出部は、前記電圧零クロス点検出部で検出された電圧零クロス点から次のタイミングの零クロス点までの間において前記短絡スイッチが閉じている期間の前記商用電源から入力される交流電流のピーク値を検出する第１ピーク値検出部と、前記短絡スイッチが閉状態から開状態に変化した後に前記交流電流の変化率が零となったタイミング以降の前記短絡スイッチが開かれている期間での前記交流電流のピーク値を検出する第２ピーク値検出部と、前記第１ピーク値検出部で検出されたピーク値と前記第２ピーク値検出部で検出されたピーク値との差分を力率改善寄与信号として出力する減算器とを備え、前記短絡スイッチ開閉制御部は前記差分が零になるように前記短絡スイッチの開閉時間を制御することを特徴とする。 According to a third aspect of the present invention, there is provided the power conversion device according to the first aspect, wherein the power factor improvement contribution signal detection unit detects the next timing zero from the voltage zero cross point detected by the voltage zero cross point detection unit. A first peak value detection unit that detects a peak value of an alternating current input from the commercial power supply during a period in which the short-circuit switch is closed until the cross point, and the short-circuit switch has changed from a closed state to an open state. A second peak value detecting unit for detecting a peak value of the alternating current in a period in which the short-circuit switch is opened after a timing when the rate of change of the alternating current becomes zero later; and the first peak value detecting unit And a subtractor that outputs a difference between the peak value detected by the second peak value detection unit and the peak value detected by the second peak value detection unit as a power factor improvement contribution signal. Wherein controlling the opening and closing times of the shorting switches to be characterized.
請求項４の発明に係わる電力変換装置は、請求項１の発明において、前記力率改善寄与信号検出部は、前記平滑コンデンサで平滑された直流電圧を検出する直流電圧検出器を備え、前記短絡スイッチ開閉制御部は、前記直流電圧検出器で検出された直流電圧が予め定めた一定値になるように前記短絡スイッチの開閉時間を制御することを特徴とする。 According to a fourth aspect of the present invention, there is provided the power conversion device according to the first aspect of the invention, wherein the power factor improvement contribution signal detection unit includes a DC voltage detector that detects a DC voltage smoothed by the smoothing capacitor, and the short circuit. The switch open / close control unit controls the open / close time of the short-circuit switch so that the DC voltage detected by the DC voltage detector becomes a predetermined constant value.
本発明によれば、商用電源から入力される交流電圧の電圧零クロス点から次のタイミングの零クロス点までの間において、交流電圧に対する交流電流の基本波成分の位相遅れを抑制するための力率改善寄与信号に基づいて、位相遅れが許容範囲になるように、短絡スイッチの開閉時間を制御するので、商用電源の変化や同時に運転される電力変換装置の台数にかかわらず、電力変換装置の入力力率改善を図ることができる。 According to the present invention, the force for suppressing the phase lag of the fundamental component of the alternating current with respect to the alternating voltage between the voltage zero crossing point of the alternating current voltage input from the commercial power source and the zero crossing point of the next timing. Based on the rate improvement contribution signal, the open / close time of the short-circuit switch is controlled so that the phase lag is within the allowable range, so the power converter can be operated regardless of changes in the commercial power source or the number of power converters operated simultaneously. The input power factor can be improved.
以下、本発明の実施の形態を説明する。図１は本発明の第１の実施の形態に係わる電力変換装置の構成図である。この第１の実施の形態は、図９に示した第１の実施の形態に対し、商用電源１１から入力される交流電圧に対する交流電流の基本波成分の位相遅れを抑制するための力率改善寄与信号を検出する力率改善寄与信号検出部２０と、電圧零クロス点検出部１８で検出された電圧零クロス点から次のタイミングの零クロス点までの間において力率改善寄与信号に基づいて位相遅れが許容範囲になるように短絡スイッチの開閉時間を制御する短絡スイッチ開閉制御部２１とを追加して設けたものである。図９と同一要素には同一符号を付してその説明を省略する。
Embodiments of the present invention will be described below. FIG. 1 is a configuration diagram of a power conversion apparatus according to the first embodiment of the present invention. This first embodiment is a power factor improvement for suppressing the phase lag of the fundamental wave component of the alternating current with respect to the alternating voltage input from the
力率改善寄与信号検出部２０は、交流電圧に対する交流電流の基本波成分の位相遅れを抑制するための力率改善寄与信号を検出して短絡スイッチ開閉制御部２１に出力するものであり、短絡スイッチ開閉制御部２１は、力率改善寄与信号に基づいて位相遅れが許容範囲になるように、短絡スイッチの開閉時間（短絡通電時間）を可変に制御するものである。
The power factor improvement contribution
図１に示すように、力率改善寄与信号検出部２０は、商用電源１１から入力される交流電流Ｉを検出する電流検出器２２と、電流検出器２２で検出された交流電流Ｉの基本波成分Ｉ０を検出する基本波電流検出部２３と、基本波電流検出部２３で検出された交流電流の基本波成分Ｉ０の電流零クロス点を検出する電流零クロス点検出部２４と、電流零クロス点検出部１８で検出された電流零クロス点と電圧零クロス点検出部２４で検出された電圧零クロス点との時間差を力率改善寄与信号として出力する減算器２５とから構成されている。
As shown in FIG. 1, the power factor improvement contribution
そして、短絡スイッチ開閉制御部２１は、電流零クロス点と電圧零クロス点との時間差（交流電圧に対する交流電流の位相差）が零になるように、短絡スイッチ１６の開閉時間を可変に制御する。これにより、電力変換器側から見た商用電源１１の電源インピーダンスの変化や、同時に運転される電力変換装置の台数にかかわらず、交流電流の基本波成分Ｉ０が交流電圧と同相になるようにし、入力力率改善を図るものである。
Then, the short-circuit switch open /
基本波電流検出部２３は、例えばＰＬＬ（Phase Locked Loop）が用いられ、電流検出器２２で検出された交流電流Ｉから基本波成分Ｉ０を抽出する。
The fundamental wave
そして、電流零クロス点検出部２４は、図２に示すように、交流電流の基本波成分Ｉ０の零クロス点を検出し、検出した交流電流の基本波成分Ｉ０の零クロス点の時点ｔａを減算器２５に出力する。同様に、電圧検出器１９で検出された交流電圧Ｖの交流電圧の零クロス点を電圧零クロス点検出部１８で検出し、電圧零クロス点検出部１８で検出された交流電圧の零クロス点の時点ｔ１０を減算器２５に出力する。
Then, as shown in FIG. 2, the current zero
減算器２５は交流電圧の零クロス点の時点ｔ１０から交流電流Ｉの基本波成分Ｉ０の零クロス点の時点ｔａまでの時間差Δｔ（＝ｔａ−ｔ１０）を演算し、交流電流の交流電圧に対する位相遅れα｛＝（Δｔ／２０ｍｓ）×３６０°：交流が５０Ｈｚの場合｝を検出して短絡スイッチ開閉制御部２１に出力する。短絡スイッチ開閉制御部２１は交流電流の位相遅れαが零になるように、駆動部１７のパルス幅の設定値を可変に制御する。短絡スイッチ開閉制御部２１は積分制御あるいは比例積分制御が用いられる。
The
図３は、本発明の第１の実施の形態に係わる電力変換装置を１０台運転したときの１台の電力変換装置の交流電圧Ｖ、交流電流Ｉ及び交流電流の基本波成分Ｉ０の一例を示す波形図である。図３に示すように、電力変換装置を１０台並列運転したときは、短絡スイッチ開閉制御部２１は、交流電圧Ｖの零クロス点の時点ｔ１０から交流電流Ｉの基本波成分Ｉ０の零クロス点の時点ｔａまでの時間差Δｔ（位相差α）が零になるように制御するので、交流電圧Ｖと交流電流Ｉの基本波成分Ｉ０との位相差αは零となる。すなわち、短絡通電時間Ｔｓ１を交流電圧Ｖと交流電流Ｉの基本波成分Ｉ０との位相差αが零になるように可変制御する。
FIG. 3 shows an example of the AC voltage V, the AC current I, and the fundamental component I0 of the AC current of one power converter when ten power converters according to the first embodiment of the present invention are operated. FIG. As shown in FIG. 3, when 10 power converters are operated in parallel, the short-circuit switch opening /
ここで、図１１に示した従来の電力変換装置を１０台並列運転したときの特性と対比すると、従来の電力変換装置（駆動部１７のパルス幅の設定値を可変に制御しない場合）は、短絡通電時間Ｔｓが１．８ｍｓであったのに比べて、本発明の電力制御装置の場合は、短絡通電時間Ｔｓ１が２．１２ｍｓに延びている。これにより、交流電流の波形は改善され、交流電流の基本波成分Ｉ０のピーク値は、１８．０Ａから１７．９Ａｐ−０に減少している。また、図１０に示した従来の電力変換装置を１台運転したときの特性と対比すると、本発明の電力制御装置の場合は、１０台運転でも１台運転時の波形に近づいていることが分かる。
Here, when compared with the characteristics when 10 conventional power converters shown in FIG. 11 are operated in parallel, the conventional power converter (when the setting value of the pulse width of the
第１の実施の形態によれば、短絡スイッチ開閉制御部２１は、電流零クロス点と電圧零クロス点との時間差が零になるように短絡スイッチ１６の開閉時間を制御するので、電力変換装置側から見た商用電源１１の電源インピーダンス変化や、同時に運転される電力変換装置の台数にかかわらず、電力変換装置の入力力率改善を図ることができる。
According to the first embodiment, the short-circuit switch open /
図４は本発明の第２の実施の形態に係わる電力変換装置の構成図である。この第２の実施の形態は、図１に示した第１の実施の形態に対し、力率改善寄与信号検出部２０として、基本波電流検出部２３及び電流零クロス点検出部２４に代えて、第１ピーク値検出部２６及び第２ピーク値検出部２７を設けたものである。図１と同一要素には、同一符号を付し重複する説明は省略する。
FIG. 4 is a configuration diagram of a power conversion apparatus according to the second embodiment of the present invention. This second embodiment is different from the first embodiment shown in FIG. 1 in that the power factor improvement contribution
第１ピーク値検出部２６は、電圧零クロス点検出部１８で検出された電圧零クロス点から次のタイミングの零クロス点までの間において、短絡スイッチ１６が閉じている期間の商用電源１１から入力される交流電流のピーク値を検出し第１ピーク値として減算器２５に出力するものである。また、第２ピーク値検出部２７は、電圧零クロス点検出部１８で検出された電圧零クロス点から次のタイミングの零クロス点までの間において、短絡スイッチ１６が閉状態から開状態に変化した後に、交流電流の変化率が零となったタイミング以降の短絡スイッチ１６が開かれている期間での交流電流のピーク値を検出し第２ピーク値として減算器２５に出力するものである。これは、第１ピーク値を第２ピーク値として検出することを防止するためである。すなわち、短絡スイッチ１６が閉状態から開状態に変化した時点では、交流電流は第１ピーク値であり、交流電流は、この第１ピーク値から一旦減少して極小値となり、その極小値から増加し、その後に再度減少していく特性となる。従って、この特性の極小値以降のピーク値を、短絡スイッチ１６が開かれている期間において検出することになる。なお、交流電流の変化率が零とならない場合には第２ピーク値が存在しないとして第２ピーク値を零とする。
The first peak
そして、減算器２５は、第１ピーク値検出部２６で検出されたピーク値と第２ピーク値検出部２７で検出されたピーク値との差分を力率改善寄与信号として短絡スイッチ開閉制御部２１に出力する。短絡スイッチ開閉制御部２１は、ピーク値の差分が零になるように短絡スイッチ１６の開閉時間を制御する。
Then, the
第１ピーク値検出部２６は、駆動部１７の出力が「１」の期間、つまり、図５に示すように、短絡スイッチ１６が閉じている短絡通電時間Ｔｓ中の交流電流Ｉの最大値Ｉ１を検出し、検出した最大値Ｉ１を第１ピーク値として交流電圧Ｖの零クロス点のタイミング毎に更新する。同様に、第２ピーク値検出部２７は、駆動部１７の出力が「０」の期間、つまり、図５に示すように、短絡スイッチ１６が開いている期間Ｔｘの交流電流Ｉの変化率が零となったタイミング（極小値となったタイミング）以降の最大値Ｉ２を検出し、検出した最大値Ｉ２を第２ピーク値として交流電圧の零クロス点のタイミング毎に更新する。
The first peak
そして、短絡スイッチ開閉制御部２１は、ピーク値の差分が零になるように、つまり、第１ピーク値検出部２６で検出された第１ピーク値Ｉ１と第２ピーク値検出部２７で検出された第２ピーク値Ｉ２とが等しくなるように短絡スイッチ１６の開閉時間を制御する。
The short-circuit switch opening /
ここで、第１ピーク値Ｉ１と第２ピーク値Ｉ２とが等しくなるように制御するのは、第１ピーク値Ｉ１と第２ピーク値Ｉ２とを等しくすると、交流電流の波形は矩形波に近づき、交流電流Ｉの電圧に対する遅れを小さくできるためである。 Here, the first peak value I1 and the second peak value I2 are controlled to be equal. When the first peak value I1 and the second peak value I2 are equal, the waveform of the alternating current approaches a rectangular wave. This is because the delay with respect to the voltage of the alternating current I can be reduced.
電力変換装置の並列運転台数が増えて、商用電源１１の見かけ上のインピーダンス（特にインダクタンス）が増えると、短絡スイッチ１６が閉じている期間（短絡通電時間）Ｔｓに入力される交流電流Ｉの増加が鈍くなり、短絡通電時間Ｔｓが固定で予め設定されている場合は第１ピーク値Ｉ１が小さくなる。負荷への供給電力が変わらないので、第１ピーク値Ｉ１が小さくなると、交流電流Ｉが減った分を補うように、短絡スイッチ１６が開かれた後の交流電流Ｉが増えて第２ピーク値Ｉ２が大きくなる。すなわち、入力される交流電流Ｉは後ろ側に偏り、交流電圧Ｖに対する遅れが大きくなる。
When the number of power converters operating in parallel increases and the apparent impedance (particularly inductance) of the
そこで、第１ピーク値Ｉ１と第２ピーク値Ｉ２とが等しくなるように、短絡スイッチ１６が閉じている時間Ｔｓ１を延ばして、入力される交流電流Ｉの増加が鈍くなった影響を打ち消すことにより、交流電流Ｉの交流電圧Ｖに対する遅れを抑えることができる。
Therefore, by extending the time Ts1 during which the short-
図６は、本発明の第２の実施の形態に係わる電力変換装置を１０台運転したときの１台の電力変換装置の交流電圧Ｖ、交流電流Ｉ及び交流電流の基本波成分Ｉ０の一例を示す波形図である。すなわち、電力変換装置を１０台並列運転する際に第１ピーク値Ｉ１と第２ピーク値Ｉ２とが等しくなるように制御した場合の波形を示している。 FIG. 6 shows an example of the AC voltage V, the AC current I, and the fundamental component I0 of the AC current of one power converter when ten power converters according to the second embodiment of the present invention are operated. FIG. That is, the waveform is shown when the first peak value I1 and the second peak value I2 are controlled to be equal when ten power converters are operated in parallel.
ここで、図１１に示した従来の電力変換装置を１０台並列運転したときの特性と対比すると、従来の電力変換装置（駆動部１７のパルス幅の設定値を可変に制御しない場合）は、短絡通電時間Ｔｓが１．８ｍｓであったのに比べて、短絡通電時間Ｔｓが２．０２５ｍｓに延び、交流電流Ｉの基本波成分Ｉ０の位相差遅れαは４．７°となった。位相差遅れαは４．７°であるが、第２の実施の形態にように、第１ピーク値Ｉ１と第２ピーク値Ｉ２とが等しくなるように制御した場合でも、第１の実施の形態のように交流電流Ｉの位相差遅れαを０°に制御した場合に近い特性が得られることが分かる。
Here, when compared with the characteristics when 10 conventional power converters shown in FIG. 11 are operated in parallel, the conventional power converter (when the setting value of the pulse width of the
第２の実施の形態によれば、第１ピーク値Ｉ１と第２ピーク値Ｉ２とが等しくなるように制御するので、交流電流の波形が矩形波に近づき、交流電流Ｉの交流電圧Ｖに対する遅れを小さくできる。従って、第１の実施の形態と同等の効果が得られる。 According to the second embodiment, since the first peak value I1 and the second peak value I2 are controlled to be equal, the waveform of the alternating current approaches a rectangular wave, and the delay of the alternating current I with respect to the alternating voltage V Can be reduced. Therefore, an effect equivalent to that of the first embodiment can be obtained.
図７は本発明の第３の実施の形態に係わる電力変換装置の構成図である。この第３の実施の形態は、図１に示した第１の実施の形態に対し、力率改善寄与信号検出部２０として、電流検出器２２と基本波電流検出部２３と電流零クロス点検出部２４の代わりに、整流回路１３の直流電圧を検出する直流電圧検出器２８を設けたものである。図１と同一要素には、同一符号を付し重複する説明は省略する。
FIG. 7 is a configuration diagram of a power conversion apparatus according to the third embodiment of the present invention. This third embodiment is different from the first embodiment shown in FIG. 1 in that a
直流電圧検出器２８は整流回路１３の直流電圧Ｖｄを検出し短絡スイッチ開閉制御部２１に出力する。短絡スイッチ開閉制御部２１は、直流電圧検出器２８で検出された直流電圧Ｖｄが予め定めた一定値Ｖｄ０になるように短絡スイッチ１６の開閉時間を制御する。すなわち、第３の実施の形態では、運転台数によらず整流回路１３の直流電圧Ｖｄを一定値Ｖｄ０に制御する。この一定値Ｖｄ０は、電力変換装置の単独運転時の直流電圧値に設定する。
The
整流回路１３の直流電圧Ｖｄを一定値Ｖｄに制御する理由は、以下の通りである。電力変換装置の並列運転台数が増えて、商用電源１１の見かけ上のインピーダンス（特にインダクタンス）が増えると、短絡スイッチ１６が閉じている間も、開かれている間も、交流電流は小さくなる。このため、整流回路１３の直流電圧Ｖｄは低下し、商用電源１１の交流電圧との差が大きくなり、負荷への供給電力を維持するために、短絡スイッチ１６が開かれている間の交流電流は増加する。
The reason for controlling the DC voltage Vd of the
一方、直流電圧Ｖｄが低下しても、短絡スイッチ１６が閉じている間の入力される交流電流の増加には影響しない。従って、第２の実施の形態で述べた第１ピーク値Ｉ１が小さくなって、第２ピーク値Ｉ２が大きくなる。そうすると、前述したように、入力される交流電流Ｉは後ろ側に偏り、交流電圧Ｖに対する遅れが大きくなる。
On the other hand, even if the DC voltage Vd decreases, it does not affect the increase in AC current that is input while the short-
そこで、これを防止するために、直流電圧Ｖｄが低下しないように、つまり直流電圧Ｖｄが一定値Ｖｄ０を維持するように短絡スイッチ１６を開閉制御する。具体的には、短絡スイッチ１６が閉じている時間を延ばして、インダクタンス１２に蓄えるエネルギーを増加させる。インダクタンス１２に蓄えるエネルギーを増加させることで、短絡スイッチ１６が開かれている間の商用電源１１からの交流電流が増加しなくても、負荷への供給電力を維持できることから、第２ピーク値Ｉ２が大きくなることを防止でき、結果的に交流電圧Ｖに対する遅れが大きくなることを防止できる。
Therefore, in order to prevent this, the short-
すなわち、入力される交流電流の増加が鈍くなったとしても、直流電圧Ｖｄが低下しないように制御することで、その影響を打ち消し、第２の実施の形態と同様に、第１ピーク値Ｉ１と第２ピーク値Ｉ２をほぼ等しくすることが可能となり、入力電流の電圧に対する遅れを抑えることができる。 That is, even if the increase in the input AC current becomes dull, by controlling so that the DC voltage Vd does not decrease, the influence is canceled out, and similarly to the second embodiment, the first peak value I1 and The second peak value I2 can be made substantially equal, and the delay of the input current with respect to the voltage can be suppressed.
図８は、本発明の第３の実施の形態に係わる電力変換装置を１０台運転したときの１台の電力変換装置の交流電圧Ｖ、交流電流Ｉ及び交流電流の基本波成分Ｉ０の一例を示す波形図である。すなわち、整流回路１３の直流電圧Ｖｄを一定値Ｖｄ０に制御した場合の波形を示している。
FIG. 8 shows an example of the AC voltage V, the AC current I, and the fundamental component I0 of the AC current of one power converter when ten power converters according to the third embodiment of the present invention are operated. FIG. That is, a waveform when the DC voltage Vd of the
ここで、図１１に示した従来の電力変換装置を１０台並列運転したときの特性と対比すると、従来の電力変換装置（駆動部１７のパルス幅の設定値を可変に制御しない場合）は、短絡通電時間Ｔｓが１．８ｍｓであったのに比べて、短絡通電時間Ｔｓ３が２．２７５ｍｓに延び、入力される交流電流Ｉの位相差遅れαは３．４°となった。位相差遅れαは３．４°であるが、第３の実施の形態にように、直流電圧Ｖｄを一定値Ｖｄ０に制御した場合でも、第１の実施の形態のように交流電流Ｉの位相差遅れαを０°に制御した場合に近い特性が得られることが分かる。
Here, when compared with the characteristics when 10 conventional power converters shown in FIG. 11 are operated in parallel, the conventional power converter (when the setting value of the pulse width of the
第３の実施の形態によれば、直流電圧の検出は交流電流の波形の歪みの影響を受け難いので、交流電流の波形が歪んでいる場合にも安定に制御できる。すなわち、第１の実施の形態での交流電流の電流零クロスの検出は、交流電流の波形が歪む場合はその影響を受ける恐れもあるが、第３の実施の形態の場合は交流電流の波形が歪みの影響を受け難い。また、また、通常、監視のために直流電圧を検出しているので、直流電圧検出器２８を新たに追加しなくてもよい。
According to the third embodiment, since the detection of the DC voltage is not easily affected by the distortion of the alternating current waveform, it can be stably controlled even when the alternating current waveform is distorted. That is, the detection of the current zero cross of the alternating current in the first embodiment may be affected if the waveform of the alternating current is distorted, but in the case of the third embodiment, the waveform of the alternating current is Is less susceptible to distortion. In addition, since the DC voltage is normally detected for monitoring, the
以上の各々の実施の形態では、複数台の電力変換装置として１０台の場合について説明したが、電力変換装置の運転台数が多いほど本発明の効果が大きくなることは言うまでもない。 In each of the above embodiments, the case of 10 power converters has been described. Needless to say, the effect of the present invention increases as the number of power converters operating increases.
１１…商用電源、１２…リアクトル、１３…整流回路、１４…平滑コンデンサ、１５…、１６…短絡スイッチ、１７…駆動部、１８…電圧零クロス点検出部、１９…電圧検出器、２０…力率改善寄与信号検出部、２１…短絡スイッチ開閉制御部、２２…電流検出器、２３…基本波電流検出部、２４…電流零クロス点検出部、２５…減算器、２６…第１ピーク値検出部、２７…第２ピーク値検出部、２８…直流電圧検出器
DESCRIPTION OF
Claims (4)
前記商用電源から入力される交流電圧の電圧零クロス点を検出する電圧零クロス点検出部と、
前記商用電源から入力される交流電圧に対する交流電流の基本波成分の位相遅れを抑制するための力率改善寄与信号を検出する力率改善寄与信号検出部と、
前記電圧零クロス点検出部で検出された電圧零クロス点から次のタイミングの零クロス点までの間において前記力率改善寄与信号に基づいて前記位相遅れが許容範囲になるように前記短絡スイッチの開閉時間を制御する短絡スイッチ開閉制御部とを備えたことを特徴とする電力変換装置。 A rectifier circuit that inputs and rectifies an AC voltage input from a commercial power supply via a reactor, a smoothing capacitor that smoothes the DC voltage rectified by the rectifier circuit, and a DC voltage that is smoothed by the smoothing capacitor is converted to an AC voltage. In a power converter comprising: an inverter that converts and supplies a load; and a short-circuit switch that bypasses the rectifier circuit and short-circuits the commercial power supply via the reactor.
A voltage zero cross point detection unit for detecting a voltage zero cross point of an AC voltage input from the commercial power supply;
A power factor improvement contribution signal detection unit for detecting a power factor improvement contribution signal for suppressing a phase delay of a fundamental wave component of an alternating current with respect to an alternating voltage input from the commercial power supply;
Based on the power factor improvement contribution signal between the voltage zero cross point detected by the voltage zero cross point detection unit and the zero cross point of the next timing, the phase delay of the short-circuit switch is allowed. A power conversion device comprising: a short-circuit switch open / close control unit that controls open / close time.
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|---|---|---|---|---|
| CN104584410A (en) * | 2012-08-30 | 2015-04-29 | 松下知识产权经营株式会社 | Rectifier circuit device |
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2009
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