JP2010273431A

JP2010273431A - 力率改善型スイッチング電源装置

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Publication number: JP2010273431A
Application number: JP2009122091A
Authority: JP
Inventors: Junya Kaneda; 淳也金田
Original assignee: Cosel Co Ltd
Current assignee: Cosel Co Ltd
Priority date: 2009-05-20
Filing date: 2009-05-20
Publication date: 2010-12-02
Anticipated expiration: 2029-05-20
Also published as: JP5254876B2

Abstract

【課題】制御回路への電圧供給を安定に行なうことができ、起動回路の損失も容易に低減可能な力率改善型スイッチング電源装置を提供する。
【解決手段】起動用の第一のトランジスタ４４のゲート端子とグランドの間に第一のツェナーダイオード４６を備える。昇圧チョーク２０から電圧を取り出すチョーク補助電源４０を備える。チョーク補助電源４０の出力にドレイン端子が接続され、ゲート端子が第一のツェナーダイオード４６に接続された第二のトランジスタ５２を備える。第一のトランジスタ４４のソース端子から第一の逆流防止ダイオード４２を介して供給可能な第一の上限値Ｖ１は、アクティブフィルタ制御回路３２の起動開始電圧よりも高い。第二のトランジスタ５２のソース端子から第二の逆流防止ダイオード５４を介して供給可能な第二の上限値Ｖ２は、第一の上限値Ｖ１よりも高い。チョーク補助電源４０は、第一のツェナーダイオード４６のツェナー電圧より高い電圧を出力する。
【選択図】図１

Description

この発明は、アクティブフィルタを備え、スイッチング素子をオン・オフ駆動する制御回路の電源ラインに電圧を供給する補助電源を備えた力率改善型スイッチング電源装置に関する。

従来から、商用交流電圧を全波整流した脈流電圧を直流の昇圧電圧に変換して出力するアクティブフィルタを備え、同時に、アクティブフィルタに所定の制御を施すことによって入力電流を整形し力率を改善する力率改善型スイッチング電源装置がある。また、アクティブフィルタの後段にＤＣ−ＤＣコンバータが設けられ、昇圧電圧を各種電子回路や電子機器に直接入力可能な直流電圧に変換して出力するスイッチング電源装置も広く使用されている。

この種の力率改善型スイッチング電源装置は、一般に、アクティブフィルタ及び後段のＤＣ−ＤＣコンバータが有する各スイッチング素子をオン・オフ駆動する２つの制御回路を備え、さらに、各制御回路に電源供給するため、商用交流電圧を低い直流電圧に変換して出力する補助電源回路が設けられている。

従来、アクティブフィルタ及びその後段にＤＣ−ＤＣコンバータを有する力率改善型スイッチング電源装置として、例えば、特許文献１に開示されたスイッチング電源装置がある。このスイッチング電源装置は、アクティブフィルタのスイッチング素子を駆動するアクティブフィルタ制御回路と、ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素子を駆動するコンバータ制御回路を備え、２つの制御回路の電源ラインが互いに接続され、その電源ラインとグランドの間に平滑用コンデンサが接続されている。また、平滑用コンデンサに電圧を供給する補助電源回路として、電源投入時に電圧を供給する起動回路と、起動後に、アクティブフィルタの昇圧チョークに設けた補助巻線の両端電圧を整流した整流電圧を出力するチョーク整流回路と、ＤＣ−ＤＣコンバータのトランスに設けた補助巻線の両端電圧を整流した整流電圧を出力する整流回路とが設けられている。

特許文献１の図１に開示された実施形態では、起動回路は、ソース端子が当該電源ラインに接続され、アクティブフィルタ入力から当該電源ラインに電流を供給するＭＯＳ−ＦＥＴと、ＭＯＳ−ＦＥＴのゲート端子とグランド間に接続された第１ツェナーダイオードと、アクティブフィルタの入力から第１のツェナーダイオードにバイアス電流を供給するバイアス抵抗とを備えている。そして、第１のツェナーダイオードのツェナー電圧とＭＯＳ−ＦＥＴのゲート閾値電圧で決定される第１の電圧は、２つの制御回路の起動電圧よりも高い電圧に設定されている。

さらに、上記起動回路は、第１のツェナーダイオードと並列に第２のツェナーダイオードとトランジスタスイッチの直列回路が接続されている。そして、トランジスタスイッチがオンしたときに第２のツェナーダイオードのツェナー電圧とＭＯＳ−ＦＥＴのゲート閾値電圧で決定される第２の電圧は、第１の電圧よりも低く、且つ、２つの制御回路の停止電圧よりも高い電圧に設定されている。

そして、電源投入時は、トランジスタスイッチがオフしており、各制御回路は第１のＭＯＳ−ＦＥＴから第１の電圧が供給されて起動し、各制御回路が起動した後は、トランジスタスイッチがオンし、ＭＯＳ−ＦＥＴから各制御回路への電源供給が停止し、チョーク整流回路及びトランス整流回路の出力を平滑した電圧の供給を受けて各制御回路が動作を継続する。

以上のように、特許文献１のスイッチング電源装置の各制御回路は、理想的には、起動時や負荷が急変したときなどの所定の短時間だけ起動回路のＭＯＳ−ＦＥＴから電圧供給を受け、起動後は、動作中に大きな損失を伴う当該ＭＯＳ−ＦＥＴからの電圧供給が停止し、チョーク整流回路及びトランス整流回路から定常的に電圧供給を受ける、という動作が行われる。

特開２００４−３２０８５８号公報

しかし、特許文献１のスイッチング電源装置の場合、アクティブフィルタの入力電圧や出力電流が静的に変動する範囲において、アクティブフィルタのスイッチング素子のオン幅が最大から最小に変化することによって、チョーク整流回路の出力を平滑した電圧が大きく変動する。特に、交流１００ボルト／２００ボルト系の連続入力可能なスイッチング電源装置においては、その電圧変動が顕著である。

また、ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧や出力電流が静的に変動する範囲において、トランス整流回路の出力を平滑した電圧もやや変動する。また、負荷への電力供給を停止させるリモートコントロール動作や、負荷への過電圧の継続的な印加を防止する過電圧保護動作によってＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング動作が停止すると、トランス整流回路からの電圧供給が完全になくなる場合がある。

従って、スイッチング電源装置の使用条件によって、チョーク整流回路及びトランス整流回路の電圧供給能力が低下し、その結果、起動回路のＭＯＳ−ＦＥＴが長時間動作して、当該ＭＯＳ−ＦＥＴで大きな損失や発熱を生じるという問題があった。

この問題の対策として、例えば、チョーク整流回路から供給可能な平滑電圧の最低値を上記第１の電圧よりも高くするため、チョーク整流回路の補助巻線の巻数を増やす等の方法で調整することも考えられる。しかし、この方法の場合、当該平滑電圧の最大値の方も連動して高くなり、各制御回路の正常動作可能な電圧を超えてしまうという新たな弊害が生じるおそれがあるため、調整の幅に限界があった。

また、アクティブフィルタ制御回路とコンバータ制御回路は、一般に、互いに異なる起動電圧と停止電圧を有している。従って、このスイッチング電源装置の、起動回路の第１と第２のツェナーダイオードを切り替えるという回路構成では、チョーク整流回路及びトランス整流回路の出力を平滑した電圧の定常的な変動や、各制御回路の起動・停止電圧の違いを考慮しつつ上記の理想的な動作を実現する回路定数を設定する、ということは容易ではなかった。

この発明は、上記背景技術に鑑みて成されたもので、入力電圧や負荷などの使用条件によらず、スイッチング素子の制御回路への電圧供給を安定・安全に行なうことができ、起動回路の損失も容易に低減可能な力率改善型スイッチング電源装置を提供することを目的とする。

本願請求項１記載の発明は、昇圧チョーク及び第一のスイッチング素子を有し、入力された全波整流電圧を直流電圧に変換して出力する昇圧チョッパ方式のアクティブフィルタと、前記第一のスイッチング素子をオン・オフ駆動し、アクティブフィルタの力率改善動作を制御するアクティブフィルタ制御回路と、前記アクティブフィルタ制御回路の電源ラインとグランドとの間に接続された電源用コンデンサと、ドレイン端子が前記アクティブフィルタの入力に接続され、ソース端子が第一の逆流防止ダイオードを介して前記電源用コンデンサに接続されたＮ−ｃｈのＭＯＳ型ＦＥＴである第一のトランジスタと、カソード端子が前記第一のトランジスタのゲート端子に接続され、アノード端子がグランドに接続され、前記第一のトランジスタから前記第一の逆流防止ダイオードを介して前記電源用コンデンサに供給可能な電圧の上限値である第一の上限値を決定する第一のツェナーダイオードと、前記アクティブフィルタの入力と前記第一のツェナーダイオードのカソード端子との間に接続され、前記第一のツェナーダイオードにバイアス電流を供給してツェナー電圧を発生させるバイアス抵抗と、前記昇圧チョークに設けられたチョーク補助巻線及びその発生電圧を整流する整流回路で構成され、該整流回路が生成した整流電圧を前記電源用コンデンサに向けて出力するチョーク補助電源とを備えた力率改善型スイッチング電源装置において、
ドレイン端子が前記チョーク補助電源の出力に接続され、ソース端子が第二の逆流防止ダイオードを介して前記電源用コンデンサに接続され、ゲート端子が前記第一のツェナーダイオードのカソード端子に接続され、該ソース端子から所定電圧を出力可能に設けられたＮ−ｃｈのＭＯＳ型ＦＥＴである第二のトランジスタを備え、
前記第一の上限値は、前記アクティブフィルタ制御回路の起動開始電圧よりも高く、前記第二のトランジスタから前記第二の逆流防止ダイオードを介して前記電源用コンデンサに供給可能な電圧の上限値であって、前記第一のツェナーダイオードによって決定される第二の上限値は、前記第一の上限値よりも高く、前記チョーク補助電源は、前記アクティブフィルタ制御回路の起動後、前記第一のツェナーダイオードのツェナー電圧より高い電圧を出力可能に設けられた力率改善型スイッチング電源装置である。

本願請求項２記載の発明は、上記請求項１の構成に加え、前記アクティブフィルタの出力端に、前記アクティブフィルタの出力電圧をオン・オフ動作によって断続し交流電圧を発生させる第二のスイッチング素子と、前記交流電圧が印加される一次巻線及び前記一次巻線に磁気結合した二次巻線が設けられたトランスと、前記二次巻線に発生する電圧を整流平滑して直流の電圧を生成し負荷に出力電圧を供給する出力整流平滑回路と、前記第二のスイッチング素子をオン・オフ駆動し前記出力電圧の安定化制御を行うコンバータ制御回路と、前記トランスに設けられた三次巻線及びその発生電圧を整流平滑する補助整流平滑回路で構成され、前記補助整流平滑回路の出力が前記コンバータ制御回路の電源ラインに接続されて電源供給するコンバータ補助電源とを備えたＤＣ−ＤＣコンバータが配置され、前記コンバータ補助電源の出力は、前記アクティブフィルタ制御回路の電源ラインに接続され、前記第一のトランジスタから前記第一の逆流防止ダイオードを介して前記電源用コンデンサに供給可能な電圧の上限値であって、前記第一のツェナーダイオードによって決定される第一の上限値は、前記アクティブフィルタ制御回路及び前記コンバータ制御回路の各起動電圧よりも高く、前記第一のツェナーダイオードと並列に、前記第一のツェナーダイオードと同じ向きに配置された第二のツェナーダイオードと切替スイッチとの直列回路が接続され、前記切替スイッチがオンすると、前記第一のトランジスタから前記第一の逆流防止ダイオードを介して前記電源用コンデンサに供給することが可能な電圧の上限値は、前記第一の上限値から前記第二のツェナーダイオードによって決定される第三の上限値に切り替わり、前記第三の上限値は、前記第一の上限値よりも低く、且つ、前記アクティブフィルタ制御回路及びコンバータ制御回路の各停止電圧よりも高く、前記コンバータ補助電源が出力可能な電圧は、前記第二の上限値よりも低く、且つ、前記第三の上限値よりも高く、前記切替スイッチは、アクティブフィルタ制御回路又はコンバータ制御回路が起動し、動作を行っているときにオンするよう制御される力率改善型スイッチング電源装置である。

また、本願請求項３記載の発明は、請求項１の構成に加え、前記アクティブフィルタの出力端に、前記アクティブフィルタの出力電圧をオン・オフ動作によって断続し交流電圧を発生させる第一のスイッチング素子と、前記交流電圧が印加される一次巻線及び前記一次巻線に磁気結合したニ次巻線が設けられたトランスと、前記二次巻線に発生する電圧を整流平滑して直流の電圧を生成し負荷に出力電圧を供給する出力整流平滑回路と、前記第二のスイッチング素子をオン・オフ駆動し前記出力電圧の安定化制御を行うコンバータ制御回路と、前記アクティブフィルタの出力と前記コンバータ制御回路の電源ラインとの間に設けられ、コンバータ制御回路に起動電圧を供給する起動回路と、前記トランスに設けられた三次巻線及びその発生電圧を整流平滑する補助整流平滑回路で構成され、前記補助整流平滑回路の出力が前記コンバータ制御回路の電源ラインに接続されて電源供給するコンバータ補助電源とを備えたＤＣ−ＤＣコンバータが配置され、前記アクティブフィルタ制御回路の電源ラインと前記コンバータ制御回路の電源ラインとの間に、前記アクティブフィルタ制御回路の電源ライン側にカソード端子側が配置された第三の逆流防止ダイオードが接続され、前記第一のツェナーダイオードと並列に、前記第一のツェナーダイオードと同じ向きに配置された第二のツェナーダイオードと切替スイッチとの直列回路が接続され、前記切替スイッチがオンすると、前記第一のトランジスタから前記第一の逆流防止ダイオードを介して前記電源用コンデンサに供給することが可能な電圧の上限値は、前記第一の上限値から前記第二のツェナーダイオードによって決定される第三の上限値に切り替わり、前記第三の上限値は、前記第一の上限値よりも低く、且つ、前記アクティブフィルタ制御回路の停止電圧よりも高く、前記コンバータ補助電源が出力可能な電圧は、前記第三の逆流防止ダイオードの順方向電圧と前記第二の上限値との合計値よりも低く、且つ、前記第三の逆流防止ダイオードの順方向電圧と前記第三の上限値との合計値よりも高く、前記切替スイッチは、アクティブフィルタ制御回路又はコンバータ制御回路が起動し、動作を行っているときにオンするよう制御される力率改善型スイッチング電源装置である。

本願請求項４記載の発明は、請求項３の構成に加え、前記第三の逆流防止ダイオードと前記コンバータ制御回路の電源ラインとの接続点に、カソード端子側が前記コンバータ補助電源の出力側に配置されアノード端子が前記第三の逆流防止ダイオード側に接続された第三のツェナーダイオードが挿入され、前記コンバータ補助電源が出力可能な電圧は、前記第三のツェナーダイオードのツェナー電圧と前記第三の逆流防止ダイオードの順方向電圧と前記第二の上限値との合計値よりも低く、且つ、前記第三のツェナーダイオードのツェナー電圧と前記第三の逆流防止ダイオードの順方向電圧と前記第三の上限値との合計値よりも高く設定された力率改善型スイッチング電源装置である。

本願請求項５記載の発明は、請求項４の構成に加え、前記コンバータ補助電源の出力と前記コンバータ制御回路の電源ラインとの接続点に、アノード端子が前記コンバータ補助電源の出力側に接続され、カソード端子が前記コンバータ制御回路側に接続された第四の逆流防止ダイオードが挿入され、前記第四の逆流防止ダイオードのカソード端子とグランドの間にコンデンサが接続された力率改善型スイッチング電源装置である。

本願発明の請求項１記載の力率改善型スイッチング電源装置によれば、アクティブフィルタ制御回路の起動後、起動電圧供給用の第一のトランジスタの電源供給動作を継続停止させることにより、第一のトランジスタに大きな損失が発生するのを容易に防止することができる。さらに、起動後、アクティブフィルタ制御回路には、第二のトランジスタから第二の上限値以下に制限された安定かつ安全な電圧が供給されるので、アクティブフィルタ制御回路に過剰な高電圧が加わるおそれがない。

また、本願発明の請求項２乃至４記載のＤＣ−ＤＣコンバータを備えた力率改善型スイッチング電源装置によれば、上記の効果に加え、チョーク補助電源とコンバータ補助電源の優先度を使用条件に応じて適宜切替えることによって、２つの制御回路への電圧供給を低損失かつ安定に行うことができる。

この発明の力率改善型スイッチング電源装置の第一の実施形態を示す回路図である。この発明の力率改善型スイッチング電源装置の第二の実施形態を示す回路図である。第二の実施形態の出力平滑回路とコンバータ補助電源の構成例を示す回路図である。第二の実施形態の出力平滑回路とコンバータ補助電源の他の構成例を示す回路図である。この発明の力率改善型スイッチング電源装置の第三の実施形態を示す回路図である。この発明の力率改善型スイッチング電源装置の第四の実施形態を示す回路図である。

以下、この発明の力率改善型スイッチング電源装置の第一の実施形態について、図１に基づいて説明する。第一の実施形態の力率改善型スイッチング電源装置１０は、入力に商用交流電源１２が接続され、商用交流電圧を全波整流して出力する全波整流回路１４を備えている。全波整流回路の後段には、全波整流電圧を所定の直流電圧に変換して出力する力率改善用のアクティブフィルタ１６が接続され、さらにその出力端に負荷１８が接続されている。

アクティブフィルタ１６は、昇圧チョーク２０、第一のスイッチング素子２２、昇圧ダイオード２４及び昇圧コンデンサ２６で構成する一般的な昇圧チョッパ型の電力変換部を備えている。すなわち、入力された全波整流電圧を、昇圧チョーク２０を介して第一のスイッチング素子２２で断続し、第一のスイッチング素子２２の両端に発生する電圧を昇圧ダイオード２４と昇圧コンデンサ２６で整流平滑する動作を行う。そして、昇圧コンデンサ２６の両端に接続された負荷１８に、昇圧電圧Ｖａ及び昇圧電流Ｉａを供給する。

また、アクティブフィルタ１６は、上記の電力変換部の他、昇圧電圧ＶａをモニタするＶａ検出回路２８と、入力電流ＩｉｎをモニタするＩｉｎ検出回路３０と、２つの検出回路２８，３０の信号を受けて第一のスイッチング素子２２をオン・オフ駆動するアクティブフィルタ制御回路３２と、アクティブフィルタ制御回路３２の電源ライン３４とグランドの間に接続された電源用コンデンサ３６を備えている。

アクティブフィルタ制御回路３２は、一般的な第一の制御ＩＣ３２ａとその他の電子部品で構成され、２つの検出回路２８，３０から受けた信号に基づいて時比率調整を行うことによって昇圧電圧Ｖａを略安定化し、同時に入力電流Ｉｉｎを略正弦波状に整形して力率改善が可能な駆動パルスを生成する。そして、その駆動パルスを第一のスイッチング素子２２の駆動端子に向けて出力し、第一のスイッチング素子２２をオン・オフ駆動する。

また、アクティブフィルタ制御回路３２には、固有の起動電圧と停止電圧が設定されている。すなわち、アクティブフィルタ制御回路３２は、電源ライン３４に起動電圧以上の電圧の供給を受けると動作を開始し、起動後は、電源ライン３４の電圧が停止電圧以下に低下すると動作が停止する。ここでは、第一の制御ＩＣ３２ａ自体の起動電圧及び停止電圧がそのままアクティブフィルタ制御回路３２の起動電圧及び停止電圧となっている。また、停止電圧の方が起動電圧よりも低く設定され、いわゆる起動と停止のヒステリシス特性が付与されている。

さらに、アクティブフィルタ１６は、アクティブフィルタ制御回路３２の電源ライン３４に電圧を供給する補助電源回路として、入力投入時にアクティブフィルタ制御回路３２が起動するための電圧をアクティブフィルタ１６の入力端から供給する起動回路３８と、アクティブフィルタ制御回路３２が起動した後、昇圧チョークに発生する電圧を利用して電圧供給するチョーク補助電源４０を備えている。

起動回路３８は、ドレイン端子がアクティブフィルタ１６の入力に接続され、ソース端子が第一の逆流防止ダイオード４２を介して電源ライン３４に接続されたＮ−ｃｈのＭＯＳ型ＦＥＴである第一のトランジスタ４４を備えている。また、第一のトランジスタ４４のゲートには第一のツェナーダイオード４６のカソード端子が接続され、そのアノード端子はグランドに接続されている。さらに、アクティブフィルタ１６の入力と第一のツェナーダイオード４６のカソード端子との間に、第一のツェナーダイオード４６にバイアス電流を供給してツェナー電圧Ｖ４６を発生させるバイアス抵抗４７が接続されている。

第一のツェナーダイオード４６は、起動回路３８が電源ライン３４に供給可能な電圧の上限値である第一の上限値Ｖ１を決定するもので、第一の上限値Ｖ１は、式（１）で表される。
Ｖ１＝Ｖ４６−（Ｖ４４＋Ｖ４２）（１）
ここで、Ｖ４４は第一のトランジスタ４４のゲート閾値電圧、Ｖ４２は第一の逆流防止ダイオード４２の順方向電圧である。第一の逆流防止ダイオード４２は、例えば複数のダイオードを同一の向きに直列に接続して構成してもよく、その場合は、各ダイオード順方向電圧の合計値がＶ４２に相当する。また、第一のツェナーダイオード４６は、第一の上限値Ｖ１が、アクティブフィルタ制御回路３２の起動電圧よりも高い電圧になるツェナー電圧Ｖ４６が選択されている。

チョーク補助電源４０は、昇圧チョーク２０に磁気結合したチョーク補助巻線４８と、チョーク補助巻線４８の発生電圧を整流して出力する整流回路５０で構成されている。そして、チョーク補助電源４０が出力可能な整流電圧は、入力電圧や出力電流Ｉａが静的に変化する範囲内において、少なくとも第一のツェナーダイオード４６のツェナー電圧Ｖ４６よりも高い電圧になるよう設定されている。

チョーク補助電源４０の出力は、第二のトランジスタ５２と第二の逆流防止ダイオード５４を介して電源ライン３４に接続されている。第二のトランジスタは、Ｎ−ｃｈのＭＯＳ型ＦＥＴであり、ドレイン端子がチョーク補助電源４０の出力に接続され、ソース端子が第二の逆流防止ダイオード５４を介して電源ライン３４接続されている。そして、ゲート端子は、第一のツェナーダイオード４６のカソード端子に接続されている。

上記のように、第二のトランジスタ５２のドレイン端子には、チョーク補助電源４０の出力から、少なくとも第一のツェナーダイオード４６のツェナー電圧Ｖ４６よりも高い電圧が供給され、第二のトランジスタ５２が第二の逆流防止ダイオード５４を介して電源ライン３４に供給する電圧は、式（２）で表される第二の上限値Ｖ２に制限される。
Ｖ２＝Ｖ４６−（Ｖ５２＋Ｖ５４）（２）
ここで、Ｖ５２は第二のトランジスタ５２のゲート閾値電圧、Ｖ５４は第二の逆流防止ダイオード５４の順方向電圧である。第二の逆流防止ダイオード５４は、例えば複数のダイオードを同一の向きに直列に接続して構成してもよく、その場合は、各ダイオードの順方向電圧の合計値がＶ５４に相当する。

第二のトランジスタ５２、第二の逆流防止ダイオード５４、第一のトランジスタ４４、及び第一の逆流防止ダイオード４２は、ゲート閾値電圧Ｖ５２と順方向電圧Ｖ５４の合計値が、ゲート閾値電圧Ｖ４４と順方向電圧Ｖ４２の合計値よりも小さくなるように設定されている。具体的には、各トランジスタ素子の選択や各ダイオードの本数を調整することによって、容易にこの条件を満足させることができる。従って、第一の上限値Ｖ１と第二の上限値Ｖ２の間には、常に、式（３）の関係が成り立っている。
Ｖ２＞Ｖ１（３）

なお、２つの逆流防止ダイオード４２，５４と電源用コンデンサ３６は、ピークホールド回路としての役割を果たす。アクティブフィルタ１６に入力される電圧は、商用交流電圧を全波整流した電圧なので、第一のトランジスタ４４のドレイン端子及びソース端子には、商用周波の２倍の周期で上昇と下降を繰り返す脈流電圧が発生する。そして、当該脈流電圧を第一の逆流防止ダイオード４２と電源用コンデンサ３６でピークホールドすることによって、電源ライン３４に直流電圧を供給することが可能になる。第二のトランジスタ５２のドレイン端子及びソース端子にも、商用周波の２倍の周期で上昇と下降を繰り返す脈流電圧が発生する。そして、当該脈流電圧を第二の逆流防止ダイオード５４と電源用コンデンサ３６でピークホールドすることによって、電源ライン３４に直流電圧を供給することが可能になる。

以上の構成を備えた力率改善型スイッチング電源装置１０は、商用交流電源１２が入力に投入されると、アクティブフィルタ制御回路３２は、第一のトランジスタ４４から供給される電圧によって電源ライン３４の電圧が起動電圧に達し、動作を開始する。

起動後は、第一のスイッチング素子２２のオン・オフによって、昇圧チョーク２０に所定の電圧が発生し、昇圧電圧Ｖａも上昇する。昇圧チョーク２０に所定の電圧が発生するとチョーク補助電源４０の出力が上昇し、第一のツェナーダイオード４６のツェナー電圧Ｖ４６を超えて第二のトランジスタ５２からの電圧供給が始まり、電源ライン３４に第二の上限値に相当する電圧が発生する。同時に、第一のトランジスタ４４のゲート・ソース間の電圧がゲート閾値電圧Ｖ４４以下に低下し、第一のトランジスタ４４がオフすることによって起動回路３８からの電圧供給が停止する。

このように、アクティブフィルタ制御回路３２の起動後は、低損失に動作するチョーク補助電源４０が、入力電圧や出力電流Ｉａが静的に変化する範囲内において、第二のトランジスタ５２を介して電源ライン３４へ定常的に電源供給を行い、第一のトランジスタ４４の動作が定常的に停止するので、第一のトランジスタ４４に大きな損失が生じない。また、この動作は、２つの上限値Ｖ１，Ｖ２が式（３）に示す関係を満たすこと前提となるが、上限値Ｖ１，Ｖ２は、各半導体部品が有する固定的な特性値によって定まるため、簡単な回路構成でありながらも、確実に式（３）の関係を実現することができる。

また、起動後、使用条件によってチョーク補助電源４０の出力が高めに変動したとしても、電源ライン３４に供給される電圧は第二の上限値Ｖ２以下に制限されるので、アクティブフィルタ制御回路３２に過剰な高電圧が加わるおそれがない。

また、例えば、起動後の動作中に負荷１８が急変して昇圧電圧Ｖａが変動すると、アクティブフィルタ制御回路３２は、第一のスイッチング素子２２のオンのパルス幅を一時的に狭くする制御を行う。すると、チョーク補助電源４０の出力が低下し、第二のトランジスタ５２からの電圧供給が維持できなくなる期間が生じる。しかし、電源ライン３４の電圧が第一の上限値Ｖ１まで低下すると、停止状態にあった第一のトランジスタ４４が瞬時に動作を開始し、第一の上限値Ｖ１に相当する電圧を電源ライン３４に供給するので、アクティブフィルタ制御回路３２は、動作が停止してしまうことがない。また、この第一のトランジスタ４４による代替供給は、ごく短時間で単発的に生じるだけなので、第一のトランジスタ４４において発生する損失や発熱は小さい。従って、第一のトランジスタ４４として、小型で安価なトランジスタを選択することが可能になる。

次に、この発明の第二の実施形態である力率改善型スイッチング電源装置６０について、図２〜図４に基づいて説明する。ここで、上述した力率改善型スイッチング電源装置１０と同様の構成は、同一の符号を付して説明を省略する。力率改善型スイッチング電源装置６０は、上記の力率改善型スイッチング電源装置１０の構成に加え、アクティブフィルタ１６の後段にＤＣ−ＤＣコンバータ６２が設けられており、ＤＣ−ＤＣコンバータ６２は、昇圧電圧Ｖａを異なる直流電圧である出力電圧Ｖｏに変換し、その出力端に接続された負荷１８に出力電圧Ｖｏと出力電流Ｉｏを供給する。また、起動回路３８の第一のツェナーダイオード４６と並列に、第二のツェナーダイオード６４と切替スイッチとして動作する切替トランジスタ６６との直列回路が接続されている。さらに、第一の制御ＩＣ３２ａの動作状態出力端子３２ｂとグランドの間に分圧抵抗分圧抵抗６８ａ，６８ｂが設けられ、分圧抵抗６８ａ，６８ｂの中点が切替トランジスタ６６のベース端子に接続されている。その他の回路構成は、力率改善型スイッチング電源装置１０と同様である。以下、新たに設けられた構成について詳しく説明する。

ＤＣ−ＤＣコンバータ６２は、一次巻線７０ａ、二次巻線７０ｂを有するトランス７０と、一次巻線と直列に接続された第二のスイッチング素子７２と、二次巻線７０ｂの出力に接続された出力整流平滑回路７４で構成した電力変換部を備えている。すなわち、入力された昇圧電圧Ｖａを、一次巻線７０ａを介して第二のスイッチング素子７２で断続し、一次巻線７０に断続電圧を発生させる。そして、二次巻線７０ｂに発生した断続電圧を出力整流平滑回路７４で整流及び平滑することによって、直流の出力電圧Ｖｏを生成する。

また、ＤＣ−ＤＣコンバータ６２は、上記の電力変換部の他、出力電圧Ｖｏをモニタして誤差増幅するＶｏ検出回路７６と、同じく出力電圧Ｖｏをモニタして過電圧の発生を検知する過電圧検知回路７８と、２つの検出回路７６，７８の信号を受けて第二のスイッチング素子のオン・オフ動作を制御するコンバータ制御回路８０とを備えている。

コンバータ制御回路８０は、一般的な第二の制御ＩＣ８０ａとその他の電子部品で構成され、Ｖｏ検出回路７６から受けた信号に基づいてパルス幅変調を行い、出力電圧Ｖｏを安定化可能な駆動パルスを生成する。そして、その駆動パルスを第二のスイッチング素子７２の駆動端子に向けて出力し、第二のスイッチング素子７２をオン・オフ駆動する。また、過電圧検知回路７８からコンバータ制御回路８０に向けて、過電圧が発生している旨の信号（以下、ＯＶ信号と称す）が出力されると、コンバータ制御回路８０は、駆動パルスの出力を停止し、第二のスイッチング素子７２の動作を停止させる機能を備えている。

また、コンバータ制御回路８０には、固有の起動電圧と停止電圧が設定されている。すなわち、コンバータ制御回路８０の電源ライン８４に起動電圧以上の電圧の供給を受けると動作を開始し、起動後は、電源ライン８４の電圧が停止電圧以下に低下すると動作が停止する。ここでは、第二の制御ＩＣ８０ａ自体の起動電圧及び停止電圧がそのままコンバータ制御回路８０の起動電圧及び停止電圧となっている。また、停止電圧の方が起動電圧よりも低く設定され、起動と停止のヒステリシス特性が付与されている。なお、コンバータ制御回路８０とアクティブフィルタ制御回路３２の各起動電圧及び停止電圧は、必ずしも同じではない。

さらに、ＤＣ−ＤＣコンバータ６２は、コンバータ制御回路８０の電源ライン８４に電圧を供給するコンバータ補助電源８６を備えている。コンバータ補助電源８６は、トランス７０に設けられた三次巻線７０ｃと、その発生電圧を整流平滑した所定の直流電圧を出力する補助整流平滑回路８８で構成されている。そして、コンバータ補助電源８６の出力（補助整流平滑回路８８の出力）は電源ライン８４に接続され、さらに、アクティブフィルタ制御回路３２の電源ライン３４にも接続されている。

コンバータ補助電源８６は、ＤＣ−ＤＣコンバータ６２の電力変換部の形態に応じて、様々に設定することができる。例えば、ＤＣ−ＤＣコンバータ６２の電力変換部がフライバック方式の場合、図３に示すように、第二のスイッチング素子７２がオフしているときに三次巻線７０ｃに発生する電圧をピークホールドするように三次巻線７０ｃと補助整流平滑回路８８を構成すれば、コンバータ補助電源８６は、安定化制御された出力電圧Ｖｏに略比例する安定な直流電圧を出力することができる。

また、ＤＣ−ＤＣコンバータ６２の電力変換部がシングルフォワード方式の場合、図４（ａ）に示すように、二次巻線７０ｂ及び出力整流回路７４と同様の構成の三次巻線７０ｃ及び補助整流平滑回路８８を構成すれば、コンバータ補助電源８６は、安定化制御された出力電圧Ｖｏに略比例する安定な直流電圧を出力することができる。また、図４（ｂ）に示すように、第二のスイッチング素子７２がオンしているときに三次巻線７０ｃに発生する電圧をピークホールドし、必ずしも一定ではないピークホールド電圧をシリーズレギュレータ８８ａを介して取り出す構成とすれば、コンバータ補助電源８６は、シリーズレギュレータ８８ａによって規定される安定な直流電圧を出力することができる。

ただし、図３及び図４に例示したコンバータ補助電源８６の場合、昇圧電圧Ｖａや出力電流Ｉｏが静的に変化する範囲内において、ほとんどの範囲で上記のような略一定の電圧を上限値として出力するが、出力電流Ｉｏがゼロ又は非常に小さいときなど、第二のスイッチ素子７２のオンのパルス幅が非常に短い状態で動作するときは、出力する電圧が低下する。

ここでは、コンバータ補助電源８６は、少なくとも、アクティブフィルタ制御回路３２の電源ライン３４に、少なくとも、後述する第三の上限値Ｖ３よりも高い電圧、好ましくは、後述する第四の上限値Ｖ４よりも高い電圧を供給可能に設定されている。一方、コンバータ補助電源８６が出力可能な上限電圧は、第二の上限値Ｖ２よりも低い電圧に設定されている。

起動回路３８は、上述した力率改善型スイッチング電源装置１０と同様の構成であるが、式（１）で現される第一の上限値Ｖ１は、アクティブフィルタ制御回路３２及びコンバータ制御回路８０の各起動電圧よりも高くなるように第一のツェナーダイオード４６が選択されている。それに伴い、当該第一のツェナーダイオード４６によって、第二の上限値Ｖ２も、式（２），（３）のように決定される。

第一のツェナーダイオード４６に並列接続された第二のツェナーダイオード６４及び切替トランジスタ６６の直列回路は、切替トランジスタ６６がオンすることによって、第一のトランジスタ４４から第一の逆流防止ダイオード４２を介して電源用コンデンサ３６に供給することが可能な電圧の上限値を、第一の上限値Ｖ１から第三の上限値Ｖ３に切り替える働きをする。

第一の制御ＩＣ３２ａが有する動作状態出力端子３２ｂは、アクティブフィルタ制御回路３２が起動して動作すると、ローレベルからハイレベルに反転し、一定の直流電圧を出力する端子である。従って、アクティブフィルタ制御回路３２が起動すると、第一の制御ＩＣ３２ａの動作状態出力端子３２ｂに一定電圧が発生し、分圧抵抗６８ａ，６８ｂを介して切替トランジスタ６６のベース端子がハイレベルになって、切替トランジスタ６６がオンする。そして、切替トランジスタ６６がオンすることによって、第三の上限値Ｖ３を決定する第二のツェナーダイオード６４が動作可能な状態になる。このときの第三の上限値Ｖ３は、式（４）で表される。
Ｖ３＝Ｖ６４−（Ｖ４４＋Ｖ４２）（４）

また、切替トランジスタ６６がオンすることによって、第二のトランジスタ５２から第二の逆流防止ダイオード５４を介して電源用コンデンサ３６に供給可能な電圧の上限値も、第二の上限値Ｖ２から第四の上限値Ｖ４に切り替わる。そして、第四の上限値Ｖ４は、式（５）で表され、第一、第三及び第四の上限値Ｖ１，Ｖ３，Ｖ４は、式（６）の関係を満たす。
Ｖ４＝Ｖ６４−（Ｖ５２＋Ｖ５４）（５）
Ｖ１＞Ｖ４＞Ｖ３（６）

以上の構成を備えた力率改善型スイッチング電源装置６０は、切替トランジスタ６６がオフした状態で入力が投入され、アクティブフィルタ制御回路３２及びコンバータ制御回路８０が、第一のトランジスタ４４から供給される電圧によって起動する。

起動後、アクティブフィルタ制御回路３２が動作を開始すると、切替トランジスタ６６がオンする。そして、チョーク補助電源４０から第二のトランジスタ５２と第二の逆流防止ダイオード５４を介して第四の上限値Ｖ４が供給可能となる。また、第一のトランジスタ４４と第一の逆流防止ダイオード４２を介して供給可能な電圧の上限値が、第四の上限値Ｖ４よりも低い第三の上限値Ｖ３に切り替わる。従って、第一のトランジスタ４４は動作を停止するので、第一のトランジスタ４４に大きな損失が生じない。

また、コンバータ補助電源８６が各電源ライン３４，８４に供給可能な上限電圧が、第四の上限値Ｖ４よりも高い電圧に設定されていれば、入力電圧や出力電流が静的に変化するほとんどの範囲でコンバータ補助電源８６の出力が優先され、チョーク補助電源４０からの電圧供給が停止する。従って、第二のトランジスタ５２で発生する所定の損失をも削減することができ、入力電圧や出力電流が静的に変化するほとんどの範囲で、装置全体の電力効率を向上させることができる。

また、起動後、負荷１８の急変等によって、一時的にコンバータ補助電源８６やチョーク補助電源４０からの電圧供給がなくなっても、その期間は、少なくとも第一のトランジスタ４４から第三の上限値Ｖ３に相当する電圧の供給が確保されるので、アクティブフィルタ制御回路３２及びコンバータ制御回路８０は、停止することなく動作を継続することができる。

また、起動後、例えば、負荷１８に過電圧が発生し、過電圧検知回路７８からＯＶ信号を受けてコンバータ制御回路８４が継続的に停止しても、チョーク補助電源４０から第二のトランジスタ５２を介して第四の上限値Ｖ４に相当する電圧が供給され、アクティブフィルタ制御回路３４が停止することなく動作を継続することができる。このとき、第一のトランジスタは停止しているので、大きな損失が生じることもない。

次に、この発明の第三の実施形態である力率改善型スイッチング電源装置９０について、図５に基づいて説明する。ここで、上述した力率改善型スイッチング電源装置１０，６０と同様の構成は、同一の符号を付して説明を省略する。力率改善型スイッチング電源装置９０は、上記の力率改善型スイッチング電源装置６０の構成に加え、アクティブフィルタ１６の出力とコンバータ制御回路８０の電源ライン８４との間に設けられ、コンバータ制御回路８０に起動電圧を供給する起動回路である起動抵抗９２と、アクティブフィルタ制御回路３２の電源ライン３４とコンバータ補助電源８６の出力の接続点に、アクティブフィルタ制御回路３２の電源ライン３４側にカソード端子側が接続された第三の逆流防止ダイオード９４が挿入されている。さらに、第三の逆流防止ダイオード９４のアノード端子にアノード端子が接続され、コンバータ補助電源８６の出力にカソード端子が接続された第三のツェナーダイオード９６が設けられている。そして、第三の逆流防止ダイオード９４と第三のツェナーダイオード９６の接続点とグランドとの間に、分圧抵抗６８ａ，６８ｂが接続されている。その他の回路構成は、力率改善型スイッチング電源装置６０と同様である。以下、新たに設けられた構成について詳しく説明する。

力率改善型スイッチング電源装置９０は、２つの制御回路３２，８０の起動時のシーケンスの設定を容易にするため、２つの電源ライン３４，８４を第三の逆流防止ダイオード９４で分離する共に、コンバータ制御回路８０の起動用の電圧を供給するための起動抵抗９２が設けられている。また、２つの制御回路３２，８０の停止時のシーケンスの設定を容易にするため、第三のツェナーダイオード９６が設けられている。

コンバータ補助電源８６は、少なくとも、アクティブフィルタ制御回路３２の電源ライン３４に、少なくとも、第三の上限値Ｖ３と第三の逆流防止ダイオード９６の順方向電圧Ｖ９４と第三のツェナーダイオード９６のツェナー電圧Ｖ９６よりも高い電圧、好ましくは、後述する第四の上限値Ｖ４と第三の逆流防止ダイオード９６の順方向電圧Ｖ９４と第三のツェナーダイオード９６のツェナー電圧Ｖ９６よりも高い電圧が供給可能に設定されている。一方、コンバータ補助電源８６が出力可能な上限電圧は、後述する第二の上限値Ｖ２と第三の逆流防止ダイオード９４の順方向電圧Ｖ９４と第三のツェナーダイオード９６のツェナー電圧Ｖ９６よりも低い電圧に設定されている。

起動回路３８は、上述した力率改善型スイッチング電源装置１０と同様の構成で、式（１）で表される第一の上限値Ｖ１は、アクティブフィルタ制御回路３２の起動電圧よりも高くなるように第一のツェナーダイオード４６が選択されている。それに伴い、当該第一のツェナーダイオード４６によって、第二の上限値Ｖ２も、式（２），（３）のように決定される。

第一のツェナーダイオード６４に並列接続された第二のツェナーダイオード６４及び切替トランジスタ６６の直列回路は、切替トランジスタ６６がオンすることによって、第一のトランジスタ４４から第一の逆流防止ダイオード４２を介して電源用コンデンサ３６に供給することが可能な電圧の上限値を、第一の上限値Ｖ１から第三の上限値Ｖ３に切り替える働きをする。

切替トランジスタ６６は、分圧抵抗６８ａ，６８ｂを介して第三のツェナーダイオード９６のアノード端子に発生する電圧をモニタし、当該電圧が一定電圧以上であればオンし、一定電圧以下のときにオフする。第三のツェナーダイオード９６のアノード端子には、第二のスイッチ素子７２がオン・オフすることによって三次巻線７０ｃにパルス電圧が発生しているときにハイレベルの電圧が発生するが、スイッチ素子７２が継続的にオフすることによって三次巻線７０ｃのパルス電圧が発生していないときには安定な電圧が発生しない。すなわち、第三のツェナーダイオード９６のアノード端子をモニタすることによってコンバータ制御回路８０が動作しているか否かを検出し、切替トランジスタ６６のオン・オフを制御する。なお、第三のツェナーダイオード９６を短絡除去しても同様の制御は可能であるが、第三のツェナーダイオード９６のツェナー電圧Ｖ９６を設けることによって、スイッチング電源装置９０の入力を遮断したときの、各制御回路３２，８０の停止のシーケンスの設定が容易になるという効果が得られる。また、第三の逆流防止ダイオード９４は、例えば複数のダイオードを同一の向きに直列に接続して構成してもよく、その場合は、各ダイオード順方向電圧の合計値がＶ９４に相当する。

コンバータ制御回路３２が起動して動作すると、切替トランジスタ６６がオンし、第三の上限値Ｖ３を決定する第二のツェナーダイオード６４が動作可能な状態になる。第三の上限値Ｖ３は、式（４）で表される。

また、切替トランジスタ６６がオンすることによって、第二のトランジスタ５２から第二の逆流防止ダイオード５４を介して電源用コンデンサ３６に供給することが可能な電圧の上限値も、第二の上限値Ｖ２から第四の上限値Ｖ４に切り替わる。そして、第四の上限値Ｖ４は式（５）で表され、第一、第三及び第四の上限値Ｖ１，Ｖ３，Ｖ４は、式（６）の関係を満たす。

以上の構成を備えた力率改善型スイッチング電源装置９０は、切替トランジスタ６６がオフした状態で入力が投入され、アクティブフィルタ制御回路３２が、第一のトランジスタ４４から供給される電圧によって起動する。また、コンバータ制御回路８０は、起動抵抗９２から供給される電圧によって起動する。

起動後、コンバータ制御回路８０が動作を開始すると、切替トランジスタ６６がオンする。そして、チョーク補助電源４０から第二のトランジスタ５２と第二の逆流防止ダイオード５４を介して第四の上限値Ｖ４が供給可能となる。また、第一のトランジスタ４４と第一の逆流防止ダイオード４２を介して供給可能な電圧の上限値が、第四の上限値Ｖ４よりも低い第三の上限値Ｖ３に切り替わる。従って、第一のトランジスタ４４は動作を停止するので、第一のトランジスタ４４に大きな損失が生じない。

また、コンバータ補助電源８６が電源ライン３４に供給可能な上限電圧が、第四の上限値Ｖ４よりも高い電圧に設定されていれば、入力電圧や出力電流が静的に変化するほとんどの範囲でコンバータ補助電源８６の出力が優先され、チョーク補助電源４０からの電圧供給が停止する。従って、第二のトランジスタ５２で発生する所定の損失をも削減することができ、入力電圧や出力電流が静的に変化するほとんどの範囲で、装置全体の電力効率が向上させることができる。

また、起動後、負荷１８の急変等によって、一時的にコンバータ補助電源８６やチョーク補助電源４０からの電圧供給がなくなっても、その期間は、少なくとも第一のトランジスタ４４から第一又は第三の上限値Ｖ１又はＶ３に相当する電圧の供給が確保されるので、アクティブフィルタ制御回路３２は、停止することなく動作を継続することができる。

また、起動後、例えば、負荷１８に過電圧が発生し、過電圧検知回路７８からＯＶ信号を受けてコンバータ制御回路８０が継続的に停止しても、チョーク補助電源４０から第二のトランジスタ５２を介して第二の上限値Ｖ２に相当する電圧が供給され、アクティブフィルタ制御回路３４は停止することなく動作を継続することができる。このとき、第一のトランジスタは停止しているので、大きな損失が生じることもない。

次に、この発明の第四の実施形態である力率改善型スイッチング電源装置１００について、図６に基づいて説明する。ここで、上述した力率改善型スイッチング電源装置１０，６０，９０と同様の構成は、同一の符号を付して説明を省略する。力率改善型スイッチング電源装置１００は、上記の力率改善型スイッチング電源装置９０の構成に加え、コンバータ補助電源８６の出力とコンバータ制御回路８０の電源ライン８４との接続点に、アノード端子がコンバータ補助電源８６の出力側に接続され、カソード端子がコンバータ制御回路８０側に接続された第四の逆流防止ダイオード１０２が挿入され、さらに、第四の逆流防止ダイオード１０２のカソード端子とグランドの間にコンデンサ１０４が接続されている。その他の回路構成は、力率改善型スイッチング電源装置９０と同様である。

力率改善型スイッチング電源装置１００がアクティブフィルタ制御回路３４へ電圧供給する動作は、力率改善型スイッチング電源装置９０と同様である。さらに、力率改善型スイッチング電源装置１００は、コンバータ制御回路の起動特性と停止特性を別々に調整することができるという特徴がある。

コンバータ制御回路８４が起動するとき、コンバータ補助電源８６が内蔵する平滑用のコンデンサは第四の逆流防止ダイオード１０２で切り離されるので、コンバータ制御回路８４の起動特性は、比較的小容量のコンデンサ１０４と起動抵抗９２で設定することができる。また、コンバータ制御回路８４が停止するときは、コンバータ補助電源８６が内蔵する平滑用のコンデンサとコンデンサ１０４を合成した比較的大容量のコンデンサで停止特性を設定することができる。これによって、各制御回路３２，８０の起動や停止のシーケンスの設定が容易になったり、ＤＣ−ＤＣコンバータ６２の過電流保護垂下特性に間欠動作モードを付与することが容易になる等の効果を得ることができる。

なお、この発明は、上記実施形態に限定されるものではなく、第二のツェナーダイオードに直列接続された切替スイッチは、トランジスタ素子以外の電子スイッチ素子やリレー等で構成してもよい。

また、切替スイッチは、アクティブフィルタ制御回路又はコンバータ制御回路が動作を行っているときにオンさせる制御がなされればよく、各制御ＩＣが有する動作状態出力端子からの発生電圧の有無、スイッチ素子２２，７２をオン・オフ駆動する駆動パルス電圧の有無、トランス７０の巻線７０ａ，７０ｂ，７０ｃのパルス電圧の有無などを検知して制御を行う構成にしてもよい。

１０，６０，９０，１００力率改善型スイッチング電源装置
１６アクティブフィルタ
２０昇圧チョーク
２２第一のスイッチング素子
３２アクティブフィルタ制御回路
３２ａ第一の制御ＩＣ
３２ｂ動作状態出力端子
３４電源ライン
３６電源用コンデンサ
４０チョーク補助電源
４２第一の逆流防止ダイオード
４４第一のトランジスタ
４６第一のツェナーダイオード
４８チョーク補助巻線
５０整流回路
５２第二のトランジスタ
５４第二の逆流防止ダイオード
６２ＤＣ−ＤＣコンバータ
６４第二のツェナーダイオード
６６切替トランジスタ
６８ａ，６８ｂ分圧抵抗
７０トランス
７０ａ一次巻線
７０ｂ二次巻線
７０ｃ三次巻線
７２第二のスイッチング素子
７４出力整流平滑回路
８０コンバータ制御回路
８０ａ第二の制御ＩＣ
８４電源ライン
８６コンバータ補助電源
８８補助整流平滑回路
９２起動抵抗
９４第三の逆流防止ダイオード
９６第三のツェナーダイオード
１０２第四の逆流防止ダイオード
１０４コンデンサ

Claims

昇圧チョーク及び第一のスイッチング素子を有し、入力された全波整流電圧を直流電圧に変換して出力する昇圧チョッパ方式のアクティブフィルタと、
前記第一のスイッチング素子をオン・オフ駆動し、アクティブフィルタの力率改善動作を制御するアクティブフィルタ制御回路と、
前記アクティブフィルタ制御回路の電源ラインとグランドとの間に接続された電源用コンデンサと、
ドレイン端子が前記アクティブフィルタの入力に接続され、ソース端子が第一の逆流防止ダイオードを介して前記電源用コンデンサに接続されたＮ−ｃｈのＭＯＳ型ＦＥＴである第一のトランジスタと、
カソード端子が前記第一のトランジスタのゲート端子に接続され、アノード端子がグランドに接続され、前記第一のトランジスタから前記第一の逆流防止ダイオードを介して前記電源用コンデンサに供給可能な電圧の上限値である第一の上限値を決定する第一のツェナーダイオードと、
前記アクティブフィルタの入力と前記第一のツェナーダイオードのカソード端子との間に接続され、前記第一のツェナーダイオードにバイアス電流を供給してツェナー電圧を発生させるバイアス抵抗と、
前記昇圧チョークに設けられたチョーク補助巻線及びその発生電圧を整流する整流回路で構成され、該整流回路が生成した整流電圧を前記電源用コンデンサに向けて出力するチョーク補助電源とを備えた力率改善型スイッチング電源装置において、
ドレイン端子が前記チョーク補助電源の出力に接続され、ソース端子が第二の逆流防止ダイオードを介して前記電源用コンデンサに接続され、ゲート端子が前記第一のツェナーダイオードのカソード端子に接続され、該ソース端子から所定電圧を出力可能に設けられたＮ−ｃｈのＭＯＳ型ＦＥＴである第二のトランジスタを備え、
前記第一の上限値は、前記アクティブフィルタ制御回路の起動開始電圧よりも高く、
前記第二のトランジスタから前記第二の逆流防止ダイオードを介して前記電源用コンデンサに供給可能な電圧の上限値であって、前記第一のツェナーダイオードによって決定される第二の上限値は、前記第一の上限値よりも高く、
前記チョーク補助電源は、前記アクティブフィルタ制御回路の起動後、前記第一のツェナーダイオードのツェナー電圧より高い電圧を出力可能に設けられたことを特徴とする力率改善型スイッチング電源装置。
前記アクティブフィルタの出力端に、
前記アクティブフィルタの出力電圧をオン・オフ動作によって断続し交流電圧を発生させる第二のスイッチング素子と、
前記交流電圧が印加される一次巻線及び前記一次巻線に磁気結合した二次巻線が設けられたトランスと、
前記二次巻線に発生する電圧を整流平滑して直流の電圧を生成し負荷に出力電圧を供給する出力整流平滑回路と、
前記第二のスイッチング素子をオン・オフ駆動し前記出力電圧の安定化制御を行うコンバータ制御回路と、
前記トランスに設けられた三次巻線及びその発生電圧を整流平滑する補助整流平滑回路で構成され、前記補助整流平滑回路の出力が前記コンバータ制御回路の電源ラインに接続されて電源供給するコンバータ補助電源と、
を備えたＤＣ−ＤＣコンバータが配置され、
前記コンバータ補助電源の出力は、前記アクティブフィルタ制御回路の電源ラインに接続され、
前記第一のトランジスタから前記第一の逆流防止ダイオードを介して前記電源用コンデンサに供給可能な電圧の上限値であって、前記第一のツェナーダイオードによって決定される第一の上限値は、前記アクティブフィルタ制御回路及び前記コンバータ制御回路の各起動電圧よりも高く、
前記第一のツェナーダイオードと並列に、前記第一のツェナーダイオードと同じ向きに配置された第二のツェナーダイオードと切替スイッチとの直列回路が接続され、
前記切替スイッチがオンすると、前記第一のトランジスタから前記第一の逆流防止ダイオードを介して前記電源用コンデンサに供給することが可能な電圧の上限値は、前記第一の上限値から前記第二のツェナーダイオードによって決定される第三の上限値に切り替わり、
前記第三の上限値は、前記第一の上限値よりも低く、且つ、前記アクティブフィルタ制御回路及びコンバータ制御回路の各停止電圧よりも高く、
前記コンバータ補助電源が出力可能な電圧は、前記第二の上限値よりも低く、且つ、前記第三の上限値よりも高く、
前記切替スイッチは、アクティブフィルタ制御回路又はコンバータ制御回路が起動し、動作を行っているときにオンするよう制御される請求項１記載の力率改善型スイッチング電源装置。
前記アクティブフィルタの出力端に、
前記アクティブフィルタの出力電圧をオン・オフ動作によって断続し交流電圧を発生させる第一のスイッチング素子と、
前記交流電圧が印加される一次巻線及び前記一次巻線に磁気結合したニ次巻線が設けられたトランスと、
前記二次巻線に発生する電圧を整流平滑して直流の電圧を生成し負荷に出力電圧を供給する出力整流平滑回路と、
前記第二のスイッチング素子をオン・オフ駆動し前記出力電圧の安定化制御を行うコンバータ制御回路と、
前記アクティブフィルタの出力と前記コンバータ制御回路の電源ラインとの間に設けられ、コンバータ制御回路に起動電圧を供給する起動回路と、
前記トランスに設けられた三次巻線及びその発生電圧を整流平滑する補助整流平滑回路で構成され、前記補助整流平滑回路の出力が前記コンバータ制御回路の電源ラインに接続されて電源供給するコンバータ補助電源と、
を備えたＤＣ−ＤＣコンバータが配置され、
前記アクティブフィルタ制御回路の電源ラインと前記コンバータ補助電源の出力との間に、カソード端子が前記アクティブフィルタ制御回路の電源ライン側に接続されアノード端子が前記コンバータ補助電源の出力側に接続された第三の逆流防止ダイオードが挿入され、
前記第一のツェナーダイオードと並列に、前記第一のツェナーダイオードと同じ向きに配置された第二のツェナーダイオードと切替スイッチとの直列回路が接続され、
前記切替スイッチがオンすると、前記第一のトランジスタから前記第一の逆流防止ダイオードを介して前記電源用コンデンサに供給することが可能な電圧の上限値は、前記第一の上限値から前記第二のツェナーダイオードによって決定される第三の上限値に切り替わり、
前記第三の上限値は、前記第一の上限値よりも低く、且つ、前記アクティブフィルタ制御回路の停止電圧よりも高く、
前記コンバータ補助電源が出力可能な電圧は、前記第三の逆流防止ダイオードの順方向電圧と前記第二の上限値との合計値よりも低く、且つ、前記第三の逆流防止ダイオードの順方向電圧と前記第三の上限値との合計値よりも高く、
前記切替スイッチは、アクティブフィルタ制御回路又はコンバータ制御回路が起動し、動作を行っているときにオンするよう制御される請求項１記載の力率改善型スイッチング電源装置。
前記第三の逆流防止ダイオードと前記コンバータ補助電源の出力との接続点に、カソード端子が前記コンバータ補助電源の出力側に接続されアノード端子が前記第三の逆流防止ダイオード側に接続された第三のツェナーダイオードが挿入され、
前記コンバータ補助電源が出力可能な電圧は、前記第三のツェナーダイオードのツェナー電圧と前記第三の逆流防止ダイオードの順方向電圧と前記第二の上限値との合計値よりも低く、且つ、前記第三のツェナーダイオードのツェナー電圧と前記第三の逆流防止ダイオードの順方向電圧と前記第三の上限値との合計値よりも高く設定された請求項３記載の力率改善型スイッチング電源装置。
前記コンバータ補助電源の出力と前記コンバータ制御回路の電源ラインとの接続点に、アノード端子が前記コンバータ補助電源の出力側に接続され、カソード端子が前記コンバータ制御回路側に接続された第四の逆流防止ダイオードが挿入され、
前記第四の逆流防止ダイオードのカソード端子とグランドの間にコンデンサが接続された請求項４記載の力率改善型スイッチング電源装置。