JP2010252484A - Motor control unit and electric power steering device - Google Patents

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To more stably drive motors by suppressing noise generated in parameters at the time of calculating motor drive voltages. <P>SOLUTION: An open-loop control part 22 obtains command voltages v<SB>d</SB>, v<SB>q</SB>on a dq axis according to a circuit equation of the motor, based on command currents i<SB>d</SB><SP>*</SP>, i<SB>q</SB><SP>*</SP>on the dq axis and an angular velocity ω<SB>e</SB>of the motor. A dq-axis/three phase conversion part 23 converts the command voltages v<SB>d</SB>, v<SB>q</SB>to three phase command voltages. An R calculation part 26 obtains a circuit resistance R including an armature winding resistance included in the circuit equation of the motor, based on the q-axis command voltage v<SB>q</SB>, a current value i<SB>a</SB>detected by a current sensor 14, and the angular velocity ω<SB>e</SB>. An R smoothing part 27 smoothes an R value obtained by the R calculation part 26, and the open-loop control part 22 uses the R value smoothed to determine the command voltages v<SB>d</SB>, v<SB>q</SB>. When determining the number Φ of interlinkage fluxes of an armature coil included in the circuit equation of the motor, the same smoothing processing is performed. <P>COPYRIGHT: (C)2011,JPO&INPIT

Description

本発明は、モータ制御装置、および、モータ制御装置を備えた電動パワーステアリング装置に関する。   The present invention relates to a motor control device and an electric power steering device including the motor control device.

従来から、運転者がハンドル（ステアリングホイール）に加える操舵トルクに応じて電動モータを駆動することにより車両のステアリング機構に操舵補助力を与える電動パワーステアリング装置が用いられている。電動パワーステアリング装置の電動モータには従来からブラシモータが広く使用されているが、信頼性および耐久性の向上や慣性の低減などの観点から、近年ではブラシレスモータも使用されている。   2. Description of the Related Art Conventionally, an electric power steering device that applies a steering assist force to a steering mechanism of a vehicle by driving an electric motor according to a steering torque applied to a steering wheel (steering wheel) by a driver has been used. Conventionally, a brush motor has been widely used as an electric motor of an electric power steering apparatus. However, a brushless motor has also been used in recent years from the viewpoint of improving reliability and durability and reducing inertia.

一般にモータ制御装置は、モータで発生するトルクを制御するために、モータに流れる電流を検出し、モータに供給すべき電流と検出した電流との差に基づきＰＩ制御（比例積分制御）を行う。３相ブラシレスモータを駆動するモータ制御装置には、２相以上の電流を検出するために、２個または３個の電流センサが設けられる。   In general, a motor control device detects a current flowing through a motor in order to control torque generated by the motor, and performs PI control (proportional integral control) based on a difference between the current to be supplied to the motor and the detected current. A motor control device that drives a three-phase brushless motor is provided with two or three current sensors in order to detect a current of two or more phases.

この電流センサは、モータ制御装置の小型化の妨げになる。そこで、モータ制御装置を小型化するために、電流センサをすべて除去し、モータの回路方程式に従いオープンループ制御（フィードフォワード制御）を行う方法が知られている。また、特段の工夫を行わずにオープンループ制御を行うと、モータの回路方程式に含まれるパラメータが変動したときにモータを正しく駆動できなくなるという問題が生じる。この問題を解決するために、特許文献１には、電流センサを１個だけ設け、電流センサで検知した電流値に基づき、モータの回路方程式に含まれるパラメータを求めることが記載されている。   This current sensor hinders miniaturization of the motor control device. Therefore, in order to reduce the size of the motor control device, a method is known in which all current sensors are removed and open loop control (feed forward control) is performed according to the motor circuit equation. In addition, if open loop control is performed without special measures, there is a problem that the motor cannot be driven correctly when the parameters included in the motor circuit equation fluctuate. In order to solve this problem, Patent Document 1 describes that only one current sensor is provided, and parameters included in the motor circuit equation are obtained based on the current value detected by the current sensor.

また、特許文献２には、モータ速度制御装置において、トルク外乱の推定値を求め、これを打ち消すように制御量指令値の推定値を求め、求めた推定値をフィルタ処理した値により制御量指令値を補正することが記載されている。   Further, in Patent Document 2, in a motor speed control device, an estimated value of torque disturbance is obtained, an estimated value of a controlled variable command value is obtained so as to cancel it, and a controlled variable command is obtained by filtering the obtained estimated value. It is described that the value is corrected.

特開２００８−２２０１５５号公報JP 2008-220155 A 特開平５−１２２９７０号公報JP-A-5-122970

しかしながら、特許文献１記載のモータ制御装置は、電流センサで検出した電流値やモータの角速度などのように変動する信号に基づき、モータの回路方程式に含まれるパラメータを求める。このため、求めたパラメータにノイズが発生し、モータの制御が不安定になることがある。   However, the motor control device described in Patent Document 1 obtains parameters included in the circuit equation of the motor based on a signal that varies such as the current value detected by the current sensor and the angular velocity of the motor. For this reason, noise may occur in the obtained parameters, and the motor control may become unstable.

それ故に、本発明は、モータ駆動電圧算出時のパラメータに発生するノイズを抑制し、モータをより安定的に駆動できるモータ制御装置、および、これを備えた電動パワーステアリング装置を提供することを目的とする。   Therefore, an object of the present invention is to provide a motor control device capable of suppressing noise generated in a parameter when calculating a motor drive voltage and driving the motor more stably, and an electric power steering device including the motor control device. And

第１の発明は、モータを駆動するモータ制御装置であって、
前記モータに供給すべき電流の量を示す指令電流値と前記モータのロータの角速度とに基づき、モータの回路方程式に従い、前記モータの駆動に用いられる指令電圧のレベルを求めるオープンループ制御手段と、
前記オープンループ制御手段で求めたレベルの電圧を用いて前記モータを駆動するモータ駆動手段と、
前記モータに流れる電流を検出する電流検出手段と、
前記電流検出手段で検出された電流値に基づき、モータの回路方程式に含まれるパラメータを求めるパラメータ算出手段と、
前記パラメータ算出手段で求めたパラメータを平滑化して前記オープンループ制御手段に対して出力する平滑手段とを備える。 A first invention is a motor control device for driving a motor,
An open loop control means for obtaining a level of a command voltage used for driving the motor according to a circuit equation of the motor based on a command current value indicating an amount of current to be supplied to the motor and an angular velocity of the rotor of the motor;
Motor driving means for driving the motor using the voltage of the level obtained by the open loop control means;
Current detecting means for detecting a current flowing through the motor;
Based on the current value detected by the current detection means, parameter calculation means for obtaining parameters included in the motor circuit equation;
Smoothing means for smoothing the parameter obtained by the parameter calculating means and outputting the smoothed parameter to the open loop control means.

第２の発明は、第１の発明において、
前記平滑手段の時定数は、前記オープンループ制御手段による制御が安定し、かつ、前記パラメータ算出手段で求めたパラメータが温度変化に追従して変化するように決定されていることを特徴とする。 According to a second invention, in the first invention,
The time constant of the smoothing means is determined so that the control by the open loop control means is stable and the parameter obtained by the parameter calculating means changes following the temperature change.

第３の発明は、第２の発明において、
前記平滑手段の時定数は、前記オープンループ制御手段の演算周期以上、かつ、前記パラメータ算出手段で求めたパラメータの温度変化に対する時定数以下であることを特徴とする。 According to a third invention, in the second invention,
The time constant of the smoothing means is equal to or longer than the calculation cycle of the open loop control means and equal to or less than the time constant for the temperature change of the parameter obtained by the parameter calculating means.

第４の発明は、第１の発明において、
前記平滑手段の時定数は、前記オープンループ制御手段による制御開始当初はその後よりも小さく制御されることを特徴とする。 According to a fourth invention, in the first invention,
The time constant of the smoothing means is controlled to be smaller at the beginning of control by the open loop control means than after that.

第５の発明は、第１〜第４のいずれかの発明において、
前記パラメータ算出手段は、前記電流検出手段で検出された電流値に基づき、モータの回路方程式に含まれる電機子巻線抵抗を含む回路抵抗を求め、
前記平滑手段は、前記パラメータ算出手段で求めた電機子巻線抵抗を含む回路抵抗を平滑化することを特徴とする。 A fifth invention is any one of the first to fourth inventions,
The parameter calculation means obtains a circuit resistance including an armature winding resistance included in a circuit equation of the motor based on the current value detected by the current detection means,
The smoothing means smoothes the circuit resistance including the armature winding resistance obtained by the parameter calculating means.

第６の発明は、第１〜第４のいずれかの発明において、
前記パラメータ算出手段は、前記電流検出手段で検出された電流値に基づき、モータの回路方程式に含まれる電機子巻線鎖交磁束数を求め、
前記平滑手段は、前記パラメータ算出手段で求めた電機子巻線鎖交磁束数を平滑化することを特徴とする。 A sixth invention is any one of the first to fourth inventions,
The parameter calculation means obtains the number of armature winding interlinkage magnetic fluxes included in the motor circuit equation based on the current value detected by the current detection means,
The smoothing means smoothes the number of armature winding interlinkage magnetic fluxes obtained by the parameter calculating means.

第７の発明は、第１〜第４のいずれかの発明において、
前記パラメータ算出手段は、前記電流検出手段で検出された電流値に基づき、モータの回路方程式に含まれる電機子巻線抵抗を含む回路抵抗を求める処理と、モータの回路方程式に含まれる電機子巻線鎖交磁束数を求める処理とを選択的に実行し、
前記平滑手段は、前記パラメータ算出手段で選択的に求めたパラメータを平滑化することを特徴とする。 In a seventh invention according to any one of the first to fourth inventions,
The parameter calculation means includes processing for obtaining a circuit resistance including an armature winding resistance included in the motor circuit equation based on the current value detected by the current detection means, and an armature winding included in the motor circuit equation. Selectively executing the process of obtaining the number of flux linkages,
The smoothing means smoothes the parameter selectively obtained by the parameter calculating means.

第８の発明は、第１〜第４のいずれかの発明において、
前記指令電流値と前記電流検出手段で検出された電流値との差に比例積分演算を施して前記指令電圧のレベルを求めるフィードバック制御手段と、
前記フィードバック制御手段で求めた指令電圧のレベルと、前記オープンループ制御手段で求めた指令電圧のレベルとを切り替えて出力する指令電圧選択手段とをさらに備える。 According to an eighth invention, in any one of the first to fourth inventions,
Feedback control means for performing a proportional-integral operation on the difference between the command current value and the current value detected by the current detection means to determine the level of the command voltage;
Command voltage selecting means for switching and outputting the command voltage level obtained by the feedback control means and the command voltage level obtained by the open loop control means is further provided.

第９の発明は、第１〜第８のいずれかの発明に係るモータ制御装置を備えた電動パワーステアリング装置である。   A ninth invention is an electric power steering apparatus including the motor control device according to any one of the first to eighth inventions.

上記第１の発明によれば、モータの回路方程式に従いオープンループ制御によってモータの駆動電圧を求めるときに、検出した電流値に基づき求めたパラメータを平滑化した値を使用する。したがって、このパラメータが製造ばらつきや温度変化などによって変動するときでも、モータを高い精度で駆動して所望のモータ出力を得ると共に、パラメータに発生するノイズを抑制してモータをより安定的に駆動することができる。また、パラメータの初期値が予め規定値として設定されており、装置の起動時に上記規定値に基づくモータ制御から製造ばらつきを有する各個体のパラメータに基づくモータ制御に移行するときに、制御の急変を防止することができる。   According to the first aspect of the invention, when the motor drive voltage is obtained by open loop control according to the circuit equation of the motor, a value obtained by smoothing the parameter obtained based on the detected current value is used. Therefore, even when this parameter fluctuates due to manufacturing variations or temperature changes, the motor is driven with high accuracy to obtain a desired motor output, and noise generated in the parameter is suppressed to drive the motor more stably. be able to. In addition, the initial value of the parameter is set as a specified value in advance, and when the apparatus is started up, when the motor control based on the specified value is shifted to the motor control based on the parameters of each individual having manufacturing variations, the control suddenly changes. Can be prevented.

上記第２の発明によれば、平滑手段の時定数を好適に決定することにより、オープンループ制御手段による制御を安定させると共に、パラメータを温度変化に追従して変化させることができる。   According to the second aspect, by appropriately determining the time constant of the smoothing means, the control by the open loop control means can be stabilized and the parameter can be changed following the temperature change.

上記第３の発明によれば、平滑手段の時定数をオープンループ制御手段の演算周期以上にすることにより、オープンループ制御手段による制御を安定させると共に、平滑手段の時定数をパラメータの温度変化に対する時定数以下にすることにより、パラメータを温度変化に追従して変化させることができる。   According to the third aspect of the invention, by making the time constant of the smoothing means equal to or greater than the calculation cycle of the open loop control means, the control by the open loop control means is stabilized, and the time constant of the smoothing means is changed with respect to the temperature change of the parameter. By setting the time constant or less, the parameter can be changed following the temperature change.

上記第４の発明によれば、モータ制御開始当初は平滑手段の時定数を小さくすることにより、モータ制御開始当初はパラメータを素早く変化させてモータ制御の応答性を高め、その後はパラメータを安定的に変化させてモータ制御の安定性を高めることができる。   According to the fourth aspect of the invention, by reducing the time constant of the smoothing means at the beginning of the motor control, the parameter is quickly changed at the beginning of the motor control to improve the responsiveness of the motor control, and thereafter the parameter is stabilized. The stability of the motor control can be improved by changing to

上記第５の発明によれば、モータの回路方程式に含まれる電機子巻線抵抗を含む回路抵抗が製造ばらつきや温度変化などによって変動するときでも、モータを高い精度で駆動すると共に、電機子巻線抵抗を含む回路抵抗に発生するノイズを抑制してモータをより安定的に駆動することができる。また、電機子巻線抵抗を含む回路抵抗の初期値が予め規定値として設定されており、装置の起動時に上記規定値に基づくモータ制御から製造ばらつきを有する各個体の電機子巻線抵抗を含む回路抵抗に基づくモータ制御に移行するときに、制御の急変を防止することができる。   According to the fifth aspect of the present invention, the motor is driven with high accuracy even when the circuit resistance including the armature winding resistance included in the circuit equation of the motor fluctuates due to manufacturing variation, temperature change, and the like. Noise generated in circuit resistance including line resistance can be suppressed, and the motor can be driven more stably. In addition, the initial value of the circuit resistance including the armature winding resistance is set as a predetermined value in advance, and includes the armature winding resistance of each individual having manufacturing variations from the motor control based on the specified value at the time of starting the apparatus. When shifting to motor control based on circuit resistance, sudden changes in control can be prevented.

上記第６の発明によれば、モータの回路方程式に含まれる電機子巻線鎖交磁束数が製造ばらつきや温度変化などによって変動するときでも、モータを高い精度で駆動すると共に、電機子巻線鎖交磁束数に発生するノイズを抑制してモータをより安定的に駆動することができる。また、電機子巻線鎖交磁束数の初期値が予め規定値として設定されており、装置の起動時に上記規定値に基づくモータ制御から製造ばらつきを有する各個体の電機子巻線鎖交磁束数に基づくモータ制御に移行するときに、制御の急変を防止することができる。   According to the sixth aspect of the invention, even when the number of armature winding interlinkage magnetic fluxes included in the circuit equation of the motor fluctuates due to manufacturing variation or temperature change, the motor is driven with high accuracy, and the armature winding Noise generated in the number of flux linkages can be suppressed and the motor can be driven more stably. In addition, the initial value of the number of armature winding linkage magnetic fluxes is set as a specified value in advance, and the number of armature winding linkage magnetic fluxes of each individual having manufacturing variations from motor control based on the specified value at the time of starting the device When shifting to the motor control based on the control, it is possible to prevent a sudden change in the control.

上記第７の発明によれば、電機子巻線抵抗を含む回路抵抗を求めるときと電機子巻線鎖交磁束数を求めるときとを切り替えることにより、これら２個のパラメータを正確に求めてモータを高い精度で駆動することができる。また、これら２個のパラメータに発生するノイズを抑制してモータをより安定的に駆動することができる。   According to the seventh aspect of the invention, by switching between obtaining the circuit resistance including the armature winding resistance and obtaining the armature winding linkage magnetic flux number, these two parameters can be obtained accurately to obtain the motor. Can be driven with high accuracy. In addition, the noise generated in these two parameters can be suppressed and the motor can be driven more stably.

上記第８の発明によれば、フィードバック制御とオープンループ制御を切り替えて行う場合に、フィードバック制御を行うときだけでなくオープンループ制御を行うときでも、モータを高い精度で駆動して所望のモータ出力を得ることができる。   According to the eighth aspect of the invention, when switching between feedback control and open loop control, a desired motor output is obtained by driving the motor with high accuracy not only when performing feedback control but also when performing open loop control. Can be obtained.

上記第９の発明によれば、モータの回路方程式に含まれるパラメータが製造ばらつきや温度変化などによって変動するときでも、モータを高い精度で安定的に駆動できるので、スムーズで安定した操舵補助が可能となる。また、パラメータの初期値が予め規定値として設定されており、装置の起動時に上記規定値に基づくモータ制御から製造ばらつきを有する各個体のパラメータに基づくモータ制御に移行するときに、制御の急変を防止し、安定した操舵補助を行うことができる。   According to the ninth aspect of the invention, even when parameters included in the motor circuit equation fluctuate due to manufacturing variations or temperature changes, the motor can be driven stably with high accuracy, so that smooth and stable steering assistance is possible. It becomes. In addition, the initial value of the parameter is set as a specified value in advance, and when the apparatus is started up, when the motor control based on the specified value is shifted to the motor control based on the parameters of each individual having manufacturing variations, the control suddenly changes. And stable steering assistance can be performed.

本発明の実施形態に係る電動パワーステアリング装置の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the electric power steering apparatus which concerns on embodiment of this invention. 本発明の第１の実施形態に係るモータ制御装置の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the motor control apparatus which concerns on the 1st Embodiment of this invention. ３相ブラシレスモータにおける３相交流座標とｄｑ座標を示す図である。It is a figure which shows the three-phase alternating current coordinate and dq coordinate in a three-phase brushless motor. 本発明の第２の実施形態に係るモータ制御装置の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the motor control apparatus which concerns on the 2nd Embodiment of this invention. 本発明の第３の実施形態に係るモータ制御装置の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the motor control apparatus which concerns on the 3rd Embodiment of this invention. 本発明の第４の実施形態に係るモータ制御装置の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the motor control apparatus which concerns on the 4th Embodiment of this invention. 本発明の第５の実施形態に係るモータ制御装置の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the motor control apparatus which concerns on the 5th Embodiment of this invention.

図１は、本発明の実施形態に係る電動パワーステアリング装置の構成を、それに関連する車両の構成と共に示す概略図である。図１に示す電動パワーステアリング装置は、ブラシレスモータ１、減速機２、トルクセンサ３、車速センサ４、位置検出センサ５、および、電子制御ユニット（Electronic Control Unit ：以下、ＥＣＵという）１０を備えたコラムアシスト型の電動パワーステアリング装置である。   FIG. 1 is a schematic diagram showing the configuration of an electric power steering apparatus according to an embodiment of the present invention, together with the configuration of a vehicle related thereto. The electric power steering apparatus shown in FIG. 1 includes a brushless motor 1, a speed reducer 2, a torque sensor 3, a vehicle speed sensor 4, a position detection sensor 5, and an electronic control unit (hereinafter referred to as ECU) 10. This is a column assist type electric power steering device.

図１に示すように、ステアリングシャフト１０２の一端にはハンドル（ステアリングホイール）１０１が固着されており、ステアリングシャフト１０２の他端はラックピニオン機構１０３を介してラック軸１０４に連結されている。ラック軸１０４の両端は、タイロッドおよびナックルアームからなる連結部材１０５を介して車輪１０６に連結されている。運転者がハンドル１０１を回転させると、ステアリングシャフト１０２は回転し、これに伴いラック軸１０４は往復運動を行う。ラック軸１０４の往復運動に伴い、車輪１０６の向きが変わる。   As shown in FIG. 1, a steering wheel (steering wheel) 101 is fixed to one end of the steering shaft 102, and the other end of the steering shaft 102 is connected to a rack shaft 104 via a rack and pinion mechanism 103. Both ends of the rack shaft 104 are connected to a wheel 106 via a connecting member 105 composed of a tie rod and a knuckle arm. When the driver rotates the handle 101, the steering shaft 102 rotates, and the rack shaft 104 reciprocates accordingly. As the rack shaft 104 reciprocates, the direction of the wheels 106 changes.

電動パワーステアリング装置は、運転者の負荷を軽減するために、以下に示す操舵補助を行う。トルクセンサ３は、ハンドル１０１の操作によってステアリングシャフト１０２に加えられる操舵トルクＴを検出する。車速センサ４は、車速Ｓを検出する。位置検出センサ５は、ブラシレスモータ１のロータの回転位置Ｐを検出する。位置検出センサ５は、例えばレゾルバで構成される。   The electric power steering device performs the following steering assistance in order to reduce the driver's load. The torque sensor 3 detects a steering torque T applied to the steering shaft 102 by operating the handle 101. The vehicle speed sensor 4 detects the vehicle speed S. The position detection sensor 5 detects the rotational position P of the rotor of the brushless motor 1. The position detection sensor 5 is composed of, for example, a resolver.

ＥＣＵ１０は、車載バッテリ１００から電力の供給を受け、操舵トルクＴ、車速Ｓおよび回転位置Ｐに基づきブラシレスモータ１を駆動する。ブラシレスモータ１は、ＥＣＵ１０によって駆動されると、操舵補助力を発生させる。減速機２は、ブラシレスモータ１とステアリングシャフト１０２との間に設けられる。ブラシレスモータ１で発生した操舵補助力は、減速機２を介して、ステアリングシャフト１０２を回転させるように作用する。   The ECU 10 is supplied with electric power from the in-vehicle battery 100 and drives the brushless motor 1 based on the steering torque T, the vehicle speed S, and the rotational position P. The brushless motor 1 generates a steering assist force when driven by the ECU 10. The speed reducer 2 is provided between the brushless motor 1 and the steering shaft 102. The steering assist force generated by the brushless motor 1 acts to rotate the steering shaft 102 via the speed reducer 2.

この結果、ステアリングシャフト１０２は、ハンドル１０１に加えられる操舵トルクと、ブラシレスモータ１で発生した操舵補助力の両方によって回転する。このように電動パワーステアリング装置は、ブラシレスモータ１で発生した操舵補助力を車両のステアリング機構に与えることにより操舵補助を行う。   As a result, the steering shaft 102 is rotated by both the steering torque applied to the handle 101 and the steering assist force generated by the brushless motor 1. As described above, the electric power steering apparatus performs steering assist by applying the steering assist force generated by the brushless motor 1 to the steering mechanism of the vehicle.

本発明の実施形態に係る電動パワーステアリング装置は、ブラシレスモータ１を駆動する制御装置（モータ制御装置）に特徴がある。そこで以下では、各実施形態に係る電動パワーステアリング装置に含まれるモータ制御装置について説明する。   The electric power steering device according to the embodiment of the present invention is characterized by a control device (motor control device) that drives the brushless motor 1. Therefore, hereinafter, a motor control device included in the electric power steering device according to each embodiment will be described.

（第１の実施形態）
図２は、本発明の第１の実施形態に係るモータ制御装置の構成を示すブロック図である。図２に示すモータ制御装置は、ＥＣＵ１０を用いて構成されており、ｕ相、ｖ相およびｗ相の３相巻線（図示せず）を有するブラシレスモータ１を駆動する。ＥＣＵ１０は、位相補償器１１、マイクロコンピュータ（以下、マイコンと略称する）２０、３相／ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）変調器１２、モータ駆動回路１３、および、電流センサ１４を備えている。 (First embodiment)
FIG. 2 is a block diagram showing the configuration of the motor control device according to the first embodiment of the present invention. The motor control device shown in FIG. 2 is configured using an ECU 10 and drives a brushless motor 1 having u-phase, v-phase, and w-phase three-phase windings (not shown). The ECU 10 includes a phase compensator 11, a microcomputer (hereinafter abbreviated as “microcomputer”) 20, a three-phase / PWM (Pulse Width Modulation) modulator 12, a motor drive circuit 13, and a current sensor 14.

ＥＣＵ１０には、トルクセンサ３から出力された操舵トルクＴ、車速センサ４から出力された車速Ｓ、および、位置検出センサ５から出力された回転位置Ｐが入力される。位相補償器１１は、操舵トルクＴに対して位相補償を施す。マイコン２０は、ブラシレスモータ１の駆動に用いられる指令電圧のレベルを求める制御手段として機能する。マイコン２０の機能の詳細については、後述する。   The ECU 10 receives the steering torque T output from the torque sensor 3, the vehicle speed S output from the vehicle speed sensor 4, and the rotational position P output from the position detection sensor 5. The phase compensator 11 performs phase compensation on the steering torque T. The microcomputer 20 functions as control means for obtaining the level of the command voltage used for driving the brushless motor 1. Details of the function of the microcomputer 20 will be described later.

３相／ＰＷＭ変調器１２とモータ駆動回路１３は、ハードウェア（回路）で構成されており、マイコン２０で求めたレベルの電圧を用いてブラシレスモータ１を駆動するモータ駆動手段として機能する。３相／ＰＷＭ変調器１２は、モータを駆動制御するための信号として、マイコン２０で求めた３相の電圧のレベルに応じたデューティ比を有する３種類のＰＷＭ信号（図２に示すＵ、Ｖ、Ｗ）を生成する。モータ駆動回路１３は、スイッチング素子として６個のＭＯＳ−ＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor ）を含むＰＷＭ電圧形インバータ回路である。６個のＭＯＳ−ＦＥＴは、３種類のＰＷＭ信号とその否定信号によって制御される。ＰＷＭ信号を用いてＭＯＳ−ＦＥＴの導通状態を制御することにより、ブラシレスモータ１に対して３相の駆動電流（ｕ相電流、ｖ相電流およびｗ相電流）が供給される。このようにモータ駆動回路１３は、ブラシレスモータ１に電流を供給するか否かを切り替える複数のスイッチング素子を有している。   The three-phase / PWM modulator 12 and the motor drive circuit 13 are configured by hardware (circuit), and function as motor drive means for driving the brushless motor 1 using a voltage of a level obtained by the microcomputer 20. The three-phase / PWM modulator 12 has three types of PWM signals (U and V shown in FIG. 2) having a duty ratio corresponding to the three-phase voltage level obtained by the microcomputer 20 as a signal for driving and controlling the motor. , W). The motor drive circuit 13 is a PWM voltage source inverter circuit including six MOS-FETs (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistors) as switching elements. The six MOS-FETs are controlled by three types of PWM signals and their negative signals. By controlling the conduction state of the MOS-FET using the PWM signal, three-phase driving currents (u-phase current, v-phase current and w-phase current) are supplied to the brushless motor 1. Thus, the motor drive circuit 13 has a plurality of switching elements that switch whether to supply current to the brushless motor 1.

電流センサ１４は、ブラシレスモータ１に流れる電流を検出する電流検出手段として機能する。電流センサ１４は、例えば抵抗体やホール素子で構成され、モータ駆動回路１３と電源の間に１個だけ設けられる。図２に示す例では、電流センサ１４はモータ駆動回路１３と電源のマイナス側（接地）との間に設けられているが、電流センサ１４をモータ駆動回路１３と電源のプラス側との間に設けてもよい。   The current sensor 14 functions as a current detection unit that detects a current flowing through the brushless motor 1. The current sensor 14 is constituted by, for example, a resistor or a Hall element, and only one current sensor 14 is provided between the motor drive circuit 13 and the power source. In the example shown in FIG. 2, the current sensor 14 is provided between the motor drive circuit 13 and the negative side (ground) of the power supply. However, the current sensor 14 is provided between the motor drive circuit 13 and the positive side of the power supply. It may be provided.

ブラシレスモータ１が回転している間、電流センサ１４で検出される電流値は、ＰＷＭ信号に応じて変化する。ＰＷＭ信号の１周期内では、電流センサ１４によって１相の駆動電流が検知されるときと、２相の駆動電流の和が検知されるときとがある。３相の駆動電流の和はゼロになるので、２相の駆動電流の和に基づき、残り１相の駆動電流を求めることができる。したがって、ブラシレスモータ１が回転している間、１個の電流センサ１４を用いて３相の駆動電流を検出することができる。電流センサ１４で検出された電流値ｉ_a は、マイコン２０に入力される。 While the brushless motor 1 is rotating, the current value detected by the current sensor 14 changes according to the PWM signal. Within one cycle of the PWM signal, there are a case where the current sensor 14 detects a one-phase driving current and a case where the sum of the two-phase driving currents is detected. Since the sum of the three-phase drive currents becomes zero, the remaining one-phase drive current can be obtained based on the sum of the two-phase drive currents. Therefore, the three-phase drive current can be detected by using one current sensor 14 while the brushless motor 1 is rotating. The current value i _a detected by the current sensor 14 is input to the microcomputer 20.

マイコン２０は、ＥＣＵ１０に内蔵されたメモリ（図示せず）に格納されたプログラムを実行することにより、指令電流算出部２１、オープンループ制御部２２、ｄｑ軸／３相変換部２３、角度算出部２４、角速度算出部２５、Ｒ算出部２６、および、Ｒ平滑部２７として機能する。マイコン２０は、以下に示すように、ブラシレスモータ１に供給すべき電流の量を示す指令電流値とブラシレスモータ１のロータの角速度とに基づき、モータの回路方程式に従い、モータ駆動回路１３に与えるべき電圧（以下、指令電圧という）のレベルを求める。   The microcomputer 20 executes a program stored in a memory (not shown) built in the ECU 10 to thereby execute a command current calculation unit 21, an open loop control unit 22, a dq axis / three-phase conversion unit 23, and an angle calculation unit. 24, an angular velocity calculation unit 25, an R calculation unit 26, and an R smoothing unit 27. The microcomputer 20 should be given to the motor drive circuit 13 according to the circuit equation of the motor based on the command current value indicating the amount of current to be supplied to the brushless motor 1 and the angular velocity of the rotor of the brushless motor 1 as shown below. The level of voltage (hereinafter referred to as command voltage) is obtained.

角度算出部２４は、位置検出センサ５で検出した回転位置Ｐに基づき、ブラシレスモータ１のロータの回転角（以下、角度θという）を求める。角速度算出部２５は、角度θに基づき、ブラシレスモータ１のロータの角速度ω_e を求める。なお、図３に示すようにブラシレスモータ１に対してｕ軸、ｖ軸およびｗ軸を設定し、ブラシレスモータ１のロータ６に対してｄ軸およびｑ軸を設定したとき、ｕ軸とｄ軸のなす角が角度θとなる。 The angle calculation unit 24 calculates a rotation angle (hereinafter referred to as an angle θ) of the rotor of the brushless motor 1 based on the rotation position P detected by the position detection sensor 5. The angular velocity calculation unit 25 obtains the angular velocity ω _e of the rotor of the brushless motor 1 based on the angle θ. As shown in FIG. 3, when the u axis, the v axis, and the w axis are set for the brushless motor 1, and the d axis and the q axis are set for the rotor 6 of the brushless motor 1, the u axis and the d axis are set. Is an angle θ.

指令電流算出部２１は、位相補償後の操舵トルクＴ（位相補償器１１の出力信号）と車速Ｓに基づき、ブラシレスモータ１に供給すべきｄ軸電流とｑ軸電流を求める（以下、前者をｄ軸指令電流ｉ_d ^*、後者をｑ軸指令電流ｉ_q ^*という）。より詳細には、指令電流算出部２１は、車速Ｓをパラメータとして、操舵トルクＴと指令電流との対応づけを記憶したテーブル（以下、アシストマップという）を内蔵しており、アシストマップを参照して指令電流を求める。アシストマップを用いることにより、ある大きさの操舵トルクが与えられたときに、その大きさに応じた適切な大きさの操舵補助力を発生させるためにブラシレスモータ１に供給すべきｄ軸指令電流ｉ_d ^*とｑ軸指令電流ｉ_q ^*を求めることができる。 The command current calculation unit 21 obtains a d-axis current and a q-axis current to be supplied to the brushless motor 1 based on the steering torque T after phase compensation (output signal of the phase compensator 11) and the vehicle speed S (hereinafter, the former is referred to as the former). d-axis command current i _d ^* , the latter is called q-axis command current i _q ^* ). More specifically, the command current calculation unit 21 has a built-in table (hereinafter referred to as an assist map) that stores the correspondence between the steering torque T and the command current using the vehicle speed S as a parameter, and refers to the assist map. To obtain the command current. By using the assist map, when a certain amount of steering torque is applied, a d-axis command current to be supplied to the brushless motor 1 in order to generate a steering assist force having an appropriate magnitude according to the magnitude. i _d ^* and q-axis command current i _q ^* can be obtained.

なお、指令電流算出部２１で求めるｑ軸指令電流ｉ_q ^*は符号付きの電流値であり、その符号は操舵補助の方向を示す。例えば、符号がプラスのときには右方向へ曲がるための操舵補助が行われ、符号がマイナスのときには左方向へ曲がるための操舵補助が行われる。また、ｄ軸指令電流ｉ_d ^*は、典型的にはゼロに設定される。 The q-axis command current i _q ^{* obtained} by the command current calculation unit 21 is a current value with a sign, and the sign indicates a steering assist direction. For example, when the sign is positive, steering assistance for turning to the right is performed, and when the sign is minus, steering assistance for turning to the left is performed. Further, the d-axis command current i _d ^* is typically set to zero.

オープンループ制御部２２は、ｄ軸指令電流ｉ_d ^*、ｑ軸指令電流ｉ_q ^*および角速度ω_e に基づき、ブラシレスモータ１に供給すべきｄ軸電圧とｑ軸電圧を求める（以下、前者をｄ軸指令電圧ｖ_d 、後者をｑ軸指令電圧ｖ_q という）。ｄ軸指令電圧ｖ_d とｑ軸指令電圧ｖ_q は、次式（１）と（２）に示すモータの回路方程式を用いて算出される。
ｖ_d＝（Ｒ＋ＰＬ_d）ｉ_d ^*−ω_eＬ_qｉ_q ^* …（１）
ｖ_q＝（Ｒ＋ＰＬ_q）ｉ_q ^*＋ω_eＬ_dｉ_d ^*＋ω_eΦ …（２）
ただし、式（１）と（２）において、ｖ_d はｄ軸指令電圧、ｖ_q はｑ軸指令電圧、ｉ_d ^*はｄ軸指令電流、ｉ_q ^*はｑ軸指令電流、ω_e はロータの角速度、Ｒは電機子巻線抵抗を含む回路抵抗、Ｌ_d はｄ軸の自己インダクタンス、Ｌ_q はｑ軸の自己インダクタンス、ΦはＵ、Ｖ、Ｗ相電機子巻線鎖交磁束数の最大値の√（３／２）倍、Ｐは微分演算子である。このうちＲ、Ｌ_d 、Ｌ_q およびΦは、既知のパラメータとして扱われる。なお、上記回路抵抗には、ブラシレスモータ１とＥＣＵ１０との間の配線抵抗やＥＣＵ１０内でのモータ駆動回路１３の抵抗および配線抵抗などが含まれる。この点は、他の実施形態でも同様である。 The open loop control unit 22 obtains a d-axis voltage and a q-axis voltage to be supplied to the brushless motor 1 based on the d-axis command current i _d ^* , the q-axis command current i _q ^* and the angular velocity ω _e (hereinafter, the former is referred to as the former). d-axis command voltage v _d , the latter is called q-axis command voltage v _q ). d-axis command voltage v _d and the q-axis command voltage v _q is calculated using the circuit equations of the motor shown in the following equation (1) and (2).
v _d = (R + PL _d ) i _d ^* −ω _e L _q i _q ^* (1)
v _q = (R + PL _q ) i _q ^* + ω _e L _d i _d ^* + ω _e Φ (2)
In equations (1) and (2), v _d is a d-axis command voltage, v _q is a q-axis command voltage, i _d ^* is a d-axis command current, i _q ^* is a q-axis command current, and ω _e is a rotor. , R is the circuit resistance including the armature winding resistance, L _d is the d-axis self-inductance, L _q is the q-axis self-inductance, Φ is the U, V, and W-phase armature winding flux linkage √ (3/2) times the maximum value, P is a differential operator. Of these, R, L _d , L _q and Φ are treated as known parameters. The circuit resistance includes wiring resistance between the brushless motor 1 and the ECU 10, resistance of the motor driving circuit 13 in the ECU 10, wiring resistance, and the like. This point is the same in other embodiments.

ｄｑ軸／３相変換部２３は、オープンループ制御部２２で求めたｄ軸指令電圧ｖ_d とｑ軸指令電圧ｖ_q を３相交流座標軸上の指令電圧に変換する。より詳細には、ｄｑ軸／３相変換部２３は、ｄ軸指令電圧ｖ_d とｑ軸指令電圧ｖ_q に基づき、次式（３）〜（５）を用いてｕ相指令電圧Ｖ_u 、ｖ相指令電圧Ｖ_v およびｗ相指令電圧Ｖ_w を求める。
Ｖ_u＝√（２／３）×｛ｖ_d×ｃｏｓθ−ｖ_q×ｓｉｎθ｝ …（３）
Ｖ_v＝√（２／３）×｛ｖ_d×ｃｏｓ（θ−２π／３）
−ｖ_q×ｓｉｎ（θ−２π／３）｝ …（４）
Ｖ_w＝−Ｖ_u−Ｖ_v …（５）
なお、式（３）と（４）に含まれる角度θは、角度算出部２４で求めたものである。 The dq axis / 3-phase converter 23 converts the d-axis command voltage v _d and the q-axis command voltage v _q obtained by the open loop control unit 22 into a command voltage on the three-phase AC coordinate axis. More particularly, dq axis / three-phase conversion section 23, based on the d-axis command voltage v _d and the q-axis command voltage v _q, using the following equation (3) ~ (5) u-phase command voltage V _u, The v-phase command voltage V _v and the w-phase command voltage V _w are obtained.
V _u = √ (2/3) × {v _d × cos θ−v _q × sin θ} (3)
V _v = √ (2/3) × {v _d × cos (θ-2π / 3)
−v _q × sin (θ−2π / 3)} (4)
V _w = −V _u −V _v (5)
Note that the angle θ included in the equations (3) and (4) is obtained by the angle calculation unit 24.

このようにマイコン２０は、ｄｑ座標軸上の指令電流ｉ_d ^*、ｉ_q ^*を求める処理と、モータの回路方程式に従いｄｑ座標軸上の指令電圧ｖ_d 、ｖ_q を求める処理と、求めた指令電圧ｖ_d 、ｖ_q を３相の指令電圧Ｖ_u 、Ｖ_v 、Ｖ_w に変換する処理とを行う。３相／ＰＷＭ変調器１２は、マイコン２０で求めた３相の指令電圧Ｖ_u 、Ｖ_v 、Ｖ_w に基づき、３種類のＰＷＭ信号を出力する。これにより、ブラシレスモータ１の３相巻線には、各相の指令電圧に応じた正弦波状の電流が流れ、ブラシレスモータ１のロータは回転する。これに伴い、ブラシレスモータ１の回転軸には、ブラシレスモータ１を流れる電流に応じたトルクが発生する。発生したトルクは、操舵補助に用いられる。 As described above, the microcomputer 20 obtains the command currents i _d ^* and i _q ^* on the dq coordinate axis, obtains the command voltages v _d and v _q on the dq coordinate axis according to the motor circuit equation, and obtains the obtained command voltage. A process of converting v _d , v _q into three-phase command voltages V _u , V _v , V _w is performed. The three-phase / PWM modulator 12 outputs three types of PWM signals based on the three-phase command voltages V _u , V _v and V _w obtained by the microcomputer 20. Thereby, a sinusoidal current corresponding to the command voltage of each phase flows through the three-phase winding of the brushless motor 1, and the rotor of the brushless motor 1 rotates. Accordingly, a torque corresponding to the current flowing through the brushless motor 1 is generated on the rotating shaft of the brushless motor 1. The generated torque is used for steering assistance.

Ｒ算出部２６には、電流センサ１４で検出された電流値ｉ_a と、角度算出部２４で算出された角度θと、角速度算出部２５で算出された角速度ω_e とが入力される。Ｒ算出部２６は、まず電流値ｉ_a に基づきブラシレスモータ１に流れるｕ相とｖ相の電流を求め（以下、前者をｕ相検出電流ｉ_u 、後者をｖ相検出電流ｉ_v という）、これらをｄｑ座標軸上の電流値に変換する。より詳細には、Ｒ算出部２６は、ｕ相検出電流ｉ_u とｖ相検出電流ｉ_v に基づき、次式（６）と（７）を用いてｄ軸検出電流ｉ_d とｑ軸検出電流ｉ_q を求める。
ｉ_d＝√２×｛ｉ_v×ｓｉｎθ−ｉ_u×ｓｉｎ（θ−２π／３）｝ …（６）
ｉ_q＝√２×｛ｉ_v×ｃｏｓθ−ｉ_u×ｃｏｓ（θ−２π／３）｝ …（７）
なお、式（６）と（７）に含まれる角度θは、角度算出部２４で求めたものである。 The R calculator 26 receives the current value i _a detected by the current sensor 14, the angle θ calculated by the angle calculator 24, and the angular velocity ω _e calculated by the angular velocity calculator 25. R computing section 26 first current value i _a current of u-phase and v-phase flowing in the brushless motor 1 based on the calculated (hereinafter, the former a u-phase detection current i _u, that the latter v-phase detection current i _v), These are converted into current values on the dq coordinate axes. More specifically, the R calculation unit 26 uses the following equations (6) and (7) based on the u-phase detection current i _u and the v-phase detection current _iv to detect the d-axis detection current _id and the q-axis detection current. Find i _q .
i _d = √2 × {i _v × sin θ−i _u × sin (θ−2π / 3)} (6)
i _q = √2 × {i _v × cos θ−i _u × cos (θ−2π / 3)} (7)
The angle θ included in the equations (6) and (7) is obtained by the angle calculation unit 24.

次に、Ｒ算出部２６は、ｉ_q ≠０のときに、ｑ軸指令電圧ｖ_q 、ｄ軸検出電流ｉ_d 、ｑ軸検出電流ｉ_q および角速度ω_e に基づき、次式（８ａ）を用いて式（１）と（２）に含まれる電機子巻線抵抗を含む回路抵抗Ｒを求める。
Ｒ＝（ｖ_q−ＰＬ_qｉ_q−ω_eＬ_dｉ_d−ω_eΦ）／ｉ_q …（８ａ）
なお、式（８ａ）は、式（２）のｄ軸指令電流ｉ_d ^*とｑ軸指令電流ｉ_q ^*にｄ軸検出電流ｉ_d とｑ軸検出電流ｉ_q を代入し、その式をＲについて解いたものである。 Next, the R calculation unit 26 calculates the following equation (8a) based on the q-axis command voltage v _q , the d-axis detection current i _d , the q-axis detection current i _q, and the angular velocity ω _e when i _q ≠ 0. The circuit resistance R including the armature winding resistance included in the formulas (1) and (2) is obtained.
R = (v _q −PL _q i _q −ω _e L _d i _d −ω _e Φ) / i _q (8a)
The equation (8a) is obtained by substituting the d-axis detection current i _d and the q-axis detection current i _q into the d-axis command current i _d ^* and the q-axis command current i _q ^* of the equation (2). It was solved.

Ｒ算出部２６は、演算を簡素化するために、式（８ａ）に代えて次式（８ｂ）や（８ｃ）を使用してもよい。
Ｒ＝（ｖ_q−ω_eＬ_dｉ_d−ω_eΦ）／ｉ_q …（８ｂ）
Ｒ＝（ｖ_q−ω_eΦ）／ｉ_q …（８ｃ）
式（８ｂ）は式（８ａ）から微分項を省略したものであり、式（８ｃ）は式（８ｂ）からｉ_d を含む項を省略したものである。 The R calculation unit 26 may use the following expressions (8b) and (8c) instead of the expression (8a) in order to simplify the calculation.
R = (v _q −ω _e L _d i _d −ω _e Φ) / i _q (8b)
R = (v _q −ω _e Φ) / i _q (8c)
Equation (8b) is obtained by omitting the differential term from equation (8a), formula (8c) is obtained by omitting the term including i _d from equation (8b).

Ｒ算出部２６は、ｉ_q ≠０を満たす任意のタイミングでＲ値を繰り返し求める。Ｒ算出部２６は、例えば、所定の時間間隔でＲ値を求めてもよく、温度などの状態が変化したときにＲ値を求めてもよい。また、ｉ_q がゼロに近いときに求めたＲ値には誤差が発生しやすいので、Ｒ算出部２６はｉ_q が所定の閾値以上であるときに限りＲ値を求めてもよい。 The R calculator 26 repeatedly obtains an R value at an arbitrary timing that satisfies i _q ≠ 0. For example, the R calculation unit 26 may obtain the R value at predetermined time intervals, or may obtain the R value when a state such as temperature changes. In addition, since an error is likely to occur in the R value obtained when i _q is close to zero, the R calculation unit 26 may obtain the R value only when i _q is equal to or greater than a predetermined threshold value.

Ｒ平滑部２７は、Ｒ算出部２６で求めたＲ値に対して平滑化処理を行う。Ｒ算出部２６で求めたＲ値は、温度変化や製造ばらつきによる誤差を補正するためのものであり、それほど急激には変化しない。そこでＲ平滑部２７は、Ｒ値の変動の主要因である温度変化（自己発熱を含む）に対して十分に応答する時定数を持つフィルタ処理を行う。本実施形態では、Ｒ平滑部２７は、Ｒ算出部２６で求めたＲ値に対して所定の時定数τを有するローパスフィルタを適用する。   The R smoothing unit 27 performs a smoothing process on the R value obtained by the R calculating unit 26. The R value obtained by the R calculator 26 is for correcting an error due to a temperature change or manufacturing variation, and does not change so rapidly. Therefore, the R smoothing unit 27 performs a filter process having a time constant that sufficiently responds to a temperature change (including self-heating) that is a main factor of fluctuation of the R value. In the present embodiment, the R smoothing unit 27 applies a low-pass filter having a predetermined time constant τ to the R value obtained by the R calculating unit 26.

ローパスフィルタの時定数τは、オープンループ制御部２２による制御が安定し、かつ、Ｒ算出部２６で求めたＲ値が温度変化に追従して変化するように決定される。電機子巻線抵抗を含む回路抵抗Ｒは、環境温度の変化や自己発熱によって変化する。環境温度の変化と自己発熱によるＲ値の変化の時定数が５０秒であるとき、時定数τは５０秒以下に決定される。また、モータ制御を安定させるための時定数が０．０２秒であるとき、時定数τは０．０２秒以上に決定される。この場合、時定数τは０．０２秒以上かつ５０秒以下に決定される。   The time constant τ of the low-pass filter is determined so that the control by the open loop control unit 22 is stable and the R value obtained by the R calculation unit 26 changes following the temperature change. The circuit resistance R including the armature winding resistance changes due to a change in environmental temperature or self-heating. When the time constant of the change in environmental temperature and the change in R value due to self-heating is 50 seconds, the time constant τ is determined to be 50 seconds or less. When the time constant for stabilizing the motor control is 0.02 seconds, the time constant τ is determined to be 0.02 seconds or more. In this case, the time constant τ is determined to be 0.02 seconds or more and 50 seconds or less.

オープンループ制御部２２による制御を安定させるためには、ローパスフィルタの時定数τは、オープンループ制御部２２の演算周期以上であることが好ましく、特に、この演算周期の２倍以上であることがより好ましい。また、Ｒ算出部２６で求めたＲ値を温度変化に追従して変化させるためには、ローパスフィルタの時定数τは、Ｒ値の温度変化に対する時定数以上であることが好ましく、特に、この時定数の２倍以上であることがより好ましい。環境温度の変化と自己発熱によるＲ値の変化は、実験などにより求めることができる。   In order to stabilize the control by the open loop control unit 22, the time constant τ of the low-pass filter is preferably equal to or greater than the calculation cycle of the open loop control unit 22, and in particular, twice or more than this calculation cycle. More preferred. In order to change the R value obtained by the R calculating unit 26 following the temperature change, the time constant τ of the low-pass filter is preferably equal to or more than the time constant with respect to the temperature change of the R value. More preferably, it is twice or more the time constant. The change in the environmental temperature and the change in the R value due to self-heating can be obtained by experiments or the like.

なお、Ｒ平滑部２７は、Ｒ算出部２６で求めたＲ値に対して多段構成（例えば、２段構成）のローパスフィルタを適用してもよい。また、Ｒ平滑部２７は、Ｒ算出部２６で求めたＲ値に対してローパスフィルタ以外の平滑化処理を行ってもよい。例えば、Ｒ平滑部２７は、平滑化処理として、前回のＲ値と今回のＲ値の平均値を求める処理、過去の複数のＲ値と今回のＲ値の平均値を求める処理、あるいは、過去の複数のＲ値の平均値と今回のＲ値の平均値を求める処理などを行ってもよい。   Note that the R smoothing unit 27 may apply a low-pass filter having a multistage configuration (for example, a two-stage configuration) to the R value obtained by the R calculation unit 26. Further, the R smoothing unit 27 may perform a smoothing process other than the low-pass filter on the R value obtained by the R calculating unit 26. For example, as the smoothing process, the R smoothing unit 27 obtains an average value of the previous R value and the current R value, obtains an average value of a plurality of past R values and the current R value, A process for obtaining an average value of a plurality of R values and an average value of the current R values may be performed.

Ｒ平滑部２７は、平滑化したＲ値（図２に示すＲ_s ）をオープンループ制御部２２に対して出力する。オープンループ制御部２２は、式（１）と（２）を用いてｄ軸指令電圧ｖ_d とｑ軸指令電圧ｖ_q を求めるときに、Ｒ平滑部２７で平滑化されたＲ値を使用する。このようにマイコン２０は、モータの回路方程式に含まれる電機子巻線抵抗を含む回路抵抗Ｒを求め、求めたＲ値を平滑化し、ｄ軸指令電圧ｖ_d とｑ軸指令電圧ｖ_q を求めるときには平滑化されたＲ値を使用する。 The R smoothing unit 27 outputs the smoothed R value (R _s shown in FIG. 2) to the open loop control unit 22. The open loop control unit 22 uses the R value smoothed by the R smoothing unit 27 when _obtaining the d-axis command voltage v _d and the q-axis command voltage v _q using the equations (1) and (2). . Thus, the microcomputer 20 obtains the circuit resistance R including the armature winding resistance included in the motor circuit equation, smoothes the obtained R value, and obtains the d-axis command voltage v _d and the q-axis command voltage v _q . Sometimes a smoothed R value is used.

以上に示すように、本実施形態に係るモータ制御装置は、モータの回路方程式に従いオープンループ制御によってモータの駆動電圧を求めるときに、電流センサで検出した電流値に基づきモータの回路方程式に含まれるＲの値を求め、求めたＲ値を平滑化し、モータの駆動電圧を求めるときには平滑化されたＲ値を使用する。   As described above, the motor control device according to the present embodiment is included in the motor circuit equation based on the current value detected by the current sensor when the motor drive voltage is obtained by open loop control according to the motor circuit equation. The R value is obtained, the obtained R value is smoothed, and the smoothed R value is used when obtaining the driving voltage of the motor.

したがって、本実施形態に係るモータ制御装置によれば、モータの回路方程式に含まれるＲ値が製造ばらつきや温度変化（自己発熱を含む）によって変動するときでも、電流センサで検出した電流値に基づきＲ値を求めることにより、モータを高い精度で駆動して所望のモータ出力を得ると共に、Ｒ値に対して平滑化処理を行うことにより、Ｒ値に発生するノイズを抑制してモータをより安定的に駆動することができる。また、Ｒ値の初期値が予め規定値として設定されており、装置の起動時に上記規定値に基づくモータ制御から製造ばらつきを有する各個体のＲ値に基づくモータ制御に移行するときに、制御の急変を防止することができる。   Therefore, according to the motor control apparatus according to the present embodiment, even when the R value included in the circuit equation of the motor fluctuates due to manufacturing variation or temperature change (including self-heating), it is based on the current value detected by the current sensor. By obtaining the R value, the motor is driven with high accuracy to obtain a desired motor output, and by smoothing the R value, noise generated in the R value is suppressed and the motor is more stable. Can be driven automatically. In addition, the initial value of the R value is set as a specified value in advance, and when the apparatus is started up, when the motor control based on the specified value is shifted to the motor control based on the R value of each individual having manufacturing variations, Sudden changes can be prevented.

なお、Ｒ算出部２６は、ｉ_d ≠０のときに、ｄ軸指令電圧ｖ_d 、ｄ軸検出電流ｉ_d 、ｑ軸検出電流ｉ_q および角速度ω_e に基づき、次式（８ｄ）〜（８ｆ）のいずれかを用いて式（１）と（２）に含まれる電機子巻線抵抗を含む回路抵抗Ｒを求めてもよい。
Ｒ＝（ｖ_d−ＰＬ_dｉ_d＋ω_eＬ_qｉ_q）／ｉ_d …（８ｄ）
Ｒ＝（ｖ_d＋ω_eＬ_qｉ_q）／ｉ_d …（８ｅ）
Ｒ＝ｖ_d／ｉ_d …（８ｆ）
式（８ｄ）は、式（１）のｄ軸指令電流ｉ_d ^*とｑ軸指令電流ｉ_q ^*にｄ軸検出電流ｉ_d とｑ軸検出電流ｉ_q を代入し、その式をＲについて解いたものである。式（８ｅ）は式（８ｄ）から微分項を省略したものであり、式（８ｆ）は式（８ｅ）からｉ_q を含む項を省略したものである。 The R calculator 26 calculates the following equations (8d) to (8d) based on the d-axis command voltage v _d , the d-axis detection current i _d , the q-axis detection current i _q, and the angular velocity ω _e when i _d ≠ 0. The circuit resistance R including the armature winding resistance included in the expressions (1) and (2) may be obtained using any of 8f).
R = (v _d −PL _d i _d + ω _e L _q i _q ) / i _d (8d)
R = (v _d + ω _e L _q i _q ) / i _d (8e)
R = v _d / i _d (8f)
Equation (8d) substitutes d-axis detection current i _d and q-axis detection current i _q into d-axis command current i _d ^* and q-axis command current i _q ^* of equation (1), and solves the equation for R. It was. Formula (8e) is obtained by omitting the differential term from equation (8d), formula (8f) is obtained by omitting the term including i _q from equation (8e).

ｄ軸検出電流ｉ_d は、モータトルクの発生に寄与しないので、一般にはゼロに制御される。ただし、式（８ｄ）〜（８ｆ）を使用する場合には、ｄ軸検出電流ｉ_d はゼロ以外の値に制御される。この制御は、常時行ってもよく、Ｒ値を求めるときにだけ行ってもよい。また、いわゆる弱め磁束制御ではｄ軸検出電流ｉ_d を流すように制御するので、弱め磁束制御には式（８ｄ）〜（８ｆ）を用いたＲ値の算出を好適に適用できる。この方法によれば、Φ値の影響を受けることなく正確にＲ値を求めることができる。 Since the d-axis detection current i _d does not contribute to the generation of motor torque, it is generally controlled to zero. However, when the equations (8d) to (8f) are used, the d-axis detection current i _d is controlled to a value other than zero. This control may be performed constantly or only when the R value is obtained. Further, since the control to pass the d-axis detection current i _d is a so-called flux-weakening control, the flux-weakening control can be suitably applied to calculate the R value using Equation (8d) ~ (8f). According to this method, the R value can be obtained accurately without being affected by the Φ value.

また、本実施形態に係るモータ制御装置では、電流センサ１４が１つしか設けられていないので、３相の指令電圧Ｖ_u 、Ｖ_v 、Ｖ_w に差がないときには、式（６）と（７）に含まれるｕ相検出電流ｉ_u とｖ相検出電流ｉ_v を求めることができない。そこで、Ｒ算出部は、電流を検出できるときには式（８ａ）などを用いてＲ値を求め、電流を検出できないときには別の方法でＲ値を求めてもよい。例えば、Ｒ算出部は、電流を検出できないときには、オープンループ制御部２２からｄ軸指令電流ｉ_d ^*とｑ軸指令電流ｉ_q ^*を受け取り、これらの２乗和（ｉ_d ^*2＋ｉ_q ^*2）を求め、求めた値に銅の温度係数を乗算することにより発熱量を求め、求めた発熱量から所定の放熱量を引いて得られた温度上昇量に基づきＲ値を求めてもよい。これにより、電流センサ１４で電流を検出できないときを含めて、常にＲ値を求めることができる。 In the motor control device according to the present embodiment, only one current sensor 14 is provided. Therefore, when there is no difference between the three-phase command voltages V _u , V _v , and V _w , equations (6) and ( it is impossible to obtain the u-phase detection current i _u and the v-phase detection current i _v contained in 7). Therefore, the R calculation unit may obtain the R value using the equation (8a) when the current can be detected, and may obtain the R value by another method when the current cannot be detected. For example, when the current cannot be detected, the R calculation unit receives the d-axis command current i _d ^* and the q-axis command current i _q ^* from the open loop control unit 22 and sums the squares of these (i _d ^{* 2} + i _q ^{*). 2} ), the calorific value is obtained by multiplying the obtained value by the temperature coefficient of copper, and the R value may be obtained based on the temperature rise obtained by subtracting a predetermined heat radiation amount from the obtained calorific value. . As a result, the R value can always be obtained, including when the current sensor 14 cannot detect the current.

（第２の実施形態）
図４は、本発明の第２の実施形態に係るモータ制御装置の構成を示すブロック図である。図４に示すモータ制御装置は、第１の実施形態に係るモータ制御装置において、Ｒ平滑部２７を含むマイコン２０を計時部３１とＲ平滑部３２を含むマイコン３０に置換したものである。本実施形態の構成要素のうち、第１の実施形態と同一の要素については、同一の参照符号を付して説明を省略する。 (Second Embodiment)
FIG. 4 is a block diagram showing a configuration of a motor control device according to the second embodiment of the present invention. The motor control device shown in FIG. 4 is obtained by replacing the microcomputer 20 including the R smoothing unit 27 with the microcomputer 30 including the time measuring unit 31 and the R smoothing unit 32 in the motor control device according to the first embodiment. Among the constituent elements of the present embodiment, the same elements as those of the first embodiment are denoted by the same reference numerals and description thereof is omitted.

計時部３１は、モータ制御開始からの経過時間を測定する。Ｒ平滑部３２は、第１の実施形態に係るＲ平滑部２７と同様に、Ｒ算出部２６で求めたＲ値に対してローパスフィルタを適用する。この際、Ｒ平滑部３２は、計時部３１で測定した時間（すなわち、モータ制御開始からの経過時間）に応じて、ローパスフィルタの時定数τを変化させる。具体的には、Ｒ平滑部３２は、経過時間が小さいときには時定数τを小さくし、経過時間が大きいときには時定数τを大きくする。   The timer 31 measures the elapsed time from the start of motor control. The R smoothing unit 32 applies a low-pass filter to the R value obtained by the R calculating unit 26 in the same manner as the R smoothing unit 27 according to the first embodiment. At this time, the R smoothing unit 32 changes the time constant τ of the low-pass filter according to the time measured by the time measuring unit 31 (that is, the elapsed time from the start of motor control). Specifically, the R smoothing unit 32 decreases the time constant τ when the elapsed time is small, and increases the time constant τ when the elapsed time is large.

例えばＲ平滑部３２は、モータ制御開始から所定の時間が経過するまではローパスフィルタの時定数τを０．０１秒に設定し、その後はローパスフィルタの時定数τを１秒に設定する。また、Ｒ平滑部３２は、モータ制御開始からの経過時間に応じて、ローパスフィルタの時定数τを３段階以上に切り替えてもよい。   For example, the R smoothing unit 32 sets the time constant τ of the low-pass filter to 0.01 seconds until a predetermined time has elapsed from the start of motor control, and thereafter sets the time constant τ of the low-pass filter to 1 second. Further, the R smoothing unit 32 may switch the time constant τ of the low-pass filter to three or more stages according to the elapsed time from the start of motor control.

第１の実施形態に係るＲ算出部２６で求めたＲ値は、モータ制御開始当初は実際の値とは異なり、時間の経過と共に実際の値に接近する。しかしながら、Ｒ算出部２６で求めたＲ値に対してＲ平滑部２７で平滑化処理（ローパスフィルタなど）を行うので、Ｒ値が実際の値に接近するのに時間がかかり、その間にモータ制御が不安定になることがある。   The R value obtained by the R calculating unit 26 according to the first embodiment differs from the actual value at the beginning of the motor control, and approaches the actual value as time passes. However, since smoothing processing (such as a low-pass filter) is performed on the R value obtained by the R calculating unit 26 by the R smoothing unit 27, it takes time for the R value to approach the actual value, during which motor control is performed. May become unstable.

そこで、本実施形態に係るＲ平滑部３２では、ローパスフィルタの時定数τは、オープンループ制御部２２による制御開始当初はその後よりも小さく制御される。これにより、モータ制御開始当初は時定数の小さなローパスフィルタを用いてＲ値を素早く変化させてモータ制御の応答性を高め、その後は時定数の大きなローパスフィルタを用いてＲ値を安定的に変化させてモータ制御の安定性を高めることができる。   Therefore, in the R smoothing unit 32 according to the present embodiment, the time constant τ of the low-pass filter is controlled to be smaller than that after the beginning of the control by the open loop control unit 22. As a result, at the beginning of motor control, a low-pass filter with a small time constant is used to quickly change the R value to improve motor control responsiveness, and thereafter, the R value is stably changed using a low-pass filter with a large time constant. Thus, the stability of motor control can be enhanced.

なお、本実施形態に係るモータ制御装置については、以下の変形例を構成することができる。例えば、マイコンにモータ制御開始からの補正回数を数える計数部を設け、Ｒ平滑部は計数部のカウント値が小さい間はローパスフィルタの時定数τを小さくし、その後はローパスフィルタの時定数τを大きくしてもよい。また、マイコンにＲ値の変化が大きいか否かを判定する判定部を設け、Ｒ平滑部はＲ値の変化が大きい間はローパスフィルタの時定数τを小さくし、その後はローパスフィルタの時定数τを大きくしてもよい。これら変形例に係るモータ制御装置は、図４に示すモータ制御装置と同じ効果を奏する。   In addition, about the motor control apparatus which concerns on this embodiment, the following modifications can be comprised. For example, a microcomputer is provided with a counting unit that counts the number of corrections from the start of motor control, and the R smoothing unit reduces the time constant τ of the low-pass filter while the count value of the counting unit is small, and thereafter the time constant τ of the low-pass filter. You may enlarge it. The microcomputer is provided with a determination unit for determining whether or not the change in the R value is large. The R smoothing unit decreases the time constant τ of the low-pass filter while the change in the R value is large, and thereafter the time constant of the low-pass filter. τ may be increased. The motor control device according to these modified examples has the same effect as the motor control device shown in FIG.

（第３の実施形態）
図５は、本発明の第３の実施形態に係るモータ制御装置の構成を示すブロック図である。図５に示すモータ制御装置は、第１の実施形態に係るモータ制御装置において、Ｒ算出部２６とＲ平滑部２７を含むマイコン２０をΦ算出部４１とΦ平滑部４２を含むマイコン４０に置換したものである。本実施形態の構成要素のうち、第１の実施形態と同一の要素については、同一の参照符号を付して説明を省略する。 (Third embodiment)
FIG. 5 is a block diagram showing a configuration of a motor control device according to the third embodiment of the present invention. 5 replaces the microcomputer 20 including the R calculator 26 and the R smoother 27 with the microcomputer 40 including the Φ calculator 41 and the Φ smoother 42 in the motor controller according to the first embodiment. It is a thing. Among the constituent elements of the present embodiment, the same elements as those of the first embodiment are denoted by the same reference numerals and description thereof is omitted.

Φ算出部４１には、Ｒ算出部２６と同様に、電流センサ１４で検出された電流値ｉ_a と、角度算出部２４で算出された角度θと、角速度算出部２５で算出された角速度ω_e とが入力される。Φ算出部４１は、まず電流値ｉ_a に基づきｕ相検出電流ｉ_u とｖ相検出電流ｉ_v を求め、これらを式（６）と（７）を用いてｄｑ座標軸上の電流値に変換する。 The Φ calculator 41, similarly to the R computing section 26, and the current value i _a detected by the current sensor 14, and the angle θ calculated by the angle calculator 24, an angular velocity ω calculated by the angular velocity calculating section 25 _e is entered. Φ calculator 41 obtains a u-phase detection current i _u and the v-phase detection current i _v based on the first current value i _a, converted into a current value on the dq coordinate axis by using these equations (6) and (7) To do.

次に、Φ算出部４１は、ω_e ≠０のときに、ｑ軸指令電圧ｖ_q 、ｄ軸検出電流ｉ_d 、ｑ軸検出電流ｉ_q および角速度ω_e に基づき、次式（９ａ）を用いて式（２）に含まれる電機子巻線鎖交磁束数Φを求める。
Φ＝｛ｖ_q−（Ｒ＋ＰＬ_q）ｉ_q−ω_eＬ_dｉ_d｝／ω_e …（９ａ）
なお、式（９ａ）は、式（２）のｄ軸指令電流ｉ_d ^*とｑ軸指令電流ｉ_q ^*にｄ軸検出電流ｉ_d とｑ軸検出電流ｉ_q を代入し、その式をΦについて解いたものである。 Next, when ω _e ≠ 0, the Φ calculating unit 41 calculates the following equation (9a) based on the q-axis command voltage v _q , the d-axis detection current i _d , the q-axis detection current i _q, and the angular velocity ω _e. Using this, the armature winding interlinkage magnetic flux number Φ included in the equation (2) is obtained.
Φ = {v _q − (R + PL _q ) i _q −ω _e L _d i _d } / ω _e (9a)
The equation (9a) is obtained by substituting the d-axis detection current i _d and the q-axis detection current i _q into the d-axis command current i _d ^* and the q-axis command current i _q ^* of the equation (2). It was solved.

Φ算出部４１は、演算を簡素化するために、式（９ａ）に代えて次式（９ｂ）や（９ｃ）を使用してもよい。
Φ＝（ｖ_q−Ｒｉ_q−ω_eＬ_dｉ_d）／ω_e …（９ｂ）
Φ＝（ｖ_q−Ｒｉ_q）／ω_e …（９ｃ）
式（９ｂ）は式（９ａ）から微分項を省略したものであり、式（９ｃ）は式（９ｂ）からｉ_d を含む項を省略したものである。 The Φ calculating unit 41 may use the following expressions (9b) and (9c) instead of the expression (9a) in order to simplify the calculation.
Φ = (v _q −R i _q −ω _e L _d i _d ) / ω _e (9b)
Φ = (v _q −R i _q ) / ω _e (9c)
Formula (9b) is obtained by omitting the differential term from equation (9a), equation (9c) is obtained by omitting the term including i _d from equation (9b).

Φ算出部４１は、ω_e ≠０を満たす任意のタイミングでΦ値を繰り返し求める。Φ算出部４１は、例えば、所定の時間間隔でΦ値を求めてもよく、温度などの状態が変化したときにΦ値を求めてもよい。また、ω_e がゼロに近いときに求めたΦ値には誤差が発生しやすいので、Φ算出部４１はω_e が所定の閾値以上であるときに限りΦ値を求めてもよい。 The Φ calculating unit 41 repeatedly calculates the Φ value at an arbitrary timing that satisfies ω _e ≠ 0. For example, the Φ calculating unit 41 may calculate the Φ value at predetermined time intervals, or may calculate the Φ value when a state such as temperature changes. In addition, since an error is likely to occur in the Φ value obtained when ω _e is close to zero, the Φ calculating unit 41 may obtain the Φ value only when ω _e is equal to or greater than a predetermined threshold.

Φ平滑部４２は、Φ算出部４１で求めたΦ値に対して平滑化処理を行う。Φ算出部４１で求めたΦ値は、第１の実施形態に係るＲ値と同様に、それほど急激には変化しない。そこでΦ平滑部４２では、Φ値の変動の主要因である温度変化に対して十分に応答する時定数を持つフィルタ処理を行う。本実施形態では、Φ平滑部４２では、Φ算出部４１で求めたΦ値に対して所定の時定数τを有するローパスフィルタを適用する。   The Φ smoothing unit 42 performs a smoothing process on the Φ value obtained by the Φ calculating unit 41. The Φ value obtained by the Φ calculating unit 41 does not change so rapidly as the R value according to the first embodiment. Therefore, the Φ smoothing unit 42 performs a filter process having a time constant that sufficiently responds to a temperature change that is a main factor of fluctuation of the Φ value. In the present embodiment, the Φ smoothing unit 42 applies a low-pass filter having a predetermined time constant τ to the Φ value obtained by the Φ calculating unit 41.

本実施形態でも第１の実施形態と同様に、ローパスフィルタの時定数τは、オープンループ制御部２２による制御が安定し、かつ、Φ算出部４１で求めたΦ値が温度変化に追従して変化するように決定される。ただし、Φ値は自己発熱によって変化しないので、Φ平滑部４２に含まれるローパスフィルタの時定数τを決定するときには、自己発熱によるΦ値の変化を考慮する必要がない。また、Φ平滑部４２は、Φ算出部４１で求めたΦ値に対して多段構成のローパスフィルタを適用してもよく、ローパスフィルタ以外の平滑化処理を行ってもよい。   In this embodiment as well, as in the first embodiment, the time constant τ of the low-pass filter is controlled by the open loop control unit 22 and the Φ value obtained by the Φ calculation unit 41 follows the temperature change. Determined to change. However, since the Φ value does not change due to self-heating, it is not necessary to consider the change in Φ value due to self-heating when determining the time constant τ of the low-pass filter included in the Φ smoothing unit 42. Further, the Φ smoothing unit 42 may apply a multistage low-pass filter to the Φ value obtained by the Φ calculating unit 41, or may perform a smoothing process other than the low-pass filter.

Φ平滑部４２は、平滑化したΦ値（図５に示すΦ_s ）をオープンループ制御部２２に対して出力する。オープンループ制御部２２は、式（２）を用いてｑ軸指令電圧ｖ_q を求めるときに、Φ平滑部４２で平滑化されたΦ値を使用する。このようにマイコン４０は、モータの回路方程式に含まれる電機子巻線鎖交磁束数Φを求め、求めたΦ値を平滑化し、ｑ軸指令電圧ｖ_q を求めるときには平滑化されたΦ値を使用する。 The Φ smoothing unit 42 outputs the smoothed Φ value (Φ _s shown in FIG. 5) to the open loop control unit 22. The open loop control unit 22 uses the Φ value smoothed by the Φ smoothing unit 42 when _{obtaining the} q-axis command voltage v _q using the equation (2). Thus, the microcomputer 40 obtains the armature winding interlinkage magnetic flux number Φ included in the circuit equation of the motor, smoothes the obtained Φ value, and obtains the smoothed Φ value when obtaining the q-axis command voltage v _q. use.

以上に示すように、本実施形態に係るモータ制御装置は、モータの回路方程式に従いオープンループ制御によってモータの駆動電圧を求めると共に、電流センサで検出した電流値に基づきモータの回路方程式に含まれるΦの値を求め、求めたΦ値を平滑化し、モータの駆動電圧を求めるときには平滑化されたΦ値を使用する。   As described above, the motor control device according to the present embodiment obtains the motor drive voltage by open loop control according to the motor circuit equation, and includes Φ included in the motor circuit equation based on the current value detected by the current sensor. The obtained Φ value is smoothed, and the smoothed Φ value is used when obtaining the motor drive voltage.

したがって、本実施形態に係るモータ制御装置によれば、モータの回路方程式に含まれるΦ値が製造ばらつきや温度変化によって変動するときでも、電流センサで検出した電流値に基づきΦ値を求めることにより、モータを高い精度で駆動して所望のモータ出力を得ると共に、Φ値に対して平滑化処理を行うことにより、Φ値に発生するノイズを抑制してモータをより安定的に駆動することができる。また、Φ値の初期値が予め規定値として設定されており、装置の起動時に上記規定値に基づくモータ制御から製造ばらつきを有する各個体のΦ値に基づくモータ制御に移行するときに、制御の急変を防止することができる。   Therefore, according to the motor control device according to the present embodiment, even when the Φ value included in the circuit equation of the motor fluctuates due to manufacturing variation or temperature change, the Φ value is obtained based on the current value detected by the current sensor. By driving the motor with high accuracy to obtain the desired motor output, and smoothing the Φ value, the noise generated in the Φ value can be suppressed and the motor can be driven more stably. it can. In addition, the initial value of the Φ value is set in advance as a specified value.When the apparatus is started up, when the motor control based on the specified value is shifted to the motor control based on the Φ value of each individual having manufacturing variations, Sudden changes can be prevented.

（第４の実施形態）
図６は、本発明の第４の実施形態に係るモータ制御装置の構成を示すブロック図である。図６に示すモータ制御装置は、第１の実施形態に係るモータ制御装置において、Ｒ算出部２６とＲ平滑部２７を含むマイコン２０を、Ｒ算出部５１、Ｒ平滑部５２、Φ算出部５３およびΦ平滑部５４を含むマイコン５０に置換したものである。本実施形態の構成要素のうち、第１および第３の実施形態と同一の要素については、同一の参照符号を付して説明を省略する。 (Fourth embodiment)
FIG. 6 is a block diagram showing a configuration of a motor control device according to the fourth embodiment of the present invention. The motor control device shown in FIG. 6 is the same as the motor control device according to the first embodiment except that the microcomputer 20 including the R calculation unit 26 and the R smoothing unit 27 is replaced with an R calculation unit 51, an R smoothing unit 52, and a Φ calculation unit 53. And a microcomputer 50 including a Φ smoothing unit 54. Among the constituent elements of the present embodiment, the same elements as those of the first and third embodiments are denoted by the same reference numerals and description thereof is omitted.

Ｒ算出部５１は、第１の実施形態に係るＲ算出部２６と同様に、式（８ａ）などを用いてＲ値を求める。Φ算出部５３は、第３の実施形態に係るΦ算出部４１と同様に、式（９ａ）などを用いてΦ値を求める。Ｒ算出部５１で求めたＲ値は、オープンループ制御部２２を介してΦ算出部５３に入力され、Φ算出部５３でΦ値を求めるときに使用される。Φ算出部５３で求めたΦ値は、オープンループ制御部２２を介してＲ算出部５１に入力され、Ｒ算出部５１でＲ値を求めるときに使用される。   The R calculation unit 51 obtains an R value using the equation (8a) and the like, as in the R calculation unit 26 according to the first embodiment. Similar to the Φ calculating unit 41 according to the third embodiment, the Φ calculating unit 53 obtains the Φ value using the equation (9a) and the like. The R value obtained by the R calculation unit 51 is input to the Φ calculation unit 53 via the open loop control unit 22 and is used when the Φ calculation unit 53 obtains the Φ value. The Φ value obtained by the Φ calculating unit 53 is input to the R calculating unit 51 through the open loop control unit 22 and used when the R calculating unit 51 obtains the R value.

式（１）と（２）に示すモータの回路方程式では、Ｒ値とΦ値のうち一方が変化してもその影響が小さいときには、その影響を無視できる。そこで、本実施形態に係るモータ制御装置では、Φ値の変化による影響が小さいときには、Ｒ算出部５１が動作してＲ値を求め、Ｒ値の変化による影響が小さいときには、Φ算出部５３が動作してΦ値を求める。このようにＲ算出部５１とΦ算出部５３が選択的に動作することにより、Ｒ値とΦ値の両方を正確に求めることができる。   In the motor circuit equations shown in the equations (1) and (2), even if one of the R value and the Φ value changes, if the effect is small, the effect can be ignored. Therefore, in the motor control device according to the present embodiment, when the influence due to the change in the Φ value is small, the R calculation unit 51 operates to obtain the R value, and when the influence due to the change in the R value is small, the Φ calculation part 53 Operate to obtain Φ value. Thus, by selectively operating the R calculation unit 51 and the Φ calculation unit 53, it is possible to accurately obtain both the R value and the Φ value.

Ｒ平滑部５２は、第１の実施形態に係るＲ平滑部２７と同様に、Ｒ算出部５１で求めたＲ値に対して平滑化処理を行う。Φ平滑部５４は、第３の実施形態に係るΦ平滑部４２と同様に、Φ算出部５３で求めたΦ値に対して平滑化処理を行う。ただし、Ｒ平滑部５２はＲ算出部５１がＲ値を求めたときに動作し、Φ平滑部５４はΦ算出部５３がΦ値を求めたときに動作する。   The R smoothing unit 52 performs a smoothing process on the R value obtained by the R calculating unit 51 in the same manner as the R smoothing unit 27 according to the first embodiment. Similar to the Φ smoothing unit 42 according to the third embodiment, the Φ smoothing unit 54 performs a smoothing process on the Φ value obtained by the Φ calculating unit 53. However, the R smoothing unit 52 operates when the R calculating unit 51 obtains the R value, and the Φ smoothing unit 54 operates when the Φ calculating unit 53 obtains the Φ value.

以下、Ｒ値の算出とΦ値の算出を切り替える方法の具体例を説明する。式（９ａ）〜（９ｃ）においてＲ値はｑ軸検出電流ｉ_q と乗算されるので、ｑ軸検出電流ｉ_q が小さいときには、Ｒ値の大小に関わらずΦ値を正確に求めることができる。この点を考慮して、ｑ軸検出電流ｉ_q が小さいときにはΦ値を求め、ｑ軸検出電流ｉ_q が大きいときにはＲ値を求める方法がある（第１の方法）。例えば、ω_e ≠０の場合において、ｑ軸検出電流ｉ_q が所定の閾値未満のときにはΦ値を求め、それ以外のときにはＲ値を求めればよい。あるいは、ｑ軸検出電流ｉ_q に代えてｑ軸指令電流ｉ_q ^*やｑ軸推定電流などを閾値と比較してもよい。 Hereinafter, a specific example of a method for switching between R value calculation and Φ value calculation will be described. Because R value in the formula (9a) ~ (9c) is multiplied by the q-axis detection current i _q, when the q-axis detection current i _q is small, it can be obtained accurately Φ value regardless of R values . Considering this point, there is a method of obtaining the Φ value when the q-axis detection current i _q is small, and obtaining the R value when the q-axis detection current i _q is large (first method). For example, in the case of ω _e ≠ 0, the Φ value may be obtained when the q-axis detection current i _q is less than a predetermined threshold value, and the R value may be obtained otherwise. Alternatively, instead of the q-axis detection current i _q , the q-axis command current i _q ^* , the q-axis estimated current, or the like may be compared with a threshold value.

また、式（８ａ）〜（８ｃ）においてΦ値は角速度ω_e と乗算されるので、角速度ω_e が小さいときには、Φ値の大小に関わらずＲ値を正確に求めることができる。この点を考慮して、ロータの角速度ω_e が小さいときにはＲ値を求め、角速度ω_e が大きいときにはΦ値を求める方法がある（第２の方法）。例えば、ｉ_q ≠０の場合において、角速度ω_e が所定の閾値未満のときにはＲ値を求め、それ以外のときにはΦ値を求めればよい。 Also, [Phi value in the formula (8a) ~ (8c) is because it is multiplied by the angular velocity omega _e, when the angular velocity omega _e is small, it is possible to obtain the R value accurately regardless of [Phi value. Considering this point, there is a method of obtaining an R value when the angular velocity ω _{e of} the rotor is small, and obtaining a Φ value when the angular velocity ω _e is large (second method). For example, when i _q ≠ 0, the R value is obtained when the angular velocity ω _e is less than a predetermined threshold, and the Φ value is obtained otherwise.

また、大小２個の値がある場合、大きい値のほうが小さい値よりも正確に求めることができる。この点を考慮して、式（２）のｄ軸指令電流ｉ_d ^*とｑ軸指令電流ｉ_q ^*にｄ軸検出電流ｉ_d とｑ軸検出電流ｉ_q を代入した式において、Ｒ値を含む項（Ｒ＋ＰＬ_q）ｉ_qとΦ値を含む項ω_eΦ を比較し、前者のほうが大きいときにはＲ値を求め、後者のほうが大きいときにはΦ値を求める方法がある（第３の方法）。 In addition, when there are two large and small values, a larger value can be obtained more accurately than a smaller value. In consideration of this point, in the equation (2) in which the d-axis detection current i _d and the q-axis detection current i _q are substituted for the d-axis command current i _d ^* and the q-axis command current i _q ^* , the R value is There is a method in which the term (R + PL _q ) i _q and the term ω _e Φ including the Φ value are compared to determine the R value when the former is larger and the Φ value when the latter is larger (third method).

また、Ｒ値の算出とΦ値の算出を切り替えるときに、２個の閾値ＴＨ１、ＴＨ２（ただし、ＴＨ１＜ＴＨ２）を使用し、切り替えにヒステリシス特性を持たせてもよい。例えば上記第１の方法では、ｑ軸検出電流ｉ_q が閾値ＴＨ１以下になると、Ｒ値の算出を停止してΦ値の算出を開始し、ｑ軸検出電流ｉ_q が閾値ＴＨ２以上になると、Φ値の算出を停止してＲ値の算出を開始してもよい。上記第２の方法では、角速度ω_e が閾値ＴＨ１以下になると、Φ値の算出を停止してＲ値の算出を開始し、角速度ω_e が閾値ＴＨ２以上になると、Ｒ値の算出を停止してΦ値の算出を開始してもよい。上記第３の方法では、（Ｒ＋ＰＬ_q）ｉ_q／ω_eΦ が閾値ＴＨ１以下になると、Ｒ値の算出を停止してΦ値の算出を開始し、（Ｒ＋ＰＬ_q）ｉ_q／ω_eΦ が閾値ＴＨ２以上になると、Φ値の算出を停止してＲ値の算出を開始してもよい。第３の方法では、（Ｒ＋ＰＬ_q）ｉ_q／ω_eΦ に代えて、｛（Ｒ＋ＰＬ_q）ｉ_q−ω_eΦ ｝を閾値と比較してもよい。 Further, when switching between the calculation of the R value and the calculation of the Φ value, two threshold values TH1 and TH2 (where TH1 <TH2) may be used, and the switching may have hysteresis characteristics. For example, in the first method, when the q-axis detection current i _q becomes equal to or less than the threshold value TH1, the calculation of the R value is stopped and the calculation of the Φ value is started. When the q-axis detection current i _q becomes equal to or more than the threshold value TH2, The calculation of the Φ value may be stopped and the calculation of the R value may be started. In the second method, when the angular velocity ω _e becomes equal to or lower than the threshold value TH1, the calculation of the Φ value is stopped and the calculation of the R value is started. When the angular velocity ω _e becomes equal to or higher than the threshold value TH2, the calculation of the R value is stopped. The calculation of the Φ value may be started. In the third method, when (R + PL _q ) i _q / ω _e Φ becomes equal to or less than the threshold value TH1, the calculation of the R value is stopped and the calculation of the Φ value is started, and (R + PL _q ) i _q / ω _e Φ When the value becomes equal to or greater than the threshold TH2, the calculation of the Φ value may be stopped and the calculation of the R value may be started. In a third method, it may be compared with a threshold in place of _{(R + PL q) i q} / ω e Φ, {(R + PL q) i q -ω e Φ}.

１個の閾値を用いてＲ値の算出とΦ値の算出を切り替えた場合、比較対象の値（ｑ軸検出電流ｉ_q など）が閾値の近傍で小さく変化しただけでも、Ｒ値の算出とΦ値の算出が切り替わり、Ｒ値とΦ値を正確に求めることができないことがある。これに対して、２個の閾値を用いて切り替えにヒステリシス特性を持たせた場合、比較対象の値が閾値の近傍で小さく変化しても、Ｒ値の算出とΦ値の算出は切り替わらない。したがって、比較対象の値が閾値の近傍で小さく変化したときを含めて、常にＲ値とΦ値を正確に求めることができる。 When the calculation of the R value and the calculation of the Φ value are switched using one threshold, the R value is calculated even if the value to be compared (such as the q-axis detection current i _q ) slightly changes in the vicinity of the threshold. The calculation of the Φ value is switched, and the R value and the Φ value may not be obtained accurately. On the other hand, when hysteresis characteristics are provided for switching using two threshold values, the calculation of the R value and the calculation of the Φ value are not switched even if the value to be compared changes small in the vicinity of the threshold value. Therefore, the R value and the Φ value can always be accurately obtained, including when the value to be compared changes slightly near the threshold.

以上に示すように、本実施形態に係るモータ制御装置は、モータの回路方程式に従いオープンループ制御によってモータの駆動電圧を求めると共に、電流センサで検出した電流値に基づきモータの回路方程式に含まれるＲの値とΦの値を選択的に求め、求めたＲ値とΦ値を平滑化し、指令電圧を求めるときには平滑化されたＲ値または平滑化されたΦ値を使用する。   As described above, the motor control device according to the present embodiment obtains the motor drive voltage by open loop control according to the motor circuit equation and is included in the motor circuit equation based on the current value detected by the current sensor. And the value of Φ are selectively obtained, the obtained R value and Φ value are smoothed, and when the command voltage is obtained, the smoothed R value or the smoothed Φ value is used.

したがって、本実施形態に係るモータ制御装置によれば、Ｒ値を求めるときとΦ値を求めるときとを切り替えることにより、Ｒ値とΦ値の両方を正確に求め、モータを高い精度で駆動して所望のモータ出力を得ると共に、Ｒ値とΦ値に対して平滑化処理を行うことにより、Ｒ値とΦ値に発生するノイズを抑制してモータをより安定的に駆動することができる。   Therefore, according to the motor control device according to the present embodiment, by switching between obtaining the R value and obtaining the Φ value, both the R value and the Φ value are accurately obtained, and the motor is driven with high accuracy. Thus, by obtaining the desired motor output and performing the smoothing process on the R value and the Φ value, noise generated in the R value and the Φ value can be suppressed and the motor can be driven more stably.

（第５の実施形態）
図７は、本発明の第５の実施形態に係るモータ制御装置の構成を示すブロック図である。図７に示すモータ制御装置は、第１の実施形態に係るモータ制御装置においてマイコン２０と電流センサ１４をそれぞれマイコン６０と電流センサ１５に置換したものである。このモータ制御装置は、電流センサ１５が正常に動作しているときにはフィードバック制御を行い、電流センサ１５に異常が発生したときにはオープンループ制御を行う。本実施形態の構成要素のうち、第１の実施形態と同一の要素については、同一の参照符号を付して説明を省略する。 (Fifth embodiment)
FIG. 7 is a block diagram showing a configuration of a motor control device according to the fifth embodiment of the present invention. The motor control device shown in FIG. 7 is obtained by replacing the microcomputer 20 and the current sensor 14 with the microcomputer 60 and the current sensor 15 in the motor control device according to the first embodiment. This motor control device performs feedback control when the current sensor 15 is operating normally, and performs open loop control when an abnormality occurs in the current sensor 15. Among the constituent elements of the present embodiment, the same elements as those of the first embodiment are denoted by the same reference numerals and description thereof is omitted.

電流センサ１５は、ブラシレスモータ１に供給される３相の駆動電流が流れる経路上に１個ずつ設けられ、３相の駆動電流を個別に検出する。電流センサ１５で検出された３相の電流値（以下、ｕ相検出電流ｉ_u 、ｖ相検出電流ｉ_v およびｗ相検出電流ｉ_w という）は、マイコン６０に入力される。 One current sensor 15 is provided on the path through which the three-phase drive current supplied to the brushless motor 1 flows, and individually detects the three-phase drive current. Three-phase current values detected by the current sensor 15 (hereinafter referred to as u-phase detection current i _u , v-phase detection current _iv and w-phase detection current i _w ) are input to the microcomputer 60.

マイコン６０は、マイコン２０に対して、３相／ｄｑ軸変換部６１、減算部６２、フィードバック制御部６３、異常監視部６４、および、指令電圧選択部６５を追加したものである。３相／ｄｑ軸変換部６１は、電流センサ１５で検出されたｕ相検出電流ｉ_u とｖ相検出電流ｉ_v に基づき、式（６）と（７）を用いてｄ軸検出電流ｉ_d とｑ軸検出電流ｉ_q を求める。 The microcomputer 60 is obtained by adding a three-phase / dq axis conversion unit 61, a subtraction unit 62, a feedback control unit 63, an abnormality monitoring unit 64, and a command voltage selection unit 65 to the microcomputer 20. 3-phase / dq axis conversion section 61, based on the detected u-phase detection current i _u and the v-phase detection current i _v by the current sensor 15, d-axis detected current using equations (6) and (7) i _d And q-axis detection current _iq .

減算部６２は、ｄ軸指令電流ｉ_d ^*とｄ軸検出電流ｉ_d の偏差Ｅ_d 、および、ｑ軸指令電流ｉ_q ^*とｑ軸検出電流ｉ_q の偏差Ｅ_q を求める。フィードバック制御部６３は、偏差Ｅ_d 、Ｅ_q に対して次式（１０）と（１１）に示す比例積分演算を施して、ｄ軸指令電圧ｖ_d ^#とｑ軸指令電圧ｖ_q ^#を求める。
ｖ_d ^#＝Ｋ×｛Ｅ_d＋（１／Ｔ）∫Ｅ_d・ｄｔ｝ …（１０）
ｖ_q ^#＝Ｋ×｛Ｅ_q＋（１／Ｔ）∫Ｅ_q・ｄｔ｝ …（１１）
ただし、式（１０）と（１１）において、Ｋは比例ゲイン定数であり、Ｔは積分時間である。 Subtraction unit 62, the d-axis command current i _d ^* and the d-axis detection current i _d deviation E _d, and a deviation E _q of the q-axis command current i _q ^* and the q-axis detection current i _q. The feedback control unit 63 performs the proportional integration calculation shown in the following equations (10) and (11) on the deviations E _d and E _q to obtain the d-axis command voltage v _d ^# and the q-axis command voltage v _q ^# . .
v _d ^# = K × {E _d + (1 / T) ∫E _d · dt} (10)
v _q ^# = K × {E _q + (1 / T) ∫E _q · dt} (11)
In equations (10) and (11), K is a proportional gain constant, and T is an integration time.

異常監視部６４は、電流センサ１５で検出された３相の電流値が正常範囲内にあるか否かを調べ、電流センサ１５が正常に動作しているか否かを判断する。異常監視部６４は、３相の電流値がすべて正常範囲内にあるときには「正常」と判断し、１相以上の電流値が正常範囲外にあるときには「異常」と判断する。異常監視部６４は、判断結果を示す制御信号を出力する。   The abnormality monitoring unit 64 checks whether or not the three-phase current values detected by the current sensor 15 are within the normal range, and determines whether or not the current sensor 15 is operating normally. The abnormality monitoring unit 64 determines “normal” when all three-phase current values are within the normal range, and determines “abnormal” when one-phase or more current values are outside the normal range. The abnormality monitoring unit 64 outputs a control signal indicating the determination result.

指令電圧選択部６５は、異常監視部６４で正常と判断されたときには、フィードバック制御部６３で求めたｄ軸指令電圧ｖ_d ^#とｑ軸指令電圧ｖ_q ^#を出力し、異常監視部６４で異常と判断されたときには、オープンループ制御部２２で求めたｄ軸指令電圧ｖ_d とｑ軸指令電圧ｖ_q を出力する。 When the abnormality monitoring unit 64 determines that the command voltage selection unit 65 is normal, the command voltage selection unit 65 outputs the d-axis command voltage v _d ^# and the q-axis command voltage v _q ^# obtained by the feedback control unit 63. When it is determined that there is an abnormality, the d-axis command voltage v _d and the q-axis command voltage v _q obtained by the open loop control unit 22 are output.

電流センサ１５が正常に動作しているときには、異常監視部６４は正常と判断し、指令電圧選択部６５はフィードバック制御部６３の出力を選択する。このとき、指令電流算出部２１、ｄｑ軸／３相変換部２３、角度算出部２４、３相／ｄｑ軸変換部６１、減算部６２およびフィードバック制御部６３が動作し、フィードバック制御が行われる。これに加えて、電流センサ１５が正常に動作しているときは、角速度算出部２５、Ｒ算出部２６およびＲ平滑部２７が動作する。このとき、Ｒ算出部２６は式（８ａ）などを用いて式（１）と（２）に含まれる電機子巻線抵抗を含む回路抵抗Ｒを求め、Ｒ平滑部２７はＲ算出部２６で求めたＲ値に対して平滑化処理を行う。   When the current sensor 15 is operating normally, the abnormality monitoring unit 64 determines that it is normal, and the command voltage selection unit 65 selects the output of the feedback control unit 63. At this time, the command current calculation unit 21, the dq axis / three-phase conversion unit 23, the angle calculation unit 24, the three-phase / dq axis conversion unit 61, the subtraction unit 62, and the feedback control unit 63 operate to perform feedback control. In addition to this, when the current sensor 15 is operating normally, the angular velocity calculation unit 25, the R calculation unit 26, and the R smoothing unit 27 operate. At this time, the R calculation unit 26 obtains the circuit resistance R including the armature winding resistance included in the equations (1) and (2) using the equation (8a), and the R smoothing unit 27 is the R calculation unit 26. Smoothing processing is performed on the obtained R value.

その後、電流センサ１５に異常が発生すると、異常監視部６４は異常と判断し、指令電圧選択部６５はオープンループ制御部２２の出力を選択する。このとき、指令電流算出部２１、オープンループ制御部２２、ｄｑ軸／３相変換部２３および角度算出部２４が動作し、オープンループ制御が行われる。オープンループ制御部２２は、電流センサ１５が正常に動作している間に求められたＲ値（平滑化されたＲ値）を用いて、ｄ軸指令電圧ｖ_d とｑ軸指令電圧ｖ_q を求める。 Thereafter, when an abnormality occurs in the current sensor 15, the abnormality monitoring unit 64 determines that there is an abnormality, and the command voltage selection unit 65 selects the output of the open loop control unit 22. At this time, the command current calculation unit 21, the open loop control unit 22, the dq axis / 3-phase conversion unit 23, and the angle calculation unit 24 operate to perform open loop control. The open loop control unit 22 calculates the d-axis command voltage v _d and the q-axis command voltage v _q using the R value (smoothed R value) obtained while the current sensor 15 is operating normally. Ask.

以上に示すように、本実施形態に係るモータ制御装置は、電流センサが正常に動作しているときには、指令電流値と電流センサで検出された電流値との差に比例積分演算を施してモータの駆動電圧を求め、電流センサに異常が発生したときには、指令電流値とロータの角速度とに基づき、モータの回路方程式に従いオープンループ制御によってモータの駆動電圧を求める。また、オープンループ制御を行うときには、電流センサが正常に動作している間に求めたＲ値（平滑化されたＲ値）が使用される。   As described above, when the current sensor is operating normally, the motor control device according to the present embodiment performs a proportional integration operation on the difference between the command current value and the current value detected by the current sensor. When an abnormality occurs in the current sensor, the motor drive voltage is obtained by open loop control according to the motor circuit equation based on the command current value and the angular velocity of the rotor. When performing open loop control, the R value (smoothed R value) obtained while the current sensor is operating normally is used.

したがって、本実施形態に係るモータ制御装置によれば、電流センサが正常に動作している間は、フィードバック制御によってブラシレスモータを高い精度で駆動することができる。また、電流センサに異常が発生し、フィードバック制御を行えないときには、フィードバック制御を行っている間に求めたＲ値を用いてオープンループ制御を行うことにより、モータを高い精度で駆動して所望のモータ出力を得ることができる。また、Ｒ値に対して平滑化処理を行うことにより、Ｒ値に発生するノイズを抑制し、モータをより安定的に駆動することができる。このようにフィードバック制御とオープンループ制御を切り替えて行う場合において、フィードバック制御を行うときだけでなくオープンループ制御を行うときでも、モータを高い精度で駆動して所望のモータ出力を得ることができる。   Therefore, according to the motor control device according to the present embodiment, the brushless motor can be driven with high accuracy by feedback control while the current sensor is operating normally. Also, when an abnormality occurs in the current sensor and feedback control cannot be performed, open loop control is performed using the R value obtained during the feedback control, so that the motor can be driven with high accuracy and desired. Motor output can be obtained. Further, by performing the smoothing process on the R value, noise generated in the R value can be suppressed and the motor can be driven more stably. When feedback control and open loop control are switched in this way, a desired motor output can be obtained by driving the motor with high accuracy not only when performing feedback control but also when performing open loop control.

なお、本発明のモータ制御装置については、各種の変形例を構成することができる。まず、各実施形態に係るモータ制御装置では、式（１）などに含まれるＬ_d とＬ_q を指令電流や検出電流などに基づき演算で求めてもよく、Ｌ_d とＬ_q に同じ値を使用してもよい（例えば、円筒型のモータの場合）。また、第２および第５の実施形態に係るモータ制御装置において、Ｒ算出部とＲ平滑部をΦ算出部とΦ平滑部に置換してもよい。また、第１〜第４の実施形態に係るモータ制御装置に、各相の駆動電流を個別に検出するために、複数の電流センサを設けてもよい。また、第５の実施形態に係るモータ制御装置では、上記以外の判断によって（例えば、運転者の選択によって）フィードバック制御とオープンループ制御を切り替えてもよい。これら変形例に係るモータ制御装置によれば、各実施形態に係るモータ制御装置と同様の効果が得られる。 In addition, about the motor control apparatus of this invention, various modifications can be comprised. First, in the motor control apparatus according to each embodiment may be obtained by computation based on the L _d and L _q included in such formula (1) such as command current and the detected current, the same value L _d and L _q It may be used (for example, in the case of a cylindrical motor). In the motor control devices according to the second and fifth embodiments, the R calculation unit and the R smoothing unit may be replaced with a Φ calculation unit and a Φ smoothing unit. In addition, a plurality of current sensors may be provided in the motor control devices according to the first to fourth embodiments in order to individually detect the drive current of each phase. In the motor control device according to the fifth embodiment, feedback control and open loop control may be switched based on a determination other than the above (for example, by the driver's selection). According to the motor control device according to these modified examples, the same effect as the motor control device according to each embodiment can be obtained.

以上に示すように、本発明のモータ制御装置では、モータの回路方程式に従いオープンループ制御によってモータの駆動電圧を求めるときに、検出した電流値に基づき求めたパラメータを平滑化した値を使用する。したがって、このパラメータが製造ばらつきや温度変化などによって変動するときでも、モータを高い精度で駆動して所望のモータ出力を得ると共に、パラメータに発生するノイズを抑制してモータをより安定的に駆動することができる。また、パラメータの初期値が予め規定値として設定されており、装置の起動時に上記規定値に基づくモータ制御から製造ばらつきを有する各個体のパラメータに基づくモータ制御に移行するときに、制御の急変を防止することができる。また、このモータ制御装置を備えた電動パワーステアリング装置によれば、スムーズで安定した操舵補助が可能となる。   As described above, in the motor control device of the present invention, when the motor drive voltage is obtained by open loop control according to the motor circuit equation, a value obtained by smoothing the parameter obtained based on the detected current value is used. Therefore, even when this parameter fluctuates due to manufacturing variations or temperature changes, the motor is driven with high accuracy to obtain a desired motor output, and noise generated in the parameter is suppressed to drive the motor more stably. be able to. In addition, the initial value of the parameter is set as a specified value in advance. Can be prevented. Moreover, according to the electric power steering apparatus provided with the motor control apparatus, smooth and stable steering assistance is possible.

なお、本発明は、上述したコラムアシスト型の電動パワーステアリング装置だけでなく、ピニオンアシスト型やラックアシスト型の電動パワーステアリング装置にも適用できる。また、本発明は、電動パワーステアリング装置以外のモータ制御装置にも適用できる。   The present invention can be applied not only to the above-described column assist type electric power steering apparatus but also to a pinion assist type or rack assist type electric power steering apparatus. The present invention can also be applied to motor control devices other than the electric power steering device.

１３…モータ駆動回路、２０、３０、４０、５０、６０…マイコン   13: Motor drive circuit, 20, 30, 40, 50, 60 ... Microcomputer

Claims (9)

モータを駆動するモータ制御装置であって、
前記モータに供給すべき電流の量を示す指令電流値と前記モータのロータの角速度とに基づき、モータの回路方程式に従い、前記モータの駆動に用いられる指令電圧のレベルを求めるオープンループ制御手段と、
前記オープンループ制御手段で求めたレベルの電圧を用いて前記モータを駆動するモータ駆動手段と、
前記モータに流れる電流を検出する電流検出手段と、
前記電流検出手段で検出された電流値に基づき、モータの回路方程式に含まれるパラメータを求めるパラメータ算出手段と、
前記パラメータ算出手段で求めたパラメータを平滑化して前記オープンループ制御手段に対して出力する平滑手段とを備えた、モータ制御装置。 A motor control device for driving a motor,
An open loop control means for obtaining a level of a command voltage used for driving the motor according to a circuit equation of the motor based on a command current value indicating an amount of current to be supplied to the motor and an angular velocity of the rotor of the motor;
Motor driving means for driving the motor using the voltage of the level obtained by the open loop control means;
Current detecting means for detecting a current flowing through the motor;
Based on the current value detected by the current detection means, parameter calculation means for obtaining parameters included in the motor circuit equation;
A motor control apparatus comprising: smoothing means for smoothing the parameter obtained by the parameter calculating means and outputting the smoothed parameter to the open loop control means. 前記平滑手段の時定数は、前記オープンループ制御手段による制御が安定し、かつ、前記パラメータ算出手段で求めたパラメータが温度変化に追従して変化するように決定されていることを特徴とする、請求項１に記載のモータ制御装置。   The time constant of the smoothing means is determined such that the control by the open loop control means is stable, and the parameter obtained by the parameter calculation means is changed so as to follow a temperature change, The motor control device according to claim 1. 前記平滑手段の時定数は、前記オープンループ制御手段の演算周期以上、かつ、前記パラメータ算出手段で求めたパラメータの温度変化に対する時定数以下であることを特徴とする、請求項２に記載のモータ制御装置。   3. The motor according to claim 2, wherein the time constant of the smoothing unit is equal to or greater than a calculation period of the open loop control unit and equal to or less than a time constant with respect to a temperature change of the parameter obtained by the parameter calculation unit. Control device. 前記平滑手段の時定数は、前記オープンループ制御手段による制御開始当初はその後よりも小さく制御されることを特徴とする、請求項１に記載のモータ制御装置。   The motor control device according to claim 1, wherein the time constant of the smoothing unit is controlled to be smaller than that after the start of control by the open loop control unit. 前記パラメータ算出手段は、前記電流検出手段で検出された電流値に基づき、モータの回路方程式に含まれる電機子巻線抵抗を含む回路抵抗を求め、
前記平滑手段は、前記パラメータ算出手段で求めた電機子巻線抵抗を含む回路抵抗を平滑化することを特徴とする、請求項１〜４のいずれか１項に記載のモータ制御装置。 The parameter calculation means obtains a circuit resistance including an armature winding resistance included in a circuit equation of the motor based on the current value detected by the current detection means,
5. The motor control device according to claim 1, wherein the smoothing unit smoothes a circuit resistance including an armature winding resistance obtained by the parameter calculating unit. 前記パラメータ算出手段は、前記電流検出手段で検出された電流値に基づき、モータの回路方程式に含まれる電機子巻線鎖交磁束数を求め、
前記平滑手段は、前記パラメータ算出手段で求めた電機子巻線鎖交磁束数を平滑化することを特徴とする、請求項１〜４のいずれか１項に記載のモータ制御装置。 The parameter calculation means obtains the number of armature winding interlinkage magnetic fluxes included in the motor circuit equation based on the current value detected by the current detection means,
5. The motor control device according to claim 1, wherein the smoothing unit smoothes the number of armature winding interlinkage magnetic fluxes obtained by the parameter calculating unit. 前記パラメータ算出手段は、前記電流検出手段で検出された電流値に基づき、モータの回路方程式に含まれる電機子巻線抵抗を含む回路抵抗を求める処理と、モータの回路方程式に含まれる電機子巻線鎖交磁束数を求める処理とを選択的に実行し、
前記平滑手段は、前記パラメータ算出手段で選択的に求めたパラメータを平滑化することを特徴とする、請求項１〜４のいずれか１項に記載のモータ制御装置。 The parameter calculation means includes processing for obtaining a circuit resistance including an armature winding resistance included in the motor circuit equation based on the current value detected by the current detection means, and an armature winding included in the motor circuit equation. Selectively executing the process of obtaining the number of flux linkages,
5. The motor control device according to claim 1, wherein the smoothing unit smoothes the parameter selectively obtained by the parameter calculating unit. 前記指令電流値と前記電流検出手段で検出された電流値との差に比例積分演算を施して前記指令電圧のレベルを求めるフィードバック制御手段と、
前記フィードバック制御手段で求めた指令電圧のレベルと、前記オープンループ制御手段で求めた指令電圧のレベルとを切り替えて出力する指令電圧選択手段とをさらに備えた、請求項１〜４のいずれか１項に記載のモータ制御装置。 Feedback control means for performing a proportional-integral operation on the difference between the command current value and the current value detected by the current detection means to determine the level of the command voltage;
The command voltage selection means which switches and outputs the level of the command voltage calculated | required by the said feedback control means, and the level of the command voltage calculated | required by the said open loop control means, The any one of Claims 1-4 The motor control device according to item. 請求項１〜８のいずれか１項に記載のモータ制御装置を備えた、電動パワーステアリング装置。   An electric power steering device comprising the motor control device according to claim 1.

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