JP2010178273A - Receiving apparatus and receiving method - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、受信装置及び受信方法、特に、送信装置が送信する信号を受信する受信装置及び受信方法に関する。 The present invention relates to a receiving apparatus and a receiving method, and more particularly to a receiving apparatus and a receiving method for receiving a signal transmitted by a transmitting apparatus.
マルチキャリア伝送を用いる方法として、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：直交周波数分割多重）、ＯＦＤＭＡ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ：直交周波数分割多元接続）、ＭＣ−ＣＤＭ（Ｍｕｌｔｉ Ｃａｒｒｉｅｒ−Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：マルチキャリア符号分割多重）などが知られている。これらのマルチキャリア伝送では、マルチキャリアシンボル（ＯＦＤＭではＯＦＤＭシンボル）に対して、所定長のガードインターバル（ＧＩ：Ｇｕａｒｄ Ｉｎｔｅｒｖａｌ）やサイクリックプレフィックス（ＣＰ：Ｃｙｃｌｉｃ Ｐｒｅｆｉｘ）区間を、無線送信装置において付加することによって、無線受信装置におけるマルチパス干渉の影響を低減している。
マルチパスフェージングなどの伝搬路の状況によって、無線送信装置が無線受信装置に送信した信号の振幅や位相が変動する。よって、無線受信装置では、その変動を補償する必要がある。そのために、無線送信装置と無線受信装置との間で既知の信号をパイロット信号として、送信信号の一部に挿入することで、無線受信装置は伝搬路を推定している。この伝搬路推定は、高精度で行うことが望ましい。
As a method using multi-carrier transmission, OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing), OFDMA (Orthogonal Frequency Division Multiple Access: Multiple C-Multi Code), MC-CDM (Division multiplexing) is known. In these multicarrier transmissions, a predetermined length guard interval (GI: Guard Interval) or cyclic prefix (CP: Cyclic Prefix) section is added to the multicarrier symbol (OFDM symbol in OFDM) in the radio transmission apparatus. As a result, the influence of multipath interference in the wireless receiver is reduced.
The amplitude and phase of the signal transmitted from the wireless transmission device to the wireless reception device vary depending on the state of the propagation path such as multipath fading. Therefore, the wireless receiver needs to compensate for the fluctuation. For this purpose, the wireless reception device estimates the propagation path by inserting a known signal between the wireless transmission device and the wireless reception device as a pilot signal into a part of the transmission signal. This propagation path estimation is desirably performed with high accuracy.
図２１は、従来のＯＦＤＭ伝送方式におけるパイロット信号の挿入方法の一例を説明する図である。図２１において、横軸は時間を示しており、縦軸は周波数を示している。ここでは、簡略化して示す１フレームにつき、時間軸方向に１２個のＯＦＤＭシンボルが配置されている。また、周波数軸方向に８個のサブキャリアが配置されている。図２１において、丸印で示したリソースエレメントａ１と同じ右斜め斜線のハッチングを付したリソースエレメントには、パイロット信号が配置されている。また、丸印で示したリソースエレメントａ２と同じ左斜め斜線のハッチングを付したリソースエレメントには、情報データ信号が配置されている。 FIG. 21 is a diagram for explaining an example of a pilot signal insertion method in the conventional OFDM transmission scheme. In FIG. 21, the horizontal axis indicates time, and the vertical axis indicates frequency. Here, twelve OFDM symbols are arranged in the time axis direction for one frame shown in a simplified manner. Also, eight subcarriers are arranged in the frequency axis direction. In FIG. 21, pilot signals are arranged in resource elements that are hatched with the same diagonal diagonal right as the resource element a1 indicated by a circle. In addition, an information data signal is arranged in a resource element that is hatched with the same diagonal left diagonal as the resource element a2 indicated by a circle.
図２１では、６つのＯＦＤＭシンボル毎に、周波数軸方向に並んだ全てのサブキャリアに対して、パイロットシンボルが配置されている。この方法を用いれば、パイロット信号を挿入した時点での全てのサブキャリアにおける伝搬路変動を、無線受信装置で推定することができる。
なお、広帯域の周波数を用いて伝送を行う場合や、移動局である無線受信装置が高速で移動する際に、基地局である無線送信装置と通信を行う場合は、送信信号の振幅と位相の変動を周波数軸方向および時間軸方向に追従する必要がある。その時間変動と周波数変動を推定する方法として、周波数軸方向および時間軸方向に対して、パイロット信号をスキャッタード（Ｓｃａｔｔｅｒｅｄ、散乱、散在）に配置する方法が知られている。
In FIG. 21, pilot symbols are arranged for all subcarriers arranged in the frequency axis direction every six OFDM symbols. If this method is used, propagation path fluctuations in all subcarriers at the time when the pilot signal is inserted can be estimated by the radio reception apparatus.
When transmitting using a wideband frequency, or when communicating with a wireless transmission device that is a base station when a wireless reception device that is a mobile station moves at high speed, the amplitude and phase of the transmission signal It is necessary to follow the fluctuation in the frequency axis direction and the time axis direction. As a method for estimating the time variation and the frequency variation, a method is known in which pilot signals are arranged in a scattered manner with respect to the frequency axis direction and the time axis direction.
図２２は、従来のＯＦＤＭ伝送方式におけるパイロット信号の挿入方法の他の一例を説明する図である。図２２において、横軸は時間を示している。また、縦軸は周波数を示している。ここでは、簡略化して示す１フレームにつき、時間軸方向に１２個のＯＦＤＭシンボルが配置されている。また、周波数方向に８個のサブキャリアが配置されている。図２２において、丸印で示したリソースエレメントｂ１と同じ右斜め斜線のハッチングを付したリソースエレメントには、パイロット信号が配置されている。また、丸印で示したリソースエレメントｂ２と同じ左斜め斜線のハッチングを付したリソースエレメントには、情報データ信号が配置されている。 FIG. 22 is a diagram for explaining another example of a pilot signal insertion method in the conventional OFDM transmission scheme. In FIG. 22, the horizontal axis represents time. The vertical axis indicates the frequency. Here, twelve OFDM symbols are arranged in the time axis direction for one frame shown in a simplified manner. Also, eight subcarriers are arranged in the frequency direction. In FIG. 22, pilot signals are arranged in resource elements that are hatched with the same diagonal diagonal right as the resource element b1 indicated by a circle. In addition, information data signals are arranged in the resource elements that are hatched with the same diagonal left diagonal as the resource element b2 indicated by a circle.
周波数軸方向に並んだ８個のサブキャリアと、時間軸方向に並んだ１２個のＯＦＤＭシンボルによって、フレームが構成される。そのフレームにおいて、４個おきのサブキャリアおよび２個おきのＯＦＤＭシンボルにパイロット信号が配置されている。パイロット信号が含まれるＯＦＤＭシンボル毎に、そのパイロット信号は周波数軸方向に移動（シフト）している。この方法を用いることにより、振幅と位相の時間変動と周波数変動に追従することができる。 A frame is composed of 8 subcarriers arranged in the frequency axis direction and 12 OFDM symbols arranged in the time axis direction. In the frame, pilot signals are arranged on every fourth subcarrier and every second OFDM symbol. For each OFDM symbol including the pilot signal, the pilot signal moves (shifts) in the frequency axis direction. By using this method, it is possible to follow time variation and frequency variation in amplitude and phase.
しかしながら、マルチキャリア伝送を用いて通信する場合において、ガードインターバル（ＧＩ）の区間よりも長い時間差で、複数の到来波を無線受信装置が受信した場合に、前のシンボルが高速フーリエ変換（ＦＦＴ：Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）の処理を行う区間に入り込むことになる。これにより、シンボル間干渉（ＩＳＩ：Ｉｎｔｅｒ Ｓｙｍｂｏｌ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）が生じる。また、ガードインターバル（ＧＩ）の区間よりも長い時間差で、複数の到来波を無線受信装置が受信した場合に、高速フーリエ変換の処理を行う区間に、シンボルの切れ目、つまり信号の不連続区間が入ることになる。これにより、キャリア間干渉（ＩＣＩ：Ｉｎｔｅｒ Ｃａｒｒｉｅｒ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）が生じる。 However, in the case of communication using multicarrier transmission, when a wireless reception apparatus receives a plurality of incoming waves with a time difference longer than a guard interval (GI), the previous symbol is converted into a fast Fourier transform (FFT: (Fast Fourier Transform) processing is entered. This causes intersymbol interference (ISI: Inter Symbol Interference). In addition, when the wireless reception apparatus receives a plurality of incoming waves with a time difference longer than the guard interval (GI) section, symbol breaks, that is, signal discontinuous sections are included in the section in which fast Fourier transform processing is performed. Will enter. This causes intercarrier interference (ICI: Inter Carrier Interference).
図２３は、マルチパス環境下において、無線送信装置から無線受信装置に到達する信号を示す図である。図２３において、横軸は時間を示している。信号ｓ１〜ｓ４は、４つのマルチパスを経由して、無線送信装置から無線受信装置に到達した信号を示している。各信号ｓ１〜ｓ４の先頭には、信号の後半部分を複製（コピー）したガードインターバル（ＧＩ）が付加されている。より具体的には、信号ｓ１の先頭部分には、ガードインターバルｇ１が付加されている。また、信号ｓ２の先頭部分には、ガードインターバルｇ２が付加されている。また、信号ｓ３の先頭部分には、ガードインターバルｇ３が付加されている。また、信号ｓ４の先頭部分には、ガードインターバルｇ４が付加されている。
信号ｓ１は、直達波（先行波）を示している。また、信号ｓ２は、信号ｓ１に対して、ガードインターバル（ＧＩ）よりも短い遅延ｔ１が生じた遅延波を示している。また、信号ｓ３、ｓ４は、信号ｓ１に対して、ガードインターバル（ＧＩ）よりも長い遅延ｔ２、ｔ３がそれぞれ生じた遅延波を示している。なお、信号ｓ１〜ｓ４を、それぞれ到来波とも称する。
信号ｓ３、ｓ４の前にある領域Ｒ１、Ｒ２は、所望する信号の先頭部分が、所望する信号の高速フーリエ変換（ＦＦＴ）の処理を行う区間に入った領域を示している。区間ｔ４は、所望する信号の高速フーリエ変換（ＦＦＴ）の処理を行う区間を示している。領域Ｒ１、Ｒ２が、シンボル間干渉（ＩＳＩ）の成分となる。シンボル間干渉（ＩＳＩ）の成分は、干渉成分であるので、無線受信装置での復調時の特性劣化の原因となる。また、信号ｓ３、ｓ４では、区間ｔ４にシンボルの切れ目が入ることになり、これがキャリア間干渉（ＩＣＩ）の原因となる。
FIG. 23 is a diagram illustrating a signal arriving from the wireless transmission device to the wireless reception device in a multipath environment. In FIG. 23, the horizontal axis indicates time. Signals s1 to s4 indicate signals that have reached the wireless reception device from the wireless transmission device via four multipaths. A guard interval (GI) obtained by duplicating (copying) the latter half of the signal is added to the head of each signal s1 to s4. More specifically, a guard interval g1 is added to the head portion of the signal s1. Further, a guard interval g2 is added to the head portion of the signal s2. A guard interval g3 is added to the head portion of the signal s3. A guard interval g4 is added to the head portion of the signal s4.
The signal s1 indicates a direct wave (preceding wave). Further, the signal s2 indicates a delayed wave in which a delay t1 shorter than the guard interval (GI) is generated with respect to the signal s1. Signals s3 and s4 indicate delayed waves in which delays t2 and t3 longer than the guard interval (GI) are generated with respect to the signal s1, respectively. The signals s1 to s4 are also referred to as incoming waves.
Regions R1 and R2 in front of the signals s3 and s4 indicate regions where the head portion of the desired signal has entered an interval for performing fast Fourier transform (FFT) processing of the desired signal. A section t4 indicates a section in which fast Fourier transform (FFT) processing of a desired signal is performed. Regions R1 and R2 are components of intersymbol interference (ISI). Since the component of intersymbol interference (ISI) is an interference component, it causes characteristic deterioration during demodulation in the radio reception apparatus. In addition, in the signals s3 and s4, a symbol break occurs in the interval t4, which causes inter-carrier interference (ICI).
図２４（ａ）は、サブキャリア間が直交している場合の一例を示す図である。図２４（ｂ）は、キャリア間干渉（ＩＣＩ）によってサブキャリア間で干渉が生じる場合の一例を示す図である。図２４（ａ）、図２４（ｂ）は、無線送信装置と無線受信装置との間で、マルチキャリア方式を用いて信号を送受信する場合のサブキャリアの一例を示している。
図２４（ａ）では、サブキャリア間が直交しており、キャリア間干渉（ＩＣＩ）が生じないため、サブキャリア間で干渉が生じない。図２４（ｂ）は、キャリア間干渉（ＩＣＩ）によって、サブキャリア間で干渉が生じている場合を示している。
ガードインターバル（ＧＩ）を超える到来波が存在しない場合には、図２４（ａ）のように、点線で示した周波数ｆ０では、ある一つのサブキャリア成分のみが含まれ、他のサブキャリア成分は含まれない。このような状態は、サブキャリア間の直交性が保たれている状態である。通常のマルチキャリア通信では、サブキャリア間の直交性が保たれた信号を、無線受信装置が復調する。
これに対して、ガードインターバル（ＧＩ）の長さを超える遅延が生じた到来波を無線受信装置が受信した場合には、図２４（ｂ）のように、点線部分の周波数ｆ０では、所望のサブキャリア成分以外にも隣接するサブキャリアの成分が含まれ、干渉が生じている。この状態は、サブキャリア間の直交性が保たれていない状態である。キャリア間干渉（ＩＣＩ）の成分は、無線受信装置における受信特性の劣化の原因となる。
FIG. 24A is a diagram illustrating an example when subcarriers are orthogonal to each other. FIG.24 (b) is a figure which shows an example in case interference arises between subcarriers by intercarrier interference (ICI). FIG. 24A and FIG. 24B illustrate an example of subcarriers when signals are transmitted and received using a multicarrier scheme between a wireless transmission device and a wireless reception device.
In FIG. 24A, since the subcarriers are orthogonal to each other and no intercarrier interference (ICI) occurs, no interference occurs between the subcarriers. FIG. 24B shows a case where interference occurs between subcarriers due to intercarrier interference (ICI).
When there is no incoming wave exceeding the guard interval (GI), only one subcarrier component is included in the frequency f0 indicated by the dotted line as shown in FIG. Not included. Such a state is a state in which the orthogonality between the subcarriers is maintained. In normal multicarrier communication, a radio receiver demodulates a signal in which orthogonality between subcarriers is maintained.
On the other hand, when the wireless reception device receives an incoming wave with a delay exceeding the length of the guard interval (GI), a desired frequency f0 is indicated by a dotted line as shown in FIG. In addition to the subcarrier component, adjacent subcarrier components are included, causing interference. This state is a state in which the orthogonality between subcarriers is not maintained. The component of inter-carrier interference (ICI) causes deterioration of reception characteristics in the radio reception apparatus.
ガードインターバル（ＧＩ）を超える到来波が存在する場合において、シンボル間干渉（ＩＳＩ）やキャリア間干渉（ＩＣＩ）による受信特性の劣化を改善するための方法が、特許文献１に開示されている。この特許文献１では、無線受信装置は復調処理を一度行った後、ＭＡＰ（Ｍａｘｉｍｕｍ ａ ｐｏｓｔｅｒｉｏｒｉ Ｐｒｏｂａｂｉｌｉｔｙ：最大事後確率）復号器の出力である誤り訂正結果を利用し、シンボル間干渉（ＩＳＩ）の成分やキャリア間干渉（ＩＣＩ）の成分を含む所望以外のサブキャリアの複製信号（レプリカ信号）を作成する。そして、無線受信装置は、作成したレプリカ信号を受信信号から除去した信号に対して、復調処理を再度行うことにより、シンボル間干渉（ＩＳＩ）やキャリア間干渉（ＩＣＩ）によって、受信特性が低下することを防いでいる。
一方、マルチキャリア伝送方式と、ＣＤＭ（Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：符号分割多重）方式やＣＤＭＡ（Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ符号分割多元接続）方式を組み合わせた方式として、ＭＣ−ＣＤＭ（Ｍｕｌｔｉ Ｃａｒｒｉｅｒ−Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：マルチキャリア符号分割多重）方式や、ＭＣ−ＣＤＭＡ（Ｍｕｌｔｉ Ｃａｒｒｉｅｒ−Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ：マルチキャリア符号分割多元接続）が知られている。 Meanwhile, MC-CDM (Multi Carrier-Code Multiplexing Multiplexing Multiplexing) is a combination of the multicarrier transmission method and the Code Division Multiplexing (CDM) method and the Code Division Multiple Access Code Division Multiple Access (CDMA) method. A carrier code division multiplexing (MC) scheme and MC-CDMA (Multi Carrier-Code Division Multiple Access) are known.
図２５（ａ）は、ＭＣ−ＣＤＭ方式で用いられるサブキャリアの一例を示す図である。図２５（ｂ）は、図２５（ａ）に示した各サブキャリアに対応する直交符号を示す図である。図２５（ａ）において、横軸は周波数を示している。図２５（ａ）では、周波数軸上に８個のサブキャリアが配置されている。また、図２５（ｂ）は、図２５（ａ）に示す各サブキャリアに対応する直交符号Ｃ８，１、Ｃ８，２、Ｃ８，７を示している。ここでは、Ｃ８，１＝（１，１，１，１，１，１，１，１）、Ｃ８，２＝（１，１，１，１，−１，−１，−１，−１）、Ｃ８，７＝（１，−１，−１，１，１，−１，−１，１）である。無線送信装置において、無線受信装置に送信するデータに対して、この３種類の直交符号を掛けることにより、３つのデータ系列を同一時間及び同一周波数を用いて、多重して送信することができる。これが、ＭＣ−ＣＤＭ方式の特徴の一つである。
なお、３種類の直交符号Ｃ８，１、Ｃ８，２、Ｃ８，７は、それぞれ周期が８であり、一周期の間で加算を行うことにより直交符号間でデータの分離を行う。なお、図２５（ａ）中のＳＦｆｒｅｑは、直交符号の周期を示している。
FIG. 25A is a diagram illustrating an example of subcarriers used in the MC-CDM scheme. FIG.25 (b) is a figure which shows the orthogonal code corresponding to each subcarrier shown to Fig.25 (a). In FIG. 25A, the horizontal axis indicates the frequency. In FIG. 25A, eight subcarriers are arranged on the frequency axis. FIG. 25B shows orthogonal codes C 8,1 , C 8,2 , C 8,7 corresponding to the subcarriers shown in FIG. Here, C 8,1 = (1,1,1,1,1,1,1,1), C 8,2 = (1,1,1,1, -1, -1, -1, - 1), C 8,7 = (1 , -1, -1,1,1, -1, a -1). In the wireless transmission device, by multiplying the data to be transmitted to the wireless reception device by these three types of orthogonal codes, it is possible to multiplex and transmit the three data series using the same time and the same frequency. This is one of the features of the MC-CDM system.
Note that the three types of orthogonal codes C 8,1 , C 8,2 , C 8,7 each have a period of 8, and data is separated between orthogonal codes by performing addition during one period. Note that SF freq in FIG. 25A indicates the period of the orthogonal code.
図２６（ａ）は、ＭＣ−ＣＤＭ方式で用いられるサブキャリアの一例を示す図である。図２６（ｂ）は、図２６（ａ）に示した各サブキャリアに対応する符号を示す図である。図２６（ａ）において、横軸は周波数を示している。
無線送信装置が送信するＭＣ−ＣＤＭ方式の信号は、空中を伝搬して、無線受信装置で受信される。図２６（ｂ）は、このＭＣ−ＣＤＭ方式の信号に対して用いられる符号Ｃ’８，１、Ｃ’８，２、Ｃ’８，７を示している。
FIG. 26A is a diagram illustrating an example of subcarriers used in the MC-CDM scheme. FIG.26 (b) is a figure which shows the code | symbol corresponding to each subcarrier shown to Fig.26 (a). In FIG. 26A, the horizontal axis indicates the frequency.
The MC-CDM signal transmitted by the wireless transmission device propagates through the air and is received by the wireless reception device. FIG. 26B shows codes C ′ 8,1 , C ′ 8,2 and C ′ 8,7 used for the MC-CDM system signal.
図２６（ａ）及び図２６（ｂ）では、符号Ｃ’８，１、Ｃ’８，２、Ｃ’８，７の周期中において、周波数変動が小さい場合を示している。具体的には、図２６（ａ）では、周期ＳＦｆｒｅｑ中の周波数変動が、３ｄＢ以下である。無線受信装置は、符号Ｃ８，１＝［１，１，１，１，１，１，１，１］を用いて、符号Ｃ’８，１、Ｃ’８，２、Ｃ’８，７を逆拡散（ｄｅｓｐｒｅａｄｉｎｇ）する。つまり、符号Ｃ８，１と、符号Ｃ’８，１、Ｃ’８，２、Ｃ’８，７との内積をとる。周期ＳＦｆｒｅｑ内で内積を計算した場合、符号Ｃ’８，１では４であるのに対して、符号Ｃ’８，２と符号Ｃ’８，７ではともに０となる。この様な状況を、符号間の直交性が保たれているという。 26 (a) and 26 (b) show a case where the frequency variation is small during the periods of the symbols C ′ 8,1 , C ′ 8,2 , C ′ 8,7 . Specifically, in FIG. 26A, the frequency fluctuation during the period SF freq is 3 dB or less. The wireless reception device uses the code C 8,1 = [1,1,1,1,1,1,1,1] to code C ′ 8,1 , C ′ 8,2 , C ′ 8,7. Is despread. That is, the inner product of the code C 8,1 and the codes C ′ 8,1 , C ′ 8,2 , C ′ 8,7 is taken. When the inner product is calculated within the period SF freq , it is 4 for the code C ′ 8,1 , whereas it is 0 for the code C ′ 8,2 and the code C ′ 8,7 . Such a situation is said to maintain the orthogonality between codes.
図２７（ａ）は、ＭＣ−ＣＤＭ方式で用いられるサブキャリアの他の一例を示す図である。図２７（ｂ）は、図２７（ａ）に示した各サブキャリアに対応する符号を示す図である。図２７（ａ）において、横軸は周波数を示している。
無線送信装置が送信するＭＣ−ＣＤＭ方式の信号は、空中を伝搬して、無線受信装置で受信される。図２７（ｂ）は、このＭＣ−ＣＤＭ方式の信号に対して用いられる符号Ｃ’’８，１、Ｃ’’８，２、Ｃ’’８，７について示している。
図２７（ａ）では、符号の周期ＳＦｆｒｅｑ中で周波数変動が存在する。具体的には、図２７（ａ）では、周期ＳＦｆｒｅｑ中の周波数変動が６ｄＢである。この場合、符号Ｃ８，１＝［１，１，１，１，１，１，１，１］で逆拡散した場合、符号Ｃ’’８，１では５となり、符号Ｃ’’８，２では３となり、符号Ｃ’’８，７では０となる。つまり、符号Ｃ’’８，１と符号Ｃ’’８，２の間で干渉成分が存在し、符号間の直交性が保たれていない。このように、伝搬路の周波数変動が早い、つまり、周波数方向に大きく変動する場合には、ＭＣ−ＣＤＭ方式においては、コード間干渉（Ｍｕｌｔｉ Ｃｏｄｅ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）が生じる。このコード間干渉が、無線受信装置における受信特性の劣化の原因となる。
FIG. 27A is a diagram illustrating another example of subcarriers used in the MC-CDM scheme. FIG.27 (b) is a figure which shows the code | symbol corresponding to each subcarrier shown to Fig.27 (a). In FIG. 27A, the horizontal axis indicates the frequency.
The MC-CDM signal transmitted by the wireless transmission device propagates through the air and is received by the wireless reception device. FIG. 27B shows codes C ″ 8,1 , C ″ 8,2 , C ″ 8,7 used for the MC-CDM signal.
In FIG. 27A, there is a frequency variation in the code period SF freq . Specifically, in FIG. 27A, the frequency variation in the period SF freq is 6 dB. In this case, when the code C 8,1 = [1,1,1,1,1,1,1,1,1] is despread, the code C ″ 8,1 becomes 5 and the code C ″ 8,2 Becomes 3, and becomes 0 when the code C ″ 8,7 . That is, an interference component exists between the code C ″ 8,1 and the code C ″ 8,2 , and the orthogonality between the codes is not maintained. Thus, when the frequency variation of the propagation path is fast, that is, when the channel fluctuates greatly in the frequency direction, inter-code interference (Multi Code Interference) occurs in the MC-CDM system. This inter-code interference causes the reception characteristics of the radio reception apparatus to deteriorate.
また、特許文献２には、符号間の直交性の崩れによる無線受信装置での受信特性の劣化を改善する方法が記載されている。この特許文献２では、下りリンクと上りリンクの双方において、ＭＣ−ＣＤＭ通信時のコード多重によって生じるコード間干渉を取り除いている。そして、誤り訂正後または逆拡散後のデータを用いて、所望コード以外の信号を除去することにより、無線受信装置における受信特性の改善を図っている。
しかしながら、従来技術では、サブキャリア数の多いマルチキャリア信号やＭＣ−ＣＤＭ信号を、無線受信装置で復調する際の演算量が増加する。また、ＭＣ−ＣＤＭの通信方式を用いてコード間干渉を取り除く際に、コード多重数分だけ演算量が増加する。 However, in the prior art, the amount of calculation when demodulating a multicarrier signal or MC-CDM signal having a large number of subcarriers by a radio reception apparatus increases. In addition, when the inter-code interference is removed using the MC-CDM communication method, the amount of calculation increases by the number of multiplexed codes.
このため、従来技術では、無線送信装置から受信するパイロット信号などの信号を復調する際の演算量が増加し、シンボル間干渉やキャリア間干渉やコード間干渉に対する耐性が低下し、無線受信装置における伝搬路推定の精度が悪化するという問題があった。 For this reason, in the prior art, the amount of computation when demodulating a signal such as a pilot signal received from the wireless transmission device is increased, and resistance to inter-symbol interference, inter-carrier interference, and inter-code interference is reduced. There was a problem that the accuracy of propagation path estimation deteriorated.
本発明は、上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、送信装置から受信するパイロット信号などの信号を復調する際の演算量を減少させ、シンボル間干渉やキャリア間干渉やコード間干渉に対する耐性を高め、伝搬路推定の精度を向上させることができる受信装置及び受信方法を提供することにある。 The present invention has been made in view of the above circumstances, and an object of the present invention is to reduce the amount of calculation when demodulating a signal such as a pilot signal received from a transmission apparatus, and to reduce inter-symbol interference, inter-carrier interference, and inter-code interference. An object of the present invention is to provide a receiving apparatus and a receiving method capable of improving resistance to interference and improving the accuracy of channel estimation.
（１） 本発明は、上記課題を解決するためになされたもので、本発明の一態様による受信装置は、送信装置が送信した信号のレプリカであるレプリカ信号を、受信した信号に基づいて作成するレプリカ信号作成部と、前記レプリカ信号作成部が作成したレプリカ信号を用いて、前記受信した信号を複数のブロックに分割する受信信号分割部と、前記受信信号分割部が分割したブロック毎の信号の伝搬路を推定する伝搬路推定部と、前記伝搬路推定部が伝搬路を推定した情報を用いて、ブロック毎の信号を合成する合成部と、前記合成部が合成した信号を復調する復調部と、前記復調部が復調した信号を復号する復号部と、を備える。 (1) The present invention has been made to solve the above problems, and a receiving device according to one aspect of the present invention creates a replica signal that is a replica of a signal transmitted by a transmitting device, based on the received signal. A replica signal creating unit, a received signal dividing unit that divides the received signal into a plurality of blocks using the replica signal created by the replica signal creating unit, and a signal for each block divided by the received signal dividing unit A propagation path estimation unit for estimating a propagation path, a synthesis unit for synthesizing signals for each block using the information estimated by the propagation path estimation unit, and a demodulation for demodulating the signal synthesized by the synthesis unit And a decoding unit for decoding the signal demodulated by the demodulation unit.
（２） また、本発明の一態様による受信装置の前記レプリカ信号作成部は、前記復号部が復号した信号を、前記レプリカ信号として、繰返し処理を行う。 (2) In addition, the replica signal generation unit of the receiving device according to an aspect of the present invention performs iterative processing using the signal decoded by the decoding unit as the replica signal.
（３） また、本発明の一態様による受信装置の前記伝搬路推定部は、チャネルインパルス応答推定値を推定し、前記受信信号分割部は、前記チャネルインパルス応答推定値と、前記レプリカ信号作成部が作成した前記レプリカ信号とに基づいて、各時間帯の到来波のレプリカを生成する到来波レプリカ生成部と、前記受信した受信信号から前記到来波レプリカ生成部が生成した各時間帯の到来波のレプリカを減算する減算部とを備える。 (3) In addition, the propagation path estimation unit of the reception device according to one aspect of the present invention estimates a channel impulse response estimation value, and the reception signal division unit includes the channel impulse response estimation value and the replica signal generation unit. An incoming wave replica generation unit that generates a replica of an incoming wave in each time zone based on the replica signal generated by the incoming signal, and an incoming wave in each time zone generated by the incoming wave replica generation unit from the received received signal And a subtracting unit for subtracting the replicas.
（４） また、本発明の一態様による受信装置の前記受信信号分割部は、前記繰返し処理において、前回推定されたチャネルインパルス応答推定値に基づいて前記受信信号を分割する。 (4) In addition, the reception signal dividing unit of the reception device according to one aspect of the present invention divides the reception signal based on a channel impulse response estimated value estimated last time in the iterative processing.
（５） また、本発明の一態様による受信装置の前記合成部は、前記繰返し処理において、前記伝搬路推定部が伝搬路を直前に推定した最新の情報を用いて、ブロック毎の信号を合成する。 (5) In addition, the combining unit of the receiving device according to an aspect of the present invention combines the signals for each block using the latest information that the propagation path estimation unit estimated immediately before the propagation path in the iterative processing. To do.
（６） また、本発明の一態様による受信装置は、拡散符号によって拡散処理された信号を逆拡散処理する逆拡散部を備える。 (6) A receiving apparatus according to an aspect of the present invention includes a despreading unit that despreads a signal that has been spread by a spreading code.
（７） また、本発明の一態様による受信装置の前記復調部は、前記逆拡散部が逆拡散を行った単位で、前記合成部が合成した信号を復調し、前記復号部は、前記逆拡散部が逆拡散を行った単位で、前記復調部が復調した信号を復号する。 (7) In the reception device according to the aspect of the present invention, the demodulation unit demodulates the signal synthesized by the synthesis unit in a unit in which the despreading unit performs despreading, and the decoding unit The signal demodulated by the demodulating unit is decoded in a unit in which the spreading unit performs despreading.
（８） また、本発明の一態様による受信装置の前記レプリカ信号作成部は、周波数分割多重伝送方式のレプリカ信号を作成する。 (8) In addition, the replica signal creation unit of the receiving device according to one aspect of the present invention creates a frequency division multiplex transmission scheme replica signal.
（９） また、本発明の一態様による受信装置の前記受信信号分割部は、前記各ブロックに含まれる到来波の長さが所定長以下となるようにブロックに分割する。 (9) In addition, the reception signal division unit of the reception device according to an aspect of the present invention divides the received wave included in each block into blocks so that the length of an incoming wave is a predetermined length or less.
（１０） また、本発明の一態様による受信装置は、前記所定長をガードインターバル長とする。 (10) In the reception device according to the aspect of the present invention, the predetermined length is set as a guard interval length.
（１１） また、本発明の一態様による受信装置の前記受信信号分割部は、前記各ブロックに含まれる到来波の数が所定数以下となるようにブロックに分割する。 (11) In addition, the reception signal division unit of the reception device according to one aspect of the present invention divides the received signal into blocks so that the number of incoming waves included in each block is equal to or less than a predetermined number.
（１２） また、本発明の一態様による受信装置の前記受信信号分割部は、前記各ブロックに含まれる到来波の電力値の和が所定値以下となるようにブロックに分割する。 (12) In addition, the reception signal division unit of the reception device according to an aspect of the present invention divides the received signal into blocks so that the sum of the power values of the incoming waves included in each block is equal to or less than a predetermined value.
（１３） また、本発明の一態様による受信装置は、前記受信信号分割部と前記伝搬路推定部とが、並列処理の動作を行う。 (13) In the reception device according to one aspect of the present invention, the reception signal division unit and the propagation path estimation unit perform parallel processing operations.
（１４） また、本発明の一態様による受信方法は、送信装置が送信した信号のレプリカであるレプリカ信号を、受信した信号に基づいて作成するレプリカ信号作成過程と、前記レプリカ信号作成過程で作成したレプリカ信号を用いて、前記受信した信号を複数のブロックに分割する受信信号分割過程と、前記受信信号分割過程で分割したブロック毎の信号の伝搬路を推定する伝搬路推定過程と、前記伝搬路推定過程で伝搬路を推定した情報を用いて、ブロック毎の信号を合成する合成過程と、前記合成過程で合成した信号を復調する復調過程と、前記復調過程で復調した信号を復号する復号過程とを有する。 (14) According to another aspect of the present invention, there is provided a reception method in which a replica signal, which is a replica of a signal transmitted by a transmission device, is created based on the received signal, and the replica signal is created. A received signal dividing process for dividing the received signal into a plurality of blocks using the replica signal, a propagation path estimating process for estimating a propagation path of a signal for each block divided in the received signal dividing process, and the propagation Using the information obtained by estimating the propagation path in the path estimation process, a synthesis process for synthesizing the signals for each block, a demodulation process for demodulating the signal synthesized in the synthesis process, and a decoding for decoding the signal demodulated in the demodulation process Process.
本発明の受信装置及び受信方法では、送信装置から受信するパイロット信号などの信号を復調する際の演算量を減少させ、シンボル間干渉やキャリア間干渉やコード間干渉に対する耐性を高め、伝搬路推定の精度を向上させることができる。 In the receiving apparatus and the receiving method of the present invention, the amount of calculation when demodulating a signal such as a pilot signal received from the transmitting apparatus is reduced, the tolerance against inter-symbol interference, inter-carrier interference and inter-code interference is increased, and propagation path estimation is performed. Accuracy can be improved.
以下、図面を参照し、本発明の各実施形態について説明する。始めに、本発明の第１の実施形態について説明する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. First, a first embodiment of the present invention will be described.
（第１の実施形態）
本実施形態では、ガードインターバル（ＧＩ）を超える遅延が生じた到来波に基づいて生じるシンボル間干渉（ＩＳＩ）やキャリア間干渉（ＩＣＩ）や、伝搬路の周波数選択性に基づいて生じるコード間干渉などの干渉が存在する場合であっても、精度良く伝搬路を推定することができる無線受信装置について説明する。
(First embodiment)
In this embodiment, intersymbol interference (ISI) and intercarrier interference (ICI) that occur based on an incoming wave that has a delay exceeding the guard interval (GI), and intercode interference that occurs based on the frequency selectivity of the propagation path. A wireless receiver that can accurately estimate a propagation path even when interference such as the above exists will be described.
図１は、本発明の第１の実施形態による無線送信装置１００ａの構成を示す概略ブロック図である。この無線送信装置１００ａは、Ｓ／Ｐ（Ｓｅｒｉａｌ／Ｐａｒａｌｌｅｌ：シリアル／パラレル）変換部１、コード毎信号処理部２−１〜２−４、ＤＴＣＨ（Ｄａｔａ Ｔｒａｆｆｉｃ Ｃｈａｎｎｅｌ：データトラフィックチャネル）多重部８、ＰＩＣＨ（Ｐｉｌｏｔ Ｃｈａｎｎｅｌ：パイロットチャネル）多重部９、スクランブリング部１０、ＩＦＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ：逆高速フーリエ変換）部１１、ＧＩ（Ｇｕａｒｄ Ｉｎｔｅｒｖａｌ：ガードインターバル）挿入部１２、ＭＡＣ（Ｍｅｄｉａ Ａｃｃｅｓｓ Ｃｏｎｔｒｏｌ：媒体アクセス制御）部７０、フィルタリング処理部７１、Ｄ／Ａ（Ｄｉｇｉｔａｌ／Ａｎａｌｏｇ：デジタル／アナログ）変換部７２、周波数変化部７３、送信アンテナ７４を備えている。
コード毎信号処理部２−１〜２−４は、それぞれ誤り訂正符号化部３、ビットインタリーバ部４、変調部５、シンボルインタリーバ部６、周波数−時間拡散部７を備えている。
FIG. 1 is a schematic block diagram showing a configuration of a wireless transmission device 100a according to the first embodiment of the present invention. This wireless transmission device 100a includes an S / P (Serial / Parallel)
Each code signal processing unit 2-1 to 2-4 includes an error
ＭＡＣ部７０は、Ｓ／Ｐ変換部１に情報信号を出力する。Ｓ／Ｐ変換部１は、ＭＡＣ部７０から入力された情報信号を、直列信号から並列信号に変換し、コード毎信号処理部２−１〜２−４に出力する。
次に、コード毎信号処理部２−１について説明する。なお、コード毎信号処理部２−２〜２−４の構成は、コード毎信号処理部２−１と同じである。よって、コード毎信号処理部２−２〜２−４については、それらの説明を省略する。
The
Next, the code-by-code signal processing unit 2-1 will be described. The configuration of each code signal processing unit 2-2 to 2-4 is the same as that of each code signal processing unit 2-1. Therefore, description of the signal processing units 2-2 to 2-4 for each code is omitted.
コード毎信号処理部２−１の誤り訂正符号化部３は、Ｓ／Ｐ変換部１から入力された信号に対して、誤り訂正符号化の処理を行い、ビットインタリーバ部４に出力する。誤り訂正符号化の処理としては、例えば、ターボ符号化や、ＬＤＰＣ（Ｌｏｗ Ｄｅｎｓｉｔｙ Ｐａｒｉｔｙ Ｃｈｅｃｋ）符号化や、畳み込み符号化などが用いられる。
ビットインタリーバ部４は、誤り訂正符号化部３から入力された信号に対して、ビットインターリーブの処理を行い、変調部５に出力する。ビットインターリーブとは、周波数選択性フェージングによる受信電力の落ち込みに基づいて、バースト誤りが生ずるのを改善するために、ビット毎にその順番を適切な順序で入れ替える処理である。
The error
The bit interleaver 4 performs bit interleaving on the signal input from the
変調部５は、ビットインタリーバ部４から入力された信号に対して、変調の処理を行い、シンボルインタリーバ部６に出力する。変調には、ＢＰＳＫ（Ｂｉｎａｒｙ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ：２相位相偏移変調）や、ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ：４相位相偏移変調）や、１６ＱＡＭ（１６ Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：１６値直交振幅変調）や、６４ＱＡＭ（６４ Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：６４値直交振幅変調）などのシンボル変調処理が用いられる。
シンボルインタリーバ部６は、変調部５から入力された信号に対して、シンボルインタリーブの処理を行い、周波数−時間拡散部７に出力する。シンボルインタリーブとは、バースト誤りの改善のためにシンボル毎にその順番を適切な順序で入れ替える処理である。
周波数−時間拡散部７は、シンボルインタリーバ部６から入力された信号を、所定の拡散コード（チャネライゼーションコード）を用いて拡散し、ＤＴＣＨ多重部８に出力する。本実施形態では、拡散コードとして、ＯＶＳＦ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｖａｒｉａｂｌｅ Ｓｐｒｅａｄ Ｆａｃｔｏｒ：直交可変拡散符号）を用いているが、他の拡散コードを用いても良い。
The
The frequency-
なお、無線送信装置１００ａは、コード毎信号処理部２−２〜２−４を、コード多重数Ｃｍｕｘ（Ｃｍｕｘは１以上の自然数）備えている。本実施形態では、Ｃｍｕｘ＝４である。異なる拡散コードで拡散された信号が、コード毎信号処理部２−１の出力として、ＤＴＣＨ多重部８に入力される。
ＤＴＣＨ多重部８は、コード毎信号処理部２−１〜２−４から入力される信号を、加算することによって多重し、ＰＩＣＨ多重部９に出力する。
ＰＩＣＨ多重部９は、ＤＴＣＨ多重部８から入力された信号に対して、パイロット信号を多重し、スクランブリング部１０に出力する。つまり、ＰＩＣＨ多重部９は、伝搬路推定などに使用するパイロットチャネル（ＰＩＣＨ）を、ＤＴＣＨ多重部８から入力される信号の所定の位置に挿入する。ＰＩＣＨ多重部９は、図２１で説明した時間多重配置や、図２２で説明したスキャッタード配置などを用いて、パイロット信号を配置する。
The wireless transmission device 100a includes code-by-code signal processing units 2-2 to 2-4, and a code multiplexing number C mux (C mux is a natural number of 1 or more). In this embodiment, C mux = 4. A signal spread with a different spreading code is input to the DTCH multiplexing unit 8 as an output of the signal processing unit 2-1 for each code.
The DTCH multiplexing unit 8 multiplexes the signals input from the code-by-code signal processing units 2-1 to 2-4 by addition and outputs the multiplexed signal to the
The
スクランブリング部１０は、ＰＩＣＨ多重部９から入力される信号を、基地局である無線送信装置１００ａに固有のスクランブリングコードを用いて拡散（スクランブル）し、ＩＦＦＴ部１１に出力する。
ＩＦＦＴ部１１は、スクランブリング部１０から入力される信号を、周波数領域の信号から時間領域の信号に変換し、ＧＩ挿入部１２に出力する。
ＧＩ挿入部１２は、ＩＦＦＴ部１１から入力される信号に対して、ガードインターバル（ＧＩ）を挿入し、フィルタリング処理部７１に出力する。なお、ＧＩ挿入部１２は、ガードインターバル（ＧＩ）として、信号シンボルのサイクリックプレフィックスを用いても良い。
The scrambling
The
The
フィルタリング処理部７１は、ＧＩ挿入部１２から入力される信号に対して、フィルタリング処理を行い、Ｄ／Ａ変換部７２に出力する。
Ｄ／Ａ変換部７２は、フィルタリング処理部７１から入力される信号を、デジタル信号からアナログ信号に変換し、周波数変換部７３に出力する。
周波数変換部７３は、Ｄ／Ａ変換部７２から入力される信号に対して、周波数変換処理やアップコンバート処理を行い、送信信号として送信アンテナ７４から無線受信装置２００ａに送信する。
The
The D /
The
図１の無線送信装置１００ａでは、コード毎信号処理部２−１〜２−４に、ビットインタリーバ部４及びシンボルインタリーバ部６の両方が配置されている場合を説明したが、このような構成に限定されるものではない。例えば、コード毎信号処理部２−１〜２−４に、ビットインタリーバ部４又はシンボルインタリーバ部６のいずれか一方のみを配置しても良い。また、コード毎信号処理部２−１〜２−４に、ビットインタリーバ部４及びシンボルインタリーバ部６を配置しなくても良い。
In the wireless transmission device 100a of FIG. 1, the case where both the bit
図２は、本発明の第１の実施形態による無線受信装置２００ａの構成を示す概略ブロック図である。この無線受信装置２００ａは、シンボル同期部２１、初回処理用伝搬路・雑音電力推定部２２、ＭＡＰ検出部２３、コード毎ＭＡＰ復号部２４−１〜２４−４、レプリカ信号作成部２８、Ｐ／Ｓ（Ｐａｒａｌｌｅｌ ／ Ｓｅｒｉａｌ：パラレル／シリアル）変換部３９、受信アンテナ７５、周波数変換部７６、Ａ／Ｄ（Ａｎａｌｏｇ／Ｄｉｇｉｔａｌ：アナログ／デジタル）変換部７７を備えている。
レプリカ信号作成部２８は、コード毎シンボル生成部２９−１〜２９−４、ＤＴＣＨ多重部３４、ＰＩＣＨ多重部３５、スクランブリング部３６、ＩＦＦＴ部３７、ＧＩ挿入部３８を備えている。
FIG. 2 is a schematic block diagram showing the configuration of the wireless reception device 200a according to the first embodiment of the present invention. This radio reception apparatus 200a includes a
The replica signal creation unit 28 includes code-by-code symbol generation units 29-1 to 29-4, a
レプリカ信号作成部２８は、無線送信装置１００ａ（図１）の送信アンテナ７４から送信された送信信号のレプリカであるレプリカ信号を、無線受信装置２００ａ（図２）の受信アンテナ７５が受信した受信信号ｒ（ｔ）に基づいて作成する。より具体的には、レプリカ信号作成部２８は、ＭＡＰ復号部２６が算出する対数尤度比に基づいて、レプリカ信号を作成する。
The replica signal creation unit 28 receives a replica signal, which is a replica of the transmission signal transmitted from the
コード毎シンボル生成部２９−１〜２９−４は、ビットインタリーバ部３０、シンボル生成部３１、シンボルインタリーバ部３２、周波数−時間拡散部３３を備えている。
また、コード毎ＭＡＰ復号部２４−１〜２４−４は、ビットインタリーバ２５、ＭＡＰ復号部２６、減算部２７を備えている。
Each code symbol generation unit 29-1 to 29-4 includes a bit
Each code MAP decoding unit 24-1 to 24-4 includes a
受信アンテナ７５は、無線送信装置１００ａ（図１）から送信された信号を受信し、周波数変換部７６に出力する。
周波数変換部７６は、送信アンテナ７５から入力される信号に対して、周波数変換処理やダウンコンバート処理を行い、Ａ／Ｄ変換部７７に出力する。
Ａ／Ｄ変換部７７は、周波数変換部７６から入力される信号を、アナログ信号からデジタル信号に変換する。そして、Ａ／Ｄ変換部７７は、アナログ信号からデジタル信号に変換した信号ｒ（ｔ）を、シンボル同期部２１、初回処理用伝搬路・雑音電力推定部２２、ＭＡＰ検出部２３に出力する。
The
The
The A /
シンボル同期部２１は、Ａ／Ｄ変換部７７から入力される信号に基づいて、シンボル同期をとる。つまり、シンボル同期部２１は、ガードインターバル（ＧＩ）と、有効信号区間との相関特性などを使用してシンボル同期をとる。シンボル同期部２１による処理結果に基づいて、無線受信装置２００ａでの以降の信号処理が行われる。
The
初回処理用伝搬路推定・雑音電力推定部２２は、Ａ／Ｄ変換部７７から入力される信号に含まれるパイロットチャネル（ＰＩＣＨ）を利用して、チャネルインパルス応答推定値や、雑音電力推定値を推定し、ＭＡＰ検出部２３に出力する。
初回処理用伝搬路推定・雑音電力推定部２２は、パイロットチャネル（ＰＩＣＨ）のレプリカ信号を作成し、その絶対値の２乗誤差が最小になるようにＲＬＳ（Ｒｅｃｕｒｓｉｖｅ Ｌｅａｓｔ Ｓｑｕａｒｅｓ：再帰最小２乗）アルゴリズムを用いて伝搬路を推定する。
なお、初回処理用伝搬路推定・雑音電力推定部２２は、受信信号と、パイロットチャネル（ＰＩＣＨ）のレプリカ信号との相互相関を時間軸又は周波数軸でとることによって伝搬路を推定しても良い。初回処理用伝搬路推定・雑音電力推定部２２は、これらの方法以外の方法を用いて、伝搬路推定値を推定しても良い。
The initial processing propagation channel estimation / noise
The initial processing channel estimation / noise
Note that the initial processing propagation path estimation / noise
また、初回処理用伝搬路推定・雑音電力推定部２２は、推定したチャネルインパルス応答を利用してパイロットチャネル（ＰＩＣＨ）のレプリカを作成し、そのレプリカと受信したパイロットチャネル（ＰＩＣＨ）との差分から雑音電力推定値を求める。なお、初回処理用伝搬路推定・雑音電力推定部２２は、その他の方法を用いて雑音電力推定値を求めても良い。
Further, the initial processing channel estimation / noise
なお、初回処理用伝搬路推定・雑音電力推定部２２が出力するチャネルインパルス応答推定値や雑音電力推定値は、ＭＡＰ検出部２３のＭＭＳＥフィルタ部４６での初回処理時と、到来波レプリカ生成部４０での１回目の繰返し処理時に用いられる。
なお、初回処理用伝搬路推定・雑音電力推定部２２は、ＭＡＰ検出部２３のＦＦＴ部４４が出力する信号であって、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）の処理後の信号を用いて、チャネルインパルス応答推定値や雑音電力推定値を推定しても良い。
The channel impulse response estimation value and the noise power estimation value output from the initial process propagation path estimation / noise
Note that the initial processing channel estimation / noise
初回処理用伝搬路・雑音電力推定部２２が出力する初回処理用のチャネルインパルス応答推定値および初回処理用の雑音電力推定値は、ＭＡＰ検出部２３に入力される。ＭＡＰ検出部２３は、最大事後確率（ＭＡＰ）復号法を用いて、ビット毎の対数尤度比を算出する。
ＭＡＰ検出部２３は、初回処理時には、受信信号と初回処理用のチャネルインパルス応答推定値と初回処理用の雑音電力推定値とを用いて、ビット毎の対数尤度比を算出し、ビットデインタリーバ部２５に出力する。対数尤度比とは、受信されたビットが０であるのが最もらしいか、１であるのが最もらしいかを示す値である。対数尤度比は、通信路のビット誤り率に基づいて算出される。図２では、ＭＡＰ検出部２３が出力する４つの信号が、コード毎ＭＡＰ復号・レプリカ作成部２４−１〜２４−４に入力される。ＭＡＰ検出部２３が、コード毎ＭＡＰ復号・レプリカ作成部２４−１〜２４−４に出力する４つの信号には、それぞれ異なる拡散コードに割り当てられたビットの対数尤度比が含まれている。Ｃｍｕｘ個の異なる拡散コードを用いてコード多重が行われた場合には、Ｃｍｕｘ個の出力が、それぞれコード毎ＭＡＰ復号部２４−１〜２４−４に出力される。
また、ＭＡＰ検出部２３は、繰返し処理時には、受信信号と復調結果より得られるレプリカ信号と繰返し処理用のチャネルインパルス応答推定値と雑音電力推定値とを用いて、ビット毎の対数尤度比を算出し、ビットデインタリーバ部２５に出力する。
The initial processing channel impulse response estimation value and the initial processing noise power estimation value output from the initial processing propagation path / noise
The
Further, during the iterative processing, the
コード毎ＭＡＰ復号部２４−１〜２４−４のビットデインタリーバ部２５は、ＭＡＰ検出部２３から入力された信号に対して、ビット毎にデインタリーブ処理を行い、ＭＡＰ復号部２６と減算部２７とに出力する。デインタリーブ処理は、インタリーブ処理と逆の処理であって、インタリーブ処理によって入れ替えられた順序を元に戻す処理である。
ＭＡＰ復号部２６は、ビットデインタリーバ部２５から入力される信号に対して、ＭＡＰ復号処理を行う。具体的には、ＭＡＰ復号部２６は、ＭＡＰ検出部２３の復調部５０（後述する図４参照）が軟判定を行った結果に基づいて、誤り訂正復号を行い、ビット毎の対数尤度比を算出する。なお、ＭＡＰ復号処理とは、ターボ復号、ＬＤＰＣ復号、ビタビ復号（Ｖｉｔｅｒｂｉ ｄｅｃｏｄｉｎｇ）など通常の誤り訂正復号時に、硬判定を行わず、情報ビットおよびパリティビットも含めて対数尤度比などの軟判定結果を出力する処理である。硬判定は、受信信号が「０」であるか、「１」であるかを判定する。これに対して、軟判定は、受信信号がどの程度「０」（または、「１」）らしいかを判定する。
The bit
The
減算部２７は、ＭＡＰ復号部２６に入力される信号と、ＭＡＰ復号部２６から出力される信号との差分λ２を算出し、レプリカ信号作成部２８のコード毎シンボル生成部２９−１〜２９−４のビットインタリーバ部３０にそれぞれ出力する。
ビットインタリーバ部３０は、減算部２７から出力される差分λ２を、ビット毎に入れ替えるビットインタリーブ処理を行い、シンボル生成部３１に出力する。
シンボル生成部３１は、ビットインタリーバ部３０から出力される差分λ２の大きさに基づいて、無線送信装置１００ａ（図１）と同じ変調方式（ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭなど）でシンボル変調処理を行い、シンボルインタリーバ部３２に出力する。
The subtracting
The bit
Based on the magnitude of the difference λ2 output from the
シンボルインタリーバ部３２は、シンボル生成部３１から出力される信号を、シンボル毎に順番を入れ替え、周波数−時間拡散部３３に出力する。
周波数−時間拡散部３３は、シンボルインタリーバ部３２から出力される信号を、所定の拡散コード（チャネライゼーションコードとも称する）で拡散し、ＤＴＣＨ多重部３４に出力する。
The
The frequency-
なお、無線受信装置２００ａ（図２）は、コード毎ＭＡＰ復号部及びコード毎シンボル生成部を、コード多重数Ｃｍｕｘ（Ｃｍｕｘは１以上の自然数）だけ備えている。本実施形態では、Ｃｍｕｘ＝４である。
ＤＴＣＨ多重部３４は、コード毎レプリカ生成部２９−１〜２９−４から出力される、異なる拡散コードで拡散された信号を多重（加算）し、ＰＩＣＨ多重部３５に出力する。
ＰＩＣＨ多重部３５は、ＤＴＣＨ多重部３４から出力される信号に対して、伝搬路推定などに使用するＰＩＣＨを所定の位置に挿入し、スクランブリング部３６に出力する。このとき、ＰＩＣＨのパイロット信号は受信装置においても既知の信号であるため、ＰＩＣＨ多重部３５では、その既知であるパイロット信号を用いる。
スクランブリング部３６は、ＰＩＣＨ多重部３５から出力される信号を、基地局である無線送信装置１００ａ（図１）に固有のスクランブリングコードにてスクランブルし、ＩＦＦＴ部３７に出力する。
Note that the wireless reception device 200a (FIG. 2) includes the code-by-code MAP decoding unit and the code-by-code symbol generation unit by the number of code multiplexes C mux (C mux is a natural number of 1 or more). In this embodiment, C mux = 4.
The
The
The scrambling
ＩＦＦＴ部３７は、スクランブリング部３６から出力される信号を、周波数領域の信号から時間領域の信号に変換し、ＧＩ挿入部３８に出力する。
ＧＩ挿入部３８は、ＩＦＦＴ部３７から出力される信号に対して、ガードインターバル（ＧＩ）を挿入し、繰返し処理時に使用される信号として、ＭＡＰ検出部２３に出力する。
なお、繰返し処理が所定回数行われた場合、ＭＡＰ復号部２６は信号を、Ｐ／Ｓ変換部３９に出力する。
Ｐ／Ｓ変換部３９は、ＭＡＰ復号部２６から出力される信号に対して、パラレルシリアル変換し、復調結果として、無線受信装置２００ａのＭＡＣ部（図示省略）に出力する。
The
The
When the iterative process is performed a predetermined number of times, the
The P /
図３は、本発明の第１の実施形態によるＭＡＰ検出部２３の構成を示す概略ブロック図である。ＭＡＰ検出部２３は、ソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３、ＭＭＳＥ（Ｍｉｎｉｍｕｍ−Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ−Ｅｒｒｏｒ：最小二乗誤差）フィルタ部４６（合成部、フィルタ部とも称する）、コード毎対数尤度比出力部４７−１〜４７−４、繰返し処理用伝搬路・雑音電力推定部５１を備えている。
ソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３は、到来波レプリカ生成部４０、減算部４２、ＧＩ除去部４３、ＦＦＴ部４４をそれぞれ備えている。ソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３は、レプリカ信号作成部２８（図２）が作成するレプリカ信号を用いて、受信信号ｒ（ｔ）から所定の時間帯ごとに到来波を除去する。なお、本実施形態では、ＭＡＰ検出部２３にソフトキャンセラブロック部が３つ設けられている場合を示しているが、このような構成に限定されるものではなく、これ以外の個数のソフトキャンセラブロック部をＭＡＰ検出部２３に設けるようにしても良い。
FIG. 3 is a schematic block diagram showing the configuration of the
Each of the soft canceller block units 45-1 to 45-3 includes an incoming wave
繰返し処理の１回目では、到来波レプリカ生成部４０は、初回処理用のチャネルインパルス応答推定値と、レプリカ信号作成部２８（図２）が生成するレプリカ信号ｓ＾（ｔ）とに基づいて、繰返し処理の１回目のための所定の時間帯ごとの到来波のレプリカを作成し、減算部４２に出力する。
減算部４２は、受信信号ｒ（ｔ）から到来波レプリカ生成部４０が作成した所定の時間帯ごとの到来波のレプリカを減算し、ＧＩ除去部４３に出力する。
到来波レプリカ生成部４０と減算部４２とで行われる処理を、ブロック分割処理とも称する。
In the first iteration, the incoming wave
The subtracting
The processing performed by the incoming wave
ＧＩ除去部４３は、減算部４２から出力される信号からガードインターバル（ＧＩ）を除去し、ＦＦＴ部４４に出力する。
ＦＦＴ部４４は、ＧＩ除去部４３から出力される信号を、時間領域の信号から周波数領域の信号に変換し、ＭＭＳＥフィルタ部４６に出力する。
ソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３から出力される信号は、ＭＭＳＥフィルタ部４６に入力されると共に、繰返し処理用伝搬路・雑音電力推定部５１に入力される。
The
The
The signals output from the soft canceller block units 45-1 to 45-3 are input to the
繰返し処理用伝搬路・雑音電力推定部５１は、ソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３から出力される信号のＰＩＣＨを用いて、各ブロックにおける繰返し処理用チャネルインパルス応答推定値と繰返し処理用の雑音電力推定値とを推定する。繰返し処理用伝搬路・雑音電力推定部５１で推定された繰返し処理用チャネルインパルス応答推定値と繰返し処理用の雑音電力推定値は、ＭＭＳＥフィルタ部４６に入力され、同じ繰返し処理におけるＭＭＳＥフィルタ処理に用いられる。また、繰返し処理用伝搬路・雑音電力推定部５１で推定された繰返し処理用チャネルインパルス応答推定値と繰返し処理用の雑音電力推定値は、到来波レプリカ生成部４０に入力され、次の繰返し処理におけるブロック分割処理に用いられる。
コード毎対数尤度比出力部４７−１〜４７−４は、逆拡散部４８、シンボルデインタリーバ部４９、復調部５０をそれぞれ備えている。
The iterative processing channel / noise
Each code log likelihood ratio output unit 47-1 to 47-4 includes a
減算部４２は、Ａ／Ｄ変換部７７から入力される受信信号ｒ（ｔ）と、到来波レプリカ生成部４０の出力との差分を算出し、ＧＩ除去部４３に出力する。
到来波レプリカ生成部４０から減算部４２に出力される信号は、ＭＡＰ検出部２３に入力されるレプリカ信号ｓ＾（ｔ）と、初回処理用または繰返し処理用のチャネルインパルス応答推定値ｈ〜（ｔ）とに基づいて算出される。
The
The signal output from the incoming wave
ＧＩ除去部４３は、減算部４２から出力される信号から、ガードインターバル（ＧＩ）を除去し、ＦＦＴ部４４に出力する。
ＦＦＴ部４４は、ＧＩ除去部４３から出力される信号を、時間領域の信号から周波数領域の信号に変換し、信号Ｒ〜 ｉとしてＭＭＳＥフィルタ部４６と繰返し処理用伝搬路・雑音電力推定部５１とに出力する。
なお、ＭＡＰ検出部２３には、ソフトキャンセラブロック部がＢブロック設けられている。Ｂは、１以上の自然数である。なお、ｉは自然数であり、１≦ｉ≦Ｂである。
ＭＭＳＥフィルタ部４６は、ソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３が所定の時間帯ごとに到来波を除去した信号を合成する。具体的には、ＭＭＳＥフィルタ部４６は、ソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３から出力される信号Ｒ〜 ｉと、初回処理用または繰返し処理用のチャネルインパルス応答推定値および雑音電力推定値を用いて、ＭＭＳＥフィルタリング処理を行い、信号Ｙ’としてコード毎対数尤度比出力部４７−１〜４７−４の逆拡散部４８にそれぞれ出力する。
The
The
The
The
この信号Ｙ’を用いて、Ｃｍｕｘ個（ここでは、Ｃｍｕｘ＝４）のコード毎対数尤度比出力部４７−１〜４７−４は、各コードにおいてビット毎の対数尤度比を出力する。コード毎対数尤度比出力部４７−１〜４７−４の逆拡散部４８は、ＭＭＳＥフィルタ部４６から出力される信号であって、拡散コード（拡散符号とも称する）によって拡散処理された信号を、それぞれの拡散コードを用いて逆拡散処理を行い、シンボルデインタリーバ部４９に出力する。
シンボルデインタリーバ部４９は、逆拡散部４８が出力する信号に対して、シンボル毎に入れ替えを行い、復調部５０に出力する。
復調部５０は、シンボルデインタリーバ部４９から出力される信号に基づいて、ビット毎の対数尤度比λ１を軟判定結果として出力する。
復調部５０は、以下の式（１）〜式（３）を利用することにより、対数尤度比λ１を算出する。つまり、シンボルデインタリーバ部４９のｎシンボル目の出力をＺｎとすると、ＱＰＳＫ変調時の軟判定結果λ１は、以下の式（１）及び式（２）で表すことができる。
Using this signal Y ′, C mux (here, C mux = 4) log-likelihood likelihood ratio output units 47-1 to 47-4 output log likelihood ratios for each code in each code. To do. The
The
Based on the signal output from the
The
ここで、Ｒ［］はカッコ内の実部をとることを示す。Ｉｍ［］はカッコ内の虚部をとることを示す。μ（ｎ）はｎシンボルでの基準シンボル（パイロット信号の振幅）を示す。なお、変調信号は、以下の式（３）で表すことができる。 Here, R [] indicates that the real part in parentheses is taken. Im [] indicates that the imaginary part in parentheses is taken. μ (n) indicates a reference symbol (amplitude of a pilot signal) of n symbols. The modulated signal can be expressed by the following formula (3).
なお、ここでは、ＱＰＳＫ変調の例を示したが、他の変調方式においても同様にビット毎の軟判定結果（対数尤度比）λ１を求めることができる。 Although an example of QPSK modulation is shown here, the soft decision result (log likelihood ratio) λ1 for each bit can be similarly obtained in other modulation schemes.
なお、図２、図３では、ビットインタリーバ部３０、ビットデインタリーバ部２５、シンボルインタリーバ部３２、シンボルデインタリーバ部４９が配置されている。しかし、このような構成に限定されるものではなく、例えば、ビットインタリーバ部３０及びビットデインタリーバ部２５のみを設けても良いし、シンボルインタリーバ部３２及びシンボルデインタリーバ部４９のみを設けるようにしても良い。また、ビットインタリーバ部３０、ビットデインタリーバ部２５、及びシンボルインタリーバ部３２、シンボルデインタリーバ部４９の全てを設けなくても良い。
2 and 3, a bit
なお、ＭＡＰ検出部２３、コード毎ＭＡＰ復号部２４−１〜２４−４、レプリカ信号作成部２８を、まとめて繰返し処理部とも称する。また、ＭＡＰ検出部２３、コード毎ＭＡＰ復号部２４−１〜２４−４、レプリカ信号作成部２８の処理を繰返して行うことを、繰返し処理とも称する。
なお、本実施形態において、繰返し処理とは、ブロック分割ターボ等化の処理のことをいう。このブロック分割ターボ等価では、受信信号をブロックに分割し、ブロック毎に受信処理し、送信信号レプリカ生成するという処理を繰り返す。パイロット信号は、データ信号と共に、受信信号に含まれており、パイロット信号についても繰返し処理を行う。なお、パイロット信号とデータ信号との分離は、図３におけるＦＦＴ部４４から出力された後に行われる。パイロット信号は繰返し処理用伝搬路・雑音電力推定部５１に、データ信号はＭＭＳＥフィルタ部４６にそれぞれ入力される。
Note that the
In the present embodiment, the iterative process refers to a block division turbo equalization process. In this block division turbo equivalent, a process of dividing a received signal into blocks, receiving a block for each block, and generating a transmission signal replica is repeated. The pilot signal is included in the received signal together with the data signal, and the pilot signal is repeatedly processed. The pilot signal and the data signal are separated after being output from the
図４は、本発明の第１の実施形態による無線受信装置２００ａの動作の一例を示すフローチャートである。始めに、ＭＡＰ検出部２３、コード毎ＭＡＰ復号部２４−１〜２４−４、レプリカ信号作成部２８で行う処理が、初回処理であるか否かについて、ＭＡＰ検出部２３が判定する（ステップＳ１）。
ステップＳ１で初回動作（初回処理）であると判定された場合には、受信信号におけるパイロットチャネル（ＰＩＣＨ）を用いて、初回処理用に、伝搬路と雑音電力の推定を、初回処理用伝搬路・雑音電力推定部２２が行う（ステップＳ２４）。
そして、ＧＩ除去部４３（図３）は、受信信号ｒ（ｔ）からガードインターバル（ＧＩ）を除去する（ステップＳ２）。そして、ＦＦＴ部４４（図３）は、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）の処理を行う（ステップＳ３）。
FIG. 4 is a flowchart showing an example of the operation of the wireless reception device 200a according to the first embodiment of the present invention. First, the
If it is determined in step S1 that the operation is the initial operation (initial processing), the propagation path and noise power are estimated for the initial processing using the pilot channel (PICH) in the received signal. The noise
Then, the GI removal unit 43 (FIG. 3) removes the guard interval (GI) from the received signal r (t) (step S2). Then, the FFT unit 44 (FIG. 3) performs fast Fourier transform (FFT) processing (step S3).
次に、ＭＭＳＥフィルタ部４６（図３）は、通常のＭＭＳＥフィルタ処理を行う（ステップＳ４）。なお、ステップＳ４では、初回処理用チャネルインパルス応答推定値および初回処理用雑音電力推定値を用いて、ＭＭＳＥフィルタ処理が行われる。
そして、逆拡散部４８（図３）は、逆拡散処理を行う（ステップＳ５）。次に、シンボルデインタリーバ部４９（図３）は、シンボルデインタリーバ処理を行う（ステップＳ６）。そして、復調部５０（図３）は、軟判定ビットを出力する処理を行う（ステップＳ７）。次に、ビットデインタリーバ部２５（図２）は、ビットデインタリーバ処理を行う（ステップＳ８）。
そして、ＭＡＰ復号部２６（図２）は、ＭＡＰ復号処理を行う（ステップＳ９）。次に、上述したステップＳ５〜Ｓ９の処理を、Ｃｍｕｘ回繰返したか否かについて、ＭＡＰ検出部２３が判定する（ステップＳ１０）。なお、Ｃｍｕｘ回繰返し処理を行うのではなく、並列に設置したＣｍｕｘ個の回路で同時に処理を行っても良い。なお、初回のＭＭＳＥフィルタ処理については後述する。
Next, the MMSE filter unit 46 (FIG. 3) performs normal MMSE filter processing (step S4). In step S4, the MMSE filter process is performed using the initial process channel impulse response estimated value and the initial process noise power estimated value.
And the despreading part 48 (FIG. 3) performs a despreading process (step S5). Next, the symbol deinterleaver unit 49 (FIG. 3) performs symbol deinterleaver processing (step S6). Then, the demodulator 50 (FIG. 3) performs a process of outputting soft decision bits (step S7). Next, the bit deinterleaver unit 25 (FIG. 2) performs a bit deinterleaver process (step S8).
Then, the MAP decoding unit 26 (FIG. 2) performs a MAP decoding process (step S9). Next, the
ステップＳ１０でステップＳ５〜Ｓ９の処理を、Ｃｍｕｘ回繰返していないと判定した場合には、Ｃｍｕｘコード分の復調結果λ２を用いて、ビットインタリーバ部３０（図２）は、対数尤度比をビットインタリーブする（ステップＳ１１）。そして、シンボル生成部３１（図２）は、変調信号レプリカを作成する（ステップＳ１２）。
次に、シンボルインタリーバ部３２は、シンボルインタリーバ処理を行う（ステップＳ１３）。そして、周波数−時間拡散部３３（図２）は、所定の拡散コードを用いて拡散処理を行う（ステップＳ１４）。
上述したステップＳ１１〜Ｓ１４の処理をＣｍｕｘ回繰返した後、ＤＴＣＨ多重部３４（図２）は、データトラフィックチャネル（ＤＴＣＨ）を多重する（ステップＳ１５）。そして、ＰＩＣＨ多重部３５（図２）は、パイロットチャネル（ＰＩＣＨ）を多重する（ステップＳ１６）。
次に、スクランブリング部３６（図２）は、スクランブリング処理を行う（ステップＳ１７）。そして、ＩＦＦＴ部３７（図２）は、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）の処理を行う（ステップＳ１８）。次に、ＧＩ挿入部３８（図２）は、ガードインターバル（ＧＩ）を挿入する（ステップＳ１９）。ステップＳ１９でガードインターバル（ＧＩ）が挿入された信号はレプリカ信号として扱われ、繰返し復調時に使用される。
If it is determined in step S10 that the processing of steps S5 to S9 has not been repeated C mux times, the bit interleaver unit 30 (FIG. 2) uses the demodulation result λ2 for the C mux code to determine the log likelihood ratio. Are bit interleaved (step S11). Then, the symbol generator 31 (FIG. 2) creates a modulated signal replica (step S12).
Next, the
After the processes of steps S11 to S14 described above are repeated C mux times, the DTCH multiplexing unit 34 (FIG. 2) multiplexes the data traffic channel (DTCH) (step S15). Then, the PICH multiplexing unit 35 (FIG. 2) multiplexes the pilot channel (PICH) (step S16).
Next, the scrambling unit 36 (FIG. 2) performs scrambling processing (step S17). Then, the IFFT unit 37 (FIG. 2) performs inverse fast Fourier transform (IFFT) processing (step S18). Next, the GI insertion unit 38 (FIG. 2) inserts a guard interval (GI) (step S19). The signal in which the guard interval (GI) is inserted in step S19 is treated as a replica signal and is used at the time of repeated demodulation.
ステップＳ１で繰返し時である、つまり初回動作ではない（繰返し処理）と判定した場合には、ソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３（図３）は、各ソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３毎に、所定の到来波以外の信号を除去する（ステップＳ２０）。ステップＳ２０において、繰返し処理の１回目では、初回処理用のチャネルインパルス応答推定値が用いられる。また、繰返し処理の２回目以降では、１回前の繰返し処理で得られた繰返し処理用のチャネルインパルス応答推定値が用いられる。 If it is determined in step S1 that the operation is repeated, that is, it is not the first operation (repetitive processing), the soft canceller block units 45-1 to 45-3 (FIG. 3) each soft canceller block unit 45-1 to 45-1. Every 45-3, signals other than a predetermined incoming wave are removed (step S20). In step S20, the channel impulse response estimated value for the initial process is used in the first iteration process. In the second and subsequent iterations, the channel impulse response estimated value for the iteration process obtained in the previous iteration process is used.
そして、ＧＩ除去部４３（図３）は、ガードインターバル（ＧＩ）を除去する（ステップＳ２１）。次に、ＦＦＴ部４４（図３）は、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）の処理を行う（ステップＳ２２）。上述したステップＳ２０〜Ｓ２２の処理を、Ｂ（Ｂは自然数）ブロック分について行った後、ブロック分割されたブロック毎の信号を用いて、繰返し処理用の伝搬路と雑音電力の推定を、繰返し処理用伝搬路・雑音電力推定部５１が行う（ステップＳ２５）。ＭＭＳＥフィルタ部４６（図３）は、Ｂブロック分の出力信号をＭＭＳＥフィルタにより、最小二乗誤差規範に基づいて合成する。つまり、ＭＭＳＥフィルタ部４６は、ＭＭＳＥフィルタ処理を行うことにより、Ｂブロック分の信号を合成する（ステップＳ２３）。ステップＳ２３では、同じ繰返し処理で得られた繰返し処理用のチャネルインパルス応答推定値を用いて、ＭＭＳＥフィルタの処理が行われる。なお、ステップＳ２３の処理後は、ステップＳ５の処理に進み、初回処理と同様の処理が行われる。
ステップＳ１０で、上述した処理を所定回数繰返したと判定されるまで、ステップＳ１〜Ｓ９、Ｓ１１〜Ｓ２３の処理が繰り返される。
Then, the GI removal unit 43 (FIG. 3) removes the guard interval (GI) (step S21). Next, the FFT unit 44 (FIG. 3) performs fast Fourier transform (FFT) processing (step S22). After the processing of steps S20 to S22 described above is performed for B (B is a natural number) blocks, iterative processing is performed for estimating the propagation path and noise power for iterative processing using the block-divided signal for each block. This is performed by the propagation path / noise power estimation unit 51 (step S25). The MMSE filter unit 46 (FIG. 3) synthesizes the output signals for the B block based on the least square error criterion by the MMSE filter. That is, the
Steps S1 to S9 and steps S11 to S23 are repeated until it is determined in step S10 that the above-described processing has been repeated a predetermined number of times.
次に、ソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３（図３）の処理について具体的に説明する。ここでは、ｉ番目のソフトキャンセラブロック部４５−ｉの到来波レプリカ生成部及び減算部４２の動作について説明する。ただし、ｉはｉ≦Ｂの自然数である。自然数Ｂについては後述する。
まず、ソフトキャンセラブロック部４５−ｉは、到来波レプリカ生成部４０においてｈｉを生成し、これとレプリカ信号ｓ＾（ｔ）との畳み込み演算を行った信号を、受信信号ｒ（ｔ）から減算する。この減算結果が、減算部４２から出力される信号である。
Next, the processing of the soft canceller block units 45-1 to 45-3 (FIG. 3) will be specifically described. Here, the operations of the incoming wave replica generation unit and the
First, the soft canceller block unit 45-i generates a h i in the arrival wave
図５は、本発明の第１の実施形態によるソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３に入力されるチャネルインパルス応答推定値の一例を示す図である。ここでは、初回処理用伝搬路・雑音電力推定部２２（図２）、又は、繰返し処理用伝搬路・雑音電力推定部５１（図３）から得られたチャネルインパルス応答推定値が、図５のような信号である場合について説明する。
また、ここでは、チャネルインパルス応答推定値が６つの伝搬路を通って無線受信装置２００ａに到達した信号Ｐ１１〜Ｐ１６を含んでいる場合について説明する。なお、図６において、横軸は時間を示しており、縦軸は受信電力を示している。ここでは、ソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３（図３）が、６つの伝搬路を通って無線受信装置２００ａに到達した信号Ｐ１１〜Ｐ１６を、２つずつの３つのブロックに分割する。
FIG. 5 is a diagram illustrating an example of channel impulse response estimation values input to the soft canceller block units 45-1 to 45-3 according to the first embodiment of the present invention. Here, the channel impulse response estimation value obtained from the initial processing propagation path / noise power estimation unit 22 (FIG. 2) or the iterative processing propagation path / noise power estimation unit 51 (FIG. 3) is shown in FIG. A case of such a signal will be described.
Here, a case will be described in which the channel impulse response estimation value includes signals P11 to P16 that have reached the radio reception device 200a through six propagation paths. In FIG. 6, the horizontal axis indicates time, and the vertical axis indicates received power. Here, the soft canceller block units 45-1 to 45-3 (FIG. 3) divide the signals P <b> 11 to P <b> 16 that have arrived at the wireless reception device 200 a through six propagation paths into two three blocks. .
図６は、本発明の第１の実施形態によるソフトキャンセラブロック部４５−１が分割するブロックＢ１１を説明する図である。図６において、横軸は時間を示しており、縦軸は受信電力を示している。ソフトキャンセラブロック部４５−１は、初回処理用伝搬路・雑音電力推定部２２からブロック長Ｔ１１を通知される。ソフトキャンセラブロック部４５−１は、信号Ｐ１１〜Ｐ１６から、信号Ｐ１１及びＰ１２を含むブロック長がＴ１１のブロックＢ１１を分割する。具体的には、まず、ソフトキャンセラブロック部４５−１は、信号Ｐ１３、信号Ｐ１４、信号Ｐ１５、信号Ｐ１６を、ｈ１（ｔ）として設定し、そのｈ１（ｔ）を到来波レプリカ生成部４１で作成する。到来波レプリカ生成部４１が出力する信号は、ｈ１（ｔ）とｓ＾（ｔ）とを畳み込み演算したものである。また、減算部４２が出力する信号は、受信信号ｒ（ｔ）から、ｈ１（ｔ）とｓ＾（ｔ）とを畳み込み演算した信号を減算したものとなる。つまり、レプリカが正しく生成された場合には、減算部４２から出力される信号は、（ｈ（ｔ）−ｈ１（ｔ））で表される伝搬路を経て受信された信号であると考えることができる。これにより、信号Ｐ１１、信号Ｐ１２を含むブロックＢ１１が、減算部４２から出力される。
FIG. 6 is a diagram illustrating the block B11 divided by the soft canceller block unit 45-1 according to the first embodiment of the present invention. In FIG. 6, the horizontal axis indicates time, and the vertical axis indicates received power. The soft canceller block unit 45-1 is notified of the block length T <b> 11 from the initial processing propagation path / noise
図７は、本発明の第１の実施形態によるソフトキャンセラブロック部４５−２が分割するブロックＢ１２を説明する図である。図７において、横軸は時間を示しており、縦軸は受信電力を示している。ソフトキャンセラブロック部４５−２は、初回処理用伝搬路・雑音電力推定部２２からブロック長Ｔ１２を通知される。ソフトキャンセラブロック部４５−２は、信号Ｐ１１〜Ｐ１６から、信号Ｐ１３及びＰ１４を含むブロック長がＴ１２のブロックＢ１２を分割する。具体的には、まず、ソフトキャンセラブロック部４５−２は、信号Ｐ１１、信号Ｐ１２、信号Ｐ１５、信号Ｐ１６を、ｈ２（ｔ）として設定し、そのｈ２（ｔ）を到来波レプリカ生成部４１で作成する。到来波レプリカ生成部４１が出力する信号は、ｈ２（ｔ）とｓ＾（ｔ）とを畳み込み演算したものである。また、減算部４２が出力する信号は、受信信号ｒ（ｔ）から、ｈ２（ｔ）とｓ＾（ｔ）とを畳み込み演算した信号を減算したものとなる。つまり、レプリカが正しく生成された場合には、減算部４２から出力される信号は、（ｈ（ｔ）−ｈ２（ｔ））で表される伝搬路を経て受信された信号であると考えることができる。これにより、信号Ｐ１３、信号Ｐ１４を含むブロックＢ１２が、減算部４２から出力される。
FIG. 7 is a diagram illustrating the block B12 divided by the soft canceller block unit 45-2 according to the first embodiment of the present invention. In FIG. 7, the horizontal axis indicates time, and the vertical axis indicates received power. The soft canceller block unit 45-2 is notified of the block length T12 from the initial processing propagation path / noise
図８は、本発明の第１の実施形態によるソフトキャンセラブロック部４５−３が分割するブロックＢ１３を説明する図である。図８において、横軸は時間を示しており、縦軸は受信電力を示している。ソフトキャンセラブロック部４５−３は、初回処理用伝搬路・雑音電力推定部２２からブロック長Ｔ１３を通知される。ソフトキャンセラブロック部４５−３は、信号Ｐ１１〜Ｐ１６から、信号Ｐ１５及びＰ１６を含むブロック長がＴ１３のブロックＢ１３を分割する。具体的には、まず、ソフトキャンセラブロック部４５−３は、信号Ｐ１１、信号Ｐ１２、信号Ｐ１３、信号Ｐ１４を、ｈ３（ｔ）として設定し、そのｈ３（ｔ）を到来波レプリカ生成部４１で作成する。到来波レプリカ生成部４１が出力する信号は、ｈ３（ｔ）とｓ＾（ｔ）とを畳み込み演算したものである。また、減算部４２が出力する信号は、受信信号ｒ（ｔ）から、ｈ３（ｔ）とｓ＾（ｔ）とを畳み込み演算した信号を減算したものとなる。つまり、レプリカが正しく生成された場合には、減算部４２から出力される信号は、（ｈ（ｔ）−ｈ３（ｔ））で表される伝搬路を経て受信された信号であると考えることができる。これにより、信号Ｐ１５、信号Ｐ１６を含むブロックＢ１３が、減算部４２から出力される。
FIG. 8 is a diagram illustrating the block B13 divided by the soft canceller block unit 45-3 according to the first embodiment of the present invention. In FIG. 8, the horizontal axis indicates time, and the vertical axis indicates received power. The soft canceller block unit 45-3 is notified of the block length T13 from the initial processing channel / noise
図６〜図８の説明では、ソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３が、初回処理用伝搬路・雑音電力推定部２２から通知されるブロック長に基づいて、信号Ｐ１１〜Ｐ１６をブロックに分割する場合について説明した。つまり、チャネルインパルス応答推定値に基づいて、ソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３毎に作成および減算を行うレプリカ信号を変える場合について説明した。
In the description of FIGS. 6 to 8, the soft canceller block units 45-1 to 45-3 block the
図９（ａ）〜図９（ｃ）は、本発明の第１の実施形態によるＭＡＰ検出部２３、コード毎ＭＡＰ復号部２４−１〜２４−４、レプリカ信号作成部２８での処理が初回処理である場合について説明する図である。ここでは、図３で示したＭＭＳＥフィルタ部４６と、図４で示したステップＳ４及びステップＳ２３の動作について説明する。
まず、初回のＭＭＳＥフィルタ部４６の動作について説明する。受信信号を周波数領域で表現すると、受信信号Ｒは、以下の式（４）のように表すことができる。
9 (a) to 9 (c) show that the processes in the
First, the operation of the first
式（４）において、Ｈ＾は、推定された伝搬路の伝達関数を示している。Ｈ＾は、ガードインターバル（ＧＩ）の長さよりも遅延が短い到来波のみが存在すると仮定した場合、Ｎｃ＊Ｎｃの対角行列で表すことができる。なお、Ｎｃは、ｓｐｒｅａｄ−ＯＦＣＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ａｎｄ Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：直交周波数符号分割多重）のサブキャリア数を示している。Ｈ＾は、以下の式（５）のように表すことができる。 In Formula (4), H ^ represents an estimated propagation path transfer function. H ^ can be represented by a diagonal matrix of Nc * Nc, assuming that there is only an incoming wave with a delay shorter than the length of the guard interval (GI). Nc indicates the number of subcarriers in spread-OFCDM (Orthogonal Frequency and Code Division Multiplexing). H ^ can be expressed as the following equation (5).
また、式（４）において、Ｓは、送信シンボルを表しており、以下の式（６）に示すように、Ｎｃ＊１のベクトルで表すことができる。 In Expression (4), S represents a transmission symbol, and can be represented by a vector of Nc * 1, as shown in Expression (6) below.
同様に、受信信号Ｒ、雑音成分Ｎは、以下の式（７）、式（８）に示すように、Ｎｃ＊１のベクトルで表すことができる。 Similarly, the received signal R and the noise component N can be represented by a vector of Nc * 1, as shown in the following equations (7) and (8).
なお、式（６）〜式（８）において、添え字に用いたＴは、転置行列であることを表している。
このような受信信号を、無線受信装置２００ａが無線送信装置１００ａから受信したとき、ＭＭＳＥフィルタ部４６が出力する信号Ｙは、以下の式（９）に示すように、Ｎｃ＊１のベクトルで表すことができる。
In Expressions (6) to (8), T used as a subscript represents a transposed matrix.
When the wireless reception device 200a receives such a reception signal from the wireless transmission device 100a, the signal Y output from the
ＭＭＳＥフィルタ部４６は、チャネルインパルス応答推定値及び雑音電力推定値を基にＭＭＳＥフィルタ係数Ｗを決定する。ここで、ＭＭＳＥフィルタ係数Ｗは、以下の式（１０）に示すように、Ｎｃ＊Ｎｃの対角行列で表すことができる。
The
さらに、ＭＭＳＥフィルタ係数Ｗの各要素Ｗｍは、周波数方向拡散時は以下の式（１１）で表すことができる。ただし、１≦ｍ≦Ｎｃである。 Further, each element W m of the MMSE filter coefficient W can be expressed by the following formula (11) at the time of frequency direction spreading. However, 1 ≦ m ≦ Nc.
なお、式（１１）において、 In formula (11),
はコード多重時の他コードからの干渉成分である。また、式（１１）において、 Is an interference component from another code at the time of code multiplexing. In the formula (11),
は雑音電力の推定値を示している。また、添え字のＨは、ハミルトニアン（共役転置）を示している。
また、ＭＭＳＥフィルタ係数Ｗの各要素Ｗｍは、時間方向拡散時はコード間の直交性が保たれていると仮定すると、以下の式（１２）で表すことができる。
Indicates the estimated noise power. The subscript H indicates a Hamiltonian (conjugate transpose).
Further, each element W m of the MMSE filter coefficient W can be expressed by the following equation (12), assuming that the orthogonality between codes is maintained at the time direction spreading.
なお、ＭＡＰ検出部２３、コード毎ＭＡＰ復号部２４−１〜２４−４、レプリカ信号作成部２８で行う処理が、初回処理の場合には、図５に示す信号Ｐ１１〜Ｐ１６が、ＭＭＳＥフィルタ係数Ｗを用いるＭＭＳＥフィルタ部４６に入力される。
なお、図９（ａ）は、図５で説明した信号Ｐ１１〜Ｐ１６を示している。図９（ｂ）は、図９（ａ）の信号Ｐ１１〜Ｐ１６を周波数軸で表現した、伝達関数を示している。なお、図９（ｂ）において、横軸は周波数を示しており、縦軸は受信電力を示している。初回処理では、周波数選択性が高い、つまり、周波数軸方向の電力の変動が激しい。このような状態は、ＭＣ−ＣＤＭにおいてはコード間において、直交性が崩れ、コード間干渉が生じる。
If the processing performed by the
FIG. 9A shows the signals P11 to P16 described in FIG. FIG. 9B shows a transfer function in which the signals P11 to P16 in FIG. 9A are expressed on the frequency axis. In FIG. 9B, the horizontal axis indicates the frequency, and the vertical axis indicates the received power. In the initial processing, the frequency selectivity is high, that is, the power fluctuation in the frequency axis direction is severe. In such a state, in MC-CDM, orthogonality is lost between codes, and interference between codes occurs.
次に、繰返し処理時のＭＭＳＥフィルタ部４６の動作について説明する。繰返し復調時に、ｉ番目のソフトキャンセラブロック部４５−ｉにおいて使用されるレプリカ信号ｒ＾ｉは、以下の式（１３）のように表すことができる。
Next, the operation of the
式（１３）において、ｈ＾ｉは、ｉ番目のソフトキャンセラブロック部４５−ｉにおいて処理を行う到来波のみを抽出した遅延プロファイルを示している。また、式（１３）において、ｓ＾は、前回のＭＡＰ復号によって得られた対数尤度比λ２を基に算出されたレプリカ信号を示している。また、式（１３）において、 In Expression (13), h ^ i represents a delay profile obtained by extracting only the incoming wave that is processed in the i-th soft canceller block unit 45-i. In Expression (13), s ^ represents a replica signal calculated based on the log likelihood ratio λ2 obtained by the previous MAP decoding. Moreover, in Formula (13),
は畳み込み演算を行うことを示している。従って、ソフトキャンセラブロック部４５−ｉが出力する信号、つまり、図３のｉ番目のソフトキャンセラブロック部４５−ｉが出力する信号Ｒ〜 ｉは、以下の式（１４）のように表すことができる。 Indicates that a convolution operation is performed. Therefore, the signal output from the soft canceller block unit 45-i, that is, the signals R to i output from the i-th soft canceller block unit 45-i in FIG. 3 can be expressed as the following Expression (14). it can.
式（１４）において、Δは、レプリカの不確定性による誤差信号と熱雑音成分とを表している。このとき、ＭＭＳＥフィルタ部４６が出力する信号Ｙ’は、以下の式（１５）で表すことができる。
In Expression (14), Δ represents an error signal and a thermal noise component due to replica uncertainty. At this time, the signal Y ′ output from the
ここで、レプリカ信号は精度よく生成されており、Δにはレプリカの誤差による成分は含まれず、熱雑音成分のみが含まれると仮定した場合、ＭＭＳＥフィルタ係数Ｗの部分行列Ｗ’ｉは、以下の式（１６）のように対角行列で表すことができる。 Here, assuming that the replica signal is generated with high accuracy, and Δ does not include a component due to the error of the replica and only includes a thermal noise component, a submatrix W ′ i of the MMSE filter coefficient W is expressed as follows: (16) can be represented by a diagonal matrix.
ＭＭＳＥフィルタ部４６へ入力される信号は、後述するように周波数選択性が少なくなっており、フラットフェージングに近い状態になっている。このため、コード多重時のコード間干渉もないと仮定した場合、行列Ｗ’ｉの各要素Ｗ’ｉ，ｍは以下の式（１７）で表すことができる。
As will be described later, the signal input to the
式（１７）において、Ｈ＾ｉ’，ｍは、ｉ’番目のソフトキャンセラブロック部４５−ｉ’におけるｍ番目の伝搬路の伝達関数である。また、Ｈ＾ｉ’，ｍ Ｈは、Ｈ＾ｉ’，ｍのハミルトニアンである。 In Expression (17), H i ′, m is a transfer function of the m-th propagation path in the i′-th soft canceller block unit 45-i ′. In addition, H ^ i ', m H is, H ^ i', is the Hamiltonian of the m.
図１０（ａ）〜図１０（ｇ）は、本発明の第１の実施形態によるＭＡＰ検出部２３、コード毎ＭＡＰ復号部２４−１〜２４−４、レプリカ信号作成部２８での処理が繰返し処理である場合について説明する図である。繰返し処理において図６〜図８に示した伝搬路を通った信号Ｐ１１〜Ｐ１６が、ＭＭＳＥフィルタ係数を用いるＭＭＳＥフィルタ部４６に入力される。なお、ここではソフトキャンセラブロック部の数Ｂは、３である。
ＭＭＳＥフィルタ部４６は、初回復調時には式（１１）又は式（１２）で表わされるＭＭＳＥフィルタ係数Ｗｍを用い、繰返し復調時には式（１７）で表わされるＭＭＳＥフィルタ係数Ｗ’ｉ，ｍを用いる。
10 (a) to 10 (g), the processes in the
The
なお、図９（ａ）と同様に図１０（ａ）、図１０（ｃ）、図１０（ｅ）は、図６〜図８に示した信号Ｐ１１〜Ｐ１６を示している。図１０（ｂ）、図１０（ｄ）、図１０（ｆ）は、図１０（ａ）、図１０（ｃ）、図１０（ｅ）の信号Ｐ１１〜Ｐ１６を周波数軸で表現した、伝達関数を示している。なお、図１０（ｂ）、図１０（ｄ）、図１０（ｆ）において、横軸は周波数を示しており、縦軸は受信電力を示している。繰返し処理時では、周波数選択性が低い、つまり、周波数軸方向の電力の変動が小さい。このような状態は、ＭＣ−ＣＤＭＡにおいてはコード間において、直交性が保たれ、コード間干渉が生じにくいことを意味している。
このように、繰返し処理を行うことにより、ガードインターバル（ＧＩ）の長さを超える遅延が生じている到来波を取り除くと同時に、コード間干渉の影響も取り除くことができる。
As in FIG. 9A, FIGS. 10A, 10C, and 10E show the signals P11 to P16 shown in FIGS. 10 (b), 10 (d), and 10 (f) show transfer functions in which the signals P11 to P16 in FIGS. 10 (a), 10 (c), and 10 (e) are expressed on the frequency axis. Is shown. In FIG. 10B, FIG. 10D, and FIG. 10F, the horizontal axis indicates the frequency, and the vertical axis indicates the received power. At the time of repeated processing, the frequency selectivity is low, that is, the fluctuation of power in the frequency axis direction is small. Such a state means that in MC-CDMA, orthogonality is maintained between codes, and interference between codes is less likely to occur.
In this way, by performing the iterative process, it is possible to remove the incoming wave in which the delay exceeding the length of the guard interval (GI) has occurred, and at the same time, remove the influence of inter-code interference.
図１１は、本発明の第１の実施形態による初回処理用伝搬路・雑音電力推定部２２の構成を示す概略ブロック図である。初回処理用伝搬路・雑音電力推定部２２は、伝搬路推定部６１、プリアンブルレプリカ生成部６２、雑音電力推定部６３、ブロック分割決定部６４ａを備えている。
伝搬路推定部６１は、受信信号に含まれるパイロットチャネル（ＰＩＣＨ）を用いて、チャネルインパルス応答推定値を推定する。プリアンブルレプリカ生成部６２は、伝搬路推定部６１によって推定されたチャネルインパルス応答推定値と、既知情報であるパイロットチャネル（ＰＩＣＨ）の信号波形とを用いて、パイロットチャネル（ＰＩＣＨ）のレプリカ信号を作成する。雑音電力推定部６３は、受信信号に含まれるパイロットチャネル（ＰＩＣＨ）部分と、プリアンブルレプリカ生成部６２が出力するパイロットチャネル（ＰＩＣＨ）のレプリカ信号との差分を求めることによって雑音電力を推定する。
FIG. 11 is a schematic block diagram showing the configuration of the initial processing propagation path / noise
The propagation
ブロック分割決定部６４ａは、ＭＡＰ検出部２３のソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３が受信信号を複数のブロック（本実施形態では、ブロックＢ１１〜Ｂ１３）に分割する際のブロック長（本実施形態では、ブロック長Ｔ１１〜Ｔ１３）及びブロック数（本実施形態では、ブロック数は３）を決定する。ブロック分割決定部６４ａは、決定したブロック長を、ＭＡＰ検出部２３のソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３に出力する。ブロック分割決定部６４ａがブロック長を決定する方法については、図１２を参照して後述する。
なお、ここでは、ブロック分割決定部６４ａが、初回処理時におけるブロック長及びブロック数を決定する場合について説明するが、これに限定されるものではない。繰返し処理時においても、繰返し処理用伝搬路・雑音電力推定部５１で、初回処理時と同様にして、ブロック長及びブロック数を決定することができる。
The block
In addition, although the case where the block
なお、伝搬路推定部６１における伝搬路推定方法としては、ＲＬＳアルゴリズムなどを用いて最小二乗誤差規範に基づいて推定する方法や、周波数相関を用いる方法などを使用することができる。
なお、図３の繰返し処理用伝搬路・雑音電力推定部５１も、初回処理用伝搬路・雑音電力推定部２２と同様の構成とすることができる。よって、繰返し処理用伝搬路・雑音電力推定部５１の説明は省略する。
In addition, as a propagation path estimation method in the propagation
Note that the iterative processing propagation path / noise
図１２は、本発明の第１の実施形態によるブロック分割決定部６４ａの処理を示すフローチャートである。
また、図１３は、本発明の第１の実施形態によるブロック分割決定部６４ａによって分割される信号Ｐ１１〜Ｐ１６を示す図である。図１３において、横軸は時間を示しており、縦軸は受信電力を示している。
始めに、ブロック分割決定部６４ａは、対象ブロック（ここでは、ブロックＢ１１）の長さの設定を開始する（ステップＳ１０１）。
そして、ブロック分割決定部６４ａは、対象ブロック（ここでは、ブロックＢ１１）の長さを、所定長ΔＴだけ延長する（ステップＳ１０２）。本実施形態では、所定長ΔＴとして、ガードインターバル（ＧＩ）の長さの１００分の１としているが、その他の値を用いても良い。
FIG. 12 is a flowchart showing the processing of the block
FIG. 13 is a diagram illustrating signals P11 to P16 divided by the block
First, the block
Then, the block
次に、ブロック分割決定部６４ａは、対象ブロック（ここでは、ブロックＢ１１）の長さが、所定のブロック長Ｔｔｈ以下であるか否かについて判定する（ステップＳ１０３）。本実施形態において、所定のブロック長Ｔｔｈは、ガードインターバル（ＧＩ）の長さ以下の値であることが望ましいが、これに限定するものではない。ガードインターバル（ＧＩ）の長さをＴｇｉとした場合、所定のブロック長Ｔｔｈの値としては、例えば、（０．８＊Ｔｇｉ）≦Ｔｔｈ≦Ｔｇｉの条件を満たす値を用いることができる。より好ましくは、（０．８５＊Ｔｇｉ）≦Ｔｔｈ≦（０．９５＊Ｔｇｉ）という条件を満たす値を用いると良い。本実施形態では、所定のブロック長Ｔｔｈを、（０．９＊Ｔｇｉ）としている。なお、＊は、乗算を意味する記号である。
Next, the block
対象ブロック（ここでは、ブロックＢ１１）の長さが所定のブロック長Ｔｔｈ以下である場合には、ブロック分割決定部６４ａはステップＳ１０３で「ＹＥＳ」と判定してステップＳ１０２に進む。
一方、対象ブロック（ここでは、ブロックＢ１１）の長さが所定のブロック長Ｔｔｈ以下ではない場合には、ブロック分割決定部６４ａはステップＳ１０３で「ＮＯ」と判定し、ステップＳ１０４の処理を行う。つまり、ブロック分割決定部６４ａは、最後にブロック長をΔＴだけ延長する前までの長さを対象ブロック（ここでは、ブロックＢ１１）の長さ（ここでは、ブロック長Ｔ１１）として決定する（ステップＳ１０４）。
If the length of the target block (here, block B11) is equal to or shorter than the predetermined block length Tth, the block
On the other hand, if the length of the target block (here, block B11) is not less than or equal to the predetermined block length Tth, the block
そして、ブロック分割決定部６４ａは、ブロック長を決定済みのブロックに含まれていない信号が残っているか否かについて判定する（ステップＳ１０５）。ブロック長を決定済みのブロックに含まれていない信号が残っていない場合には、ブロック分割決定部６４ａは、ステップＳ１０５で「ＮＯ」と判定し、図１２のフローチャートの処理を終了する。
一方、ブロック長を決定済みのブロック（例えば、ブロックＢ１１）に含まれていない信号（例えば、信号Ｐ１３〜Ｐ１６）が残っている場合には、ブロック分割決定部６４ａは、ステップＳ１０５で「ＹＥＳ」と判定し、ステップＳ１０６の処理を行う。つまり、ブロック分割決定部６４ａは、次の対象ブロック（ここでは、ブロックＢ１２）の長さ（ここでは、ブロック長Ｔ１２）の設定に移行する（ステップＳ１０６）。そして、ステップＳ１０２に進む。
Then, the block
On the other hand, when signals (for example, signals P13 to P16) that are not included in the block for which the block length has been determined (for example, block B11) remain, the block
ブロック分割決定部６４ａが、図１２のフローチャートの処理を行うことで、図１３に示すように、信号Ｐ１１〜Ｐ１６は、信号Ｐ１１及びＰ１２を含むブロックＢ１１と、信号Ｐ１３及びＰ１４を含むブロックＢ１２と、信号Ｐ１５及びＰ１６を含むブロックＢ１３とに分割される。ブロックＢ１１〜Ｂ１３のブロック長Ｔ１１〜Ｔ１３は、それぞれガードインターバル（ＧＩ）の長さＴｇｉ以下である。
ブロック分割決定部６４ａは、ブロックＢ１１のブロック長Ｔ１１を、ソフトキャンセラブロック部４５−１（図３）に出力する。また、ブロック分割決定部６４ａは、ブロックＢ１２のブロック長Ｔ１２を、ソフトキャンセラブロック部４５−２（図３）に出力する。また、ブロック分割決定部６４ａは、ブロックＢ１３のブロック長Ｔ１３を、ソフトキャンセラブロック部４５−３（図３）に出力する。
As the block
The block
本発明の第１の実施形態の無線受信装置２００ａ（受信装置とも称する）において、図２の受信アンテナ７５（受信部とも称する）は、図１の無線送信装置１００ａ（送信装置とも称する）が送信するガードインターバル（ＧＩ）が付加された信号を受信する。
そして、図２のレプリカ信号作成部２８は、無線送信装置１００ａ（図１）が送信した信号のレプリカであるレプリカ信号を、受信アンテナ（図２）が受信した信号に基づいて作成する。
そして、図３のソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３（受信信号分割部とも称する）は、レプリカ信号作成部２８が作成したレプリカ信号を用いて、受信アンテナ７５が受信した信号をガードインターバル（ＧＩ）の長さＴｇｉ以下のブロック長（本実施形態では、ブロック長Ｔ１１〜Ｔ１３）の複数のブロック（本実施形態では、ブロックＢ１１〜Ｂ１３）に分割する。
In the wireless receiving device 200a (also referred to as a receiving device) according to the first embodiment of the present invention, the receiving antenna 75 (also referred to as a receiving unit) in FIG. 2 is transmitted by the wireless transmitting device 100a (also referred to as a transmitting device) in FIG. A signal to which a guard interval (GI) is added is received.
2 creates a replica signal that is a replica of the signal transmitted by the wireless transmission device 100a (FIG. 1) based on the signal received by the receiving antenna (FIG. 2).
Then, the soft canceller block units 45-1 to 45-3 (also referred to as reception signal dividing units) in FIG. 3 use the replica signal generated by the replica signal generation unit 28 to convert the signal received by the
なお、ソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３が受信信号を複数のブロックに分割する際には、そのブロックに含まれる信号もブロック内に収まるように分割する。例えば、本実施形態において、ソフトキャンセラブロック部４５−１が信号Ｐ１１〜Ｐ１６から信号Ｐ１１及びＰ１２を含むブロックＢ１１を分割する場合において、信号Ｐ１１と信号Ｐ１２との間の間隔がガードインターバル長以下になるようにするだけでは十分ではなく、信号Ｐ１１と信号Ｐ１２とを含む時間領域がガードインターバル長以下になるようにすることが望ましい。 When the soft canceller block units 45-1 to 45-3 divide the received signal into a plurality of blocks, the signal included in the block is also divided so as to be within the block. For example, in the present embodiment, when the soft canceller block unit 45-1 divides the block B11 including the signals P11 and P12 from the signals P11 to P16, the interval between the signal P11 and the signal P12 is equal to or less than the guard interval length. It is not sufficient to make it so that it is desirable that the time region including the signal P11 and the signal P12 be equal to or shorter than the guard interval length.
なお、ソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３は、初回処理用チャネルインパルス応答推定値（チャネルインパルス応答推定値とも称する）と、レプリカ信号作成部２８が作成したレプリカ信号とに基づいて、各時間帯（本実施形態では、ブロックＢ１１〜Ｂ１３の時間帯）の到来波（本実施形態では、信号Ｐ１１〜Ｐ１６）のレプリカを生成する到来波レプリカ生成部４０を備える。
また、ソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３は、受信アンテナ７５が受信した受信信号Ｐ１１〜Ｐ１６から、到来波レプリカ生成部４０が生成した各時間帯（本実施形態では、ブロックＢ１１〜Ｂ１３）の到来波のレプリカを減算する減算部４２を備える。
The soft canceller block units 45-1 to 45-3 are based on channel impulse response estimated values for initial processing (also referred to as channel impulse response estimated values) and replica signals created by the replica signal creating unit 28. An incoming wave
The soft canceller block units 45-1 to 45-3 are the time zones generated by the incoming wave
なお、ソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３は、前回推定されたチャネルインパルス応答推定値に基づいて、受信信号（ここでは、信号Ｐ１１〜Ｐ１６）を分割するようにしても良い。 Note that the soft canceller block units 45-1 to 45-3 may divide the received signals (here, the signals P11 to P16) based on the channel impulse response estimated value estimated last time.
図３の繰返し処理用伝搬路・雑音電力推定部５１（伝搬路推定部とも称する）は、ソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３が分割したブロックＢ１１〜Ｂ１３毎の信号の伝搬路を推定する。
そして、図３のＭＭＳＥフィルタ部４６（合成部とも称する）は、繰返し処理用伝搬路・雑音電力推定部５１が伝搬路を推定したブロックＢ１１〜Ｂ１３毎の信号Ｐ１１〜Ｐ１６を合成する。
The iterative processing propagation path / noise power estimation unit 51 (also referred to as a propagation path estimation unit) in FIG. 3 estimates a signal propagation path for each of the blocks B11 to B13 divided by the soft canceller block units 45-1 to 45-3. To do.
Then, the MMSE filter unit 46 (also referred to as a combining unit) in FIG. 3 combines the signals P11 to P16 for each of the blocks B11 to B13 in which the iterative processing propagation path / noise
なお、ＭＭＳＥフィルタ部４６は、チャネルインパルス応答推定値に基づいて、繰返し処理用伝搬路・雑音電力推定部５１が伝搬路を推定したブロック毎（本実施形態では、ブロックＢ１１〜Ｂ１３）の信号（本実施形態では、信号Ｐ１１及びＰ１２、信号Ｐ１３及びＰ１４、信号Ｐ１５及びＰ１６）を合成するようにしても良い。
Note that the
そして、図３の復調部５０は、ＭＭＳＥフィルタ部４６が合成した信号Ｐ１１〜Ｐ１６を復調する。
そして、図２のＭＡＰ復号部２６（復号部とも称する）は、復調部５０が復調した信号Ｐ１１〜Ｐ１６を復号する。
3 demodulates the signals P11 to P16 synthesized by the
2 decodes signals P11 to P16 demodulated by the
なお、復調部５０（図３）は、逆拡散部４８（図３）が逆拡散を行った単位で、ＭＭＳＥフィルタ部４６が合成した信号を復調するようにしても良い。
また、ＭＡＰ復号部２６（図２）は、逆拡散部（図３）が逆拡散を行った単位で、復調部５０が復調した信号を復号するようにしても良い。
Note that the demodulator 50 (FIG. 3) may demodulate the signal synthesized by the
Further, the MAP decoding unit 26 (FIG. 2) may decode the signal demodulated by the
本発明の第１の実施形態による無線受信装置２００ａを用いることによって、受信信号（本実施形態では、信号Ｐ１１〜Ｐ１６）をガードインターバル（ＧＩ）の長さＴｇｉ以下のブロック（本実施形態では、ブロックＢ１１〜Ｂ１３）に分割することができる。これにより、無線送信装置１００ａから受信するパイロット信号などの信号を復調する際の演算量を減少させ、シンボル間干渉やキャリア間干渉やコード間干渉に対する耐性を高め、伝搬路推定の精度を向上させることができる。 By using the wireless reception device 200a according to the first embodiment of the present invention, a received signal (in this embodiment, signals P11 to P16) is a block (in this embodiment) having a guard interval (GI) length Tgi or less. It can be divided into blocks B11 to B13). This reduces the amount of computation when demodulating a signal such as a pilot signal received from the wireless transmission device 100a, increases resistance to inter-symbol interference, inter-carrier interference and inter-code interference, and improves propagation path estimation accuracy. be able to.
従来使用されていたブロック分割ターボ等化では、ガードインターバル（ＧＩ）の長さを超える遅延が生じた到来波を、無線受信装置が受信する際に生じるシンボル間干渉やキャリア間干渉に対して繰返し処理を行い除去することで、送信信号を復元していた。その時、パイロット信号に対しても、同様の干渉が生じることになるが、従来技術では、その干渉が生じたままのパイロット信号を用いて、伝搬路推定を行っていた。そのため、繰返し処理を行ったとしても、伝搬路推定値が同じであるため、送信信号の復元精度が低下するという問題があった。
本実施形態による無線受信装置２００ａを用いれば、送信信号と共にパイロット信号に対しても、ブロック分割ターボ等化による繰返し処理を行い、それらの干渉を除去することで、精度の良い伝搬路推定を行うことができる。また、それらの干渉を除去する方法として、ブロック分割ターボ等化を用いることにより、従来技術による無線受信装置に比べて、演算量を低減させることができる。
In block division turbo equalization, which has been used in the past, an incoming wave with a delay exceeding the length of the guard interval (GI) is repeated for inter-symbol interference and inter-carrier interference that occur when the wireless receiver receives the signal. The transmission signal was restored by performing processing and removing it. At that time, similar interference occurs with the pilot signal. However, in the prior art, the propagation path is estimated using the pilot signal with the interference generated. Therefore, even if the iterative process is performed, the propagation path estimation value is the same, and thus there is a problem that the restoration accuracy of the transmission signal is lowered.
By using the radio receiving apparatus 200a according to the present embodiment, it is possible to perform accurate channel estimation by performing iterative processing by block division turbo equalization on the pilot signal as well as the transmission signal and removing those interferences. be able to. Further, by using block division turbo equalization as a method for removing such interference, it is possible to reduce the amount of calculation as compared with a wireless receiver according to the prior art.
また、本発明の第１の実施形態による無線受信装置２００ａによれば、レプリカ信号作成部２８が作成したレプリカ信号を用いて受信信号ｒ（ｔ）から所定の時間帯ごとに到来波レプリカ生成部が到来波を除去し、その所定の時間帯ごとに到来波を除去した信号をＭＭＳＥフィルタ部４６が合成し、その合成した信号に対して復調部５０が軟判定を行うようにした。これにより、到来波を除去した信号に対して高速フーリエ変換（ＦＦＴ）の処理を行うことが可能となる。また、到来波を除去することにより周波数選択性を減らした信号に対して逆拡散の処理を行うことが可能となり、コード数に関係のない演算量で、コード間干渉の除去を行うことができる。
In addition, according to the wireless reception device 200a according to the first embodiment of the present invention, the incoming wave replica generation unit for each predetermined time period from the reception signal r (t) using the replica signal generated by the replica signal generation unit 28 The
（第２の実施形態）
次に、本発明の第２の実施形態による無線通信システムについて説明する。第２の実施形態による無線通信システムは、無線送信装置と無線受信装置とを備えている。第２の実施形態による無線送信装置は、第１の実施形態による無線送信装置１００ａ（図１）と同様の構成を有するので、その説明を省略する。第２の実施形態による無線受信装置は、第１の実施形態による無線受信装置２００ａ（図２）と同様の構成を有するが、ブロック分割決定部６４ａ（図１１）の代わりに、ブロック長決定部６４ｂ（図示省略）を備える点において相違する。ブロック分割決定部６４ａとブロック長決定部６４ｂとでは、処理内容が異なる。よって、以下では、ブロック長決定部６４ｂの処理内容を、図１４を参照して説明する。
(Second Embodiment)
Next, a radio communication system according to the second embodiment of the present invention will be described. The wireless communication system according to the second embodiment includes a wireless transmission device and a wireless reception device. Since the wireless transmission device according to the second embodiment has the same configuration as the wireless transmission device 100a (FIG. 1) according to the first embodiment, the description thereof is omitted. The wireless reception device according to the second embodiment has the same configuration as the wireless reception device 200a (FIG. 2) according to the first embodiment, but instead of the block
図１４は、本発明の第２の実施形態によるブロック長決定部６４ｂの処理を示すフローチャートである。
また、図１５は、本発明の第２の実施形態によるブロック長決定部６４ｂによって分割される信号Ｐ２１〜Ｐ２６を示す図である。図１５において、横軸は時間を示しており、縦軸は受信電力を示している。
始めに、ブロック長決定部６４ｂは、対象ブロック（ここでは、ブロックＢ２１）の長さの設定を開始する（ステップＳ２０１）。
そして、ブロック長決定部６４ｂは、対象ブロック（ここでは、ブロックＢ２１）の長さを、所定長ΔＴだけ延長する（ステップＳ２０２）。本実施形態では、所定長ΔＴとして、ガードインターバル（ＧＩ）の長さの１００分の１としているが、その他の値を用いても良い。
FIG. 14 is a flowchart showing the processing of the block length determination unit 64b according to the second embodiment of the present invention.
FIG. 15 is a diagram illustrating signals P21 to P26 divided by the block length determination unit 64b according to the second embodiment of the present invention. In FIG. 15, the horizontal axis indicates time, and the vertical axis indicates received power.
First, the block length determination unit 64b starts setting the length of the target block (here, block B21) (step S201).
Then, the block length determination unit 64b extends the length of the target block (here, the block B21) by a predetermined length ΔT (step S202). In the present embodiment, the predetermined length ΔT is set to 1/100 of the length of the guard interval (GI), but other values may be used.
次に、ブロック長決定部６４ｂは、対象ブロック（ここでは、ブロックＢ２１）の長さが、所定のブロック長Ｔｔｈ以下であるか否かについて判定する（ステップＳ２０３）。本実施形態において、所定のブロック長Ｔｔｈは、ガードインターバル（ＧＩ）の長さ以下の値である。ガードインターバル（ＧＩ）の長さをＴｇｉとした場合、所定のブロック長Ｔｔｈの値としては、例えば、（０．８＊Ｔｇｉ）≦Ｔｔｈ≦Ｔｇｉの条件を満たす値を用いることができる。より好ましくは、（０．８５＊Ｔｇｉ）≦Ｔｔｈ≦（０．９５＊Ｔｇｉ）という条件を満たす値を用いると良い。本実施形態では、所定のブロック長Ｔｔｈを、（０．９＊Ｔｇｉ）としている。 Next, the block length determination unit 64b determines whether or not the length of the target block (here, the block B21) is equal to or less than a predetermined block length Tth (step S203). In the present embodiment, the predetermined block length Tth is a value equal to or smaller than the length of the guard interval (GI). When the length of the guard interval (GI) is Tgi, for example, a value satisfying the condition of (0.8 * Tgi) ≦ Tth ≦ Tgi can be used as the value of the predetermined block length Tth. More preferably, a value satisfying the condition of (0.85 * Tgi) ≦ Tth ≦ (0.95 * Tgi) is used. In the present embodiment, the predetermined block length Tth is (0.9 * Tgi).
対象ブロック（ここでは、ブロックＢ２１）の長さが所定のブロック長Ｔｔｈ以下である場合には、ブロック長決定部６４ｂはステップＳ２０３で「ＹＥＳ」と判定してステップＳ２０３の処理を行う。つまり、ブロック長決定部６４ｂは、対象としているブロック（ここでは、ブロックＢ２１）内に含まれる信号（ここでは、信号Ｐ２１〜Ｐ２３）の数が所定数Ｎｔｈ以下であるか否かについて判定する（ステップＳ２０４）。本実施形態では、所定数Ｎｔｈを３としているが、その他の値を使用しても良い。
対象としているブロック内に含まれる信号の数が所定数Ｎｔｈ以下である場合には、ブロック長決定部６４ｂはステップＳ２０４で「ＹＥＳ」と判定してステップＳ２０２に進む。
一方、対象としているブロック内に含まれる信号の数が所定数Ｎｔｈよりも大きい場合には、ブロック長決定部６４ｂはステップＳ２０４で「ＮＯ」と判定してステップＳ２０５の処理を行う。つまり、ブロック長決定部６４ｂは、最後にブロック長をΔＴだけ延長する前までの長さを対象ブロック（ここでは、ブロックＢ２１）の長さ（ここでは、ブロック長Ｔ２１）として決定する（ステップＳ２０５）。
If the length of the target block (here, block B21) is equal to or shorter than the predetermined block length Tth, the block length determination unit 64b determines “YES” in step S203 and performs the process of step S203. That is, the block length determination unit 64b determines whether or not the number of signals (here, signals P21 to P23) included in the target block (here, block B21) is equal to or less than a predetermined number Nth ( Step S204). In the present embodiment, the predetermined number Nth is 3, but other values may be used.
When the number of signals included in the target block is equal to or less than the predetermined number Nth, the block length determination unit 64b determines “YES” in step S204, and proceeds to step S202.
On the other hand, when the number of signals included in the target block is larger than the predetermined number Nth, the block length determination unit 64b determines “NO” in step S204 and performs the process of step S205. That is, the block length determination unit 64b determines the length before the block length is finally extended by ΔT as the length of the target block (here, the block B21) (here, the block length T21) (step S205). ).
そして、ブロック長決定部６４ｂは、ブロック長を決定済みのブロックに含まれていない信号が残っているか否かについて判定する（ステップＳ２０６）。ブロック長を決定済みのブロックに含まれていない信号が残っていない場合には、ブロック長決定部６４ｂは、ステップＳ２０６で「ＮＯ」と判定し、図１４のフローチャートの処理を終了する。
一方、ブロック長を決定済みのブロック（例えば、ブロックＢ２１）に含まれていない信号（例えば、信号Ｐ２４〜Ｐ２６）が残っている場合には、ブロック長決定部６４ｂは、ステップＳ２０６で「ＹＥＳ」と判定し、ステップＳ２０７の処理を行う。つまり、ブロック長決定部６４ｂは、次の対象ブロック（ここでは、ブロックＢ２２）の長さ（ここでは、ブロック長Ｔ２２）の設定に移行する（ステップＳ２０７）。そして、ステップＳ２０２に進む。
Then, the block length determination unit 64b determines whether or not a signal that is not included in the block for which the block length has been determined remains (step S206). If there is no signal that is not included in the block whose block length has already been determined, the block length determination unit 64b determines “NO” in step S206, and ends the process of the flowchart of FIG.
On the other hand, when signals (for example, signals P24 to P26) that are not included in the block for which the block length has been determined (for example, block B21) remain, the block length determination unit 64b determines “YES” in step S206. And the process of step S207 is performed. That is, the block length determination unit 64b shifts to setting of the length (here, block length T22) of the next target block (here, block B22) (step S207). Then, the process proceeds to step S202.
ブロック長決定部６４ｂが、図１４のフローチャートの処理を行うことで、図１５に示すように、信号Ｐ２１〜Ｐ２６は、信号Ｐ２１〜Ｐ２３を含むブロックＢ２１と、信号Ｐ２４を含むブロックＢ２２と、信号Ｐ２５及びＰ２６を含むブロックＢ２３とに分割される。ブロックＢ２１〜Ｂ２３のブロック長Ｔ２１〜Ｔ２３は、それぞれガードインターバル（ＧＩ）の長さＴｇｉ以下である。また、各ブロックＢ２１〜Ｂ２３に含まれる信号の数は、所定数Ｎｔｈ以下である。
ブロック長決定部６４ｂは、ブロックＢ２１のブロック長Ｔ２１を、ソフトキャンセラブロック部４５−１（図３）に出力する。また、ブロック長決定部６４ｂは、ブロックＢ２２のブロック長Ｔ２２を、ソフトキャンセラブロック部４５−２（図３）に出力する。また、ブロック長決定部６４ｂは、ブロックＢ２３のブロック長Ｔ２３を、ソフトキャンセラブロック部４５−３（図３）に出力する。
As the block length determination unit 64b performs the processing of the flowchart of FIG. 14, as shown in FIG. 15, the signals P21 to P26 include the block B21 including the signals P21 to P23, the block B22 including the signal P24, The block is divided into blocks B23 including P25 and P26. The block lengths T21 to T23 of the blocks B21 to B23 are each equal to or shorter than the guard interval (GI) length Tgi. Further, the number of signals included in each of the blocks B21 to B23 is a predetermined number Nth or less.
The block length determination unit 64b outputs the block length T21 of the block B21 to the soft canceller block unit 45-1 (FIG. 3). Further, the block length determination unit 64b outputs the block length T22 of the block B22 to the soft canceller block unit 45-2 (FIG. 3). Further, the block length determination unit 64b outputs the block length T23 of the block B23 to the soft canceller block unit 45-3 (FIG. 3).
本発明の第２の実施形態による無線受信装置を用いれば、第１の実施形態による無線受信装置２００ａ（図２）を用いた場合と同様の効果が得られる。
また、第２の実施形態では、各ブロックの長さがガードインターバル（ＧＩ）の長さＴｇｉ以下になるとともに、各ブロックに含まれる信号の数が所定数Ｎｔｈ以下となる。よって、各ブロックに多数の信号が含まれることがなくなる。このため、各ブロックに基づいて伝搬路推定などの処理を行う際の処理量を、第１の実施形態と比較して、減少させることができる。
If the wireless receiver according to the second embodiment of the present invention is used, the same effect as that obtained when the wireless receiver 200a (FIG. 2) according to the first embodiment is used can be obtained.
In the second embodiment, the length of each block is equal to or less than the guard interval (GI) length Tgi, and the number of signals included in each block is equal to or less than a predetermined number Nth. Accordingly, a large number of signals are not included in each block. For this reason, the processing amount at the time of performing processing such as propagation path estimation based on each block can be reduced as compared with the first embodiment.
（第３の実施形態）
次に、本発明の第３の実施形態による無線通信システムについて説明する。第３の実施形態による無線通信システムは、無線送信装置と無線受信装置とを備えている。第３の実施形態による無線送信装置は、第１の実施形態による無線送信装置１００ａ（図１）と同様の構成を有するので、その説明を省略する。第３の実施形態による無線受信装置は、第１の実施形態による無線受信装置２００ａ（図２）と同様の構成を有するが、ブロック分割決定部６４ａ（図１１）の代わりに、ブロック長決定部６４ｃ（図示省略）を備える点において相違する。ブロック分割決定部６４ａとブロック長決定部６４ｃとでは、処理内容が異なる。よって、以下では、ブロック長決定部６４ｃの処理内容を、図１６を参照して説明する。
(Third embodiment)
Next, a radio communication system according to the third embodiment of the present invention is described. The wireless communication system according to the third embodiment includes a wireless transmission device and a wireless reception device. Since the wireless transmission device according to the third embodiment has the same configuration as the wireless transmission device 100a (FIG. 1) according to the first embodiment, the description thereof is omitted. The wireless reception device according to the third embodiment has the same configuration as the wireless reception device 200a (FIG. 2) according to the first embodiment, but instead of the block
図１６は、本発明の第３の実施形態によるブロック長決定部６４ｃの処理を示すフローチャートである。
また、図１７は、本発明の第３の実施形態によるブロック長決定部６４ｃによって分割される信号Ｐ３１〜Ｐ３６を示す図である。図１７において、横軸は時間を示しており、縦軸は受信電力を示している。
始めに、ブロック長決定部６４ｃは、ブロックに分割する領域（ここでは、信号Ｐ３１〜Ｐ３６を含む時間領域）の後ろから所定のブロック長Ｔｇｉのブロック（ここでは、ブロックＢ３１）を設定する（ステップＳ３０１）。つまり、ブロック長決定部６４ｃは、ブロックＢ３１のブロック長Ｔ３１をＴｇｉに設定する。
FIG. 16 is a flowchart showing the processing of the block length determination unit 64c according to the third embodiment of the present invention.
FIG. 17 is a diagram illustrating signals P31 to P36 divided by the block length determination unit 64c according to the third embodiment of the present invention. In FIG. 17, the horizontal axis indicates time, and the vertical axis indicates received power.
First, the block length determination unit 64c sets a block (here, the block B31) having a predetermined block length Tgi from the back of the area (here, the time area including the signals P31 to P36) to be divided into blocks (Step B31). S301). That is, the block length determination unit 64c sets the block length T31 of the block B31 to Tgi.
次に、ブロック長決定部６４ｃは、ステップＳ３０１で設定したブロック（ここでは、ブロックＢ３１）に含まれる信号（ここでは、信号Ｐ３４〜Ｐ３６）の電力の合計Ｐｔｈを算出する（ステップＳ３０２）。
そして、ブロック長決定部６４ｃは、次のブロック（ここでは、ブロックＢ３２）の長さ（ここでは、ブロック長Ｔ３２）の設定に移行する（ステップＳ３０３）。
次に、ブロック長決定部６４ｃは、前の信号（ここでは、信号Ｐ３４〜Ｐ３６の前の信号Ｐ３３）まで、対象ブロック（ここでは、ブロックＢ３２）のブロック長（ここでは、ブロック長Ｔ３２）を延長する（ステップＳ３０４）。
Next, the block length determination unit 64c calculates the total power Pth of signals (here, signals P34 to P36) included in the block (here, block B31) set in step S301 (step S302).
Then, the block length determining unit 64c shifts to setting of the length (here, block length T32) of the next block (here, block B32) (step S303).
Next, the block length determination unit 64c determines the block length (here, the block length T32) of the target block (here, the block B32) up to the previous signal (here, the signal P33 before the signals P34 to P36). Extend (step S304).
そして、ブロック長決定部６４ｃは、対象ブロック（ここでは、ブロックＢ３２）に含まれている信号の電力の合計が、Ｐｔｈ以下であるか否かについて判定する（ステップＳ３０５）。
対象ブロックに含まれている信号の電力の合計がＰｔｈ以下である場合には、ブロック長決定部６４ｃはステップＳ３０５で「ＹＥＳ」と判定して、ステップＳ３０４に進む。
一方、対象ブロックに含まれている信号の電力の合計がＰｔｈよりも大きい場合には、ブロック長決定部６４ｃはステップＳ３０５で「ＮＯ」と判定して、ステップＳ３０６の処理を行う。つまり、ブロック長決定部６４ｃは、ステップＳ３０４で最後に対象ブロック内に取り込んだ信号（例えば、信号Ｓ３１）の直前に取り込んだ信号（例えば、信号Ｓ３２）までの範囲を、対象ブロック（例えば、ブロックＢ３２）の長さ（例えば、ブロック長Ｔ３２）として決定する（ステップＳ３０６）。
Then, the block length determination unit 64c determines whether or not the total power of the signals included in the target block (here, the block B32) is equal to or less than Pth (step S305).
If the total power of the signals included in the target block is equal to or less than Pth, the block length determination unit 64c determines “YES” in step S305, and proceeds to step S304.
On the other hand, when the total power of the signals included in the target block is larger than Pth, the block length determination unit 64c determines “NO” in step S305, and performs the process of step S306. That is, the block length determination unit 64c determines the range up to the signal (for example, signal S32) captured immediately before the signal (for example, signal S31) last captured in the target block in step S304, as the target block (for example, block B32) (for example, block length T32) is determined (step S306).
そして、ブロック長決定部６４ｃは、ブロック長を決定済みのブロックに含まれていない信号が残っているか否かについて判定する（ステップＳ３０７）。ブロック長を決定済みのブロックに含まれていない信号が残っていない場合には、ブロック長決定部６４ｃは、ステップＳ３０７で「ＮＯ」と判定し、図１６のフローチャートの処理を終了する。
一方、ブロック長を決定済みのブロック（例えば、ブロックＢ３２）に含まれていない信号（例えば、信号Ｐ３１）が残っている場合には、ブロック長決定部６４ｃは、ステップＳ３０７で「ＹＥＳ」と判定し、ステップＳ３０３に進む。
Then, the block length determination unit 64c determines whether or not there remains a signal that is not included in the block whose block length has been determined (step S307). If there is no signal that is not included in the block whose block length has been determined, the block length determination unit 64c determines “NO” in step S307, and ends the process of the flowchart of FIG.
On the other hand, when a signal (for example, the signal P31) not included in the block whose block length has been determined (for example, the block B32) remains, the block length determination unit 64c determines “YES” in step S307. Then, the process proceeds to step S303.
ブロック長決定部６４ｃは、ブロックＢ３１のブロック長Ｔ３１を、ソフトキャンセラブロック部４５−３（図３）に出力する。また、ブロック長決定部６４ｃは、ブロックＢ３２のブロック長Ｔ３２を、ソフトキャンセラブロック部４５−２（図３）に出力する。また、ブロック長決定部６４ｃは、ブロックＢ３３のブロック長Ｔ３３を、ソフトキャンセラブロック部４５−１（図３）に出力する。 The block length determination unit 64c outputs the block length T31 of the block B31 to the soft canceller block unit 45-3 (FIG. 3). Further, the block length determination unit 64c outputs the block length T32 of the block B32 to the soft canceller block unit 45-2 (FIG. 3). Further, the block length determination unit 64c outputs the block length T33 of the block B33 to the soft canceller block unit 45-1 (FIG. 3).
ブロック長決定部６４ｃが、図１６のフローチャートの処理を行うことで、図１７に示すように、信号Ｐ３１〜Ｐ３６は、信号Ｐ３４〜Ｐ３６を含むブロックＢ３１と、信号Ｐ３２及びＰ３３を含むブロックＢ３２と、信号Ｐ３１を含むブロックＢ３３とに分割される。ブロックＢ３２に含まれる信号（ここでは、信号Ｐ３２及びＰ３３）の合計電力、又は、ブロックＢ３３に含まれる信号（ここでは、信号Ｐ３１）の合計電力は、いずれもブロックＢ３１に含まれる信号（ここでは、信号Ｐ３４〜Ｐ３６）の合計電力Ｐｔｈ以下である。時間が経過するに従って、無線送信装置から無線受信装置に到達する信号の電力が減少する傾向にある。このため、ガードインターバル（ＧＩ）の長さと同じブロック長であるブロックＢ３１よりも、ブロックＢ３２、Ｂ３３のブロック長は短い可能性が大きい。よって、第３の実施形態においても、第１又は第２の実施形態と同様に、各ブロックの長さをガードインターバル（ＧＩ）の長さＴｇｉ以下とすることができる。また、第３の実施形態では、第１又は第２の実施形態での処理のように、対象ブロックの長さをΔＴずつ増加させる処理を行う必要がないため、ブロック長決定部がブロック長を決定する処理負荷を軽減することができる。
また、本発明の第３の実施形態による無線受信装置を用いれば、第１の実施形態による無線受信装置２００ａ（図２）を用いた場合と同様の効果が得られる。
As the block length determination unit 64c performs the processing of the flowchart of FIG. 16, as shown in FIG. 17, the signals P31 to P36 include a block B31 including the signals P34 to P36, and a block B32 including the signals P32 and P33. Are divided into blocks B33 including the signal P31. The total power of the signals included in the block B32 (here, the signals P32 and P33) or the total power of the signals included in the block B33 (here, the signal P31) is the signal included in the block B31 (here. , The signals P34 to P36) are less than or equal to the total power Pth. As time elapses, the power of the signal reaching the radio reception device from the radio transmission device tends to decrease. Therefore, the block lengths of the blocks B32 and B33 are likely to be shorter than the block B31 having the same block length as the guard interval (GI). Therefore, also in the third embodiment, the length of each block can be made equal to or shorter than the length Tgi of the guard interval (GI), as in the first or second embodiment. Further, in the third embodiment, unlike the processing in the first or second embodiment, there is no need to perform the process of increasing the length of the target block by ΔT, so the block length determination unit sets the block length. The processing load to be determined can be reduced.
Further, when the wireless reception device according to the third embodiment of the present invention is used, the same effect as that obtained when the wireless reception device 200a (FIG. 2) according to the first embodiment is used can be obtained.
（第４の実施形態）
次に、本発明の第４の実施形態による無線通信システムについて説明する。第４の実施形態による無線通信システムは、無線送信装置と無線受信装置とを備えている。第４の実施形態による無線送信装置は、第１の実施形態による無線送信装置１００ａ（図１）と同様の構成を有するので、その説明を省略する。第４の実施形態では、誤り訂正符号が各コードに亘ってなされる。
(Fourth embodiment)
Next, a radio communication system according to the fourth embodiment of the present invention is described. The wireless communication system according to the fourth embodiment includes a wireless transmission device and a wireless reception device. Since the wireless transmission device according to the fourth embodiment has the same configuration as the wireless transmission device 100a (FIG. 1) according to the first embodiment, the description thereof is omitted. In the fourth embodiment, an error correction code is made over each code.
図１８は、本発明の第４の実施形態による無線受信装置２００ｂの構成を示す概略ブロック図である。無線受信装置２００ｂの構成は、第１の実施形態による無線受信装置２００ａ（図２）の構成とほぼ同じであるが、図２におけるコード毎ＭＡＰ復号部２４−１〜２４−４に対応する部分が異なる。
図１８においては、ＭＡＰ検出部２３は、ビット毎の対数尤度比を、Ｐ／Ｓ変換部１３６に出力する。Ｐ／Ｓ変換部１３６は、ＭＡＰ検出部２３から入力される対数尤度比を、パラレル信号からシリアル信号に変換し、ビットデインタリーバ部１２５に出力する。
ビットデインタリーバ部１２５は、Ｐ／Ｓ変換部１３６から入力される信号に対して、ビット毎にデインタリーブ処理を行い、ＭＡＰ復号部１２６と減算部１２７とに出力する。
ＭＡＰ復号部１２６は、ビットデインタリーバ部１２５から入力される信号に対して、ＭＡＰ復号処理を行い、減算部１２７と無線受信装置２００ｂの外部とに出力する。
FIG. 18 is a schematic block diagram illustrating a configuration of a wireless reception device 200b according to the fourth embodiment of the present invention. The configuration of the wireless reception device 200b is substantially the same as the configuration of the wireless reception device 200a (FIG. 2) according to the first embodiment, but the portions corresponding to the code-by-code MAP decoding units 24-1 to 24-4 in FIG. Is different.
In FIG. 18, the
The bit
The
減算部１２７は、ＭＡＰ復号部１２６に入力される信号と、ＭＡＰ復号部１２６から出力される信号との差分λ２を算出し、レプリカ信号作成部１２８に出力する。
レプリカ信号作成部１２８は、ビットインタリーバ部１３０、シンボル生成部１３１、Ｓ／Ｐ変換部１３４、コード毎シンボルインタリーバ・拡散部１３５−１〜１３５−４、ＤＴＣＨ多重部３４、ＰＩＣＨ多重部３５、スクランブリング部３６、ＩＦＦＴ部３７、ＧＩ挿入部３８を備えている。また、コード毎シンボルインタリーバ・拡散部１３５−１〜１３５−４は、シンボルインタリーバ部１３２、周波数−時間拡散部１３３を備えている。
The
The replica signal creation unit 128 includes a bit
ビットインタリーバ部１３０は、減算部１２７から入力される信号λ２を、ビット毎に入れ替え、シンボル生成部１３１に出力する。シンボル生成部１３１は、ビットインタリーバ部１３０から入力される信号を、信号λ２の大きさに応じてシンボル変調処理を行い、Ｓ／Ｐ変換部１３４に出力する。シンボル生成部１３１は、シンボル変調処理として、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭなどを用いる。
Ｓ／Ｐ変換部１３４は、シンボル生成部１３１から入力される信号を、シリアル信号からパラレル信号に変換し、コード毎シンボルインタリーバ・拡散部１３５−１〜１３５−４にそれぞれ出力する。無線受信装置２００ｂは、Ｃｍｕｘ個のコード毎シンボルインタリーバ・拡散部を備えている。本実施形態では、Ｃｍｕｘ＝４の場合について説明する。
The bit
The S /
コード毎シンボルインタリーバ・拡散部１３５−１〜１３５−４のシンボルインタリーバ部１３２は、Ｓ／Ｐ変換部１３４から入力される信号の順番を、シンボル毎に入れ替え、周波数−時間拡散部１３３に出力する。
周波数−時間拡散部１３３は、シンボルインタリーバ部１３２から入力される信号を、所定の拡散コード（チャネライゼーションコード）で拡散し、ＤＴＣＨ多重部３４に出力する。以降の処理は、第１の実施形態と同様であるため、それらの説明を省略する。
The symbol interleaver 132 of each code symbol interleaver / spreader 135-1 to 135-4 changes the order of the signals input from the S /
The frequency-
本発明の第４の実施形態による無線受信装置２００ｂを用いれば、繰返し復号を行うことにより、ガードインターバル（ＧＩ）の長さを超える遅延が生じた到来波を取り除くと同時に、コード間干渉の影響も取り除くことができる。
本実施形態を用いることにより、無線送信装置から無線受信装置２００ｂが受信したパイロット信号を復調する際の演算量を減らすと共に、シンボル間干渉、キャリア間干渉やコード間干渉への耐性を大幅に高めることができる。これにより、無線受信装置２００ｂにおいて、精度良く伝搬路を推定することができる。
By using the wireless reception device 200b according to the fourth embodiment of the present invention, it is possible to remove an incoming wave in which a delay exceeding the length of the guard interval (GI) is removed by performing iterative decoding, and at the same time, influence of inter-code interference. Can also be removed.
By using this embodiment, the amount of computation when demodulating a pilot signal received by the wireless reception device 200b from the wireless transmission device is reduced, and resistance to intersymbol interference, intercarrier interference, and intercode interference is greatly increased. be able to. Thereby, in the radio | wireless receiver 200b, a propagation path can be estimated with sufficient precision.
（第５の実施形態）
次に、本発明の第５の実施形態による無線通信システムについて説明する。第５の実施形態による無線通信システムは、無線送信装置と無線受信装置とを備えている。第５の実施形態による無線送信装置は、第１の実施形態による無線送信装置１００ａ（図１）と同様の構成を有するので、その説明を省略する。
本実施形態では、拡散処理のされていないマルチキャリア信号を、無線受信装置が無線送信装置から受信する場合について説明する。このマルチキャリア信号には、例えば、周波数分割多重伝送方式や、ＯＦＤＭ方式が用いられる。
(Fifth embodiment)
Next, a radio communication system according to the fifth embodiment of the present invention is described. The wireless communication system according to the fifth embodiment includes a wireless transmission device and a wireless reception device. Since the wireless transmission device according to the fifth embodiment has the same configuration as the wireless transmission device 100a (FIG. 1) according to the first embodiment, the description thereof is omitted.
In this embodiment, a case will be described in which a wireless reception device receives a multicarrier signal that has not been subjected to spreading processing from a wireless transmission device. For this multicarrier signal, for example, a frequency division multiplexing transmission system or an OFDM system is used.
図１９は、本発明の第５の実施形態による無線受信装置２００ｃの構成を示す概略ブロック図である。無線受信装置２００ｃの構成は、第４の実施形態の無線受信装置２００ｂの構成（図１８）とほぼ同じであるが、図１８におけるＭＡＰ検出部２３、レプリカ信号作成部１２８、前記レプリカ信号作成部１２８に含まれるコード毎シンボルインタリーバ・拡散部１３５−１〜１３５−４、シンボルインタリーバ部１３２、周波数−時間拡散部１３３、ＤＴＣＨ多重部３４が異なる。
図１９において、ビットデインタリーバ部１２５は、ＭＡＰ検出部２２３から入力されるビット毎の対数尤度比λ１を、ビット毎にデインタリーブの処理を行い、ＭＡＰ復号部１２６と減算部１２７とに出力する。
ＭＡＰ復号部１２６は、ビットデインタリーバ部１２５から入力される信号に対して、ＭＡＰ復号処理を行い、減算部１２７と無線受信装置２００ｃの外部とに出力する。
FIG. 19 is a schematic block diagram showing a configuration of a wireless reception device 200c according to the fifth embodiment of the present invention. The configuration of the wireless reception device 200c is substantially the same as the configuration of the wireless reception device 200b of the fourth embodiment (FIG. 18), but the
In FIG. 19, the bit
The
減算部１２７は、ＭＡＰ復号部１２６に入力される信号と、ＭＡＰ復号部１２６から出力される信号との差分λ２を算出し、レプリカ信号作成部２２８のビットインタリーバ部１３０に出力する。
ビットインタリーバ部１３０は、減算部１２７から入力される信号λ２を、ビット毎に入れ替え、シンボル生成部１３１に出力する。シンボル生成部１３１は、ビットインタリーバ部１３０から入力される信号を、信号λ２の大きさに応じてシンボル変調処理し、シンボルインタリーバ部２３２に出力する。シンボル生成部１３１は、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭなどを用いて、シンボル変調処理を行う。
シンボルインタリーバ部２３２は、シンボル生成部１３１から入力される信号の順番を、シンボル毎に入れ替え、ＰＩＣＨ多重部３５に出力する。以降の処理は、第１の実施形態による無線受信装置２００ａ（図２）と同様であるため、その説明を省略する。
The
The bit
The
図２０は、本発明の第５の実施形態による無線受信装置２００ｃのＭＡＰ検出部２２３の構成を示す概略ブロック図である。ＭＡＰ検出部２２３の構成は、第１の実施形態によるＭＡＰ検出部２２３（図３）とほぼ同じであるが、図３におけるコード毎対数尤度比出力部４７−１〜４７−４、逆拡散部４８、シンボルデインタリーバ部４９、復調部５０が異なる。
シンボルデインタリーバ部２４９は、ＭＭＳＥフィルタ部４６から入力される信号を、シンボル毎に入れ替え、復調部２５０に出力する。
復調部２５０は、シンボルデインタリーバ部２４９から入力される信号を、ビット毎に入れ替え、ビットデインタリーバ部１２５（図１９）に出力する。
FIG. 20 is a schematic block diagram illustrating a configuration of the
本発明の第５の実施形態による無線受信装置２００ｃを用いれば、マルチキャリア信号を無線送信装置から受信する場合に、繰返し復号を行うことによって、ガードインターバル（ＧＩ）の長さを超える遅延が生じた到来波を取り除くことができる。
本実施形態を用いることにより、無線送信装置から無線受信装置が受信したパイロット信号を復調する際の演算量を減らすと共に、シンボル間干渉やキャリア間干渉への耐性を大幅に高めることができる。これにより、無線受信装置２００ｃにおいて、精度良く伝搬路を推定することができる。
When the wireless reception device 200c according to the fifth embodiment of the present invention is used, when a multicarrier signal is received from a wireless transmission device, a delay exceeding the length of the guard interval (GI) occurs due to iterative decoding. The incoming wave can be removed.
By using this embodiment, it is possible to reduce the amount of calculation when demodulating the pilot signal received by the wireless reception device from the wireless transmission device, and to greatly increase the resistance to intersymbol interference and intercarrier interference. Thereby, it is possible to accurately estimate the propagation path in the wireless reception device 200c.
なお、上述した第１の実施形態では、無線受信装置２００ａ（図２）のソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３（図３）がブロックＢ１１〜Ｂ１３に分割するブロック長Ｔ１１〜Ｔ１３を、初回処理用伝搬路・雑音電力推定部２２（図２）のブロック分割決定部６４ａ（図１１）が決定する場合について説明したが、このような構成に限定されるものではない。例えば、無線受信装置２００ａ（図２）のＭＡＰ検出部２３（図３）の繰返し処理用伝搬路・雑音電力推定部５１にブロック分割決定部６４ａを設け、繰返し処理用伝搬路・雑音電力推定部５１において、各ブロックＢ１１〜Ｂ１３のブロック長Ｔ１１〜Ｔ１３を決定するようにしても良い。このことは、第１の実施形態以外の実施形態にも適用することができる。
In the first embodiment described above, the block lengths T11 to T13 that the soft canceller block units 45-1 to 45-3 (FIG. 3) of the wireless reception device 200a (FIG. 2) divide into blocks B11 to B13, Although the case where the block
また、上述した第１の実施形態では、所定のブロック長Ｔｔｈ以下であるかに基づいて、ブロック分割決定部６４ａが各ブロックＢ１１〜Ｂ１３のブロック長Ｔ１１〜Ｔ１３を決定する場合について説明した（図１２のステップＳ１０３参照）。つまり、各ブロックに分割する際の基準となる所定のブロック長Ｔｔｈが不変である場合について説明した。しかし、このような処理に限定されるものではなく、それぞれのブロック長を決定する際に、ガードインターバル長以下のブロック長であって、異なる値のブロック長を用いるようにしても良い。このことは、第１の実施形態以外の実施形態にも適用することができる。
In the first embodiment described above, a case has been described in which the block
また、上述した第１の実施形態では、信号Ｐ１１〜Ｐ１６を各ブロックＢ１１〜Ｂ１３に分割する際に、全てのブロックＢ１１〜Ｂ１３のブロック長Ｔ１１〜Ｔ１３が、ガードインターバル長以下となるように分割する場合について説明した。しかし、このような処理に限定されるものではなく、ブロックＢ１１〜Ｂ１３の少なくとも１つが、ガードインターバル長以下の長さとなるように分割するようにしても良い。このことは、第１の実施形態以外の実施形態にも適用することができる。
なお、上述した第１〜第５の実施形態は、移動通信のみならず、固定通信にも用いることができる。
In the first embodiment described above, when the signals P11 to P16 are divided into the blocks B11 to B13, the block lengths T11 to T13 of all the blocks B11 to B13 are divided so as to be equal to or less than the guard interval length. Explained when to do. However, the present invention is not limited to such processing, and at least one of the blocks B11 to B13 may be divided so as to have a length equal to or shorter than the guard interval length. This can also be applied to embodiments other than the first embodiment.
The first to fifth embodiments described above can be used not only for mobile communication but also for fixed communication.
なお、以上説明した実施形態において、第１〜第５の実施形態による無線送信装置や無線受信装置の各部の機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することにより無線送信装置や無線受信装置の制御を行っても良い。なお、ここでいう「コンピュータシステム」とは、ＯＳや周辺機器等のハードウェアを含むものとする。 In the embodiment described above, a program for realizing the function of each unit of the wireless transmission device and the wireless reception device according to the first to fifth embodiments is recorded on a computer-readable recording medium. The wireless recording device and the wireless reception device may be controlled by causing the computer system to read and execute the program recorded on the computer. The “computer system” here includes an OS and hardware such as peripheral devices.
また、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、ＣＤ−ＲＯＭ等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置のことをいう。さらに「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、インターネット等のネットワークや電話回線等の通信回線を介してプログラムを送信する場合の通信線のように、短時間の間、動的にプログラムを保持するもの、その場合のサーバやクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリのように、一定時間プログラムを保持しているものも含むものとする。また上記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであっても良く、さらに前述した機能をコンピュータシステムにすでに記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるものであっても良い。 The “computer-readable recording medium” refers to a storage device such as a flexible medium, a magneto-optical disk, a portable medium such as a ROM and a CD-ROM, and a hard disk incorporated in a computer system. Furthermore, the “computer-readable recording medium” dynamically holds a program for a short time, like a communication line when transmitting a program via a network such as the Internet or a communication line such as a telephone line. In this case, a volatile memory in a computer system serving as a server or a client in that case is also used to hold a program for a certain period of time. The program may be a program for realizing a part of the functions described above, and may be a program capable of realizing the functions described above in combination with a program already recorded in a computer system.
以上、この発明の実施形態について図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計等も特許請求の範囲に含まれる。 The embodiment of the present invention has been described in detail with reference to the drawings. However, the specific configuration is not limited to this embodiment, and the design and the like within the scope of the present invention are also within the scope of the claims. include.
１・・・Ｓ／Ｐ変換部、２−１〜２−４・・・コード毎信号処理部、３・・・誤り訂正符号化部、４・・・ビットインタリーバ部、５・・・変調部、６・・・シンボルインタリーバ部、７・・・周波数−時間拡散部、８・・・ＤＴＣＨ多重部、９・・・ＰＩＣＨ多重部、１０・・・スクランブリング部、１１・・・ＩＦＦＴ部、１２・・・ＧＩ挿入部、２１・・・シンボル同期部、２２・・・初回処理用伝搬路・雑音電力推定部、２３・・・ＭＡＰ検出部、２４−１〜２４−４・・・コード毎ＭＡＰ復号部、２８・・・レプリカ信号作成部、２９−１〜２９−４・・・コード毎シンボル生成部、３４・・・ＤＴＣＨ多重部、３５・・・ＰＩＣＨ多重部、３６・・・スクランブリング部、３７・・・ＩＦＦＴ部、３８・・・ＧＩ挿入部、３９・・・Ｐ／Ｓ変換部、４０・・・到来波レプリカ生成部、４２・・・減算部、４３・・・ＧＩ除去部、４４・・・ＦＦＴ部、４５−１〜４５−３・・・ソフトキャンセラブロック部、４６・・・ＭＭＳＥフィルタ部、４７−１〜４７−４・・・コード毎対数尤度比出力部、５１・・・繰返し処理用伝搬路・雑音電力推定部、６１・・・伝搬路推定部、６２・・・プリアンブルレプリカ生成部、６３・・・雑音電力推定部、６４ａ・・・ブロック分割決定部、７０・・・ＭＡＣ部、７１・・・フィルタリング処理部、７２・・・Ｄ／Ａ変換部、７３・・・周波数変化部、７４・・・送信アンテナ、７５・・・受信アンテナ、７６・・・周波数変換部、７７・・・Ａ／Ｄ変換部、１００ａ・・・無線送信装置、２００ａ〜２００ｃ・・・無線受信装置
DESCRIPTION OF
Claims (14)
前記レプリカ信号作成部が作成したレプリカ信号を用いて、前記受信した信号を複数のブロックに分割する受信信号分割部と、
前記受信信号分割部が分割したブロック毎の信号の伝搬路を推定する伝搬路推定部と、
前記伝搬路推定部が伝搬路を推定した情報を用いて、ブロック毎の信号を合成する合成部と、
前記合成部が合成した信号を復調する復調部と、
前記復調部が復調した信号を復号する復号部と、
を備えることを特徴とする受信装置。 A replica signal creating unit that creates a replica signal, which is a replica of the signal transmitted by the transmission device, based on the received signal;
A received signal dividing unit that divides the received signal into a plurality of blocks using the replica signal created by the replica signal creating unit;
A propagation path estimator for estimating a propagation path of a signal for each block divided by the received signal divider;
Using the information that the propagation path estimation unit has estimated the propagation path, a combining unit that combines signals for each block;
A demodulator that demodulates the signal synthesized by the synthesizer;
A decoding unit for decoding the signal demodulated by the demodulation unit;
A receiving apparatus comprising:
前記受信信号分割部は、
前記チャネルインパルス応答推定値と、前記レプリカ信号作成部が作成した前記レプリカ信号とに基づいて、各時間帯の到来波のレプリカを生成する到来波レプリカ生成部と、
前記受信した受信信号から前記到来波レプリカ生成部が生成した各時間帯の到来波のレプリカを減算する減算部と、
を備えることを特徴とする請求項１又は２に記載の受信装置。 The propagation path estimation unit estimates a channel impulse response estimation value,
The received signal dividing unit includes:
Based on the channel impulse response estimation value and the replica signal created by the replica signal creation unit, an incoming wave replica generation unit that generates a replica of the incoming wave of each time zone,
A subtracting unit that subtracts a replica of an incoming wave in each time zone generated by the incoming wave replica generation unit from the received signal;
The receiving apparatus according to claim 1, further comprising:
前記繰返し処理において、前回推定されたチャネルインパルス応答推定値に基づいて前記受信信号を分割することを特徴とする請求項３に記載の受信装置。 The received signal dividing unit includes:
The receiving apparatus according to claim 3, wherein, in the iterative process, the received signal is divided based on a channel impulse response estimated value estimated last time.
前記繰返し処理において、前記伝搬路推定部が伝搬路を直前に推定した最新の情報を用いて、ブロック毎の信号を合成することを特徴とする請求項３又は４に記載の受信装置。 The synthesis unit is
5. The receiving apparatus according to claim 3, wherein, in the repetitive processing, a signal for each block is synthesized using the latest information obtained by the propagation path estimation unit estimating the propagation path immediately before.
前記復号部は、前記逆拡散部が逆拡散を行った単位で、前記復調部が復調した信号を復号することを特徴とする請求項６に記載の受信装置。 The demodulation unit demodulates the signal synthesized by the synthesis unit in a unit in which the despreading unit performs despreading,
The receiving apparatus according to claim 6, wherein the decoding unit decodes the signal demodulated by the demodulation unit in a unit in which the despreading unit performs despreading.
前記レプリカ信号作成過程で作成したレプリカ信号を用いて、前記受信した信号を複数のブロックに分割する受信信号分割過程と、
前記受信信号分割過程で分割したブロック毎の信号の伝搬路を推定する伝搬路推定過程と、
前記伝搬路推定過程で伝搬路を推定した情報を用いて、ブロック毎の信号を合成する合成過程と、
前記合成過程で合成した信号を復調する復調過程と、
前記復調過程で復調した信号を復号する復号過程と、
を有することを特徴とする受信方法。 A replica signal creation process for creating a replica signal, which is a replica of the signal transmitted by the transmission device, based on the received signal;
Using the replica signal created in the replica signal creating process, the received signal dividing process of dividing the received signal into a plurality of blocks;
A propagation path estimation process for estimating a propagation path of a signal for each block divided in the reception signal division process;
A synthesis process for synthesizing signals for each block using the information obtained by estimating the propagation path in the propagation path estimation process;
A demodulation process for demodulating the signal synthesized in the synthesis process;
A decoding process for decoding the signal demodulated in the demodulation process;
A receiving method comprising:
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