JP2010171783A - Terrestrial digital transmission apparatus - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、ＯＦＤＭ方式のデジタル送信装置に係り、特に、２系統の送信設備を備え、現用側と待機側に切替えるようにした地上デジタル送信装置に関する。 The present invention relates to an OFDM digital transmission apparatus, and more particularly, to a terrestrial digital transmission apparatus having two transmission facilities and switching between an active side and a standby side.
地上波デジタル放送では、ＳＦＮ(Single Frequency Network)方式と呼ばれる単一搬送波によるシステム構築が可能である。
そこで、通常、ＯＦＤＭ(直交周波数多重変調)方式により同一のプログラムを複数の送信所から一斉に送信し、必要とする放送エリアの設定が得られるようにしている。
ところで、この場合、放送局などのプログラム源から複数の送信所に同一のプログラムを伝送する必要があるが、このときＴＴＬ(Transmitter to Transmitter Link)と呼ばれる中継リンクが従来から用いられている。
In terrestrial digital broadcasting, it is possible to construct a system using a single carrier called the SFN (Single Frequency Network) system.
Therefore, normally, the same program is transmitted simultaneously from a plurality of transmitting stations by an OFDM (Orthogonal Frequency Multiplexing Modulation) system so that the necessary broadcast area can be set.
In this case, it is necessary to transmit the same program from a program source such as a broadcasting station to a plurality of transmitting stations. At this time, a relay link called TTL (Transmitter to Transmitter Link) has been conventionally used.
ここで、図１７は、このＴＴＬによるＴＳ伝送を用いた従来技術による送信所の一例で、この場合、１号系と２号系の２系統の送信装置を用意し、必要に応じて現用側と待機側に切り替えて使用するようになっており、図では、上側が１号系の送信装置であり、下側が２号系の送信装置であって、放送局などのプログラム源から親送信所(図示してない)を介して送信された中継用の電波ＳＨＦ１は、１号ＴＴＬ受信装置１Ａと２号ＴＴＬ受信装置１Ｂにより夫々受信されるようになっている。
そして、この結果、１号ＴＴＬ受信装置１Ａと２号ＴＴＬ受信装置１Ｂから夫々放送ＴＳ信号と同期信号(ＣＬＫ)、それにフレーム同期信号が出力され、１号ＯＦＤＭ変調器２Ａと２号ＯＦＤＭ変調器２Ｂに供給される。
なお、ここでＴＳとは、ＯＦＤＭ変調方式におけるトランスポート・ストリーム(Transport Stream)のことである。
Here, FIG. 17 shows an example of a transmission station according to the prior art using TS transmission by TTL. In this case, two transmission systems of
As a result, the broadcast TS signal, the synchronization signal (CLK), and the frame synchronization signal are output from the No. 1
Here, TS is a transport stream in the OFDM modulation scheme.
１号ＯＦＤＭ変調器２Ａと２号ＯＦＤＭ変調器２Ｂでは、入力された各信号をＩＦ信号(中間周波信号)に変換し、１号ＩＦ遅延装置３Ａと２号ＩＦ遅延装置３Ｂに夫々供給する。
１号ＩＦ遅延装置３Ａと２号ＩＦ遅延装置３Ｂでは、入力されたＩＦ信号に固定値Δｔの遅延を与え、それらを１号送信変換器４Ａと２号送信変換器４Ｂに供給する。
そこで、１号送信変換器４Ａと２号送信変換器４Ｂは、遅延されたＩＦ信号を入力してＵＨＦ帯のテレビチャンネルの周波数に変換し、１号電力増幅器５Ａと２号電力増幅器５Ｂに供給し、この結果、所望の電力に増幅されたＵＨＦ信号が、１号ＢＰＦ(バンドパスフィルタ)６Ａと２号ＢＰＦ６Ｂに入力され、ここでスプリアス(不要輻射成分)が除去され、同軸切替器７により一方がアンテナ８に取り出される。
In the No. 1
The No. 1 IF delay device 3A and the No. 2 IF delay device 3B give a delay of a fixed value Δt to the input IF signal, and supply them to the No. 1
Therefore, the No. 1
この結果、ＵＨＦ用のアンテナ８からＵＨＦ帯の放送電波ＵＨＦ１が輻射され、地上デジタル対応の受像機による受信が可能にされるが、このとき同軸切替器７は、切替制御器９から与えられる制御信号に応じて１号系と２号系の切り替えを行い、一方を現用側の送信装置として選択し、他方を待機側として選択する。
このため、１号系と２号系の各送信装置を構成している機器は、各々が自己診断機能を備え、機能障害が発生したらアラームを発生するように構成してある。
As a result, a UHF band radio wave UHF1 is radiated from the
For this reason, the devices constituting each of the No. 1 and No. 2 transmission devices are each provided with a self-diagnosis function, and are configured to generate an alarm when a functional failure occurs.
但し、１号ＢＰＦ６Ａと２号ＢＰＦ６Ｂは、通常、受動素子だけで構成されるので、機能障害が発生する確率が極めて低いため、この従来技術では、自己診断機能は付与してない。
そして、切替制御器９は、いずれかのアラーム信号が入力されたら、そのとき現用側になっていた送信装置から待機側の送信装置に同軸切替器７を切り替えるように構成してある。
However, since the No. 1 BPF 6A and the No. 2
Then, when any alarm signal is input, the
ところで、この例の場合、１号ＴＴＬ受信装置１Ａと２号ＴＴＬ受信装置１Ｂから出力される放送ＴＳ信号と同期信号(ＣＬＫ)、それにフレーム同期信号は、上記した２系統の送信装置だけではなく、夫々１号ＴＴＬ送信装置１０Ａと２号ＴＴＬ送信装置１０Ｂにも供給されている。
これにより、１号ＴＴＬ送信装置１０Ａと２号ＴＴＬ送信装置１０Ｂの各々からＳＨＦ帯の送信電力がＳＨＦ切替器１１を経由してＳＨＦ用のアンテナ１２に供給されている。
By the way, in the case of this example, the broadcast TS signal and the synchronization signal (CLK) output from the No. 1
As a result, the transmission power in the SHF band is supplied to the
そこで、この結果、アンテナ１２からＳＨＦ帯の中継用電波ＳＨＦ２が輻射されるようになっている。
なお、このとき１号ＴＴＬ送信装置１０Ａと２号ＴＴＬ送信装置１０Ｂの双方を設け、ＳＨＦ切替器１１により切り替えるようになっているのは、上記したＵＨＦ側と同じく、現用側と待機側をもったシステムとするためである。
Therefore, as a result, the relay radio wave SHF2 in the SHF band is radiated from the
At this time, both the No. 1
次に、１号系と２号系の各送信装置にＩＦ遅延装置３Ａ、３Ｂが設けられ、信号に遅延を与えている理由について、図１８により説明する。
上記したように、地上波デジタル放送では、ＳＦＮ方式によるシステム構築が可能である。そこで、複数の送信所、例えば図１８に示すように、送信所Ａ、送信所Ｂを設置し、これら双方から同じ搬送周波数で同じプログラムの放送電波ＵＨＦ１を送信し、サービスエリアの拡大を図るようにしている。
Next, the reason why IF delay devices 3A and 3B are provided in each of the No. 1 and No. 2 transmission devices and delays the signal will be described with reference to FIG.
As described above, in terrestrial digital broadcasting, it is possible to construct a system using the SFN method. Therefore, as shown in FIG. 18, a plurality of transmitting stations, for example, transmitting station A and transmitting station B are installed, and broadcast radio waves UHF1 of the same program are transmitted from both of them at the same carrier frequency so as to expand the service area. I have to.
しかし、このとき、送信所ＡによるサービスエリアＳＡと送信所ＢによるサービスエリアＳＢが重複した領域、すなわちＳＦＮ領域が生じてしまうことがあり、この場合、ＳＦＮ領域では、送信所Ａからの電波と送信所Ｂからの電波の双方が同一の受信装置(受像機)で受信できるようになるが、しかし、この場合、送信所Ａからの電波と送信所Ｂからの電波に、ＯＦＤＭ方式に特有の制約が生じてしまう。 However, at this time, an area where the service area SA by the transmitting station A and the service area SB by the transmitting station B overlap, that is, an SFN area may occur. In this case, in the SFN area, the radio wave from the transmitting station A Both the radio waves from the transmitting station B can be received by the same receiver (receiver). However, in this case, the radio waves from the transmitting station A and the radio waves from the transmitting station B are specific to the OFDM system. Restrictions arise.
この特有の制約とは、送信所Ａから電波がＳＦＮ領域内に到達するまでの時間と、送信所Ｂから電波がＳＦＮ領域内に到達するまでの時間の差が、ＯＦＤＭ変調方式におけるガードインターバル以内に収まっているようにしなければならないということである。
何故なら、２波の遅延時間差がガードインターバルを超えるとシンボル間干渉が生じてＳＦＮ伝送に破綻を来し、ＳＦＮ領域内では放送プログラムが受信できなくなってしまうからである。
This unique restriction is that the difference between the time until the radio wave arrives in the SFN area from the transmitting station A and the time until the radio wave arrives in the SFN area from the transmitting station B is within the guard interval in the OFDM modulation scheme. It is necessary to make it fit in.
This is because if the difference in delay time between the two waves exceeds the guard interval, intersymbol interference occurs and the SFN transmission fails, and the broadcast program cannot be received in the SFN area.
ここで、図２から明らかなように、送信所Ｂは、ＳＨＦ帯の中継用電波ＳＨＦ２により放送プログラムを一旦、送信所Ａから受信し、それを放送電波ＵＨＦ１によりサービスエリアＳＢに送信しており、従って、その分、送信所ＢからＳＦＮ領域内に到達する電波は、送信所ＡからＳＦＮ領域内に到達する電波に比較して遅れてしまうので、これが遅延時間差Δｔとなる。
そこで、図１に示したように、１号系と２号系の各送信装置にＩＦ遅延装置３Ａ、３Ｂを設け、送信所Ａから送信される放送電波ＵＨＦ１に遅延時間差Δｔに相当する遅れを与え、ＳＦＮ伝送に破綻が生じないようにしているのである。
Here, as is apparent from FIG. 2, the transmitting station B once receives the broadcast program from the transmitting station A by the relay radio wave SHF2 in the SHF band, and transmits it to the service area SB by the broadcast radio wave UHF1. Therefore, the radio wave reaching the SFN area from the transmitting station B is delayed as compared with the radio wave reaching the SFN area from the transmitting station A, and this is the delay time difference Δt.
Therefore, as shown in FIG. 1, IF delay devices 3A and 3B are provided in each of the No. 1 and No. 2 transmitters, and a delay corresponding to the delay time difference Δt is added to the broadcast radio wave UHF1 transmitted from the transmitting station A. In other words, no failure occurs in the SFN transmission.
なお、本発明の先行技術については、例えば特許文献１と特許文献２の開示を挙げることができる。
In addition, about prior art of this invention, the indication of
上記従来技術は、ＳＦＮ領域の存在に対応して信号に送信信号に予め所望の遅延を与えておく方式の地上デジタル送信装置において、遅延時間の監視について配慮がされておらず、遅延時間が所望値から変化したとしても放置されてしまうというシステム上の問題があった。
ＯＦＤＭ方式では、遅延時間が変化し、ずれ量が限度を越えると、上記したように、ＳＦＮ領域では画像が受信できなくなるという問題が生じてしまうからである。
In the above-described prior art, in the terrestrial digital transmission apparatus in which a desired delay is given to the transmission signal in advance in response to the presence of the SFN area, the delay time is not considered and the delay time is desired. There was a problem on the system that even if it changed from the value, it was left unattended.
This is because, in the OFDM method, when the delay time changes and the deviation amount exceeds the limit, as described above, there is a problem that an image cannot be received in the SFN region.
本発明の目的は、ＯＦＤＭ方式の送信装置に設定される遅延時間が変化してもＳＦＮ伝送に破綻の虞が生じないようにした地上デジタル送信装置を提供することである。 An object of the present invention is to provide a digital terrestrial transmitter that prevents the possibility of failure in SFN transmission even if the delay time set in the OFDM transmitter changes.
上記目的は、ＳＦＮ伝送のための遅延手段を含む２系統の送信設備を備え、送信設備を現用側と待機側に切替える方式の地上デジタル送信装置において、前記送信設備の入力から出力までの信号の伝送時間を算出して遅延時間を監視する遅延時間監視手段を設け、前記遅延時間が予め設定してある判定値以上になったとき、前記送信設備の現用側と待機側の切替えが実行されるようにして達成される。 The object is to provide a terrestrial digital transmitter having two systems of transmission equipment including delay means for SFN transmission and switching the transmission equipment between the active side and the standby side, and for the signal from the input to the output of the transmission equipment. Delay time monitoring means for calculating the transmission time and monitoring the delay time is provided, and when the delay time exceeds a predetermined determination value, switching between the active side and the standby side of the transmission facility is executed. Is achieved in this way.
本発明によれば、ＯＦＤＭ方式の送信装置に設定されるＳＦＮ伝送のための遅延時間が監視されるので、ＳＦＮ破綻が未然に防止でき、安定した放送の維持に寄与することができる。 According to the present invention, since the delay time for SFN transmission set in the OFDM transmission apparatus is monitored, SFN failure can be prevented in advance and it can contribute to the maintenance of stable broadcasting.
以下、本発明による地上デジタル送信装置について、図示の実施の形態により詳細に説明する。
図１は、本発明による地上デジタル送信装置の一実施の形態を示したもので、この図において、２０は遅延時間監視装置であり、その他の構成は、図１７により説明した従来技術と同じである。
Hereinafter, a digital terrestrial transmitter according to the present invention will be described in detail with reference to embodiments shown in the drawings.
FIG. 1 shows an embodiment of a terrestrial digital transmission apparatus according to the present invention. In this figure, 20 is a delay time monitoring apparatus, and other configurations are the same as those of the prior art described with reference to FIG. is there.
従って、この図１の実施形態においても、切替制御器９にアラーム信号が入力されたら同軸切替器７を制御し、これにより、上側の１号系送信装置と下側の２号系送信装置の中で、そのとき現用側になっていた送信装置から待機側の送信装置に同軸切替器７を切り替えられるように構成してある点は、従来技術の場合と同じであり、このとき、１号ＴＴＬ送信装置１０Ａと２号ＴＴＬ送信装置１０Ｂの各々からＳＨＦ帯の送信電力がＳＨＦ切替器１１を経由してＳＨＦ用のアンテナ１２に供給され、アンテナ１２からＳＨＦ帯の中継用電波ＳＨＦ２が輻射されるようになっている点も、従来技術の場合と同じである。
Therefore, also in the embodiment of FIG. 1, when an alarm signal is input to the switching
そこで、以下、従来技術と異なっている点に重点をおいて、この図１の実施形態について説明する。
遅延時間監視装置２０は、１号系と２号系の送信装置からＯＦＤＭ１入力とＯＦＤＭ２入力、それにＲＦ入力１とＲＦ入力２を夫々取り込み、これにより１号側と２号側の送信装置の各々の入力から出力までの信号の伝送時間を遅延時間として計測し、遅延時間がずれて或る設定量を越えたら遅延時間アラームを発生して切替制御器９に供給する。
このとき、局発１入力と局発２入力も取り込むようにしている。
そして、この遅延時間監視装置２０は、図２に示すように、送信装置系と同様、１号系遅延時間監視装置２０Ａと２号系遅延時間監視装置２０Ｂの２系統により構成され、これにより高い信頼性が保証されている。
但し、一系統でも良いことは言うまでもない。
Therefore, the embodiment of FIG. 1 will be described below with an emphasis on the points different from the prior art.
The delay
At this time, the
As shown in FIG. 2, this delay
However, it goes without saying that a single system may be used.
このとき、図１のＯＦＤＭ１入力とＯＦＤＭ２入力については、１号ＯＦＤＭ変調器２Ａと２号ＯＦＤＭ変調器２ＢのＩＦ出力を夫々取り込んで、図２に示すように、ＩＦ入力１とＩＦ入力２とする。
そして、ＲＦ入力１とＲＦ入力２は、１号ＢＰＦ６Ａと２号ＢＰＦ６Ｂから同軸切替器７に供給されるＲＦ出力を夫々方向性結合器を介して取り込み、図２に示すように、ＲＦ出力１とＲＦ出力２とするのである。
また、このとき、局発１入力と局発２入力については、１号送信変換器４Ａと２号送信変換器４Ｂの局部発振信号を夫々取り込んで各々局発１入力と局発２入力とする。
At this time, for the OFDM1 input and the OFDM2 input in FIG. 1, the IF outputs of the No. 1
The
At this time, as for the
遅延時間監視装置２０Ａ、２０Ｂに入力されたＩＦ入力１とＩＦ入力２はＡ／Ｄ変換器２１によりデジタル信号に変換され、Ｘif信号となる。
また、遅延時間監視装置２０Ａ、２０Ｂに入力されたＵＨＦ帯の信号ＲＦ入力１とＲＦ入力２はミキサ部２２に入力され、ここで局発入力１と局発入力２を利用してＩＦ信号帯の信号に周波数変換され、その後、ＢＰＦ２３により不要成分を除去した上でＡ／Ｄ変換器２４によりデジタル信号に変換され、Ｘmn信号となる。
The
The UHF band signals
そして、これらＸif信号とＸmn信号は、各々直交復調部２５、２６に入力された後、夫々遅延素子２７と移相器２８に入力され、各々の出力が制御回路２９に供給される。
制御回路２９では、遅延素子２７から出力されている信号と移相器２８から出力されている信号の位相が合うように移相器２８による移相量を制御し、その上で位相が合わされた信号間での遅延が合うように、遅延素子２７による遅延量を制御する。
The Xif signal and the Xmn signal are input to the
In the
そうすると、このときの遅延素子２７による遅延量が送信装置における遅延時間Ｄｔとなる。
そこで、制御回路２９は、上記した遅延時間Ｄｔを算定し、予め設定してある判定値ＳＤｔと常時比較する。
このときの判定値ＳＤｔは、上記した或る設定量に対応するもので、遅延時間の正常値からのずれがＯＦＤＭ変調方式におけるガードインターバル以内に収まる範囲の時間、例えば１００ナノ秒(ｎsec)に設定する。
Then, the delay amount by the
Therefore, the
The determination value SDt at this time corresponds to a certain set amount as described above, and is within a time range where the deviation from the normal value of the delay time is within the guard interval in the OFDM modulation scheme, for example, 100 nanoseconds (nsec). Set.
そして、算定された遅延時間Ｄｔが判定値ＳＤｔ以上になったとき、すなわち、
Ｄｔ≧ＳＤｔ
になったとき、制御回路２９は、遅延時間アラームを発生して切替制御器９に入力し、送信装置を現用側から待機側に切替える。このとき並行してアラーム発生が報知されるようにしてもよい。
この結果、現用側の送信装置で遅延時間がずれ、ＯＦＤＭ変調方式におけるガードインターバルから外れる虞が生じた場合には、送信装置が待機側に切替えられることになり、従って、この実施形態によれば、ＳＦＮ伝送に破綻が生じるのを未然に防ぐことができる。
When the calculated delay time Dt becomes equal to or greater than the determination value SDt, that is,
Dt ≧ SDt
Then, the
As a result, when there is a possibility that the delay time is deviated in the transmission device on the working side and falls outside the guard interval in the OFDM modulation scheme, the transmission device is switched to the standby side. Therefore, according to this embodiment, Therefore, it is possible to prevent a failure in SFN transmission.
この結果、上記実施形態によれば、ＯＦＤＭ方式の送信装置に設定されるＳＦＮ伝送のための遅延時間が監視されるので、ＳＦＮ破綻の虞がなく、ＳＦＮ領域でも安定した放送受信が可能になる。
また、アラーム発生が報知されるようになっていた場合は、別途、原因究明が行えるので、メンテナンス面でも信頼性の向上に寄与できる。
As a result, according to the above embodiment, the delay time for SFN transmission set in the OFDM transmission apparatus is monitored, so there is no risk of SFN failure and stable broadcast reception is possible even in the SFN area. .
Further, when an alarm occurrence is notified, the cause can be separately investigated, which can contribute to improvement in reliability in terms of maintenance.
次に、この実施形態における遅延素子２７と移相器２８、それに制御回路２９の詳細について説明する。
このとき遅延素子２７と制御回路２９は遅延調整部を構成するもので、図３〜図１１は、この遅延調整部の説明用である。
また、移相器２８と制御回路２９は位相制御部を構成するもので、図１２〜図１６は、この位相制御部の説明用である。
Next, details of the
At this time, the
Further, the
まず遅延調整部による遅延制御について、図３〜図１１により説明する。
図３は遅延調整部の詳細で、これは、図示の通り、遅延量検出部と極性判別回路に大別され、図２の直交復調部２５から供給されてくるＯＦＤＭ信号、すなわちＤＸif信号と、図１のＢＰＦ６から供給されてくるＯＦＤＭ信号、すなわちＤＸmn信号の遅延時間を合わせる働きをし、ここで遅延粗調器３０と遅延微調器３１が図２の遅延素子２７に対応し、他の部分が制御回路２９に対応する。
First, delay control by the delay adjustment unit will be described with reference to FIGS.
FIG. 3 shows details of the delay adjustment unit. As shown in FIG. 3, the delay adjustment unit is roughly divided into a delay amount detection unit and a polarity determination circuit. The OFDM signal supplied from the
このため図２の直交復調部２５から供給されてくるＯＦＤＭ信号は、遅延前の信号ＩＦＩＮとして遅延粗調器３０に入力され、遅延微調器３１を介して遅延量検出部に供給される。
また、図１のＢＰＦ６Ａ、６Ｂの出力からくるＯＦＤＭ信号は、遅延後の信号ＭＮＩＮとしてＭＮＡＧＣ回路３２に入力され、位相制御部３３を介して遅延量検出部に供給される。
For this reason, the OFDM signal supplied from the
1 is input to the
このとき詳しい説明は省くが、この遅延量検出部の遅延検出特性は、図４に示すように、遅延前の信号ＩＦＩＮと遅延後の信号ＭＮＩＮの遅延誤差に対してＳinカーブを呈する。
しかし、遅延前の信号ＩＦＩＮと遅延後の信号ＭＮＩＮに１８０°の位相差があると、遅延量検出部の遅延検出特性の極性が反転し、−Ｓinカーブ特性になってしまう。
Although a detailed description is omitted at this time, the delay detection characteristic of the delay amount detection section exhibits a Sin curve with respect to a delay error between the signal IFIN before the delay and the signal MNIN after the delay, as shown in FIG.
However, if there is a phase difference of 180 ° between the signal IFIN before the delay and the signal MNIN after the delay, the polarity of the delay detection characteristic of the delay amount detection unit is inverted, resulting in a −Sin curve characteristic.
そこで、図３に示した通り、遅延量検出部に極性判別回路を設け、遅延前の信号ＩＦＩＮと遅延後の信号ＭＮＩＮの位相差を検出し、その検出結果に応じてreal／image 信号の極性を反転し、両信号の位相差に関係なくＳinカーブ特性になるように制御した後、ＡＣＣ回路３４で平均化し、平均化されたreal／image 信号を遅延制御回路３５に供給し、遅延粗調器３０と遅延微調器３１による遅延量を制御する。
Therefore, as shown in FIG. 3, the delay detection unit is provided with a polarity discrimination circuit to detect the phase difference between the signal IFIN before the delay and the signal MNIN after the delay, and the polarity of the real / image signal according to the detection result. , And controlled so as to have a sine curve characteristic regardless of the phase difference between the two signals, and then averaged by the
図５は遅延制御回路３５の構成図で、これも詳しい説明は省くが、平均化されたreal／image 信号を入力し、遅延粗調器３０の遅延量を制御するデータとして５ビットのデータＣＯＡを生成し、遅延微調器３１の遅延量を制御するデータとして６ビットのデータＦＩＮを生成する。
ここで、図６は遅延粗調器３０の詳細で、図示の通り、１９個の遅延素子の出力をセレクタＳＥＬにより選択することにより、１サンプル単位で遅延量の調整が得られるように構成してあり、遅延量が粗調された信号complex ＡをセレクタＳＥＬから出力する。
FIG. 5 is a block diagram of the
Here, FIG. 6 shows the details of the delay
次に、図７は遅延微調器３１の詳細で、図示の通り、信号complex Ａが入力される９タップのＦＩＲフィルタで構成され、タップ係数Ｂ０〜Ｂ８の選択により０．０３１２５サンプル単位で遅延量の調整を可能にしてあり、これにより遅延量が微調された信号complex Ｂを出力する。
このときのタップ係数Ｂ０〜Ｂ８は、予め遅延量をアドレスとしてタップ係数Ｂ０〜Ｂ８が記憶してあるＦＩＮ＿ＲＯＭを用い、これをデータＦＩＮによりアドレスして読み出すようになっている。
Next, FIG. 7 shows details of the delay
The tap coefficients B0 to B8 at this time are read by using the FIN_ROM in which the tap coefficients B0 to B8 are stored in advance using the delay amount as an address, and addressing the data with the data FIN.
このときのＦＩＮ＿ＲＯＭの内容は、図８〜図１０に示す通りである。
ここで、図１１は、この場合の上記実施形態による遅延誤差収束特性の一例で、これは初期遅延誤差０．５５サンプルのときの収束特性を示したものであるが、この場合、図示のように、問題なく収束することが確認されており、従って、この実施形態によれば、安定して遅延検出動作することが判る。
The contents of the FIN_ROM at this time are as shown in FIGS.
Here, FIG. 11 shows an example of the delay error convergence characteristic according to the above embodiment in this case. This shows the convergence characteristic when the initial delay error is 0.55 samples. In this case, as shown in FIG. In this embodiment, it can be seen that the delay detection operation can be performed stably.
次に、位相制御部について、図１２〜図１６により説明する。
図１２は位相制御部の詳細で、これは、図３の位相制御部３３に相当するもので、図１のＯＦＤＭ変調器２Ａ、２Ｂから出力されるＯＦＤＭ信号と、ＢＰＦ６Ａ、６Ｂから出力さるＯＦＤＭ信号の位相を合わせる働きをする。
このため、図示の通り、まず、遅延後の信号ＭＮＩＮは、ＭＮＡＧＣ回路３２を介して位相制御部３３に取り込まれる。
Next, the phase control unit will be described with reference to FIGS.
FIG. 12 shows the details of the phase control unit, which corresponds to the
Therefore, as shown in the figure, first, the delayed signal MMIN is taken into the
このとき、図１２の遅延器は、図３の遅延粗調器３０と遅延微調器３１に対応し、遅延制御回路は、図３の遅延制御回路３５に対応する。
そこで、遅延前の信号ＩＦＩＮは、遅延器により、遅延時間差Δｔに応じて遅延され、遅延後の信号ＭＮＩＮと遅延が合わされた上で位相制御部３３に取り込まれる。
これにより、上記したように、遅延前の信号ＩＦＩＮと遅延後の信号ＭＮＩＮの位相が合わされることになるが、ここで、回路構成については詳しい説明は省くが、この図１２に示した位相制御部の動作原理について、以下に説明する。
At this time, the delay unit in FIG. 12 corresponds to the delay
Therefore, the signal IFIN before the delay is delayed by the delay device in accordance with the delay time difference Δt, and after being combined with the signal MNIN after the delay, the signal IFIN is taken into the
As a result, as described above, the phase of the signal IFIN before the delay and the signal MNIN after the delay are matched. Here, although the detailed description of the circuit configuration is omitted, the phase control shown in FIG. The operation principle of the unit will be described below.
まず、遅延前のＯＦＤＭ信号Ｘifを以下の(1)式で表わし、遅延後のＯＦＤＭ信号Ｘmnを(2)式で表わす。
Ｘif(t)＝Ａ(t)・exp(ｉ・θ(t)) …… ……(1)
Ｘmn(t)＝Ａ(t)・exp{i・θ(t)+dθ(t)} ……(2)
ここで、
・Ａ(t)：瞬時振幅値
・θ(t)：瞬時位相
・dθ(t)：両信号の位相差
このとき遅延とレベルは既に合わせてあるものとする。
First, the OFDM signal Xif before the delay is expressed by the following equation (1), and the OFDM signal Xmn after the delay is expressed by the following equation (2).
Xif (t) = A (t) ・ exp (i ・ θ (t)) ………… (1)
Xmn (t) = A (t) ・ exp {i ・ θ (t) + dθ (t)} (2)
here,
• A (t): Instantaneous amplitude value • θ (t): Instantaneous phase • dθ (t): Phase difference between both signals At this time, it is assumed that the delay and level have already been matched.
そこで、遅延後のＯＦＤＭ信号と遅延前のＯＦＤＭ信号の差errは、次の(3)式で表わせる。
err(t)＝Ｘmn(t)−Ｘif(t)
＝Ａ(t)[exp{i・θ(t)+dθ(t)}−exp(ｉθ(t)] ……(3)
この信号errと信号Xifの共約複素数の積であるu(t)を求めると、次の(4)式となる。
u(t)＝err(t)・Ｘif*
＝Ａ2(t){exp(i・θ(t))−1) ……(4)
そして、このu(t)のimaginary成分は、次の(5)式で表わせる。
imag(u(t))＝Ａ2(t)・sin(dθ) ……(5)
この場合、位相誤差の検出特性はＳinカーブをなすことが判り、上記の(5)式で表わされるimaginary成分imag(u(t))を０に収斂させるように制御すれば位相誤差がなくせることになる。
Therefore, the difference err between the delayed OFDM signal and the undelayed OFDM signal can be expressed by the following equation (3).
err (t) = Xmn (t) −Xif (t)
= A (t) [exp {i · θ (t) + dθ (t)} − exp (iθ (t)] (3)
When u (t) which is the product of the co-complex number of the signal err and the signal Xif is obtained, the following equation (4) is obtained.
u (t) = err (t) · Xif *
= A 2 (t) {exp (i · θ (t)) − 1) …… (4)
The imaginary component of u (t) can be expressed by the following equation (5).
imag (u (t)) ＝ A 2 (t) ・ sin (dθ) …… (5)
In this case, it can be seen that the detection characteristic of the phase error has a Sin curve, and the phase error can be eliminated by controlling the imaginary component imag (u (t)) expressed by the above equation (5) to be converged to zero. It will be.
図１３は、遅延前の信号ＩＦＩＮと遅延後の信号ＭＮＩＦの位相誤差に対する平均検出値を示したもので、このときの位相誤差に対する検出特性は、
・位相誤差０°での分散値：約３００
・サイン関数振幅値：４０００
・位相誤差に関連する分散のサイン関数振幅値：３５００
になっている。
従って、図１２に示した位相制御部によれば、imaginary成分imag(u(t))を０に収斂させるための構成が具現されていることになる。
FIG. 13 shows an average detection value for the phase error of the signal IFIN before the delay and the signal MNIF after the delay, and the detection characteristics for the phase error at this time are as follows:
-Dispersion value when phase error is 0 °: about 300
-Sine function amplitude value: 4000
A sine function amplitude value of dispersion related to the phase error: 3500
It has become.
Therefore, according to the phase control unit shown in FIG. 12, a configuration for converging the imaginary component imag (u (t)) to 0 is realized.
次に、この位相制御部における位相制御回路３６について、図１４により説明する。
この位相制御回路３６は、ＭＮＡＧＣ回路３２を介して遅延後の信号ＭＮＩＮを取り込み、各々のreal成分とimag成分に夫々所望のデータＸと所望のデータＹを乗算することにより、上記したimaginary成分imag(u(t))を０に収斂するのに必要な動作が得られるように動作するもので、詳しい説明は省くが、このときのデータＸとデータＹについては、図示のように、ＣＯＳ＿ＲＯＭ４０とＳＩＮ＿ＲＯＭ４１のアドレスによるデータ読み出しが適用されている。
Next, the
The
そして、このため、これらＣＯＳ＿ＲＯＭ４０とＳＩＮ＿ＲＯＭ４１には、次の計算式で表されるデータが予め格納してある。
COS_ROM＝4096・cos(addr・2π／8192)
SIN_ROM＝4096・sin(addr・2π／8192)
この場合、計算上は、約０．０４°の位相分解能になるが、ここで位相制御の収束特性についてシミュレーションし、結果を示すと図１５と図１６が得られた。
For this reason, the
COS_ROM = 4096 · cos (addr · 2π / 8192)
SIN_ROM = 4096 · sin (addr · 2π / 8192)
In this case, the calculation results in a phase resolution of about 0.04 °. Here, the convergence characteristics of the phase control are simulated, and the results are shown in FIGS. 15 and 16.
そして、これら図１５と図１６から明らかなように、この位相制御回路３６によれば、位相誤差９０°のとき、約１secの時間で収束が完了することが判る。
このとき、特に図１６から明らかなように、収束後も位相が僅かに変動している。しかし、その変動幅は±０．０４°程度で、これは、上記した位相分解能から想定される範囲であり、従って、この実施形態により、安定した位相制御動作が保証されることが判る。
As can be seen from FIGS. 15 and 16, according to the
At this time, as is clear from FIG. 16 in particular, the phase slightly fluctuates even after convergence. However, the fluctuation range is about ± 0.04 °, which is a range assumed from the above-described phase resolution. Therefore, it can be seen that this embodiment ensures a stable phase control operation.
１Ａ、１Ｂ：ＴＴＬ受信装置
２Ａ、２Ｂ：ＯＦＤＭ変調器
３Ａ、３Ｂ：ＩＦ遅延装置
４Ａ、４Ｂ：送信変換器
５Ａ、５Ｂ：電力増幅器(ＰＡ)
６Ａ、６Ｂ：ＢＰＦ(バンドパスフィルタ)
７：同軸切替器
８：ＵＨＦ用のアンテナ
９：切替制御器
１０Ａ、１０Ｂ：ＴＴＬ送信装置
１１：ＳＨＦ切替器
１２：ＳＨＦ用のアンテナ
２０：遅延時間監視装置
２１：Ａ／Ｄ変換器
２２：ミキサ部
２３：ＢＰＦ(バンドパスフィルタ)
２４：Ａ／Ｄ変換器
２５、２６：直交復調部
２７：遅延素子２７
２８：移相器
２９：制御回路
３０：遅延粗調器
３１：遅延微調器
３２：ＭＮＡＶＣ
３３：位相制御部
３４：ＡＣＣ
３５：遅延制御回路
３６：位相制御回路
３７：ＡＣＣ
1A, 1B:
6A, 6B: BPF (band pass filter)
7: Coaxial switch 8: Antenna for UHF 9:
24: A /
28: Phase shifter 29: Control circuit 30: Delay coarse adjuster 31: Delay fine adjuster 32: MNAVC
33: Phase control unit 34: ACC
35: Delay control circuit 36: Phase control circuit 37: ACC
Claims (1)
前記送信設備の入力から出力までの信号の伝送時間を算出して遅延時間を監視する遅延時間監視手段を設け、
前記遅延時間が予め設定してある判定値以上になったとき、前記送信設備の現用側と待機側の切替えが実行されるように構成したことを特徴とする地上デジタル送信装置。 In the terrestrial digital transmitter of the system comprising two transmission facilities including delay means for SFN transmission, and switching the transmission facility between the active side and the standby side,
A delay time monitoring means for calculating a signal transmission time from input to output of the transmission facility and monitoring the delay time;
A terrestrial digital transmission device characterized in that, when the delay time becomes equal to or greater than a predetermined determination value, the transmission facility is switched between the active side and the standby side.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2009012951A JP2010171783A (en) | 2009-01-23 | 2009-01-23 | Terrestrial digital transmission apparatus |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2011162389A1 (en) | 2010-06-25 | 2011-12-29 | 三菱化学株式会社 | White semiconductor light emitting device |
| JP2019180071A (en) * | 2018-03-30 | 2019-10-17 | 日本無線株式会社 | Radio system, delay error detection device, and delay error detection method |
-
2009
- 2009-01-23 JP JP2009012951A patent/JP2010171783A/en active Pending
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