JP2010166403A - Pulse separation circuit - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、入力信号からシリアル信号に重畳されたクロックパルスや同期パルス等を分離するパルス分離回路に関する。 The present invention relates to a pulse separation circuit that separates a clock pulse, a synchronization pulse, and the like superimposed on a serial signal from an input signal.
従来よりシリアル信号にクロックパルスや同期パルス等のパルスを重畳して伝送する伝送方式が知られている(特許文献1参照。例えば、シリアル映像信号に同期パルスを重畳したSync on Video信号(図10(a)参照)やシリアル映像信号にクロックパルスを重畳したAiPiシリアル信号(図10(b)参照)などがある。
Conventionally, a transmission method is known in which a pulse such as a clock pulse or a synchronization pulse is superimposed on a serial signal for transmission (see
かかる伝送方式においては、受信側において入力される信号(以下「入力信号」とする)からクロックパルスや同期パルスをパルス分離回路により分離し、この分離したパルスに基づいて、入力信号からシリアル信号を抽出する等の処理を行っている。 In such a transmission system, a clock pulse and a synchronization pulse are separated from a signal input on the receiving side (hereinafter referred to as “input signal”) by a pulse separation circuit, and a serial signal is derived from the input signal based on the separated pulse. Processing such as extraction is performed.
このパルス分離回路においては、固定の閾値電圧と入力信号とをコンパレータで比較することによって、クロックパルスや同期パルスを分離するようにしている。 In this pulse separation circuit, a fixed threshold voltage and an input signal are compared by a comparator to separate clock pulses and synchronization pulses.
ここで、図11に入力信号であるAiPiシリアル信号からクロックパルスを分離する従来のパルス分離回路100の構成を示す。
FIG. 11 shows a configuration of a conventional
このパルス分離回路100は、コンパレータ101、電圧源及びボルテージフォロアを備えた基準電圧生成回路102、抵抗103、可変電流源104を備えて構成される。
The
コンパレータ101の正入力端子(+)にはAiPiシリアル信号が入力され、負入力端子(-)には閾値電圧Vthが入力される。この閾値電圧Vthは、基準電圧生成回路102が出力する基準電圧Vrefに、可変電流源104の電流(電流値I)により抵抗103(抵抗値R)で発生する電圧(=I×R)を加えた電圧(=I×R+Vref)である。
The AiPi serial signal is input to the positive input terminal (+) of the
かかるパルス分離回路100においては、AiPiシリアル信号におけるクロックパルスの幅、振幅レベル、Tr(立ち上り時間)/Tf(立ち下り時間)等の状態に応じて、ユーザが可変電流源104の電流値等を調整し、閾値電圧Vthは最適値に設定される。
In the
上述のパルス分離回路では、シリアル信号に重畳されたパルスの幅、振幅レベル、Tr/Tfが変動した場合、分離後のパルスの幅や位相等が変動する。従って、シリアル信号に重畳されたパルスの幅、振幅レベル、Tr/Tfの状態に応じて、外部から閾値電圧Vthを調整可能としている。 In the pulse separation circuit described above, when the width, amplitude level, and Tr / Tf of the pulse superimposed on the serial signal change, the width and phase of the pulse after separation change. Therefore, the threshold voltage Vth can be adjusted from the outside in accordance with the width, amplitude level, and Tr / Tf state of the pulse superimposed on the serial signal.
しかしながら、閾値電圧Vthの調整は専門性を必要とするため容易に行うことができない。しかも、多数のパルス分離回路が必要となる液晶表示装置などの電子装置では、閾値電圧Vthの調整は煩雑となる上、外部から閾値電圧Vthを調整するためのコントロールラインが増加することになり実装面積が増加するといった問題が発生する。 However, the adjustment of the threshold voltage Vth cannot be easily performed because it requires expertise. In addition, in an electronic device such as a liquid crystal display device that requires a large number of pulse separation circuits, the adjustment of the threshold voltage Vth becomes complicated, and the number of control lines for adjusting the threshold voltage Vth from the outside increases. There arises a problem that the area increases.
そこで、本発明は、入力信号からシリアル信号に重畳されたクロックパルスや同期パルスを分離するための閾値電圧を動的に調整することにより、調整の煩雑さを回避することができるパルス分離回路を提供することを目的とする。 Therefore, the present invention provides a pulse separation circuit that can avoid the complexity of adjustment by dynamically adjusting a threshold voltage for separating a clock pulse and a synchronization pulse superimposed on a serial signal from an input signal. The purpose is to provide.
そこで、上記課題を解決するために、請求項1に記載の発明は、シリアル信号にクロックパルス又は同期パルスが重畳された入力信号と閾値電圧とを比較し、当該比較結果を出力するコンパレータと、前記入力信号から前記クロックパルス又は前記同期パルスを分離可能となる電圧値の電圧を前記閾値電圧として出力する閾値電圧調整回路と、を備え、前記閾値電圧調整回路は、前記コンパレータの出力に応じて前記閾値電圧の昇降を行うパルス分離回路とした。
Therefore, in order to solve the above-described problem, the invention according to
また、請求項2に記載の発明は、請求項1に記載のパルス分離回路において、前記閾値電圧調整回路は、前記コンパレータの出力レベルに応じて内部のコンデンサの充電及び放電を行う充放電回路と、前記コンデンサの電圧値に応じた前記閾値電圧を生成する閾値電圧生成回路と、を備えたものである。 According to a second aspect of the present invention, in the pulse separation circuit according to the first aspect, the threshold voltage adjustment circuit includes a charge / discharge circuit that charges and discharges an internal capacitor in accordance with an output level of the comparator. And a threshold voltage generation circuit that generates the threshold voltage according to the voltage value of the capacitor.
また、請求項3に記載の発明は、請求項2に記載のパルス分離回路において、前記充放電回路は、前記コンデンサと、前記コンデンサに接続された第1電流値の充電用電流源と、前記第1電流値のn倍の第2電流値の放電用電流源と、前記放電用電流源と前記コンデンサを接続するスイッチと、前記コンパレータの出力に応じて前記スイッチを制御するものである。
The invention according to
また、請求項4に記載の発明は、請求項2に記載のパルス分離回路において、前記充放電回路は、前記コンデンサと、第1電流値の充電用電流源と、前記第1電流値のn倍の第2電流値の放電用電流源と、前記充電用電流源と前記コンデンサを接続する第1スイッチと、前記放電用電流源と前記コンデンサを接続する第2スイッチと、前記コンパレータの出力に応じて前記第1スイッチと前記第2スイッチとを制御するものである。 According to a fourth aspect of the present invention, in the pulse separation circuit according to the second aspect, the charge / discharge circuit includes the capacitor, a charging current source having a first current value, and an n of the first current value. A discharge current source having a doubled second current value, a first switch connecting the charging current source and the capacitor, a second switch connecting the discharge current source and the capacitor, and an output of the comparator Accordingly, the first switch and the second switch are controlled.
また、請求項5に記載の発明は、請求項1〜4のいずれか1項に記載のパルス分離回路において、前記閾値電圧調整回路は、所定電位に一端が接続された抵抗と、前記コンデンサに入力ノードが接続され、出力ノードが前記抵抗の他端に接続されたトランジスタと、を備え、前記トランジスタの出力ノードから前記閾値電圧を出力するものである。 According to a fifth aspect of the present invention, in the pulse separation circuit according to any one of the first to fourth aspects, the threshold voltage adjusting circuit includes a resistor having one end connected to a predetermined potential, and a capacitor. A transistor having an input node connected and an output node connected to the other end of the resistor, and outputting the threshold voltage from the output node of the transistor.
本発明によれば、シリアル信号にクロックパルス又は同期パルスが重畳された入力信号と閾値電圧とを比較するコンパレータの出力に応じて閾値電圧の昇降を行う閾値電圧調整回路を備えているので、調整の煩雑さを回避することができる。しかも、外部から閾値電圧を調整するためのコントロールラインが不要になり実装面積が増加するといった問題も回避することができる。 According to the present invention, the threshold voltage adjustment circuit that raises and lowers the threshold voltage in accordance with the output of the comparator that compares the input signal in which the clock pulse or the synchronization pulse is superimposed on the serial signal and the threshold voltage is provided. Can be avoided. Moreover, the problem that the control area for adjusting the threshold voltage from the outside is not necessary and the mounting area is increased can be avoided.
以下、発明を実施するための形態(以下、「実施形態」とする)について説明する。なお、説明は以下の順序で行う。
1.第1実施形態のパルス分離回路
2.第2実施形態のパルス分離回路
3.その他のパルス分離回路
Hereinafter, modes for carrying out the invention (hereinafter referred to as “embodiments”) will be described. The description will be given in the following order.
1. 1. Pulse separation circuit according to the first embodiment 2. Pulse separation circuit according to the second embodiment Other pulse separation circuits
[1.第1実施形態のパルス分離回路]
まず、第1実施形態のパルス分離回路について図面を参照して具体的に説明する。なお、以下においては、シリアル信号にクロックパルスが重畳された入力信号からクロックパルスを分離するパルス分離回路について説明するが、シリアル信号に同期パルスが重畳された入力信号から同期パルスを分離するパルス分離回路にも同様に適用することができる。
[1. Pulse Separation Circuit of First Embodiment]
First, the pulse separation circuit of the first embodiment will be specifically described with reference to the drawings. In the following description, a pulse separation circuit that separates a clock pulse from an input signal in which a clock pulse is superimposed on a serial signal will be described. The same applies to the circuit.
図1は第1実施形態のパルス分離回路の構成を示す図、図2は入力信号としてのAiPiシリアル信号の波形を示す図、図3は第1実施形態のパルス分離回路の動作を説明するための図である。また、図4〜図6は第1実施形態のパルス分離回路にシリアル信号にクロックパルスが重畳されたAiPiシリアル信号が入力されたときの各部位の電圧の遷移を示す図である。 FIG. 1 is a diagram showing the configuration of the pulse separation circuit of the first embodiment, FIG. 2 is a diagram showing the waveform of an AiPi serial signal as an input signal, and FIG. 3 is for explaining the operation of the pulse separation circuit of the first embodiment. FIG. FIG. 4 to FIG. 6 are diagrams showing voltage transition of each part when an AiPi serial signal in which a clock pulse is superimposed on a serial signal is input to the pulse separation circuit of the first embodiment.
図1に示すように、パルス分離回路1は、ヒステリシスを有するコンパレータ2と、閾値電圧調整回路3とを備えて構成され、入力信号Sig1からクロックパルス80を分離して出力するものである。なお、閾値電圧調整回路3は、後述するように、コンパレータ2の出力信号のデューティー比を検出して閾値電圧Vthを生成する回路として機能する。
As shown in FIG. 1, the
入力信号Sig1は、図2に示すように、デューティー比が1:17のクロックパルス80がシリアル信号81に重畳されたAiPiシリアル信号であり、クロックパルス80の重畳位置では振幅がシリアル信号81自体の振幅よりも所定値以上高い振幅となる。従って、パルス分離回路1では、入力信号Sig1をコンパレータ2の正入力端子(+)に入力し、シリアル信号81自体の振幅よりも高い閾値電圧Vthをコンパレータ2の負入力端子(-)に入力してクロックパルス80を分離し出力するようにしている。
As shown in FIG. 2, the input signal Sig1 is an AiPi serial signal in which a clock pulse 80 having a duty ratio of 1:17 is superimposed on the serial signal 81. The amplitude of the input signal Sig1 is that of the serial signal 81 itself at the superimposed position of the clock pulse 80. The amplitude is higher than the amplitude by a predetermined value or more. Therefore, in the
従来のパルス分離回路100では、この閾値電圧Vthをユーザにより調整させるようにしていたが、本実施形態のパルス分離回路1では、閾値電圧調整回路3を用いて自動的に調整することとしている。すなわち、閾値電圧調整回路3は、入力信号Sig1からクロックパルス80を分離可能となる電圧値の電圧を生成し閾値電圧Vthとして出力している。
In the conventional
このようにすることで、閾値電圧Vthの調整の煩雑さを回避することができる。しかも、外部から閾値電圧Vthを調整するためのコントロールラインが必要なく、実装面積の増加を抑制できる。 In this way, the complexity of adjusting the threshold voltage Vth can be avoided. In addition, there is no need for a control line for adjusting the threshold voltage Vth from the outside, and an increase in mounting area can be suppressed.
この閾値電圧調整回路3は、図1に示すように、コンパレータ2の出力レベルに応じて内部のコンデンサC1の充電及び放電を行う充放電回路10と、コンデンサC1の電圧値に応じた閾値電圧Vthを生成する閾値電圧生成回路11とを備えている。
As shown in FIG. 1, the threshold
充放電回路10は、コンデンサC1と、このコンデンサC1を電流値Icで充電するための充電用電流源I1と、コンデンサC1を電流値Idで放電するための放電用電流源I2と、スイッチSW1とを備えている。なお、スイッチSW1は例えばMOSトランジスタなどから構成される。
The charging / discharging
コンパレータ2の出力がLowレベルのときには充電用電流源I1からコンデンサC1へ電流値Icでの充電が行われて、コンデンサC1の電圧が上昇する。閾値電圧生成回路11は、コンデンサC1の電圧が上昇すると閾値電圧Vthを下降させる。
When the output of the comparator 2 is at a low level, charging is performed from the charging current source I1 to the capacitor C1 with the current value Ic, and the voltage of the capacitor C1 rises. The threshold
この閾値電圧生成回路11は、ソース接地されたPMOSトランジスタ21と、抵抗22と、基準電圧Vrefを出力する基準電源を入力ノードに接続し、基準電圧Vrefを電流増幅して出力するボルテージフォロア23とを有している。PMOSトランジスタ21は充放電回路10と共に可変電流源を構成する。
The threshold
PMOSトランジスタ21の出力ノード(ドレイン)には、抵抗22を介してボルテージフォロア23の出力ノードが接続され、また、コンパレータ2の負入力端子(-)が接続されており、入力ノード(ゲート)にはコンデンサC1が接続される。従って、コンデンサC1の電圧が上昇すると、PMOSトランジスタ21の入力ノードの電圧が上昇して、抵抗22に流れる電流が減少し、コンパレータ2の負入力端子(-)の電圧である閾値電圧Vthが下降することになる。なお、PMOSトランジスタ21の他方の出力ノード(ソース)は所定電圧Vdに接続される。
The output node (drain) of the
一方、コンパレータ2の出力がHighレベルのときには、スイッチSW1が短絡されて放電用電流源I2がコンデンサC1に接続される。 On the other hand, when the output of the comparator 2 is at a high level, the switch SW1 is short-circuited and the discharge current source I2 is connected to the capacitor C1.
このとき、コンデンサC1には、充電用電流源I1と放電用電流源I2が接続されることになる。放電用電流源I2の電流値Idは充電用電流源I1の電流値Icよりも大きく設定していることから、コンデンサC1から放電用電流源I2へ電流値It(=Id−Ic)の放電電流が流れて、コンデンサC1の電圧が降下する。 At this time, the charging current source I1 and the discharging current source I2 are connected to the capacitor C1. Since the current value Id of the discharge current source I2 is set larger than the current value Ic of the charge current source I1, the discharge current of the current value It (= Id−Ic) from the capacitor C1 to the discharge current source I2 is set. Flows, and the voltage of the capacitor C1 drops.
コンデンサC1の電圧が降下すると、PMOSトランジスタ21の入力ノードの電圧が下降して、抵抗22に流れる電流が増加し、コンパレータ2の負入力端子の電圧である閾値電圧Vthが上昇することになる。
When the voltage of the capacitor C1 falls, the voltage at the input node of the
このように、閾値電圧調整回路3ではコンパレータ2の出力に応じて閾値電圧Vthを上昇又は下降させるようにしている。
Thus, the threshold
さらに、この閾値電圧調整回路3においては、閾値電圧Vthを適正値に設定するために、充電用電流源I1の電流値Icと放電用電流源I2の電流値Idとがクロックパルス80のデューティー比に応じて設定されている。
Further, in this threshold
本実施形態においては、入力信号Sig1におけるクロックパルス80のデューティー比は、図2に示すように1:17であり、放電用電流源I2の電流値Idは充電用電流源I1の電流値Icの18倍に設定されている。すなわち、コンデンサC1への充電電流の値とコンデンサC1からの放電電流の値との比を1:17として入力信号Sig1におけるクロックパルス80のデューティー比と同様にしている。 In the present embodiment, the duty ratio of the clock pulse 80 in the input signal Sig1 is 1:17 as shown in FIG. 2, and the current value Id of the discharging current source I2 is equal to the current value Ic of the charging current source I1. It is set to 18 times. That is, the ratio of the value of the charging current to the capacitor C1 and the value of the discharging current from the capacitor C1 is set to 1:17, which is the same as the duty ratio of the clock pulse 80 in the input signal Sig1.
このように放電用電流源I2の電流値Idを設定することにより、入力信号Sig1を入力しているときにコンデンサC1の電圧をほぼ一定に保つことができ、コンパレータ2から出力するクロックパルス80のデューティー比を1:17とすることができる。なお、コンデンサC1の容量値に対して充放電電流値Ic,Idが大きいと閾値電圧Vthの変動が大きくなるため、コンデンサC1の容量値に対して充放電電流値Ic,Idは小さくすることが好ましい。但し、充放電回路10が安定するまでの時間が長くなって入力信号Sig1の受信に影響を及ぼすことがない程度に充放電電流値Ic,Idを設定する必要がある。
By setting the current value Id of the discharge current source I2 in this way, the voltage of the capacitor C1 can be kept substantially constant when the input signal Sig1 is being input, and the clock pulse 80 output from the comparator 2 can be maintained. The duty ratio can be 1:17. Note that, if the charge / discharge current values Ic and Id are larger than the capacitance value of the capacitor C1, the threshold voltage Vth varies greatly. preferable. However, it is necessary to set the charging / discharging current values Ic and Id to such an extent that the time until the charging / discharging
パルス分離回路1をかかる構成としているため、入力信号Sig1に含まれるクロックパルス80の幅、振幅レベル、或はTr/Tfが変動したときであっても、クロックパルス80を精度よく分離し出力することができる。
Since the
すなわち、図3(a)に示すように、入力信号Sig1に含まれるクロックパルス80の幅が狭くなったとき、従来のパルス分離回路100では、分離するクロックパルス80はパルス幅が狭くなるが、パルス分離回路1では一定に保つことができる。また、入力信号Sig1に含まれるクロックパルス80の幅が広くなったときも同様にパルス分離回路1では一定に保つことができる。
That is, as shown in FIG. 3A, when the width of the clock pulse 80 included in the input signal Sig1 becomes narrower, in the conventional
図4に、入力信号Sig1が所定状態(状態1)のときから電源変動や温度変動により入力信号Sig1に含まれるクロックパルス80のパルス幅が広くなったとき(状態2)のコンパレータ2の出力とPMOSトランジスタ21のゲート電圧の状態を示す。
FIG. 4 shows the output of the comparator 2 when the pulse width of the clock pulse 80 included in the input signal Sig1 is widened due to power supply fluctuation or temperature fluctuation (state 2) from when the input signal Sig1 is in a predetermined state (state 1). The state of the gate voltage of the
同図に示すように、状態1から状態2へ移行したときには、コンパレータ2から出力されるクロックパルス80のHighレベルとLowレベルの比は、(1+Δ:17−Δ)となる。従って、充電用電流源I1によるコンデンサC1の充電時間よりも放電用電流源I2によるコンデンサC1の放電時間が長くなり、コンデンサC1の電圧が下降し、PMOSトランジスタ21のゲート電圧が下降していく。これにより閾値電圧Vthが上昇していき、その結果、コンパレータ2から出力されるクロックパルス80のHighレベルの期間が短くなり、HighレベルとLowレベルの比が1:17となったときに安定する。また、入力信号Sig1に含まれるクロックパルス80の幅が狭くなったときには逆の動作となる。
As shown in the figure, when the
また、図3(b)に示すように、入力信号Sig1に含まれるクロックパルス80の振幅レベルが降下したとき、従来のパルス分離回路100では、分離するクロックパルス80はパルス幅が狭くなるが、パルス分離回路1では一定に保つことができる。また、入力信号Sig1に含まれるクロックパルス80の振幅レベルが上昇したときも同様にパルス分離回路1では一定に保つことができる。
Further, as shown in FIG. 3B, when the amplitude level of the clock pulse 80 included in the input signal Sig1 drops, the pulse width of the clock pulse 80 to be separated becomes narrow in the conventional
図5に、入力信号Sig1が所定状態(状態1)のときから電源変動や温度変動により入力信号Sig1に含まれるクロックパルス80の振幅レベルが上昇したとき(状態2)のコンパレータ2の出力とPMOSトランジスタ21のゲート電圧の状態を示す。
FIG. 5 shows the output of the comparator 2 and the PMOS when the amplitude level of the clock pulse 80 included in the input signal Sig1 rises due to power supply fluctuation or temperature fluctuation (state 2) from when the input signal Sig1 is in a predetermined state (state 1). The state of the gate voltage of the
同図に示すように、状態1から状態2へ移行したときには、コンパレータ2から出力されるクロックパルス80のHighレベルとLowレベルの比は、(1+Δ:17−Δ)となる。従って、充電用電流源I1によるコンデンサC1の充電時間よりも放電用電流源I2によるコンデンサC1の放電時間が長くなり、コンデンサC1の電圧が下降し、PMOSトランジスタ21のゲート電圧が下降していく。これにより閾値電圧Vthが上昇していき、その結果、コンパレータ2から出力されるクロックパルス80のHighレベルの期間が短くなり、HighレベルとLowレベルの比が1:17となったときに安定する。また、入力信号Sig1に含まれるクロックパルス80の振幅レベルが下降したときには逆の動作となる。
As shown in the figure, when the
また、図3(c)に示すように、入力信号Sig1に含まれるクロックパルス80のTr/Tfが短くなったとき、従来のパルス分離回路100では、分離するクロックパルス80はパルス幅が狭くなるが、パルス分離回路1では一定に保つことができる。また、入力信号Sig1に含まれるクロックパルス80のTr/Tfが長くなったときも同様にパルス分離回路1では一定に保つことができる。
Further, as shown in FIG. 3C, when Tr / Tf of the clock pulse 80 included in the input signal Sig1 becomes short, the pulse width of the clock pulse 80 to be separated becomes narrow in the conventional
図6に入力信号Sig1が所定状態(状態1)のときから電源変動や温度変動により入力信号Sig1に含まれるクロックパルス80のTr/Tfが長くなったとき(状態2)のコンパレータ2の出力とPMOSトランジスタ21のゲート電圧の状態を示す。
FIG. 6 shows the output of the comparator 2 when the Tr / Tf of the clock pulse 80 included in the input signal Sig1 becomes longer (state 2) due to power supply fluctuation or temperature fluctuation from when the input signal Sig1 is in a predetermined state (state 1). The state of the gate voltage of the
同図に示すように、状態1から状態2へ移行したときには、コンパレータ2から出力されるクロックパルス80のHighレベルとLowレベルの比は、(1+Δ:17−Δ)となる。従って、充電用電流源I1によるコンデンサC1の充電時間よりも放電用電流源I2によるコンデンサC1の放電時間が長くなり、コンデンサC1の電圧が下降し、PMOSトランジスタ21のゲート電圧が下降していく。これにより閾値電圧Vthが上昇していき、その結果、コンパレータ2から出力されるクロックパルス80のHighレベルの期間が短くなり、HighレベルとLowレベルの比が1:17となったときに安定する。また、入力信号Sig1に含まれるクロックパルス80のTr/Tfが短くなったときには逆の動作となる。
As shown in the figure, when the
このように本実施形態のパルス分離回路1では、電源変動や温度変動により、入力信号Sig1に含まれるクロックパルス80の幅、振幅レベル、或はTr/Tfが変動したときであっても、クロックパルス80を精度よく分離し出力することができる。
As described above, in the
従って、パルス分離回路1により分離し出力したクロックパルス80に基づいてシリアル信号81をラッチする受信器において、ラッチタイミングのマージンが増加し、対応可能な入力信号Sig1の伝送速度を向上させることができる。
Therefore, in the receiver that latches the serial signal 81 based on the clock pulse 80 separated and output by the
なお、同様に、図10(b)に示すSync on Video信号などのようにシリアル信号に同期パルスが重畳された入力信号から同期パルスを分離することができる。このようにパルス分離回路1を、シリアル信号に同期パルスが重畳された入力信号から同期パルスを分離する回路として用いることにより、サグに対する耐性が強くなる。
Similarly, the sync pulse can be separated from the input signal in which the sync pulse is superimposed on the serial signal, such as the Sync on Video signal shown in FIG. As described above, by using the
なお、閾値電圧Vthの最低電圧は基準電圧Vrefとなるため、この基準電圧Vrefの設定を適切に行うことによって、入力信号Sig1に対して適切な閾値電圧Vthとなるまでの時間を短縮することが可能となる。 Since the minimum voltage of the threshold voltage Vth is the reference voltage Vref, by appropriately setting the reference voltage Vref, it is possible to shorten the time until the input signal Sig1 reaches the appropriate threshold voltage Vth. It becomes possible.
特に、図1に示す回路では、コンパレータ2に入力信号Sig1が入力されていないときには、充電用電流源I1からコンデンサC1の充電が行われていることから、コンデンサC1の電圧は上昇してPMOSトランジスタ21がOFF状態となる。従って、PMOSトランジスタ21から抵抗22へ電流は流れず、入力信号Sig1の受信開始前は、閾値電圧Vthは基準電圧Vrefとなり、適切な閾値電圧Vthとなるまでの時間を短縮することを容易に行うことができる。
In particular, in the circuit shown in FIG. 1, when the input signal Sig1 is not input to the comparator 2, since the capacitor C1 is charged from the charging current source I1, the voltage of the capacitor C1 rises and the
また、図7に示すように、コンデンサC1と所定電圧(ここではグランド電圧GND)との間にNMOSトランジスタ30の出力ノード(ドレイン−ソース)を接続し、そのNMOSトランジスタ30の入力ノード(ゲート)を外部から制御可能としてもよい。そして、NMOSトランジスタ30の入力ノード(制御端子Cont)を入力信号Sig1の受信開始前まではHighレベルとすることで、コンデンサC1の電圧は0VとなってPMOSトランジスタ21がON状態となる。従って、入力信号Sig1の受信開始前は、閾値電圧Vthは最大電圧である設定電位Vdとなり、この設定電位Vdを適切に設定することによって、入力信号Sig1に対して適切な閾値電圧Vthとなるまでの時間を短縮することが可能となる。
Further, as shown in FIG. 7, the output node (drain-source) of the
[2.第2実施形態のパルス分離回路]
次に、第2実施形態のパルス分離回路について図面を参照して説明する。この第2実施形態のパルス分離回路は、第1実施形態のパルス分離回路の充放電回路10を変更したものであり、その他は同様の回路構成であるため同様の部分については説明を省略する。
[2. Pulse Separation Circuit of Second Embodiment]
Next, a pulse separation circuit according to a second embodiment will be described with reference to the drawings. The pulse separation circuit according to the second embodiment is obtained by changing the charge /
図8は第2実施形態のパルス分離回路の構成を示す図である。同図に示すように、第2実施形態のパルス分離回路1’の充放電回路10’は、コンデンサC10と、充電用電流源I11と、放電用電流源I12と、スイッチSW11,SW12と、インバータ回路INVとを備えている。
FIG. 8 is a diagram showing the configuration of the pulse separation circuit of the second embodiment. As shown in the figure, the charge /
充電用電流源I11はコンデンサC10を電流値Icで充電するための電流源であり、放電用電流源I12はコンデンサC10を電流値Idで放電するための電流源である。また、第1スイッチSW11は充電用電流源I11とコンデンサC10との間に設けられたスイッチであり、第2スイッチSW12は放電用電流源I12とコンデンサC10との間に設けられたスイッチであり、これらはMOSトランジスタなどから構成される。なお、放電用電流源I12の電流値は、充電用電流源I11の電流値Icに対して、クロックパルス80のデューティー比と同様の17倍の電流値Id(=Ic×17)に設定される。 The charging current source I11 is a current source for charging the capacitor C10 with the current value Ic, and the discharging current source I12 is a current source for discharging the capacitor C10 with the current value Id. The first switch SW11 is a switch provided between the charging current source I11 and the capacitor C10, and the second switch SW12 is a switch provided between the discharging current source I12 and the capacitor C10. These are composed of MOS transistors or the like. The current value of the discharging current source I12 is set to a current value Id (= Ic × 17) that is 17 times the duty ratio of the clock pulse 80 with respect to the current value Ic of the charging current source I11. .
コンパレータ2の出力がLowレベルのときにはインバータ回路INVの出力がHighレベルとなり第1スイッチSW11が短絡状態となって、充電用電流源I11とコンデンサC10とが接続される。これにより充電用電流源I11からコンデンサC10へ電流値Icでの充電が行われて、コンデンサC10の電圧が上昇して閾値電圧生成回路11により閾値電圧Vthが下降する。
When the output of the comparator 2 is at a low level, the output of the inverter circuit INV is at a high level, the first switch SW11 is short-circuited, and the charging current source I11 and the capacitor C10 are connected. As a result, charging from the charging current source I11 to the capacitor C10 is performed at the current value Ic, the voltage of the capacitor C10 increases, and the threshold
一方、コンパレータ2の出力がHighレベルのときには、第2スイッチSW12が短絡状態となり放電用電流源I12がコンデンサC10に接続される。このとき、インバータ回路INVの出力がLowレベルとなり第1スイッチSW11が開放状態となり、充電用電流源I11からコンデンサC10への充電は中止される。これにより放電用電流源I12からコンデンサC10から電流値Idでの放電が行われて、コンデンサC10の電圧が下降して閾値電圧生成回路11により閾値電圧Vthが上昇する。
On the other hand, when the output of the comparator 2 is at a high level, the second switch SW12 is short-circuited and the discharge current source I12 is connected to the capacitor C10. At this time, the output of the inverter circuit INV becomes low level, the first switch SW11 is opened, and charging from the charging current source I11 to the capacitor C10 is stopped. As a result, the discharge current source I12 discharges from the capacitor C10 with the current value Id, the voltage of the capacitor C10 decreases, and the threshold
このように第2実施形態のパルス分離回路1’では、第1実施形態のパルス分離回路1と同様にコンパレータ2の出力に応じた閾値電圧Vthの調整を行うことができる。従って、入力信号Sig1に含まれるクロックパルス80の幅、振幅レベル、或はTr/Tfが変動(例えば、電源変動や温度変動により変動)したときであっても、クロックパルス80を精度よく分離し出力することができる。
As described above, in the
なお、第1実施形態のパルス分離回路1では、スイッチSW1のみが必要であるのに対して、第2実施形態のパルス分離回路1では、第1スイッチSW11と第2スイッチSW12の2つのスイッチが必要であり、さらにインバータ回路INVが必要となる。従って、実装面積では、第1実施形態のパルス分離回路1の方が小さくできる。
In the
しかし、第2実施形態のパルス分離回路1’では、クロックパルス80のデューティー比(1:17)と同じ比率で充電用電流源I11の電流値Icと放電用電流源I12の電流値Id(=Ic×17)に設定できるため、その回路設計を容易に行うことができる。
However, in the
[3.その他のパルス分離回路]
上述の実施形態のような閾値電圧調整回路3に代えて、図9に示すような閾値電圧調整回路53としてもよい。なお、コンパレータ52は、上記実施形態のコンパレータ2と同様にヒステリシスを有するコンパレータである。
[3. Other pulse separation circuit]
Instead of the threshold
図9に示すように、パルス分離回路51は、コンパレータ52の出力レベルに応じて内部のコンデンサC20の充電及び放電を行う充放電回路60と、コンデンサC20の電圧値に応じた閾値電圧Vthを生成する閾値電圧生成回路61とを備えている。また、閾値電圧生成回路61は、ボルテージフォロアで構成されており、コンデンサC20の電圧を電流増幅して閾値電圧Vthとして出力する。
As shown in FIG. 9, the
充放電回路60は、コンデンサC20と、このコンデンサC20を電流値Ic’で充電するための充電用電流源I21と、コンデンサC20を電流値Id’で放電するための放電用電流源I22と、スイッチSW21,SW22とを備えている。なお、スイッチSW21,SW22は例えばMOSトランジスタなどから構成される。
The charging / discharging
入力信号Sig1が入力される前は、コンパレータ52の出力はLowレベルであり、このときインバータ回路INVの出力がHighレベルになってスイッチSW22が短絡状態となり放電用電流源I22がコンデンサC20に接続される。一方、スイッチSW21は開放状態であるため、放電用電流源I22により電流値Id’でコンデンサC20が放電されてコンデンサC20の電圧が下降して閾値電圧生成回路61から出力される閾値電圧Vthが下降する。
Before the input signal Sig1 is input, the output of the
一方、入力信号Sig1が入力され、コンパレータ2の出力がHighレベルになると、スイッチSW21が短絡状態となり、スイッチSW22が開放状態となる。そのため、充電用電流源I21により電流値Ic’でコンデンサC20が充電されて、コンデンサC20の電圧が上昇して閾値電圧生成回路61から出力される閾値電圧Vthが上昇する。
On the other hand, when the input signal Sig1 is input and the output of the comparator 2 becomes High level, the switch SW21 is short-circuited and the switch SW22 is open. Therefore, the capacitor C20 is charged with the current value Ic ′ by the charging current source I21, the voltage of the capacitor C20 increases, and the threshold voltage Vth output from the threshold
なお、入力信号Sig1におけるクロックパルス80のデューティー比が図2に示すように1:17であるとき、充電用電流源I21の電流値Ic’は放電用電流源I22の電流値Id’の17倍に設定する。すなわち、コンデンサC20からの放電電流の値とコンデンサC20への充電電流の値との比を1:17として入力信号Sig1におけるクロックパルス80のデューティー比と同様にしている。 When the duty ratio of the clock pulse 80 in the input signal Sig1 is 1:17 as shown in FIG. 2, the current value Ic ′ of the charging current source I21 is 17 times the current value Id ′ of the discharging current source I22. Set to. That is, the ratio of the value of the discharge current from the capacitor C20 and the value of the charge current to the capacitor C20 is set to 1:17, which is the same as the duty ratio of the clock pulse 80 in the input signal Sig1.
このように、閾値電圧調整回路53ではコンパレータ52の出力に応じて閾値電圧Vthを上昇又は下降させるようにしている。これにより上記パルス分離回路1,1’と同様に、入力信号Sig1に含まれるクロックパルス80の幅、振幅レベル、或はTr/Tfが変動したときであっても、クロックパルス80を精度よく分離し出力することができる。
As described above, the threshold
なお、コンデンサC20と所定電圧Vdとの間にPMOSトランジスタの出力ノードを接続し、入力信号Sig1の入力前には、このPMOSトランジスタをONにすることで、閾値電圧Vthを所定電圧Vdから開始することができる。 The output node of the PMOS transistor is connected between the capacitor C20 and the predetermined voltage Vd, and the threshold voltage Vth is started from the predetermined voltage Vd by turning on the PMOS transistor before the input signal Sig1 is input. be able to.
また、上述したパルス分離回路は、例えば、液晶パネルに映像信号を供給するソースドライバIC(液晶駆動回路を備えた半導体集積回路)などに用いることができる。液晶パネルが大型となればなるほど、ソースドライバICの数が増加する。従って、タイミングジェネレータIC(信号処理回路を備えた半導体集積回路)からソースドライバICに映像データを供給するために用いられる配線もソースドライバIC毎にその長さが異なることになり、その配線の影響も異なることになる。しかし、上述したパルス分離回路をソースドライバICに適用することにより、配線の影響を考慮する必要が無く、閾値電圧Vthの調整の煩雑さを回避することができる。 The pulse separation circuit described above can be used, for example, in a source driver IC (semiconductor integrated circuit including a liquid crystal driving circuit) that supplies a video signal to a liquid crystal panel. The larger the liquid crystal panel, the greater the number of source driver ICs. Accordingly, the wiring used for supplying video data from the timing generator IC (semiconductor integrated circuit including a signal processing circuit) to the source driver IC also has a different length for each source driver IC. Will also be different. However, by applying the above-described pulse separation circuit to the source driver IC, it is not necessary to consider the influence of wiring, and the complexity of adjusting the threshold voltage Vth can be avoided.
なお、各ソースドライバICへは列群毎の映像データがシリアル信号にクロックパルスを重畳した信号としてタイミングジェネレータからそれぞれ送信される。各ソースドライバICは、タイミングジェネレータICから受信した信号からパルス分離回路でクロックパルスを分離し、タイミングジェネレータICから受信した信号から当該クロックパルスに基づいたタイミングでシリアル信号を受信する。受信したシリアル信号は、所定の処理が施されて液晶パネルへ出力される。 Note that video data for each column group is transmitted from the timing generator to each source driver IC as a signal in which a clock pulse is superimposed on a serial signal. Each source driver IC separates a clock pulse from a signal received from the timing generator IC by a pulse separation circuit, and receives a serial signal from the signal received from the timing generator IC at a timing based on the clock pulse. The received serial signal is subjected to predetermined processing and output to the liquid crystal panel.
本発明に係る実施の一形態について具体的に説明したが、本発明は、上述した実施の形態に限定されるものでなく、本発明の技術的思想に基づく各種の変形は可能である。 Although one embodiment according to the present invention has been specifically described, the present invention is not limited to the above-described embodiment, and various modifications based on the technical idea of the present invention are possible.
1,1’,51 パルス分離回路
2,52 コンパレータ
3,53 閾値電圧調整回路
10,10’,60 充放電回路
11,61 閾値電圧生成回路
21 PMOSトランジスタ
22 抵抗
23 ボルテージフォロア
30 NMOSトランジスタ
SW1 スイッチ
SW11,SW21 第1スイッチ
SW12,SW22 第2スイッチ
C1,C10,C20 コンデンサ
I1,I11,I21 充電用電流源
I2,I12,I22 放電用電流源
1, 1 ', 51
Claims (5)
前記入力信号から前記クロックパルス又は前記同期パルスを分離可能となる電圧値の電圧を前記閾値電圧として出力する閾値電圧調整回路と、を備え、
前記閾値電圧調整回路は、前記コンパレータの出力に応じて前記閾値電圧の昇降を行うパルス分離回路。 A comparator that compares a threshold voltage with an input signal in which a clock pulse or a synchronization pulse is superimposed on a serial signal; and
A threshold voltage adjustment circuit that outputs, as the threshold voltage, a voltage value that enables separation of the clock pulse or the synchronization pulse from the input signal,
The threshold voltage adjustment circuit is a pulse separation circuit that raises and lowers the threshold voltage according to the output of the comparator.
前記コンパレータの出力レベルに応じて内部のコンデンサの充電及び放電を行う充放電回路と、
前記コンデンサの電圧値に応じた前記閾値電圧を生成する閾値電圧生成回路と、を備えた請求項1に記載のパルス分離回路。 The threshold voltage adjustment circuit includes:
A charge / discharge circuit that charges and discharges an internal capacitor according to the output level of the comparator;
The pulse separation circuit according to claim 1, further comprising a threshold voltage generation circuit that generates the threshold voltage according to a voltage value of the capacitor.
前記コンデンサと、
前記コンデンサに接続された第1電流値の充電用電流源と、
前記第1電流値のn倍の第2電流値の放電用電流源と、
前記放電用電流源と前記コンデンサを接続するスイッチと、
前記コンパレータの出力に応じて前記スイッチを制御する請求項2に記載のパルス分離回路。 The charge / discharge circuit is
The capacitor;
A charging current source having a first current value connected to the capacitor;
A discharging current source having a second current value n times the first current value;
A switch connecting the current source for discharge and the capacitor;
The pulse separation circuit according to claim 2, wherein the switch is controlled in accordance with an output of the comparator.
前記コンデンサと、
第1電流値の充電用電流源と、
前記第1電流値のn倍の第2電流値の放電用電流源と、
前記充電用電流源と前記コンデンサを接続する第1スイッチと、
前記放電用電流源と前記コンデンサを接続する第2スイッチと、
前記コンパレータの出力に応じて前記第1スイッチと前記第2スイッチとを制御する請求項2に記載のパルス分離回路。 The charge / discharge circuit is
The capacitor;
A charging current source having a first current value;
A discharging current source having a second current value n times the first current value;
A first switch connecting the charging current source and the capacitor;
A second switch connecting the discharge current source and the capacitor;
The pulse separation circuit according to claim 2, wherein the first switch and the second switch are controlled in accordance with an output of the comparator.
所定電位に一端が接続された抵抗と、
前記コンデンサに入力ノードが接続され、出力ノードが前記抵抗の他端に接続されたトランジスタと、を備え、
前記トランジスタの出力ノードから前記閾値電圧を出力する請求項1〜4のいずれか1項に記載のパルス分離回路。 The threshold voltage adjustment circuit includes:
A resistor having one end connected to a predetermined potential;
A transistor having an input node connected to the capacitor and an output node connected to the other end of the resistor;
The pulse separation circuit according to claim 1, wherein the threshold voltage is output from an output node of the transistor.
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-
2009
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