JP2010161868A - Forward converter - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、一次・二次間をトランスで絶縁し、一次側に入力源とメインスイッチとを備え、二次側に整流回路と平滑回路を備えたフォワードコンバータに関するものである。 The present invention relates to a forward converter in which a primary and a secondary are insulated by a transformer, an input source and a main switch are provided on the primary side, and a rectifier circuit and a smoothing circuit are provided on the secondary side.
フォワードコンバータは図1に示すように、一次・二次間をトランスTで絶縁し、一次側はトランスTの一次巻線Npと直列に入力源VinとメインスイッチQ1を接続し、二次側はトランスTの二次巻線Nsと直列に第一の整流素子(本実施例ではMOSFET)Q1を接続し、これらの回路に第二の整流素子(本実施例ではMOSFET)Q2を接続し、さらに、チョークLとコンデンサCを有する平滑回路を出力側に接続し、この出力側Voutに負荷LOADを接続してある。 As shown in FIG. 1, the forward converter insulates the primary and secondary by a transformer T, the primary side connects the input source Vin and the main switch Q1 in series with the primary winding Np of the transformer T, and the secondary side A first rectifier element (MOSFET in this embodiment) Q1 is connected in series with the secondary winding Ns of the transformer T, and a second rectifier element (MOSFET in this embodiment) Q2 is connected to these circuits. A smoothing circuit having a choke L and a capacitor C is connected to the output side, and a load LOAD is connected to the output side Vout.
フォワードコンバータでは、メインスイッチのオン期間に励磁された磁束を、メインスイッチがオフしている期間に、コンバータの容量成分(寄生容量含む)Cとトランスの励磁インダクタンスLmによって共振動作を行うことによって磁束のリセットを行う。メインスイッチのオフ期間に共振リセット動作を完了するには、上記共振周期Treset=2π√(Lm*C)の1/4よりもメインスイッチのオフ期間が長い必要がある。従来の方法では、共振周期が大きい場合、共振周期を調整するために透磁率の低い鉄心材を使用することで共振周期を小さくし、その微調整には容量成分を付加することで対応していた。 In the forward converter, the magnetic flux excited during the ON period of the main switch is changed into a magnetic flux by performing a resonance operation with the capacitive component (including parasitic capacitance) C of the converter and the excitation inductance Lm of the transformer during the OFF period of the main switch. Reset. In order to complete the resonance reset operation during the off period of the main switch, the off period of the main switch needs to be longer than ¼ of the resonance period Treset = 2π√ (Lm * C). In the conventional method, when the resonance period is large, the resonance period is reduced by using an iron core material having low permeability to adjust the resonance period, and the fine adjustment is performed by adding a capacitance component. It was.
そこで、従来のフォワードコンバータに用いるトランスは、図5に示すように、E型の鉄心10,20を二つ設け、三脚12,13,14,22,23,24を突き合わせたものや、図6に示すように、I型の鉄心30とE型の鉄心40とを設け、I型の鉄心にE型の鉄心40の三脚42,43,44を突き合わせたものを用いていた(例えば、特許文献1参照)。
しかし、従来のようなフォワードコンバータの場合、スイッチング周波数が高くなるにつれて、共振リセットが困難になるとともに、コンバータ全体の効率の面から鉄心材の選定が難しくなってくる。また、近年の傾向として、スイッチ素子の寄生容量が大きくなる傾向があることから共振周期が大きくなり、スイッチング周波数の高周波化もあいまって、磁束の共振リセットが困難になる。リセットが困難になると、図7(b)に示すように、トランスの磁束が飽和し、これによりメインスイッチQ1に短絡電流が流れる。そのため、図7(a)に示すように、メインスイッチQ1のドレイン・ソース電圧Vdsが跳ね上がる。これを回避するためには、共振周期を小さくするために低透磁率の鉄心材への変更する手段がある。しかし、この場合、利用したい鉄心材が製品ごとに限定される。最悪の場合、鉄心材が選べないことがある。 However, in the case of a conventional forward converter, as the switching frequency increases, resonance reset becomes difficult and selection of the iron core material becomes difficult from the viewpoint of the efficiency of the entire converter. Further, as a recent trend, the parasitic capacitance of the switch element tends to increase, so that the resonance period increases and the switching frequency becomes higher, making it difficult to reset the magnetic flux resonance. When the reset becomes difficult, as shown in FIG. 7B, the magnetic flux of the transformer is saturated, and a short-circuit current flows through the main switch Q1. Therefore, as shown in FIG. 7A, the drain-source voltage Vds of the main switch Q1 jumps up. In order to avoid this, there is means for changing to a low permeability iron core material in order to reduce the resonance period. However, in this case, the iron core material to be used is limited for each product. In the worst case, iron core material may not be selected.
本発明は、上記問題に鑑みてなされたものであり、トランスの磁束を容易にリセットできるフォワードコンバータを提供する。 The present invention has been made in view of the above problems, and provides a forward converter that can easily reset the magnetic flux of a transformer.
上記課題を解決するために、本発明に係るフォワードコンバータは、一次・二次間をトランスで絶縁し、一次側に入力源とメインスイッチとを備え、二次側に整流回路と平滑回路を備えたフォワードコンバータにおいて、前記トランスは、少なくとも二脚の鉄心を有し、これらのうち少なくとも一脚にギャップを設けてあることを特徴とする。 In order to solve the above problems, a forward converter according to the present invention has a primary and a secondary isolated by a transformer, an input source and a main switch on the primary side, and a rectifier circuit and a smoothing circuit on the secondary side. In the forward converter, the transformer has at least two iron cores, and a gap is provided on at least one of them.
また、本発明に係るフォワードコンバータは、前記鉄心は、E型の鉄心を二つ設け、これら鉄心は両端の脚に対して中脚が短くなっており、これら二つの鉄心を突き合わせた際に、前記両端の脚とは突き合わさるのに対し、前記中脚にはギャップが出来るように構成してあることを特徴とする。
若しくは、前記鉄心は、I型の鉄心とE型の鉄心とで構成し、前記E型の鉄心は両端の脚に対して中脚が短くなっており、これら二つの鉄心を突き合わせた際に、両端の脚とは突き合わさるのに対し、中脚にはギャップが出来るように構成してあることを特徴とする。
また、前記中脚に一次巻線及び二次巻線を巻回してあることを特徴とする。
Further, in the forward converter according to the present invention, the iron core is provided with two E-type iron cores, and these iron cores have short middle legs with respect to the legs at both ends, and when these two iron cores are abutted, The middle leg is configured to have a gap while it is in contact with the legs at both ends.
Alternatively, the iron core is composed of an I-type iron core and an E-type iron core, and the E-type iron core has a short middle leg with respect to the legs at both ends, and when these two iron cores are abutted, The middle leg is configured to have a gap while it is in contact with the legs at both ends.
Further, a primary winding and a secondary winding are wound around the middle leg.
本発明によれば、トランスの鉄心を構成する三脚のうち一脚にギャップを設けたことにより、部品点数を増やすことなく、トランスの磁束を容易にリセットできる効果がある。これにより、トランスの磁束の飽和が発生しなくなり、メインスイッチに短絡電流が流れることを防止し、メインスイッチのドレイン・ソース電圧が跳ね上がることを防止することができる効果がある。また、励磁インダクタンスを下げることができるため、コンバータの高周波化やスイッチ素子の寄生容量の増加に対して対応することが可能となる効果がある。 According to the present invention, by providing a gap on one of the tripods constituting the iron core of the transformer, there is an effect that the transformer magnetic flux can be easily reset without increasing the number of parts. Thereby, saturation of the magnetic flux of the transformer does not occur, and it is possible to prevent a short-circuit current from flowing through the main switch and to prevent the drain-source voltage of the main switch from jumping up. In addition, since the excitation inductance can be reduced, there is an effect that it is possible to cope with an increase in the frequency of the converter and an increase in the parasitic capacitance of the switch element.
整流回路を構成する整流素子をMOSFETで構成することにより、コンバータの高周波化やスイッチ素子の寄生容量の増加に対して対応することが可能であることがより顕著である。また、シートトランスを用いることにより、コンバータのトランスをより薄くすることができ、コンバータの小型化を図ることができる効果がある。 It is more conspicuous that the rectifier element that constitutes the rectifier circuit is configured by a MOSFET to cope with an increase in the frequency of the converter and an increase in the parasitic capacitance of the switch element. Further, by using the sheet transformer, it is possible to make the converter transformer thinner and to reduce the size of the converter.
発明を実施するための最良の形態に係るフォワードコンバータの回路図を図1に示す。図1図示のフォワードコンバータについては、従来と同様に、一次・二次間をトランスTで絶縁し、一次側はトランスTの一次巻線Npと直列に入力源VinとメインスイッチQ1を接続してある。二次側はトランスTの二次巻線Nsと直列に第一の整流スイッチQ2を接続し、これらの回路に第二の整流スイッチQ3を接続してある。なお、本実施例においては、スイッチQ1,Q2,Q3は、コンバータの高周波化に対応できるようMOSFETで構成してある。さらに、チョークLとコンデンサCを有する平滑回路を出力側に接続し、この出力側Voutに負荷LOADを接続してある。 A circuit diagram of a forward converter according to the best mode for carrying out the invention is shown in FIG. In the forward converter shown in FIG. 1, the primary and secondary are insulated by a transformer T as in the prior art, and the primary side is connected to the primary winding Np of the transformer T in series with the input source Vin and the main switch Q1. is there. On the secondary side, a first rectifier switch Q2 is connected in series with the secondary winding Ns of the transformer T, and a second rectifier switch Q3 is connected to these circuits. In this embodiment, the switches Q1, Q2 and Q3 are constituted by MOSFETs so as to cope with the high frequency of the converter. Further, a smoothing circuit having a choke L and a capacitor C is connected to the output side, and a load LOAD is connected to the output side Vout.
本発明は、スイッチング周波数の高周波化や、スイッチ素子の寄生容量が大きくなることに対応すべく、少なくとも二脚の鉄心を有し、これらのうち少なくとも一脚にギャップを設けてあるトランスを採用する。これにより、部品点数を増やすことなく、トランスの磁束を容易にリセットできる。また、励磁インダクタンスを下げることができるため、コンバータの高周波化やスイッチ素子の寄生容量の増加に対して対応することができる。なお、具体例としては以下の通りである。 The present invention employs a transformer having at least two iron cores and having a gap on at least one of them, in order to cope with an increase in switching frequency and an increase in parasitic capacitance of the switch element. . Thereby, the magnetic flux of the transformer can be easily reset without increasing the number of parts. In addition, since the excitation inductance can be reduced, it is possible to cope with the increase in the frequency of the converter and the increase in the parasitic capacitance of the switch element. Specific examples are as follows.
先ず、図2に示す鉄心は、E型の鉄心10,20を二つ設けてある。これら鉄心10,20は両端の脚12,13,22,23に対して中脚11,21が短くなっており、これら二つの鉄心10,20を突き合わせた際に、両端の脚12,13,22,23とは突き合わさるのに対し、中脚11,21にはギャップが出来る。図2中では、一方の中脚11に一次巻線Npを巻回し、他方の中脚21に二次巻線Nsを巻回してある。
First, the iron core shown in FIG. 2 is provided with two
一方、図3に示す鉄心は、I型の鉄心30とE型の鉄心40とで構成してある。E型の鉄心40は両端の脚42,43に対して中脚41が短くなっており、これら二つの鉄心30,40を突き合わせた際に、両端の脚42,43とは突き合わさるのに対し、中脚41にはギャップが出来る。このギャップを有する中脚41に一次巻線Npと二次巻線Nsとを巻回してある。
On the other hand, the iron core shown in FIG. 3 is composed of an I-
以上のように構成してあるフォワードコンバータは以下のように作用する。メインスイッチQ1がオンすると、トランスTの一次巻線Npに励磁電流が発生するため、図4(b)に示すように、メインスイッチQ1のドレイン電流Idは上昇する。なお、メインスイッチQ1がオンのときは、図4(a)に示すように、ドレイン・ソース電圧Vdsは0である。メインスイッチQ1と整流スイッチQ2とは同期するため、メインスイッチQ1がオンすると、整流スイッチQ2もオンし、負荷LOADに電力を供給することができる。 The forward converter configured as described above operates as follows. When the main switch Q1 is turned on, an exciting current is generated in the primary winding Np of the transformer T. Therefore, as shown in FIG. 4B, the drain current Id of the main switch Q1 increases. When the main switch Q1 is on, the drain / source voltage Vds is 0 as shown in FIG. Since the main switch Q1 and the rectifying switch Q2 are synchronized, when the main switch Q1 is turned on, the rectifying switch Q2 is also turned on and power can be supplied to the load LOAD.
メインスイッチQ1がオフすると、図4(b)に示すように、メインスイッチQ1のドレイン電流Idは0になる。一方、トランスTの一次巻線Npに発生した励磁電流はメインスイッチQ1の寄生コンデンサに流れ込み、寄生コンデンサは充電される。寄生コンデンサが充電を完了すると、放電を開始する。この作用により、図4(a)に示すように、ドレイン・ソース電圧Vdsは正弦波形になる。このとき、トランスを構成する鉄心の一脚にギャップを設けてあるため、トランスの励磁インダクタンスを小さく抑えることができるように構成してあるため、容易にリセットできる状態になる。なお、二次側もトランスTの二次巻線Nsと第一の整流スイッチQ2が同期するため、整流スイッチQ2のドレイン電流Idは0になり、トランスTの二次巻線Nsに発生した励磁電流は整流スイッチQ2の寄生コンデンサに流れ込み、寄生コンデンサは充電される。寄生コンデンサが充電を完了すると、放電を開始する。この作用により、ドレイン・ソース電圧Vdsは正弦波形になる。 When the main switch Q1 is turned off, the drain current Id of the main switch Q1 becomes 0 as shown in FIG. On the other hand, the exciting current generated in the primary winding Np of the transformer T flows into the parasitic capacitor of the main switch Q1, and the parasitic capacitor is charged. When the parasitic capacitor completes charging, it begins to discharge. As a result, the drain-source voltage Vds becomes a sine waveform as shown in FIG. At this time, since a gap is provided on the monopod of the iron core constituting the transformer, the excitation inductance of the transformer can be kept small, so that the transformer can be easily reset. Since the secondary winding Ns of the transformer T and the first rectifier switch Q2 are also synchronized on the secondary side, the drain current Id of the rectifier switch Q2 becomes 0, and the excitation generated in the secondary winding Ns of the transformer T The current flows into the parasitic capacitor of the rectifying switch Q2, and the parasitic capacitor is charged. When the parasitic capacitor completes charging, it begins to discharge. As a result, the drain-source voltage Vds becomes a sine waveform.
再びメインスイッチQ1がオンすると、トランスTの一次巻線Npは入力電圧によって励磁されるが、トランスTの磁束にリセットがかかっているため、図4(a)に示すように、メインスイッチQ1がオンした際にドレイン・ソース電圧Vdsは0になり、メインスイッチQ1のドレイン電流Idは、図4(b)に示すように、前回同様上昇する。メインスイッチQ1と整流スイッチQ2とは同期するため、メインスイッチQ1がオンすると、整流スイッチQ2もオンし、負荷LOADに電力を供給することができる。 When the main switch Q1 is turned on again, the primary winding Np of the transformer T is excited by the input voltage. However, since the magnetic flux of the transformer T is reset, the main switch Q1 is turned on as shown in FIG. When turned on, the drain-source voltage Vds becomes 0, and the drain current Id of the main switch Q1 rises as in the previous time, as shown in FIG. 4B. Since the main switch Q1 and the rectifying switch Q2 are synchronized, when the main switch Q1 is turned on, the rectifying switch Q2 is also turned on and power can be supplied to the load LOAD.
以上のような作用により、トランスTの磁束の飽和が発生しなくなり、メインスイッチQ1に短絡電流が流れることを防止し、メインスイッチQ1のドレイン・ソース電圧Vdsが跳ね上がることを防止することができる。また、励磁インダクタンスが上がることを防止できるため、コンバータの高周波化やスイッチ素子の寄生容量の増加に対して対応することが可能である。 With the above operation, saturation of the magnetic flux of the transformer T does not occur, a short circuit current can be prevented from flowing through the main switch Q1, and a drain-source voltage Vds of the main switch Q1 can be prevented from jumping up. Further, since it is possible to prevent an increase in excitation inductance, it is possible to cope with an increase in the frequency of the converter and an increase in parasitic capacitance of the switch element.
なお、本発明に係るトランスは、少なくとも二脚の鉄心を有し、これらのうち少なくとも一脚にギャップを設けてあればよいため、図2及び図3に示してあるトランスに限定されるものではなく、例えば、脚を2脚設け、そのうちの一脚にギャップを設けることが可能である。また、脚を4脚以上設けてもよく、この場合、ギャップを2脚以上に設けてあってもよい。さらに、図2及び図3に示してあるトランスは、中脚11,21,41に一次巻線Np及び二次巻線Nsを巻回して構成してあるが、必ずしも同じ脚に2つの巻線を巻回する必要はなく、例えば、一次巻線を脚11に巻回し、二次巻線を脚22に巻回してもよい。
The transformer according to the present invention has at least two iron cores, and at least one of them needs to have a gap. Therefore, the transformer is not limited to the transformer shown in FIGS. For example, it is possible to provide two legs and provide a gap on one of them. Further, four or more legs may be provided, and in this case, a gap may be provided for two or more legs. Further, the transformer shown in FIGS. 2 and 3 is configured by winding the primary winding Np and the secondary winding Ns around the
また、図2に示してあるトランスは、一方の中脚11に一次巻線Npを巻回し、他方の中脚21に二次巻線Nsを巻回して構成してあるが、例えば、一方の中脚11に一次巻線Np及び二次巻線Nsを巻回して構成してもよい。また、一方の中脚11に二次巻線Nsを巻回し、他方の中脚21に一次巻線Npを巻回して構成してもよい。さらに、図2及び図3に示してあるトランスは、中脚11,21,41に一次巻線Npと二次巻線Nsとをそれぞれ分けて巻回して構成してあるが、中脚11,21,41に一次巻線Npと二次巻線Nsとを交互に巻回して構成してもよい。
The transformer shown in FIG. 2 is configured by winding the primary winding Np around one
本実施例に係るトランスは、コアにコイルを巻回したものであるが、コイルの代わりにシートで構成するシートトランスであってもよい。 The transformer according to the present embodiment is obtained by winding a coil around a core, but may be a sheet transformer configured by a sheet instead of a coil.
本発明によれば、トランスの鉄心を構成する三脚のうち一脚にギャップを設けたことにより、部品点数を増やすことなく、トランスの磁束を容易にリセットできる。これにより、トランスの磁束の飽和が発生しなくなり、メインスイッチに短絡電流が流れるおそれがないため、メインスイッチのドレイン・ソース電圧が跳ね上がることを防止することができる。また、励磁インダクタンスを下げることができるため、コンバータの高周波化やスイッチ素子の寄生容量の増加に対して対応することが可能であり、産業上利用可能である。 According to the present invention, by providing a gap on one of the tripods constituting the iron core of the transformer, the transformer magnetic flux can be easily reset without increasing the number of parts. As a result, saturation of the magnetic flux of the transformer does not occur, and there is no possibility of a short-circuit current flowing through the main switch, so that the drain-source voltage of the main switch can be prevented from jumping up. Further, since the excitation inductance can be lowered, it is possible to cope with the high frequency of the converter and the increase of the parasitic capacitance of the switch element, which can be used industrially.
Vin 入力源
Vout 出力側
T トランス
Np トランスTの一次巻線
Ns トランスTの二次巻線
L チョーク
C コンデンサ
Q1 メインスイッチ
Q2,Q3 整流スイッチ
LOAD 負荷
10,20,30,40 鉄心
11〜14,21〜24,41〜44 脚
Vin input source Vout output side T transformer Np transformer T primary winding Ns transformer T secondary winding L choke C capacitor Q1 main switch Q2, Q3 rectifier switch
Claims (4)
前記トランスは、少なくとも二脚の鉄心を有し、これらのうち少なくとも一脚にギャップを設けてあることを特徴とするフォワードコンバータ。 In the forward converter, the primary and secondary are insulated with a transformer, the input side and the main switch are provided on the primary side, and the rectifier circuit and smoothing circuit are provided on the secondary side.
The transformer has at least two iron cores, and a gap is provided on at least one of these iron cores.
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Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP3149749A1 (en) * | 2014-05-28 | 2017-04-05 | Abb Ag | A switching converter circuit with an integrated transformer |
WO2021006539A1 (en) * | 2019-07-09 | 2021-01-14 | 엘지이노텍(주) | Inductor and dc converter including same |
JP2023147172A (en) * | 2022-03-29 | 2023-10-12 | 株式会社オリジン | Transformer |
JP7449430B1 (en) | 2023-06-21 | 2024-03-13 | 株式会社オリジン | DC/DC converter |
Citations (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH07135771A (en) * | 1993-11-09 | 1995-05-23 | Hitachi Ltd | Dual-output dc-dc converter |
JPH07335456A (en) * | 1994-06-09 | 1995-12-22 | Sony Corp | Saturable reactor transformer and converter transformer |
JPH08126321A (en) * | 1994-10-24 | 1996-05-17 | Sony Corp | Switching power source circuit |
JPH10257767A (en) * | 1997-03-07 | 1998-09-25 | Hitachi Computer Peripherals Co Ltd | High power factor switching regulator and power supply including switching regulator |
JPH11187656A (en) * | 1997-12-19 | 1999-07-09 | Omron Corp | Switching power source, inductance variable element, transformer, and choke coil |
JP2003133095A (en) * | 2001-10-30 | 2003-05-09 | Mitsubishi Electric Corp | Discharge lamp lighting device |
JP2004297995A (en) * | 2003-03-11 | 2004-10-21 | Denso Corp | Insulated switching dc/dc converter |
-
2009
- 2009-01-08 JP JP2009002118A patent/JP5441418B2/en not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH07135771A (en) * | 1993-11-09 | 1995-05-23 | Hitachi Ltd | Dual-output dc-dc converter |
JPH07335456A (en) * | 1994-06-09 | 1995-12-22 | Sony Corp | Saturable reactor transformer and converter transformer |
JPH08126321A (en) * | 1994-10-24 | 1996-05-17 | Sony Corp | Switching power source circuit |
JPH10257767A (en) * | 1997-03-07 | 1998-09-25 | Hitachi Computer Peripherals Co Ltd | High power factor switching regulator and power supply including switching regulator |
JPH11187656A (en) * | 1997-12-19 | 1999-07-09 | Omron Corp | Switching power source, inductance variable element, transformer, and choke coil |
JP2003133095A (en) * | 2001-10-30 | 2003-05-09 | Mitsubishi Electric Corp | Discharge lamp lighting device |
JP2004297995A (en) * | 2003-03-11 | 2004-10-21 | Denso Corp | Insulated switching dc/dc converter |
Cited By (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP3149749A1 (en) * | 2014-05-28 | 2017-04-05 | Abb Ag | A switching converter circuit with an integrated transformer |
CN106575564A (en) * | 2014-05-28 | 2017-04-19 | Abb股份公司 | A switching converter circuit with an integrated transformer |
WO2021006539A1 (en) * | 2019-07-09 | 2021-01-14 | 엘지이노텍(주) | Inductor and dc converter including same |
JP2023147172A (en) * | 2022-03-29 | 2023-10-12 | 株式会社オリジン | Transformer |
JP7457779B2 (en) | 2022-03-29 | 2024-03-28 | 株式会社オリジン | Trance |
JP7449430B1 (en) | 2023-06-21 | 2024-03-13 | 株式会社オリジン | DC/DC converter |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP5441418B2 (en) | 2014-03-12 |
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