JP2010161868A - Forward converter - Google Patents

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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a forward converter which can reset a switch element easily, without causing the converter to be enlarged. <P>SOLUTION: In the forward converter having the primary and the secondary insulated by means of a transformer and is provided, on the primary side, with an input source and a main switch, and on the secondary side, with a rectifying circuit and a smoothing circuit, the transformer has at least two-legged cores 10 and 20 where a gap is provided at least between one legs 11, 12 and 21, 22. <P>COPYRIGHT: (C)2010,JPO&INPIT

Description

本発明は、一次・二次間をトランスで絶縁し、一次側に入力源とメインスイッチとを備え、二次側に整流回路と平滑回路を備えたフォワードコンバータに関するものである。   The present invention relates to a forward converter in which a primary and a secondary are insulated by a transformer, an input source and a main switch are provided on the primary side, and a rectifier circuit and a smoothing circuit are provided on the secondary side.

フォワードコンバータは図１に示すように、一次・二次間をトランスＴで絶縁し、一次側はトランスＴの一次巻線Ｎｐと直列に入力源ＶinとメインスイッチＱ１を接続し、二次側はトランスＴの二次巻線Ｎｓと直列に第一の整流素子（本実施例ではＭＯＳＦＥＴ）Ｑ１を接続し、これらの回路に第二の整流素子（本実施例ではＭＯＳＦＥＴ）Ｑ２を接続し、さらに、チョークＬとコンデンサＣを有する平滑回路を出力側に接続し、この出力側Ｖoutに負荷LOADを接続してある。   As shown in FIG. 1, the forward converter insulates the primary and secondary by a transformer T, the primary side connects the input source Vin and the main switch Q1 in series with the primary winding Np of the transformer T, and the secondary side A first rectifier element (MOSFET in this embodiment) Q1 is connected in series with the secondary winding Ns of the transformer T, and a second rectifier element (MOSFET in this embodiment) Q2 is connected to these circuits. A smoothing circuit having a choke L and a capacitor C is connected to the output side, and a load LOAD is connected to the output side Vout.

フォワードコンバータでは、メインスイッチのオン期間に励磁された磁束を、メインスイッチがオフしている期間に、コンバータの容量成分（寄生容量含む）Ｃとトランスの励磁インダクタンスＬｍによって共振動作を行うことによって磁束のリセットを行う。メインスイッチのオフ期間に共振リセット動作を完了するには、上記共振周期Ｔreset＝２π√（Ｌｍ＊Ｃ）の１／４よりもメインスイッチのオフ期間が長い必要がある。従来の方法では、共振周期が大きい場合、共振周期を調整するために透磁率の低い鉄心材を使用することで共振周期を小さくし、その微調整には容量成分を付加することで対応していた。   In the forward converter, the magnetic flux excited during the ON period of the main switch is changed into a magnetic flux by performing a resonance operation with the capacitive component (including parasitic capacitance) C of the converter and the excitation inductance Lm of the transformer during the OFF period of the main switch. Reset. In order to complete the resonance reset operation during the off period of the main switch, the off period of the main switch needs to be longer than ¼ of the resonance period Treset = 2π√ (Lm * C). In the conventional method, when the resonance period is large, the resonance period is reduced by using an iron core material having low permeability to adjust the resonance period, and the fine adjustment is performed by adding a capacitance component. It was.

そこで、従来のフォワードコンバータに用いるトランスは、図５に示すように、Ｅ型の鉄心１０，２０を二つ設け、三脚１２，１３，１４，２２，２３，２４を突き合わせたものや、図６に示すように、Ｉ型の鉄心３０とＥ型の鉄心４０とを設け、Ｉ型の鉄心にＥ型の鉄心４０の三脚４２，４３，４４を突き合わせたものを用いていた（例えば、特許文献１参照）。
特開２００３−１３３０９５公報 Therefore, as shown in FIG. 5, the transformer used in the conventional forward converter is provided with two E-type iron cores 10 and 20, and a tripod 12, 13, 14, 22, 23, 24 abutted against each other, or FIG. As shown in FIG. 1, an I-type iron core 30 and an E-type iron core 40 are provided, and the I-type iron core is abutted with tripods 42, 43, and 44 of the E-type iron core 40 (for example, Patent Documents). 1).
JP 2003-133095 A

しかし、従来のようなフォワードコンバータの場合、スイッチング周波数が高くなるにつれて、共振リセットが困難になるとともに、コンバータ全体の効率の面から鉄心材の選定が難しくなってくる。また、近年の傾向として、スイッチ素子の寄生容量が大きくなる傾向があることから共振周期が大きくなり、スイッチング周波数の高周波化もあいまって、磁束の共振リセットが困難になる。リセットが困難になると、図７（ｂ）に示すように、トランスの磁束が飽和し、これによりメインスイッチＱ１に短絡電流が流れる。そのため、図７（ａ）に示すように、メインスイッチＱ１のドレイン・ソース電圧Ｖｄｓが跳ね上がる。これを回避するためには、共振周期を小さくするために低透磁率の鉄心材への変更する手段がある。しかし、この場合、利用したい鉄心材が製品ごとに限定される。最悪の場合、鉄心材が選べないことがある。   However, in the case of a conventional forward converter, as the switching frequency increases, resonance reset becomes difficult and selection of the iron core material becomes difficult from the viewpoint of the efficiency of the entire converter. Further, as a recent trend, the parasitic capacitance of the switch element tends to increase, so that the resonance period increases and the switching frequency becomes higher, making it difficult to reset the magnetic flux resonance. When the reset becomes difficult, as shown in FIG. 7B, the magnetic flux of the transformer is saturated, and a short-circuit current flows through the main switch Q1. Therefore, as shown in FIG. 7A, the drain-source voltage Vds of the main switch Q1 jumps up. In order to avoid this, there is means for changing to a low permeability iron core material in order to reduce the resonance period. However, in this case, the iron core material to be used is limited for each product. In the worst case, iron core material may not be selected.

本発明は、上記問題に鑑みてなされたものであり、トランスの磁束を容易にリセットできるフォワードコンバータを提供する。   The present invention has been made in view of the above problems, and provides a forward converter that can easily reset the magnetic flux of a transformer.

上記課題を解決するために、本発明に係るフォワードコンバータは、一次・二次間をトランスで絶縁し、一次側に入力源とメインスイッチとを備え、二次側に整流回路と平滑回路を備えたフォワードコンバータにおいて、前記トランスは、少なくとも二脚の鉄心を有し、これらのうち少なくとも一脚にギャップを設けてあることを特徴とする。   In order to solve the above problems, a forward converter according to the present invention has a primary and a secondary isolated by a transformer, an input source and a main switch on the primary side, and a rectifier circuit and a smoothing circuit on the secondary side. In the forward converter, the transformer has at least two iron cores, and a gap is provided on at least one of them.

また、本発明に係るフォワードコンバータは、前記鉄心は、Ｅ型の鉄心を二つ設け、これら鉄心は両端の脚に対して中脚が短くなっており、これら二つの鉄心を突き合わせた際に、前記両端の脚とは突き合わさるのに対し、前記中脚にはギャップが出来るように構成してあることを特徴とする。
若しくは、前記鉄心は、Ｉ型の鉄心とＥ型の鉄心とで構成し、前記Ｅ型の鉄心は両端の脚に対して中脚が短くなっており、これら二つの鉄心を突き合わせた際に、両端の脚とは突き合わさるのに対し、中脚にはギャップが出来るように構成してあることを特徴とする。
また、前記中脚に一次巻線及び二次巻線を巻回してあることを特徴とする。 Further, in the forward converter according to the present invention, the iron core is provided with two E-type iron cores, and these iron cores have short middle legs with respect to the legs at both ends, and when these two iron cores are abutted, The middle leg is configured to have a gap while it is in contact with the legs at both ends.
Alternatively, the iron core is composed of an I-type iron core and an E-type iron core, and the E-type iron core has a short middle leg with respect to the legs at both ends, and when these two iron cores are abutted, The middle leg is configured to have a gap while it is in contact with the legs at both ends.
Further, a primary winding and a secondary winding are wound around the middle leg.

本発明によれば、トランスの鉄心を構成する三脚のうち一脚にギャップを設けたことにより、部品点数を増やすことなく、トランスの磁束を容易にリセットできる効果がある。これにより、トランスの磁束の飽和が発生しなくなり、メインスイッチに短絡電流が流れることを防止し、メインスイッチのドレイン・ソース電圧が跳ね上がることを防止することができる効果がある。また、励磁インダクタンスを下げることができるため、コンバータの高周波化やスイッチ素子の寄生容量の増加に対して対応することが可能となる効果がある。   According to the present invention, by providing a gap on one of the tripods constituting the iron core of the transformer, there is an effect that the transformer magnetic flux can be easily reset without increasing the number of parts. Thereby, saturation of the magnetic flux of the transformer does not occur, and it is possible to prevent a short-circuit current from flowing through the main switch and to prevent the drain-source voltage of the main switch from jumping up. In addition, since the excitation inductance can be reduced, there is an effect that it is possible to cope with an increase in the frequency of the converter and an increase in the parasitic capacitance of the switch element.

整流回路を構成する整流素子をＭＯＳＦＥＴで構成することにより、コンバータの高周波化やスイッチ素子の寄生容量の増加に対して対応することが可能であることがより顕著である。また、シートトランスを用いることにより、コンバータのトランスをより薄くすることができ、コンバータの小型化を図ることができる効果がある。   It is more conspicuous that the rectifier element that constitutes the rectifier circuit is configured by a MOSFET to cope with an increase in the frequency of the converter and an increase in the parasitic capacitance of the switch element. Further, by using the sheet transformer, it is possible to make the converter transformer thinner and to reduce the size of the converter.

本発明に係るフォワードコンバータの一実施例を示した回路図である。It is the circuit diagram which showed one Example of the forward converter which concerns on this invention. 図１図示実施例に係るトランスの一実施例を示した構成図である。1 is a configuration diagram showing an embodiment of a transformer according to the embodiment shown in FIG. 同じくトランスの一実施例を示した構成図である。It is the block diagram which similarly showed one Example of the trans | transformer. 本発明に係るフォワードコンバータにおけるメインスイッチの動作波形図である。It is an operation | movement waveform diagram of the main switch in the forward converter which concerns on this invention. 従来のフォワードコンバータにおけるトランスの一実施例を示した構成図である。It is the block diagram which showed one Example of the trans | transformer in the conventional forward converter. 図５と同様トランスの一実施例を示した構成図である。It is the block diagram which showed one Example of the transformer like FIG. 従来のフォワードコンバータにおける、トランス磁束飽和時のメインスイッチの動作波形図である。It is an operation | movement waveform diagram of the main switch at the time of transformer magnetic flux saturation in the conventional forward converter.

発明を実施するための最良の形態に係るフォワードコンバータの回路図を図１に示す。図１図示のフォワードコンバータについては、従来と同様に、一次・二次間をトランスＴで絶縁し、一次側はトランスＴの一次巻線Ｎｐと直列に入力源ＶinとメインスイッチＱ１を接続してある。二次側はトランスＴの二次巻線Ｎｓと直列に第一の整流スイッチＱ２を接続し、これらの回路に第二の整流スイッチＱ３を接続してある。なお、本実施例においては、スイッチＱ１，Ｑ２，Ｑ３は、コンバータの高周波化に対応できるようＭＯＳＦＥＴで構成してある。さらに、チョークＬとコンデンサＣを有する平滑回路を出力側に接続し、この出力側Ｖoutに負荷LOADを接続してある。   A circuit diagram of a forward converter according to the best mode for carrying out the invention is shown in FIG. In the forward converter shown in FIG. 1, the primary and secondary are insulated by a transformer T as in the prior art, and the primary side is connected to the primary winding Np of the transformer T in series with the input source Vin and the main switch Q1. is there. On the secondary side, a first rectifier switch Q2 is connected in series with the secondary winding Ns of the transformer T, and a second rectifier switch Q3 is connected to these circuits. In this embodiment, the switches Q1, Q2 and Q3 are constituted by MOSFETs so as to cope with the high frequency of the converter. Further, a smoothing circuit having a choke L and a capacitor C is connected to the output side, and a load LOAD is connected to the output side Vout.

本発明は、スイッチング周波数の高周波化や、スイッチ素子の寄生容量が大きくなることに対応すべく、少なくとも二脚の鉄心を有し、これらのうち少なくとも一脚にギャップを設けてあるトランスを採用する。これにより、部品点数を増やすことなく、トランスの磁束を容易にリセットできる。また、励磁インダクタンスを下げることができるため、コンバータの高周波化やスイッチ素子の寄生容量の増加に対して対応することができる。なお、具体例としては以下の通りである。   The present invention employs a transformer having at least two iron cores and having a gap on at least one of them, in order to cope with an increase in switching frequency and an increase in parasitic capacitance of the switch element. . Thereby, the magnetic flux of the transformer can be easily reset without increasing the number of parts. In addition, since the excitation inductance can be reduced, it is possible to cope with the increase in the frequency of the converter and the increase in the parasitic capacitance of the switch element. Specific examples are as follows.

先ず、図２に示す鉄心は、Ｅ型の鉄心１０，２０を二つ設けてある。これら鉄心１０，２０は両端の脚１２，１３，２２，２３に対して中脚１１，２１が短くなっており、これら二つの鉄心１０，２０を突き合わせた際に、両端の脚１２，１３，２２，２３とは突き合わさるのに対し、中脚１１，２１にはギャップが出来る。図２中では、一方の中脚１１に一次巻線Ｎｐを巻回し、他方の中脚２１に二次巻線Ｎｓを巻回してある。   First, the iron core shown in FIG. 2 is provided with two E-type iron cores 10 and 20. These iron cores 10 and 20 have shorter middle legs 11 and 21 with respect to the legs 12, 13, 22 and 23 at both ends, and when these two iron cores 10 and 20 are abutted, the legs 12, 13, 22 and 23, but the middle legs 11 and 21 have a gap. In FIG. 2, the primary winding Np is wound around one middle leg 11, and the secondary winding Ns is wound around the other middle leg 21.

一方、図３に示す鉄心は、Ｉ型の鉄心３０とＥ型の鉄心４０とで構成してある。Ｅ型の鉄心４０は両端の脚４２，４３に対して中脚４１が短くなっており、これら二つの鉄心３０，４０を突き合わせた際に、両端の脚４２，４３とは突き合わさるのに対し、中脚４１にはギャップが出来る。このギャップを有する中脚４１に一次巻線Ｎｐと二次巻線Ｎｓとを巻回してある。   On the other hand, the iron core shown in FIG. 3 is composed of an I-type iron core 30 and an E-type iron core 40. In the E-type iron core 40, the middle leg 41 is shorter than the legs 42 and 43 at both ends, and when these two iron cores 30 and 40 are abutted, they are abutted with the legs 42 and 43 at both ends. The middle leg 41 has a gap. A primary winding Np and a secondary winding Ns are wound around the middle leg 41 having this gap.

以上のように構成してあるフォワードコンバータは以下のように作用する。メインスイッチＱ１がオンすると、トランスＴの一次巻線Ｎｐに励磁電流が発生するため、図４（ｂ）に示すように、メインスイッチＱ１のドレイン電流Ｉｄは上昇する。なお、メインスイッチＱ１がオンのときは、図４（ａ）に示すように、ドレイン・ソース電圧Ｖｄｓは０である。メインスイッチＱ１と整流スイッチＱ２とは同期するため、メインスイッチＱ１がオンすると、整流スイッチＱ２もオンし、負荷LOADに電力を供給することができる。   The forward converter configured as described above operates as follows. When the main switch Q1 is turned on, an exciting current is generated in the primary winding Np of the transformer T. Therefore, as shown in FIG. 4B, the drain current Id of the main switch Q1 increases. When the main switch Q1 is on, the drain / source voltage Vds is 0 as shown in FIG. Since the main switch Q1 and the rectifying switch Q2 are synchronized, when the main switch Q1 is turned on, the rectifying switch Q2 is also turned on and power can be supplied to the load LOAD.

メインスイッチＱ１がオフすると、図４（ｂ）に示すように、メインスイッチＱ１のドレイン電流Ｉｄは０になる。一方、トランスＴの一次巻線Ｎｐに発生した励磁電流はメインスイッチＱ１の寄生コンデンサに流れ込み、寄生コンデンサは充電される。寄生コンデンサが充電を完了すると、放電を開始する。この作用により、図４（ａ）に示すように、ドレイン・ソース電圧Ｖｄｓは正弦波形になる。このとき、トランスを構成する鉄心の一脚にギャップを設けてあるため、トランスの励磁インダクタンスを小さく抑えることができるように構成してあるため、容易にリセットできる状態になる。なお、二次側もトランスＴの二次巻線Ｎｓと第一の整流スイッチＱ２が同期するため、整流スイッチＱ２のドレイン電流Ｉｄは０になり、トランスＴの二次巻線Ｎｓに発生した励磁電流は整流スイッチＱ２の寄生コンデンサに流れ込み、寄生コンデンサは充電される。寄生コンデンサが充電を完了すると、放電を開始する。この作用により、ドレイン・ソース電圧Ｖｄｓは正弦波形になる。   When the main switch Q1 is turned off, the drain current Id of the main switch Q1 becomes 0 as shown in FIG. On the other hand, the exciting current generated in the primary winding Np of the transformer T flows into the parasitic capacitor of the main switch Q1, and the parasitic capacitor is charged. When the parasitic capacitor completes charging, it begins to discharge. As a result, the drain-source voltage Vds becomes a sine waveform as shown in FIG. At this time, since a gap is provided on the monopod of the iron core constituting the transformer, the excitation inductance of the transformer can be kept small, so that the transformer can be easily reset. Since the secondary winding Ns of the transformer T and the first rectifier switch Q2 are also synchronized on the secondary side, the drain current Id of the rectifier switch Q2 becomes 0, and the excitation generated in the secondary winding Ns of the transformer T The current flows into the parasitic capacitor of the rectifying switch Q2, and the parasitic capacitor is charged. When the parasitic capacitor completes charging, it begins to discharge. As a result, the drain-source voltage Vds becomes a sine waveform.

再びメインスイッチＱ１がオンすると、トランスＴの一次巻線Ｎｐは入力電圧によって励磁されるが、トランスＴの磁束にリセットがかかっているため、図４（ａ）に示すように、メインスイッチＱ１がオンした際にドレイン・ソース電圧Ｖｄｓは０になり、メインスイッチＱ１のドレイン電流Ｉｄは、図４（ｂ）に示すように、前回同様上昇する。メインスイッチＱ１と整流スイッチＱ２とは同期するため、メインスイッチＱ１がオンすると、整流スイッチＱ２もオンし、負荷LOADに電力を供給することができる。   When the main switch Q1 is turned on again, the primary winding Np of the transformer T is excited by the input voltage. However, since the magnetic flux of the transformer T is reset, the main switch Q1 is turned on as shown in FIG. When turned on, the drain-source voltage Vds becomes 0, and the drain current Id of the main switch Q1 rises as in the previous time, as shown in FIG. 4B. Since the main switch Q1 and the rectifying switch Q2 are synchronized, when the main switch Q1 is turned on, the rectifying switch Q2 is also turned on and power can be supplied to the load LOAD.

以上のような作用により、トランスＴの磁束の飽和が発生しなくなり、メインスイッチＱ１に短絡電流が流れることを防止し、メインスイッチＱ１のドレイン・ソース電圧Ｖｄｓが跳ね上がることを防止することができる。また、励磁インダクタンスが上がることを防止できるため、コンバータの高周波化やスイッチ素子の寄生容量の増加に対して対応することが可能である。   With the above operation, saturation of the magnetic flux of the transformer T does not occur, a short circuit current can be prevented from flowing through the main switch Q1, and a drain-source voltage Vds of the main switch Q1 can be prevented from jumping up. Further, since it is possible to prevent an increase in excitation inductance, it is possible to cope with an increase in the frequency of the converter and an increase in parasitic capacitance of the switch element.

なお、本発明に係るトランスは、少なくとも二脚の鉄心を有し、これらのうち少なくとも一脚にギャップを設けてあればよいため、図２及び図３に示してあるトランスに限定されるものではなく、例えば、脚を２脚設け、そのうちの一脚にギャップを設けることが可能である。また、脚を４脚以上設けてもよく、この場合、ギャップを２脚以上に設けてあってもよい。さらに、図２及び図３に示してあるトランスは、中脚１１，２１，４１に一次巻線Ｎｐ及び二次巻線Ｎｓを巻回して構成してあるが、必ずしも同じ脚に２つの巻線を巻回する必要はなく、例えば、一次巻線を脚１１に巻回し、二次巻線を脚２２に巻回してもよい。   The transformer according to the present invention has at least two iron cores, and at least one of them needs to have a gap. Therefore, the transformer is not limited to the transformer shown in FIGS. For example, it is possible to provide two legs and provide a gap on one of them. Further, four or more legs may be provided, and in this case, a gap may be provided for two or more legs. Further, the transformer shown in FIGS. 2 and 3 is configured by winding the primary winding Np and the secondary winding Ns around the middle legs 11, 21 and 41, but two windings are not necessarily provided on the same leg. For example, the primary winding may be wound around the leg 11 and the secondary winding may be wound around the leg 22.

また、図２に示してあるトランスは、一方の中脚１１に一次巻線Ｎｐを巻回し、他方の中脚２１に二次巻線Ｎｓを巻回して構成してあるが、例えば、一方の中脚１１に一次巻線Ｎｐ及び二次巻線Ｎｓを巻回して構成してもよい。また、一方の中脚１１に二次巻線Ｎｓを巻回し、他方の中脚２１に一次巻線Ｎｐを巻回して構成してもよい。さらに、図２及び図３に示してあるトランスは、中脚１１，２１，４１に一次巻線Ｎｐと二次巻線Ｎｓとをそれぞれ分けて巻回して構成してあるが、中脚１１，２１，４１に一次巻線Ｎｐと二次巻線Ｎｓとを交互に巻回して構成してもよい。   The transformer shown in FIG. 2 is configured by winding the primary winding Np around one middle leg 11 and winding the secondary winding Ns around the other middle leg 21. The middle leg 11 may be configured by winding the primary winding Np and the secondary winding Ns. Alternatively, the secondary winding Ns may be wound around one middle leg 11 and the primary winding Np may be wound around the other middle leg 21. Further, the transformer shown in FIGS. 2 and 3 is configured by winding the primary winding Np and the secondary winding Ns around the middle legs 11, 21, 41 separately. The primary winding Np and the secondary winding Ns may be alternately wound around 21 and 41.

本実施例に係るトランスは、コアにコイルを巻回したものであるが、コイルの代わりにシートで構成するシートトランスであってもよい。   The transformer according to the present embodiment is obtained by winding a coil around a core, but may be a sheet transformer configured by a sheet instead of a coil.

本発明によれば、トランスの鉄心を構成する三脚のうち一脚にギャップを設けたことにより、部品点数を増やすことなく、トランスの磁束を容易にリセットできる。これにより、トランスの磁束の飽和が発生しなくなり、メインスイッチに短絡電流が流れるおそれがないため、メインスイッチのドレイン・ソース電圧が跳ね上がることを防止することができる。また、励磁インダクタンスを下げることができるため、コンバータの高周波化やスイッチ素子の寄生容量の増加に対して対応することが可能であり、産業上利用可能である。   According to the present invention, by providing a gap on one of the tripods constituting the iron core of the transformer, the transformer magnetic flux can be easily reset without increasing the number of parts. As a result, saturation of the magnetic flux of the transformer does not occur, and there is no possibility of a short-circuit current flowing through the main switch, so that the drain-source voltage of the main switch can be prevented from jumping up. Further, since the excitation inductance can be lowered, it is possible to cope with the high frequency of the converter and the increase of the parasitic capacitance of the switch element, which can be used industrially.

Ｖin 入力源
Ｖout 出力側
Ｔ トランス
Ｎｐ トランスＴの一次巻線
Ｎｓ トランスＴの二次巻線
Ｌ チョーク
Ｃ コンデンサ
Ｑ１ メインスイッチ
Ｑ２，Ｑ３ 整流スイッチ
LOAD 負荷
１０，２０，３０，４０ 鉄心
１１〜１４，２１〜２４，４１〜４４ 脚 Vin input source Vout output side T transformer Np transformer T primary winding Ns transformer T secondary winding L choke C capacitor Q1 main switch Q2, Q3 rectifier switch
LOAD Load 10, 20, 30, 40 Iron cores 11-14, 21-24, 41-44 legs

Claims (4)

一次・二次間をトランスで絶縁し、一次側に入力源とメインスイッチとを備え、二次側に整流回路と平滑回路を備えたフォワードコンバータにおいて、
前記トランスは、少なくとも二脚の鉄心を有し、これらのうち少なくとも一脚にギャップを設けてあることを特徴とするフォワードコンバータ。 In the forward converter, the primary and secondary are insulated with a transformer, the input side and the main switch are provided on the primary side, and the rectifier circuit and smoothing circuit are provided on the secondary side.
The transformer has at least two iron cores, and a gap is provided on at least one of these iron cores. 前記鉄心は、Ｅ型の鉄心を二つ設け、これら鉄心は両端の脚に対して中脚が短くなっており、これら二つの鉄心を突き合わせた際に、前記両端の脚とは突き合わさるのに対し、前記中脚にはギャップが出来るように構成してあることを特徴とする請求項１記載のフォワードコンバータ。 The iron core is provided with two E-type iron cores, and these iron cores have short middle legs with respect to the legs at both ends. On the other hand, the forward converter according to claim 1, wherein a gap is formed in the middle leg. 前記鉄心は、Ｉ型の鉄心とＥ型の鉄心とで構成し、前記Ｅ型の鉄心は両端の脚に対して中脚が短くなっており、これら二つの鉄心を突き合わせた際に、両端の脚とは突き合わさるのに対し、中脚にはギャップが出来るように構成してあることを特徴とする請求項１記載のフォワードコンバータ。 The iron core is composed of an I-type iron core and an E-type iron core, and the E-type iron core has a short middle leg with respect to the legs at both ends. 2. The forward converter according to claim 1, wherein a gap is formed in the middle leg while abutting on the leg. 前記中脚に一次巻線及び二次巻線を巻回してあることを特徴とする請求項２又は３記載のフォワードコンバータ。 4. A forward converter according to claim 2, wherein a primary winding and a secondary winding are wound around the middle leg.
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