KR100808949B1 - Ｌｃｉｃ-ｄｆｅ를 이용한 채널 추정 방법 및 그 장치 - Google Patents

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Abstract

LCIC-DFE를 이용한 채널 추정 방법과 그 장치가 개시된다. 상기 방법은 베이스밴드 샘플드 복소신호와 로컬 슈도-노이즈 신호에 기초하여 선형 코릴레이션을 계산하고 제1상관 시퀀스를 생성하는 단계, 및 생성된 상기 제1상관 시퀀스에서 반복적으로 인터-패스 간섭을 제거하고 인터-패스가 제거된 제2상관 시퀀스에 기초하여 제1CIR 시퀀스를 생성하는 단계를 구비할 수 있고, 생성된 상기 제1CIR 시퀀스, 상기 베이스밴드 샘플드 복소신호, 및 상기 제1상관 시퀀스에 기초하여 생성된 심벌 동기신호에 기초하여 피드백 신호를 생성하는 단계 및 상기 제1 CIR 시퀀스 및 상기 피드백 신호에 기초하여 상기 제2상관 시퀀스에서 랜덤-데이터 간섭을 제거하고, 랜덤-데이터 간섭이 제거된 제3상관 시퀀스에 기초하여 제2CIR 시퀀스를 생성하는 단계를 더 구비할 수 있다.
채널 추정, CIR, DFE

Description

ＬＣＩＣ-ＤＦＥ를 이용한 채널 추정 방법 및 그 장치{Method of channel estimation using linear correlation based Interference Cancellation combined with Dicision-Feedback Equalization and apparatus thereof}
본 발명의 상세한 설명에서 인용되는 도면을 보다 충분히 이해하기 위하여 각 도면의 간단한 설명이 제공된다.
도 1은 본 발명의 일실시예에 따른 OFDM 전송 신호의 구조를 나타낸다.
도 2는 본 발명의 일실시예에 따른 채널 추정 장치 또는 채널 추정 장치를 구비하는 OFDM 수신기의 블록도를 나타낸다.
도 3은 이상적인 선형 코릴레이션 결과를 보여주는 그래프이다.
도 4는 멀티패스(multipath) 환경에서 0dB 에코가 존재할 때의 선형 코릴레이션 결과를 보여주는 그래프이다.
도 5는 0db 에코가 순환 코릴레션 영역의 외부에 존재할 때 선형 코릴레이션 결과를 보여주는 그래프이다.
도 6은 본 발명에 따른 채널 추정 장치를 시뮬레이션하기 위한 파라미터 값을 나타낸다.
도 7은 도 6에 나타난 파라미터 값을 이용하여 중국 테스트 8th 채널 모 델(CT8)에서 시뮬레이션하기 위한 프로파일 값이다.
도 8은 종래의 채널 모델에서 상기 도 6에 나타난 파라미터 값으로 시뮬레이션 한 결과를 나타낸 그래프이다.
도 9는 CT8 모델에서 상기 도 6에 나타난 파라미터 값으로 시뮬레이션 한 결과를 나타낸 그래프이다.
본 발명은 OFDM 통신 시스템에 관한 것으로, 보다 상세하게는 DFE(Dicision-Feedback-Equalization : 이하 DFE라 한다)로 채널의 간섭을 반복적으로 상쇄하면서 선형 코릴레이션을 계산하여 시간 영역에서 채널을 추정하는 LCIC-DFE를 이용한 채널 추정 방법과 그 장치에 관한 것이다.
직교 주파수 분할 다중화 방식(OFDM; Orthogonal Frequency Division Multiplexing, 이하 "OFDM"이라 함)은 통신 세션을 위해 할당된 주파수 대역폭을 복수의 협대역 주파수 부대역으로 분할하는 광대역 변조 방식으로서, 각 부대역은 무선주파수(RF) 부반송파를 포함하며, 각 부반송파는 다른 부채널들 각각에 포함된 RF 부반송파에 대해 수학적으로 직교한다.
상기 부반송파들의 직교성은 그들의 개별 스펙트럼들이 다른 반송파들과의 간섭없이 중첩됨을 허용한다. 주파수 대역폭을 복수의 직교 부대역들로 분할함으로 말미암아 OFDM 방식은 높은 데이터 전송 속도와 매우 효율적인 대역폭 사용이 가능 하다.
OFDM 방식은 전송하고자 하는 데이터를 먼저 M-ary QAM (M-ary quadrature amplitude modulation) 형태의 복소심벌(complex symbol)로 변환하고 복소심벌의 수열인 복소심벌열(complex symbol sequence)을 직병렬전환을 통해 다수의 병렬 복소심벌로 전환한 후 병렬 복소심벌들 각각을 구형파성형화(rectangular pulseshaping)하고 부반송파(subcarrier) 변조하는 다중반송파변조(Multi-Carrier Modulation) 방식이다. 다중반송파변조 방식에서는 부반송파변조된(sub-carrier modulated) 모든 병렬 복소 심볼들이 서로 직교 (orthogonal)하도록 부반송파 사이의 주파수 간격이 설정된다.
OFDM 방식을 사용하지 않고 무선 페이딩(fading) 채널을 통해 M-ary QAM 변조신호를 전송할 경우, 다중경로지연(multipath delay)에 의해 발생하는 채널의 지연확산(delay spread)이 변조신호의 심벌주기보다 크면, 심벌간상호간섭(inter-symbol interference)이 발생하여 수신단에서 올바른 신호복원이 불가능해진다. 따라서 랜덤한 지연확산을 보상하는 등화기(equalizer)를 사용해야 하지만, 등화기의 구현이 매우 복잡할 뿐만 아니라 수신단에서 입력잡음에 의한 전송성능의 열화가 커지는 단점이 있다.
반면, OFDM 방식을 이용하면 각 병렬 복소 심볼의 심벌 주기를 채널의 지연확산보다 훨씬 길게 할 수 있으므로 심벌간 상호간섭을 상대적으로 매우 작게 할 수 있다. 특히 보호구간(guard interval)을 지연확산보다 길게 설정함으로써 심벌간 상호간섭을 완전히 제거할 수 있는 장점이 있다. 물론 다중경로지연에 의한 랜 덤한 지연확산을 보상하는 등화기를 구현할 필요가 없다. 따라서, OFDM 방식은 무선 페이딩 채널을 통한 데이터 전송에 매우 효과적이므로 현재 유럽의 지상파(terrestrial) 디지털 텔레비전 및 오디오 방송시스템에 대한 표준 전송방식으로 채택되어 있다.
또한, 디지털가입자망(DSL; digital subscriber loop) 및 전력선통신(powerline communication) 등의 유선 채널을 통한 데이터 전송시스템 등에서도 선로망 환경에서 발생하는 다중경로 반사(multipath reflection)에 의한 전송성능 열화를 제거하는 데 많이 사용되고 있다.
OFDM 방식을 이용한 데이터 전송시스템의 송신단은 전송하고자 하는 데이터를 먼저 부호화데이터(coded data)로 바꾸는 채널부호화(channel encoding) 수단, 부호화데이터를 매핑기(mapper)를 통해 M-ary QAM, PSK(phase shiftkeying) 및 DPSK(differential PSK) 등 형태의 복소심벌로 변환하고 이를 직병렬전환을 통해 다수의 병렬 복소심벌로 전환한 후 각각의 병렬 복소심벌을 구형파성형화하고 부반송파변조한 후 부반송파변조된 모든 신호들의 합을 반송파변조하는 변조 수단, 그리고 무선 및 유선 채널을 통해 반송파변조된 신호를 전송하기 위해 증폭기 및 안테나 등으로 구성되는 송신단채널정합 수단 등으로 구성된다. 수신단은 송신단과는 반대로 수신단채널정합 수단, 복조 수단 및 채널복호화(channel decoding) 수단 등으로 구성된다.
상기한 채널부호화 수단으로는 길쌈부호화(convolutional encoding), 블록부호화(block encoding), 터보부호화(turbo encoding) 등을 포함하는 다수의 방법 또 는 그들의 적절한 조합이 이용된다. 상기한 송신단 변조 수단 중 다수의 병렬 복소심벌들의 구형파성형화 및 부반송파변조 수단은 표본화이론(sampling theorem)에 근거하여 IFFT(inverse fast Fourier transform)신호처리 수단으로 구현하며, 수신단에서의 역신호처리는 FFT(fast Fourier transform)신호처리 수단을 이용한다.
OFDM 방식을 이용한 데이터 전송시스템의 송신단에서 부호화데이터는 매핑기를 거쳐 복소심벌로 전환되며, 복소심벌은 주파수교직기(frequency interleaver) 및 수신단의 주파수역교직화기(frequency deinterleaver)에 의해 인접하는 복소심벌들이 서로 독립적인 페이딩 영향을 받게 된다. 따라서 수신단에서 복원된 부호화데이터는 군집성(burst) 형태의 손실로 인한 심각한 성능열화가 방지된다. 그러나, 페이딩에 의한 정보의 손실확률이 여전히 매우 높아 비페이딩 채널(unfaded channel)을 통한 데이터 전송에 비해 전송성능의 열화가 심한 단점이 있다.
한편, 다수의 직교 부반송파(orthogonal subcarrier)를 사용하는 OFDM 방식에서 수신단에서 복조된 각 부반송파는 데이터 심볼과 주파수 비선택적 페이딩(각 부반송파에서의 주파수 응답)의 곱으로 나타난다. 코히어런트(coherent) 변조 방식을 사용하는 OFDM 방식에서는 데이터 검출을 위해 각 부반송파에서의 채널 페이딩 왜곡을 추정하고 그 결과를 단일탭 등화기의 계수로 사용하여 각 복조 부반송파로부터 페이딩 왜곡을 제거하게 된다. 이와 같은 데이터 검출 과정에서 검출 성능에 영향을 주는 중대한 요소가 채널 추정이며, 이를 위해 많은 연구가 이루어져 왔다.
이처럼 OFDM을 위한 채널추정을 위해 PN(pseudo-noise)를 이용하는 경우, PN 시퀀스를 전송되는 시그널 프레임(transmitted signal frame)에 삽입하고, 수신단 에서는 상기 PN 시퀀스와 이미 알고 있는 로컬 PN과의 상관관계를 이용하여 채널 추정하는 방법이 공지되어 있다.
특히, TDS(time-domain synchronous) OFDM 시스템에서는 연속된 역 이산 푸리에 변환된(inverse discrete Fourier transformed) 데이터 블록 사이에 CP(cyclic prefixes)보다는 PN 시퀀스를 보호구간(guard interval)으로 삽입하는데, 이는 PN 시퀀스는 OFDM 수신기에서 트레이닝 심벌로서도 활용되기 때문에 CP를 이용한 OFDM 시스템에서보다 더 높은 스펙트럼 효율을 얻을 수 있기 때문이다.
PN 시퀀스를 이용하여 채널 임펄스 응답(channel impulse response : 이하, CIR 이라 한다) 추정을 수신기에서 수신되는 베이스밴드 샘플드 복소신호와 로컬 PN사이의 순환 코릴레이션(cyclical correlation)에 기초하여 수행하는 방법에 대해, [1]" B. W. Song, L. Gui, Y. F. Guan, and W. J. Zhang, On Channel Estimation and Equalization in TDS-OFDM based Terrestrial HDTV Broadcasting System, IEEE Tans. Consumer Electronics, vol. 51, no. 3, pp. 790-797, Aug. 2005." 및 [2] "J. Wang, Z. X. Yang, C. Y. Pan, J. Song, and L. Yang, Iterative Padding Subtraction of the PN Sequence for the TDS-OFDM over Broadcast Channels, IEEE Trans. Consumer Electronics, vol. 51, no. 4, pp. 1148-1152, Nov. 2005."에서 공개되었다.
[1]의 문헌에 의한 방법은 코릴레이션 피크를 시간영역(time-domain)에서 검색함으로써 CIR 추정을 할 수 있지만, 최대 채널 시간지연 확산(the maximum channel time-delay spread)이 프레임 헤드의 프리엠블과 포스트엠블의 합(도 1에 서 Lpre+Lpost)보다 작은 경우에만 사용 가능하고, 긴 지연 에코(long-delay echoes)를 추정하기 위해 DFE 이터레이션을 사용하는 경우 계산이 매우 복잡하고 제대로 된 성능을 내기가 어렵게 된다.
또한, [2]의 문헌에 의한 방법은 시간영역과 주파수영역의 변환이 빈번하여 복잡하게 되고, 여러번의 이터레이션을 거치는 경우에도 제대로 된 성능을 내기가 어렵다.
즉, 순환 코릴레이션에 기초한 채널 추정 방법은 실제로 구현하는데에 계산의 복잡도가 너무 크고, CIR 추정에 있어서 간섭(interference)을 상쇄하는데 적합하지 못해서 큰 성능의 손실이 발생될 수 있다.
그러므로 상기의 문제점을 극복하기 위한 선형 코릴레이션(linear correlation) 및 DFE를 이용한 채널 추정 방법이 요구된다.
따라서 본 발명이 이루고자 하는 기술적인 과제는 계산의 복잡도가 크지 않고, CIR 추정에 있어서 간섭(interference)을 상쇄하는데 적합하면서도, 정확한 채널 추정이 가능한 채널 추정 방법 및 그 시스템을 제공하는 것이다.
상기 기술적 과제를 달성하기 위한 LCIC-DFE를 이용한 채널 추정 방법은 (a)베이스밴드 샘플드 복소신호와 로컬 슈도-노이즈 신호에 기초하여 선형 코릴레이션을 계산하고 제1상관 시퀀스 을 생성하는 단계, 및 (b)생성된 상기 제1상관 시퀀스 에서 반복적으로 인터-패스 간섭을 제거하고 인터-패스가 제거된 제2상관 시퀀스에 기초하여 제1CIR 시퀀스를 생성하는 단계를 구비한다.
상기 LCIC-DFE를 이용한 채널 추정 방법은 (c)생성된 상기 제1CIR 시퀀스, 상기 베이스밴드 샘플드 복소신호, 및 상기 제1상관 시퀀스에 기초하여 생성된 심벌 동기신호에 기초하여 피드백 신호를 생성하는 단계, 및 (d)상기 제1 CIR 시퀀스 및 상기 피드백 신호에 기초하여 상기 제2상관 시퀀스에서 랜덤-데이터 간섭을 제거하고, 랜덤-데이터 간섭이 제거된 제3상관 시퀀스에 기초하여 제2CIR 시퀀스를 생성하는 단계를 더 구비할 수 있다.
상기 LCIC-DFE를 이용한 채널 추정 방법은 (e)상기 제3상관 시퀀스를 이용하여 상기 (b)단계로 복귀하는 단계를 더 구비할 수 있다.
상기 (b) 단계는 (b1)상기 제1상관 시퀀스에서 소정의 문턱 값 이상의 값을 가지는 피크를 탐색하여 관찰벡터를 생성하는 단계, (b2)생성된 상기 관찰벡터에 기초하여 CIR 시퀀스를 생성하는 단계, 및 (b3)생성된 상기 CIR 시퀀스에 기초하여 상기 제1상관 시퀀스에서 인터-패스 간섭을 제거하는 단계, 및 (b4)상기 소정의 문턱 값이 초기 문턱 값보다 큰 경우 상기 소정의 문턱 값을 일정한 기준으로 낮추고 (b1)단계로 복귀하는 단계를 구비할 수 있다.
상기 소정의 문턱 값
Figure 112007059387654-pat00001
의 초기 값
Figure 112007059387654-pat00002
은
Figure 112007059387654-pat00003
를 M으로 나눈 값일 수 있다.(여기서, j는 상기 (b)단계의 반복 회수를 나타내는 인덱스, M은 상기
Figure 112007059387654-pat00004
의 값이 최대기생피크값 보다 크도록 만드는 소정의 수, 상기 최대기생피크값은
Figure 112007059387654-pat00005
)*Lpre/LPN 또는
Figure 112007059387654-pat00006
)*Lpost/LPN를 나타내고, Lpn, Lpre, Lpost 는 각각 프레임 헤드의 길이, 프리-앰블의 길이, 및 포스트-앰블의 길이를 나타낸다. 또한,
Figure 112007059387654-pat00096
는 최대 피크의 앰플리튜드 값을 나타낸다.)
상기 일정한 기준은
Figure 112006057712811-pat00007
일 수 있다.
상기 (c) 단계는 (c1)상기 심벌 동기부로부터 출력된 상기 심벌 동기신호와 상기 CIR 시퀀스에 기초하여, 상기 베이스밴드 샘플드 복소 신호의 프레임 헤드를 제거하고, 상기 베이스밴드 샘플드 복소 신호의 프레임 바디 데이터와 현재의 채널 CIR 사이의 순환 컨벌루션 관계를 복구하고 복구된 프레임 바디를 생성하는 단계, (c2)상기 복구된 프레임 바디에 패스트 푸리에 변환을 수행하고 패스트 푸리에 변환된 신호를 생성하는 단계, (c3)상기 CIR 시퀀스에 제로 패딩을 하고, 제로 패딩된 시퀀스를 이산 푸리에 변환을 수행하여 이산 푸리에 변환된 신호를 생성하는 단계, (c4)상기 패스트 푸리에 변환된 신호와 상기 이산 푸리에 변환된 신호에 기초하여 채널 등화를 수행하고 등화된 신호를 생성하는 단계, (c5)상기 등화된 신호를 하드 디시젼 수행하여 하드 디시젼 신호를 생성하는 단계를 구비할 수 있다.
상기 (c) 단계는 (c1)상기 심벌 동기부로부터 출력된 상기 심벌 동기신호와 상기 CIR 시퀀스에 기초하여, 상기 베이스밴드 샘플드 복소 신호의 프레임 헤드를 제거하고, 상기 베이스밴드 샘플드 복소 신호의 프레임 바디 데이터와 현재의 채널 CIR 사이의 순환 컨벌루션 관계를 복구하고 복구된 프레임 바디를 생성하는 단계, (c2)상기 복구된 프레임 바디에 패스트 푸리에 변환을 수행하고 패스트 푸리에 변 환된 신호를 생성하는 단계, (c3)상기 CIR 시퀀스에 제로 패딩을 하고, 제로 패딩된 시퀀스를 이산 푸리에 변환을 수행하여 이산 푸리에 변환된 신호를 생성하는 단계, (c4)상기 패스트 푸리에 변환된 신호와 상기 이산 푸리에 변환된 신호에 기초하여 채널 등화를 수행하고 등화된 신호를 생성하는 단계, (c6)상기 등화된 신호를 수신하여 채널 디코딩을 수행하고 디코딩된 신호를 생성하는 단계를 구비할 수 있다.
상기 (b2) 단계는 검색된 상기 소정의 문턱 값보다 큰 코릴레이션 피크에 기초하여, 검색된 상기 코릴레이션 피크에 상응하는 CIR 계수를 동시에 계산할 수 있다.
상기 (b3) 단계는 다음 반복(iteration)에서의 피크 검색에서의 오류를 줄이기 위해 상기 관찰 벡터에 기초하여 상기 인터-패스 간섭을 상기 제1상관 시퀀스로부터 동시에 상쇄할 수 있다.
상기 기술적 과제를 달성하기 위한 LCIC-DFE를 이용한 채널 추정 장치는 베이스밴드 샘플드 복소신호와 로컬 슈도-노이즈(PN)신호를 수신하고, 이들의 선형 코릴레이션을 계산하여 제1상관 시퀀스를 생성하는 선형 코릴레이터, 상기 제1상관 시퀀스를 수신하고 수신한 상기 제1상관 시퀀스에 기초하여 OFDM 심벌 동기신호를 출력하는 심벌동기부, 및 상기 제1상관 시퀀스, 상기 심벌 동기신호 및 피드백 신호를 수신하고 수신된 상기 제1상관 시퀀스, 상기 심벌 동기신호 및 상기 피드백 신호에 기초하여 CIR을 추정하고, 추정 결과에 상응하는 제1CIR 시퀀스를 출력하는 CIR 추정부를 구비하며, 상기 CIR 추정부는 수신된 상기 제1상관 시퀀스에서 스레 시홀딩 방법을 통하여 상호 상관값 최대치를 반복적으로 검색하고, 검색된 상호 상관값 최대치를 수신된 상기 제1상관 시퀀스에서 반복적으로 제거하여 인터-패스 간섭을 제거하고 인터-패스 간섭이 제거된 제2 상관 시퀀스를 생성하며, 이미 생성된 상기 제1 CIR 시퀀스와 상기 피드백 신호와의 컨벌루션 관계에 기초하여 상기 제2 상관 시퀀스에서 랜덤-데이터 간섭을 제거하고, 랜덤-데이터 간섭이 제거된 제3 상관 시퀀스에 기초하여 제2 CIR 시퀀스를 출력한다.
상기 LCIC-DFE를 이용한 채널 추정 장치는 상기 심벌 동기부로부터 출력된 상기 심벌 동기신호와 상기 제1 CIR 시퀀스에 기초하여, 상기 베이스밴드 샘플드 복소 신호의 프레임 헤드를 제거하고, 상기 베이스밴드 샘플드 복소 신호의 프레임 바디 데이터와 현재의 채널 CIR 사이의 순환 컨벌루션 관계를 복구하고 복구된 프레임 바디를 출력하기 위한 슈도-노이즈 제거부를 더 구비할 수 있다.
상기 LCIC-DFE를 이용한 채널 추정 장치는 수신된 아날로그 신호를 소정의 샘플링 주파수로 샘플링하고, 샘플링 결과에 따른 다지털 신호를 출력하기 위한 아날로그-디지털 변환기, 및 상기 아날로그-디지털 변환기로부터 출력된 상기 디지털 신호에 포함된 샘플링 주파수 오프센과 반송파 주파수 오프셋을 보정하고, 상기 베이스밴드 샘플드 복소 신호를 출력하는 주파수 동기/클락 복구부를 더 구비할 수 있다.
상기 LCIC-DFE를 이용한 채널 추정 장치는 상기 슈도-노이즈 제거부에 의하여 복구된 프레임 바디에 패스트 푸리에 변환을 수행하고 패스트 푸리에 변환된 신호를 출력하기 위한 FFT(fast Fourier transform)부, 상기 CIR 추정부로부터 출력 된 상기 제1 CIR 시퀀스에 제로 패딩을 하고, 제로 패딩된 시퀀스를 이산 푸리에 변환을 수행하여 이산 푸리에 변환된 신호를 출력하는 DFT(Discrete Fourier transform)부, 상기 패스트 푸리에 변환기로부터 출력된 패스트 푸리에 변환된 신호와 상기 이산 푸이에 변환기로부터 출력된 이산 푸리에 변환된 신호에 기초하여 채널 등화를 수행하고 등화된 신호를 출력하기 위한 채널 등화부, 상기 채널 등화기에 의하여 등화된 신호를 수신하고 하드 디시젼을 수행하여 하드 디시젼 신호를 출력하는 하드-디시젼부 및 상기 채널 등화기로부터 출력된 상기 등화된 신호를 수신하여 채널 디코딩을 수행하고 디코딩된 신호를 출력하기 위한 디코딩부를 더 구비할 수 있다.
상기 피드백 신호는 상기 하드-디시젼부로부터 출력된 상기 하드 디시젼 신호일 수 있다.
상기 피드백 신호는 상기 디코딩부로부터 출력된 상기 디코딩된 신호일 수 있다.
상기 LCIC-DFE를 이용한 채널 추정 장치는 OFDM 수신기에 구비될 수 있다.
본 발명과 본 발명의 동작상의 이점 및 본 발명의 실시에 의하여 달성되는 목적을 충분히 이해하기 위해서는 본 발명의 바람직한 실시예를 예시하는 첨부 도면 및 첨부 도면에 기재된 내용을 참조하여야만 한다.
이하, 첨부한 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예를 설명함으로써, 본 발명을 상세히 설명한다. 각 도면에 제시된 동일한 참조부호는 동일한 부재를 나타낸다.
도 1은 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 전송 신호의 구조를 나타낸다.
도 1을 참조하면, 상기 OFDM 전송 신호는 프레임 헤드(PN : Pseudo-noise, 1)와 프레임 바디(IDFT 데이터 블록: inverse discrete Fourier transformed 데이터 블록, 5)로 구성된다.
상기 프레임 헤드(1)는 프리-앰블(2), PN 시퀀스(3), 포스트-앰블(4)로 구성되며, LPN, Lpre, Lm, Lpost 는 각각 상기 프레임 헤드(1)의 길이, 상기 프리-앰블(2)의 길이, 상기 PN 시퀀스(3)의 길이, 및 상기 포스트-앰블(4)의 길이를 나타낸다.
상기 PN 시퀀스(3)는 엠 시퀀스(m-sequence : maximal length sequence)방법에 기초하여 생성된다.
상기 프리-앰블(2) 및 상기 포스트-앰블(4)은 상기 PN 시퀀스(3)의 순환 확장(cyclical extension)으로 생성된다. 즉, 상기 LPN = 255이고, Lpre = 83, Lpost=82 라고 할 때, 상기 프리-앰블(2)은 상기 PN 시퀀스의 173번째~255번째 신호가 되고, 상기 포스트-앰블(4)은 상기 PN 시퀀스의 1번째~82번째 신호가 된다.
도 2는 본 발명의 일실시예에 따른 채널 추정 장치 또는 채널 추정 장치를 구비하는 OFDM 수신기의 블록도를 나타낸다.
상기 채널 추정 장치(200)는 선형 코릴레이터(110), 심벌동기부(120), 및 CIR 추정부(130)를 구비한다. 상기 채널 추정 장치(200)는 슈도-노이즈 제거부(30)를 더 구비할 수 있다. 상기 채널 추정 장치(200)는 아날로그-디지털 변환기(10) 및 주파수 동기/클락 복구부(20)를 더 구비할 수도 있다. 상기 채널 추정 장 치(200)는 FFT부(40), 채널 등화부(50), 디코딩부(60), DFT부(70), 및 하드-디시젼부(80)을 더 구비할 수도 있다. 또한, 상기 채널 추정 장치(200)는 OFDM 수신기에 구현될 수 있다.
상기 선형 코릴레이터(110)는 베이스밴드 샘플드 복소신호(baseband sampled complex signal)(r(n))과 로컬 슈도-노이즈(PN)신호(C(n))을 수신하고, 이들의 선형 코릴레이션을 계산하여 상관 시퀀스(Rrc(n))를 생성한다. 상기 베이스밴드 샘플드 복소신호(r(n))는 상기 채널 추정 장치(200)로 수신되는 아날로그 신호(r(t))가 주파수
Figure 112006057712811-pat00008
로 샘플링 된 주파수이다. 여기서
Figure 112006057712811-pat00009
를 의미하는데 상기 Nc는 도 1에 도시된 프레임 바디에 포함되는 OFDM 심벌의 갯수를 의미하고, Tu는 상기 Nc 개의 OFDM 심벌의 전체 주기를 의미한다.
상기 심벌동기부(120)는 상기 상관 시퀀스(Rrc(n))를 수신하고 수신한 상기 상관 시퀀스(Rrc(n))에 기초하여 OFDM 심벌 동기 신호(ss)를 출력한다.
상기 CIR 추정부(130)는 상기 상관 시퀀스(Rrc(n)) 상기 심벌 동기신호(ss) 및 피드백 신호(sf)를 수신하고 수신된 상기 상관 시퀀스(rc(n)) 상기 심벌 동기신호(ss) 및 상기 피드백 신호(sf)에 기초하여 CIR을 추정하고, 추정 결과에 상응하는 CIR 시퀀스(
Figure 112006057712811-pat00010
)(여기서, i는 수신된 OFDM 심벌의 인덱스(index)) 를 출력한다. 상기 피드백 신호(sf)는 DFE(decision-feedback-equalization)를 수행할 때 발생하는 신호이다.
상기 CIR 추정부(130)는 수신된 상기 상관 시퀀스(Rrc(n))서 스레시홀 딩(thresholding) 방법을 통하여 상호 상관 값 최대치를 반복적으로 검색하고, 검색된 상호 상관값 최대치를 수신된 상기 상관 시퀀스(Rrc(n))에서 반복적으로 제거하여 인터-패스(inter-path) 간섭을 제거하고, 이미 생성된 CIR 시퀀스(
Figure 112006057712811-pat00011
) 상기 피드백 신호와의 컨벌루션 관계에 기초하여 랜덤-데이터 간섭을 제거한 상기 상관 시퀀스(Rrc(n))에 기초하여 CIR 시퀀스(
Figure 112006057712811-pat00012
)를 출력한다.
즉, 상기 상관 시퀀스(rc(n))에는 3가지 종류의 간섭(interference)이 존재한다. 첫 번째는 프레임 헤드의 비정상적인 크로스 코릴레이션(cross-correlation) 성질에 의한 인터-패스 간섭이고, 두 번째로는 프레임 바디 부분의 랜덤-데이터 간섭이 있을 수 있으며, 세 번째로는 채널 AGWN(additive Gaussian white noise)가 있다.
이 3가지 종류의 간섭 중에서 첫 번째 간섭(인터-패스 간섭)이 CIR 추정에 가장 많은 영향을 미치게 되는데, 이러한 인터-패스 간섭은 반복적으로 상호 상관 값 최대치를 검색하고, 검색된 상호 상관값 최대치를 수신된 상기 상관 시퀀스에서 반복적으로 제거함으로써 상쇄할 수 있게 되는 것이다.
또한, 두 번째 간섭(랜덤-데이터 간섭)은 인터-패스 간섭이 제거된 상관 시퀀스에 기초하여 생성된 상기 CIR 시퀀스(
Figure 112006057712811-pat00013
)과 복구된 프레임 바디(
Figure 112006057712811-pat00014
)에 기초하여 생성되는 상기 피드백 신호(sf)와의 컨벌루션 관계에 기초하여 상기 CIR 추정부(130)가 상쇄할 수 있다.
상기 채널 추정 장치(200)는 슈도-노이즈 제거부(30)를 더 구비할 수 있다. 상기 슈도-노이즈 제거부(30)는 상기 심벌 동기부(120)로부터 출력된 상기 심벌 동기신호(ss)와 상기 CIR 시퀀스(
Figure 112006057712811-pat00015
)에 기초하여, 상기 베이스밴드 샘플드 복소 신호 r(n)의 프레임 헤드를 제거하고, 상기 베이스밴드 샘플드 복소 신호(r(n))의 프레임 바디 데이터와 현재의 채널 CIR 사이의 순환 컨벌루션 관계를 복구하고 복구된 프레임 바디(
Figure 112006057712811-pat00016
)을 출력한다.
상기 채널 추정 장치(200)는 상기 아날로그-디지털 변환기(10), 및 상기 주파수 동기/클락 복구부(20)를 더 구비할 수 있다.
상기 아날로그-디지털 변환기(10)는 수신된 아날로그 신호(
Figure 112006057712811-pat00017
)를 소정의 샘플링 주파수(
Figure 112006057712811-pat00018
)로 샘플링하고, 샘플링 결과에 따른 디지털 신호를 출력한다. 여기서 상기 소정의 샘플링 주파수는
Figure 112006057712811-pat00019
이고
Figure 112006057712811-pat00020
일 수 있다.
상기 주파수 동기/클락 복구부(20)는 상기 아날로그-디지털 변환기(10)로부터 출력된 상기 디지털 신호에 포함된 샘플링 주파수 오프셋과 반송파 주파수 오프셋을 보정하고, 상기 베이스밴드 샘플드 복소 신호(
Figure 112006057712811-pat00021
)를 출력한다.
상기 채널 추정 장치(200)는 상기 FFT(fast Fourier transform)부(40), 상기DFT(Discrete Fourier transform)부(70), 상기 채널 등화부(50), 상기 하드-디시젼부(80), 및 상기 디코딩부(60)을 더 구비할 수 있다.
상기 FFT부(40)는 상기 슈도-노이즈 제거부(30)에 의하여 복구된 프레임 바 디(
Figure 112006057712811-pat00022
)에 패스트 푸리에 변환을 수행하고 패스트 푸리에 변환된 신호 (
Figure 112006057712811-pat00023
)(여기서, k는 부반송파(subcarrier) 인덱스)를 출력한다.
상기 DFT부(70)는 상기 CIR 추정부(130)로부터 출력된 상기 CIR 시퀀스 (
Figure 112006057712811-pat00024
)에 제로 패딩을 하고, 제로 패딩된 시퀀스를 이산 푸리에 변환을 수행하여 이산 푸리에 변환된 신호(
Figure 112006057712811-pat00025
)를 출력한다.
상기 채널 등화부(50)는 상기 FFT부(40)로부터 출력된 상기 패스트 푸리에 변환된 신호(
Figure 112006057712811-pat00026
)와 상기 DFT부(70)로부터 출력된 상기 이산 푸리에 변환된 신호(
Figure 112006057712811-pat00027
)에 기초하여 채널 등화(channel equalization)를 수행하고 등화된 신호(
Figure 112006057712811-pat00028
)를 출력한다. 여기서 상기 (
Figure 112006057712811-pat00029
)는 (
Figure 112006057712811-pat00030
)를 (
Figure 112006057712811-pat00031
)로 나누어서 구할 수 있다.
상기 하드-디시젼(hard-dicision)부(80) 는 상기 채널 등화부(50)에 의하여 등화된 신호(
Figure 112006057712811-pat00032
)를 수신하고 하드 디시젼을 수행하여 하드 디시젼 신호를 상기 피드백 신호(sf)출력한다. 상기 하드-디시젼부(80)는 상기 디코딩부(60) 및 상기 CIR 추정부(130)로 상기 등화된 신호(
Figure 112006057712811-pat00033
)를 출력할 수 있다.
상기 디코딩부(60)는 상기 채널 등화부(50)로부터 출력된 상기 등화된 신 호(
Figure 112006057712811-pat00034
)를 수신하여 채널 디코딩을 수행하고 디코딩된 신호를 출력한다. 상기 채널 디코딩부(60)는 FEC(forward error correction) 방식에 의한 비터비(Viterbi) 디코딩을 수행할 수 있다.
상기 CIR 추정부(130)로 피드백되는 상기 피드백 신호(sf)는 상기 등화된 신호(
Figure 112006057712811-pat00035
)에 기초하여 생성된다. 상기 피드백 신호(sf)는 상기 등화된 신호(
Figure 112006057712811-pat00036
)가 상기 하드-디시젼부(80)를 통하여 생성되는 상기 하드 디시젼 신호일 수 있고, 또는 상기 등화된 신호(
Figure 112006057712811-pat00037
)가 상기 디코딩부(60)를 통하여 생성되는 상기 디코딩된 신호일 수도 있다.
상기 채널 추정 장치(200)는 OFDM 수신기에 구비될 수 있다.
도 3은 본 발명에 따른 채널 추정 장치의 이상적인 선형 코릴레이션 결과를 보여주는 그래프이다. 즉, 도 3은 채널을 통하여 전송되는 프레임 헤드와 로컬 PN과의 랜덤-데이터 간섭과 채널 노이즈가 반영되지 않은 선형 코릴레이션 결과를 나타낸다.
프레임 헤드(1)의 파라미터 값 Lpre=83, Lpost=82, Lm=255, 및 LPN=420으로 설정된 코릴레이션 결과를 나타내는 도 3을 참조하면, 메인 피크와 프리 엠블 및 포스트 엠블에 의하여 생성되는 두 개의 기생 피크(parasitical peak)가 +255, 및 -255에서 생성되는 것을 알 수 있다. 순환 코릴레이션 영역(cyclical correlation area)(-Lpre
Figure 112006057712811-pat00038
time
Figure 112006057712811-pat00039
Lpost)에서는 프레임 헤드의 순환 확장 구조에 의한 특성으 로 인해 선형 코릴레이션 결과는 순환 코릴레이션 결과와 동일하게 나타난다. 상기 중앙 영역의 외부로는 제한된 길이의 프리엠블 및 포스트 엠블에 의하여 발생되는 붕괴된(ruined) 순환 코릴레이션으로 인한 코릴레이션 노이즈가 존재하는 것을 알 수 있다.
도 4는 멀티패스(multipath) 환경에서 0dB 에코가 존재할 때의 선형 코릴레이션 결과를 보여주는 그래프이다. 도 4에서도 설명의 편의를 위해 채널 노이즈는 고려되지 않았다.
도 4에 나타난 선형 코릴레이션 결과는 채널 컨벌루션의 선형성에 의해 근사적으로 이상적인 코릴레이션(도 3에 도시된 바와 같이)과 실제 채널에서의 채널 CIR과의 컨벌루션으로 간주될 수 있다. 그러므로 상기 실제 채널의 CIR 추정은 도 4에 도시된 멀티패스 코릴레이션 피크를 검색함으로서 수행될 수 있다. 도 4에서는 0dB(log(피크(6)의 값(0.09)/피크(7)의 값(0.09)) 에코가 상기 순환 코릴레이션 영역에 존재하게 되므로 상대적으로 검색이 용이하다.
하지만, 실제로는 멀티패스의 분포 범위를 확정하기가 어려워서 앰플리튜드(amplitude)가 큰 위치(특히, 기생 피크들)에서는 잘못된 피크 검색을 할 수 있다. 특히, 도 5에 도시된 바와 같이 0dB(피크(8) 및 피크(9)) 에코가 순환 코릴레이션 영역의 외부에 존재하게 되는 경우에는 상기 순환 코릴레이션 영역은 완전히 붕괴(ruined)되므로 멀티패스에 의한 짧은 지연(short-delay) 또는 작은 앰플리튜드 에코들을 검색하는 것이 어렵게 된다.
그러므로 본 발명에 따른 채널 추정 방법은 단계적으로 멀티패스 코릴레이션 피크를 검색하고, 검색된 멀티패스 코릴레이션 피크를 상관 시퀀스 (Rrc(n))에서 제거하는 방법을 사용한다.
본 발명에 따른 채널 추정 방법을 도 2를 참조하여 설명하면, 다음과 같은 단계를 구비한다.
(a)상기 선형 코릴레이터(110)는 선형 코릴레이션을 계산하고 제1상관 시퀀스(Rrc(n))를 생성한다.
(b)상기 CIR 추정부(130)는 생성된 상기 제1상관 시퀀스(Rrc(n))에서 반복적으로 인터-패스 간섭을 제거하고 인터-패스가 제거된 제2상관 시퀀스에 기초하여 제1CIR 시퀀스를 생성한다.
또한, 본 발명에 따른 채널 추정 방법은 다음과 같은 단계를 더 구비할 수 있다.
(c)상기 채널 추정 장치(200)는 생성된 상기 제1CIR 시퀀스, 상기 베이스밴드 샘플드 복소신호(r(n)), 및 상기 제1상관 시퀀스에 기초하여 생성된 심벌 동기신호(ss)에 기초하여 피드백 신호(sf)를 생성한다.
(d)상기 CIR 추정부(130)는 상기 제2상관 시퀀스에서 상기 제1CIR 시퀀스 및 상기 피드백 신호(sf)에 기초하여 랜덤-데이터 간섭을 제거하고, 랜덤-데이터 간섭이 제거된 제3상관 시퀀스에 기초하여 제2CIR 시퀀스를 생성한다.
즉, (a) 단계에서 생성된 상관 시퀀스에서 인터-패스 간섭을 제거하고(상기 (b)단계에서), 인터-패스 간섭이 제거된 상관 시퀀스에 기초하여 CIR을 추정할 수 있다. 또한, 인터-패스 간섭이 제거된 상관 시퀀스에서 랜덤-데이터 간섭을 더 제 거하며(상기 (d) 단계에서), 랜덤-데이터 간섭까지 제거된 상관 시퀀스로부터 CIR 추정치를 계산할 수도 있는 것이다. 즉, (c) 단계와 (d)단계를 통하여 DFE(Decision-feedback-equaliztion)를 수행할 수 있다.
또한, 상기 (d) 단계에서 생성된 상기 제3 상관 시퀀스를 제1상관 시퀀스로 설정하고 상기 (b)단계부터 반복하는 과정을 거칠 수도 있다. 즉, DFE 반복 횟수가 0이라면 상기 (c) 단계 및 (d) 단계가 생략될 수 있고, DFE 반복 횟수가 1이라면 상기 (c) 및 (d) 단계를 1번 수행한다.
상기 (a) 단계는 상기 선형 코릴레이터(110)가 베이스밴드 샘플드 복소신호(
Figure 112006057712811-pat00040
)와 로컬 슈도-노이즈 신호에 기초하여 선형 코릴레이션을 계산하고 제1상관 시퀀스(
Figure 112006057712811-pat00041
)를 생성한다. 상기 제1상관 시퀀스(
Figure 112006057712811-pat00042
)은 인터-패스간섭과 랜덤-데이터 간섭을 포함하는 상관 시퀀스이다.
상기 (b) 단계는 상기 CIR 추정부(130)가 상기 제1 상관 시퀀스에서 인터-패스 간섭을 제거하게 된다.
상기 (b) 단계는 (b1)상기 제1상관 시퀀스에서 소정의 문턱 값 이상의 값을 가지는 피크를 탐색하여 관찰벡터를 생성하는 단계, (b2)생성된 상기 관찰벡터에 기초하여 CIR 시퀀스를 생성하는 단계, (b3)생성된 상기 CIR 시퀀스에 기초하여 상기 상관 시퀀스에서 인터-패스 간섭을 제거하는 단계, 및 (b4)상기 소정의 문턱 값이 초기 문턱 값보다 큰 경우 상기 소정의 문턱 값을 일정한 기준으로 낮추고 (b1)단계로 복귀하는 단계를 구비할 수 있다.
상기 (b1) 단계에서는 먼저 상기 상관 시퀀스Rrc iter =j(n) 에서 소정의 문턱 값 이상의 값을 가지는 피크를 탐색하여 관찰벡터 (
Figure 112006057712811-pat00043
)를 생성한다. 여기서 (
Figure 112006057712811-pat00044
~
Figure 112006057712811-pat00045
)는 검색된 피크의 엠플리튜드 값,
Figure 112006057712811-pat00046
는 검색된 피크의 갯수,
Figure 112006057712811-pat00047
는 행렬 트랜스포즈이고,
Figure 112006057712811-pat00048
Figure 112006057712811-pat00049
Figure 112006057712811-pat00050
는 상대적 시간지연을 나타낸다. 또한, 상기 소정의 문턱 값 (
Figure 112006057712811-pat00051
)의 초기 값 (
Figure 112006057712811-pat00052
)은, (
Figure 112006057712811-pat00053
)를 M으로 나눈 값일 수 있다. 여기서, j는 상기 이터레이션의 반복 회수를 나타내는 인덱스(즉, iter와 동일), M은 상기 (
Figure 112006057712811-pat00054
)의 값이 최대 기생 피크 값(maximum parasitical peak) 보다 크도록 만드는 소정의 수, 상기 최대 기생 피크 값은 (
Figure 112006057712811-pat00055
)*Lpre/LPN 또는 (
Figure 112006057712811-pat00056
)*Lpost/LPN 일 수 있다.
상기 (b2) 단계는 상기 관찰벡터
Figure 112006057712811-pat00057
에 기초하여 j 번째 CIR 시퀀스를 생성한다. 상기 j 번째 CIR 시퀀스를 생성할 때는 검색된 상기 소정의 문턱 값보다 큰 코릴레이션 피크에 기초하여(즉, 상기 관찰벡터에 기초하여), 검색된 상기 코릴레이션 피크에 상응하는 CIR 계수를 채널 CIR과 상기 채널추정부(130)에서 이미 알고 있는 프레임 바디에서의 간섭이 없을때의 이상적인 코릴레이션과의 컨벌루션 관계에 근거하여 동시에 계산할 수 있다. 또한, 상기 CIR 계수를 동시에 계산하기 위해 유니파이드 솔루션(unified solution)이 사용될 수 있다.
상기 (b3) 단계는 생성된 j 번째 상기 CIR 시퀀스에 기초하여 상기 상관 시퀀스Rrc iter=j(n)에서 인터-패스 간섭을 제거한다. 인터-패스 간섭이 제거된 상기 상관 시퀀스가 Rrc iter =j+1 이 된다. 상기 인터-패스 간섭을 제거할 때에는 다음 반복(iteration)에서의 피크 검색에서의 오류를 줄이기 위해 상기 관찰 벡터에 기초하여 상기 인터-패스 간섭을 상기 상관 시퀀스로부터 동시에 상쇄할 수 있다. 상기와 같이 인터-패스 간섭을 상쇄하는 것은 채널 CIR과 상기 채널 추정부(130)에서 이미 알고 있는 프레임 바디에서의 간섭이 없을 때의 이상적인 코릴레이션과의 컨벌루션관계에 근거한다.
상기 (b4) 단계는 상기 소정의 문턱 값(
Figure 112006057712811-pat00058
)이 초기 문턱 값 (
Figure 112006057712811-pat00059
)보다 큰 경우 상기 소정의 문턱 값을 일정한 기준으로 낮추고 상기 상관 시퀀스 Rrc iter =j+1 로 다시 인터-패스를 제거하는 과정을 반복한다. 상기 일정한 기준은
Figure 112006057712811-pat00060
일 수 있다. 상기 THrelative 는 최대 멀티패스 피크 값과 검색할 최소 멀티패스 피크 값과의 비율값이다.
상기 (c) 단계는 (c1)상기 심벌 동기부(120)로부터 출력된 상기 심벌 동기신호(ss)와 상기 CIR 시퀀스(
Figure 112006057712811-pat00061
)에 기초하여, 상기 베이스밴드 샘플드 복소 신 호(r(n))의 프레임 헤드를 제거하고, 상기 베이스밴드 샘플드 복소 신호(r(n))의 프레임 바디 데이터와 현재의 채널 CIR 사이의 순환 컨벌루션 관계를 복구하고 복구된 프레임 바디(
Figure 112006057712811-pat00062
)를 생성하는 단계, (c2)상기 복구된 프레임 바디(
Figure 112006057712811-pat00063
)에 패스트 푸리에 변환을 수행하고 패스트 푸리에 변환된 신호(
Figure 112006057712811-pat00064
)를 생성하는 단계, (c3)상기 CIR 시퀀스(
Figure 112006057712811-pat00065
)에 제로 패딩을 하고, 제로 패딩된 시퀀스를 이산 푸리에 변환을 수행하여 이산 푸리에 변환된 신호(
Figure 112006057712811-pat00066
)를 생성하는 단계, (c4)상기 패스트 푸리에 변환된 신호(
Figure 112006057712811-pat00067
)와 상기 이산 푸리에 변환된 신호(
Figure 112006057712811-pat00068
)에 기초하여 채널 등화를 수행하고 등화된 신호를 생성하는 단계, (c5)상기 등화된 신호를 하드 디시젼 수행하여 하드 디시젼 신호(
Figure 112006057712811-pat00069
)를 생성하는 단계를 구비할 수 있다.
또한, (c5)단계 대신 상기 등화된 신호(
Figure 112006057712811-pat00070
)를 채널 디코딩을 수행하고 디코딩된 신호를 생성하는 단계를 구비할 수도 있다. 즉, 상기 피드백 신호(sf)는 상기 등화된 신호(
Figure 112006057712811-pat00071
)를 하드-디시젼 한 신호가 될 수도 있고, 상기 등화된 신호(
Figure 112006057712811-pat00072
)를 채널 디코딩한 신호일 수도 있다.
상기 (d) 단계에서는 DFE를 통하여 생성되는 현재 프레임 바디 데이터와 이전 OFDM 심벌에서의 바디 데이터를 이용하여 랜덤-데이터 간섭을 상쇄할 수 있다. DFE 반복을 통해 알수 있는 프레임 바디 데이터와 로컬 PN과 프렘임 헤드에서의 간섭이 없을 때의 코릴레이션 및 채널 CIR과의 컨벌루션 관계에 근거하여 상기 랜덤-데이터 간섭을 상쇄할 수 있다.
상술한 바와 같이, 본 발명에 따른 채널 추정 방법을 알고리즘으로 나타내면 다음과 같다.
(1) Ndfe 설정, DFE=0;
(2) THrelative 설정, Rrc iter =j(n), j=1 ;
(3)
Figure 112006057712811-pat00073
Figure 112006057712811-pat00074
설정;
(4)while(
Figure 112006057712811-pat00075
Figure 112006057712811-pat00076
){
get
Figure 112006057712811-pat00077
from Rrc iter =j(n);
Figure 112006057712811-pat00078
기초하여 CIR 시퀀스 생성;
Rrc iter =j(n) = Rrc iter =j(n)에서 인터-패스 간섭 상쇄한 시퀀스;
Rrc iter =j(n)에 기초하여 CIR 시퀀스 생성;
Figure 112006057712811-pat00079
;
j = j +1; }
(5) if (DFE< Ndfe) {
피드백 신호 생성;
Rrc iter =j(n)= Rrc iter =j(n)에서 랜덤-데이터 간섭 상쇄한 시퀀스;
(2)로 복귀;}
도 7은 도 6에 나타난 파라미터 값을 이용하여 중국 테스트 8th 채널 모델(CT8)에서 시뮬레이션하기 위한 프로파일 값이다.
도 8은 "Digital Video Broadcasting (DVB): Frame Structure, Channel Coding and Modulation for Digital Terrestrial Television, ETSI, Tech. Rep. EN300 744 v1.1.2, Aug. 1997"에 개시된 Fixed Reception F1 version of DVB-T 채널 모델에서 상기 도 6에 나타난 파라미터 값으로 시뮬레이션 한 결과를 나타낸 그래프이다. 도 8에서는 M=2, THrelative 는 랜덤-데이터 간섭을 상쇄하기 전(즉, 첫 번째 DFE)에는 1/8, 랜덤-데이터 간섭을 상쇄한 후(즉, 두 번째 DFE)에서는 1/16으로 설정하였다.
도 8을 참조하면, 인용문헌[2]("J. Wang, Z. X. Yang, C. Y. Pan, J. Song, and L. Yang, Iterative Padding Subtraction of the PN Sequence for the TDS-OFDM over Broadcast Channels, IEEE Trans. Consumer Electronics, vol. 51, no. 4, pp. 1148-1152, Nov. 2005.")에 개시된 채널 추정 방법보다 본 발명에 의한 채널 추정 방법이 SER(symbol error rate) 성능이 더 뛰어나다는 것을 알 수 있다. 또한, DFE를 사용하지 않고 LCIC(linerar correlation based interference cancellation)만을 사용했을 때보다 DFE 반복을 한 번 수행했을때 SER=0.1에서 SNR이 약 3dB 향상된 것을 알 수 있다.
도 9는 CT8 모델에서 상기 도 8에서 설정한 파라키터 값과 동일한 파라미터 값으로 시뮬레이션 한 결과를 나타낸 그래프이다.
도 8과 도9를 참조하면, 긴 시간 지연(long-delay) echo가 없는 도 8에서의 채널 모델에서는 CIR 추정은 인터-패스 간섭에 주로 영향을 받는다. 그러므로, DFE 반복 횟수에 많은 영향을 받지 않는 것을 알 수 있다. 하지만, 도 9의 CT8 모델에서는 긴 시간 지연과 큰 엠플리튜드 에코를 가지므로 DFE 반복 횟수에 따라 성능 향상의 차이가 명백하게 드러나는 것을 알 수 있다.
본 발명은 도면에 도시된 일 실시 예를 참고로 설명되었으나 이는 예시적인 것에 불과하며, 본 기술 분야의 통상의 지식을 가진 자라면 이로부터 다양한 변형 및 균등한 타 실시예가 가능하다는 점을 이해할 것이다. 따라서, 본 발명의 진정한 기술적 보호 범위는 첨부된 등록청구범위의 기술적 사상에 의해 정해져야 할 것이다.
상술한 바와 같이 본 발명에 따른 LCIC-DFE 채널 추정 방법은 료과적으로 채널 CIR을 추정할 수 있고, 특히 긴 시간 지연과 큰 엠플리튜드 에코를 가지는 환경에서의 성능 향상이 뛰어난 효과가 있다.
또한, 본 발명에 따른 LCIC-DFE 채널 추정 방법은 순환 코릴레이션을 사용하 는 것보다 복잡도가 낮음으로 실제로 구현하기에 용이한 효과가 있다.

Claims (17)

  1. (a) 베이스밴드 샘플드 복소신호와 로컬 슈도-노이즈 신호에 기초하여 선형 코릴레이션을 계산하고 제1상관 시퀀스를 생성하는 단계; 및
    (b) 생성된 상기 제1상관 시퀀스에서 반복적으로 인터-패스 간섭을 제거하고 인터-패스가 제거된 제2상관 시퀀스에 기초하여 제1CIR 시퀀스를 생성하는 단계를 구비하는 LCIC-DFE(Linear Correlation based Interference Cancellation combined with Dicision-Feedback Equalization)를 이용한 채널 추정 방법.
  2. 제 1항에 있어서, 상기 채널 추정 방법은
    (c) 생성된 상기 제1CIR 시퀀스, 상기 베이스밴드 샘플드 복소신호, 및 상기 제1상관 시퀀스에 기초하여 생성된 심벌 동기신호에 기초하여 피드백 신호를 생성하는 단계; 및
    (d) 상기 제1 CIR 시퀀스 및 상기 피드백 신호에 기초하여 상기 제2상관 시퀀스에서 랜덤-데이터 간섭을 제거하고, 랜덤-데이터 간섭이 제거된 제3상관 시퀀스에 기초하여 제2CIR 시퀀스를 생성하는 단계를 더 구비하는 LCIC-DFE를 이용한 채널 추정 방법.
  3. 제 2항에 있어서, 상기 채널 추정 방법은
    (e) 상기 제3상관 시퀀스를 이용하여 상기 (b)단계로 복귀하는 단계를 더 구 비하는 LCIC-DFE를 이용한 채널 추정 방법.
  4. 제 1항에 있어서, 상기 (b) 단계는
    (b1) 상기 제1상관 시퀀스에서 소정의 문턱 값 이상의 값을 가지는 피크를 탐색하여 관찰벡터를 생성하는 단계;
    (b2) 생성된 상기 관찰벡터에 기초하여 CIR 시퀀스를 생성하는 단계; 및
    (b3) 생성된 상기 CIR 시퀀스에 기초하여 상기 제1상관 시퀀스에서 인터-패스 간섭을 제거하는 단계; 및
    (b4) 상기 소정의 문턱 값이 초기 문턱 값보다 큰 경우 상기 소정의 문턱 값을 일정한 기준으로 낮추고 (b1)단계로 복귀하는 단계를 구비하는 LCIC-DFE를 이용한 채널 추정 방법.
  5. 제 4항에 있어서, 상기 소정의 문턱 값
    Figure 112007059387654-pat00080
    의 초기 값
    Figure 112007059387654-pat00081
    은,
    (
    Figure 112007059387654-pat00082
    )를 M으로 나눈 값인 LCIC-DFE를 이용한 채널 추정 방법.(여기서, j는 상기 (b)단계의 반복 회수를 나타내는 인덱스, M은 상기
    Figure 112007059387654-pat00083
    의 값이 최대 기생 피크 값 보다 크도록 만드는 소정의 수, 상기 최대기생피크값은 (
    Figure 112007059387654-pat00084
    )*Lpre/LPN 또는 (
    Figure 112007059387654-pat00085
    )*Lpost/LPN를 나타내고, Lpn, Lpre, Lpost 는 각각 프레임 헤드의 길이, 프리-앰블의 길이, 및 포스트-앰블의 길이를 나타낸다. 또한,
    Figure 112007059387654-pat00097
    는 최대 피크의 앰플리튜드 값을 나타낸다.)
  6. 제 5항에 있어서, 상기 일정한 기준은
    Figure 112006057712811-pat00086
    인 LCIC-DFE를 이용한 채널 추정 방법.
  7. 제 2항에 있어서, 상기 (c) 단계는
    (c1) 상기 심벌 동기부로부터 출력된 상기 심벌 동기신호와 상기 CIR 시퀀스에 기초하여, 상기 베이스밴드 샘플드 복소 신호의 프레임 헤드를 제거하고, 상기 베이스밴드 샘플드 복소 신호의 프레임 바디 데이터와 현재의 채널 CIR 사이의 순환 컨벌루션 관계를 복구하고 복구된 프레임 바디를 생성하는 단계;
    (c2) 상기 복구된 프레임 바디에 패스트 푸리에 변환을 수행하고 패스트 푸리에 변환된 신호를 생성하는 단계;
    (c3) 상기 CIR 시퀀스에 제로 패딩을 하고, 제로 패딩된 시퀀스를 이산 푸리에 변환을 수행하여 이산 푸리에 변환된 신호를 생성하는 단계;
    (c4) 상기 패스트 푸리에 변환된 신호와 상기 이산 푸리에 변환된 신호에 기초하여 채널 등화를 수행하고 등화된 신호를 생성하는 단계;
    (c5) 상기 등화된 신호를 하드 디시젼 수행하여 하드 디시젼 신호를 생성하는 단계를 구비하는 LCIC-DFE를 이용한 채널 추정 방법.
  8. 제 2항에 있어서, 상기 (c) 단계는
    (c1) 상기 심벌 동기부로부터 출력된 상기 심벌 동기신호와 상기 CIR 시퀀스 에 기초하여, 상기 베이스밴드 샘플드 복소 신호의 프레임 헤드를 제거하고, 상기 베이스밴드 샘플드 복소 신호의 프레임 바디 데이터와 현재의 채널 CIR 사이의 순환 컨벌루션 관계를 복구하고 복구된 프레임 바디를 생성하는 단계;
    (c2) 상기 복구된 프레임 바디에 패스트 푸리에 변환을 수행하고 패스트 푸리에 변환된 신호를 생성하는 단계;
    (c3) 상기 CIR 시퀀스에 제로 패딩을 하고, 제로 패딩된 시퀀스를 이산 푸리에 변환을 수행하여 이산 푸리에 변환된 신호를 생성하는 단계;
    (c4) 상기 패스트 푸리에 변환된 신호와 상기 이산 푸리에 변환된 신호에 기초하여 채널 등화를 수행하고 등화된 신호를 생성하는 단계;
    (c6) 상기 등화된 신호를 수신하여 채널 디코딩을 수행하고 디코딩된 신호를 생성하는 단계를 구비하는 LCIC-DFE를 이용한 채널 추정 방법.
  9. 제 4항에 있어서, 상기 (b2) 단계는
    검색된 상기 소정의 문턱 값보다 큰 코릴레이션 피크에 기초하여, 검색된 상기 코릴레이션 피크에 상응하는 CIR 계수를 동시에 계산하는 LCIC-DFE를 이용한 채널 추정 방법.
  10. 제 4항에 있어서, 상기 (b3) 단계는
    다음 반복(iteration)에서의 피크 검색에서의 오류를 줄이기 위해 상기 관찰 벡터에 기초하여 상기 인터-패스 간섭을 상기 제1상관 시퀀스로부터 동시에 상쇄하 는 LCIC-DFE를 이용한 채널 추정 방법.
  11. 베이스밴드 샘플드 복소신호와 로컬 슈도-노이즈(PN)신호를 수신하고, 이들의 선형 코릴레이션을 계산하여 제1상관 시퀀스를 생성하는 선형 코릴레이터;
    상기 제1상관 시퀀스를 수신하고 수신한 상기 제1 상관 시퀀스에 기초하여 OFDM 심벌 동기신호를 출력하는 심벌동기부; 및
    상기 제1상관 시퀀스, 상기 심벌 동기신호 및 피드백 신호를 수신하고 수신된 상기 제1상관 시퀀스, 상기 심벌 동기신호 및 상기 피드백 신호에 기초하여 CIR을 추정하고, 추정 결과에 상응하는 제1 CIR 시퀀스를 출력하는 CIR 추정부를 구비하며,
    상기 CIR 추정부는 수신된 상기 제1상관 시퀀스에서 스레시홀딩 방법을 통하여 상호 상관값 최대치를 반복적으로 검색하고, 검색된 상호 상관값 최대치를 수신된 상기 제1상관 시퀀스에서 반복적으로 제거하여 인터-패스 간섭을 제거하고 인터-패스 간섭이 제거된 제2 상관 시퀀스를 생성하며, 이미 생성된 상기 제1 CIR 시퀀스와 상기 피드백 신호와의 컨벌루션 관계에 기초하여 상기 제2 상관 시퀀스에서 랜덤-데이터 간섭을 제거하고, 랜덤-데이터 간섭이 제거된 제3 상관 시퀀스에 기초하여 제2 CIR 시퀀스를 출력하는 LCIC-DFE를 이용한 채널 추정 장치.
  12. 제 11항에 있어서, 상기 LCIC-DFE를 이용한 채널 추정 장치는
    상기 심벌 동기부로부터 출력된 상기 심벌 동기신호와 상기 제1 CIR 시퀀스 에 기초하여, 상기 베이스밴드 샘플드 복소 신호의 프레임 헤드를 제거하고, 상기 베이스밴드 샘플드 복소 신호의 프레임 바디 데이터와 현재의 채널 CIR 사이의 순환 컨벌루션 관계를 복구하고 복구된 프레임 바디를 출력하기 위한 슈도-노이즈 제거부를 더 구비하는 LCIC-DFE를 이용한 채널 추정 장치.
  13. 제 11항에 있어서, 상기 LCIC-DFE를 이용한 채널 추정 장치는
    수신된 아날로그 신호를 소정의 샘플링 주파수로 샘플링하고, 샘플링 결과에 따른 다지털 신호를 출력하기 위한 아날로그-디지털 변환기; 및
    상기 아날로그-디지털 변환기로부터 출력된 상기 디지털 신호에 포함된 샘플링 주파수 오프센과 반송파 주파수 오프셋을 보정하고, 상기 베이스밴드 샘플드 복소 신호를 출력하는 주파수 동기/클락 복구부를 더 구비하는 LCIC-DFE를 이용한 채널 추정 장치.
  14. 제 12항에 있어서, 상기 LCIC-DFE를 이용한 채널 추정 장치는
    상기 슈도-노이즈 제거부에 의하여 복구된 프레임 바디에 패스트 푸리에 변환을 수행하고 패스트 푸리에 변환된 신호를 출력하기 위한 FFT(fast Fourier transform)부;
    상기 CIR 추정부로부터 출력된 상기 제1 CIR 시퀀스에 제로 패딩을 하고, 제로 패딩된 시퀀스를 이산 푸리에 변환을 수행하여 이산 푸리에 변환된 신호를 출력하는 DFT(Discrete Fourier transform)부;
    상기 FFT부로부터 출력된 패스트 푸리에 변환된 신호와 상기 DFT부로부터 출력된 이산 푸리에 변환된 신호에 기초하여 채널 등화를 수행하고 등화된 신호를 출력하기 위한 채널 등화부;
    상기 채널 등화기에 의하여 등화된 신호를 수신하고 하드 디시젼을 수행하여 하드 디시젼 신호를 출력하는 하드-디시젼부; 및
    상기 채널 등화기로부터 출력된 상기 등화된 신호를 수신하여 채널 디코딩을 수행하고 디코딩된 신호를 출력하기 위한 디코딩부를 더 구비하는 LCIC-DFE를 이용한 채널 추정 장치.
  15. 제 14항에 있어서, 상기 피드백 신호는,
    상기 하드-디시젼부로부터 출력된 상기 하드 디시젼 신호인 LCIC-DFE를 이용한 채널 추정 장치.
  16. 제 14항에 있어서, 상기 피드백 신호는,
    상기 디코딩부로부터 출력된 상기 디코딩된 신호인 LCIC-DFE를 이용한 채널 추정 장치.
  17. 제 11항 내지 제 16항 중 어느 한 항에 기재된 채널 추정 장치는 OFDM 수신기에 구비되는 채널 추정 장치.
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