JP2010063327A - スイッチング電源装置 - Google Patents
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Abstract
【解決手段】通常負荷時はPWM制御を行い、軽負荷ではスイッチング素子のオン時間が固定のPFM制御を行い、前記交流電源が高電圧系か低電圧系かによってPFM制御における前記オン時間を変化させるので、スタンバイ時の低消費電力化,音鳴りおよび無負荷から通常負荷への応答の高速化を図ることができる。さらに、ヒステリシスコンパレータを用いて、交流電源の脈流電圧のピーク値の大きさを判断し、前記交流電源が高電圧系か低電圧系かを判別することができる。
【選択図】図1
Description
上記の電源自身もスタンバイ時の消費電力を削減する方法として、通常動作時用の出力容量の大きな電源とスタンバイ時用の電源の二つの電源を用意する方法があるが、電源を二つ搭載することは、占有体積が大きくなることとコスト高になることで、廉価な実用品としては難しい。また、電源を一つだけ搭載した場合の消費電力の削減方法として、スイッチング電源装置を使用し、スタンバイ動作時にスイッチング素子であるパワーMOSFETの駆動周波数(スイッチング周波数)を下げる方法が知られている。このスイッチング周波数を下げる方法には、負荷電流が基準値以下になったときに低いスイッチング周波数に切り換える方法(スイッチング周波数は2段階変化)と、基準値以下になったら負荷電流に応じてスイッチング周波数を低下させていく方法(スイッチング周波数は負荷電流に応じて連続的に変化)がある。
電源の起動時など、スイッチング電源装置のスイッチング動作がされていないときは補助巻線N3から電力を供給することができないので、その場合は直流電圧Vinから直接スイッチング制御回路100のVH端子および起動回路101を介して電力が供給される。すなわち、起動回路101が入力電圧Vinからエネルギ供給を受けて、Vcc端子を介してコンデンサC2に充電電流を供給する。Vcc端子の電圧が所定電圧に達すると、起動回路101は充電電流の供給を停止する。
また、スイッチング制御回路100のIS端子には、センス抵抗Rsの両端電圧、すなわちパワーMOSトランジスタQ1に流れる電流の検出信号が入力される。なお、GNDは接地端子である。
この音鳴りおよびその防止について、図6,7を用いて説明する。音鳴りはトランスTの磁化エネルギが大きいとき、すなわち負荷200に流れる負荷電流がある程度大きいときにスイッチング周波数が可聴周波数になると発生するものである。一方、上記のように低負荷時はスイッチング周波数を低周波数側にシフトすることが望ましい。そのため、スイッチング周波数は図6に示すような特性とされる。
本発明は、このような点に鑑みてなされたものであり、PFC電源装置にも適用できる、スタンバイ時の低消費電力化を図ることができるとともに、音鳴りを防止し、さらに無負荷から通常負荷への応答が速く、起動時の過電流の防止や短絡保護を行うことができるスイッチング電源装置を提供することを目的とする。
請求項4に係る発明は、請求項3に係る発明において、前記最小オン期間は、前記PFM制御における前記スイッチング素子のオン期間より短いことを特徴とする。
請求項6に係る発明は、前記負荷信号は、請求項1ないし5のいずれかに係る発明において、前記スイッチング電源装置の出力電圧の検出値と基準値との差を検出した誤差信号であることを特徴とする。
図1は本発明の実施の形態のスイッチング電源装置に関し、そのスイッチング制御回路の要部を示す図である。なお、スイッチング電源装置としての全体構成は図5と同じである。但し、VH端子には交流電源AP1からの交流を全波整流したものが入力される場合と、半波整流されたものが入力される場合とがあり、図5ではダイオードスタックDS1により全波整流されものが入力されている場合を例示したが、図1ではダイオードD3により半波整流されたものが入力された場合を示す。なお、本発明は、全波整流,半波整流のいずれにも適用できるものである。本実施の形態のスイッチング電源装置としてはPFC電源装置を考えるので、VH端子に入力される電圧Vvhの波形は図2(b)に示すような脈流波形となる。なお、VH端子に全波整流したものが入力される場合は、図2(a)に示すような波形になる。
FB端子からのフィードバック信号VFBは軽負荷判定部20に入力され、軽負荷判定部20はフィードバック信号VFBから負荷の大きさを判断し、その結果により発振器30にスイッチング周波数を決めるクロックCLK1の周波数を指示する。すなわち、フィードバック信号VFBにより負荷がある程度以上大きい負荷と判断したら(VFBの値が所定値以上だったら)PWM制御のための固定周波数を指示し、軽負荷と判断したらPFM制御のための、負荷が軽くなるほど低くなる周波数を指示する。発振器30から出力されたクロックCLK1は、パルス幅セレクタ10に入力される。
交流電源AP1が高圧系か低圧系かの判別は、ヒステリシスコンパレータCMP1,CMP2とDフリップフロップFF1により実行される。交流電源AP1が高圧系(AC200V)であれば、図2に示すVvhの脈流波形のピークは220Vdcを超え、分圧信号Vvhdは2.20Vを超えるから、Vvhの脈流波形のピーク近傍でヒステリシスコンパレータCMP2の出力信号DATAはHになり、その状態HはVvhdが0.70V以下になるまで、すなわちVvhが70Vdc以下になるまで保持される。VvhおよびVvhdがピークを超えて減少していき、Vvhd=1.00VすなわちVvh=100Vdcを切るとヒステリシスコンパレータCMP1の出力信号CLK2がHとなり、出力信号CLK2がHとなるタイミングでヒステリシスコンパレータCMP2の出力信号DATA=HがDフリップフロップFF1に読み込まれる。なお、この後Vvhdの値がさらに減少して0.70V以下になるとヒステリシスコンパレータCMP2の出力信号DATAはLになる。
すなわち、交流電源AP1が高圧系(AC200V)であればDフリップフロップFF1にHが読み込まれ、低圧系(AC100V)であればLが読み込まれることになる。従い、DフリップフロップFF1のQ出力である信号plswがHであれば交流電源AP1が高圧系(AC200V)であることを意味し、Lであれば低圧系(AC100V)であることを意味する。
図4にパルス幅セレクタ10の構成例を示す。図4のセレクタ回路はPチャネルMOSトランジスタQP1,QP2,QP3,QP4,QP5,QP6,QP7、NチャネルMOSトランジスタQN1、インバータINV1,INV2,INV3、オアゲートOR2,OR3、コンデンサCT、基準電圧源Vref(その出力電圧もVrefとする)およびコンパレータCMP3を有している。PチャネルMOSトランジスタQP1,QP2,QP3はそれぞれのゲートに共通に入力されているバイアス電圧Vbiasによりそれぞれのトランジスタに流れる電流が制御されていて、トランジスタQP1のW/L(ゲート幅/ゲート長)>トランジスタQP2のW/L>トランジスタQP3のW/Lとされているため、トランジスタQP1に流れる電流>トランジスタQP2に流れる電流>トランジスタQP3に流れる電流、となる。トランジスタQP4,QP5,QP6はそれぞれトランジスタQP1,QP2,QP3に流れる電流を後段の回路に流すか否かを制御するスイッチであり、それぞれインバータINV1,オアゲートOR2,OR3の出力により制御されている。インバータINV1,INV2、オアゲートOR2,OR3は信号plswおよび信号OLによりトランジスタQP4,QP5のオンオフを決めるロジック回路である。信号OLがHであればインバータINV1の出力がLで、オアゲートOR2,OR3の出力はともにHとなり、トランジスタQP4がオンし、トランジスタQP5,QP6はともにオフとなる。このとき、トランジスタQP1に流れる電流だけが後段の回路に流されることになる。信号OLがLのときはトランジスタQP4がオフし、このとき信号plswがHであれば、オアゲートOR2,OR3の出力はそれぞれL,Hとなり、トランジスタQP5がオン、QP6がオフとなり、トランジスタQP2に流れる電流が後段の回路に流れる。信号OLがLのとき、信号plswがLであれば、同様にランジスタQP3に流れる電流が後段の回路に流れる。
20 軽負荷判定部
30 発振器
40 過負荷検出回路
50 PWM比較器
60 出力部
100 IC(集積回路)化されたスイッチング制御回路
101 起動回路
102 基準電圧生成回路
200 負荷
AND アンドゲート
AP1 交流電源
C1,C2,C3,CT コンデンサ
CMP1,CMP2 ヒステリシスコンパレータ
CMP3 コンパレータ
D1,D2,D3 ダイオード
DS1 ダイオードスタック
FF1 Dフリップフロップ
FF2 RSフリップフロップ
INV,INV1,INV2,INV3 インバータ
LED フォトカプラPC1の発光ダイオード
N1 トランスTの一次巻線
N2 トランスTの二次巻線
N3 トランスTの補助巻線
OR1,OR2,OR3 オアゲート
PC1 フォトカプラ
PT1 フォトカプラPC1のフォトトランジスタ
Q1 スイッチング素子(MOSトランジスタ)
QP1〜QP7 PチャネルMOSトランジスタ
QN1 NチャネルMOSトランジスタ
R1〜R4,Ra,Rb 抵抗
Rs センス抵抗
T トランス
Claims (7)
- 交流電源の出力を整流した電圧を入力とするスイッチング電源装置であって、
負荷の大きさを示す負荷信号により軽負荷と判断されるとスイッチング素子のオン時間が固定のPFM制御を行い、軽負荷でないと判断されるとPWM制御を行うスイッチング制御回路を有し、
前記スイッチング制御回路は、前記交流電源が高電圧系か低電圧系かによってPFM制御における前記オン時間を変化させることを特徴とするスイッチング電源装置。 - 第1の基準電圧および該第1の基準電圧より低電圧の第2の基準電圧と前記交流電源の脈流電圧を比較するヒステリシスコンパレータを有し、前記脈流電圧が前記第1の基準電圧と前記第2の基準電圧の間の電圧を有する第3の基準電圧より大きい値から減少して前記第3の基準電圧に等しくなったときの前記ヒステリシスコンパレータの出力により、前記交流電源が高電圧系か低電圧系かを判断することを特徴とする請求項1に記載のスイッチング電源装置。
- 前記スイッチング制御回路は、前記PWM制御時に所定の条件を満たすとスイッチング素子のオン期間を所定の最小オン期間とすることを特徴とする請求項1または2に記載のスイッチング電源装置。
- 前記最小オン期間は、前記PFM制御における前記スイッチング素子のオン期間より短いことを特徴とする請求項3記載のスイッチング電源装置。
- 前記負荷信号により判断される負荷の大きさが定格値以上になることを前記所定の条件とすることを特徴とする請求項3または4記載のスイッチング電源装置。
- 前記負荷信号は、前記スイッチング電源装置の出力電圧の検出値と基準値との差を検出した誤差信号であることを特徴とする請求項1ないし5のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
- 前記負荷信号は、前記スイッチング素子に流れる電流を検出した検出信号であることを特徴とする請求項1ないし5のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
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