JP2010062944A - 無線通信システム、無線受信装置および無線送信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】低ＳＮＲ環境下において、チャネルの推定精度を改善することで、遠距離通信が可能となる無線通信システム、無線送信装置および無線受信装置を提供する。
【解決手段】行列乗算部６００によって、特異値打ち切り処理により再構成された一般化逆行列と受信信号ベクトルの乗算を実施して、インパルス応答の推定値を得る。特異値の打切り数は、与えれたＬＰ構成に対して最良のチャネル推定精度が得られるように最適化されている。推定されたインパルス応答は、分割部６０１で送信アンテナ毎の推定値に分割され、零補間部６１０，６２０によりフーリエ変換に必要な点数になるまで零が補間される。続いてフーリエ変換部６１１，６２１により周波数領域チャネル推定値を与える。また、特異値打切り処理が有効に働くようなＬＰ構成方法および与えられたＬＰ構成に対して最適な特異値打切り数を求めることで、チャネル推定装置全体の性能を改善する。
【選択図】図４

Description

本発明は、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ（Multiple Input Multiple Output：多入力多出力−Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波数分割多重）方式で通信する無線通信システム、無線受信装置および無線送信装置に関する。

近年、１００Ｍｂｐｓ超の無線伝送を実現するために、複数の送受信アンテナを利用したＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ方式で通信する無線通信システムが、次世代の無線通信システムに標準的に導入されようとしている（例えば、非特許文献１，２参照。）。

ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ方式では、複数の送信アンテナを同時に使用するため、１本のアンテナの場合と同じ電力で送信しようとすると、アンテナ１本当たりの送信電力は小さくなる。しかし、複数の送受信アンテナによるダイバーシチ効果や、ＬＤＰＣ（Low-Density Parity-Check：低密度パリティ検査）符号などの高性能誤り訂正などによる利得向上のため到達距離を広げることができるので、無線受信装置が低い信号対雑音比（Signal to Noise ratio：以下、ＳＮＲと称す。）の環境下で運用されることが多くなると考えられる。

ＭＩＭＯでは、各アンテナからそれぞれ送信されることで干渉し合った電波から元信号を再現するチャネル推定が行われるが、無線受信装置が低いＳＮＲの環境下で運用されると、チャネル推定のための参照信号（パイロット信号やプリアンブル）のＳＮＲが小さくなるので、チャネル推定の精度が劣化する。このような状態では、アンテナダイバーシチや高性能誤り訂正の効果を十分に発揮できないことが懸念される。

ここで、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ方式による無線送信装置を、図１１に基づいて説明する。この無線送信装置は、２本の送信アンテナを備えたものであるが、３本以上でも動作の基本は同様である。

図１１に示す従来の無線送信装置１０ｘは、チャネルコーディング部１００と、プリアンブル生成部１１０，１２０と、変調部１１１，１１２と、逆フーリエ変換部１１２，１２２と、結合部１１３，１２３と、ＧＩ（Guard Interval）付加部１１４，１２４と、送信アンテナ１１５，１２５とを備えている。なお、図１１では、送信フレームとして生成されたビットデータを無線信号に変換する無線送信部は図示していない。

次に、この従来の無線送信装置１０ｘの動作について説明する。まず、チャネルコーディング部１００により送信データであるビットデータｄ₁，ｄ₂に冗長性が付加され、変調部１１１，１１２によりＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying）、ＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）あるいはＭ−ＱＡＭ（M-Quadrature Amplitude Modulation）のデジタル変調が施される。

デジタル変調されたビットデータは、逆フーリエ変換部１１２，１２２により時間領域信号に変換される。そして、プリアンブル生成部１１０，１２０により時間領域が異なる系列として生成されたそれぞれのロングプリアンブル（以下、ＬＰと略す。）が、結合部１１３，１２３により送信フレームの先頭に、ＬＰパートとして配置される。最後に、ＧＩ付加部１１４，１２４によりＯＦＤＭシンボル毎にガードインターバル(Guard Interval：以下、ＧＩと略す。)が付加された後、送信アンテナ１１５，１２５により放射される。

次に、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ方式による無線受信装置を、図１２に基づいて説明する。
図１２に示す従来の無線受信装置２０ｘは、誤り訂正部２００と、最尤推定部２０１と、フーリエ変換部２１０，２２０と、チャネル推定部２１１ｘ，２２１ｘと、分割部２１２，２２２と、ＧＩ除去部２１３，２２３と、受信アンテナ２１４，２２４とを備えている。なお、図１２においても、受信した無線信号をビットデータに変換する無線受信部は図示していない。

次に、従来の無線受信装置２０ｘの動作について説明する。まず、受信アンテナ２１４，２２４で受信された無線フレームは、同期捕捉後にＧＩ除去部２１３，２２３によりＧＩが除去される。ＧＩが除去された受信フレームは分割部２１２，２２２によりＬＰパートとデータパートに分割される。ＬＰパートは、チャネル推定部２１１ｘ，２２１ｘにおいて伝送路パラメータの推定に用いられる。データパートは、フーリエ変換部２１０，２２０により周波数領域に変換される。これらの信号を用いて、最尤推定部２０１が送信信号の最尤推定を行い、誤り訂正部２００により無線送信装置１０ｘからのビットデータが復元される。

ここで、図１１に示される従来の無線送信装置１０ｘにより送信されるフレームのフォーマットを図１３に基づいて説明する。フレームは、ショートプリアンブル３１０，３２０と、同期系列であるショートプリアンブル３１０，３２０、ＬＰ３１１，３２１、シグナルパート３１２，３２２（フレーム制御信号が含まれている）、データパート３１３，３２３の順に配置され、データパート３１３，３２３以降もデータパートが続く。

トレーニング系列であるＬＰ３１１，３２１は、チャネル推定のために使用される。図１３においては、各ＬＰ系列を、

として表している。但し、ｉは送信アンテナ番号で、ＧはＬＰ系列の最大長である。

ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ方式においては、無線受信装置側でＭＩＭＯチャネルの推定が必要となる。ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ方式におけるチャネル推定の技術としては、非特許文献３において、チャネルのインパルス応答を時間領域の最尤推定(以下、ＭＬＥ（Maximum likelihood estimation）と略す。）法により推定する方法が提案されている。この方法は、既存の技術である非特許文献４の単一アンテナ用のＭＬＥ法をＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ方式に拡張したものである。

すなわち、この非特許文献４に記載の技術は、時間領域においてＯＦＤＭのＧＩ内にチャネルのインパルス応答が収まることを前提とすることで、新たなトレーニング信号を付加することなくＭＩＭＯチャネルの推定が可能としている。また、時間領域推定法としてＭＬＥ法を適用することで、無線受信装置において事前に一般化逆行列を用意しておくことが可能であり、実装の観点からも有用な手法である。

以下に、時間領域におけるＭＬＥ法について、図１４に基づいて説明する。図１４においては、従来の無線送信装置１０ｘ側が送信アンテナ１１５，１２５、従来の無線受信装置２０ｘ側が２本の受信アンテナ２１４，２２４のそれぞれ２本ずつのアンテナで送受信する場合を図示しているが、以下の説明においては、アンテナの本数が３本以上の場合も含んでいる。

送信アンテナ１１５，１２５を２本備えた無線送信装置１０からＬＰ系列

,

が送信される。このＬＰ系列

は、ｉ番目のアンテナから送信されるＬＰによって構成される式（１）のような行列で特徴づけることができる。

ｈ_ijは、送信アンテナｉから受信アンテナｊに至る伝送路の長さΔのインパルス応答ベクトルであり、以下の式（２）により定義される。ここでＴはベクトルの転置を示している。

そして、ｒ_jを従来の無線受信装置２０ｘで受信したｊ番目のアンテナにおける受信信号ベクトル、ｎ_jを無線受信装置のアンテナｊにおける雑音ベクトルとすると、受信信号ベクトルｒ_jは式（３）のように定義され、雑音ベクトルｎ_jは式（４）のように定義することができるので、受信信号ベクトルｒ_jは、式（５）のように表すことができる。

ここで、

，

であるので、ｈ_jの最尤推定値を

とすると、

は次式（式（６））を最小化することで得ることができる．

これを、一般化逆行列で表すと式（７），（８）のように表される。

但し、Ｈは複素行列の共役転置を意味している。このとき、最尤推定値

は次式で求められる。

以上が、ＭＬＥ法の概要である。

ところで、ＭＬＥに用いる一般化逆行列

の特異値広がり（条件数）が大きい場合（これを悪条件と呼ぶ）の場合、低ＳＮＲ環境においては期待するほどのチャネル推定精度が得られない問題がある。それに対しては、無線送信装置において、条件数が小さくなるような新たなＬＰ構成を適用する方法が既存技術として確立されている（例えば、非特許文献３参照。）。

Y.Asai,W.Jiang,T.Onizawa,A.Ohta and S.Aikawa,"A simple and feasible decision-feedback channel tracking scheme for MIMO-OFDM systems,"IEICE Trans. Commun.,vol.E90-B,no.5,pp1052--1060,May 2007. 樋口健一，岸山祥久，田岡秀和，佐和橋衛,"Evolved UTRAにおけるダイバーシチ技術,"2008電子情報通信学会総合大会講演論文集CD-ROM,BS-1-3,March 2008. Y.Ogawa,K.Nishio,T.Nishimura and T.Ohgane,"Channel estimation and signal detection for space division multiplexing in a MIMO OFDM system,"IEICE Trans.Commun., vol.E88-B,no.1,pp.10--18, January 2005. M.Morelli and U.Mengali,"A comparison of pilot--aided channel estimation methods for OFDM systems," IEEE Trans. Signal Process.,vol.49,no.12,pp.3065--3073,Dec. 2001.

ＭＬＥ法に基づく従来のチャネル推定法によれば、低ＳＮＲ環境下でチャネル推定の精度が劣化してしまうことへの対処法としては、悪条件が緩和されたＬＰ構成を新たに設計するものなので、ＩＥＥＥ８０２．１１ｎ規格のようにＬＰ構成が既に規格化された方式には有効ではない。また、無線受信装置において取るべき対処法については、未だ提案されている技術は無い。

以上の課題に対して本発明は、低ＳＮＲ環境下において、チャネルの推定精度を改善することで、遠距離通信が可能となる無線通信システム、無線送信装置および無線受信装置を提供することを目的とする。

本発明は、無線受信装置と無線送信装置とが複数の受信アンテナと複数の送信アンテナを介して直交周波数分割多重方式で通信する無線通信システムであって、無線受信装置は、前記無線送信装置から受信したチャネル推定のためのトレーニング系列を示す行列から、最尤推定のための一般化逆行列を生成する手段と、一般化逆行列を特異値分解する手段と、特異値分解された一般化逆行列から特異値の大きい順に零とする閾値を設定して、特異値打切り処理を行う手段と、特異値打切り処理された一般化逆行列からインパルス応答ベクトルの推定を行う手段と、インパルス応答ベクトルに、フーリエ変換を実施するために必要な零を補間する手段と、フーリエ変換によって周波数領域のチャネル推定値を得る手段とを備え、前記無線送信装置は、前記無線受信装置にて行われる特異値打切り処理の特異値の広がりを定量化し、その値をもとに最適化することで、新たなトレーニング系列を生成する手段とを備えたことを特徴とする。

本発明の無線受信装置においては、トレーニング系列を示す行列から構成される一般化逆行列の特異値分解を求め、比較的値の大きい特異値を打切る（零とする）操作を施し、受信信号ベクトルを得ると同時に従来のＭＬＥ法と同様な手法で伝送路のインパルス応答の推定を行う。その後、インパルス応答ベクトルに必要数の零を補間し、フーリエ変換によって周波数領域のチャネル推定値を得る。そうすることで、低ＳＮＲ環境下でもＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ通信における性能を大幅に改善することができる。
また、本発明の無線送信装置においては、前記無線受信装置にて行われる特異値打切り処理の特異値の広がりを定量化し、その値をもとに最適化することで、新たなトレーニング系列を生成することで、無線受信装置側での特異打切り処理が有効に機能するトレーニング系列を生成することができるので、チャネル推定精度の改善を最大限に発揮させることができる。

本発明は、無線送信装置側でトレーニング系列を最適化するとともに、無線受信装置側で，最適化された特異値打切り処理により雑音耐性を強化した一般化逆行列を用いてＭＬＥ法に基づくＭＩＭＯチャネル推定を実施することで、低ＳＮＲ環境下でもＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ通信における性能を大幅に改善することができる。また、演算負担も従来のＭＬＥ法と同等の演算量に抑えることができる。よって、本発明は、低ＳＮＲ環境下において、チャネルの推定精度を改善することで、遠距離通信が可能である。

本発明の実施の形態に係る無線通信システム１を図面に基づいて説明する。図１は本発明の実施の形態に係る無線通信システムを示す図である。
図１に示す無線通信システム１は、無線送信装置１０と、無線受信装置２０とで構成され、２本のアンテナを用いてＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ方式で通信するシステムである。

この無線通信システム１について、まず無線受信装置２０から先に、図面に基づいて説明する。図２は図１に示す無線受信装置の構成を示す図、図３は図２に示す無線受信装置の一般化逆行列最適部の構成を示す図、図４は図２に示す無線受信装置のチャネル推定部の構成を示す図である。なお、図２においては、図１２と同じ構成のものは同符号を付して説明を省略する。
図２に示す無線受信装置２０には、一般化逆行列最適部２３０が設けられている。この一般化逆行列最適部２３０は、図３に示すように、一般化逆行列生成部５００と、特異値分解部５０１と、特異値打切り部５０２と、再構成部５０３とを備えている。

この一般化逆行列最適部２３０の動作を説明する。まず、一般化逆行列生成部５００が、内部に格納された式（１）で示されるＬＰ行列を読み込み、このＬＰ行列から一般化逆行列Ｘ⁺を以下の式に基づいて構成する。

次に、特異値分解部５０１が、一般化逆行列生成部５００から出力された一般化逆行列

を、特異値分解する。

ここで、Ｍ＝Ｇ−Δ＋１とすると、Ｖ，Ｕはそれぞれ２Δ×２Δ、Ｍ×Ｍのユニタリ行列なので、以下の式（１０）となる。
但し、λ_kは特異値であり、λ₁＜λ₂＜・・・・＜λ_2Δの順に並んでいるものとする。

次に、特異値打ち切り部５０２により特異値打ち切り処理が行われる。特異値打ち切り部５０２は、以下の式（１１）を実行する。

は、行列Ａの特異値を大きなものからｑ個取り出し、零とする操作を実施することを示している。Λ_qは、大きな特異値がq個削除されていることを示している。これにより、再構成部５０３において次式（式（１２））のような一般化逆行列を再構成する。

再構成部５０３は、再構成された一般化逆行列をＬＰ系列として、チャネル推定部２１１，２２１へ出力する。

次に、一般化逆行列最適部２３０から出力された再構成された一般化逆行列

に基づいて、伝送路パラメータの推定を行うチャネル推定部２１１，２２１について図４に基づいて説明する。チャネル推定部２１１，２２１は、図４に示すように行列乗算部６００と、分割部６０１と、零補間部６１０，６２０と、フーリエ変換部６１１，６２１とを備えている。

次に、このチャネル推定部２１１，２２１の動作を説明する。まず、行列乗算部６００が、以下の式（１３）を実行することで、新たなインパルス応答の推定値

を求める。ここで、

は上述した一般化逆行列最適部２３０から出力されたＬＰ系列であり、ｒ_jは無線受信装置２０で受信したｊ番目のアンテナにおける受信信号ベクトルである。

行列乗算部６００から出力された推定値

により、分割部６０１が送信アンテナ１１５受信アンテナ

の間のインパルス応答

および送信アンテナ１２５と受信アンテナ

の間のインパルス応答

を得る。

零補間部６１０，６２０は、求められたインパルス応答ベクトル

，

に零を付加（補間）して、フーリエ変換部６１１，６２１によりフーリエ変換が実施可能となるようにベクトルを拡張する。最後に、フーリエ変換部６１１，６２１により、送信アンテナ１１５と受信アンテナｊの間の周波数応答

および送信アンテナ１２５と受信アンテナｊの間の周波数応答

が求められる。ここでｍは、サブキャリアの番号である。

フーリエ変換部６１１，６２１によりベクトル拡張されると、チャネル推定部２１１，２２１によりＭＬＥ法による伝送路パラメータの推定が行われる。

このように無線受信装置２０では、一般化逆行列生成部５００が最尤推定のための一般化逆行列を生成し、特異値分解部５０１が一般化逆行列を特異値分解し、特異値打ち切り部５０２により特異値打ち切り処理が行われることで、特異値分解された一般化逆行列を特異値の大きい順に零とした後、行列乗算部６００がインパルス応答ベクトルの推定を行い、そして、零補間部６１０，６２０によりフーリエ変換が実施可能となるようにベクトルを拡張してフーリエ変換部６１１，６２１により周波数領域のチャネル推定値を得ることで、チャネルの推定精度を改善することができる。

次に、本実施の形態に係る無線送信装置１０について、図５に基づいて説明する。図
図５は、図１に示す無線送信装置の構成を示す図である。なお、図５においては、図１１と同じ構成のものは同符号を付して説明を省略する。
図５に示す無線送信装置１０には、ＬＰ最適化部１３０，１３１が設けられている。このＬＰ最適化部１３０，１３１は、プリアンブル生成部１１０，１２０から出力されたＬＰ行列から特異値の広がりを定量化し、その値に基づいて最適化して新たなＬＰ行列を生成する機能を備えている。

ここで、特異値打切り処理により再構成された一般化逆行列の特異値広がりを、定量的に評価する方法について説明する。通常、行列の特異値広がりを知るために、条件数

が良く用いられる。それに対して本発明では、特異値打切り処理後の特異値広がり具合も考慮する必要があるため、新たに部分条件数(Partial Condition Number：以下、これをＰＣＮと略す。)なる指標を次式（式（１５））により定義する。

例えば、ｑ＝０の場合には従来の条件数ＣＮと一致し、ｑ＝１の場合には最大特異値 を除いた場合の条件数と考えることができる。すなわち、ＰＣＮ（ｑ）を見ることで特異値打切り処理後に、悪条件がどの程度緩和されたのかを評価することができる。更に、無線送信装置１０側におけるＬＰ設計の際に、ＰＣＮ（ｑ）を評価することで、より少ない特異値打切り数となるようなＬＰ構成を設計することも可能となる。

続いて、チャネル推定精度が最良となるような最適な特異値打切り数の求め方について説明する。まず、式（５）を式（１５）に代入すると、式（１６）となる。

この式（１６）から雑音の影響のみを考察するため、

と定義する。このとき、関数Ｊ_nは式（１７）となる。

は雑音電力である。式（１７）より、大きな特異値を削除することにより、雑音の影響を小さくできることが分かる。

また、式（１６）において、雑音成分を零とすると、式（１８）と表すことができる。この式（１８）をチャネル推定値の推定誤差と定義する。

従って、関数Ｊ_hは以下の式（１９）から求めることができる。

ここで、ｔｒ［・］は行列のトレースを意味し、

である。これはチャネルのインパルス応答の共分散行列である。従って、Ｃ_hは、各素波の変動が統計的に独立である場合、電力遅延プロファイルが対角要素として並ぶ対角行列となる。

また、Ｉ_qqは単位行列の２Δ−ｑ行、２Δ−ｑ列目以前の対角成分が全て零となるような正方行列である。式（１８）より、特異値打切り数とともにＪ_hは増加することが分かる。すなわち、必要なチャネル推定精度を保持するためには、特異値打切り数はなるべく小さい方が望ましい。

以上のことから、特異値打切り数の増加に従い、Ｊ_nは減少関数、Ｊ_hは増加関数となる。従って、

を評価関数とすることにより、式（１７）および式（１９）を用いて、関数Ｊが最小となる特異値打切り数を求めることができる。

最適特異値を求める手順について、図６に基づいて説明する。図６は、最適特異値を求める手順を示すフローチャートである。

図６に示すように、ステップＳ１０にて、無線受信装置１０を運用する予定のＳＮＲから雑音電力を与える。図３において、特異値分解部５０１により既に特異値分解が実施され、一般化逆行列の全ての特異値λ_kが得られているので、これらを用いてステップＳ２０にて全ての特異値打切り数ｑに対して減少関数Ｊ_nを計算する。

続いて、ステップＳ３０において共分散行列Ｃ_hを定義する。チャネルの電力遅延プロファイルが得られている場合はそれを適用するが、未知の場合には単位行列を与えても最終的な解にさほど影響はないことが分かっている。

ユニタリ行列Ｖは、特異値分解部５０１により得られているので、これらを用いてステップＳ４０により特異値打切り数ｑに対して増加関数Ｊ_hを求める。最後にステップＳ５０において全ての特異値打切り数ｑに対して関数Ｊを求め、関数Ｊが最小となる特異値打切り数ｑ_optを求める。このようにして、関数Ｊが最小となる特異値打切り数を求めることができる。

このように本実施の形態に係る無線送信装置１０は、ＬＰ最適化部１３０，１３１によりＬＰ系列の特異値の広がりを定量化し、その値をもとに最適化し、新たなトレーニング系列として、無線受信装置２０へ送信することで、無線受信装置２０側で特異値打切り処理を有効に機能させることができる。

次に、本実施の形態に係る無線通信システムの具体的な実施例について説明する。シミュレーションパラメータを図７に示す。
低ＳＮＲ環境下でのチャネル推定の効果を検証するため、本実施例では１次変調にＢＰＳＫを使用し、時空間ブロック符号（Space Time Block Coding：以下、ＳＴＢＣと略す。）を利用した２×２の送受信ダイバーシチを想定した。

適用したＬＰは、第１アンテナ（送信アンテナ１１５）のＬＰを基準（標準規格に従う）として、その円状シフト（Cyclic shifts:以下、ＣＳと略す。）により第２アンテナ（送信アンテナ１２５）のＬＰを構成した。伝送路は、インパルス応答長がΔ＝１６で、電力遅延プロファイルは指数減衰とした。素波はレイリーフェージングによって独立に変動するものとし、アンテナ相関は無相関と仮定した。

まず、部分条件数ＰＣＮ（ｑ）を用いて、第２アンテナのＬＰを設計する方法を具体例によって説明する。本例では、第２アンテナのＬＰは、第１アンテナのＬＰを円状シフトした系列となっている。送信アンテナ数が２本の場合のＬＰ構成は、円状シフト数により１５９通りのパターンが存在する。しかし、ＣＳ＝１〜１５およびＣＳ＝１４５〜１５９については、式（７）のＬ^HＬの逆行列が存在しないため、これらを省いた、ＣＳ＝１６〜１４４の区間について検討する。

図８は、Ｓ＝１６〜１４４の区間においてＰＣＮ（０）、ＰＣＮ（４）およびＰＣＮ（９）の計算結果を示すグラフである。ＣＳ＝１６を除いてＰＣＮ（０）は全体的に変化が少ないため、一見してどのＣＳで悪条件となっているか見分けがつかない。

それに対してＰＣＮ（４）およびＰＣＮ（９）を見ることにより、例えばＣＳ＝１８は、特異値打切り処理後に条件数が緩和されていることが分かる。
また、ＣＳ＝８０についても、特異値打切り数が多い場合にやはり条件数が緩和されている。すなわち、ＣＳ＝１８，８０数においては、特異値打切り処理が効果的に働くことが予想される。更に、ＣＳ＝１８は全体的にＰＣＮが１に近い値となっている。このことはＣＳ＝１８とした場合、他のＣＳ数を選択した場合と比較してより良好なチャネル推定を実現可能であることを示唆している。

続いて、候補となるＬＰ構成（例えば、ＣＳ＝１８，６４，８０としたときのＬＰ構成）について、最適な特異値打切り数を求める方法を具体的な例を上げて説明する。ＣＳ＝１８，６４，８０について図６に基づいて評価関数Ｊを計算する。ここで

，

とした。
例えば、ＣＳ＝１８としたときのＬＰ構成に関する評価関数Ｊを図９に示す。図９では、参考のために減少関数Ｊｎおよび増加関数Ｊ_hも示している。図９に示すように、ＣＳ＝１８については、ｑ_opt＝４となっていることが分かる。すなわち、最適な特異値打切り数は４である。同様にＣＳ＝６４，８０としたときのＬＰ構成についても最適な打切り数が得られる。これらについては、ｑ_opt＝５が得られる。

最後に、本実施の形態に係るＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ方式による無線通信システムのパケットエラーレート特性について、計算機シミュレーションによる結果に基づいて説明する。
図１０は、図７のシミュレーションパラメータに基づいて計算機シミュレーションにより求めたパケットエラーレート特性を示すグラフである。破線は理想チャネル推定時であり、システムが目標とする特性である。その他の特性はＣＳ＝１８（ｑ_opt＝４），ＣＳ＝６４（ｑ_opt＝５）およびＣＳ＝８０（ｑ_opt＝５）としたときのパケットエラーレート特性である。

ＣＳ＝６４に基づくＬＰ構成の場合は、図８から明らかなように、他と比較してＰＣＮの値が大きいため、パケットエラーが大きい。それに対して、ＣＳ＝１８，８０に基づくＬＰ構成は、最適な特異値打切り処理を施すことにより、パケットエラーレート特性が改善されている。特に、ＣＳ＝１８に基づくＬＰ構成は、より少ない特異値打切り数を適用できるため、パケットエラーレート特性が最良となっている。また、これらの性能がＳＮＲ＝０〜３ｄＢという低いＳＮＲ環境下で実現可能となっている。

本発明の実施の形態に係る無線通信システムを示す図である。 図１に示す無線受信装置の構成を示す図である。 図２に示す無線送信装置のＬＰ最適化部の構成を示す図である。 図４に示す無線受信装置のチャネル推定部の構成を示す図である。 図１に示す無線送信装置の構成を示す図である。 最適特異値を求める手順を示すフローチャートである。 計算機シミュレーションのパラメータを示す図である。 部分条件数の計算結果を示すグラフである。 最適な特異値打切り数を求めるためのグラフである。 パケットエラーレート特性を示すグラフである。 従来の無線送信装置の構成を示す図である。 従来の無線受信装置の構成を示す図である。 送信フレームフォーマットを示す図である。 ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ方式における伝送路を示す図である．

符号の説明

１０ 無線送信装置
１００ チャネルコーディング部
１１０，１２０ プリアンブル生成部
１１１，１１２ 変調部
１１２，１２２ 逆フーリエ変換部
１１３，１２３ 結合部
１１４，１２４ ＧＩ付加部
１１５，１２５ 送信アンテナ
２０ 無線受信装置
２００ 誤り訂正部
２０１ 最尤推定部
２１０，２２０ フーリエ変換部
２１１，２２１ チャネル推定部
２１２，２２２ 分割部
２１３，２２３ ＧＩ除去部
２１４，２２４ 受信アンテナ
２３０ 一般化逆行列最適部
５００ 一般化逆行列生成部
５０１ 特異値分解部
５０２ 特異値打切り部
５０３ 再構成部
６００ 行列乗算部
６０１ 分割部
６１０，６２０ 零補間部
６１１，６２１ フーリエ変換部

Claims (4)

1. 無線受信装置と無線送信装置とが複数の受信アンテナと複数の送信アンテナを介して直交周波数分割多重方式で通信する無線通信システムであって、
   無線受信装置は、
   前記無線送信装置から受信したチャネル推定のためのトレーニング系列を示す行列から、最尤推定のための一般化逆行列を生成する手段と、
   一般化逆行列を特異値分解する手段と、
   特異値分解された一般化逆行列から特異値の大きい順に零とする閾値を設定して、特異値打切り処理を行う手段と、
   特異値打切り処理された一般化逆行列からインパルス応答ベクトルの推定を行う手段と、
   インパルス応答ベクトルに、フーリエ変換を実施するために必要な零を補間する手段と、
   フーリエ変換によって周波数領域のチャネル推定値を得る手段とを備え、
   前記無線送信装置は、
   前記無線受信装置にて行われる特異値打切り処理の特異値の広がりを定量化し、その値をもとに最適化することで、新たなトレーニング系列を生成する手段とを備えたことを特徴とする無線通信システム。
2. 複数の送信アンテナを有する無線送信装置と、複数の受信アンテナを介して直交周波数分割多重方式で通信する無線受信装置であって、
   前記無線送信装置から受信したチャネル推定のためのトレーニング系列を示す行列から、最尤推定のための一般化逆行列を生成する手段と、
   一般化逆行列を特異値分解する手段と、
   特異値分解された一般化逆行列から特異値の大きい順に零とする閾値を設定して、特異値打切り処理を行う手段と、
   特異値打切り処理された一般化逆行列からインパルス応答ベクトルの推定を行う手段と、
   インパルス応答ベクトルに、フーリエ変換を実施するために必要な零を補間する手段と、
   フーリエ変換によって周波数領域のチャネル推定値を得る手段とを備えたことを特徴とする無線受信装置。
3. 複数の送信アンテナを介して複数の受信アンテナを有する無線受信装置と、直交周波数分割多重方式で通信する無線送信装置であって、
   チャネル推定のためのトレーニング系列に基づいて、最尤推定のための一般化逆行列を生成し、一般化逆行列を特異値分解し、特異値分解された一般化逆行列から特異値の大きい順に零とする閾値を設定する前記無線受信装置での特異値打切り処理の特異値の広がりを定量化し、その定量化された値に基づいて最適化することで、新たなトレーニング系列を生成する生成手段を備えたことを特徴とする無線送信装置。
4. 前記生成手段は、特異値打切り処理された後の一般化逆行列を用いたチャネル推定値の推定誤差を基にした評価量が最小となる特異打切り数を算出する請求項３記載の無線送信装置。

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