JP2010057287A

JP2010057287A - Uninterruptible power supply apparatus and method of controlling the same

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Publication number: JP2010057287A
Application number: JP2008220262A
Authority: JP
Inventors: Yoshihiro Komatsuzaki; 義浩小松崎
Original assignee: TDK Lambda Corp
Current assignee: TDK Lambda Corp
Priority date: 2008-08-28
Filing date: 2008-08-28
Publication date: 2010-03-11
Anticipated expiration: 2028-08-28
Also published as: JP5287042B2

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To simplify the design when parallel operation of uninterruptible power supplies is carried out. <P>SOLUTION: In an uninterruptible power supply equipped with an inverter 1 which supplies a load apparatus 9 with the DC voltage of a battery 2 while converting into an AC voltage, the inverter 1 includes a semiconductor bridge circuit 3 which obtains a sine wave AC voltage by turning the DC voltage of a battery 2 on/off with a time ratio repeating wide and narrow sinusoidally, a control section 5 which stabilizes the AC voltage of the semiconductor bridge circuit 3 and makes the AC voltage follow up a reference sine wave, and a filter 4 which makes the AC voltage output from the semiconductor bridge circuit 3 adaptable to the load apparatus 9, wherein the control section 5 receives the DC voltage of a battery 2 and the output voltage from the inverter 1, and does not receive the inductor current from the filter 4 or the output current from the inverter 1 but outputs the time ratio. <P>COPYRIGHT: (C)2010,JPO&INPIT

Description

本発明は、無停電電源装置および無停電電源装置の制御方法に関する。 The present invention relates to an uninterruptible power supply and a method for controlling the uninterruptible power supply.

複数の無停電電源装置を並列に接続して使用する無停電電源装置の利用形態が知られている。これによれば、個々の無停電電源装置の負荷を軽減できると共に、一部の無停電電源装置が故障した場合でも残りの無停電電源装置によって負荷機器のバックアップが可能になる（例えば、特許文献１参照）。 2. Description of the Related Art A usage form of an uninterruptible power supply that uses a plurality of uninterruptible power supplies connected in parallel is known. According to this, the load of each uninterruptible power supply can be reduced, and even when some of the uninterruptible power supplies fail, the remaining uninterruptible power supply can back up the load equipment (for example, Patent Documents) 1).

特開平４−３７２５２９号公報JP-A-4-372529

図１２に、この種の無停電電源装置において、本出願人が先に創作したインバータ部１００の構成を示す。このインバータ部１００では、出力電圧ｖ_oおよびインダクタ電流ｉ_s（または出力電流ｉ）を検出して並列運転のためのフィードバックに使用する。場合によっては直流電圧ｅ_dcも検出する。 FIG. 12 shows the configuration of the inverter unit 100 previously created by the present applicant in this type of uninterruptible power supply. In the inverter unit 100, the output voltage v _o and the inductor current i _s (or the output current i) are detected and used for feedback for parallel operation. In some cases, a DC voltage e _dc is also detected.

図１２に示すインバータ部１００は、バッテリ１０１、半導体ブリッジ回路１０２、フィルタ部１０３、制御部１０４などにより構成される。なお、バッテリ１０１については、インバータ部１００の構成要素とみなさなくてもよい。それ以外の構成要素としては、スイッチ１０５、直流電圧検出部１０６、出力電圧検出部１０７、インダクタ電流検出部１０８などを備える。なお、このインバータ部１００は、１号機の無停電電源装置Ｂ１、２号機の無停電電源装置Ｂ２、３号機の無停電電源装置Ｂ３のいずれにも搭載されている。 The inverter unit 100 illustrated in FIG. 12 includes a battery 101, a semiconductor bridge circuit 102, a filter unit 103, a control unit 104, and the like. The battery 101 may not be regarded as a component of the inverter unit 100. Other components include a switch 105, a DC voltage detection unit 106, an output voltage detection unit 107, an inductor current detection unit 108, and the like. The inverter unit 100 is mounted on both the uninterruptible power supply B1 of the first unit, the uninterruptible power supply B2 of the first unit, the uninterruptible power supply B3 of the third unit.

バッテリ１０１は直流電源である。半導体ブリッジ回路１０２は、例えば、単相ハーフブリッジ回路であり、ＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor)、ＭＯＳ−ＦＥＴ(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)などにより実現される。フィルタ部１０３は、寄生抵抗ｒ_s、フィルタインダクタＬ_F、フィルタキャパシタＣ_Fにより構成される。なお、寄生抵抗ｒ_sは主にフィルタインダクタＬ_Fに寄生する抵抗である。フィルタ部１０３は、正弦波状に広狭を繰り返す時比率でオン／オフされる半導体ブリッジ回路１０２から出力される交流出力に対し、寄生抵抗ｒ_s、フィルタインダクタＬ_Fによって決定される所定の時定数に基づき、正弦波の広い領域においてはフィルタキャパシタＣ_Fに電荷を蓄積し、正弦波の狭い領域においてはフィルタキャパシタＣ_Fに蓄積されている電荷を放電する。 The battery 101 is a direct current power source. The semiconductor bridge circuit 102 is a single-phase half-bridge circuit, for example, and is realized by an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor), a MOS-FET (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor), or the like. The filter unit 103 includes a parasitic resistance r _s , a filter inductor L _F , and a filter capacitor C _F. Incidentally, the parasitic resistance r _s is primarily parasitic resistance in the filter inductor L _F. The filter unit 103 has a predetermined time constant determined by the parasitic resistance r _s and the filter inductor L _F with respect to the AC output output from the semiconductor bridge circuit 102 that is turned on / off at a time ratio that repeats wide and narrow sinusoidal. based, in wide area of the sine wave can store charges in the filter capacitor C _F in the narrow region of the sine wave discharges the charges accumulated in the filter capacitor C _F.

すなわち、半導体ブリッジ回路１０２から出力される交流電圧はキャリア高調波を多く含んだＰＷＭ(Pulse Width Modulation)波なので、フィルタ部１０３により高調波を遮断し、交流電圧が供給される負荷機器１０９に適合した交流電圧（つまり正弦波）にすることができる。 That is, since the AC voltage output from the semiconductor bridge circuit 102 is a PWM (Pulse Width Modulation) wave containing a lot of carrier harmonics, the filter unit 103 cuts off the harmonics and is suitable for a load device 109 to which an AC voltage is supplied. AC voltage (ie sine wave).

また、制御部１０４は、半導体ブリッジ回路１０２の交流電圧を安定化させると共に交流出力を基準正弦波に追従させる制御を行う。このような構成により図１２に示す回路は、インバータ部１００としての機能を有する。なお、スイッチ１０５は、負荷機器１０９とインバータ部１００とを接続または切断する。スイッチ１０５を操作することにより、負荷機器１０９に接続される無停電電源装置の数を任意に設定することができる。 Further, the control unit 104 performs control for stabilizing the AC voltage of the semiconductor bridge circuit 102 and causing the AC output to follow the reference sine wave. With such a configuration, the circuit illustrated in FIG. 12 functions as the inverter unit 100. The switch 105 connects or disconnects the load device 109 and the inverter unit 100. By operating the switch 105, the number of uninterruptible power supply devices connected to the load device 109 can be arbitrarily set.

次に、制御部１０４の構成について説明する。図１３に制御部１０４の構成を示す。制御部１０４は、ＰＬＬ(Phase Locked Loop)部１１０、基準正弦波発生部１１１、瞬時電圧制御部１１２、電圧ＲＭＳ制御部１１３、有効無効成分検出部１１４、無効成分補償器１１５、有効成分補償器１１６、除算器１１７から構成される。 Next, the configuration of the control unit 104 will be described. FIG. 13 shows the configuration of the control unit 104. The control unit 104 includes a PLL (Phase Locked Loop) unit 110, a reference sine wave generation unit 111, an instantaneous voltage control unit 112, a voltage RMS control unit 113, an effective / ineffective component detection unit 114, an ineffective component compensator 115, and an effective component compensator. 116 and a divider 117.

ＰＬＬ部１１０は、図示外の商用電圧の位相と同期しており、商用電圧の位相を有する信号を減算器１２０に出力する。減算器１２０には、ＰＬＬ部１１０からの商用電圧の位相と、有効成分補償器１１６からのインダクタ電流ｉ_sの位相（有効成分）とが入力され、その位相差が角周波数ωとして基準正弦波発生部１１１のＶＣＯ(voltage controlled oscillator)１２１に入力される。ＶＣＯ１２１は、この各周波数ωに基づき所定の位相θを有する信号を発振する。この信号は、分岐１２２によって分岐され、一方は、基準正弦波生成部１２３に入力されて基準正弦波に相応する電圧が生成される。他方は、基準余弦波生成部１２４に入力されて基準余弦波に相応する電圧が生成される。 The PLL unit 110 is synchronized with the phase of a commercial voltage (not shown), and outputs a signal having the phase of the commercial voltage to the subtracter 120. A subtractor 120, a phase of the utility voltage from the PLL unit 110, the phase (active ingredient) of the inductor current i _s from the active ingredient compensator 116 and are inputted, the reference sine wave and the phase difference as the angular frequency ω The voltage is input to a voltage controlled oscillator (VCO) 121 of the generator 111. The VCO 121 oscillates a signal having a predetermined phase θ based on each frequency ω. This signal is branched by the branch 122, and one of the signals is input to the reference sine wave generator 123 to generate a voltage corresponding to the reference sine wave. The other is input to the reference cosine wave generator 124 to generate a voltage corresponding to the reference cosine wave.

瞬時電圧制御部１１２は、基準正弦波に出力電圧ｖ_oを追従させる動作をする。増幅器１３０は、電圧ＲＭＳ制御部１１３から出力される電圧ＲＭＳ制御部出力を√２倍に増幅することにより、瞬時電圧指令値に相応する電圧を出力する。乗算器１３１は、増幅器１３０の出力である瞬時電圧指令値に相応する電圧と基準正弦波に相応する電圧とを乗算する。これにより、乗算器１３１からは瞬時電圧指令値ｖ_o ^*が出力される。 The instantaneous voltage control unit 112 operates to make the output voltage _vo follow the reference sine wave. The amplifier 130 outputs a voltage corresponding to the instantaneous voltage command value by amplifying the voltage RMS control unit output output from the voltage RMS control unit 113 by √2. The multiplier 131 multiplies the voltage corresponding to the instantaneous voltage command value that is the output of the amplifier 130 and the voltage corresponding to the reference sine wave. As a result, the instantaneous voltage command value v _o ^* is output from the multiplier 131.

瞬時電圧指令値ｖ_o ^*は、分岐１３２によって分岐され、一方は、減算器１３３に入力されて出力電圧ｖ_oと瞬時電圧指令値ｖ_o ^*との差である瞬時電圧偏差ｗが生成される。他方は、加算器１３５に入力される。 The instantaneous voltage command value v _o ^* is branched by the branch 132, and one is input to the subtracter 133 to generate an instantaneous voltage deviation w that is the difference between the output voltage v _o and the instantaneous voltage command value v _o ^*. . The other is input to the adder 135.

減算器１３３から瞬時電圧補償器１３４に入力された瞬時電圧偏差ｗは、ラプラス変換表示でｖ_o ^*（ｓ）＋Ｋｉｎｓｔ（ｓ）ｗ（ｓ）となる。ここで、瞬時電圧偏差ｗが「０」であるならば瞬時電圧補償器１３４の出力は電圧指令値（正弦波）ｖ_o ^*であり、ｖ_o＝ｖ_o ^*となる。よって、瞬時電圧補償器１３４は、瞬時電圧偏差ｗが「０」でないときに、ｖ_o ^*に補正した電圧を加算器１３５に対して出力する。加算器１３５の出力である瞬時電圧制御部出力は、除算器１１７に入力される。 The instantaneous voltage deviation w input from the subtracter 133 to the instantaneous voltage compensator 134 is v _o ^* (s) + Kinst (s) w (s) in Laplace conversion display. If the instantaneous voltage deviation w is “0”, the output of the instantaneous voltage compensator 134 is a voltage command value (sine wave) v _o ^* , and v _o = v _o ^* . Therefore, the instantaneous voltage compensator 134 outputs the voltage corrected to v _o ^* to the adder 135 when the instantaneous voltage deviation w is not “0”. The instantaneous voltage control unit output that is the output of the adder 135 is input to the divider 117.

除算器１１７には、瞬時電圧制御部出力と直流電圧ｅ_dcとが入力されてこれら瞬時電圧制御部出力と直流電圧ｅ_dcとの間で除算が行われる。瞬時電圧制御部出力はほぼ正弦波であり、直流電圧ｅ_dcは一定値であるため、時比率ｕも正弦波となる。このときに、直流電圧ｅ_dcの値によって正弦波の時比率ｕが調整される。すなわち、並列運転される複数の無停電電源装置のそれぞれについて適切な出力電圧ｖ_oが適切な位相により得られるように時比率ｕの調整がなされる。 The divider 117 receives the instantaneous voltage control unit output and the DC voltage e _dc and divides between the instantaneous voltage control unit output and the DC voltage e _dc . Since the instantaneous voltage control unit output is substantially a sine wave and the DC voltage e _dc is a constant value, the time ratio u is also a sine wave. At this time, the time ratio u of the sine wave is adjusted by the value of the DC voltage e _dc . That is, the time ratio u is adjusted so that an appropriate output voltage v _o can be obtained with an appropriate phase for each of the plurality of uninterruptible power supply devices operated in parallel.

電圧ＲＭＳ制御部１１３は、出力電圧ｖ_oのＲＭＳ値（平均自乗平方根：Root Mean Square）を検出し、それをＲＭＳ指令値（一定値）に追従させる。電圧ＲＭＳ制御部１１３のＲＭＳ指令値保持部１４０には、予め所定のＲＭＳ指令値が記憶されている。このＲＭＳ指令値と無効成分補償器１１５から出力されるインダクタ電流ｉ_sの振幅（無効成分）とが減算器１４１に入力され、瞬時電圧偏差ｗを無くす方向に瞬時電圧制御部１１２に対して指令を与えるＲＭＳ指令値が生成される。減算器１４１の出力は分岐１４２によって分岐され、一方は、減算器１４３に入力され、他方は、加算器１４４に入力される。 The voltage RMS control unit 113 detects the RMS value (Root Mean Square) of the output voltage _vo and causes it to follow the RMS command value (a constant value). A predetermined RMS command value is stored in advance in the RMS command value holding unit 140 of the voltage RMS control unit 113. The RMS command value and the amplitude of the inductor current i _s output from reactive component compensator 115 and (reactive component) is input to the subtracter 141, command to the instantaneous voltage control unit 112 in a direction to eliminate the instantaneous voltage deviation w Is generated. The output of the subtracter 141 is branched by the branch 142, one of which is input to the subtractor 143 and the other is input to the adder 144.

また、ＲＭＳ値算出部１４５は、出力電圧ｖ_oから電圧ＲＭＳ値を算出する。このＲＭＳ値と減算器１４１の出力とが減算器１４３に入力され、電圧ＲＭＳ値に応じて減算器１４１から出力されるＲＭＳ指令値が調整される。さらに、ＲＭＳ補償器１４６に入力されたＲＭＳ指令値は、所定の電圧値に補償される。ＲＭＳ補償器１４６の出力と減算器１４１の出力とが加算器１４４によって加算され、電圧ＲＭＳ制御部出力となる。この電圧ＲＭＳ制御部出力は、増幅器１３０に入力される。前述したように、増幅器１３０に入力された電圧ＲＭＳ制御部出力は√２倍されて瞬時電圧指令値の電圧となる。 Further, the RMS value calculation unit 145 calculates a voltage RMS value from the output voltage _vo . The RMS value and the output of the subtractor 141 are input to the subtractor 143, and the RMS command value output from the subtractor 141 is adjusted according to the voltage RMS value. Further, the RMS command value input to the RMS compensator 146 is compensated to a predetermined voltage value. The output of the RMS compensator 146 and the output of the subtracter 141 are added by the adder 144, and become the voltage RMS control unit output. The voltage RMS control unit output is input to the amplifier 130. As described above, the voltage RMS control unit output input to the amplifier 130 is multiplied by √2 to become the voltage of the instantaneous voltage command value.

有効無効成分検出部１１４は、基準正弦波生成部１２３、基準余弦波生成部１２４およびインダクタ電流ｉ_sを入力し、インダクタ電流ｉ_sの有効成分および無効成分を出力する。 Valid Invalid component detection unit 114, the reference sine wave generator 123, receives the reference cosine wave generator 124 and the inductor current i _s, and outputs the active ingredient and reactive component of the inductor current i _s.

無効成分補償器１１５は、電圧ＲＭＳ制御部１１３の入力に適合するように有効無効成分検出部１１４から出力されるインダクタ電流ｉ_sの無効成分の電圧（振幅）を補償する。また、有効成分補償器１１６は、基準正弦波発生部１１１の入力に適合するように有効無効成分検出部１１４から出力されるインダクタ電流ｉ_sの有効成分の周波数（位相）を補償する。 Reactive component compensator 115 compensates the voltage of the reactive component of the inductor current i _s output from Enabled Disabled component detecting unit 114 to match the input of the voltage RMS control unit 113 (amplitude). Further, the active ingredient compensator 116 compensates for the inductor current i _s of the active ingredients frequency output from the effective reactive component detection unit 114 to match the input of the reference sine wave generator 111 (phase).

上述した無停電電源装置では、１号機の無停電電源装置Ｂ１の電圧指令値ｖ_o1 ^*を、微小な電圧（振幅）偏差δ₁および位相偏差θ₁を用いて、
ｖ_o1 ^*＝Ｖ（１＋δ₁）ｅｘｐ（ｊθ₁）
と表すことができる。また、２号機の無停電電源装置Ｂ２も同様に、
ｖ_o2 ^*＝Ｖ（１＋δ₂）ｅｘｐ（ｊθ₂）
と表すことができる。ただし、ｊは虚数単位√（−１）である。また、Ｖは１号機の無停電電源装置Ｂ１、２号機の無停電電源装置Ｂ２および３号機の無停電電源装置Ｂ３の定格電圧である。 In the uninterruptible power supply described above, the voltage command value v _o1 ^* of the first uninterruptible power supply B1 is obtained by using a minute voltage (amplitude) deviation δ ₁ and phase deviation θ ₁ .
v _o1 ^* = V (1 + δ ₁ ) exp (jθ ₁ )
It can be expressed as. Similarly, Unit 2 uninterruptible power supply B2
_{^{v o2 * = V (1 +}} δ 2) exp (jθ 2)
It can be expressed as. However, j is an imaginary unit √ (−1). V is the rated voltage of the uninterruptible power supply B1 of Unit 1 and the uninterruptible power supply B2 of Unit 1 and the uninterruptible power supply B3 of Unit 3.

このときに、１号機の無停電電源装置Ｂ１のインダクタ電流ｉ_s1の有効成分Ｐ₁、無効成分Ｑ₁は、
Ｐ₁：＝Ｒｅ［ｉ_s1］≒ｇ（θ₁−θ₂）＋ｈ（δ₁−δ₂）…（６０ａ）
Ｑ₁：＝Ｉｍ［ｉ_s1］≒ｈ（θ₁−θ₂）−ｇ（δ₁−δ₁）…（６０ｂ）
となる。ただし、
ｇ＝−（１／２）ＶＩｍ［（１＋Ｋｉｎｓｔ（ｊω₀））／（ｒ_s＋ｊω₀Ｌ_F）］
…（７０ａ）
ｈ＝＋（１／２）ＶＲｅ［（１＋Ｋｉｎｓｔ（ｊω₀））／（ｒ_s＋ｊω₀Ｌ_F）］
…（７０ｂ）
である。前述したように、ｒ_s、Ｌ_Fは図１２に示す寄生抵抗とフィルタインダクタである。Ｋｉｎｓｔ（ｓ）は図１２中の瞬時電圧補償器１３４の特性を表している。 At this time, the effective component P ₁ and the invalid component Q ₁ of the inductor current i _s1 of the uninterruptible power supply B1 of Unit ₁ are
_{_{P 1: = Re [i s1}} ] ≒ g (θ 1 -θ 2) + h (δ 1 -δ 2) ... (60a)
Q ₁ : = Im [i _s1 ] ≈h (θ ₁ −θ ₂ ) −g (δ ₁ −δ ₁ ) (60b)
It becomes. However,
g = − (1/2) VIm [(1 + Kinst (jω ₀ )) / (r _s + jω ₀ L _F )]
... (70a)
h = + (1/2) VRe [(1 + Kinst (jω ₀ )) / (r _s + jω ₀ L _F )]
... (70b)
It is. As described above, r _s and L _F are the parasitic resistance and the filter inductor shown in FIG. Kinst (s) represents the characteristics of the instantaneous voltage compensator 134 in FIG.

このように本出願人が先に創作した無停電電源装置では、式（６０ａ）、（６０ｂ）のように、Ｐ（またはＱ）がθおよびδの両方に依存している。このまま、Ｐをθに、Ｑをδにフィードバックしても、互いの干渉によって良好な特性が得られず、このような干渉を打ち消す非干渉化制御のような複雑な仕掛けが必要になる。 As described above, in the uninterruptible power supply device created previously by the present applicant, P (or Q) depends on both θ and δ as in the equations (60a) and (60b). Even if P is fed back to θ and Q is fed back to δ, good characteristics cannot be obtained due to mutual interference, and a complicated mechanism such as non-interference control for canceling such interference is required.

また、式（７０ａ）、（７０ｂ）のように、係数ｇ、ｈが主回路パラメータ（ｒ_s、Ｌ_F）だけでなく、瞬時電圧制御部１１２の瞬時電圧補償器１３４の特性（Ｋｉｎｓｔ（ｓ））にも依存する。特に、ｒ_s（寄生抵抗）の測定や評価は困難である。このような要因により、本出願人が先に創作した無停電電源装置では、制御系の設計が非常に煩雑になる。 Further, as in equations (70a) and (70b), the coefficients g and h are not only the main circuit parameters (r _s and L _F ), but also the characteristics (Kinst (s) of the instantaneous voltage compensator 134 of the instantaneous voltage control unit 112. )) Also depends. In particular, it is difficult to measure and evaluate r _s (parasitic resistance). Due to such factors, the design of the control system becomes very complicated in the uninterruptible power supply device created previously by the present applicant.

本発明は、このような背景の下に行われたものであって、並列運転を実施する際に設計を簡単化することができる無停電電源装置および無停電電源装置の制御方法を提供することを目的とする。 The present invention has been made under such a background, and provides an uninterruptible power supply and a method for controlling the uninterruptible power supply that can simplify the design when performing parallel operation. With the goal.

本発明の無停電電源装置は、バッテリの直流電圧を交流電圧に変換して負荷機器に供給するインバータ部を備える無停電電源装置において、インバータ部は、バッテリの直流電圧を正弦波状に広狭を繰り返す時比率でオン／オフして正弦波状の交流電圧を得る半導体ブリッジ回路と、この半導体ブリッジ回路の交流電圧を安定化させると共に当該交流電圧を基準正弦波に追従させる制御部と、半導体ブリッジ回路から出力される交流電圧をその交流電圧が供給される負荷機器に適合した交流電圧とするフィルタ部と、を有し、制御部は、バッテリの直流電圧とインバータ部からの出力電圧とを入力し、フィルタ部のインダクタ電流またはインバータ部からの出力電流を入力しないで、時比率を出力するものである。 An uninterruptible power supply according to the present invention is an uninterruptible power supply including an inverter unit that converts a DC voltage of a battery into an AC voltage and supplies it to a load device. The inverter unit repeats the DC voltage of the battery in a sinusoidal manner. A semiconductor bridge circuit that obtains a sinusoidal AC voltage by turning on / off at a time ratio, a control unit that stabilizes the AC voltage of the semiconductor bridge circuit and follows the reference sine wave, and a semiconductor bridge circuit A filter unit that converts the output AC voltage to an AC voltage suitable for a load device to which the AC voltage is supplied, and the control unit inputs the DC voltage of the battery and the output voltage from the inverter unit, The duty ratio is output without inputting the inductor current of the filter section or the output current from the inverter section.

あるいは、本発明の無停電電源装置は、バッテリの直流電圧を交流電圧に変換して負荷機器に供給するインバータ部を備える無停電電源装置において、インバータ部は、バッテリの直流電圧を正弦波状に広狭を繰り返す時比率でオン／オフして正弦波状の交流電圧を得る半導体ブリッジ回路と、この半導体ブリッジ回路の交流電圧を安定化させると共に当該交流電圧を基準正弦波に追従させる制御部と、半導体ブリッジ回路から出力される交流電圧をその交流電圧を供給する負荷機器に適合した交流電圧とするフィルタ部と、を有し、制御部は、交流電圧のＲＭＳ値を検出し、その検出結果を所定のＲＭＳ指令値に追従させる電圧ＲＭＳ制御部と、この電圧ＲＭＳ制御部の出力に基づき瞬時電圧指令値ｖ_o ^*を生成する瞬時電圧制御部と、瞬時電圧指令値ｖ_o ^*と出力電圧ｖ_oとの偏差ｗ＝ｖ_o ^*−ｖ_oを有効成分および無効成分にそれぞれ分解する手段と、を備え、有効成分を、電圧ＲＭＳ制御部を制御するパラメータとし、無効成分を、基準正弦波を発生する基準正弦波発生部を制御するパラメータとし、バッテリの直流電圧を、半導体ブリッジ回路の時比率を制御するパラメータとするものである。 Alternatively, the uninterruptible power supply device of the present invention is an uninterruptible power supply device including an inverter unit that converts a DC voltage of a battery into an AC voltage and supplies the same to a load device. A semiconductor bridge circuit that obtains a sinusoidal AC voltage by turning on and off at a time ratio, a control unit that stabilizes the AC voltage of the semiconductor bridge circuit and follows the reference sine wave, and a semiconductor bridge A filter unit configured to convert the AC voltage output from the circuit to an AC voltage suitable for a load device that supplies the AC voltage, and the control unit detects an RMS value of the AC voltage and outputs the detection result to a predetermined value. A voltage RMS control unit that follows the RMS command value; an instantaneous voltage control unit that generates an instantaneous voltage command value v _o ^* based on an output of the voltage RMS control unit; Includes a voltage command value v _o ^* and the output voltage v _o and the deviation w = v _{_o} ^* -v _o respectively decomposing means to the active ingredient and reactive components of, and the active ingredient, to control the voltage RMS controller parameters And the ineffective component is a parameter for controlling the reference sine wave generator for generating the reference sine wave, and the DC voltage of the battery is a parameter for controlling the time ratio of the semiconductor bridge circuit.

あるいは、本発明の無停電電源装置は、本発明の無停電電源装置を複数台備え、並列運転される無停電電源装置であって、出力電圧ｖ_oとｉ（ｉは自然数）号機の瞬時電圧指令値ｖ_oｉ ^*との偏差ｗ_ｉおよび出力電圧ｖ_oと（ｉ＋１）号機の瞬時電圧指令値ｖ_{o（ｉ＋１）} ^*との偏差ｗ_{（ｉ＋１）}の振幅をそれぞれδ_ｉおよびδ_{（ｉ＋１）}とし、偏差ｗ_ｉおよび偏差ｗ_{（ｉ＋１）}の位相をそれぞれθ_ｉおよびθ_{（ｉ＋１）}とし、ｉ号機および（ｉ＋１）号機の定格電圧をＶとしたときに、偏差ｗ_ｉの有効成分Ｒｅ［ｗ_ｉ］および無効成分Ｉｍ［ｗ_ｉ］は、
Ｒｅ［ｗ_ｉ］＝（１／２）Ｖ（δ_ｉ−δ_{（ｉ＋１）}）
Ｉｍ［ｗ_ｉ］＝（１／２）Ｖ（θ_ｉ−θ_{（ｉ＋１）}）
であり、偏差ｗ_{（ｉ＋１）}の有効成分Ｒｅ［ｗ_{（ｉ＋１）}］および無効成分Ｉｍ［ｗ_{（ｉ＋１）}］は、
Ｒｅ［ｗ_{（ｉ＋１）}］＝（１／２）Ｖ（δ_{（ｉ＋１）}−δ_ｉ）
Ｉｍ［ｗ_{（ｉ＋１）}］＝（１／２）Ｖ（θ_{（ｉ＋１）}−θ_ｉ）
であり、ｉ号機は、
（δ_ｉ−δ_{（ｉ＋１）}）＝０、（θ_ｉ−θ_{（ｉ＋１）}）＝０
となるようにそれぞれδ_ｉ、θ_ｉを制御し、（ｉ＋１）号機は、
（δ_{（ｉ＋１）}−δ_ｉ）＝０、（θ_{（ｉ＋１）}−θ_ｉ）＝０
となるようにそれぞれδ_{（ｉ＋１）}、θ_{（ｉ＋１）}を制御するものである。 Alternatively, the uninterruptible power supply of the present invention is an uninterruptible power supply that is provided with a plurality of uninterruptible power supplies of the present invention and is operated in parallel, and has an output voltage v _o and an instantaneous voltage of i (i is a natural number) The deviation w _{i of the} command value v _oi ^* and the amplitude of the deviation w (i + 1) between the output voltage v _o and the instantaneous voltage command value v _{o (i + 1)} ^* of the _{(i + 1) unit} are δ _i and δ _{(i + 1)} , respectively. , the deviation _{w i} and deviation _{w (i + 1)} phase, respectively theta _i and theta of _{(i + 1),} a i and Unit (i + 1) Unit of the rated voltage when by V, the active ingredient Re deviation _{w i} _{[w i} ] And the invalid component Im [w _i ]
Re [wi] = (1/2) V ([delta] _i- [delta _] _{(i + 1)} )
Im [w _i ] = (1/2) V (θ _i −θ _{(i + 1)} )
, And the deviation _{w (i + 1)} of the active ingredient _{Re [w (i + 1)} ] and the reactive component _{Im [w (i + 1)} ] is
Re [w _{(i + 1)} ] = (1/2) V (δ _{(i + 1)} −δ _i )
Im [w _{(i + 1)} ] = (1/2) V (θ _{(i + 1)} −θ _i )
And the i-th
(Δ _i −δ _{(i + 1)} ) = 0, (θ _i −θ _{(i + 1)} ) = 0
Δ _i and θ _i are respectively controlled so that (i + 1)
(Δ _{(i + 1)} −δ _i ) = 0, (θ _{(i + 1)} −θ _i ) = 0
Δ _{(i + 1)} and θ _{(i + 1)} are controlled so that

また、本発明の無停電電源装置の制御方法は、バッテリの直流電圧を交流電圧に変換して負荷機器に供給するインバータ部を備える無停電電源装置の制御方法において、インバータ部が、バッテリの直流電圧を交流電圧に変換して負荷機器に供給する際に、インバータ部の半導体ブリッジ回路が、バッテリの直流電圧を正弦波状に広狭を繰り返す時比率でオン／オフして正弦波状の交流電圧を得るステップと、インバータ部の制御部が、この半導体ブリッジ回路の交流電圧を安定化させると共に当該交流電圧を基準正弦波に追従させるステップと、インバータ部のフィルタ部が、半導体ブリッジ回路から出力される交流電圧をその交流電圧が供給される負荷機器に適合した交流電圧とするステップと、バッテリの直流電圧とインバータ部からの出力電圧とを入力する一方、フィルタ部のインダクタ電流またはインバータ部からの出力電流を入力しないで、時比率を出力するステップと、を有するものである。 The control method for the uninterruptible power supply according to the present invention is a control method for an uninterruptible power supply including an inverter unit that converts a DC voltage of a battery into an AC voltage and supplies the converted voltage to a load device. When the voltage is converted into AC voltage and supplied to the load device, the semiconductor bridge circuit of the inverter unit turns on / off the DC voltage of the battery repeatedly in a sine wave in a wide ratio to obtain a sine wave AC voltage. A step in which the control unit of the inverter unit stabilizes the AC voltage of the semiconductor bridge circuit and causes the AC voltage to follow the reference sine wave, and the filter unit of the inverter unit outputs the AC voltage from the semiconductor bridge circuit. The step of setting the voltage to an AC voltage suitable for the load device to which the AC voltage is supplied, and from the DC voltage of the battery and the inverter unit While inputting the output voltage, without entering the output current from the inductor current or an inverter portion of the filter unit, and outputting the duty ratio, and has a.

あるいは、本発明の無停電電源装置の制御方法は、バッテリの直流電圧を交流電圧に変換して負荷機器に供給するインバータ部を備える無停電電源装置の制御方法において、インバータ部が、バッテリの直流電圧を交流電圧に変換して負荷機器に供給する際に、インバータ部の半導体ブリッジ回路が、バッテリの直流電圧を正弦波状に広狭を繰り返す時比率でオン／オフして正弦波状の交流電圧を得るステップと、インバータ部の制御部が、この半導体ブリッジ回路の交流電圧を安定化させると共に当該交流電圧を基準正弦波に追従させるステップと、インバータ部の基準正弦波発生部が、基準正弦波を発生するステップと、さらに、制御部の電圧ＲＭＳ制御部が、交流電圧のＲＭＳ値を検出し、その検出結果を所定のＲＭＳ指令値に追従させるステップと、制御部の瞬時電圧制御部が、この電圧ＲＭＳ制御部の出力に基づき瞬時電圧指令値ｖ_o ^*を生成するステップと、瞬時電圧指令値ｖ_o ^*と出力電圧ｖ_oとの偏差ｗ＝ｖ_o ^*−ｖ_oを有効成分および無効成分にそれぞれ分解するステップと、を有し、有効成分を、電圧ＲＭＳ制御部を制御するパラメータとし、無効成分を、基準正弦波を発生する基準正弦波発生部を制御するパラメータとし、バッテリの直流電圧を、半導体ブリッジ回路の時比率を制御するパラメータとするものである。 Alternatively, the control method for the uninterruptible power supply according to the present invention is a control method for an uninterruptible power supply including an inverter unit that converts a DC voltage of a battery into an AC voltage and supplies the AC voltage to a load device. When the voltage is converted into AC voltage and supplied to the load device, the semiconductor bridge circuit of the inverter unit turns on / off the DC voltage of the battery repeatedly in a sine wave in a wide ratio to obtain a sine wave AC voltage. A step, a control unit of the inverter unit stabilizes the AC voltage of the semiconductor bridge circuit and makes the AC voltage follow the reference sine wave, and a reference sine wave generation unit of the inverter unit generates a reference sine wave And the voltage RMS control unit of the control unit detects the RMS value of the AC voltage and tracks the detection result to a predetermined RMS command value. Deviation of the steps that, the instantaneous voltage control unit of the control unit, and generating an instantaneous voltage command value v _o ^* based on the output of the voltage RMS control unit, and the instantaneous voltage command value v _o ^* and the output voltage v _o w = v _{_o} ^* -v _o the anda decomposing respectively to the active ingredient and a reactive component, the active ingredient, as a parameter to control the voltage RMS control unit, a reactive component, for generating a reference sine wave reference The parameter is used to control the sine wave generator, and the DC voltage of the battery is used as a parameter to control the time ratio of the semiconductor bridge circuit.

あるいは、本発明の無停電電源装置の制御方法は、本発明の無停電電源装置を複数台備え、並列運転される無停電電源装置の制御方法であって、ｉ（ｉは自然数）号機の出力電圧ｖ_oとｉ号機の瞬時電圧指令値ｖ_oｉ ^*との偏差ｗ_ｉおよび（ｉ＋１）号機の出力電圧ｖ_oと（ｉ＋１）号機の瞬時電圧指令値ｖ_{o（ｉ＋１）} ^*との偏差ｗ_{（ｉ＋１）}の振幅をそれぞれδ_ｉおよびδ_{（ｉ＋１）}とし、偏差ｗ_ｉおよび偏差ｗ_{（ｉ＋１）}の位相をそれぞれθ_ｉおよびθ_{（ｉ＋１）}とし、ｉ号機および（ｉ＋１）号機の定格電圧をＶとしたときに、偏差ｗ_ｉの有効成分Ｒｅ［ｗ_ｉ］および無効成分Ｉｍ［ｗ_ｉ］は、
Ｒｅ［ｗ_ｉ］＝（１／２）Ｖ（δ_ｉ−δ_{（ｉ＋１）}）
Ｉｍ［ｗ_ｉ］＝（１／２）Ｖ（θ_ｉ−θ_{（ｉ＋１）}）
であり、偏差ｗ_{（ｉ＋１）}の有効成分Ｒｅ［ｗ_{（ｉ＋１）}］および無効成分Ｉｍ［ｗ_{（ｉ＋１）}］は、
Ｒｅ［ｗ_{（ｉ＋１）}］＝（１／２）Ｖ（δ_{（ｉ＋１）}−δ_ｉ）
Ｉｍ［ｗ_{（ｉ＋１）}］＝（１／２）Ｖ（θ_{（ｉ＋１）}−θ_ｉ）
であり、ｉ号機は、
（δ_ｉ−δ_{（ｉ＋１）}）＝０、（θ_ｉ−θ_{（ｉ＋１）}）＝０
となるようにそれぞれδ_ｉ、θ_ｉを制御し、（ｉ＋１）号機は、
（δ_{（ｉ＋１）}−δ_ｉ）＝０、（θ_{（ｉ＋１）}−θ_ｉ）＝０
となるようにそれぞれδ_{（ｉ＋１）}、θ_{（ｉ＋１）}を制御するものである。 Alternatively, the control method for the uninterruptible power supply according to the present invention is a control method for the uninterruptible power supply that is provided with a plurality of the uninterruptible power supply according to the present invention and is operated in parallel. voltage v _o and the deviation _w and i Unit of the instantaneous voltage command value v _oi ^* _i and (i + 1) Unit of the output voltage v _o and the (i + 1) instantaneous voltage command value of the Units v _{o (i + 1)} ^* deviation of the _{w (} The amplitude of _{i + 1)} is δ _i and δ _{(i + 1)} respectively, the phase of deviation w _i and deviation w _{(i + 1)} is θ _i and θ _{(i + 1)} , respectively, and the rated voltage of Units i and (i + 1) is V The effective component Re [w _i ] and the invalid component Im [w _i ] of the deviation w _i are
Re [wi] = (1/2) V ([delta] _i- [delta _] _{(i + 1)} )
Im [w _i ] = (1/2) V (θ _i −θ _{(i + 1)} )
The effective component Re [w _{(i + 1)} ] and the invalid component Im [w _{(i + 1)} ] of the deviation w _{(i + 1)} are
Re [w _{(i + 1)} ] = (1/2) V (δ _{(i + 1)} −δ _i )
Im [w _{(i + 1)} ] = (1/2) V (θ _{(i + 1)} −θ _i )
And the i-th
(Δ _i −δ _{(i + 1)} ) = 0, (θ _i −θ _{(i + 1)} ) = 0
Δ _i and θ _i are respectively controlled so that (i + 1)
_{(Δ (i + 1) -δ} i) = 0, (θ (i + 1) -θ i) = 0
Δ _{(i + 1)} and θ _{(i + 1)} are controlled so that

本発明によれば、並列運転を実施する際に設計を簡単化することができる。 According to the present invention, the design can be simplified when performing parallel operation.

（本発明の実施の形態に係る無停電電源装置の構成の説明）
本発明の実施の形態に係る無停電電源装置におけるインバータ部１の説明を行う。なお、図１２に示した回路構成と共通する説明は省略または簡略化する。図１に本発明の実施の形態に係る無停電電源装置のインバータ部１の構成を示す。図１に示すインバータ部１は、バッテリ２、半導体ブリッジ回路３、フィルタ部４、制御部５により構成される。なお、バッテリ２については、インバータ部１の構成要素とみなさなくてもよい。それ以外の構成要素としては、スイッチ６、直流電圧検出部７、出力電圧検出部８を備える。このような構成により図１に示す回路は、インバータ部１としての機能を有する。なお、スイッチ６は、負荷機器９とインバータ部１とを接続または切断する。 (Description of the configuration of the uninterruptible power supply according to the embodiment of the present invention)
The inverter unit 1 in the uninterruptible power supply according to the embodiment of the present invention will be described. Note that description common to the circuit configuration illustrated in FIG. 12 is omitted or simplified. FIG. 1 shows the configuration of the inverter unit 1 of the uninterruptible power supply according to the embodiment of the present invention. The inverter unit 1 shown in FIG. 1 includes a battery 2, a semiconductor bridge circuit 3, a filter unit 4, and a control unit 5. Note that the battery 2 may not be regarded as a component of the inverter unit 1. Other components include a switch 6, a DC voltage detection unit 7, and an output voltage detection unit 8. With such a configuration, the circuit shown in FIG. 1 has a function as the inverter unit 1. The switch 6 connects or disconnects the load device 9 and the inverter unit 1.

図１２に示すインバータ部１００と図１に示す本発明の実施の形態に係るインバータ部１とで異なるところは、インバータ部１は、インダクタ電流検出部１０８を有しておらず、インダクタ電流ｉ_sの検出を行っていないところである。また、インバータ部１００の制御部１０４の入力がインダクタ電流ｉ_s、出力電圧ｖ_o、直流電圧ｅ_dcであるのに対し、本発明の実施の形態に係るインバータ部１の制御部５の入力は直流電圧ｅ_dcおよび出力電圧ｖ_oになる。なお、図１は、１号機の無停電電源装置Ａ１と、２号機の無停電電源装置Ａ２と、３号機の無停電電源装置Ａ３とが並列運転されているが並列運転は２台以上であればいくつでも可能である。 A difference between the inverter unit 1 according to the embodiment of the present invention shown in the inverter unit 100 and FIG. 1 shown in FIG. 12, the inverter unit 1 does not have an inductor current detection unit 108, the inductor current i _s Is not being detected. Further, while the input of the control unit 104 of the inverter unit 100 is the inductor current i _s , the output voltage v _o , and the DC voltage e _dc , the input of the control unit 5 of the inverter unit 1 according to the embodiment of the present invention is The DC voltage e _dc and the output voltage v _o are obtained. FIG. 1 shows that Unit 1 uninterruptible power supply A1, Unit 2 uninterruptible power supply A2 and Unit 3 uninterruptible power supply A3 are operated in parallel. Any number is possible.

（制御部の構成の説明）
次に、制御部５の構成について説明する。図２に制御部５の構成を示す。制御部５は、ＰＬＬ部２０、基準正弦波発生部２１、瞬時電圧制御部２２、電圧ＲＭＳ制御部２３、有効無効成分検出部２４、有効成分補償器２５、無効成分補償器２６から構成される。なお、図１３に示した制御部１０４と共通する説明は省略または簡略化する。図１３に示す制御部１０４と図２に示す本発明の実施の形態に係る制御部５とで異なるところは、制御部１０４の有効無効成分検出部１１４がインダクタ電流ｉ_sの有効成分および無効成分を検出するのに対し、制御部５の有効無効成分検出部２４は瞬時電圧偏差ｗの有効成分および無効成分を検出しているところである。 (Description of control unit configuration)
Next, the configuration of the control unit 5 will be described. FIG. 2 shows the configuration of the control unit 5. The control unit 5 includes a PLL unit 20, a reference sine wave generation unit 21, an instantaneous voltage control unit 22, a voltage RMS control unit 23, an effective / ineffective component detection unit 24, an effective component compensator 25, and an ineffective component compensator 26. . Note that description common to the control unit 104 illustrated in FIG. 13 is omitted or simplified. A difference between the control unit 5 according to the embodiment of the present invention shown in the control unit 104 and 2 shown in FIG. 13, the active ingredient and reactive components of the active reactive component detection unit 114 is the inductor current i _s of the control unit 104 On the other hand, the valid / invalid component detection unit 24 of the control unit 5 is detecting the effective component and the invalid component of the instantaneous voltage deviation w.

瞬時電圧指令値ｖ_o ^*は、分岐４２によって分岐され、一方は、減算器４３により出力電圧ｖ_oと瞬時電圧指令値ｖ_o ^*との差である瞬時電圧偏差ｗが求められる。他方は、加算器４５に入力される。瞬時電圧偏差ｗは分岐４６により分岐され、一方は、瞬時電圧補償器４４に入力され、他方は、有効無効成分検出部２４に入力される。 The instantaneous voltage command value v _o ^* is branched by a branch 42, and on the other hand, a subtractor 43 obtains an instantaneous voltage deviation w that is a difference between the output voltage v _o and the instantaneous voltage command value v _o ^* . The other is input to the adder 45. The instantaneous voltage deviation w is branched by the branch 46, one is input to the instantaneous voltage compensator 44, and the other is input to the effective / ineffective component detection unit 24.

有効無効成分検出部２４は、基準正弦波生成部３３、基準余弦波生成部３４および瞬時電圧偏差ｗを入力し、瞬時電圧偏差ｗの有効成分および無効成分を出力する。 The valid / invalid component detection unit 24 receives the reference sine wave generation unit 33, the reference cosine wave generation unit 34, and the instantaneous voltage deviation w, and outputs an effective component and an invalid component of the instantaneous voltage deviation w.

有効成分補償器２５は、電圧ＲＭＳ制御部２３の入力に適合するように有効無効成分検出部２４から出力される瞬時電圧偏差ｗの有効成分の電圧を補償する。また、無効成分補償器２６は、基準正弦波発生部２１の入力に適合するように有効無効成分検出部２４から出力される瞬時電圧偏差ｗの無効成分の周波数を補償する。 The effective component compensator 25 compensates the voltage of the effective component of the instantaneous voltage deviation w output from the effective / ineffective component detection unit 24 so as to match the input of the voltage RMS control unit 23. The invalid component compensator 26 compensates the frequency of the invalid component of the instantaneous voltage deviation w output from the valid invalid component detection unit 24 so as to match the input of the reference sine wave generation unit 21.

（本発明の実施の形態に係る動作の説明）
本発明の実施の形態に係る無停電電源装置では、出力電圧ｖ_oおよび直流電圧ｅ_dcを検出し、フィードバックする。本出願人が先に創作した無停電電源装置とは異なり、インダクタ電流ｉ_sの検出をしない。なお、前述したように、図１３に示す制御部１０４の動作と異なる動作部分について主に説明する。制御部５では、瞬時電圧制御部２２において、瞬時電圧指令値ｖ_o ^*と、出力電圧ｖ_oとの差である瞬時電圧偏差ｗ（ｔ）＝ｖ_o ^*−ｖ_o（ｔ）を、インダクタ電流ｉ_sの代わりに用いる。 (Description of operation according to the embodiment of the present invention)
In the uninterruptible power supply according to the embodiment of the present invention, the output voltage v _o and the direct-current voltage e _dc are detected and fed back. Applicants Unlike uninterruptible power supply has created previously, no detection of the inductor current i _s. Note that, as described above, an operation part different from the operation of the control unit 104 shown in FIG. 13 will be mainly described. The control unit 5, the instantaneous voltage control unit 22, an instantaneous voltage command value v _o ^*, the output voltage v _o and the instantaneous voltage deviation w is the difference _{^{(t) = v o * -v}} o a (t), an inductor _Used in place of the current is.

＜有効無効成分検出部２４の説明＞
有効無効成分検出部２４の構成列を図３に示す。有効無効成分検出部２４は、有効成分Ｐを検出するための乗算器６０、ローパスフィルタ６１、増幅器６２と、無効成分Ｑを検出するための乗算器６３、ローパスフィルタ６４、増幅器６５とを備える。 <Description of Effective / Invalid Component Detection Unit 24>
A configuration row of the valid / invalid component detection unit 24 is shown in FIG. The valid / invalid component detection unit 24 includes a multiplier 60 for detecting the effective component P, a low-pass filter 61, and an amplifier 62, and a multiplier 63, a low-pass filter 64, and an amplifier 65 for detecting the invalid component Q.

有効無効成分検出部２４は、瞬時電圧偏差ｗ（ｔ）を有効Ｐ（平行）成分と無効Ｑ（直交）成分とに分解する。すなわち、瞬時電圧偏差ｗ（ｔ）を
ｗ（ｔ）＝√（２）×Ｗ×ｓｉｎ（ω₀ｔ＋φ） …（１）
とする。ここで、ω₀＝２π×５０ｏｒ２π×６０［ｒａｄ／ｓｅｃ］である。また、Ｗは信号の実効値を表す。 The effective / ineffective component detector 24 decomposes the instantaneous voltage deviation w (t) into an effective P (parallel) component and an ineffective Q (orthogonal) component. That is, the instantaneous voltage deviation w (t) is expressed as w (t) = √ (2) × W × sin (ω ₀ t + φ) (1)
And Here, ω ₀ = 2π × 50 or 2π × 60 [rad / sec]. W represents the effective value of the signal.

これに乗算器６０を用いて基準正弦波ｓｉｎ（ω₀ｔ）を掛け、さらに増幅器６２を用いて√２倍すると、
√２×ｗ（ｔ）×ｓｉｎ（ω₀ｔ）＝２Ｗｓｉｎ（ω₀ｔ＋φ）ｓｉｎ（ω₀ｔ）
＝Ｗｃｏｓφ−Ｗｃｏｓ（２ω₀ｔ＋φ） …（２）
となる。 When this is multiplied by the reference sine wave sin (ω ₀ t) using the multiplier 60 and further multiplied by √2 using the amplifier 62,
√2 × w (t) × sin (ω 0 t) = 2Wsin (ω 0 t + φ) sin (ω 0 t)
= Wcosφ-Wcos (2ω ₀ t + φ) (2)
It becomes.

式（２）の最後の式の第２項は角周波数２ω₀で振動するので、この信号を２ω₀成分を十分遮断するローパスフィルタ（ＬＰＦ）６１に通せば、第１項（一定値）のみが残る。これが瞬時電圧偏差ｗ（ｔ）の有効（平行）成分
Ｐ＝Ｗｃｏｓφ …（３）
である。 Since the second term of the last equation of Equation (2) vibrates at an angular frequency of 2ω ₀ , if this signal is passed through a low-pass filter (LPF) 61 that sufficiently blocks the 2ω ₀ component, only the first term (constant value) is obtained. Remains. This is an effective (parallel) component of the instantaneous voltage deviation w (t) P = Wcosφ (3)
It is.

一方、乗算器６３を用いて瞬時電圧偏差ｗ（ｔ）に基準余弦波ｃｏｓ（ω₀ｔ）を掛けてさらに√２倍すると、
√２×ｗ（ｔ）×ｃｏｓ（ω₀ｔ）＝２Ｗｓｉｎ（ω₀ｔ＋φ）ｃｏｓ（ω₀ｔ）
＝Ｗｓｉｎφ−Ｗｓｉｎ（２ω₀ｔ＋φ） …（４）
となる。 On the other hand, the multiplier 63 is used to multiply the instantaneous voltage deviation w (t) by the reference cosine wave cos (ω ₀ t) and further multiply by √2.
√2 × w (t) × cos (ω ₀ t) = 2 W sin (ω ₀ t + φ) cos (ω ₀ t)
= Wsinφ-Wsin (2ω ₀ t + φ) (4)
It becomes.

これも式（４）の最後の第２項が角周波数２ω₀で振動するので、この信号を２ω₀成分を十分遮断するローパスフィルタ（ＬＰＦ）６４に通せば、第１項のみが残る。これがｗ（ｔ）の無効（直交）成分
Ｑ＝Ｗｓｉｎφ …（５）
である。 Again, since the last second term of Equation (4) vibrates at an angular frequency of 2ω ₀ , if this signal is passed through a low-pass filter (LPF) 64 that sufficiently blocks the 2ω ₀ component, only the first term remains. This is an invalid (orthogonal) component of w (t) Q = Wsinφ (5)
It is.

このようにして求めた有効成分Ｐを有効成分補償器２５に通し、電圧ＲＭＳ指令値を操作して電圧の基準正弦波の振幅を操作する。なお、本出願人が先に創作した無停電電源装置では、有効成分Ｐで位相を操作している。一方、無効成分Ｑを無効成分補償器２６に通し、基準正弦波の位相を操作する。なお、本出願人が先に創作した無停電電源装置では、無効成分Ｑで振幅を操作している。 The effective component P thus determined is passed through the effective component compensator 25, and the voltage RMS command value is manipulated to manipulate the amplitude of the voltage reference sine wave. In the uninterruptible power supply device created previously by the present applicant, the phase is operated with the active component P. On the other hand, the reactive component Q is passed through the reactive component compensator 26 to manipulate the phase of the reference sine wave. In the uninterruptible power supply device created previously by the present applicant, the amplitude is manipulated by the ineffective component Q.

しかしながら、このままでは、各ユニットの直流電圧ｅ_dcが異なる場合に対処できない。そこで、直流電圧ｅ_dcを検出してフィードバック制御を行う。なお、インバータ部１００では、インダクタ電流ｉ_sを検出しており、インダクタ電流ｉ_sには、直流電圧ｅ_dcの変化の情報が含まれており、直流電圧ｅ_dcの変化をインダクタ電流ｉ_sを通して間接的に制御できる。一方、本発明の実施の形態に係るインバータ部１では、インダクタ電流ｉ_sを検出しないので、直流電圧ｅ_dcの情報が直接必要になる。 However, this cannot cope with the case where the DC voltage e _{dc of} each unit is different. Therefore, the DC voltage e _dc is detected and feedback control is performed. In the inverter section 100, and detects the inductor current i _s, the inductor current i _s, contains information of the change in the DC voltage e _dc, the variation of the dc voltage e _dc through inductor current i _s It can be controlled indirectly. On the other hand, the inverter unit 1 according to the embodiment of the present invention, does not sense the inductor current i _s, the information of the DC voltage e _dc is required directly.

このフィードバック制御について図４〜図６を参照して説明する。単機運転のユニットの回路構成を図４に示す。図４は、図１に示す回路構成を簡略化した図である。図４は、バッテリ２、半導体ブリッジ回路３、フィルタ部４、負荷機器９を図示し、図示外の制御部５から出力される時比率ｕによって動作するＰＷＭ発振器７０を図示している。このＰＷＭ発振器７０は、図１に示す時比率ｕからｇ（ゲート）信号を発生するために存在する。さらに、また、ＰＷＭ周期毎に平均化した簡略モデルを図５に示す。図５に示すように、ブリッジ電圧ｖｉは単純に直流電圧ｅ_dcと時比率ｕとの積としてモデル化できる。
ｖｉ（ｔ）＝ｅ_dc（ｔ）×ｕ（ｔ）
出力電圧ｖ_oは、ｖｉがＬＣからなる２次フィルタ８０を通ったものとなる。なお、２次フィルタ８０は、図１のフィルタ部４と等価である。また、直流電圧ｅ_dcの変化はそのままブリッジ電圧ｖｉ、出力電圧ｖ_oに現れる。 This feedback control will be described with reference to FIGS. FIG. 4 shows a circuit configuration of a unit for single machine operation. FIG. 4 is a simplified diagram of the circuit configuration shown in FIG. FIG. 4 illustrates the battery 2, the semiconductor bridge circuit 3, the filter unit 4, and the load device 9, and illustrates the PWM oscillator 70 that operates according to the time ratio u output from the control unit 5 (not shown). This PWM oscillator 70 exists to generate a g (gate) signal from the time ratio u shown in FIG. Furthermore, FIG. 5 shows a simplified model averaged for each PWM cycle. As shown in FIG. 5, the bridge voltage vi can be modeled simply as the product of the DC voltage e _dc and the time ratio u.
vi (t) = e _dc (t) × u (t)
The output voltage v _o is obtained by passing through a secondary filter 80 in which vi is LC. The secondary filter 80 is equivalent to the filter unit 4 in FIG. Further, the DC voltage e change in _dc intact bridge voltage vi, at the output voltage v _o.

また、図６は直流電圧ｅ_dcの相殺制御をモデル化した図である。通常、出力電圧ｖ_oをフィードバックして抑制するが、直流電圧ｅ_dcの検出が技術的に許されるならば、図６のように、時比率ｕ（ｔ）を
ｕ（ｔ）＝（１／（ｅ_dc（ｔ）））ｕ’（ｔ）
としてやれば、相殺して
ｖｉ（ｔ）＝ｕ’（ｔ）
とできる。ｕ’（ｔ）はｖｉ（ｔ）の指令値と解釈できる。 FIG. 6 is a diagram modeling the DC voltage e _dc canceling control. Normally, the output voltage v _o is fed back and suppressed. However, if the detection of the DC voltage e _dc is technically permitted, the time ratio u (t) is set to u (t) = (1 / (E _dc (t))) u ′ (t)
To cancel, vi (t) = u ′ (t)
And can. u ′ (t) can be interpreted as a command value of vi (t).

このようにして、直流電圧ｅ_dcの変化は現れなくなる。実際は、直流電圧ｅ_dcの検出の際にフィルタを通すので、完全には相殺できないが、ゆっくりした変動は相殺できる。 In this way, the change in the DC voltage e _dc does not appear. Actually, since the filter is passed when the DC voltage e _dc is detected, it cannot be completely canceled out, but the slow fluctuation can be canceled out.

（並列運転制御の概念）
無停電電源装置を２台並列して使用する場合には、出力電圧ｖ_oはそれぞれの電圧指令値ｖ_o1 ^*、ｖ_o2 ^*の平均となる。
ｖ_o＝（ｖ_o1 ^*＋ｖ_o2 ^*）／２ …（６）
故に、出力電圧ｖ_oと電圧指令値ｖ_o1 ^*、ｖ_o2 ^*との偏差は、
ｗ₁：＝ｖ_o1 ^*−ｖ_o＝ｖ_o1 ^*−（（ｖ_o1 ^*＋ｖ_o2 ^*）／２）
＝（ｖ_o1 ^*−ｖ_o2 ^*）／２ …（７）
となる。 (Concept of parallel operation control)
When two uninterruptible power supply units are used in parallel, the output voltage v _o is the average of the voltage command values v _o1 ^* and v _o2 ^* .
v _o = (v _o1 ^* + v _o2 ^* ) / 2 (6)
Therefore, the deviation between the output voltage v _o and the voltage command values v _o1 ^* and v _o2 ^* is
_{_{^{w 1: = v o1 * -v}}} o = v o1 * - ((v o1 * + v o2 *) / 2)
_{^{_{^{= (V o1 * -v o2 *}}}} ) / 2 ... (7)
It becomes.

ここで、１号機の無停電電源装置Ａ１の電圧指令値ｖ_o1 ^*および２号機の無停電電源装置Ａ２の電圧指令値ｖ_o２ ^*は、１号機の無停電電源装置Ａ１および２号機の無停電電源装置Ａ２の基準正弦波の振幅の定常値からのずれをそれぞれδ₁およびδ₂とし、１号機の無停電電源装置Ａ１および２号機の無停電電源装置Ａ２の基準正弦波の位相の定常値からのずれをそれぞれθ₁およびθ₂とし、１号機の無停電電源装置Ａ１および２号機の無停電電源装置Ａ２の定格電圧をＶとし、ｊを虚数単位√(-1)としたときに、
ｖ_o1 ^*＝Ｖ（１＋δ₁）ｅｘｐ（ｊθ₁）
ｖ_o２ ^*＝Ｖ（１＋δ₂）ｅｘｐ（ｊθ₂）
となる。 Here, 1 Unit UPS voltage command value of A1 v _o1 ^* and the voltage command value of the second car of the uninterruptible power supply A2 v _o2 ^* is the uninterruptible power supply A1 and Unit 2 uninterruptible Unit 1 Deviations from the steady-state amplitude of the reference sine wave of the power supply A2 are assumed to be δ ₁ and δ ₂ , respectively, and the steady-state value of the phase of the reference sine wave of the uninterruptible power supply A1 of Unit 1 and the uninterruptible power supply A2 of Unit 2 deviation of the theta ₁ and theta _2, respectively, the first car of the rated voltage of the uninterruptible power supply A1 and unit 2 UPS A2 and V, and when the j imaginary unit √ (-1) from,
v _o1 ^* = V (1 + δ ₁ ) exp (jθ ₁ )
v _o2 ^* = V (1 + δ ₂ ) exp (jθ ₂ )
It becomes.

また、１号機の無停電電源装置Ａ１の出力電圧ｖ_oと１号機の無停電電源装置Ａ１の電圧指令値ｖ_o1 ^*との電圧偏差ｗ₁の有効成分Ｒｅ［ｗ₁］および無効成分Ｉｍ［ｗ₁］は、
Ｒｅ［ｗ₁］＝（１／２）Ｖ（δ₁−δ₂）
Ｉｍ［ｗ₁］＝（１／２）Ｖ（θ₁−θ₂）
となる。 Further, the effective component Re [w ₁ ] and the invalid component Im [of the voltage deviation w ₁ between the output voltage _vo of the uninterruptible power supply A1 of Unit 1 and the voltage command value v _o1 ^* of the uninterruptible power supply A1 of Unit ₁ w ₁ ] is
Re [w ₁ ] = (1/2) V (δ ₁ −δ ₂ )
Im [w ₁ ] = (1/2) V (θ ₁ −θ ₂ )
It becomes.

また、２号機の無停電電源装置Ａ２の出力電圧ｖ_oと２号機の無停電電源装置Ａ２の電圧指令値ｖ_o２ ^*との電圧偏差ｗ_２の有効成分Ｒｅ［ｗ_２］および無効成分Ｉｍ［ｗ_２］は、
Ｒｅ［ｗ_２］＝（１／２）Ｖ（δ_２−δ_１）
Ｉｍ［ｗ_２］＝（１／２）Ｖ（θ_２−θ_１）
となる。 The effective component Re [w ₂ ] and the invalid component Im [of the voltage deviation w ₂ between the output voltage v _o of the uninterruptible power supply A2 of Unit 2 and the voltage command value v _o2 ^* of the uninterruptible power supply A2 of Unit ₂ w _2] it is,
Re [w ₂ ] = (1/2) V (δ ₂ −δ ₁ )
Im [w ₂ ] = (1/2) V (θ ₂ −θ ₁ )
It becomes.

これにより、１号機の無停電電源装置Ａ１の情報ｗ₁から作られたＰ₁＝Ｒｅ［ｗ₁］，Ｑ₁＝Ｉｍ［ｗ₁］は１号機の無停電電源装置Ａ１の振幅δ₁と位相θ₁を操作し、２号機の無停電電源装置Ａ２の情報ｗ₂から作られたＰ₂＝Ｒｅ［ｗ₂］，Ｑ₂＝Ｉｍ［ｗ₂］は２号機の無停電電源装置Ａ２の振幅δ₂と位相θ₂を操作する。これにより、自号機のみの情報で己を制御し、相手の情報は必要としない。なお、並列運転は、２台に限らず、Ｎ（Ｎは、２以上の整数）台の場合も同様である。 As a result, P ₁ = Re [w ₁ ] and Q ₁ = Im [w ₁ ] created from the information w ₁ of the first uninterruptible power supply A1 are the amplitude δ _{1 of the first} uninterruptible power supply A1. The phase θ ₁ is operated, and P ₂ = Re [w ₂ ] and Q ₂ = Im [w ₂ ] generated from the information w ₂ of the uninterruptible power supply A2 of Unit ₂ are the uninterruptible power supply A2 of Unit 2. Manipulate amplitude δ ₂ and phase θ ₂ . As a result, you can control yourself only with the information of your own machine, and do not need the information of the other party. The parallel operation is not limited to two, and the same applies to N (N is an integer of 2 or more).

故に、図２に示すように、有効成分Ｐを検出しδにフィードバックし、無効成分Ｑを検出しθにフィードバックすれば、Ｎ台の中のｉ号機は、
（δ_ｉ−δ_{（ｉ＋１）}）＝０、（θ_ｉ−θ_{（ｉ＋１）}）＝０
となるようにそれぞれδ_ｉ、θ_ｉを制御し、（ｉ＋１）号機は、
（δ_{（ｉ＋１）}−δ_ｉ）＝０、（θ_{（ｉ＋１）}−θ_ｉ）＝０
となるようにそれぞれδ_{（ｉ＋１）}、θ_{（ｉ＋１）}を制御することができる。このため、並列運転が可能となる。 Therefore, as shown in FIG. 2, if the active component P is detected and fed back to δ, the ineffective component Q is detected and fed back to θ,
(Δ _i −δ _{(i + 1)} ) = 0, (θ _i −θ _{(i + 1)} ) = 0
Δ _i and θ _i are respectively controlled so that (i + 1)
(Δ _{(i + 1)} −δ _i ) = 0, (θ _{(i + 1)} −θ _i ) = 0
Δ _{(i + 1)} and θ _{(i + 1)} can be controlled so that For this reason, parallel operation becomes possible.

このような関係を一般化すると、次のようになる。すなわち、本発明の実施の形態に係る無停電電源装置を複数台備え、並列運転される無停電電源装置であって、出力電圧ｖ_oとｉ号機の瞬時電圧指令値ｖ_oｉ ^*との偏差ｗ_ｉおよび出力電圧ｖ_oと（ｉ＋１）号機の瞬時電圧指令値ｖ_{o（ｉ＋１）} ^*との偏差ｗ_{（ｉ＋１）}の振幅をそれぞれδ_ｉおよびδ_{（ｉ＋１）}とし、偏差ｗ_ｉおよび偏差ｗ_{（ｉ＋１）}の位相をそれぞれθ_ｉおよびθ_{（ｉ＋１）}とし、ｉ号機および（ｉ＋１）号機の定格電圧をＶとしたときに、偏差ｗ_ｉの有効成分Ｒｅ［ｗ_ｉ］および無効成分Ｉｍ［ｗ_ｉ］は、
Ｒｅ［ｗ_ｉ］＝（１／２）Ｖ（δ_ｉ−δ_{（ｉ＋１）}）
Ｉｍ［ｗ_ｉ］＝（１／２）Ｖ（θ_ｉ−θ_{（ｉ＋１）}）
であり、偏差ｗ_{（ｉ＋１）}の有効成分Ｒｅ［ｗ_{（ｉ＋１）}］および無効成分Ｉｍ［ｗ_{（ｉ＋１）}］は、
Ｒｅ［ｗ_{（ｉ＋１）}］＝（１／２）Ｖ（δ_{（ｉ＋１）}−δ_ｉ）
Ｉｍ［ｗ_{（ｉ＋１）}］＝（１／２）Ｖ（θ_{（ｉ＋１）}−θ_ｉ）
であり、ｉ号機は、
（δ_ｉ−δ_{（ｉ＋１）}）＝０、（θ_ｉ−θ_{（ｉ＋１）}）＝０
となるようにそれぞれδ_ｉ、θ_ｉを制御し、（ｉ＋１）号機は、
（δ_{（ｉ＋１）}−δ_ｉ）＝０、（θ_{（ｉ＋１）}−θ_ｉ）＝０
となるようにそれぞれδ_{（ｉ＋１）}、θ_{（ｉ＋１）}を制御する。 Generalizing this relationship is as follows. That is, it is an uninterruptible power supply device that includes a plurality of uninterruptible power supply devices according to the embodiment of the present invention and is operated in parallel, and a deviation w between the output voltage v _o and the instantaneous voltage command value v _oi ^* of the i-th unit. The amplitudes of deviations w _{(i + 1)} between _i and the output voltage v _o and the instantaneous voltage command value v _{o (i + 1)} ^* of the _{(i + 1) unit} are δ _i and δ _{(i + 1)} , respectively, and deviations w _i and w _{(i + 1) )} Are θ _i and θ _{(i + 1)} , respectively, and the rated voltage of No. i and (i + 1) is V, the effective component Re [w _i ] and the invalid component Im [w _i ] of the deviation w _i Is
Re [wi] = (1/2) V ([delta] _i- [delta _] _{(i + 1)} )
Im [w _i ] = (1/2) V (θ _i −θ _{(i + 1)} )
The effective component Re [w _{(i + 1)} ] and the invalid component Im [w _{(i + 1)} ] of the deviation w _{(i + 1)} are
Re [w _{(i + 1)} ] = (1/2) V (δ _{(i + 1)} −δ _i )
Im [w _{(i + 1)} ] = (1/2) V (θ _{(i + 1)} −θ _i )
And the i-th
(Δ _i −δ _{(i + 1)} ) = 0, (θ _i −θ _{(i + 1)} ) = 0
Δ _i and θ _i are respectively controlled so that (i + 1)
(Δ _{(i + 1)} −δ _i ) = 0, (θ _{(i + 1)} −θ _i ) = 0
Δ _{(i + 1)} and θ _{(i + 1)} are controlled so that

（本発明の実施の形態による効果の説明）
本発明の実施の形態による効果を次のパラメータによるシミュレーションにより確認した。
パラメータは、
キャリア周波数ｆ_s＝５．０［ｋＨｚ］
基本周波数ｆ０＝５０［Ｈｚ］
出力電圧Ｖ_o＝２００［Ｖ］
定格電力（１台当り）Ｐ＝５．０［ｋＷ］
力率ｐｆ＝０．８
直流電圧Ｅ０＝７２０［Ｖ］
フィルタインダクタンスＬ_F＝１．３［ｍＨ］
寄生抵抗ｒ_s＝０．１６［ｏｈｍ］
フィルタキャパシタンスＣ_F＝３１０［μＦ］
とした。なお、ＰＭＷも含めて詳細にシミュレーションを行った。 (Explanation of the effect of the embodiment of the present invention)
The effect of the embodiment of the present invention was confirmed by simulation using the following parameters.
The parameter is
Carrier frequency f _s = 5.0 [kHz]
Basic frequency f0 = 50 [Hz]
Output voltage V _o = 200 [V]
Rated power (per unit) P = 5.0 [kW]
Power factor pf = 0.8
DC voltage E0 = 720 [V]
Filter inductance L _F = 1.3 [mH]
Parasitic resistance r _s = 0.16 [ohm]
Filter capacitance C _F = 310 [μF]
It was. In addition, simulation including PMW was performed in detail.

２号機の無停電電源装置Ａ２が単機運転している状況下において、時刻ｔ＝０．４９５［ｓｅｃ］で１号機の無停電電源装置Ａ１を投入した。その結果、図７に示すように、１号機の無停電電源装置Ａ１および２号機の無停電電源装置Ａ２の出力電圧は、１号機の無停電電源装置Ａ１の投入直後に多少の差分が認められるものの時刻ｔ＝０．４９［ｓｅｃ］以降では、差分は確認できなかった。また、図８および図９に示すように、１号機の無停電電源装置Ａ１と２号機の無停電電源装置Ａ２の出力電流差についても時刻ｔ＝０．７［ｓｅｃ］以降では差分は確認できなかった。また、図１０および図１１に示すように、１号機の無停電電源装置Ａ１と２号機の無停電電源装置Ａ２の電圧偏差ｗ（ｔ）の有効成分Ｐについては、時刻ｔ＝０．７５［ｓｅｃ］以降では差分は確認できなかった。さらに、無効成分Ｑについては、時刻ｔ＝０．８［ｓｅｃ］以降では差分は確認できなかった。 Under the situation where the uninterruptible power supply A2 of Unit 2 is operating as a single unit, the uninterruptible power supply A1 of Unit 1 was turned on at time t = 0.495 [sec]. As a result, as shown in FIG. 7, the output voltage of the uninterruptible power supply A1 of Unit 1 and the uninterruptible power supply A2 of Unit 2 is slightly different immediately after the uninterruptible power supply A1 of Unit 1 is turned on. The difference was not confirmed after the time t = 0.49 [sec]. As shown in FIGS. 8 and 9, the difference in output current between the uninterruptible power supply A1 of Unit 1 and the uninterruptible power supply A2 of Unit 2 can be confirmed after time t = 0.7 [sec]. There wasn't. Further, as shown in FIG. 10 and FIG. 11, the effective component P of the voltage deviation w (t) between the uninterruptible power supply A1 of Unit 1 and the uninterruptible power supply A2 of Unit 2 is set at time t = 0.75 [sec] and thereafter, the difference could not be confirmed. Furthermore, for the ineffective component Q, no difference was confirmed after time t = 0.8 [sec].

このように、並列運転開始から１秒以内に１号機の無停電電源装置Ａ１と２号機の無停電電源装置Ａ２との間で出力電圧、出力電流、電圧偏差の各要素について調整が完了していることがわかる。 In this way, the adjustment of the output voltage, output current, and voltage deviation elements between Unit 1 uninterruptible power supply A1 and Unit 2 uninterruptible power supply A2 is completed within one second from the start of parallel operation. I understand that.

（変形例）
本発明の実施の形態に係る無停電電源装置はその要旨を逸脱しない限り様々に変更が可能である。例えば、半導体ブリッジ回路３は、単相ハーフブリッジ以外にも単相フルブリッジや三相ブリッジであってもよい。 (Modification)
The uninterruptible power supply according to the embodiment of the present invention can be variously modified without departing from the gist thereof. For example, the semiconductor bridge circuit 3 may be a single-phase full bridge or a three-phase bridge other than the single-phase half bridge.

また、本発明の実施の形態に係る無停電電源装置は、そのインバータ部１に特徴を有する。よって、インバータ部１以外の構成がどのようであってもよい。もしくは、無停電電源装置がインバータ部１のみ有してもよい。 In addition, the uninterruptible power supply according to the embodiment of the present invention is characterized by its inverter unit 1. Therefore, any configuration other than the inverter unit 1 may be used. Alternatively, the uninterruptible power supply may have only the inverter unit 1.

また、上述した実施の形態では、インダクタ電流ｉ_sの検出を行わず、かつ、制御部５にインダクタ電流ｉ_sを入力させていないが、制御部５にはインバータ部１の出力電流ｉも入力させないようにしている。 Further, in the embodiment described above, without detection of the inductor current i _s, and, although the control unit 5 not to enter the inductor current i _s, the control unit 5 also output current i of the inverter unit 1 input I try not to let you.

本発明の実施の形態に係る無停電電源装置におけるインバータ部の構成図である。It is a block diagram of the inverter part in the uninterruptible power supply which concerns on embodiment of this invention. 図１に示すインバータ部における制御部の構成図である。It is a block diagram of the control part in the inverter part shown in FIG. 図２に示す制御部における有効無効成分検出部の構成図である。It is a block diagram of the effective / ineffective component detection part in the control part shown in FIG. 図２に示すインバータ部の構成を簡略化した構成図である。It is the block diagram which simplified the structure of the inverter part shown in FIG. 図４に示す構成図を簡略モデル化した構成図である。It is the block diagram which made the block diagram shown in FIG. 4 the simple model. 図５に示す簡略モデル化した構成図に基づく直流電圧の相殺制御を説明する図である。FIG. 6 is a diagram for explaining DC voltage cancellation control based on the simplified model configuration diagram shown in FIG. 5. 本発明の実施の形態に係る無停電電源装置の１号機、２号機の出力電圧の電源投入時刻付近の状況を示す図である。It is a figure which shows the condition of the power supply time vicinity of the output voltage of No. 1 and No. 2 of an uninterruptible power supply concerning an embodiment of the invention. 本発明の実施の形態に係る無停電電源装置の１号機、２号機の出力電流の電源投入時刻付近の状況を示す図である。It is a figure which shows the condition of the output current of Unit 1 and Unit 2 of the uninterruptible power supply according to the embodiment of the present invention near the power-on time. 本発明の実施の形態に係る無停電電源装置の１号機、２号機の出力電流差の電源投入時刻付近の状況を示す図である。It is a figure which shows the situation of the power-on time vicinity of the output current difference of No. 1 and No. 2 of an uninterruptible power supply concerning an embodiment of the invention. 本発明の実施の形態に係る無停電電源装置の１号機、２号機の電圧偏差の有効成分の電源投入時刻付近の状況を示す図である。It is a figure which shows the condition of the time of power-on time of the effective component of the voltage deviation of the 1st unit of the uninterruptible power supply concerning the embodiment of the present invention, and the 2nd unit. 本発明の実施の形態に係る無停電電源装置の１号機、２号機の電圧偏差の無効成分の電源投入時刻付近の状況を示す図である。It is a figure which shows the condition of the time of power-on time of the invalid component of the voltage deviation of the 1st unit of the uninterruptible power supply according to the embodiment of the present invention, and the 2nd unit. 本出願人が先に創作した無停電電源装置におけるインバータ部の構成図である。It is a block diagram of the inverter part in the uninterruptible power supply device which the present applicant created previously. 図１２に示すインバータ部における制御部の構成図である。It is a block diagram of the control part in the inverter part shown in FIG.

符号の説明Explanation of symbols

１インバータ部、２バッテリ、３半導体ブリッジ回路、４フィルタ部、５制御部、６スイッチ、７直流電圧検出部、８出力電圧検出部、９負荷機器、２０ＰＬＬ部、２１基準正弦波発生部、２２瞬時電圧制御部（瞬時電圧指令値を生成する手段）、２３電圧ＲＭＳ制御部、２４有効無効成分検出部（有効成分および無効成分にそれぞれ分解する手段）、２５有効成分補償器、２６無効成分補償器、２７除算器 1 inverter unit, 2 battery, 3 semiconductor bridge circuit, 4 filter unit, 5 control unit, 6 switch, 7 DC voltage detection unit, 8 output voltage detection unit, 9 load device, 20 PLL unit, 21 reference sine wave generation unit, 22 instantaneous voltage control unit (means for generating instantaneous voltage command value), 23 voltage RMS control unit, 24 effective / ineffective component detection unit (means for decomposing each into effective component and ineffective component), 25 effective component compensator, 26 ineffective component Compensator, 27 divider

Claims

バッテリの直流電圧を交流電圧に変換して負荷機器に供給するインバータ部を備える無停電電源装置において、
上記インバータ部は、
上記バッテリの直流電圧を正弦波状に広狭を繰り返す時比率でオン／オフして正弦波状の交流電圧を得る半導体ブリッジ回路と、
この半導体ブリッジ回路の交流電圧を安定化させると共に当該交流電圧を基準正弦波に追従させる制御部と、
上記半導体ブリッジ回路から出力される交流電圧をその交流電圧が供給される負荷機器に適合した交流電圧とするフィルタ部と、
を有し、
上記制御部は、上記バッテリの直流電圧と上記インバータ部からの出力電圧とを入力し、上記フィルタ部のインダクタ電流または上記インバータ部からの出力電流を入力しないで、上記時比率を出力する、
ことを特徴とする無停電電源装置。 In an uninterruptible power supply comprising an inverter unit that converts a DC voltage of a battery into an AC voltage and supplies it to a load device,
The inverter part is
A semiconductor bridge circuit that obtains a sinusoidal AC voltage by turning on / off the DC voltage of the battery at a time ratio that repeats wide and narrow sinusoidal, and
A control unit that stabilizes the AC voltage of the semiconductor bridge circuit and causes the AC voltage to follow a reference sine wave;
A filter unit that sets the AC voltage output from the semiconductor bridge circuit to an AC voltage suitable for a load device to which the AC voltage is supplied;
Have
The control unit inputs a DC voltage of the battery and an output voltage from the inverter unit, and outputs the time ratio without inputting an inductor current of the filter unit or an output current from the inverter unit.
An uninterruptible power supply.

バッテリの直流電圧を交流電圧に変換して負荷機器に供給するインバータ部を備える無停電電源装置において、
上記インバータ部は、
上記バッテリの直流電圧を正弦波状に広狭を繰り返す時比率でオン／オフして正弦波状の交流電圧を得る半導体ブリッジ回路と、
この半導体ブリッジ回路の交流電圧を安定化させると共に当該交流電圧を基準正弦波に追従させる制御部と、
上記半導体ブリッジ回路から出力される交流電圧をその交流電圧を供給する負荷機器に適合した交流電圧とするフィルタ部と、
を有し、
上記制御部は、
上記交流電圧のＲＭＳ(Root Mean Square value)値を検出し、その検出結果を所定のＲＭＳ指令値に追従させる電圧ＲＭＳ制御部と、
この電圧ＲＭＳ制御部の出力に基づき瞬時電圧指令値ｖ_o ^*を生成する瞬時電圧制御部と、
上記瞬時電圧指令値ｖ_o ^*と出力電圧ｖ_oとの偏差ｗ＝ｖ_o ^*−ｖ_oを有効成分および無効成分にそれぞれ分解する手段と、
を備え、
上記有効成分を、上記電圧ＲＭＳ制御部を制御するパラメータとし、上記無効成分を、上記基準正弦波を発生する基準正弦波発生部を制御するパラメータとし、上記バッテリの直流電圧を、上記半導体ブリッジ回路の上記時比率を制御するパラメータとする、
ことを特徴とする無停電電源装置。 In an uninterruptible power supply comprising an inverter unit that converts a DC voltage of a battery into an AC voltage and supplies it to a load device,
The inverter part is
A semiconductor bridge circuit that obtains a sinusoidal AC voltage by turning on / off the DC voltage of the battery at a time ratio that repeats wide and narrow sinusoidal, and
A control unit that stabilizes the AC voltage of the semiconductor bridge circuit and causes the AC voltage to follow a reference sine wave;
A filter unit that converts the AC voltage output from the semiconductor bridge circuit to an AC voltage suitable for a load device that supplies the AC voltage;
Have
The control unit
A voltage RMS control unit for detecting an RMS (Root Mean Square value) value of the AC voltage and causing the detection result to follow a predetermined RMS command value;
An instantaneous voltage control unit that generates an instantaneous voltage command value v _o ^* based on the output of the voltage RMS control unit;
Respectively decomposing means deviation w = v _{_o} ^* -v _o between the instantaneous voltage command value v _o ^* and the output voltage v _o to the active ingredient and reactive components,
With
The effective component is a parameter for controlling the voltage RMS control unit, the ineffective component is a parameter for controlling a reference sine wave generating unit for generating the reference sine wave, and the DC voltage of the battery is the semiconductor bridge circuit A parameter for controlling the above-mentioned duty ratio,
An uninterruptible power supply.

請求項１または２記載の無停電電源装置を複数台備え、並列運転される無停電電源装置であって、
出力電圧ｖ_oとｉ（ｉは自然数）号機の瞬時電圧指令値ｖ_oｉ ^*との偏差ｗ_ｉおよび出力電圧ｖ_oと（ｉ＋１）号機の瞬時電圧指令値ｖ_{o（ｉ＋１）} ^*との偏差ｗ_{（ｉ＋１）}の振幅をそれぞれδ_ｉおよびδ_{（ｉ＋１）}とし、上記偏差ｗ_ｉおよび上記偏差ｗ_{（ｉ＋１）}の位相をそれぞれθ_ｉおよびθ_{（ｉ＋１）}とし、ｉ号機および（ｉ＋１）号機の定格電圧をＶとしたときに、
偏差ｗ_ｉの有効成分Ｒｅ［ｗ_ｉ］および無効成分Ｉｍ［ｗ_ｉ］は
Ｒｅ［ｗ_ｉ］＝（１／２）Ｖ（δ_ｉ−δ_{（ｉ＋１）}）
Ｉｍ［ｗ_ｉ］＝（１／２）Ｖ（θ_ｉ−θ_{（ｉ＋１）}）
であり、
偏差ｗ_{（ｉ＋１）}の有効成分Ｒｅ［ｗ_{（ｉ＋１）}］および無効成分Ｉｍ［ｗ_{（ｉ＋１）}］は
Ｒｅ［ｗ_{（ｉ＋１）}］＝（１／２）Ｖ（δ_{（ｉ＋１）}−δ_ｉ）
Ｉｍ［ｗ_{（ｉ＋１）}］＝（１／２）Ｖ（θ_{（ｉ＋１）}−θ_ｉ）
であり、
上記ｉ号機は、
（δ_ｉ−δ_{（ｉ＋１）}）＝０、（θ_ｉ−θ_{（ｉ＋１）}）＝０
となるようにそれぞれδ_ｉ、θ_ｉを制御し、
上記（ｉ＋１）号機は、
（δ_{（ｉ＋１）}−δ_ｉ）＝０、（θ_{（ｉ＋１）}−θ_ｉ）＝０
となるようにそれぞれδ_{（ｉ＋１）}、θ_{（ｉ＋１）}を制御する、
ことを特徴とする並列運転される無停電電源装置。 A plurality of uninterruptible power supply units according to claim 1 or 2, wherein the uninterruptible power supply units are operated in parallel.
Output voltage v _o and i (i is a natural number) deviation _{w i} and the output voltage of the Unit of the instantaneous voltage command value v _oi ^* v _o and the (i + 1) Unit of the instantaneous voltage command value v _{o (i + 1)} ^* deviation of the w The amplitude of _{(i + 1)} is δ _i and δ _{(i + 1)} , respectively, the phase of the deviation w _i and the deviation w _{(i + 1)} is θ _i and θ _{(i + 1)} , respectively, and the rated voltage of units i and (i + 1) Is V,
The effective component Re [w _i ] and the invalid component Im [w _i ] of the deviation w _i are Re [w _i ] = (1/2) V (δ _i −δ _{(i + 1)} ).
Im [w _i ] = (1/2) V (θ _i −θ _{(i + 1)} )
And
The effective component Re [w _{(i + 1)} ] and the invalid component Im [w _{(i + 1)} ] of the deviation w _{(i + 1)} are represented by Re [w _{(i + 1)} ] = (1/2) V (δ _{(i + 1)} −δ _i ).
Im [w _{(i + 1)} ] = (1/2) V (θ _{(i + 1)} −θ _i )
And
The i-th unit is
(Δ _i −δ _{(i + 1)} ) = 0, (θ _i −θ _{(i + 1)} ) = 0
Δ _i and θ _i are controlled so that
The above (i + 1) machine is
(Δ _{(i + 1)} −δ _i ) = 0, (θ _{(i + 1)} −θ _i ) = 0
Δ _{(i + 1)} and θ _{(i + 1)} are controlled so that
An uninterruptible power supply that is operated in parallel.

バッテリの直流電圧を交流電圧に変換して負荷機器に供給するインバータ部を備える無停電電源装置の制御方法において、
上記インバータ部が、上記バッテリの直流電圧を交流電圧に変換して負荷機器に供給する際に、
上記インバータ部の半導体ブリッジ回路が、上記バッテリの直流電圧を正弦波状に広狭を繰り返す時比率でオン／オフして正弦波状の交流電圧を得るステップと、
上記インバータ部の制御部が、この半導体ブリッジ回路の交流電圧を安定化させると共に当該交流電圧を基準正弦波に追従させるステップと、
上記インバータ部のフィルタ部が、上記半導体ブリッジ回路から出力される交流電圧をその交流電圧が供給される負荷機器に適合した交流電圧とするステップと、
上記バッテリの直流電圧と上記インバータ部からの出力電圧とを入力する一方、上記フィルタ部のインダクタ電流または上記インバータ部からの出力電流を入力しないで、上記時比率を出力するステップと、
を有することを特徴とする無停電電源装置の制御方法。 In the control method of the uninterruptible power supply device comprising an inverter unit that converts the DC voltage of the battery into AC voltage and supplies it to the load device,
When the inverter unit converts the DC voltage of the battery into an AC voltage and supplies it to the load device,
A step in which the semiconductor bridge circuit of the inverter unit turns on / off the DC voltage of the battery at a time ratio that repeats widening and narrowing in a sinusoidal shape to obtain a sinusoidal AC voltage;
The control unit of the inverter unit stabilizes the AC voltage of the semiconductor bridge circuit and causes the AC voltage to follow a reference sine wave;
The step of setting the AC voltage output from the semiconductor bridge circuit to an AC voltage suitable for a load device to which the AC voltage is supplied by the filter unit of the inverter unit,
While inputting the DC voltage of the battery and the output voltage from the inverter unit, the step of outputting the duty ratio without inputting the inductor current of the filter unit or the output current from the inverter unit;
An uninterruptible power supply control method comprising:

バッテリの直流電圧を交流電圧に変換して負荷機器に供給するインバータ部を備える無停電電源装置の制御方法において、
上記インバータ部が、上記バッテリの直流電圧を交流電圧に変換して負荷機器に供給する際に、
上記インバータ部の半導体ブリッジ回路が、上記バッテリの直流電圧を正弦波状に広狭を繰り返す時比率でオン／オフして正弦波状の交流電圧を得るステップと、
上記インバータ部の制御部が、この半導体ブリッジ回路の交流電圧を安定化させると共に当該交流電圧を基準正弦波に追従させるステップと、
上記インバータ部の基準正弦波発生部が、上記基準正弦波を発生するステップと、
さらに、上記制御部の電圧ＲＭＳ制御部が、上記交流電圧のＲＭＳ値を検出し、その検出結果を所定のＲＭＳ指令値に追従させるステップと、
上記制御部の瞬時電圧制御部が、この電圧ＲＭＳ制御部の出力に基づき瞬時電圧指令値ｖ_o ^*を生成するステップと、
上記瞬時電圧指令値ｖ_o ^*と出力電圧ｖ_oとの偏差ｗ＝ｖ_o ^*−ｖ_oを有効成分および無効成分にそれぞれ分解するステップと、
を有し、
上記有効成分を、上記電圧ＲＭＳ制御部を制御するパラメータとし、上記無効成分を、上記基準正弦波を発生する基準正弦波発生部を制御するパラメータとし、上記バッテリの直流電圧を、上記半導体ブリッジ回路の上記時比率を制御するパラメータとする、
ことを特徴とする無停電電源装置の制御方法。 In the control method of the uninterruptible power supply comprising an inverter unit that converts the DC voltage of the battery into AC voltage and supplies it to the load device,
When the inverter unit converts the DC voltage of the battery into an AC voltage and supplies it to the load device,
A step of obtaining a sinusoidal AC voltage by turning on / off the DC voltage of the battery in a time ratio that repeats widening and narrowing in a sinusoidal manner, the semiconductor bridge circuit of the inverter unit;
The control unit of the inverter unit stabilizes the AC voltage of the semiconductor bridge circuit and causes the AC voltage to follow a reference sine wave;
A step of generating a reference sine wave by the reference sine wave generation unit of the inverter unit;
Furthermore, the voltage RMS control unit of the control unit detects the RMS value of the AC voltage, and causes the detection result to follow a predetermined RMS command value;
A step of generating an instantaneous voltage command value v _o ^* based on an output of the voltage RMS control unit by an instantaneous voltage control unit of the control unit;
Respectively decomposing the deviation w = v _{_o} ^* -v _o between the instantaneous voltage command value v _o ^* and the output voltage v _o to the active ingredient and reactive components,
Have
The effective component is a parameter for controlling the voltage RMS control unit, the ineffective component is a parameter for controlling a reference sine wave generating unit for generating the reference sine wave, and the DC voltage of the battery is the semiconductor bridge circuit A parameter for controlling the above-mentioned duty ratio,
A method for controlling an uninterruptible power supply.

請求項１または２記載の無停電電源装置を複数台備え、並列運転される無停電電源装置の制御方法であって、
出力電圧ｖ_oとｉ号機の瞬時電圧指令値ｖ_oｉ ^*との偏差ｗ_ｉおよび出力電圧ｖ_oと（ｉ＋１）号機の瞬時電圧指令値ｖ_{o（ｉ＋１）} ^*との偏差ｗ_{（ｉ＋１）}の振幅をそれぞれδ_ｉおよびδ_{（ｉ＋１）}とし、上記偏差ｗ_ｉおよび上記偏差ｗ_{（ｉ＋１）}の位相をそれぞれθ_ｉおよびθ_{（ｉ＋１）}とし、ｉ号機および（ｉ＋１）号機の定格電圧をＶとしたときに、
偏差ｗ_ｉの有効成分Ｒｅ［ｗ_ｉ］および無効成分Ｉｍ［ｗ_ｉ］は
Ｒｅ［ｗ_ｉ］＝（１／２）Ｖ（δ_ｉ−δ_{（ｉ＋１）}）
Ｉｍ［ｗ_ｉ］＝（１／２）Ｖ（θ_ｉ−θ_{（ｉ＋１）}）
であり、
偏差ｗ_{（ｉ＋１）}の有効成分Ｒｅ［ｗ_{（ｉ＋１）}］および無効成分Ｉｍ［ｗ_{（ｉ＋１）}］は
Ｒｅ［ｗ_{（ｉ＋１）}］＝（１／２）Ｖ（δ_{（ｉ＋１）}−δ_ｉ）
Ｉｍ［ｗ_{（ｉ＋１）}］＝（１／２）Ｖ（θ_{（ｉ＋１）}−θ_ｉ）
であり、
上記ｉ号機は、
（δ_ｉ−δ_{（ｉ＋１）}）＝０、（θ_ｉ−θ_{（ｉ＋１）}）＝０
となるようにそれぞれδ_ｉ、θ_ｉを制御し、
上記（ｉ＋１）号機は、
（δ_{（ｉ＋１）}−δ_ｉ）＝０、（θ_{（ｉ＋１）}−θ_ｉ）＝０
となるようにそれぞれδ_{（ｉ＋１）}、θ_{（ｉ＋１）}を制御する、
ことを特徴とする並列運転される無停電電源装置の制御方法。 A control method for an uninterruptible power supply comprising a plurality of uninterruptible power supplies according to claim 1 or 2 and operating in parallel,
Deviation _wi between output voltage _vo and instantaneous voltage command value v _oi ^* of unit _i and amplitude of deviation w _{(i + 1)} between output voltage _vo and instantaneous voltage command value v _{o (i + 1)} ^* of unit _{(i + 1)} Is δ _i and δ _{(i + 1)} , respectively, the phase of the deviation w _i and the deviation w _{(i + 1)} is θ _i and θ _{(i + 1)} , respectively, and the rated voltage of No. i and No. (i + 1) is V In addition,
Deviation _{w i} active ingredient Re of _{[w i]} and the reactive component Im _{[w i]} is _{Re [w i] = (1/2} ) V (δ i -δ (i + 1))
Im [w _i ] = (1/2) V (θ _i −θ _{(i + 1)} )
And
The effective component Re [w _{(i + 1)} ] and the invalid component Im [w _{(i + 1)} ] of the deviation w _{(i + 1)} are represented by Re [w _{(i + 1)} ] = (1/2) V (δ _{(i + 1)} −δ _i ).
Im [w _{(i + 1)} ] = (1/2) V (θ _{(i + 1)} −θ _i )
And
The i-th unit is
(Δ _i −δ _{(i + 1)} ) = 0, (θ _i −θ _{(i + 1)} ) = 0
Δ _i and θ _i are controlled so that
The above (i + 1) machine is
(Δ _{(i + 1)} −δ _i ) = 0, (θ _{(i + 1)} −θ _i ) = 0
Δ _{(i + 1)} and θ _{(i + 1)} are controlled so that
A control method of uninterruptible power supply units operated in parallel.