JP2010056758A - Dll回路 - Google Patents
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Abstract
【課題】高精度な同期特性を有するDLL回路を提供する。
【解決手段】第1クロック信号CLK1が入力され、第1クロック信号CLK1を遅延した第2クロック信号CLK2を出力するとともに、制御信号Vcにより遅延時間が可変される可変遅延回路11と、第1クロック信号CLK1および第2クロック信号CLK2が入力され、第1クロック信号CLK1と第2クロック信号CLK2との位相を比較して、その位相差ΔΦに応じた信号を出力する位相検出回路12と、位相検出回路12の出力V1を積分する積分回路13と、積分回路13の出力V2を予め定めた基準値Vrefと比較し、比較結果を出力する比較回路14と、比較回路14の出力V3を平均化し、高周波成分を除去した信号を、制御信号Vcとして可変遅延回路11に出力するローパスフィルタ15と、を具備する。
【選択図】図1
【解決手段】第1クロック信号CLK1が入力され、第1クロック信号CLK1を遅延した第2クロック信号CLK2を出力するとともに、制御信号Vcにより遅延時間が可変される可変遅延回路11と、第1クロック信号CLK1および第2クロック信号CLK2が入力され、第1クロック信号CLK1と第2クロック信号CLK2との位相を比較して、その位相差ΔΦに応じた信号を出力する位相検出回路12と、位相検出回路12の出力V1を積分する積分回路13と、積分回路13の出力V2を予め定めた基準値Vrefと比較し、比較結果を出力する比較回路14と、比較回路14の出力V3を平均化し、高周波成分を除去した信号を、制御信号Vcとして可変遅延回路11に出力するローパスフィルタ15と、を具備する。
【選択図】図1
Description
本発明は、DLL回路に関する。
DLL(Delay Locked Loop)回路は、クロック信号に同期して位相を分割したパルス信号を生成する回路で、例えばシンクロナスDRAM(Dynamic Random Access Memory)等の半導体集積回路内に設けられ、外部クロック信号からこの外部クロック信号に同期した内部クロック信号を発生する同期信号発生回路に用いられている。
従来、位相検出回路とループフィルタとの間にチャージポンプ回路を接続したDLL回路が知られている。
然しながら、チャージポンプ回路を用いたDLL回路は、回路を集積化する際に製造プロセス、使用電圧および動作温度などによって、チャージポンプ回路の特性にバラツキが生じることに起因して、クロック信号とクロック信号に同期するクロック信号との間の定常偏差を示すスタティックフェイズエラー(Static Phase Error:SPE)が大きくなるという問題がある。
然しながら、チャージポンプ回路を用いたDLL回路は、回路を集積化する際に製造プロセス、使用電圧および動作温度などによって、チャージポンプ回路の特性にバラツキが生じることに起因して、クロック信号とクロック信号に同期するクロック信号との間の定常偏差を示すスタティックフェイズエラー(Static Phase Error:SPE)が大きくなるという問題がある。
特に、デジタル系の製造プロセスを用いて、アナログ系のチャージポンプ回路を集積化すると、デジタル系プロセスはアナログ系プロセスよりもプロセスバラツキが大きいので、特性のバラツキが増大するという問題がある。
これに対して、製造プロセスなどの影響を抑制し、チャージポンプ回路を用いたDLL回路が知られている(例えば、特許文献1参照)。
特許文献1に開示されたDLL回路は、ミラータイプDLL回路であり、複数のレプリカを用いているので、回路構成が複雑で大掛かりになる問題がある。
特許文献1に開示されたDLL回路は、ミラータイプDLL回路であり、複数のレプリカを用いているので、回路構成が複雑で大掛かりになる問題がある。
また、チャージポンプ回路を用いないDLL回路が知られている(例えば、特許文献2参照)。
特許文献2に開示されたDLL回路は、高速クロック遅延回路であって、共通のクロック入力に接続された入力をそれぞれ有する第1及び第2遅延要素と、それぞれ第1及び第2遅延要素に接続された第1及び第2積分器と、それぞれ第1及び第2積分器の出力に接続された第1及び第2入力を有する差動増幅器と、差動増幅器の出力から1つの遅延要素の制御ポートに接続された制御ループと、を具備している。
特許文献2に開示されたDLL回路は、高速クロック遅延回路であって、共通のクロック入力に接続された入力をそれぞれ有する第1及び第2遅延要素と、それぞれ第1及び第2遅延要素に接続された第1及び第2積分器と、それぞれ第1及び第2積分器の出力に接続された第1及び第2入力を有する差動増幅器と、差動増幅器の出力から1つの遅延要素の制御ポートに接続された制御ループと、を具備している。
然しながら、特許文献2に開示されたDLL回路は、複数の遅延要素および積分器を用いるので、回路構成が大掛かりになるとともに、ノイズの影響を受け易くなる問題がある。
特開2001−332086号公報
特表2002−517133号公報
本発明は、高精度な同期特性を有するDLL回路を提供する。
本発明の一態様のDLL回路は、第1クロック信号が入力され、前記第1クロック信号を遅延した第2クロック信号を出力するとともに、制御信号により遅延時間が可変される可変遅延回路と、前記第1クロック信号および前記第2クロック信号が入力され、前記第1クロック信号と前記第2クロック信号との位相を比較して、その位相差に応じた信号を出力する位相検出回路と、前記位相検出回路の出力を積分する積分回路と、前記積分回路の出力を予め定めた基準値と比較し、比較結果を出力する比較回路と、前記比較回路の出力を平均化し、高周波成分を除去した信号を、前記制御信号として前記可変遅延回路に出力するローパスフィルタと、を具備することを特徴としている。
本発明によれば、高精度な同期特性を有するDLL回路が得られる。
以下、本発明の実施例について図面を参照しながら説明する。
本発明の実施例1に係るDLL回路について図1および図2を用いて説明する。図1は本実施例のDLL回路を示す回路図、図2は本実施例のDLL回路の同期特性を比較例と対比して示す図で、図中の実線が本実施例の同期特性を示す図、図中の破線が比較例の同期特性を示す図である。
図1に示すように、本実施例のDLL回路10は、第1クロック信号CLK1が入力され、第1クロック信号CLK1を遅延した第2クロック信号CLK2を出力するとともに、制御信号Vcにより遅延時間が可変される可変遅延回路11と、第1クロック信号CLK1および第2クロック信号CLK2が入力され、第1クロック信号CLK1と第2クロック信号CLK2との位相Φ1、Φ2を比較して、その位相差ΔΦに応じた信号V1を出力する位相検出回路12と、位相検出回路12の出力V1を積分する積分回路13と、積分回路13の出力V2を予め定めた基準値Vrefと比較し、比較結果を出力する比較回路14と、比較回路14の出力V3を平均化し、高周波成分を除去した信号を、制御信号Vcとして可変遅延回路11に出力するローパスフィルタ15と、を具備している。
可変遅延回路11は、例えばMOSトランジスタのゲートに印加される制御電圧Vcを変化させて電荷の放電時間を制御することにより、遅延時間を制御できように構成されたバッファまたはインバータの直列回路で、遅延時間制御付き回路である。
バッファまたはインバータの直列回路の途中からタップを引き出すことにより、位相を分割したパルス信号を得ることができる。
バッファまたはインバータの直列回路の途中からタップを引き出すことにより、位相を分割したパルス信号を得ることができる。
位相検出回路12は、位相周波数比較回路16と、位相加算回路17とを有している。位相周波数比較出回路16は、例えばフリップフロップとNAND回路とを有し、第1入力端子Refおよび第2入力端子Fbに位相差のある信号を加えると、信号の立ち下がりで位相差を検出し、第1出力端子Upおよび第2出力端子Dnに、第1入力端子Refおよび第2入力端子Fbの位相差に応じたデューティ比のパルスを出力する。
位相加算回路17は、抵抗R1と、インバータ18および抵抗R2の直列回路を有する加算回路である。抵抗R1の一端が第1出力端子Upに接続され、インバータ18の一端が第2出力端子Dnに接続され、抵抗R1と抵抗R2は積分回路13に共通接続されている。ここで、抵抗R1、R2は等しく設定する。
これにより、第1出力端子Upおよび第2出力端子Dnの出力信号の差が、位相検出回路12の出力V1として積分回路13に入力される。
これにより、第1出力端子Upおよび第2出力端子Dnの出力信号の差が、位相検出回路12の出力V1として積分回路13に入力される。
積分回路13は、オペアンプ19と、オペアンプ19の負帰還ループに接続されたキャパシタC1とを有している。
積分回路13は、キャパシタC1を第1出力端子Upの出力信号に応じて充電し、第2出力端子Dnの出力信号に応じて放電しているので、位相検出回路12の出力V1を積分した出力V2を比較回路14に出力する。
積分回路13は、キャパシタC1を第1出力端子Upの出力信号に応じて充電し、第2出力端子Dnの出力信号に応じて放電しているので、位相検出回路12の出力V1を積分した出力V2を比較回路14に出力する。
比較回路14は、第1クロック信号CLK1に同期して作動する同期型のデジタルコンパレータである。
比較回路14は、積分回路13の出力V2と基準値Vref、例えば基準電位GNDとを比較し、出力V2が基準値Vrefより大きいまたは等しいときに“L”レベルを出力し、出力V2が基準値Vrefより小さいときに“H”レベルを出力する。
比較回路14は、積分回路13の出力V2と基準値Vref、例えば基準電位GNDとを比較し、出力V2が基準値Vrefより大きいまたは等しいときに“L”レベルを出力し、出力V2が基準値Vrefより小さいときに“H”レベルを出力する。
比較回路14は、後述するローパスフィルタ15をデジタルフィルタで実現するときに必要となるアナログの出力V2をデジタル値に変換するアナログデジタル変換機能も兼ねている。
ローパスフィルタ15は、抵抗RfとキャパシタCfとを有するラグ型の1次フィルタで、ループフィルタとも呼ばれている。
位相検出回路16は、基準信号として、第1入力端子Refに第1クロック信号CLK1が入力され、帰還信号として第2入力端子Fbに第2クロック信号CLK2が入力されると、第1クロック信号CLK1と第2クロック信号CLK2のエッジ差の分だけのパルスを出力する。
第1クロック信号CLK1に対して、第2クロック信号CLK2の位相が遅れている場合(ΔΦ=Φ2−Φ1>0)、位相検出回路16は第1出力端子Upにエッジ差の分だけの第1パルスを出力する。
一方、第1クロック信号CLK1に対して、第2クロック信号CLK2の位相が進んでいる場合(ΔΦ=Φ2−Φ1<0)、位相検出回路16は第2出力端子Dnにエッジ差の分だけの第2パルスを出力する。
第1パルスと第2パルスは位相加算回路17により加算され、その位相差ΔΦに応じた信号V1を出力する。
一方、第1クロック信号CLK1に対して、第2クロック信号CLK2の位相が進んでいる場合(ΔΦ=Φ2−Φ1<0)、位相検出回路16は第2出力端子Dnにエッジ差の分だけの第2パルスを出力する。
第1パルスと第2パルスは位相加算回路17により加算され、その位相差ΔΦに応じた信号V1を出力する。
図2はDLL回路10の同期特性を比較例と対比して示す図で、図中の実線が本実施例の同期特性を示す図、破線が比較例の同期特性を示す図である。
ここで、DLL回路の同期特性とは、図3に示す可変遅延回路11の途中出力と遅延量との関係を意味している。比較例とは、図4に示すチャージポンプ回路を用いたDLL回路を意味している。
ここで、DLL回路の同期特性とは、図3に示す可変遅延回路11の途中出力と遅延量との関係を意味している。比較例とは、図4に示すチャージポンプ回路を用いたDLL回路を意味している。
図3に示すように、可変遅延回路11が、例えば制御信号Vcにより遅延量が可変される6段のインバータの直列回路の場合に、各インバータの出力がタップT1〜T6により、途中出力として外部に引き出されている。
図4に示すように、比較例のDLL回路のチャージポンプ回路30は、キャパシタC2と、スイッチS1を介してキャパシタC2を定電流Ip1で充電する定電流源31と、スイッチS2を介してキャパシタC2を定電流Ip2で放電する定電流源32とを具備している。定電流Ip1と定電流Ip2は等しく設定される。
位相周波数比較回路16の第1出力端子Upの出力信号に応じてキャパシタC2は定電流Ip1で充電され、第2出力端子Dnの出力信号に応じてキャパシタC2は定電流Ip2で放電され、位相差ΔΦに応じた信号を積分した信号が、制御信号Vcとして出力される。
ここで、DLL回路を集積化するに際し、製造プロセスのバラツキ、使用電圧および動作温度などによって、定電流Ip1と定電流Ip2は必ずしも等しくならず、ズレが生じる。
この定電流Ip1と定電流Ip2とのズレにより、チャージポンプ回路30の出力Vcにはオフセットが生じる。
この定電流Ip1と定電流Ip2とのズレにより、チャージポンプ回路30の出力Vcにはオフセットが生じる。
図2に示すように、比較例では、上述した制御信号Vcのオフセットをキャンセルするように第2クロック信号CLK2の帰還ループが動作するため、例えば定電流Ip1が定電流Ip2より大きい場合に、同期特性は破線35に示す特性となり、第1クロック信号CLK1と第2クロック信号CLK2との位相の定常偏差を示すスタティックフェイズエラーSPE2が発生する。
一方、本実施例では、積分回路13のオペアンプ19によるオフセットは基本的にDLL回路10内でキャンセルされるので、制御信号Vcにオフセットは生じない。具体的には、以下の理由による。
始めに、DLL回路10がロックした状態にあり、且つ位相周波数比較回路16がオフセットを有しない理想的な場合にあると仮定し、オペアンプ19のオフセットが、等価的にオペアンプ19の負入力端子に直列に接続されたオフセット電圧源Vosで表わされるとする。
第1出力端子Upに出力されるUp信号と第2出力端子Dnに出力されるDn信号とが打ち消しあって、オペアンプ19に入力される電位V1は、正入力端子の電位Vref(例えば電源電圧の1/2の電位)と等しく、V1=Vrefとなる。
このとき、オペアンプ19の負入力端子には電流が流れこまないので、積分器13としての出力V2は一定に落ち着く。つまり、DLL回路19がロックしている状態では、キャパシタC1にチャージされている電荷は一定である。
積分器出力13の出力V2は、キャパシタC1の電位をVc1とすると、V2=−(Vos+Vc1)になる。V2が負号をとるのは、オフセット電圧源VosとキャパシタC1の電位のどちらをプラス側にするかの定義により定まるものである。
積分器出力13の出力V2は、キャパシタC1の電位をVc1とすると、V2=−(Vos+Vc1)になる。V2が負号をとるのは、オフセット電圧源VosとキャパシタC1の電位のどちらをプラス側にするかの定義により定まるものである。
DLL回路10がロックするときの制御信号VcをV*とすると、ロックした状態では、DLL回路10は出力V2、出力V3がともにV*に等しい電位を保つように動作する。例えば、簡単のために出力V3の平均値がV*であるとすると、出力V2の平均値は上記の−(Vos+Vc1)になる。
つまり、出力V2もロック時の電圧が決まっており、必ず、V2=−(Vos+Vc1)になる。
つまり、出力V2もロック時の電圧が決まっており、必ず、V2=−(Vos+Vc1)になる。
これにより、出力V2およびオフセット電圧源Vosが製造プロセスによりばらついても、DLL回路10がロックするときの出力V2がV*なので、Vc1=−(V*−Vos)となるように系が動作し、キャパシタC1がチャージされる。
その結果、オペアンプ19の動作範囲内において、オフセット電圧源Vosにかかわらず、DLL回路10はロックすることが可能である。
その結果、オペアンプ19の動作範囲内において、オフセット電圧源Vosにかかわらず、DLL回路10はロックすることが可能である。
従って、本実施例の同期特性は実線36に示す特性が得られ、スタティックフェイズエラーSPE1を抑制することが可能である。
ここでは、可変遅延回路11において、各インバータの遅延回路のバラツキ、およびゲインエラーはないものしている。
ここでは、可変遅延回路11において、各インバータの遅延回路のバラツキ、およびゲインエラーはないものしている。
以上説明したように、本実施例のDLL回路は、位相検出回路12とローパスフィルタ15との間に接続され、第1クロック信号CLK1と第2クロック信号CLK2との位相差ΔΦに応じた信号V1を積分する積分回路13と、積分回路13の出力V2を予め定めた基準値Vrefと比較し、比較結果を出力する比較回路14とを具備している。
その結果、DLL回路を集積化しても、制御信号Vcにオフセットが生じないので、スタティックフェイズエラーSPEを抑制することができる。
また、複数の遅延要素および積分器を用いるDLL回路に比べて、DLL回路の構成がシンプルなので、耐ノイズ性が向上し、DLL回路を安定して動作させることができる。従って、高精度な同期特性を有するDLL回路10が得られる。
また、複数の遅延要素および積分器を用いるDLL回路に比べて、DLL回路の構成がシンプルなので、耐ノイズ性が向上し、DLL回路を安定して動作させることができる。従って、高精度な同期特性を有するDLL回路10が得られる。
ここでは、ローパスフィルタ15が、抵抗RfとキャパシタC1とを有する一次フィルタである場合について説明したが、2次フィルタとしても構わない。2次フィルタは1次フィルタより急峻な高周波カット特性が得られるので、ノイズ耐性が向上する利点がある。
更に、DLL回路を集積化するにあたって、ローパスフィルタとしてはアナログフィルタよりデジタルフィルタが適している。
デジタルフィルタでは、入力V3がデジタルストリームデータなので、1)フィルタのカットオフ周波数の決定が容易で、安定したカットオフ周波数が得られる(C、Rのバラツキによる影響を受けない)、2)DLL回路のジッタを大きくする要因の第1クロック信号CLK1成分、およびその高調波の通過阻止するノッチフィルタとしての動作が容易であるなどの利点がある。
デジタルフィルタでは、入力V3がデジタルストリームデータなので、1)フィルタのカットオフ周波数の決定が容易で、安定したカットオフ周波数が得られる(C、Rのバラツキによる影響を受けない)、2)DLL回路のジッタを大きくする要因の第1クロック信号CLK1成分、およびその高調波の通過阻止するノッチフィルタとしての動作が容易であるなどの利点がある。
図5は、ローパスフィルタとしてデジタルフィルタを用いたDLL回路の要部を示す回路図である。
図5に示すように、DLL回路40は、積分回路13と可変遅延回路11との間に接続された2次のデジタルフィルタ41と、デジタルフィルタ41のデジタル出力をアナログ電圧に変換して、制御信号Vcを得るためのデジタルアナロク変換回路42とを具備している。
デジタルフィルタ41は、特に限定されないが、例えばシフトレジスタと加算器により構成できる移動平均フィルタなどが簡単で適している。
図5に示すように、DLL回路40は、積分回路13と可変遅延回路11との間に接続された2次のデジタルフィルタ41と、デジタルフィルタ41のデジタル出力をアナログ電圧に変換して、制御信号Vcを得るためのデジタルアナロク変換回路42とを具備している。
デジタルフィルタ41は、特に限定されないが、例えばシフトレジスタと加算器により構成できる移動平均フィルタなどが簡単で適している。
位相検出回路12が、位相周波数比較回路16を有する場合について説明したが、位相比較回路(PD)、例えば、XOR回路やJKフリップフロップなどでも構わない。
積分回路13が、オペアンプ19とキャパシタC1とを有するアナログ回路である場合について説明したが、一定の周期の制御パルスでスイッチを開閉して、キャパシタの充放電を繰り返すスイッチドキャパシタ回路を用いたフィルタなどのデジタル回路とすることも可能である。
スイッチドキャパシタ回路は、セットリングに長い時間を要するが、バラツキに対してロバストであるという特徴を有しているので、アナログ系の積分回路13に比べて動作速度より精度が求められる場合に適している。
スイッチドキャパシタ回路は、セットリングに長い時間を要するが、バラツキに対してロバストであるという特徴を有しているので、アナログ系の積分回路13に比べて動作速度より精度が求められる場合に適している。
位相検出回路12、積分回路13、比較回路14およびローパスフィル15は、PLL(Phase Locked Loop)回路に適用することも可能である。
その場合、可変遅延回路11の代わりに、VCO(Voltage Controlled Oscillator)をローパスフィル15の後に接続すれば良い。
その場合、可変遅延回路11の代わりに、VCO(Voltage Controlled Oscillator)をローパスフィル15の後に接続すれば良い。
本発明の実施例2に係るDLL回路について、図6を用いて説明する。図6はDLL回路の要部を示す図である。本実施例において、上記実施例1と同一の構成部分には同一符号を付してその部分の説明は省略し、異なる部分について説明する。
本実施例が実施例1と異なる点は、制御信号を電流に変換してローパスフィルタから可変遅延回路へ伝送するようにしたことにある。
本実施例が実施例1と異なる点は、制御信号を電流に変換してローパスフィルタから可変遅延回路へ伝送するようにしたことにある。
即ち、図6に示すように、本実施例のDLL回路50は、ローパスフィルタ15と可変遅延回路11との間に、ローパスフィルタ15の出力電圧(制御信号Vc)を電流Icに変換する電圧電流変換回路51と、電流Icを伝送する電流路52と、電流路52により伝送された電流Icを電圧に変換し、再び制御信号Vcとして可変遅延回路11に出力する電流電圧変換回路53と、を具備している。
DLL回路50を集積化する際に、レイアウトの関係からローパスフィルタ15と可変遅延回路11とを接続する配線が種々引き回されると、配線にノイズが混入し可変遅延回路11の動作に影響を及ぼす恐れがある。
DLL回路50では、制御信号Vcを電流Icに変換して伝送しているので、レイアウトの関係から電流路52が種々引き回されても、ノイズによる影響を抑制することが可能である。
電圧電流変換回路51、電流電圧変換回路53は、周知のように、オペアンプと抵抗とを有する種々の回路構成のものを使用することができる。
以上説明したように、本実施例のDLL回路50は、制御信号Vcを電流Icに変換して伝送し、電流Icを再び制御信号Vcに戻してから可変遅延回路11へ入力しているので、伝送途中のノイズによる影響を抑制することができる利点がある。
10、40、50 DLL回路
11 可変遅延回路
12 位相検出回路
13 積分回路
14 比較回路
15 ローパスフィルタ
16 位相周波数比較回路
17 位相加算回路
18 インバータ
19 オペアンプ
30 チャージポンプ回路
31、32 定電流源
41 デジタルフィルタ
42 DA変換回路
51 電圧電流変換回路
52 電流路
53 電流電圧変換回路
C1、C2、Cf キャパシタ
R1、Rf 抵抗
S1、S2 スイッチ
11 可変遅延回路
12 位相検出回路
13 積分回路
14 比較回路
15 ローパスフィルタ
16 位相周波数比較回路
17 位相加算回路
18 インバータ
19 オペアンプ
30 チャージポンプ回路
31、32 定電流源
41 デジタルフィルタ
42 DA変換回路
51 電圧電流変換回路
52 電流路
53 電流電圧変換回路
C1、C2、Cf キャパシタ
R1、Rf 抵抗
S1、S2 スイッチ
Claims (3)
- 第1クロック信号が入力され、前記第1クロック信号を遅延した第2クロック信号を出力するとともに、制御信号により遅延時間が可変される可変遅延回路と、
前記第1クロック信号および前記第2クロック信号が入力され、前記第1クロック信号と前記第2クロック信号との位相を比較して、その位相差に応じた信号を出力する位相検出回路と、
前記位相検出回路の出力を積分する積分回路と、
前記積分回路の出力を予め定めた基準値と比較し、比較結果を出力する比較回路と、
前記比較回路の出力を平均化し、高周波成分を除去した信号を、前記制御信号として前記可変遅延回路に出力するローパスフィルタと、
を具備することを特徴とするDLL回路。 - 前記ローパスフィルタが、2次以上のデジタルフィルタであることを特徴とする請求項1に記載のDLL回路。
- 前記ローパスフィルタと前記可変遅延回路との間に、前記ローパスフィルタから出力される電圧を電流に変換する電圧電流変換回路と、前記電流を伝送する電流路と、前記電流路により伝送された電流を電圧に変換し、前記制御信号として前記可変遅延回路に出力する電流電圧変換回路と、を具備することを特徴とする請求項1に記載のDLL回路。
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Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2020039551A1 (ja) * | 2018-08-23 | 2020-02-27 | 三菱電機エンジニアリング株式会社 | 動作変動検出装置および異常判定システム |
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2008
- 2008-08-27 JP JP2008218357A patent/JP2010056758A/ja active Pending
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2020039551A1 (ja) * | 2018-08-23 | 2020-02-27 | 三菱電機エンジニアリング株式会社 | 動作変動検出装置および異常判定システム |
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