JP2010034618A - Pll回路、無線端末装置およびpll回路の制御方法 - Google Patents
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- 238000000034 method Methods 0.000 title claims description 19
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims abstract description 45
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims abstract description 29
- 230000003321 amplification Effects 0.000 claims abstract description 22
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 claims abstract description 22
- 230000008859 change Effects 0.000 claims abstract description 9
- 230000001186 cumulative effect Effects 0.000 claims description 36
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 claims description 9
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 10
- 238000003708 edge detection Methods 0.000 description 10
- 230000008569 process Effects 0.000 description 9
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 6
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 5
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 5
- 238000010606 normalization Methods 0.000 description 5
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 3
- 230000002238 attenuated effect Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 229920000729 poly(L-lysine) polymer Polymers 0.000 description 1
- 238000013139 quantization Methods 0.000 description 1
- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 1
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 1
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Abstract
【課題】ディジタル制御される発振器を有するPLL回路において、ループ利得を切り替える際に生じるオフセットを補償し、高速にロックさせることが可能なPLL回路を提供すること。
【解決手段】基準周波数の各周期において、ディジタル値に変換された分周比の累積加算値と、ディジタル値を用いて制御される発振器からの発振信号の累積加算値とを比較する位相比較部と、利得を可変させる可変利得増幅部を備え、位相比較部の出力を任意の設定値に収束させるデータ変換部と、位相比較部の出力を用いて可変利得増幅部の利得の変化によって生じるオフセットを検出するオフセット検出部と、オフセット検出部で検出されたオフセットを、可変利得増幅部の利得が変化するタイミングで補償するオフセット補償部と、を含む、PLL回路が提供される。
【選択図】図1
【解決手段】基準周波数の各周期において、ディジタル値に変換された分周比の累積加算値と、ディジタル値を用いて制御される発振器からの発振信号の累積加算値とを比較する位相比較部と、利得を可変させる可変利得増幅部を備え、位相比較部の出力を任意の設定値に収束させるデータ変換部と、位相比較部の出力を用いて可変利得増幅部の利得の変化によって生じるオフセットを検出するオフセット検出部と、オフセット検出部で検出されたオフセットを、可変利得増幅部の利得が変化するタイミングで補償するオフセット補償部と、を含む、PLL回路が提供される。
【選択図】図1
Description
本発明は、PLL回路、無線端末装置およびPLL回路の制御方法に関し、より詳細には、ループ利得を切り換える際に発生するオフセットを補償するPLL回路、無線端末装置およびPLL回路の制御方法に関する。
無線通信端末では、搬送波周波数を正確な周波数にロックさせておくためにPLL(Phase Locked Loop)回路が用いられる。近年、半導体プロセスの微細化に伴って、アナログ電圧で制御する電圧制御発振器(Voltage Controlled Oscillator;VCO)を、ディジタル制御発振器(Digital Controlled Oscillator;DCO)に置き換えた構成が着目されつつある。
従来のVCOを用いたPLL回路では、基準クロックとVCO出力を分周したクロックとの間の位相差を、位相比較器を用いて比較していた。ここで一般的な位相比較器としては、位相差を、アップ、ダウン、アップ+ダウンの3状態のパルス幅に変換する回路が用いられ、このパルスを用いてチャージ・ポンプ回路の電流源を制御して、出力される電流をループフィルタで電圧に変換して、VCOを制御していた。
一方、図5(R.B.Staszewski et al., “All-Digital Phase-Domain TX
Frequency Synthesizer for Bluetooth Radios in 0.13um CMOS, ISSCC2004 Digestからの引用)に示したように、近年着目されているDCOを用いたADPLL(All−Digital PLL)回路の例では、位相差に相当する時間差のFractional成分をTime−to−Digital Converter(TDC)回路で、Integer成分をアキュムレータ回路でディジタル値に変換し、検出したこれらの位相差に相当するディジタル値を様々な手法でフィードバックして、DCOをディジタル的に制御している。
Frequency Synthesizer for Bluetooth Radios in 0.13um CMOS, ISSCC2004 Digestからの引用)に示したように、近年着目されているDCOを用いたADPLL(All−Digital PLL)回路の例では、位相差に相当する時間差のFractional成分をTime−to−Digital Converter(TDC)回路で、Integer成分をアキュムレータ回路でディジタル値に変換し、検出したこれらの位相差に相当するディジタル値を様々な手法でフィードバックして、DCOをディジタル的に制御している。
R.B.Staszewski etal., "All-Digital Phase-Domain TX Frequency Synthesizerfor Bluetooth Radios in 0.13um CMOS, ISSCC2004 Digest
PLL回路に対しては、出力周波数が安定するまでの時間(ロックアップタイム)を高速化させ、かつ、位相雑音を低減させたいという、相反する要求がある。PLL回路のように負帰還を利用したシステムでは、ループ帯域を広げることで、出力周波数が安定するまでの時間、すなわち収束に要する時間を高速化できる。しかし、ループ帯域を広げると、近傍の雑音は減衰させることができないという問題が生じる。そこで、PLL回路においては、かかる要求を満たすために、要求される時間内に精度良く収束させるようにループ利得を切り替える方法が一般的に行われている。
しかし、PLL回路においてループ利得を切り替える方法を行うと、ループ利得を切り替える際にオフセットが発生してしまう。従って、このループ利得の切り替えの際に生じるオフセットにより、PLL回路のロックアップタイムが長くなってしまうという問題があった。
そこで、本発明は、上記問題に鑑みてなされたものであり、本発明の目的とするところは、ディジタル制御される発振器を有するPLL回路において、ループ利得を切り替える際に生じるオフセットを補償し、高速にロックさせることが可能な、新規かつ改良されたPLL回路、無線端末装置およびPLL回路の制御方法を提供することにある。
上記課題を解決するために、本発明のある観点によれば、基準周波数の各周期において、ディジタル値に変換された分周比の累積加算値と、ディジタル値を用いて制御される発振器からの発振信号のクロック数の累積加算値とを比較する位相比較部と、利得を可変させる可変利得増幅部を備え、位相比較部の出力を任意の設定値に収束させるデータ変換部と、位相比較部の出力を用いて可変利得増幅部の利得の変化によって生じるオフセットを検出するオフセット検出部と、オフセット検出部で検出されたオフセットを、可変利得増幅部の利得が変化するタイミングで補償するオフセット補償部と、を含む、PLL回路が提供される。
かかる構成によれば、位相比較部は、基準周波数の各周期において、ディジタル値に変換された分周比の累積加算値とディジタル値を用いて制御される発振器からの発振信号のクロック数の累積加算値とを比較することで位相を比較し、可変利得増幅部はPLL回路のループ利得を可変させる。そして、データ変換部は位相比較部の出力を任意の設定値に収束させ、オフセット検出部は位相比較部の出力を用いて可変利得増幅部の利得の変化によって生じるオフセットを検出し、オフセット補償部はオフセット検出部で検出されたオフセットを、可変利得増幅部の利得が変化するタイミングで補償する。その結果、ディジタル制御される発振器を有するPLL回路において、ループ利得を切り替える際に生じるオフセットを検出し、検出したオフセットを補償することで、高速にロックさせることができる。
オフセット検出部は、位相比較部の出力から任意の設定値を減算してオフセットを検出してもよい。
データ変換部は、位相比較部の出力を増幅する第1可変利得増幅部と、第1可変利得増幅部の出力に分周比を加算する加算部と、第1可変利得増幅部と同一の利得を有し、設定値を増幅する第2可変利得増幅部と、第1加算部の出力から第2可変利得増幅部の出力を減算する減算部と、減算部の出力に、基準周波数を発振器の変換利得で除した値を乗じる乗算部と、を含んでいてもよい。
周波数変調成分に相当する値を分周比に加算するとともに該周波数変調成分に相当する値をデータ変換部に出力する周波数変調成分出力部をさらに含んでいてもよい。
また、上記課題を解決するために、本発明の別の観点によれば、上記PLL回路を備えることを特徴とする、無線端末装置が提供される。
また、上記課題を解決するために、本発明の別の観点によれば、基準周波数の各周期において、ディジタル値に変換された分周比の累積加算値と、ディジタル値を用いて制御される発振器からの発振信号のクロック数の累積加算値とを比較する位相比較ステップと、利得を可変させる可変利得増幅部を備えるデータ変換部により、位相比較ステップの出力を任意の設定値に収束させるデータ変換ステップと、位相比較ステップの出力を用いて可変利得増幅部の利得の変化によって生じるオフセットを検出するオフセット検出ステップと、オフセット検出ステップで検出されたオフセットを、可変利得増幅部の利得が変化するタイミングで補償するオフセット補償ステップと、を含む、PLL回路の制御方法が提供される。
以上説明したように本発明によれば、ディジタル制御される発振器を有するPLL回路において、ループ利得を切り替える際に生じるオフセットを補償し、高速にロックさせることが可能な、新規かつ改良されたPLL回路およびPLL回路のオフセット補償方法を提供することができる。
以下に添付図面を参照しながら、本発明の好適な実施の形態について詳細に説明する。なお、本明細書及び図面において、実質的に同一の機能構成を有する構成要素については、同一の符号を付することにより重複説明を省略する。
また、以下の順序に従って本発明の好適な実施の形態について詳細に説明する。
〔1〕従来のADPLL回路の構成及び動作
〔2〕本発明の第1の実施形態に係るPLL回路の構成及び動作
〔3〕本発明の第1の実施形態の変形例
〔4〕本発明の第2の実施形態に係る通信装置の構成
〔1〕従来のADPLL回路の構成及び動作
〔2〕本発明の第1の実施形態に係るPLL回路の構成及び動作
〔3〕本発明の第1の実施形態の変形例
〔4〕本発明の第2の実施形態に係る通信装置の構成
〔1〕従来の従来のADPLL回路の構成及び動作
まず、本発明の好適な実施の形態について詳細に説明する前に、ループ利得を切り替えることで精度良く収束させることを目的とした、従来のADPLL回路の構成及び動作について説明する。
まず、本発明の好適な実施の形態について詳細に説明する前に、ループ利得を切り替えることで精度良く収束させることを目的とした、従来のADPLL回路の構成及び動作について説明する。
図6は、ループ利得を切り替える機能を有する、従来のADPLL回路の一例を示す説明図である。図6に示したADPLL回路10は、基準周波数発振器12と、アキュムレータ13と、累積クロック数検出部14と、DCO15と、第1加算器16と、データ変換部17と、を含んで構成される。そして、データ変換部17は、第1可変利得増幅回路21と、第2加算器22と、第2可変利得増幅回路23と、第3加算器24と、乗算器25と、を含んで構成される。ADPLL回路10は、制御信号G_SWにより、2つの可変利得増幅回路21、23の利得1/2mの乗数mを変えることで、ループ利得を切り替える構成をとっている。
図6に示したADPLL回路10の動作について簡単に説明する。アキュムレータ13は、基準周波数発振器12から出力されるクロックをトリガとして分周比の累積加算処理を行う。累積クロック数検出部14は、基準周波数発振器12から出力されるクロックをトリガとしてDCO105から出力されるクロックの数の累積加算値を保持する。アキュムレータ13における累積加算処理の結果は累積加算値として第1加算器16に送られ、累積クロック数検出部14の出力値が減算される。
第1加算器16の出力は第1可変利得増幅回路21で1/2m倍に増幅され、第2加算器22でfRF/fREFが加算される(なお、fRFはDCOの発振周波数であり、fREFは基準周波数である)。そして、第1可変利得増幅回路23で1/2m倍に増幅された設定値Aが第3加算器24で減算され、乗算器25でfREF/kDCOが乗算されることで、DCO15の制御データDが生成される。
ここで、乗算器25でfREF/kDCOを乗算して、DCO15の変換利得が理想的に正規化される場合、乗算器25の入力は分周比と等価なfRF/fREFに収束する(なお、kDCOはDCO15の変換利得である)。よって、第1加算器16の出力は、第2可変利得増幅回路23に入力する設定値Aに収束する。例えば、第1加算器16の整数部が10ビットのunsigned(符号なし)データで表現されるならば、設定値Aとして中点の512を用いることで、第1加算器16の可変範囲の中点に安定して収束させることができる。
また、第1可変利得増幅回路21および第2可変利得増幅回路23の利得を、制御信号G_SWにより1/2M1から1/2M2に切り替えた場合において(なお、M1<M2とする)、DCO15の変換利得が理想的に正規化されていれば、第1可変利得増幅回路21の出力は、第2可変利得増幅回路23の出力によって、常にキャンセルされることになる。従って、DCO15を正規化するための乗算器25の入力は、不連続が生じることなく、分周比fRF/fREFへの収束を維持する。
しかし、DCO15の変換利得が理想的に正規化されていない場合には、乗算器25の入力に不連続性が生じる場合がある。図7Aおよび図7Bは、図6に示したADPLL回路10において、DCO15の変換利得の正規化に誤差が含まれている場合の一例を示す説明図である。kDCO’はkDCOに対して誤差を含んでいる値であるとすると、fREF/kDCO’を乗算したDCOの変換利得の正規化についても誤差を含んだものとなる。よって、乗算器25の入力は、分周比fRF/fREFにオフセットが含まれた値(オフセットの値を仮にaとする)に収束することになる。
図7Aに示した例では、第1可変利得増幅回路21および第2可変利得増幅回路23の利得は1/2M1に設定され、乗算器の入力はfRF/fREF+aに収束している。この状態から、図7Bに示したように、第1可変利得増幅回路21および第2可変利得増幅回路23の利得を1/2M2に切り替えると、第1可変利得増幅回路21の出力はA/2M2+2M1−M2・aになり、乗算器25の入力はfRF/fREF+2M1−M2・aに変化する。
図7Aおよび図7Bに示したADPLL回路10は、最終的に乗算器25の入力が(fRF/fREF+a)に収束するように動作してしまう。従って、従来のADPLL回路10においては、第1可変利得増幅回路21および第2可変利得増幅回路23の利得を切り替える際に発生するオフセット分(2M1−M2−1)・aにより、収束に要する時間が長くなってしまうという問題があった。
以下においては、かかる問題を解決するために、ディジタル制御される発振器を備えるPLL回路において、ループ利得を切り替えた際に発生するオフセットを補償することで高速ロックを実現する、本発明の第1の実施形態にかかるPLL回路の構成について説明する。
〔2〕本発明の第1の実施形態に係るPLL回路の構成及び動作
まず、本発明の第1の実施形態にかかるPLL回路の構成について説明する。図1は、本発明の第1の実施形態にかかるPLL回路100の構成について説明する説明図である。以下、図1を用いて本発明の第1の実施形態にかかるPLL回路100の構成について説明する。
まず、本発明の第1の実施形態にかかるPLL回路の構成について説明する。図1は、本発明の第1の実施形態にかかるPLL回路100の構成について説明する説明図である。以下、図1を用いて本発明の第1の実施形態にかかるPLL回路100の構成について説明する。
図1に示したように、本発明の第1の実施形態にかかるPLL回路100は、分周比設定部101と、基準周波数発振器102と、アキュムレータ103と、累積クロック数検出部104と、DCO105と、第1加算器106と、データ変換部107と、第2加算器108と、オフセット量変換部109と、エッジ検出部110と、スイッチ111と、第3加算器112と、を含んで構成される。
そして、データ変換部107は、第1可変利得増幅回路121と、第4加算器122と、第2可変利得増幅回路123と、第5加算器124と、乗算器125と、を含んで構成される。
分周比設定部101は、PLL回路100の分周比を設定するものである。分周比設定部101で設定される分周比の情報はアキュムレータ103に送られて、アキュムレータ103における累積加算処理に用いられる。基準周波数発振器102は、基準周波数fREFで発振する発振器である。基準周波数発振器102において生成された基準周波数fREFのクロックは、アキュムレータ103、累積クロック数検出部104及びエッジ検出部110に出力する。
アキュムレータ103は、分周比設定部101から送られてくる分周比の情報に基づいて、基準周波数発振器102から出力される基準周波数のクロックをトリガとして分周比の累積加算処理を行う。すなわち、アキュムレータ103は、1クロックごとに加算処理を実行する。アキュムレータ103における累積加算処理の結果は累積加算値として第1加算器106に送られ、累積クロック数検出部104の出力値が減算される。
累積クロック数検出部104は、DCO105から出力されるクロックの数を累積加算するものである。累積クロック数検出部104は、基準周波数発振器102から出力されるクロックをトリガとしてDCO105の出力クロック数の累積加算値を保持する。すなわち、基準周波数発振器102から出力される基準周波数の1クロックの間にDCO105から出力されるクロック数の累積加算値を保持する。累積クロック数検出部104で保持されたクロック数は、第1加算器106において、アキュムレータ103の累積加算値からの減算処理が行われる。累積クロック数検出部104により、DCO105の出力クロック数の累積クロック数を小数点表示することができる。累積クロック数検出部104としては、例えばクロック数の整数値を検出するカウンタ回路と、小数点部分を補正するTime to Digital Converter回路とが一般的に用いられるが、本発明においてはこれに限定されるものではないことは言うまでもない。
DCO105は、ディジタル制御される発振器であり、発振周波数fRFで発振する発振器である。DCO105で生成されるクロックはPLL回路100の外部に出力される他、累積クロック数検出部104に送られて、上述したように出力されるクロックの数が累積加算される。
第1加算器106は、アキュムレータ103から出力されるアキュムレータ103の累積加算値から、累積クロック数検出部104から出力される累積クロック数検出部104の累積加算値を減算し、減算結果を出力するものである。アキュムレータ103の累積加算値から累積クロック数検出部104の累積加算値を減算することで、基準となる信号とDCO105の発振信号との位相を比較することができるので、第1加算器106は本発明の位相比較部の一例として機能する。第1加算器106では、基準周波数fREFの各周期において、分周比設定部101で設定した分周比の累積加算値から、DCO105の出力クロックの小数点表示された累積クロック数を減算する処理が行われる。第1加算器106の出力はデータ変換部107に送られると共に、第2加算器108へも送られる。
ディジタル制御されるPLL回路の場合、第1加算器106における減算処理は、ディジタル値に変換された分周比の累積加算値から小数点表示された発振周波数のクロック数の累積加算値を減算する処理になる。従って、可変レンジは第1加算器106のビット数で制限される。第1加算器106の出力が10ビットのunsignedデータで表現されるならば、設定値Aとして中点の512を用いることで、第1加算器106の可変範囲の中点に安定して収束させることができる。
データ変換部107は、第1加算器106における減算処理の結果を変換して、DCO105の制御データを生成するものである。データ変換部107では、乗算器125の出力を分周比と等価な値に収束させるために、乗算器125において基準周波数値fREFをDCO105の変換利得kDCO’で除した係数を乗算する。以下、データ変換部107の各部の構成について説明する。
第1可変利得増幅回路121は、増幅利得を変えることができる増幅回路である。第1可変利得増幅回路121は、第1加算器106における減算処理の結果を入力し、入力されたものを1/2m倍(mは整数)して出力するものである。第1可変利得増幅回路121の増幅利得は、制御信号G_SWによってmの値が制御されることによって変化する。第1可変利得増幅回路121の出力は第4加算器122に送られる。
第4加算器122は、第1加算器106の出力を所望の設定値Aに収束させるために、第1可変利得増幅回路121の出力と、分周比(fRF/fREF)と等価な値とを加算して出力するものである。第4加算器122の出力は第5加算器124に送られる。
第2可変利得増幅回路123は、第1可変利得増幅回路121と同様に、増幅利得を変えることができる増幅回路である。第2可変利得増幅回路123は、収束させたい所望の設定値Aを1/2m倍(mは整数)して出力するものである。第2可変利得増幅回路123の増幅利得は、第1可変利得増幅回路121の増幅利得と同様に、制御信号G_SWによってmの値が制御されることによって変化する。第2可変利得増幅回路123の出力は第5加算器124に送られる。
第5加算器124は、第4加算器122の出力から第2可変利得増幅回路123の出力を減算し、減算結果を出力するものである。第5加算器124の出力は乗算器125に送られて、基準周波数値fREFをDCO105の変換利得kDCO’で除した係数と乗算される。
乗算器125は、上述したように、第5加算器124の出力に、基準周波数値fREFをDCO105の変換利得kDCO’で除した係数を乗算して、DCO105の制御データDを生成する。基準周波数値fREFをDCO105の変換利得kDCO’で除した係数を乗算器125で乗算することで、乗算器125の出力を分周比と等価な値に収束させることができる。
ここで、DCO105の変換利得kDCO’がDCO105の変換利得の理想値kDCOと一致していれば、第1加算器106の出力は、データ変換部107に入力される設定値Aに完全に一致する。しかし、DCO105の変換利得kDCO’に誤差が含まれていると、所定のオフセット量が発生する。そこで、このオフセット量を検出してオフセットを補償することができれば、設定値へ収束するまでの時間を短縮することができる。以上、データ変換部107の各部の構成について説明した。
第2加算器108は、第1加算器106の出力から所望の設定値Aを減算して出力するものである。ここで、第2加算器108減算する値Aは、第2可変利得増幅回路123に入力される設定値Aと同一の値である。従って、第2加算器108減算する値Aは既知の値である。第2加算器108で第1加算器106の出力から、既知である所望の設定値Aを減算することで、オフセット量を検出することができる。従って、第2加算器108は本発明のオフセット検出部の一例として機能する。第2加算器108で検出されたオフセット量はオフセット量変換部109に送られる。
オフセット量変換部109は、第2加算器108において、第1加算器106の出力から、既知である所望の設定値Aを減算することで検出されたオフセット量を時間平均して出力するものである。オフセット量変換部109の出力で得られる値は、下記の数式(1)の通りである。
なお、上記の数式(1)において、A’は利得を切り替える前の第1加算器106の出力を表し、1/2M1は利得を切り替える前の第1可変利得増幅回路121および第2可変利得増幅回路123の利得を表す。また、1/2M2は利得を切り替えた後の第1可変利得増幅回路121および第2可変利得増幅回路123の利得を表している。上記数式(1)で表されるオフセット量変換部109の出力Xは、スイッチ111を介して第3加算器112に送られる。
エッジ検出部110は、制御信号G_SWが切り替わるタイミングを検出するものである。すなわち、エッジ検出部110は、第1可変利得増幅回路121および第2可変利得増幅回路123に入力される制御信号G_SWが、LOW状態からHIGH状態に切り替わったことを検出するものである。エッジ検出部110は、基準周波数発振器102から出力されるクロックをトリガとして、制御信号G_SWが切り替わるタイミングを検出する。
エッジ検出部110で制御信号G_SWの切り替わりを検出すると、スイッチ111の端子をオフセット量変換部109側への接続の切り替えを、エッジ検出部110から制御する。制御信号G_SWの切り替わりを検出した時点でスイッチ111の端子をオフセット量変換部109側へ接続するように切り替えることで、制御信号G_SWが切り替わった時点でのみ、分周比設定部101で設定された分周比にオフセット量変換部109の出力Xが加算された値をアキュムレータ103に入力することができる。なお、オフセットの補償をアキュムレータ103に反映させるために、エッジ検出部110の出力は、基準周波数の1周期分保持されるように出力することが望ましい。
第3加算器112は、分周比設定部101で設定された分周比に対する加算処理を行うものである。通常時(すなわち、制御信号G_SWが変化していない場合)は、スイッチ111の端子は“0”側に接続されている。従って、分周比設定部101で設定された分周比は、第3加算器112で何も加算されずにそのまま出力される。一方、制御信号G_SWが切り替わると、上述したように、エッジ検出部110において制御信号G_SWの切り替わりを検出する。エッジ検出部110が制御信号G_SWの切り替わりを検出すると、エッジ検出部110はスイッチ111の端子をオフセット量変換部109側へ接続するように切り替える。従って、分周比設定部101で設定された分周比は、制御信号G_SWが切り替わったタイミングで、第3加算器112においてオフセット量変換部109の出力Xが加算されて出力される。従って、第3加算器112は、本発明のオフセット補償部の一例として機能する。
従って、制御信号G_SWが切り替わったタイミングでのみ、分周比設定部101で設定された分周比に、オフセット量変換部109の出力Xが加算された値がアキュムレータ103に入力される。このようにPLL回路100を動作させることで、本発明の第1の実施形態にかかるPLL回路100は、ディジタル制御される発振器の変換利得の正規化誤差に起因する、ループ利得切り替えの際に発生するオフセットを補償することができる。
以上、図1を用いて本発明の第1の実施形態にかかるPLL回路100の構成について説明した。なお、図1で示したデータ変換部107は、DCO105の変換利得kDCO’が理想的な値(kDCO)である場合に、乗算器125の入力が分周比と等価な値に収束し、かつ、第1加算器106の出力が設定値Aに収束することが重要である。従って、本発明においてはかかる要件を満たしていれば、データ変換部の構成は本実施形態の構成に限定されないことは言うまでもない。
次に、従来のADPLL回路の収束特性と、本発明の第1の実施形態にかかるPLL回路100の収束特性との違いについてグラフを用いて説明する。図2Aは、図6に示した従来のADPLL回路の収束特性についてグラフで示す説明図であり、図2Bは、図1に示したPLL回路100の収束特性についてグラフで示す説明図である。
図2Aおよび図2Bに示したグラフは、上段のグラフは制御信号G_SWの切り替わりについて示しており、下段のグラフは、図2Aにおいては加算器24の出力が、図2Bにおいては第5加算器124の出力Nが、それぞれ収束する様子について示したものである。
図2Aと図2Bとを比較すると、PLL回路100は従来のADPLL回路と比較して、第5加算器124の出力Nが収束するまでに要する時間がおよそ5μ秒ほど短縮されていることが分かる。従来においては、この5μ秒程度の収束の遅延は問題とはならなかった。しかし、使用する周波数の帯域が拡大するにつれて、回路を高速に動作させる要求が高まり、従来では問題とならなかった収束の遅延も無視できなくなってきている。
従って、本発明の第1の実施形態にかかるPLL回路100は、従来のADPLL回路と比較して、第5加算器124の出力Nが収束するまでに要する時間を短縮することで、高速なロックを実現することができる。また、第1可変利得増幅回路121は、第1加算器106の出力に現れるディジタル特有の量子化誤差に起因する位相誤差を減衰する方向に動作するので、位相雑音の低減にも貢献する。従って、本発明の第1の実施形態にかかるPLL回路100は、ロックアップタイムを高速化させ、かつ、位相雑音を低減させることできる。
〔3〕本発明の第1の実施形態の変形例
次に、本発明の第1の実施形態の変形例について説明する。図3は、本発明の第1の実施形態の変形例にかかるPLL回路100aの構成について説明する説明図である。以下、図3を用いて本発明の第1の実施形態の変形例にかかるPLL回路100aの構成について説明する。
次に、本発明の第1の実施形態の変形例について説明する。図3は、本発明の第1の実施形態の変形例にかかるPLL回路100aの構成について説明する説明図である。以下、図3を用いて本発明の第1の実施形態の変形例にかかるPLL回路100aの構成について説明する。
図3に示したPLL回路100aは、DCO105に直接周波数変調を施すために、図1に示したPLL回路100と比較して、周波数変調成分出力部151と、第6加算器152と、第7加算器153とが追加されている。以下、図1に示したPLL回路100と比較して、図3において追加された構成について説明する。
周波数変調成分出力部151は、DCO105に直接周波数変調を施すための周波数変調成分を入力するものである。周波数変調成分出力部151から出力される周波数変調成分は第6加算器152に送られ、第5加算器124の出力と加算される。
第6加算器152は、第5加算器124の出力と、周波数変調成分出力部151から出力される周波数変調成分とを加算するものである。第6加算器152の加算結果はDCO105に出力される。
第7加算器153は、分周比設定部101から出力される分周比と、周波数変調成分出力部151から出力される周波数変調成分とを加算して出力するものである。第7加算器153において、分周比と周波数変調成分とを加算して出力することで、累積クロック数検出部104で検出される変調波成分をキャンセルすることができる。
以上、図3において追加された構成について説明した。このように、DCOに直接周波数変調を施すようなPLL回路においても、第1可変利得増幅回路121および第2可変利得増幅回路123の利得を切り替えた際に発生するオフセットに起因した不連続を低減して、高速なロックを実現することができる。
〔4〕本発明の第2の実施形態に係る通信装置の構成
図4は、本発明の第2の実施形態にかかる無線端末装置200の構成について説明する説明図である。以下、図4を用いて本発明の第2の実施形態にかかる無線端末装置200の構成について説明する。
図4は、本発明の第2の実施形態にかかる無線端末装置200の構成について説明する説明図である。以下、図4を用いて本発明の第2の実施形態にかかる無線端末装置200の構成について説明する。
図4に示したように、本発明の第2の実施形態にかかる無線端末装置200は、ベースバンド回路(Base−band BLOCK)201と、送受信モジュール202と、アンテナ共用器203と、電波を送受信するアンテナ204と、を含んで構成される。
ベースバンド回路201は、ベースバンド信号を扱う回路であり、送受信モジュール202との間で信号の授受を行う。送受信モジュール202は、ベースバンド回路201との間で信号の授受を行って信号処理を行う。アンテナ共用器203は、送受信モジュール202との間で信号の授受を行う。アンテナ204は、電波の送受信を行う。
また、送受信モジュール202は、送信系と受信系に分けられ、送信系はディジタルPLL211と、発振器212と、増幅器613と、を含んで構成され、受信系は、ディジタルPLL221と、発振器222と、増幅器223と、ダウンコンバータ224と、ローパスフィルタ225と、可変利得変換器226と、を含んで構成される。
ここで、図4に示したディジタルPLL211、221に、例えば図1または図3に示した、本発明の第1の実施形態にかかるPLL回路100、100aのいずれかを適用することができる。PLL回路100、100aのいずれかを無線端末装置200に適用することで、無線端末装置200は、上述した各実施形態の効果を有することができる。つまり、本発明の第2の実施形態にかかる無線端末装置200は、可変利得増幅回路の利得を切り替えた際に発生するオフセットに起因した不連続を低減して、高速なロックを実現することができる。
なお、図4に示した無線端末装置200の構成は、あくまで一例であり、かかる例に限定されないことは言うまでもない。ディジタルPLLを用いる装置であれば本発明のPLL回路を適用することが可能であり、そのようなPLL回路として、例えば上述した本発明の第1の実施形態にかかるPLL回路100、100aのいずれかを適用することができる。
以上、添付図面を参照しながら本発明の好適な実施形態について説明したが、本発明は係る例に限定されないことは言うまでもない。当業者であれば、特許請求の範囲に記載された範疇内において、各種の変更例または修正例に想到し得ることは明らかであり、それらについても当然に本発明の技術的範囲に属するものと了解される。
本発明は、PLL回路、無線端末装置およびPLL回路の制御方法に関し、特に、ループ利得を切り換える際に発生するオフセットを補償するPLL回路、無線端末装置およびPLL回路の制御方法に適用可能である。
100 PLL回路
101 分周比設定部
102 基準周波数発振器
103 アキュムレータ
104 累積クロック数検出部
105 DCO
106 第1加算器
107 データ変換部
108 第2加算器
109 オフセット量変換部
110 エッジ検出部
111 スイッチ
112 第3加算器
121 第1可変利得増幅回路
122 第4加算器
123 第2可変利得増幅回路
124 第5加算器
125 乗算器
151 周波数変調成分出力部
152 第6加算器
153 第7加算器
101 分周比設定部
102 基準周波数発振器
103 アキュムレータ
104 累積クロック数検出部
105 DCO
106 第1加算器
107 データ変換部
108 第2加算器
109 オフセット量変換部
110 エッジ検出部
111 スイッチ
112 第3加算器
121 第1可変利得増幅回路
122 第4加算器
123 第2可変利得増幅回路
124 第5加算器
125 乗算器
151 周波数変調成分出力部
152 第6加算器
153 第7加算器
Claims (6)
- 基準周波数の各周期において、ディジタル値に変換された分周比の累積加算値と、ディジタル値を用いて制御される発振器からの発振信号のクロック数の累積加算値とを比較する位相比較部と、
利得を可変させる可変利得増幅部を備え、前記位相比較部の出力を任意の設定値に収束させるデータ変換部と、
前記位相比較部の出力を用いて前記可変利得増幅部の利得の変化によって生じるオフセットを検出するオフセット検出部と、
前記オフセット検出部で検出されたオフセットを、前記可変利得増幅部の利得が変化するタイミングで補償するオフセット補償部と、
を含む、PLL回路。 - 前記オフセット検出部は、前記位相比較部の出力から前記任意の設定値を減算してオフセットを検出する、請求項1に記載のPLL回路。
- 前記データ変換部は、
前記位相比較部の出力を増幅する第1可変利得増幅部と、
前記第1可変利得増幅部の出力に分周比を加算する加算部と、
前記第1可変利得増幅部と同一の利得を有し、設定値を増幅する第2可変利得増幅部と、
前記第1加算部の出力から前記第2可変利得増幅部の出力を減算する減算部と、
前記減算部の出力に、基準周波数を前記発振器の変換利得で除した値を乗じる乗算部と、
を含む、請求項1に記載のPLL回路。 - 周波数変調成分に相当する値を前記分周比に加算するとともに該周波数変調成分に相当する値を前記データ変換部に出力する周波数変調成分出力部をさらに含む、請求項1に記載のPLL回路。
- 請求項1〜4のいずれかに記載のPLL回路を備えることを特徴とする、無線端末装置。
- 基準周波数の各周期において、ディジタル値に変換された分周比の累積加算値と、ディジタル値を用いて制御される発振器からの発振信号のクロック数の累積加算値とを比較する位相比較ステップと、
利得を可変させる可変利得増幅部を備えるデータ変換部により、前記位相比較ステップの出力を任意の設定値に収束させるデータ変換ステップと、
前記位相比較ステップの出力を用いて前記可変利得増幅部の利得の変化によって生じるオフセットを検出するオフセット検出ステップと、
前記オフセット検出ステップで検出されたオフセットを、前記可変利得増幅部の利得が変化するタイミングで補償するオフセット補償ステップと、
を含む、PLL回路の制御方法。
Priority Applications (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2008191491A JP2010034618A (ja) | 2008-07-24 | 2008-07-24 | Pll回路、無線端末装置およびpll回路の制御方法 |
US12/496,065 US7948285B2 (en) | 2008-07-24 | 2009-07-01 | PLL circuit, radio terminal device and control method of PLL circuit |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2008191491A JP2010034618A (ja) | 2008-07-24 | 2008-07-24 | Pll回路、無線端末装置およびpll回路の制御方法 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2010034618A true JP2010034618A (ja) | 2010-02-12 |
Family
ID=41568086
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2008191491A Pending JP2010034618A (ja) | 2008-07-24 | 2008-07-24 | Pll回路、無線端末装置およびpll回路の制御方法 |
Country Status (2)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US7948285B2 (ja) |
JP (1) | JP2010034618A (ja) |
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Publication number | Publication date |
---|---|
US20100019812A1 (en) | 2010-01-28 |
US7948285B2 (en) | 2011-05-24 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
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Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20100422 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
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|
A02 | Decision of refusal |
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