JP2010028941A - 回転機の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】中性点が第１の直流電源に接続された電動機の端子を第２の直流電源の正極及び負極のそれぞれに接続するスイッチング素子を備える電力変換回路を操作することで前記電動機の制御量を制御するに際し、トルクに変動が生じること。
【解決手段】指令電圧を操作することで、電動機の各相の相電流の極性の反転を回避する極性反転回避制御を行う。詳しくは、相電流がゼロとなる点に対する相電流の振幅中心である電流オフセット量が相電流の振幅値以上となるようにフィードバック制御すべく、指令電圧を操作する。これは、振幅値よりも電流オフセット量の方が小さい場合、指令電圧を負側にオフセット操作することで行うことができる。
【選択図】 図１２

Description

本発明は、中性点が第１の直流電源に接続された回転機の端子を第２の直流電源の正極及び負極のそれぞれに接続するスイッチング素子を備える電力変換回路を操作することで前記回転機の制御量を制御して且つ、前記回転機の全相の端子を前記第２の直流電源の正極側及び負極側のそれぞれに接続する期間の比率によって前記第２の直流電源の電圧を調節する処理を行う回転機の制御装置に関する。

例えば３相電動機に電力を供給する際には、通常、直流電圧を交流電圧に変換する３相インバータが用いられる。これにより、３相電動機の各相に交流電圧を印加することができる。このインバータの出力電圧の最大値は、直流電源の電圧によって制限される。このため、直流電源とインバータとの間に昇圧回路を備えることも周知である。ただし、昇圧回路を備える場合、昇圧回路のスイッチング素子をオンオフ操作するドライバ等を備えることとなり、部品点数の増加も無視できない。

そこで従来は、例えば下記特許文献１に見られるように、３相電動機の中性点に直流電源を接続するとともに、インバータの入力端子にコンデンサを接続することも提案されている。これにより、インバータの操作状態がゼロベクトルとなる期間において、インバータのスイッチング素子、モータの巻き線、及び直流電源の等価回路が、ＤＣＤＣコンバータと同一となる。したがって、２つのゼロベクトル期間であるＶ０ベクトル期間とＶ７ベクトル期間との比率を調節することで、コンデンサの電圧を昇圧することができる。このため、インバータのスイッチング素子の操作のみによって、昇圧動作を行うことができることとなり、部品点数の増加を抑制することができる。
特許第３２２３８４２号公報

ところで、インバータの実際の出力電圧は、所望の電圧に対して誤差を有し得る。その要因としては、インバータにおける電圧降下とデッドタイムとがある。すなわち、インバータにおける電圧降下によって、３相電動機の各端子に印加される電圧が、上記コンデンサの正極又は負極の電位に対してずれたものとなり、これが出力電圧の誤差となる。また、デッドタイム期間においては、電動機の各相の電流の極性に依存してこれら各相がコンデンサの正極又は負極に接続されるため、これが出力電圧の誤差となる。こうした出力電圧の誤差の極性は、３相電動機を流れる電流の極性に依存して反転するものであるため、出力電圧は、そのゼロクロス近傍において歪を生じるおそれがある。そして、この歪は、３相電動機を流れる相電流のゼロクロス近傍において歪を生じさせる要因となる。

一方、上記昇圧動作により３相電動機を流れる相電流の振幅中心は、ゼロに対してずれたものとなる。そしてこの場合、上記ゼロクロス近傍における電流の歪がｑ軸電流の歪を生じさせやすくするため、３相電動機のトルク変動が顕著となるおそれがある。

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、中性点が第１の直流電源に接続された回転機の端子を第２の直流電源の正極及び負極のそれぞれに接続するスイッチング素子を備える電力変換回路を操作することで前記回転機の制御量を制御するに際し、トルクの変動を好適に抑制することのできる回転機の制御装置を提供することにある。

以下、上記課題を解決するための手段、及びその作用効果について記載する。

請求項１記載の発明は、中性点が第１の直流電源に接続された回転機の端子を第２の直流電源の正極及び負極のそれぞれに接続するスイッチング素子を備える電力変換回路を操作することで前記回転機の制御量を制御して且つ、前記回転機の全相の端子を前記第２の直流電源の正極側及び負極側のそれぞれに接続する期間の比率によって前記第２の直流電源の電圧を調節する処理を行う回転機の制御装置において、前記回転機を流れる相電流の振幅中心を相電流がゼロとなる点に対してずらすことで前記相電流の極性の反転を回避する極性反転回避制御を行うべく、前記電力変換回路を操作する操作手段を備えることを特徴とする。

上記発明では、相電流の極性が反転しないために、電力変換回路における電圧降下量やデッドタイムに起因した出力電圧の誤差の極性も反転しない。このため、出力電圧の誤差が相電流の極性に応じて反転することに起因した相電流の歪を解消することができる。したがって、上記発明では、トルクの変動を好適に抑制することができる。

請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記操作手段は、前記回転機に対する指令電圧のオフセット量を操作することで、前記極性反転回避制御を行うことを特徴とする。

指令電圧のオフセット量を増加させるほど、第２の直流電源の電圧の昇圧度合いが大きくなり、第２の直流電源の電圧が上昇する。そしてこれに伴い、スイッチング損失が増大するため、電流のオフセット量が増大する。以上から、指令電圧のオフセット量を操作することで、電流のオフセット量を制御することができることがわかる。

請求項３記載の発明は、請求項２記載の発明において、前記指令電圧のオフセット量を、前記回転機の全相について同一とすることを特徴とする。

上記発明では、オフセット補正の前後で一対の指令電圧の差である線間電圧の変化を回避することができる。この線間電圧はトルクに寄与する電圧であるため、オフセット補正に起因するトルクの変化を好適に回避することができる。

請求項４記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記操作手段は、前記回転機に対するｄ軸電流を操作することで、前記極性反転回避制御を行うことを特徴とする。

ｄ軸電流を増大させると、トルクの生成に寄与しない無効電流が増大する。このため、無効電流分だけ相電流をオフセットさせることができる。したがって、上記発明では、相電流の振幅中心を相電流がゼロとなる点に対して十分にずらす操作を行うことができる。

請求項５記載の発明は、請求項１〜４のいずれか１項に記載の発明において、前記操作手段は、前記回転機を流れる相電流がゼロとなる点に対する前記振幅中心のオフセット量を算出する電流オフセット量算出手段と、前記算出される電流のオフセット量が前記相電流の振幅以上となるように前記電力変換回路を操作する手段とを備えることを特徴とする。

電流のオフセット量がその振幅以上となる場合には、相電流の極性は反転しない。このため、上記発明では、電流のオフセット量が振幅以上となるように制御することで、相電流の極性反転回避制御を好適に実行することができる。

請求項６記載の発明は、請求項５記載の発明において、前記電流オフセット量算出手段は、前記回転機を流れる相電流を２次元座標系の実電流に変換する手段と、該変換された実電流を３相の相電流に変換する手段と、該変換された相電流と前記回転機の実際の相電流との差に基づき、前記電流オフセット量を算出する手段とを備えることを特徴とする。

相電流が２次元座標系に変換されたものは、オフセット電流の影響が排除された電流となる。このため、この電流を再度相電流に変換するなら、相電流がゼロとなる点が振幅中心となる電流に変換されることとなる。そして、この変換後の電流と実際の相電流との差は、常時、オフセット量を表現するものとなる。したがって、上記発明では、電流のオフセット量の算出機会を増加させることができる。

請求項７記載の発明は、請求項５又は６記載の発明において、前記操作手段は、前記回転機を流れる相電流を２次元座標系の実電流に変換する手段と、該変換された実電流ベクトルのノルムに基づき前記相電流の振幅を算出する手段とを更に備えることを特徴とする。

相電流が２次元座標系に変換されてできる電流ベクトルは、そのノルムが、相電流の振幅が一定である限り固定された値となる。このため、ノルムに基づき相電流の振幅を算出することで、振幅の算出機会を増加させることが可能となる。

請求項８記載の発明は、中性点が第１の直流電源に接続された回転機の端子を第２の直流電源の正極及び負極のそれぞれに接続するスイッチング素子を備える電力変換回路を操作することで前記回転機の制御量を制御して且つ、前記回転機の全相の端子を前記第２の直流電源の正極側及び負極側のそれぞれに接続する期間の比率によって前記第２の直流電源の電圧を調節する処理を行う回転機の制御装置において、前記回転機の各相の電流の極性に基づき、前記回転機の各相に対する指令電圧を補正する補正手段を備えることを特徴とする。

電力変換回路の出力電圧は、指令電圧に対し回転機を流れる電流の極性に応じた誤差を生じる。そしてこの誤差が回転機を流れる電流に歪を生じさせる原因となる。ここで、本実施形態では、回転機を流れる電流の極性に応じて指令電圧を補正することで、出力電圧を補正前の指令電圧に高精度に制御することができ、ひいては電流の歪を好適に抑制することができる。したがって、上記発明では、トルクの変動を好適に抑制することができる。

請求項９記載の発明は、請求項８記載の発明において、前記指令電圧の補正は、前記スイッチング素子の入出力端子間の電圧降下による影響を補償するための補正を含むことを特徴とする。

請求項１０記載の発明は、請求項８記載の発明において、前記スイッチング素子の入出力端子間の電圧降下による影響を補償するための補正量を、前記第２の直流電源の電圧に基づき可変設定することを特徴とする。

スイッチング素子の入出力端子間の電圧降下量は、入出力端子に印加される電圧に依存する。上記発明では、この点に鑑み、入出力端子間に印加される電圧と相関を有する第２の直流電源の電圧に基づき補正量を可変設定することで、指令電圧をより適切に補正することができる。

請求項１１記載の発明は、請求項８〜１０のいずれか１項に記載の発明において、前記指令電圧の補正は、デッドタイムに起因した前記指令電圧に対する前記電力変換回路の実際の出力電圧の誤差を補償するための補正を含むことを特徴とする。

請求項１２記載の発明は、請求項１〜１１のいずれか１項に記載の発明において、前記回転機は、車載電動パワーステアリングに搭載されてなることを特徴とする。

電動パワーステアリングにあっては、回転機のトルク変動がハンドルに振動として伝播するおそれがある。このため、トルク変動を抑制することが特に望まれる。このため、上記発明は、請求項１〜１１のいずれか１項に記載の発明の利用価値が特に高い。

（第１の実施形態）
以下、本発明にかかる回転機の制御装置を車載電動パワーステアリングに適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に、本実施形態にかかる電動機の制御システムの全体構成を示す。電動機１０は、車載電動パワーステアリングに内蔵される電動式アクチュエータである。また、電動機１０は、表面磁石同期電動機（ＳＰＭ）である。電動機１０の中性点には、車載バッテリ１２の正極が接続されている。

電動機１０の各相は、インバータＩＶを介してインバータＩＶの入力電源であるコンデンサ１４に接続されている。インバータＩＶは、スイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎの直列接続体と、スイッチング素子Ｓｖｐ，Ｓｖｎの直列接続体と、スイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎの直列接続体とを備えており、これら各直列接続体の接続点が電動機１０のＵ，Ｖ，Ｗ相にそれぞれ接続されている。これらスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎとして、本実施形態では、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）が用いられている。そして、これらにはそれぞれ、ダイオードＤｕｐ，Ｄｕｎ，Ｄｖｐ，Ｄｖｎ，Ｄｗｐ，Ｄｗｎが逆並列に接続されている。

本実施形態では、電動機１０やインバータＩＶの状態を検出する検出手段として、以下のものを備えている。まず電動機１０の回転角度θ（電気角）を検出する回転角度センサ１５を備えている。また、電動機１０の各相を流れる電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを検出する電流センサ１６，１７，１８を備えている。更に、インバータＩＶの入力電圧であるコンデンサ１４の電圧（電源電圧Ｖｃ)を検出する電圧センサ１９を備えている。

上記各種センサの検出値は、制御装置１３に取り込まれる。制御装置１３では、これら各種センサの検出値に基づき、インバータＩＶを操作する操作信号を生成して出力する。ここで、インバータＩＶのスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎのそれぞれを操作する信号が、操作信号ｇｕｐ，ｇｕｎ，ｇｖｐ，ｇｖｎ，ｇｗｐ，ｇｗｎである。

図２に、上記インバータＩＶの操作信号の生成に関する処理のブロック図を示す。

ｄｑ変換部２０は、電動機１０を流れる実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを、ｄｑ軸上の実電流ｉｄ，ｉｑに変換する。一方、指令電流設定部２２は、要求トルクＴｒに基づき、ｄｑ軸上の電流の指令値であるｄ軸上の指令電流ｉｄｒ及びｑ軸上の指令電流ｉｑｒを設定する。ここでは、最大トルク制御を行う。すなわち、ｉｄｒ＝０となるように指令電流を設定する。偏差算出部２４では、実電流ｉｄに対する指令電流ｉｄｒの差を算出し、偏差算出部２６では、実電流ｉｑに対する指令電流ｉｑｒの差を算出する。指令電圧設定部２８では、上記偏差算出部２４，２６の出力に基づき、ｄｑ軸上での指令電圧ｖｄｒ、ｖｑｒを設定する。すなわち、ｄ軸上の実電流ｉｄを指令電流ｉｄｒにフィードバック制御するための操作量としてのｄ軸上の指令電圧ｖｄｒを算出するとともに、ｑ軸上の実電流ｉｑを指令電流ｉｑｒにフィードバック制御するための操作量としてのｑ軸上の指令電圧ｖｑｒを算出する。詳しくは、これらフィードバック操作量の算出を、比例積分制御を用いて行う。

３相変換部３０では、ｄｑ軸上の指令電圧ｖｄｒ、ｖｑｒを、３相の指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒに変換する。Ｄｕｔｙ生成部３２では、３相の指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒのそれぞれを、電源電圧Ｖｃにて規格化した信号であるＤｕｔｙ信号Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗを算出する。ＰＷＭ信号生成部３４では、Ｄｕｔｙ信号Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗとキャリアとの大小に基づき、上記操作信号ｇｕｐ，ｇｕｎを生成するためのＰＷＭ信号ｇｕと，操作信号，ｇｖｐ，ｇｖｎを生成するためのＰＷＭ信号ｇｖと，操作信号ｇｗｐ，ｇｗｎを生成するためのＰＷＭ信号ｇｗとを生成する。デッドタイム生成部３６では、ＰＷＭ信号ｇｕ，ｇｖ，ｇｗとデッドタイムとに基づき、上記操作信号ｇｕｐ，ｇｕｎ，ｇｖｐ，ｇｖｎ，ｇｗｐ，ｇｗｎを生成する。

詳しくは、上記ＰＷＭ信号生成部３４には、Ｄｕｔｙ信号Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗのそれぞれが、昇圧制御部４０の出力する昇圧用オフセット量ΔＤによってオフセット補正された信号が取り込まれる。すなわち、Ｄｕｔｙ信号Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗのそれぞれは、オフセット処理部４２，４４，４６によって昇圧用オフセット量ΔＤだけ減少補正され、オフセット処理部４２，４４，４６の出力がＰＷＭ信号生成部３４に取り込まれる。上記昇圧用オフセット量ΔＤは、バッテリ１２の電圧Ｖｄｃに対するコンデンサ１４の電圧Ｖｃの昇圧比率を制御するための操作量である。次に、これについて説明する。

図３（ａ）に、インバータＩＶの下側アームのスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎの全てがオン状態となるＶ０ベクトル期間を示し、図３（ｂ）に、上側アームのスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐの全てがオン状態となるＶ７ベクトル期間を示す。図示されるように、これらゼロ電圧ベクトル期間において電動機１０のインダクタンス成分と、スイッチング素子と、コンデンサ１４とによって構成される回路は、周知の昇圧ＤＣＤＣコンバータの回路構成と等価となる。このため、Ｖ０ベクトル期間とＶ７ベクトル期間との和に対するＶ０ベクトル期間の比（オン時比率）を調節することで、コンデンサの電圧Ｖｃを制御することができる。そして、このオン時比率は、Ｄｕｔｙ信号Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗをオフセットさせることで操作することができる。昇圧制御部４０では、この点に鑑み、昇圧用オフセット量ΔＤを設定する。

一方、先の図２に示したデッドタイム生成部３６は、インバータＩＶの上下アームの短絡を確実に回避するための処理を行う。すなわち、上記操作信号によってスイッチング素子を操作する場合、図４に示すように、操作信号の立ち上がりエッジや立ち下がりエッジに対してスイッチング素子が実際にオン状態やオフ状態になるタイミングが遅延する。ここで、図４（ａ）は、操作信号の推移を示し、図４（ｂ）は、スイッチング素子の入出力端子間の電圧の推移を示す。図示されるように、操作信号が論理「Ｈ」とされることで、入出力端子間の電圧は、漸減し、やがて安定する。このときの電圧は、略ゼロである。ここで、操作信号が論理「Ｈ」となるタイミング（オン指令タイミング）から入出力端子間の電圧の安定タイミングまでの所要時間は、オン操作のスイッチング遅れ時間Δｔｏｎである。一方、操作信号が論理「Ｌ」とされることで、入出力端子間の電圧が漸増し、所定の高電圧で安定する。ここで、操作信号が論理「Ｌ」となるタイミング（オフ指令タイミング）から入出力端子間の電圧が上昇して安定するまでの所要時間は、オフ操作のスイッチング遅れ時間Δｔｏｆｆである。

上記遅れ時間Δｔｏｎ、Δｔｏｆｆがあるにもかかわらず、上下アームの短絡を確実に回避すべく、デッドタイム生成部３６では、図５に示す態様にてデッドタイムを設ける。詳しくは、図５（ａ）は、Ｕ相のＰＷＭ信号ｇｕの推移を示し、図５（ｂ）は、Ｕ相の上側アームの操作信号ｇｕｐの推移を示し、図５（ｃ）は、Ｕ相の下側アームの操作信号ｇｕｎの推移を示す。なお、Ｖ，Ｗ相についても同様のため、これについてはその記載を割愛している。

図示されるように、ＰＷＭ信号ｇｕのエッジに対して、上側アームの操作信号ｇｕｐ，の立ち上がりエッジや、下側アームの操作信号ｇｕｎの立ち上がりエッジを、デッドタイムＤＴだけ遅延させる。これに対し、上側アームの操作信号ｇｕｐの立ち下がりエッジや、下側アームの操作信号ｇｕｎの立ち下がりエッジは、ＰＷＭ信号ｇｕのエッジに同期させる。ここで本実施形態では、デッドタイムＤＴを、上記遅れ時間Δｔｏｎ、Δｔｏｆｆのうちの大きい方とする。

このようにデッドタイムＤＴを設けることで、上下アームの短絡を確実に回避することができる。ただし、この場合、図６に示すように、インバータＩＶの実際の出力電圧が、上記指令電圧ｖｕｒ、ｖｖｒ、ｖｗｒに対して誤差を有するようになる。すなわち、図６（ａ）に示すように、電動機１０の相電流が正である場合、デッドタイム期間においては、下側アームのダイオードＤｕｎ，Ｄｖｎ，Ｄｗｎを介して電流が流れるため、電動機１０の端子電圧がコンデンサ１４の負極電位程度となり、出力電圧が不足する。一方、図６（ｂ）に示すように、電動機１０の相電流が負である場合、デッドタイム期間においては、上側アームのダイオードＤｕｐ，Ｄｖｐ，Ｄｗｐを介して電流が流れるため、電動機１０の端子電圧がコンデンサ１４の正極電位程度となり、出力電圧が過剰となる。

インバータＩＶの出力電圧の誤差要因としては、デッドタイムに加えて、更に、スイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，ＳｗｎやダイオードＤｕｐ，Ｄｕｎ，Ｄｖｐ，Ｄｖｎ，Ｄｗｐ，Ｄｗｎにおける電圧降下(以下、総括してインバータＩＶにおける電圧降下)に起因するものもある。そして、これらに起因する出力電圧の誤差によって、図７に示すように、相電流のゼロクロス近傍に歪が生じる。ここで、図７（ａ）は、相電流の推移を示し、図７（ｂ）は、指令電圧の推移を示し、図７（ｃ）は、出力電圧の推移を示す。

図示されるように、相電流の極性が正である場合には、インバータＩＶにおける電圧降下量に起因する誤差及びデッドタイムに起因する誤差の双方が、出力電圧を不足させる側のものとなる。これに対し、相電流の極性が負である場合には、インバータＩＶにおける電圧降下量に起因する誤差及びデッドタイムに起因する誤差の双方が、出力電圧を過剰とさせる側のものとなる。そして、これらによって、出力電圧のゼロクロス近傍において出力電圧に歪が生じ、ひいては相電流のゼロクロス近傍において相電流に歪を生じさせることとなる。なお、図７（ａ）においては、便宜上、１相分の出力電圧の歪に起因した電流歪のみを示しているが、実際には、相電流は線間電圧によって定まるものであるため、３相の各相における出力電圧のゼロクロス近傍において歪を生じることとなる。

ここで、本実施形態では、相電流のゼロクロスは、相電流の振幅中心と一致しない傾向にある。これは、バッテリ１２からコンデンサ１４へと電力供給がなされることに起因して、相電流が負側にオフセットすることによる。このため、相電流がゼロクロスする電気角と相電流がピークとなる電気角とがπ／２よりも短くなるため、ｑ軸電流に歪を生じさせやすいものとなっている。次にこれについて説明する。

図８（ａ）は、相電流のオフセット量が太線、細線、実線の順に大きくなる例を示しており、図８（ｂ）は、この際のｄ軸電流やｑ軸電流の変動を示している。図示されるように、相電流のオフセット量が大きくなるほど、ｑ軸電流の変動が大きくなっている。これは、相電流のオフセット量が大きくなるほど、相電流がゼロクロスする電気角と相電流がピークとなる電気角との距離が短縮し、ひいては相電流のゼロクロス近傍の歪の影響がｑ軸電流に与える影響が大きくなるために生じるものである。そして、図８（ｃ）に示すように、ｑ軸電流の変動（リプル）が大きくなるほど、トルク変動（リプル）も増大する。このように、トルク変動が増大する場合、電動機１０を介して図示しないハンドルに振動が伝播するおそれがある。そしてこの場合には、ユーザが振動や音を直接感じることとなり、ドライバビリティの低下を招くおそれがある。

そこで本実施形態では、先の図２に示すように、電圧補正値演算部５０を備え、指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒを補正することで、電流の歪を抑制する。すなわち、電圧補正値演算部５０では、各相の電圧補正量ΔＶｕ、ΔＶｖ、ΔＶｗを出力し、補正部５２，５４，５６では、指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒのそれぞれを電圧補正量ΔＶｕ、ΔＶｖ、ΔＶｗのそれぞれに応じて補正する。こうして補正された信号が、上記Ｄｕｔｙ生成部３２に取り込まれる。図９は、上記電圧補正値算出部５０の行う処理の手順を示す。この処理は、例えば、ＰＷＭ信号生成部３４におけるキャリア周期に同期して繰り返し実行される。なお、図９においては、Ｕ相についての電圧補正処理のみを示し、Ｖ，Ｗ相については同様の処理のため、その記載を割愛する。

この一連の処理では、まずステップＳ１０において、Ｕ相の実電流ｉｕを検出する。続くステップＳ１２においては、実電流ｉｕが正であるか否かを判断する。そして、正であると判断される場合、ステップＳ１４において、指令電圧ｖｕｒを増加補正すべく、電圧補正量ΔＶｕを算出する。詳しくは、この電圧補正量ΔＶｕは、Ｄｕｔｙ信号Ｄｕ，コンデンサ１４の電圧Ｖｃ及びデッドタイムＤＴに基づき算出される。ここで、Ｄｕｔｙ信号Ｄｕは、１キャリア周期内における上側アームのスイッチング素子Ｓｕｐのオン時間の比率と相関を有するパラメータである。インバータＩＶにおける電圧降下量は、スイッチング素子Ｓｕｐのオン期間におけるスイッチング素子Ｓｕｐによる電圧降下量と、スイッチング素子Ｓｕｐのオフ期間におけるダイオードＤｕｎによる電圧降下量とである。そして、出力電圧の不足分は、上記スイッチング素子Ｓｕｐによる電圧降下量からダイオードＤｕｎによる電圧降下量を減算した値となる。このため、出力電圧の誤差は、Ｄｕｔｙ信号Ｄｕに依存することとなる。

また、コンデンサ１４の電圧Ｖｃは、スイッチング素子Ｓｕｐのオン期間におけるスイッチング素子Ｓｕｐによる電圧降下量と相関を有するパラメータである。すなわち、図１０に示すように、スイッチング素子Ｓｕｐの入出力端子に印加される電圧が高いほど、入出力端子間の電圧降下量（Ｖｃｅ）は小さくなる。このため、出力電圧の誤差は、コンデンサ１４の電圧Ｖｃに依存することとなる。

更に、デッドタイムＤＴは、先の図６に示した誤差の生じる期間を定めるパラメータである。このため、これら３つのパラメータに応じて、電圧補正量ΔＶｕを可変設定する。

一方、ステップＳ１２において否定判断される場合、指令電圧ｖｕｒを減少補正すべく、ステップＳ１６において、電圧補正量ΔＶｕを算出する。ここでも、電圧補正量ΔＶｕを、Ｄｕｔｙ信号Ｄｕ，コンデンサ１４の電圧Ｖｃ及びデッドタイムＤＴに基づき算出する。

なお、上記ステップＳ１４、Ｓ１６の処理が完了する場合、この一連の処理を一旦終了する。

図１１に、上記処理の効果を示す。詳しくは、図１１（ａ１）に、本実施形態における相電流の推移を示し、図１１（ｂ１）に、上記補正のなされた指令電圧の推移を示し、図１１（ｃ１）に、出力電圧の推移を示す。図示されるように、本実施形態では、出力電圧のゼロクロス近傍における出力電圧の歪を好適に抑制することができ、ひいては相電流の歪を好適に抑制することができる。参考までに、図１１（ａ２）、図１１（ｂ２）及び図１１（ｃ２）に、指令電圧の上記補正を行わない場合を対比して示す。

以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

（１）電動機１０の各相の電流の極性に基づき、電動機１０の各相に対する指令電圧を補正した。これにより、インバータＩＶの出力電圧を補正前の指令電圧によって定まる線間電圧に高精度に制御することができ、ひいては電流の歪を好適に抑制することができる。したがって、トルクの変動を好適に抑制することができる。

（２）電圧補正量ΔＶｕ，ΔＶｖ，ΔＶｗを、コンデンサ１４の電圧Ｖｃに基づき可変設定した。これにより、コンデンサ１４の電圧Ｖｃに応じたスイッチング素子の入出力端子間の電圧降下量を把握しつつ、電圧補正量ΔＶｕ，ΔＶｖ，ΔＶｗをより高精度に算出することができる。

（３）車載電動パワーステアリングに搭載される電動機１０に本発明を適用した。電動パワーステアリングにあっては、電動機１０のトルク変動がハンドルに振動として伝播するおそれがあるため、トルク変動を抑制することが特に望まれる。このため、上記電圧補正処理の利用価値が特に高い。

（第２の実施形態）
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１２に、本実施形態にかかる相電流の制御態様を示す。詳しくは、図１２（ａ）に指令電圧の推移を示し、図１２（ｂ）に、相電流の推移を示す。

図示されるように、本実施形態では、指令電圧を操作することで、相電流の極性が反転しないように制御する。詳しくは、相電流の極性が常時負となるように制御する。これにより、デッドタイムに起因する誤差や、インバータＩＶにおける電圧降下に起因する誤差の符号が電流の極性に応じて変わることがなくなるため、出力電圧の歪を好適に抑制することができ、ひいては、相電流の歪を抑制することができる。

上記制御は、図示されるように、相電流が正となり得る場合、指令電圧のオフセット量（コンデンサ１４の負極側へのオフセット量）を増大させることで行われる。これにより、コンデンサ１４の電圧がよりいっそう昇圧される。そしてこれにより、インバータＩＶにおける損失が増大するため、相電流の負側へのオフセット量を増大させることができる。

図１３に、本実施形態にかかるインバータＩＶの操作信号の生成に関する処理のブロック図を示す。なお、図１３において、先の図２に示した処理に対応する処理については、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、本実施形態では、電圧補正値算出部５０ａは、３相の実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗに加えて、ｄｑ変換部２０の出力するｄｑ軸上での実電流ｉｄ，ｉｑを入力として、指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒを補正する。詳しくは、本実施形態では、Ｄｕｔｙ信号Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗを補正するための補正量ΔＤｃを算出する。そして、補正量ΔＤｃは、加算部５８において、昇圧制御部４０による昇圧用オフセット量ΔＤに加算される。これにより、Ｄｕｔｙ信号Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗはいずれも、昇圧用オフセット量ΔＤと電圧補正量ΔＤｃとの和だけ減少補正された後、ＰＷＭ信号生成部１２に取り込まれることとなる。

図１４に、本実施形態にかかる電圧補正量ΔＤｃの算出処理の手順を示す。この処理は、電圧補正値算出部５０ａによって、例えば所定周期で繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ２０において、ｄｑ軸上の実電流ｉｄ，ｉｑを取得する。続くステップＳ２２においては、実電流ｉｄ，ｉｑを３相変換することで、相電流ｉｕ０，ｉｖ０，ｉｗ０を算出する。こうして算出される相電流ｉｕ０，ｉｖ０，ｉｗ０は、そのゼロ点が振幅中心となる電流となる。続くステップＳ２４においては、実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを取得する。

そして、ステップＳ２６においては、実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの振幅中心とゼロ点との差の絶対値である電流オフセット量ΔＩを算出する。これは、上記ステップＳ２２において算出された相電流ｉｕ０，ｉｖ０，ｉｗ０のそれぞれに対する実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗのそれぞれの差Δｉｕ、Δｉｖ、Δｉｗによって算出することができる。ただし、本実施形態では、これら差Δｉｕ、Δｉｖ、Δｉｗの最大値を、電流オフセット量ΔＩとする。

一方、ステップＳ２８においては、実電流ｉｄ，ｉｑに基づき、相電流の振幅値Ｉを算出する。これは、実電流ｉｄ，ｉｑのベクトルノルムに、「２／３」の平方根を乗算することで行う。

続くステップＳ３０においては、電圧補正量ΔＤｃを算出する。これは、オフセット量ΔＩが振幅値Ｉ以上となるようにフィードバック制御することで行う。詳しくは、オフセット量ΔＩと振幅値Ｉとの差の比例積分演算によって、上記電圧補正量ΔＤｃを算出する。

なお、ステップＳ３０の処理が完了する場合、この一連の処理を一旦終了する。

以上説明した本実施形態によれば、上記第１の実施形態の上記(３)の効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。

（４）電動機１０を流れる相電流の振幅中心を相電流がゼロとなる点に対してずらすことで相電流の極性の反転を回避する極性反転回避制御を行った。これにより、出力電圧の誤差が相電流の極性に応じて反転することに起因した相電流の歪を解消することができる。

（５）電動機１０に対する指令電圧のオフセット量を操作量とすることで、電流のオフセット量を制御することができ、ひいては、極性反転回避制御を行うことができる。

（６）指令電圧のオフセット量を、電動機１０の全相について同一とした。これにより、オフセット補正に起因するトルクの変化を好適に回避することができる。

（７）電動機１０を流れる相電流がゼロとなる点に対する振幅中心のオフセット量（電流オフセット量ΔＩ）が相電流の振幅値Ｉ以上となるようにフィードバック制御した。これにより、相電流の極性反転回避制御を好適に実行することができる。

（８）ｄｑ軸上の実電流ｉｄ，ｉｑを３相変換した相電流ｉｕ０，ｉｖ０，ｉｗ０と実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗとの差に基づき、電流オフセット量ΔＩを算出した。これにより、電流オフセット量ΔＩの算出機会を増加させることができる。

（９）実電流ｉｄ，ｉｑのベクトルノルムに基づき相電流の振幅値Ｉを算出した。これにより、振幅値Ｉの算出機会を増加させることが可能となる。

（第３の実施形態）
以下、第３の実施形態について、先の第２の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１５に、本実施形態にかかるインバータＩＶの操作信号の生成に関する処理のブロック図を示す。なお、図１５において、先の図２に示した処理に対応する処理については、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、本実施形態では、電圧補正値算出部５０ａに代えて、電流補正値算出部５０ｂを備える。電流補正値算出部５０ｂの出力する指令電流補正量Δｉｄｒ（≧０）は、ｄ軸の負の電流を増大させる補正を行うものである。すなわち、補正部６０では、ｄ軸の指令電流ｉｄｒから指令電流補正量Δｉｄｒを減算する。そして、補正部６０の出力が、偏差算出部２４に取り込まれる。これにより、ｄ軸の実電流ｉｄは、指令電流ｉｄｒから指令電流補正量Δｉｄｒを減算した値にフィードバック制御されることとなる。ここで、本実施形態では、電動機１０としてＳＰＭを用いて最大トルク制御を実行しているため、ｄ軸電流を増大させることは、トルクに寄与しない無効電流を増大させることにつながる。そしてこの無効電流の消費によるコンデンサ１４の電力消費をバッテリ１２によって補うべく、相電流の負側へのオフセット量が増大する。したがって、無効電流を操作することによっても、相電流の極性反転回避制御を行うことができる。

図１６に、電流補正値算出部５０ｂの処理の手順を示す。この処理は、例えば所定周期で繰り返し実行される。なお、図１６において、先の図１４に示した処理に対応する処理については、便宜上同一のステップ番号を付している。

この一連の処理では、ステップＳ３０ａにおいて、電流オフセット量ΔＩが振幅値Ｉ以上となるようにフィードバック制御するための操作量として、指令電流補正量Δｉｄｒを算出する。特に本実施形態では、電流オフセット量ΔＩと振幅値Ｉとの差の比例積分制御によって指令電流補正量Δｉｄｒを算出する。

以上説明した本実施形態によれば、上記第１の実施形態の上記(３)の効果や、第２の実施形態の上記（４）、（６）〜（９）の効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。

（１０）電動機１０に対するｄ軸電流を操作することで、極性反転回避制御を行った。これにより、相電流の振幅中心を相電流がゼロとなる点に対して十分にずらす操作を行うことができる。

（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

・上記第１の実施形態において、指令電圧の補正量ΔＶｕ、ΔＶｖ，ΔＶｗを、電動機１０に流れる電流に応じて可変設定してもよい。すなわち、先の図１０に示したように、スイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎの入出力端子間の電圧は、これらを流れる電流に依存して変化する。このため、電動機１０を流れる電流に応じて補正量ΔＶｕ，ΔＶｖ，ΔＶｗを可変設定することで、各スイッチング素子の電圧降下量に応じて、これに起因する出力電圧の誤差をより高精度に補償することのできる補正量を設定することができる。また、スイッチング素子に逆並列に接続されるダイオードの順方向電圧も、これらに流れる電流に依存する。このため、電動機１０を流れる電流に応じて補正量ΔＶｕ，ΔＶｖ、ΔＶｗを可変設定することで、ダイオードの順方向電圧の変化を適切に反映して補正量を設定することも可能となる。

・上記第３の実施形態において、指令電流補正量Δｉｄｒを算出する代わりに、フィードバック操作量の算出に際して用いられる実電流ｉｄの補正量を算出してもよい。ただし、この場合、指令電流ｉｄｒとは補正量の符号を逆にする。また、フィードバック操作量の算出に用いられる指令電流ｉｄｒに対する実電流ｉｄｒの差を補正するようにしてもよい。

・電動機１０を流れる相電流がゼロとなる点に対する振幅中心のオフセット量が相電流の振幅以上となるようにインバータＩＶを操作する手段としては、上記第２、第３の実施形態で例示したものに限らない。例えば、電流オフセット量ΔＩが振幅値Ｉ以上となるようなフィードバック操作量の算出を、積分制御のみで行ったり、また、比例積分微分制御によって行ったりしてもよい。また、フィードバック操作量の算出のための入力としては、電流オフセット量ΔＩに対する振幅値Ｉの差「Ｉ−ΔＩ」に限らず、例えばこれに所定のマージンを加算した値としてもよい。この場合、相電流の極大値を、確実に負とすることができる。更に、フィードバック制御にも限らず、電流オフセット量ΔＩが振幅値Ｉ以上となるように、操作量を開ループ演算してもよい。

・電動機１０を流れる相電流がゼロとなる点に対する振幅中心のオフセット量を算出する電流オフセット量算出手段としては、上記各実施形態で例示したものに限らない。相電流をαβ座標系上の電流ベクトルに変換し、これを再度３相変換したものと実電流との差に基づきオフセット量を算出してもよい。また例えば、１電気角周期に渡って相電流をサンプリングすることでその振幅中心を特定し、これに基づきオフセット量を算出する手段であってもよい。

・相電流の振幅を算出する手段としては、上記各実施形態で例示したものに限らない。例えば、相電流をαβ座標系上の電流ベクトルに変換し、この電流ベクトルのノルムに基づき振幅を算出してもよい。また例えば、１電気角周期に渡って相電流をサンプリングすることでその振幅中心及び極大値(極小値)を特定し、これらに基づき振幅を算出する手段であってもよい。

・相電流の極性反転回避制御を行うものとしては、相電流のオフセット量が相電流の振幅よりも大きくなるようにフィードバック制御するものに限らない。例えば、相電流が正となることが検出される都度、指令電圧のオフセット量を増加させたり、指令電流補正量Δｉｄｒを増加させたりしてもよい。

・回転機の全相の端子を前記第２の直流電源の正極側及び負極側のそれぞれに接続する期間の比率によって前記第２の直流電源の電圧を調節する処理を行う手段としては、Ｄｕｔｙを昇圧用オフセット量ΔＤにて補正するものに限らない。例えば、指令電圧ｖｕｒ、ｖｖｒ、ｖｗｒを直接オフセット補正する手段であってもよい。

・電動機１０の各相の電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの極性に基づき、各相に対する指令電圧ｖｕｒ、ｖｖｒ、ｖｗｒを補正する補正手段としては、指令電圧ｖｕｒ、ｖｖｒ、ｖｗｒを補正量ΔＶｕ、ΔＶｖ，ΔＶｗにて直接補正するものに限らない。例えば、補正量ΔＶｕ、ΔＶｖ，ΔＶｗを電源電圧Ｖｃにて規格化した値にて、Ｄｕｔｙ信号Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗを補正する手段であってもよい。

・上記各実施形態では、バッテリ１２の負極端子を、インバータＩＶの負極側の直流母線に接続したがこれに限らない。例えばインバータＩＶの正極側の直流母線に接続してもよい。

・第２の直流電源としては、コンデンサに限らず、２次電池であってもよい。

・回転機としては、ＳＰＭに限らず、例えばＩＰＭＳＭ等であってもよい。また、電動機に限らず、発電機であってもよい。更に、多相回転機としては、３相回転機に限らず、例えば５相回転機等であってもよい。

・回転機としては、電動パワーステアリングに搭載されるものに限らず、例えばエアコンディショナ等に搭載されるものであってもよい。

第１の実施形態にかかるシステム構成図。 同実施形態にかかるインバータの操作信号の生成処理に関するブロック図。 同実施形態にかかる昇圧原理を説明するための回路図。 スイッチング素子の応答遅れを示すタイムチャート。 上記実施形態にかかるデッドタイムの生成手法を示すタイムチャート。 同実施形態にかかるデッドタイムに起因するインバータの出力電圧の誤差を示すタイムチャート。 相電流に生じる歪を示すタイムチャート。 相電流に生じる歪によるトルク変動を示す図。 上記実施形態にかかる指令電圧の補正処理の手順を示す流れ図。 上記補正処理の前提とするスイッチング素子特性を示す図。 上記補正処理の効果を示すタイムチャート。 第２の実施形態にかかる相電流の極性反転回避制御の手法を示すタイムチャート。 同実施形態にかかるインバータの操作信号の生成処理に関するブロック図。 上記極性反転回避制御の処理手順を示す流れ図。 第３の実施形態にかかるインバータの操作信号の生成処理に関するブロック図。 同実施形態にかかる極性反転回避制御の処理手順を示す流れ図。

符号の説明

１０…電動機、１２…バッテリ（第１の直流電源の一実施形態）、１３…制御装置、１４…コンデンサ（第２の直流電源の一実施形態）、ＩＶ…インバータ。

Claims (12)

1. 中性点が第１の直流電源に接続された回転機の端子を第２の直流電源の正極及び負極のそれぞれに接続するスイッチング素子を備える電力変換回路を操作することで前記回転機の制御量を制御して且つ、前記回転機の全相の端子を前記第２の直流電源の正極側及び負極側のそれぞれに接続する期間の比率によって前記第２の直流電源の電圧を調節する処理を行う回転機の制御装置において、
   前記回転機を流れる相電流の振幅中心を相電流がゼロとなる点に対してずらすことで前記相電流の極性の反転を回避する極性反転回避制御を行うべく、前記電力変換回路を操作する操作手段を備えることを特徴とする回転機の制御装置。
2. 前記操作手段は、前記回転機に対する指令電圧のオフセット量を操作することで、前記極性反転回避制御を行うことを特徴とする請求項１記載の回転機の制御装置。
3. 前記指令電圧のオフセット量を、前記回転機の全相について同一とすることを特徴とする請求項２記載の回転機の制御装置。
4. 前記操作手段は、前記回転機に対するｄ軸電流を操作することで、前記極性反転回避制御を行うことを特徴とする請求項１記載の回転機の制御装置。
5. 前記操作手段は、前記回転機を流れる相電流がゼロとなる点に対する前記振幅中心のオフセット量を算出する電流オフセット量算出手段と、前記算出される電流のオフセット量が前記相電流の振幅以上となるように前記電力変換回路を操作する手段とを備えることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
6. 前記電流オフセット量算出手段は、前記回転機を流れる相電流を２次元座標系の実電流に変換する手段と、該変換された実電流を３相の相電流に変換する手段と、該変換された相電流と前記回転機の実際の相電流との差に基づき、前記電流オフセット量を算出する手段とを備えることを特徴とする請求項５記載の回転機の制御装置。
7. 前記操作手段は、前記回転機を流れる相電流を２次元座標系の実電流に変換する手段と、該変換された実電流ベクトルのノルムに基づき前記相電流の振幅を算出する手段とを更に備えることを特徴とする請求項５又は６記載の回転機の制御装置。
8. 中性点が第１の直流電源に接続された回転機の端子を第２の直流電源の正極及び負極のそれぞれに接続するスイッチング素子を備える電力変換回路を操作することで前記回転機の制御量を制御して且つ、前記回転機の全相の端子を前記第２の直流電源の正極側及び負極側のそれぞれに接続する期間の比率によって前記第２の直流電源の電圧を調節する処理を行う回転機の制御装置において、
   前記回転機の各相の電流の極性に基づき、前記回転機の各相に対する指令電圧を補正する補正手段を備えることを特徴とする回転機の制御装置。
9. 前記指令電圧の補正は、前記スイッチング素子の入出力端子間の電圧降下による影響を補償するための補正を含むことを特徴とする請求項８記載の回転機の制御装置。
10. 前記スイッチング素子の入出力端子間の電圧降下による影響を補償するための補正量を、前記第２の直流電源の電圧に基づき可変設定することを特徴とする請求項９記載の回転機の制御装置。
11. 前記指令電圧の補正は、デッドタイムに起因した前記指令電圧に対する前記電力変換回路の実際の出力電圧の誤差を補償するための補正を含むことを特徴とする請求項８〜１０のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
12. 前記回転機は、車載電動パワーステアリングに搭載されてなることを特徴とする請求項１〜１１のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。

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