JP2010010918A - Modulation method and demodulation method - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は変調方式および復調方式に関し、無線通信ならびに光通信等の電磁波を利用する分野における周波数利用効率向上を必要とするシステムを対象とする変復調方式に関する。 The present invention relates to a modulation method and a demodulation method, and more particularly to a modulation / demodulation method for a system that requires an improvement in frequency utilization efficiency in a field using electromagnetic waves such as wireless communication and optical communication.
現時点で最も高い周波数利用効率が得られる通信方式は、直交周波数多重化方式(OFDM:Orthogonal Frequency Division Multiplex)である。OFDMは、細分化された変調波から構成されるが、変調波の数が低下した場合には、周波数利用効率が大幅に低下する。また、一般のデジタル直交変調方式では、ベースバンド信号の周波数特性を支配するロールオフ率を急峻にすることにより周波数利用効率を向上できるが、OFDM方式ではロールオフ率を急峻にしても周波数利用効率の向上においては効果がほとんどない。 The communication method that can obtain the highest frequency utilization efficiency at present is the orthogonal frequency division multiplexing (OFDM). OFDM is composed of subdivided modulated waves, but when the number of modulated waves decreases, the frequency utilization efficiency decreases significantly. In addition, in general digital quadrature modulation systems, the frequency utilization efficiency can be improved by making the roll-off rate that governs the frequency characteristics of the baseband signal steep, but in the OFDM system, frequency utilization efficiency can be improved even if the roll-off rate is steep. There is almost no effect in improving.
また、周波数利用効率の向上を実現する技術として、送信信号の狭帯域化技術が挙げられる。この代表例がSSB(Single Side Band:単側帯波)方式である。SSB方式を用いた多重化の試みは、過去から進められている。最も早期に研究されたSyed Aon Mujtabaの方式(特許文献1または非特許文献1)における送信信号は、正の周波数領域の搬送波に正極性のUSB(Upper Side Band:上側帯波)を有し、負域の周波数領域の搬送波に正極性のLSB(Lower Side Band:下側帯波)を有するSSB成分と、正の周波数領域の搬送波に正極性のLSBを有し、負域の周波数領域の搬送波に負極性のUSBを持つSSB成分とから成る送信信号である。しかし、Syed Aon Mujtabaの方式では、全体の周波数帯域幅はQPSK等のシングルキャリア変調方式の周波数帯域幅と変わらず、周波数利用効率の向上につながっていない。
Further, as a technique for improving the frequency utilization efficiency, a transmission signal narrowing technique can be cited. A typical example is the SSB (Single Side Band) system. Multiplexing attempts using the SSB method have been made since the past. The transmission signal in the Syed Aon Mujtaba method (
次に発表された生田氏の方式(非特許文献2および非特許文献3)では、送信側が4種類のSSB成分を有する送信信号を生成する。また、搬送波の片側にSSB成分を直交的に配置して、USBまたはLSBを直交変調することで周波数利用効率をQPSK方式シングルキャリア方式の2倍にする変調方式がある(特許文献2)。
SSB技術を用いてOFDMが有する周波数利用効率に匹敵若しくは上回る変調方式を実現するためには、一つの搬送周波数に独立の情報を保持するUSBとLSBとを配置すること、さらに、USBとLSBとをそれぞれ直交変調させることが一つの解決策である。これにより、変調信号は、同一の搬送周波数を有する4種類のSSB要素により構成される。4種類のSSB要素は、周波数領域では互いに直交するものの、時間領域では互いに干渉してしまう。しかし、上述した従来文献には、これら4種類のSSB要素を受信側で分離する方法および伝送されるべき情報のみを抽出する方法のいずれも開示されていない。 In order to realize a modulation scheme comparable to or exceeding the frequency utilization efficiency of OFDM using SSB technology, it is necessary to arrange USB and LSB holding independent information on one carrier frequency, and further, USB and LSB One solution is to quadrature modulate each of the. Thereby, the modulation signal is composed of four types of SSB elements having the same carrier frequency. The four types of SSB elements are orthogonal to each other in the frequency domain, but interfere with each other in the time domain. However, the above-described conventional literature does not disclose either a method for separating these four types of SSB elements on the receiving side or a method for extracting only information to be transmitted.
例えば、非特許文献3には、4種類のSSB要素を伝送する技術が開示されているが、4種類のSSB要素は同一の搬送周波数を有していない。また、非特許文献3において、4種類のSSB要素が仮に同一の搬送周波数を有する場合でも、非特許文献3に示される受信回路は4種類のSSB成分の相互干渉が残留し、干渉成分の相殺作用と希望信号の抽出作用とが十分に発揮できないため、4種類のSSB要素を完全に復調できない。非特許文献3において、同一の搬送周波数を有する4種類のSSB要素を完全に復調するためには、搬送周波数とSSB成分との間に周波数帯域に相当するだけのガードバンドを加える必要がある。ガードバンドを加えた場合には、周波数帯域幅は2倍に増大するため、周波数利用効率の向上につながらない。
For example, Non-Patent
また、特許文献2では、受信機の復調段階および復号段階のうち、復号段階においてのみ干渉成分の除去を行っている。特許文献2に開示されている受信機は復調段階の構成部として直交検波部、整合フィルタおよび合成器を構成するが、信号間の干渉成分はいずれの構成部でも除去できない。すなわち、特許文献2では、復調段階に続く復号段階で信号間の干渉成分除去および信号分離を行っている。また、特許文献2に開示されている受信機では、ターボ復号方式により信号間の干渉成分を除去する。ターボ復号方式は、干渉信号成分のレプリカを用いて巡回的に誤差除去を行う方式であり、SSB方式の特徴を活かした方式ではない。また、ターボ復号方式は多大の演算を必要とし、演算による大きな処理遅延が発生する。
Further, in
本発明は、かかる点に鑑みてなされたものであり、ディジタル信号をSSB化することで送信信号を狭帯域化して、無線通信の周波数利用効率を改善するにあたって、復調時における周波数領域での各信号間の相互干渉を抑制し得る変調方式および復調方式を提供することを目的とする。 The present invention has been made in view of the above points. In order to improve the frequency utilization efficiency of radio communication by narrowing the transmission signal by converting the digital signal into SSB, each frequency domain at the time of demodulation is provided. It is an object of the present invention to provide a modulation scheme and a demodulation scheme that can suppress mutual interference between signals.
本発明の変調方式は、共通の搬送周波数を有する4種類の単側帯波要素から成る変調信号を生成する変調方式であり、前記4種類の単側帯波要素のうち、第1の単側帯波要素は、正の周波数領域に正極性の上側単側帯波を有するとともに負周波数領域に正極性の下側単側帯波を有し、第2の単側帯波要素は正周波数領域に正極性の上側単側帯波を有するとともに負の周波数領域に負極性の下側単側帯波を有し、第3の単側帯波要素は、正の周波数領域に正極性の下側単側帯波を有するとともに負の周波数領域に正極性の上側単側帯波を有し、第4の単側帯波要素は正の周波数領域に正極性の下側単側帯波を有するとともに負の周波数領域に負極性の上側単側帯波を有するようにした。 The modulation system of the present invention is a modulation system for generating a modulation signal composed of four types of single sideband elements having a common carrier frequency, and among the four types of single sideband elements, the first single sideband element Has a positive upper single sideband in the positive frequency region and a positive lower single sideband in the negative frequency region, and the second single sideband element has a positive upper single sideband in the positive frequency region. The third single sideband element has a positive single lower sideband in the positive frequency region and has a negative frequency. The region has a positive upper single sideband in the region, and the fourth single sideband element has a positive lower single sideband in the positive frequency region and a negative upper singleband in the negative frequency region. To have.
本発明の復調方式は、正の周波数領域に正極性の上側単側帯波を有するとともに負周波数領域に正極性の下側単側帯波を有する第1の単側帯波要素、正周波数領域に正極性の上側単側帯波を有するとともに負の周波数領域に負極性の下側単側帯波を有する第2の単側帯波要素、正の周波数領域に正極性の下側単側帯波を有するとともに負の周波数領域に正極性の上側単側帯波を有する第3の単側帯波要素、および、正の周波数領域に正極性の下側単側帯波を有するとともに負の周波数領域に負極性の上側単側帯波を有する第4の単側帯波要素の、共通の搬送周波数を有する4種類の単側帯波要素からなる変調信号を受信し、受信信号と、前記受信信号をヒルベルト変換して得られる信号とを加算および減算することで、前記変調信号を、2要素の上側単側帯波成分と2要素の下側単側帯波成分とに分離するようにした。 The demodulation system of the present invention includes a first single sideband element having a positive upper single sideband in the positive frequency region and a positive lower single sideband in the negative frequency region, and a positive polarity in the positive frequency region. A second single sideband element having a lower single sideband having a negative polarity in the negative frequency region and a negative single frequency having a lower single sideband having a positive polarity in the positive frequency region. A third single sideband element having a positive upper single sideband in the region, and a positive lower single sideband in the positive frequency region and a negative upper singleband in the negative frequency region. Receiving a modulation signal composed of four types of single sideband elements having a common carrier frequency of the fourth single sideband element having, and adding the received signal and a signal obtained by Hilbert transform of the received signal; By subtracting, the modulation signal is It was to separate into a lower single sideband component of the upper single sideband component and 2 elements.
本発明によれば、変調の基本要素である単側帯波からなる4種類の単側帯波要素を、共通の搬送周波数軸の周囲に直交的に配置することで、OFDM方式とほぼ同等、あるいはQPSK等のシングルキャリア変調方式の約2倍の周波数利用効率を実現することができる。さらに、シンボル信号のロールオフ率を急峻にすることにより、OFDM方式の約2倍の周波数利用効率を実現することができる。 According to the present invention, four types of single sideband elements consisting of single sidebands, which are the basic elements of modulation, are arranged orthogonally around a common carrier frequency axis, so that they are almost equivalent to the OFDM system or QPSK Thus, the frequency utilization efficiency about twice that of the single carrier modulation system such as the above can be realized. Furthermore, by making the roll-off rate of the symbol signal steep, it is possible to realize frequency use efficiency that is about twice that of the OFDM system.
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
(実施の形態1)
図1に、本発明が目的とする変調信号、つまり、共通の搬送周波数を有する4つのSSB要素から成る変調信号を示す。4つのSSB要素は、図1に示すように、偶対称正極性回転SSBと、偶対称負極性回転SSBと、奇対称正極性回転SSBと、奇対称負極性回転SSBとから成る。それぞれの単側帯波要素は、正域および負域の周波数領域それぞれに偶対称な周波数成分または奇対称な周波数成分を有する。
(Embodiment 1)
FIG. 1 shows a modulation signal intended by the present invention, that is, a modulation signal composed of four SSB elements having a common carrier frequency. As shown in FIG. 1, the four SSB elements are composed of an even symmetric positive polarity rotation SSB, an even symmetric negative polarity rotation SSB, an odd symmetric positive polarity rotation SSB, and an odd symmetric negative polarity rotation SSB. Each single sideband element has an even symmetric frequency component or an odd symmetric frequency component in each of the positive and negative frequency regions.
具体的には、偶対称正極性回転SSBは、正の周波数領域に正極性の上側単側帯波を有するとともに負の周波数領域に正極性の下側単側帯波を有し、奇対称正極性回転SSBは正の周波数領域に正極性の上側単側帯波を有するとともに負の周波数領域に負極性の下側単側帯波を有し、偶対称負極性回転SSBは、正の周波数領域に正極性の下側単側帯波を有するとともに負の周波数領域に正極性の上側単側帯波を有し、奇対称負極性回転SSBは正の周波数領域に正極性の下側単側帯波を有するとともに負の周波数領域に負極性の上側単側帯波を有する。 Specifically, the even symmetric positive rotation SSB has a positive upper single sideband in the positive frequency region and a positive lower single sideband in the negative frequency region. The SSB has a positive upper single sideband in the positive frequency region and a negative lower single sideband in the negative frequency region, and the even symmetric negative rotation SSB has a positive polarity in the positive frequency region. The lower single sideband has a positive upper singlesideband in the negative frequency region, and the odd-symmetric negative rotation SSB has a positive lower singlesideband in the positive frequency region and a negative frequency The region has a negative upper single sideband.
従って、周波数領域における正負の成分を考慮すると、変調信号のSSB要素は8個となる。なお、8個のSSB要素は、概念上のものであり、8個のSSB要素が物理的に単独で存在するものではない。例えば、角周波数ω1の信号は、cosω1tまたはsinω1tである。しかし、SSB要素の概念を説明するためには、SSB要素を解析信号化することが必要となる。よって、cosω1tを一例として説明すると、角周波数ω1の信号は、cosω1tの解析成分であるフェイサexp(jω1t)およびexp(−jω1t)を用いてオイラーの定理を用いて次のように表すことができる。
一方、情報を伝送するための帯域幅を有する信号は、情報信号の遷移により位相が正方向に増大したり、負方向に増大したりする。このとき、図1に示す周波数領域では、情報を伝送するための帯域幅を有する信号は、正方向に位相回転する場合にはUSB信号とし、負方向に位相回転する場合にはLSB信号とする。例えば、図1に示す偶対称正極性回転SSBでは、情報信号の遷移により位相が正方向に増大する場合には正の周波数領域のUSB成分を形成し、情報信号の遷移により位相が負方向に増大する場合には負域の周波数領域のLSB成分を形成する。すなわち、図1に示す偶対称正極性回転SSB、偶対称負極性回転SSB、奇対称正極性回転SSBおよび奇対称負極性回転SSBは、USB成分およびLSB成分をそれぞれが有するものの、時間領域ではUSB成分およびLSB成分のいずれか1つのみが存在する。 On the other hand, the phase of a signal having a bandwidth for transmitting information increases in the positive direction or increases in the negative direction due to the transition of the information signal. At this time, in the frequency domain shown in FIG. 1, a signal having a bandwidth for transmitting information is a USB signal when the phase is rotated in the positive direction, and an LSB signal when the phase is rotated in the negative direction. . For example, in the even symmetric positive polarity rotation SSB shown in FIG. 1, when the phase increases in the positive direction due to the transition of the information signal, a USB component in the positive frequency region is formed, and the phase shifts in the negative direction due to the transition of the information signal. When increasing, an LSB component in the negative frequency domain is formed. That is, even symmetric positive polarity rotation SSB, even symmetric negative polarity rotation SSB, odd symmetric positive polarity rotation SSB and odd symmetric negative polarity rotation SSB shown in FIG. 1 each have a USB component and an LSB component, but in the time domain, Only one of the component and the LSB component is present.
図1における4つのSSB要素は以下のように表される。ただし、USB型SSB−QPSKで搬送される情報をu(t),v(t)とし、LSB型SSB−QPSKで搬送される情報をp(t),r(t)とする。また、u(t),p(t)を同相(In-phase)成分とし、v(t),r(t)を直交(Quadratured-phase)成分とする。また、u(t),v(t),p(t),r(t)の搬送波上の信号をそれぞれU(t),V(t),P(t),R(t)とする。 The four SSB elements in FIG. 1 are expressed as follows: However, information carried by USB SSB-QPSK is u (t) and v (t), and information carried by LSB SSB-QPSK is p (t) and r (t). Further, u (t) and p (t) are in-phase components, and v (t) and r (t) are quadratured-phase components. Further, the signals on the carrier waves u (t), v (t), p (t), and r (t) are U (t), V (t), P (t), and R (t), respectively.
<1.偶対称正極性回転SSB>
信号u(t)が解析信号化されると、次式で表される。
When the signal u (t) is converted into an analysis signal, it is expressed by the following equation.
ここで、搬送波角周波数をω1とすると、信号u(t)は次式に示すSSBとして搬送される。
<2.奇対称正極性回転SSB>
式(2)と同様にしてv(t)が解析信号化されたv+およびv−を用いると、信号v(t)は次式に示すSSBとして搬送される。
Using v + and v − in which v (t) is converted into an analytic signal in the same manner as in equation (2), signal v (t) is carried as SSB shown in the following equation.
<3.偶対称負極性回転SSB>
式(2)と同様にしてp(t)が解析信号化されたp+およびp−を用いると、信号p(t)は次式に示すSSBとして搬送される。
Using p + and p − in which p (t) is converted into an analytic signal in the same manner as in equation (2), signal p (t) is carried as SSB shown in the following equation.
<4.奇対称負極性回転SSB>
式(2)と同様にしてr(t)が解析信号化されたr+およびr−を用いると、信号r(t)は次式に示すSSBとして搬送される。
Using r + and r − in which r (t) is converted into an analytic signal in the same manner as in equation (2), signal r (t) is carried as SSB shown in the following equation.
以上、4つのSSB要素について説明した。ここで、4つのSSB要素すべてを合成した変調信号をSSSB−QPSK(t)として次式で表すことが出来る。
図2に、本発明の実施の形態1に係る変調装置の構成を示す。
FIG. 2 shows the configuration of the modulation apparatus according to
図2に示す変調装置100において、送信データs(t)が直並列変換部(S/P変換部)101に入力される。S/P変換部101は、送信データs(t)を直並列変換して4系統の並列信号を生成する。そして、S/P変換部101は、直並列変換した4系統の並列信号をナイキストフィルタ102,103,104および105にそれぞれ出力する。
In the
ナイキストフィルタ102,103,104および105は、S/P変換部101から入力される信号にフィルタリング処理をそれぞれ施し、所望の帯域幅の信号u(t),v(t),p(t),r(t)を出力する。
The Nyquist filters 102, 103, 104, and 105 perform a filtering process on the signals input from the S /
加算器106は、ナイキストフィルタ102の出力u(t)とナイキストフィルタ104の出力p(t)とを加算してu(t)+p(t)を得る。加算器107は、ナイキストフィルタ105の出力r(t)からナイキストフィルタ103の出力v(t)を減算してr(t)−v(t)を得る。
The
ヒルベルト変換器108は、加算器107の出力(r(t)−v(t))をヒルベルト変換して、ヒルベルト変換後の信号H[r(t)−v(t)]を加算器109に出力する。
The
加算器109は、加算器106の出力(u(t)+p(t))とヒルベルト変換器108の出力H[r(t)−v(t)]とを加算して信号I(t)を生成する。加算器109で生成される信号I(t)を次式に示す。
また、加算器110は、ナイキストフィルタ104の出力p(t)からナイキストフィルタ102の出力u(t)を減算してp(t)−u(t)を得る。加算器111は、ナイキストフィルタ103の出力v(t)とナイキストフィルタ105の出力r(t)とを負の方向に加算して−{r(t)+v(t)}を得る。
The
ヒルベルト変換器112は、加算器110の出力(p(t)−u(t))をヒルベルト変換して、ヒルベルト変換後の信号H[p(t)−u(t)]を加算器113に出力する。
The
加算器113は、加算器111の出力(−{r(t)+v(t)})とヒルベルト変換器112の出力H[p(t)−u(t)]とを加算して信号Q(t)を生成する。加算器113で生成される信号Q(t)を次式に示す。
乗算器114には搬送周波数信号発生器116で発生された搬送周波数信号(cosω1t)が入力され、乗算器115には移相器117によって90°(π/2)だけ位相がシフトされた搬送周波数信号(sinω1t)が入力される。これにより、乗算器114は信号I(t)を搬送周波数信号で乗算し、乗算器115は信号Q(t)を90°位相のずれた搬送周波数信号で乗算する。
The
加算器118は、乗算器114の出力と乗算器115の出力とを加算する。これにより2種類のUSB信号(u(t),v(t))および2種類のLSB信号(p(t),r(t))が直交多重されたSSB変調波SSSB−QPSK(t)が得られる。加算器118で生成されるSSB変調波SSSB−QPSK(t)を次式に示す。
ここで、式(7)および式(10)は等価である。よって、図2に示す構成により、本発明が目的とする変調信号、つまり、4種類のSSB要素から成る変調信号を得ることができる。 Here, Formula (7) and Formula (10) are equivalent. Therefore, with the configuration shown in FIG. 2, a modulation signal intended by the present invention, that is, a modulation signal composed of four types of SSB elements can be obtained.
次に、図3に、変調装置100から送信されたSSB変調波SSSB−QPSK(t)を受信し、復調および復号する復調復号装置の構成を示す。
Next, FIG. 3 shows a configuration of a demodulation / decoding apparatus that receives, demodulates and decodes the SSB modulated wave S SSB-QPSK (t) transmitted from the
図3に示す復調復号装置200において、SSB変調波SSSB−QPSK(t)は直交検波部201に入力される。直交検波部201は、SSB変調波SSSB−QPSK(t)にcosω1tまたはsinω1tを乗じて受信信号SSSB−QPSK(t)の同相成分および直交成分をナイキストフィルタ202,203にそれぞれ出力する。
In the demodulation and
ナイキストフィルタ202,203は、それぞれが有するローパスフィルタ作用によって、直交検波部201から入力されるSSSB−QPSK(t)の同相成分および直交成分の高域成分を除去して信号I(t),Q(t)を得る。
Each of the Nyquist filters 202 and 203 removes the in-phase component and the high-frequency component of the quadrature component of the S SSB-QPSK (t) input from the
ヒルベルト変換器204,205は、信号I(t),Q(t)をヒルベルト変換して、信号H[I(t)],H[Q(t)]を得る。
The
加算器206は、I(t)とH[Q(t)]とを加算し、加算器207は、I(t)からH[Q(t)]を減算し、加算器208は、Q(t)とH[I(t)]とを加算し、加算器209は、Q(t)からH[I(t)]を減算する。
The
復号器210は、周波数直交する2つのUSB信号を分離して、分離したu(t)およびv(t)をパラレルシリアル変換部(P/S変換部)212に出力する。復号器211は、周波数直交する2つのLSB信号を分離して、分離したp(t)およびr(t)をP/S変換部212に出力する。
The
P/S変換部212は、入力される4系統をパラレルシリアル変換することによって、1系統のデータ信号s(t)を得る。
The P /
次に、本実施の形態の復調復号装置200の動作について説明する。
Next, the operation of the demodulation /
まず、受信信号SSSB−QPSK(t)にcosω1tを乗じて得られる、受信信号SSSB−QPSK(t)の同相成分を、ナイキストフィルタ202が有するローパスフィルタに通過させることで高域成分を除去すると次式の信号I(t)が得られる。
また、受信信号SSSB−QPSK(t)にsinω1tを乗じて得られる、受信信号SSSB−QPSK(t)の直交成分を、ナイキストフィルタ203が有するローパスフィルタに通過させることで高域成分を除去すると次式の信号Q(t)が得られる。
ここで、式(11)および式(12)に示す信号には4種類の信号が含まれているため、2信号のためのSSB−QPSKの場合よりもさらに干渉成分が増加している。このままでは、4元連立方程式を式(11)および式(12)の2式で解かなければならない。しかし、4元連立方程式を2式で解くことは理論的に不可能である。 Here, since the signals shown in Expression (11) and Expression (12) include four types of signals, the interference component further increases compared to the case of SSB-QPSK for two signals. If this is the case, the quaternary simultaneous equations must be solved by two formulas (11) and (12). However, it is theoretically impossible to solve the quaternary simultaneous equations with two equations.
ここで、SSBの特徴である解析信号としての性質に着目することが重要である。すなわち、SSB信号は位相空間での回転方向が正負一方向に定まる。すなわち、SSB信号のうち、USBとLSBとでは位相回転の方向が異なるため、ヒルベルト変換を施しても位相回転方向は変わらない。そこで、ヒルベルト変換器204およびヒルベルト変換器205は、この性質を利用して、式(11)の信号I(t)および式(12)の信号Q(t)をヒルベルト変換して次式の信号を得る。
式(11)と式(14)とを比較すると、u(t)およびH[v(t)]は同符号であるが、p(t)およびH[r(t)]は異符号である。同様に、式(12)と式(13)とを比較すると、H[u(t)]およびv(t)は異符号であるが、H[p(t)]およびr(t)は同符号である。 Comparing equation (11) and equation (14), u (t) and H [v (t)] have the same sign, but p (t) and H [r (t)] have different signs. . Similarly, when Equation (12) and Equation (13) are compared, H [u (t)] and v (t) have different signs, but H [p (t)] and r (t) are identical. It is a sign.
そこで、加算器206,207は式(11)と式(14)とを加算および減算することにより以下の信号を得る。
同様に、加算器208,209は式(12)と式(13)とを加算および減算することにより以下の信号を得る。
以上により、式(15)および式(18)はu(t)とv(t)との2元連立方程式となり、式(16)および式(17)はp(t)とr(t)との2元連立方程式となる。これにより、2式を用いて2元連立方程式を解けばよいため、各SSB信号を分離することが可能となる。 Thus, Equation (15) and Equation (18) become a binary simultaneous equation of u (t) and v (t), and Equation (16) and Equation (17) are expressed as p (t) and r (t) This is a binary simultaneous equation. As a result, it is only necessary to solve the binary simultaneous equations using the two equations, so that each SSB signal can be separated.
ただし、これらの2元連立方程式は、実際にはヒルベルト変換要素が含まれており、非常に強いシンボル干渉を引き起こす。図4にヒルベルト変換要素が引き起こすシンボル干渉の様子を示す。図4は、式(15)において、シンボル信号u(t)をナイキストロールオフ信号として用いる場合、すなわち、u(t)が式(19)で表され、そのヒルベルト変換が式(20)で表される場合の時間領域におけるシンボル間干渉を示す図である。
ここで、ω0はシンボル信号の周期周波数で、シンボル周期Tによって次式で表される。
また、式(15)では、I軸における所望波u(t)に加え、直交成分である信号v(t)のヒルベルト変換成分H[v(t)]が共存する。例えば、図4では、連続する3シンボルu(t),u(t−T),u(t−2T)および直交成分であるシンボルv(t),v(t−T),v(t−2T)のそれぞれのヒルベルト変換成分H[v(t)],H[v(t−T)],H[v(t−2T)]を示す。なお、図4では、説明を簡略するために、すべてのシンボルの状態を“1”すなわち+1とする。 In Expression (15), in addition to the desired wave u (t) on the I axis, the Hilbert transform component H [v (t)] of the signal v (t), which is an orthogonal component, coexists. For example, in FIG. 4, three consecutive symbols u (t), u (t−T), u (t−2T), and symbols v (t), v (t−T), and v (t−) that are orthogonal components. 2H) represents the Hilbert transform components H [v (t)], H [v (t−T)], and H [v (t−2T)]. In FIG. 4, the state of all symbols is set to “1”, that is, +1 for the sake of simplicity.
図4において、例えば、時刻t=0に信号点を有するu(t)と同一時刻に信号点を有するH[v(t)]は、時刻t=0ではu(t)に干渉しない。一方、時刻t=0に信号点を有するシンボルに隣接するt=−Tおよびt=Tのシンボルでは、H[v(t)]は、それぞれの時刻で信号点を有するu(t+T)およびu(t−T)に干渉していることが明らかである。このことは、式(20)の奇対称性を考慮しても明らかである。 In FIG. 4, for example, H [v (t)] having a signal point at the same time as u (t) having a signal point at time t = 0 does not interfere with u (t) at time t = 0. On the other hand, for symbols of t = −T and t = T adjacent to symbols having signal points at time t = 0, H [v (t)] is u (t + T) and u having signal points at the respective times. It is clear that it interferes with (t−T). This is clear even considering the odd symmetry of equation (20).
この複雑な干渉状態がすべての信号点で発生するため、復調復号装置200では、受信信号から所望する情報信号を抽出することは容易ではない。このような干渉状態において所望する情報信号を抽出する方法として、ターボ復号器を用いた方法がある。しかし、この方法は、干渉成分のレプリカを生成して巡回的に干渉成分を除去するため、処理時間が長くなってしまう。また、符号拡散技術を用いた方法がある。しかし、この方法では、例えば、Gold符号等の拡散符号の中で利用できる範囲が限定されるため、拡散効率が低下してしまう。ヒルベルト変換成分の除去に関する根本的な解決は、その干渉成分の特徴を利用することが必要となるが、これまでそのような研究はない。
Since this complicated interference state occurs at all signal points, it is not easy for the demodulation and
そこで、本実施の形態では、ヒルベルト変換成分が隣接するシンボルに干渉を与える点に着目し、干渉波を干渉波としてではなく所望波として捉え、復調復号装置は、Q軸を含めて所望波成分が通信フレーム内の3箇所に生成される点を利用して所望波を抽出する。 Therefore, in this embodiment, paying attention to the point that the Hilbert transform component interferes with adjacent symbols, the interference wave is regarded as a desired wave, not as an interference wave, and the demodulation and decoding apparatus includes the desired wave component including the Q axis. Extract desired waves using points generated at three locations in the communication frame.
図5に本実施の形態における所望波の抽出方法を示す。図5は図2に示す変調装置100のS/P変換部101が送出するシンボル列のフレームを示す。本実施の形態では、このフレームの先頭またはフレームの最後尾にヌルシンボルを配置する。具体的には、図5に示すように、フレームの先頭であるT0にヌルシンボルを配置し、フレームの最後尾であるT11にヌルシンボルを配置する。また、フレームの先頭および最後尾以外のシンボルには、図5に示すように、I軸およびQ軸に信号u(t)およびv(t)をそれぞれ配置する。
FIG. 5 shows a method for extracting a desired wave in the present embodiment. FIG. 5 shows a frame of a symbol string transmitted by the S /
図5に示すようにしてフレームの先頭および最後尾にヌルシンボルを配置した場合の効果を図6に示す。図6では、図5に示す時刻t=T0〜T11のシンボルうち、時刻t=T0〜T5のI軸およびQ軸における6個の信号成分を示す。図6に示すように、時刻t=0にI軸で信号点を有するu(t)は、I軸に直交するQ軸上では、時刻t=−Tにおいてu(t)のヒルベルト変換成分H[u(t)]のみが単独で現れることが分かる。同様に、時刻t=0にQ軸上で信号点を有するv(t)は、Q軸に直交するI軸では、時刻t=−Tにおいてv(t)のヒルベルト変換成分H[v(t)]のみが単独で現れることが分かる。ここで、信号u(t),v(t)の振幅を正規化した場合、ヒルベルト変換成分の隣接シンボルとの干渉量は約0.63662である。 FIG. 6 shows the effect when null symbols are arranged at the beginning and end of the frame as shown in FIG. FIG. 6 shows six signal components on the I axis and the Q axis at times t = T 0 to T 5 among the symbols at times t = T 0 to T 11 shown in FIG. As shown in FIG. 6, u (t) having a signal point on the I axis at time t = 0 is Hilbert transform component H of u (t) at time t = −T on the Q axis orthogonal to the I axis. It can be seen that only [u (t)] appears alone. Similarly, v (t) having a signal point on the Q axis at time t = 0 is equal to the Hilbert transform component H [v (t) of v (t) at time t = −T on the I axis orthogonal to the Q axis. )] Alone appears. Here, when the amplitudes of the signals u (t) and v (t) are normalized, the amount of interference with the adjacent symbol of the Hilbert transform component is about 0.63662.
この結果、復調復号装置200は、時刻t=−Tでヒルベルト変換成分としてのu(t)とv(t)とを単独で抽出した後、時刻t=0におけるu(t)およびv(t)と次のシンボルからの干渉との合成出力に代入することができる。すなわち、I軸上では時刻t=0における信号成分はu(t)−H[v(t−T)]であるが、時刻t=−Tで既知となったu(t)を代入することで−H[v(t−T)]の値が算出される。同様に、Q軸上では時刻t=0における信号成分はv(t)+H[u(t−T)]であるが、時刻t=−Tで既知となったv(t)を代入することでH[u(t−T)]の値が算出される。これにより、時刻t=0までに、u(t),u(t−T),v(t)およびv(t−T)の値が求まる。
As a result, the demodulation and
そして、時刻t=Tにおいても時刻t=0までに既知となった値を用いることで時刻t=Tにおける信号成分を分離することができる。具体的には、時刻t=Tでは、I軸上の信号成分はu(t−T)−H[v(t)]−H[v(t−2T)]であり、既知となったv(t),u(t−T)を代入することで−H[v(t−2T)]の値が算出される。同様に、Q軸上では時刻t=Tにおける信号成分はv(t−T)+H[u(t)]+H[u(t−2T)]であり、既知となったu(t),v(t−T)を代入することでH[u(t−2T)]の値が算出される。以降、同様にして、既知となったシンボルの値を用いることで、フレーム上のすべてのシンボル信号を抽出できることは明らかである。 The signal component at time t = T can be separated by using a value that has become known by time t = 0 even at time t = T. Specifically, at time t = T, the signal component on the I axis is u (t−T) −H [v (t)] − H [v (t−2T)], and v becomes known. By substituting (t) and u (t−T), the value of −H [v (t−2T)] is calculated. Similarly, on the Q axis, the signal component at time t = T is v (t−T) + H [u (t)] + H [u (t−2T)], and becomes u (t), v that has become known. By substituting (t−T), the value of H [u (t−2T)] is calculated. Thereafter, it is apparent that all symbol signals on the frame can be extracted in the same manner by using the known symbol values.
このように、復調復号装置200は、ヌルシンボルが配置されたフレームの先頭および最後尾で単独で抽出されるヒルベルト変換成分を用いて、フレームの先頭から順に、シンボル間干渉を引き起こすヒルベルト変換成分を除去することで、USB信号(u(t)およびv(t))をSSB要素毎の信号に分離する。すなわち、復調復号装置200では、ヌルシンボルが配置されるフレームの先頭または最後尾を、USB信号を2つのSSB要素に分離する分離処理の開始位置とする。
In this way, the demodulation and
以上説明したように、本実施の形態によれば、復調復号装置は、ヒルベルト変換処理を行うことで4種類のSSB信号を、USB信号(2種類)とLSB信号(2種類の)とに分離する。さらに、変調装置がフレームの先頭またはフレームの最後尾にヌルシンボルを配置することで、時間領域において、復調時に非干渉部分を確保することができる。よって、復調復号装置はフレームの先頭またはフレームの最後尾で単独で抽出されるヒルベルト変換成分を用いて、フレームの先頭以降またはフレームの最後尾以前において直交する2つの成分を分離することができる。よって、復調復号装置は、干渉成分を除去できるようになるため、ディジタル信号をSSB化することで送信信号を狭帯域化して、無線通信の周波数利用効率を改善するにあたって、各信号間の相互干渉を抑制できるようになる。 As described above, according to the present embodiment, the demodulation / decoding apparatus separates four types of SSB signals into USB signals (two types) and LSB signals (two types) by performing Hilbert transform processing. To do. Furthermore, the modulation apparatus arranges a null symbol at the beginning of the frame or at the end of the frame, so that a non-interfering portion can be secured in the time domain during demodulation. Therefore, the demodulation / decoding apparatus can separate two orthogonal components after the head of the frame or before the tail of the frame by using the Hilbert transform component that is independently extracted at the head of the frame or the tail of the frame. Therefore, since the demodulation / decoding apparatus can remove the interference component, when the digital signal is converted to the SSB, the transmission signal is narrowed to improve the frequency utilization efficiency of wireless communication. Can be suppressed.
また、本実施の形態によれば、搬送周波数を同一とする4種類のSSB信号を用いることで周波数利用効率2bit/sec/Hzの変調方式を提供できることを明らかにした。また、図7に示すように、ロールオフ率(ナイキストロールオフ率)を十分に小さくして占有帯域幅を狭めた場合(図7B)には、帯域幅が、ロールオフ率が1の場合(図7A)の帯域幅の1/2に近づくので、周波数利用効率4bit/sec/Hzの変調方式を提供することが可能となる。 Also, according to the present embodiment, it has been clarified that a modulation scheme having a frequency utilization efficiency of 2 bits / sec / Hz can be provided by using four types of SSB signals having the same carrier frequency. In addition, as shown in FIG. 7, when the roll-off rate (Nyquist roll-off rate) is sufficiently reduced to narrow the occupied bandwidth (FIG. 7B), when the bandwidth is 1 and the roll-off rate is 1 ( Since it approaches ½ of the bandwidth of FIG. 7A), it is possible to provide a modulation scheme with a frequency utilization efficiency of 4 bits / sec / Hz.
(実施の形態2)
実施の形態1の図5に示したフレーム構成におけるシンボル信号抽出の手順を図8に示す。図8に示すように、例えば、時刻t=0のI軸では、時刻t=−TのQ軸で抽出した信号(H[u(t)])を用いる。また、時刻t=0のQ軸では、時刻t=−TのI軸で抽出した信号(−H[v(t)])を用いる。このように、図8に示すシンボル信号抽出の手順では、シンボル信号を抽出するために、過去に抽出された信号がI軸とQ軸とを交互に行き交うため(図8に示す点線矢印)、複雑な処理が発生してしまう。
(Embodiment 2)
The symbol signal extraction procedure in the frame configuration shown in FIG. 5 of the first embodiment is shown in FIG. As shown in FIG. 8, for example, on the I axis at time t = 0, the signal (H [u (t)]) extracted on the Q axis at time t = −T is used. For the Q axis at time t = 0, the signal (−H [v (t)]) extracted from the I axis at time t = −T is used. As described above, in the symbol signal extraction procedure shown in FIG. 8, in order to extract the symbol signal, the signal extracted in the past alternates between the I axis and the Q axis (dotted arrow shown in FIG. 8). Complicated processing will occur.
また、実施の形態1におけるシンボル信号の抽出方法では、フレームの先頭から順に抽出したu(t)およびv(t)を順次使用して以降のシンボルを抽出するため、u(t)およびv(t)の数値誤差が遺伝的に継承される課題がある。このため、本質的には、リードソロモン(Reed-Solomon)符号等の誤り訂正符号を用いる必要があるが、図8に示すように信号がI軸とQ軸とを交互に行き交う状態での適用は複雑さが増大してしまう。
Further, in the symbol signal extraction method according to
以下、本実施の形態について具体的に説明する。図9に、本実施の形態におけるシンボル配置を示す。図9に示すように、本実施の形態では、u(t)およびv(t)のシンボル配置をI軸およびQ軸に1シンボル毎に交互に切り替える。つまり、変調装置100(図2)は、u(t)およびv(t)を、シンボル毎にI軸およびQ軸に交互に配置する。ただし、図9では、時刻t=T−1〜T10で1フレームが構成される。また、フレームの先頭および最後尾に配置されるシンボルは、実施の形態1と同様、ヌルシンボルである。具体的には、図9に示すように、時刻t=T0では、I軸にu1が配置され、Q軸にv1が配置される。また、時刻t=T1では、I軸にv2が配置され、Q軸にu2が配置される。同様に、時刻t=T2では、I軸にu3が配置され、Q軸にv3が配置される。時刻t=時刻t=T3〜T9についても同様である。 Hereinafter, this embodiment will be specifically described. FIG. 9 shows the symbol arrangement in the present embodiment. As shown in FIG. 9, in this embodiment, the symbol arrangement of u (t) and v (t) is alternately switched for each symbol on the I axis and the Q axis. That is, modulation apparatus 100 (FIG. 2) arranges u (t) and v (t) alternately on the I axis and the Q axis for each symbol. However, in FIG. 9, one frame is configured at time t = T −1 to T 10 . Further, symbols arranged at the beginning and the end of the frame are null symbols as in the first embodiment. Specifically, as shown in FIG. 9, at time t = T 0 , u 1 is arranged on the I axis and v 1 is arranged on the Q axis. At time t = T 1, v 2 are arranged in the I-axis, u 2 are arranged in the Q axis. Similarly, at time t = T 2 , u 3 is arranged on the I axis and v 3 is arranged on the Q axis. The same applies to time t = time t = T 3 to T 9 .
図10は、図9に示すシンボル配置を行うことで得られる効果を示す。図10に示すように、例えば、I軸において、時刻t=0では、u(t)が受ける干渉は、−H[u(t−T)]のみであり、時刻t=2Tでは、u(t−2T)が受ける干渉は、−H[u(t−T)]および−H[u(t−3T)]のみである。すなわち、I軸では、u(t)が受ける干渉は、異なる時刻に信号点を有するu(t)のヒルベルト変換成分のみである。換言すると、u(t)に対する干渉成分にv(t)は含まれない。同様に、図10に示すように、Q軸において、時刻t=0では、v(t)が受ける干渉は、H[v(t−T)]からのみであり、時刻t=2Tでは、v(t−2T)が受ける干渉は、H[v(t−T)]およびH[v(t−3T)]からのみである。すなわち、Q軸では、v(t)に対する干渉成分にu(t)は含まれない。 FIG. 10 shows the effect obtained by performing the symbol arrangement shown in FIG. As shown in FIG. 10, for example, on the I axis, the interference received by u (t) at time t = 0 is only −H [u (t−T)], and at time t = 2T, u (t) The only interference received by t-2T) is -H [u (t-T)] and -H [u (t-3T)]. That is, on the I axis, the interference received by u (t) is only the Hilbert transform component of u (t) having signal points at different times. In other words, v (t) is not included in the interference component for u (t). Similarly, as shown in FIG. 10, on the Q axis, the interference received by v (t) at time t = 0 is only from H [v (t−T)], and at time t = 2T, v The interference received by (t-2T) is only from H [v (t-T)] and H [v (t-3T)]. That is, on the Q axis, u (t) is not included in the interference component for v (t).
この結果、図9に示すシンボル配置によって、I軸およびQ軸それぞれにおける所望波のシンボル(I軸ではu(t)、Q軸ではv(t))による隣接シンボル間干渉のみを扱うため、実施の形態1と比較して干渉関係をより単純化することができる。これにより、本発明に対して既存の誤差訂正符号を適用し易くなる。 As a result, the symbol arrangement shown in FIG. 9 handles only the inter-adjacent symbol interference due to the desired wave symbol (u (t) for the I axis and v (t) for the Q axis) on each of the I axis and Q axis. Compared with the first embodiment, the interference relationship can be further simplified. This makes it easy to apply an existing error correction code to the present invention.
さらに、干渉量は、sinc関数の場合、第1段階として次式で示すa値を用いて処理する。
これにより、フレーム全体の連立方程式を次式のように記述することができる。
当然のことながら、電波伝搬環境の擾乱状態においては、時々刻々、振幅が変動するため、aの値は等化処理等で安定化させた後に有効となるものである。また、式(23)は、I軸におけるシンボルu(t−kT) (k=0,1,2,…,9)に関するマトリクス方程式であり、式(24)は、Q軸におけるシンボルv(t−kT) (k=0,1,2,…,9)に関するマトリクス方程式である。なお、式(23)および式(24)のkの値は図9に示すシンボル配置を一例として挙げた場合であり、kの値を任意に定めることが可能である。 Naturally, in the disturbance state of the radio wave propagation environment, the amplitude fluctuates from moment to moment, so the value of a becomes effective after being stabilized by equalization processing or the like. Expression (23) is a matrix equation regarding the symbol u (t−kT) (k = 0, 1, 2,..., 9) on the I axis, and Expression (24) is the symbol v (t on the Q axis. −kT) (k = 0, 1, 2,..., 9). In addition, the value of k in Expression (23) and Expression (24) is a case where the symbol arrangement shown in FIG. 9 is given as an example, and the value of k can be arbitrarily determined.
このように、本実施の形態によれば、I軸およびQ軸に配置するシンボルを交互に切り替えることで、I軸およびQ軸における干渉成分を実施の形態1と比較して、さらに単純化することができる。 As described above, according to the present embodiment, by alternately switching the symbols arranged on the I axis and the Q axis, the interference components on the I axis and the Q axis are further simplified as compared with the first embodiment. be able to.
本発明は、ディジタル信号をSSB化することで送信信号を狭帯域化して、無線通信の周波数利用効率を改善するにあたって、各信号間の相互干渉を抑制し得、種々の無線機器に広く適用できる。 INDUSTRIAL APPLICABILITY The present invention narrows a transmission signal by converting a digital signal into an SSB and improves the frequency utilization efficiency of wireless communication, can suppress mutual interference between signals and can be widely applied to various wireless devices. .
100 変調装置
101 S/P変換部
102,103,104,105,202,203 ナイキストフィルタ
106,107,109,110,111,113,118,206,207,208,209 加算器
108,112,204,205 ヒルベルト変換器
114,115 乗算器
116 搬送周波数信号発生器
117 移相器
200 復調復号装置
201 直交検波部
210,211 復号器
212 P/S変換部
DESCRIPTION OF
Claims (6)
第2の単側帯波要素は正周波数領域に正極性の上側単側帯波を有するとともに負の周波数領域に負極性の下側単側帯波を有し、
第3の単側帯波要素は、正の周波数領域に正極性の下側単側帯波を有するとともに負の周波数領域に正極性の上側単側帯波を有し、
第4の単側帯波要素は正の周波数領域に正極性の下側単側帯波を有するとともに負の周波数領域に負極性の上側単側帯波を有する、
変調方式。 A modulation method for generating a modulation signal composed of four types of single sideband elements having a common carrier frequency, and of the four types of single sideband elements, the first single sideband element is in a positive frequency region. Having a positive upper single sideband and having a positive lower single sideband in the negative frequency region,
The second single sideband element has a positive upper single sideband in the positive frequency region and a negative lower single sideband in the negative frequency region;
The third single sideband element has a positive lower single sideband in the positive frequency region and a positive upper single sideband in the negative frequency region,
The fourth single sideband element has a positive lower single sideband in the positive frequency region and a negative upper singleband in the negative frequency region,
Modulation method.
請求項1記載の変調方式。 In the communication frame in which the symbol of the modulation signal is arranged, a null symbol is arranged at one or both of the head of the communication frame and the tail of the communication frame,
The modulation method according to claim 1.
請求項1記載の変調方式。 In the communication frame, the in-phase component of the modulation signal and the quadrature component of the modulation signal are alternately arranged on the I axis and the Q axis for each symbol,
The modulation method according to claim 1.
請求項1記載の変調方式。 Reducing the Nyquist roll-off rate of the modulated signal;
The modulation method according to claim 1.
正周波数領域に正極性の上側単側帯波を有するとともに負の周波数領域に負極性の下側単側帯波を有する第2の単側帯波要素、
正の周波数領域に正極性の下側単側帯波を有するとともに負の周波数領域に正極性の上側単側帯波を有する第3の単側帯波要素、
および、正の周波数領域に正極性の下側単側帯波を有するとともに負の周波数領域に負極性の上側単側帯波を有する第4の単側帯波要素の、共通の搬送周波数を有する4種類の単側帯波要素からなる変調信号を受信し、
受信信号と、前記受信信号をヒルベルト変換して得られる信号とを加算および減算することで、前記変調信号を、2要素の上側単側帯波成分と2要素の下側単側帯波成分とに分離する、
復調方式。 A first single sideband element having a positive upper single sideband in the positive frequency range and a positive lower single sideband in the negative frequency range;
A second single sideband element having a positive upper single sideband in the positive frequency region and a negative lower single sideband in the negative frequency region;
A third single sideband element having a positive lower single sideband in the positive frequency region and a positive upper single sideband in the negative frequency region;
And four types of fourth single-sideband elements having a common carrier frequency of a positive single-sideband in the positive frequency region and a negative single-sideband in the negative frequency region. Receives a modulated signal consisting of a single sideband element,
By adding and subtracting the received signal and the signal obtained by Hilbert transform of the received signal, the modulated signal is separated into two upper single sideband components and two lower single sideband components. To
Demodulation method.
請求項5記載の復調方式。 In the communication frame constituting the received signal, a null symbol is arranged, and a signal component subjected to Hilbert transform extracted at the head of the communication frame or the tail of the communication frame is used to start from the head or the tail. In sequence, the upper single sideband component of the two elements and the lower single sideband component of the two elements are separated into each element to obtain the four types of single sideband elements.
The demodulation method according to claim 5.
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