JP4698714B2 - Modulation method and demodulation method - Google Patents

Description

本発明は変調方法および復調方法に関し、無線通信ならびに光通信等の電磁波を利用する分野における周波数利用効率向上を必要とするシステムを対象とする変復調方法に関する。   The present invention relates to a modulation method and a demodulation method, and more particularly to a modulation / demodulation method for a system that requires an improvement in frequency use efficiency in a field using electromagnetic waves such as wireless communication and optical communication.

現時点で最も高い周波数利用効率が得られる通信方式は、直交周波数多重化方式（OFDM：Orthogonal Frequency Division Multiplex）である。OFDMは、細分化された変調波から構成されるが、変調波の数が低下した場合には、周波数利用効率が大幅に低下する。また、一般のディジタル直交変調方式では、ベースバンド信号の周波数特性を支配するロールオフ率を急峻にすることにより周波数利用効率を向上できるが、OFDM方式ではロールオフ率を急峻にしても周波数利用効率の向上においては効果がほとんどない。   The communication method that can obtain the highest frequency utilization efficiency at present is the orthogonal frequency division multiplexing (OFDM). OFDM is composed of subdivided modulated waves, but when the number of modulated waves decreases, the frequency utilization efficiency decreases significantly. Also, in general digital quadrature modulation systems, the frequency utilization efficiency can be improved by making the roll-off rate that controls the frequency characteristics of the baseband signal steep, but in the OFDM system, the frequency utilization efficiency can be improved even if the roll-off rate is steep. There is almost no effect in improving.

また、周波数利用効率の向上を実現する技術として、送信信号の狭帯域化技術が挙げられる。この代表例がＳＳＢ（Single Side Band：単側帯波）方式である。ＳＳＢ方式を用いた多重化の試みは、過去から進められている。最も早期に研究されたSyed Aon Mujtabaの方式(特許文献１または非特許文献１)における送信信号は、正の周波数領域の搬送波に正極性のＵＳＢ（Upper Side Band：上側帯波）を有し、負域の周波数領域の搬送波に正極性のＬＳＢ（Lower Side Band：下側帯波）を有するＳＳＢ成分と、正の周波数領域の搬送波に正極性のＬＳＢを有し、負域の周波数領域の搬送波に負極性のＵＳＢを持つＳＳＢ成分とから成る送信信号である。しかし、Syed Aon Mujtabaの方式では、全体の周波数帯域幅はＱＰＳＫ等のシングルキャリア変調方式の周波数帯域幅と変わらず、周波数利用効率の向上につながっていない。   Further, as a technique for improving the frequency utilization efficiency, a transmission signal narrowing technique can be cited. A typical example is the SSB (Single Side Band) system. Multiplexing attempts using the SSB method have been made since the past. The transmission signal in the Syed Aon Mujtaba method (patent document 1 or non-patent document 1) studied earliest has a positive USB (Upper Side Band) on a positive frequency carrier. An SSB component having a positive LSB (Lower Side Band) in a negative frequency region carrier, a positive LSB in a positive frequency carrier, and a negative frequency region carrier in a negative frequency region This is a transmission signal composed of an SSB component having a negative polarity USB. However, in the Syed Aon Mujtaba system, the overall frequency bandwidth is not different from the frequency bandwidth of a single carrier modulation system such as QPSK, which does not improve the frequency utilization efficiency.

次に発表された生田氏の方式（非特許文献２および非特許文献３）では、送信側が４種類のＳＳＢ成分を有する送信信号を生成する。また、搬送波の片側にＳＳＢ成分を直交的に配置して、ＵＳＢまたはＬＳＢを直交変調することで周波数利用効率をＱＰＳＫ方式シングルキャリア方式の２倍にする変調方式がある（特許文献２）。
米国特許第６０９１７８１号明細書 特開２００６−２０３８３５号公報 Syed Aon Mujtaba, “A Novel Scheme for Transmitting QPSK as a Single-Sideband Signal”, IEEE Globalcomm 98,vol.1, pp.592-597, 1998 生田大輔，高畑文雄，“ＢＰＳＫ信号のＳＳＢ伝送に関する検討”，２００１年電子情報通信学会総合大会講演論文集，B-5-177，2001年3月（Daisuke Ikuta, Fumio Takahata, "On SSB Transmission of BPSK Signal", Proceedings of the IEICE General Conference, B-5-177, Mar 2001） 生田大輔，高畑文雄，“ＱＰＳＫ信号のＳＳＢ伝送に関する検討”，２００１年電子情報通信学会総合大会講演論文集，B-5-176，2001年3月（Daisuke Ikuta, Fumio Takahata, "On SSB Transmission of QPSK Signal", Proceedings of the IEICE General Conference, B-5-176, Mar 2001） 太田現一郎他，“周波数利用効率のための新たな変調方式の検討”，電子情報通信学会技術研究報告RCS2003-184，pp.189-194，2003年11月20日(Gen-ichiro Ohta, Mitsuru Uesugi, TakuroSato, Hideyoshi Tominaga, "Considerations on new Modulation Methods for Spectram Efficiency", Technical report of IEICE RCS,RCS2003-184，pp.189-194, Nov 2003) In the method of Mr. Ikuta announced next (Non-Patent Document 2 and Non-Patent Document 3), the transmission side generates a transmission signal having four types of SSB components. In addition, there is a modulation method in which an SSB component is arranged orthogonally on one side of a carrier wave, and frequency utilization efficiency is doubled that of a QPSK single carrier method by orthogonally modulating USB or LSB (Patent Document 2).
US Pat. No. 6,091,781 JP 2006-203835 A Syed Aon Mujtaba, “A Novel Scheme for Transmitting QPSK as a Single-Sideband Signal”, IEEE Globalcomm 98, vol.1, pp.592-597, 1998 Daisuke Ikuta, Fumio Takahata, “Examination of SSB transmission of BPSK signals”, 2001 IEICE General Conference Proceedings, B-5-177, March 2001 (Daisuke Ikuta, Fumio Takahata, “On SSB Transmission of BPSK Signal ", Proceedings of the IEICE General Conference, B-5-177, Mar 2001) Daisuke Ikuta, Fumio Takahata, “Study on SSB transmission of QPSK signal”, 2001 IEICE General Conference Proceedings, B-5-176, March 2001 (Daisuke Ikuta, Fumio Takahata, “On SSB Transmission of QPSK Signal ", Proceedings of the IEICE General Conference, B-5-176, Mar 2001) Oichiro Genichiro et al., “Examination of New Modulation Scheme for Frequency Utilization Efficiency”, IEICE Technical Report RCS2003-184, pp.189-194, November 20, 2003 (Gen-ichiro Ohta, Mitsuru (Uesugi, TakuroSato, Hideyoshi Tominaga, "Considerations on new Modulation Methods for Spectram Efficiency", Technical report of IEICE RCS, RCS2003-184, pp.189-194, Nov 2003)

ＳＳＢ技術を用いてＯＦＤＭが有する周波数利用効率に匹敵若しくは上回る変調方式を実現するためには、一つの搬送周波数に独立の情報を保持するＵＳＢとＬＳＢとを配置すること、さらに、ＵＳＢとＬＳＢとをそれぞれ直交変調させることが一つの解決策である。これにより、変調信号は、同一の搬送周波数を有する４種類のＳＳＢ要素により構成される。４種類のＳＳＢ要素は、周波数領域では互いに直交するものの、時間領域では互いに干渉してしまう。しかし、上述した従来文献には、これら４種類のＳＳＢ要素を受信側で分離する方法および伝送されるべき情報のみを抽出する方法のいずれも開示されていない。   In order to realize a modulation scheme comparable to or exceeding the frequency utilization efficiency of OFDM using SSB technology, it is necessary to arrange USB and LSB holding independent information on one carrier frequency, and further, USB and LSB One solution is to quadrature modulate each of the. Thereby, the modulation signal is composed of four types of SSB elements having the same carrier frequency. The four types of SSB elements are orthogonal to each other in the frequency domain, but interfere with each other in the time domain. However, the above-described conventional literature does not disclose either a method for separating these four types of SSB elements on the receiving side or a method for extracting only information to be transmitted.

例えば、非特許文献３には、４種類のＳＳＢ要素を伝送する技術が開示されているが、４種類のＳＳＢ要素は同一の搬送周波数を有していない。また、非特許文献３において、４種類のＳＳＢ要素が仮に同一の搬送周波数を有する場合でも、非特許文献３に示される受信回路は４種類のＳＳＢ成分の相互干渉が残留し、干渉成分の相殺作用と希望信号の抽出作用とが十分に発揮できないため、４種類のＳＳＢ要素を完全に復調できない。非特許文献３において、同一の搬送周波数を有する４種類のＳＳＢ要素を完全に復調するためには、搬送周波数とＳＳＢ成分との間に周波数帯域に相当するだけのガードバンドを加える必要がある。ガードバンドを加えた場合には、周波数帯域幅は２倍に増大するため、周波数利用効率の向上につながらない。   For example, Non-Patent Document 3 discloses a technique for transmitting four types of SSB elements, but the four types of SSB elements do not have the same carrier frequency. Further, in Non-Patent Document 3, even when the four types of SSB elements have the same carrier frequency, the reception circuit shown in Non-Patent Document 3 retains mutual interference of the four types of SSB components, and cancels out the interference components. Since the operation and the extraction operation of the desired signal cannot be sufficiently performed, the four types of SSB elements cannot be completely demodulated. In Non-Patent Document 3, in order to completely demodulate four types of SSB elements having the same carrier frequency, it is necessary to add a guard band corresponding to the frequency band between the carrier frequency and the SSB component. When a guard band is added, the frequency bandwidth is doubled, which does not lead to an improvement in frequency utilization efficiency.

また、特許文献２では、受信機の復調段階および復号段階のうち、復号段階においてのみ干渉成分の除去を行っている。特許文献２に開示されている受信機は復調段階の構成部として直交検波部、整合フィルタおよび合成器を構成するが、信号間の干渉成分はいずれの構成部でも除去できない。すなわち、特許文献２では、復調段階に続く復号段階で信号間の干渉成分除去および信号分離を行っている。また、特許文献２に開示されている受信機では、ターボ復号方式により信号間の干渉成分を除去する。ターボ復号方式は、干渉信号成分のレプリカを用いて巡回的に誤差除去を行う方式であり、ＳＳＢ方式の特徴を活かした方式ではない。また、ターボ復号方式は多大の演算を必要とし、演算による大きな処理遅延が発生する。   Further, in Patent Document 2, interference components are removed only in the decoding stage among the demodulation stage and decoding stage of the receiver. The receiver disclosed in Patent Document 2 configures a quadrature detection unit, a matched filter, and a combiner as components at the demodulation stage, but interference components between signals cannot be removed by any component. That is, in Patent Document 2, interference component removal and signal separation between signals are performed in a decoding stage subsequent to the demodulation stage. In the receiver disclosed in Patent Document 2, interference components between signals are removed by a turbo decoding method. The turbo decoding method is a method for performing error removal cyclically by using a replica of an interference signal component, and is not a method utilizing the characteristics of the SSB method. Also, the turbo decoding method requires a large amount of computation, and a large processing delay is caused by the computation.

本発明は、かかる点に鑑みてなされたものであり、ディジタル信号をＳＳＢ化することで送信信号を狭帯域化して、無線通信の周波数利用効率を改善するにあたって、復調時における周波数領域での各信号間の相互干渉を抑制し得る変調方法および復調方法を提供することを目的とする。   The present invention has been made in view of the above points. In order to improve the frequency utilization efficiency of radio communication by narrowing the transmission signal by converting the digital signal into SSB, each frequency domain at the time of demodulation is provided. An object of the present invention is to provide a modulation method and a demodulation method capable of suppressing mutual interference between signals.

本発明の変調方法は、共通の搬送波周波数を有する２種類の単側帯波要素から成る変調信号を生成する変調方法であり、前記２種類の単側帯波要素は、正の周波数領域に正極性の上側単側帯波を有するとともに負周波数領域に正極性の下側単側帯波を有した第１の単側帯波要素と、正の周波数領域に正極性の上側単側帯波を有するとともに負周波数領域に負極性の下側単側帯波を有した第２の単側帯波要素とから構成され、あるいは、正の周波数領域に正極性の下側単側帯波を有するとともに負周波数領域に正極性の上側単側帯波を有した第３の単側帯波要素と、正の周波数領域に正極性の下側単側帯波を有するとともに負周波数領域に負極性の上側単側帯波を有した第４の単側帯波要素とから構成されるようにした。   The modulation method of the present invention is a modulation method for generating a modulation signal composed of two types of single sideband elements having a common carrier frequency, and the two types of single sideband elements are positive in the positive frequency region. A first single sideband element having an upper single sideband and having a positive lower singlesideband in the negative frequency region; and a positive upper singlesideband in the positive frequency region and in the negative frequency region Or a second single sideband element having a negative lower single sideband, or having a positive lower single sideband in the positive frequency region and a positive upper single in the negative frequency region. A third single-sideband element having a sideband and a fourth single-sideband having a positive lower single-sideband in the positive frequency domain and a negative upper single-sideband in the negative frequency domain It was made up of elements.

本発明の復調方法は、正の周波数領域に正極性の上側単側帯波を有するとともに負周波数領域に正極性の下側単側帯波を有した第１の単側帯波要素と、正の周波数領域に正極性の上側単側帯波を有するとともに負周波数領域に負極性の下側単側帯波を有した第２の単側帯波要素とから構成される２種類の単側帯波、あるいは、正の周波数領域に正極性の下側単側帯波を有するとともに負周波数領域に正極性の上側単側帯波を有した第３の単側帯波要素と、正の周波数領域に正極性の下側単側帯波を有するとともに負周波数領域に負極性の上側単側帯波を有した第４の単側帯波要素とから構成される２種類の単側帯波からなる変調信号であり、３値化２進数化された前記変調信号を受信し、前記変調信号のシンボルを、‘０’および‘１’を基調とする２進数に変換する２進数化処理を行うようにした。   The demodulation method of the present invention includes a first single sideband element having a positive upper single sideband in the positive frequency region and a positive lower single sideband in the negative frequency region, and a positive frequency region. Two types of single sidebands having a positive upper single sideband and a second single sideband element having a negative lower single sideband in the negative frequency region, or a positive frequency A third single sideband element having a positive lower single sideband in the region and a positive upper single sideband in the negative frequency region, and a positive lower single sideband in the positive frequency region. And a modulation signal composed of two types of single sidebands composed of a fourth single sideband element having a negative upper sideband in the negative frequency region, and is a ternary binary number A modulated signal is received, and the symbol of the modulated signal is based on '0' and '1'. And to perform binary processing for converting binary numbers to to.

本発明によれば、変調の基本要素である単側帯波からなる４種類の単側帯波要素を、共通の搬送周波数軸の周囲に直交的に配置することで、OFDM方式とほぼ同等、あるいはQPSK等のシングルキャリア変調方式の約２倍の周波数利用効率を実現することができる。さらに、シンボル信号のロールオフ率を急峻にすることにより、OFDM方式の約２倍の周波数利用効率を実現することができる。   According to the present invention, four types of single sideband elements consisting of single sidebands, which are the basic elements of modulation, are arranged orthogonally around a common carrier frequency axis, so that they are almost equivalent to the OFDM system or QPSK Thus, the frequency utilization efficiency about twice that of the single carrier modulation system such as the above can be realized. Furthermore, by making the roll-off rate of the symbol signal steep, it is possible to realize frequency use efficiency that is about twice that of the OFDM system.

以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。   Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.

まず、本発明者が本願発明を着想するに到るまでのケース（ケース１およびケース２）について説明する。   First, cases (case 1 and case 2) until the inventor comes up with the idea of the present invention will be described.

（ケース１）
図１に、本ケースが目的とする変調信号、つまり、共通の搬送周波数を有する４つのＳＳＢ要素から成る変調信号を示す。４つのＳＳＢ要素は、図１に示すように、偶対称正極性回転ＳＳＢと、偶対称負極性回転ＳＳＢと、奇対称正極性回転ＳＳＢと、奇対称負極性回転ＳＳＢとから成る。それぞれの単側帯波要素は、正域および負域の周波数領域それぞれに偶対称な周波数成分または奇対称な周波数成分を有する。 (Case 1)
FIG. 1 shows a modulation signal intended by this case, that is, a modulation signal composed of four SSB elements having a common carrier frequency. As shown in FIG. 1, the four SSB elements are composed of an even symmetric positive polarity rotation SSB, an even symmetric negative polarity rotation SSB, an odd symmetric positive polarity rotation SSB, and an odd symmetric negative polarity rotation SSB. Each single sideband element has an even symmetric frequency component or an odd symmetric frequency component in each of the positive and negative frequency regions.

具体的には、偶対称正極性回転ＳＳＢは、正の周波数領域に正極性の上側単側帯波を有するとともに負の周波数領域に正極性の下側単側帯波を有し、奇対称正極性回転ＳＳＢは正の周波数領域に正極性の上側単側帯波を有するとともに負の周波数領域に負極性の下側単側帯波を有し、偶対称負極性回転ＳＳＢは、正の周波数領域に正極性の下側単側帯波を有するとともに負の周波数領域に正極性の上側単側帯波を有し、奇対称負極性回転ＳＳＢは正の周波数領域に正極性の下側単側帯波を有するとともに負の周波数領域に負極性の上側単側帯波を有する。   Specifically, the even symmetric positive rotation SSB has a positive upper single sideband in the positive frequency region and a positive lower single sideband in the negative frequency region. The SSB has a positive upper single sideband in the positive frequency region and a negative lower single sideband in the negative frequency region, and the even symmetric negative rotation SSB has a positive polarity in the positive frequency region. The lower single sideband has a positive upper singlesideband in the negative frequency region, and the odd-symmetric negative rotation SSB has a positive lower singlesideband in the positive frequency region and a negative frequency The region has a negative upper single sideband.

従って、周波数領域における正負の成分を考慮すると、変調信号のＳＳＢ要素は８個となる。なお、８個のＳＳＢ要素は、概念上のものであり、８個のＳＳＢ要素が物理的に単独で存在するものではない。例えば、角周波数ω_１の信号は、ｃｏｓω_１ｔまたはｓｉｎω_１ｔである。しかし、ＳＳＢ要素の概念を説明するためには、ＳＳＢ要素を解析信号化することが必要となる。よって、ｃｏｓω_１ｔを一例として説明すると、角周波数ω_１の信号は、ｃｏｓω_１ｔの解析成分であるフェイサｅｘｐ（ｊω_１ｔ）およびｅｘｐ（−ｊω_１ｔ）を用いてオイラーの定理を用いて次のように表すことができる。

ここで、フェイサとは、一方向の位相回転する基本要素であり、ｅｘｐ（ｊω_１ｔ）は角周波数ω_１の位置で正方向に位相回転し、ｅｘｐ（−ｊω_１ｔ）は角周波数−ω_１の位置で正方向に位相回転する。 Therefore, considering positive and negative components in the frequency domain, the number of SSB elements of the modulation signal is 8. Note that the eight SSB elements are conceptual, and the eight SSB elements do not physically exist alone. For example, the angular frequency omega ₁ of the signal is cos .omega ₁ t or sin .omega ₁ t. However, in order to explain the concept of the SSB element, it is necessary to convert the SSB element into an analytic signal. Therefore, when described as an example cos .omega ₁ t, an angular frequency omega ₁ of the signal, using the Euler's theorem using an analysis component of cos .omega ₁ t Feisa exp (jω ₁ t) and exp (-jω ₁ t) Can be expressed as follows.

Here, the facer is a basic element that rotates in one direction, exp (jω ₁ t) rotates in the positive direction at the position of the angular frequency ω ₁ , and exp (−jω ₁ t) has the angular frequency −. phase rotates in the forward direction at the position of the omega _1.

一方、情報を伝送するための帯域幅を有する信号は、情報信号の遷移により位相が正方向に増大したり、負方向に増大したりする。このとき、図１に示す周波数領域では、情報を伝送するための帯域幅を有する信号は、正方向に位相回転する場合にはＵＳＢ信号とし、負方向に位相回転する場合にはＬＳＢ信号とする。例えば、図１に示す偶対称正極性回転ＳＳＢでは、情報信号の遷移により位相が正方向に増大する場合には正の周波数領域のＵＳＢ成分を形成し、情報信号の遷移により位相が負方向に増大する場合には負域の周波数領域のＬＳＢ成分を形成する。すなわち、図１に示す偶対称正極性回転ＳＳＢ、偶対称負極性回転ＳＳＢ、奇対称正極性回転ＳＳＢおよび奇対称負極性回転ＳＳＢは、ＵＳＢ成分およびＬＳＢ成分をそれぞれが有するものの、時間領域ではＵＳＢ成分およびＬＳＢ成分のいずれか１つのみが存在する。   On the other hand, the phase of a signal having a bandwidth for transmitting information increases in the positive direction or increases in the negative direction due to the transition of the information signal. At this time, in the frequency domain shown in FIG. 1, a signal having a bandwidth for transmitting information is a USB signal when the phase is rotated in the positive direction, and an LSB signal when the phase is rotated in the negative direction. . For example, in the even symmetric positive polarity rotation SSB shown in FIG. 1, when the phase increases in the positive direction due to the transition of the information signal, a USB component in the positive frequency region is formed, and the phase shifts in the negative direction due to the transition of the information signal. When increasing, an LSB component in the negative frequency domain is formed. That is, even symmetric positive polarity rotation SSB, even symmetric negative polarity rotation SSB, odd symmetric positive polarity rotation SSB and odd symmetric negative polarity rotation SSB shown in FIG. 1 each have a USB component and an LSB component, but in the time domain, Only one of the component and the LSB component is present.

図１における４つのＳＳＢ要素は以下のように表される。ただし、ＵＳＢ型ＳＳＢ−ＱＰＳＫで搬送される情報をｕ（ｔ），ｖ（ｔ）とし、ＬＳＢ型ＳＳＢ−ＱＰＳＫで搬送される情報をｐ（ｔ），ｒ（ｔ）とする。また、ｕ（ｔ），ｐ（ｔ）を同相（In-phase）成分とし、ｖ（ｔ），ｒ（ｔ）を直交（Quadratured-phase）成分とする。また、ｕ（ｔ），ｖ（ｔ），ｐ（ｔ），ｒ（ｔ）の搬送波上の信号をそれぞれＵ（ｔ），Ｖ（ｔ），Ｐ（ｔ），Ｒ（ｔ）とする。   The four SSB elements in FIG. 1 are expressed as follows: However, information carried by USB SSB-QPSK is u (t) and v (t), and information carried by LSB SSB-QPSK is p (t) and r (t). Further, u (t) and p (t) are in-phase components, and v (t) and r (t) are quadratured-phase components. Further, the signals on the carrier waves u (t), v (t), p (t), and r (t) are U (t), V (t), P (t), and R (t), respectively.

＜１．偶対称正極性回転ＳＳＢ＞
信号ｕ（ｔ）が解析信号化されると、次式で表される。

ただし、Ｈ［ｕ（ｔ）］はｕ（ｔ）のヒルベルト変換処理を示す。 <1. Even Symmetric Positive Rotation SSB>
When the signal u (t) is converted into an analysis signal, it is expressed by the following equation.

However, H [u (t)] represents the Hilbert transform process of u (t).

ここで、搬送波角周波数をω_１とすると、信号ｕ（ｔ）は次式に示すＳＳＢとして搬送される。

Here, if the carrier angular frequency is ω ₁ , the signal u (t) is carried as SSB shown in the following equation.

＜２．奇対称正極性回転ＳＳＢ＞
式（２）と同様にしてｖ（ｔ）が解析信号化されたｖ_＋およびｖ₋を用いると、信号ｖ（ｔ）は次式に示すＳＳＢとして搬送される。

<2. Odd Symmetric Positive Rotation SSB>
Using v ₊ and v ₋ in which v (t) is converted into an analytic signal in the same manner as in equation (2), signal v (t) is carried as SSB shown in the following equation.

＜３．偶対称負極性回転ＳＳＢ＞
式（２）と同様にしてｐ（ｔ）が解析信号化されたｐ_＋およびｐ₋を用いると、信号ｐ（ｔ）は次式に示すＳＳＢとして搬送される。

<3. Even Symmetric Negative Rotation SSB>
Using p ₊ and p ₋ in which p (t) is converted into an analytic signal in the same manner as in equation (2), signal p (t) is carried as SSB shown in the following equation.

＜４．奇対称負極性回転ＳＳＢ＞
式（２）と同様にしてｒ（ｔ）が解析信号化されたｒ_＋およびｒ₋を用いると、信号ｒ（ｔ）は次式に示すＳＳＢとして搬送される。

<4. Odd Symmetric Negative Rotation SSB>
Using r ₊ and r ₋ in which r (t) is converted into an analytic signal in the same manner as in equation (2), signal r (t) is carried as SSB shown in the following equation.

以上、４つのＳＳＢ要素について説明した。ここで、４つのＳＳＢ要素すべてを合成した変調信号をＳ_{ＳＳＢ−ＱＰＳＫ}（ｔ）として次式で表すことが出来る。

The four SSB elements have been described above. Here, a modulated signal obtained by synthesizing all four SSB elements can be expressed as S _SSB-QPSK (t) by the following equation.

図２に、本ケースに係る変調装置の構成を示す。   FIG. 2 shows the configuration of the modulation device according to this case.

図２に示す変調装置１００において、送信データｓ（ｔ）が直並列変換部（Ｓ／Ｐ変換部）１０１に入力される。Ｓ／Ｐ変換部１０１は、送信データｓ（ｔ）を直並列変換して４系統の並列信号を生成する。そして、Ｓ／Ｐ変換部１０１は、直並列変換した４系統の並列信号をナイキストフィルタ１０２，１０３，１０４および１０５にそれぞれ出力する。   In the modulation device 100 shown in FIG. 2, the transmission data s (t) is input to the serial / parallel conversion unit (S / P conversion unit) 101. The S / P conversion unit 101 performs serial / parallel conversion on the transmission data s (t) to generate four parallel signals. Then, the S / P converter 101 outputs the four parallel signals subjected to serial / parallel conversion to the Nyquist filters 102, 103, 104, and 105, respectively.

ナイキストフィルタ１０２，１０３，１０４および１０５は、Ｓ／Ｐ変換部１０１から入力される信号にフィルタリング処理をそれぞれ施し、所望の帯域幅の信号ｕ（ｔ），ｖ（ｔ），ｐ（ｔ），ｒ（ｔ）を出力する。   The Nyquist filters 102, 103, 104, and 105 perform a filtering process on the signals input from the S / P converter 101, respectively, to obtain signals u (t), v (t), p (t), r (t) is output.

加算器１０６は、ナイキストフィルタ１０２の出力ｕ（ｔ）とナイキストフィルタ１０４の出力ｐ（ｔ）とを加算してｕ（ｔ）＋ｐ（ｔ）を得る。加算器１０７は、ナイキストフィルタ１０５の出力ｒ（ｔ）からナイキストフィルタ１０３の出力ｖ（ｔ）を減算してｒ（ｔ）−ｖ（ｔ）を得る。   The adder 106 adds the output u (t) of the Nyquist filter 102 and the output p (t) of the Nyquist filter 104 to obtain u (t) + p (t). The adder 107 subtracts the output v (t) of the Nyquist filter 103 from the output r (t) of the Nyquist filter 105 to obtain r (t) −v (t).

ヒルベルト変換器１０８は、加算器１０７の出力（ｒ（ｔ）−ｖ（ｔ））をヒルベルト変換して、ヒルベルト変換後の信号Ｈ［ｒ（ｔ）−ｖ（ｔ）］を加算器１０９に出力する。   The Hilbert transformer 108 performs a Hilbert transform on the output (r (t) −v (t)) of the adder 107, and a signal H [r (t) −v (t)] after the Hilbert transform is sent to the adder 109. Output.

加算器１０９は、加算器１０６の出力（ｕ（ｔ）＋ｐ（ｔ））とヒルベルト変換器１０８の出力Ｈ［ｒ（ｔ）−ｖ（ｔ）］とを加算して信号Ｉ（ｔ）を生成する。加算器１０９で生成される信号Ｉ（ｔ）を次式に示す。

The adder 109 adds the output (u (t) + p (t)) of the adder 106 and the output H [r (t) −v (t)] of the Hilbert transformer 108 to obtain a signal I (t). Generate. The signal I (t) generated by the adder 109 is shown in the following equation.

また、加算器１１０は、ナイキストフィルタ１０４の出力ｐ（ｔ）からナイキストフィルタ１０２の出力ｕ（ｔ）を減算してｐ（ｔ）−ｕ（ｔ）を得る。加算器１１１は、ナイキストフィルタ１０３の出力ｖ（ｔ）とナイキストフィルタ１０５の出力ｒ（ｔ）とを負の方向に加算して−｛ｒ（ｔ）＋ｖ（ｔ）｝を得る。   The adder 110 subtracts the output u (t) of the Nyquist filter 102 from the output p (t) of the Nyquist filter 104 to obtain p (t) −u (t). The adder 111 adds the output v (t) of the Nyquist filter 103 and the output r (t) of the Nyquist filter 105 in the negative direction to obtain − {r (t) + v (t)}.

ヒルベルト変換器１１２は、加算器１１０の出力（ｐ（ｔ）−ｕ（ｔ））をヒルベルト変換して、ヒルベルト変換後の信号Ｈ［ｐ（ｔ）−ｕ（ｔ）］を加算器１１３に出力する。   The Hilbert transformer 112 performs a Hilbert transform on the output (p (t) −u (t)) of the adder 110 and the signal H [p (t) −u (t)] after the Hilbert transform is sent to the adder 113. Output.

加算器１１３は、加算器１１１の出力（−｛ｒ（ｔ）＋ｖ（ｔ）｝）とヒルベルト変換器１１２の出力Ｈ［ｐ（ｔ）−ｕ（ｔ）］とを加算して信号Ｑ（ｔ）を生成する。加算器１１３で生成される信号Ｑ（ｔ）を次式に示す。

The adder 113 adds the output (− {r (t) + v (t)}) of the adder 111 and the output H [p (t) −u (t)] of the Hilbert transformer 112 to add the signal Q ( t). The signal Q (t) generated by the adder 113 is shown in the following equation.

乗算器１１４には搬送周波数信号発生器１１６で発生された搬送周波数信号（ｃｏｓω_１ｔ）が入力され、乗算器１１５には移相器１１７によって９０°（π／２）だけ位相がシフトされた搬送周波数信号（ｓｉｎω_１ｔ）が入力される。これにより、乗算器１１４は信号Ｉ（ｔ）を搬送周波数信号で乗算し、乗算器１１５は信号Ｑ（ｔ）を９０°位相のずれた搬送周波数信号で乗算する。 The multiplier 114 receives the carrier frequency signal (cos ω ₁ t) generated by the carrier frequency signal generator 116, and the phase of the multiplier 115 is shifted by 90 ° (π / 2) by the phase shifter 117. A carrier frequency signal (sin ω ₁ t) is input. Thereby, the multiplier 114 multiplies the signal I (t) by the carrier frequency signal, and the multiplier 115 multiplies the signal Q (t) by the carrier frequency signal that is 90 ° out of phase.

加算器１１８は、乗算器１１４の出力と乗算器１１５の出力とを加算する。これにより２種類のＵＳＢ信号（ｕ（ｔ），ｖ（ｔ））および２種類のＬＳＢ信号（ｐ（ｔ），ｒ（ｔ））が直交多重されたＳＳＢ変調波Ｓ_{ＳＳＢ−ＱＰＳＫ}（ｔ）が得られる。加算器１１８で生成されるＳＳＢ変調波Ｓ_{ＳＳＢ−ＱＰＳＫ}（ｔ）を次式に示す。

Adder 118 adds the output of multiplier 114 and the output of multiplier 115. As a result, two types of USB signals (u (t), v (t)) and two types of LSB signals (p (t), r (t)) are orthogonally multiplexed into an SSB modulated wave S _SSB-QPSK (t). Is obtained. The SSB modulated wave S _SSB-QPSK (t) generated by the adder 118 is represented by the following equation.

ここで、式（７）および式（１０）は等価である。よって、図２に示す構成により、本ケースが目的とする変調信号、つまり、４種類のＳＳＢ要素から成る変調信号を得ることができる。   Here, Formula (7) and Formula (10) are equivalent. Therefore, with the configuration shown in FIG. 2, it is possible to obtain a modulation signal intended by this case, that is, a modulation signal composed of four types of SSB elements.

次に、図３に、変調装置１００から送信されたＳＳＢ変調波Ｓ_{ＳＳＢ−ＱＰＳＫ}（ｔ）を受信し、復調および復号する復調復号装置の構成を示す。 Next, FIG. 3 shows a configuration of a demodulation / decoding apparatus that receives, demodulates and decodes the SSB modulated wave S _SSB-QPSK (t) transmitted from the modulation apparatus 100.

図３に示す復調復号装置２００において、ＳＳＢ変調波Ｓ_{ＳＳＢ−ＱＰＳＫ}（ｔ）は直交検波部２０１に入力される。直交検波部２０１は、ＳＳＢ変調波Ｓ_{ＳＳＢ−ＱＰＳＫ}（ｔ）にｃｏｓω_１ｔまたはｓｉｎω_１ｔを乗じて受信信号Ｓ_{ＳＳＢ−ＱＰＳＫ}（ｔ）の同相成分および直交成分をナイキストフィルタ２０２，２０３にそれぞれ出力する。 In the demodulation and decoding apparatus 200 illustrated in FIG. 3, the SSB modulated wave S _SSB-QPSK (t) is input to the quadrature detection unit 201. Quadrature detection unit 201, SSB modulated _{wave S SSB-QPSK} (t) to cos .omega ₁ t or sin .omega ₁ respectively in-phase and quadrature components of multiplying the t received signal _{S SSB-QPSK} (t) to the Nyquist filter 202, 203 Output.

ナイキストフィルタ２０２，２０３は、それぞれが有するローパスフィルタ作用によって、直交検波部２０１から入力されるＳ_{ＳＳＢ−ＱＰＳＫ}（ｔ）の同相成分および直交成分の高域成分を除去して信号Ｉ（ｔ），Ｑ（ｔ）を得る。 Each of the Nyquist filters 202 and 203 removes the in-phase component and the high-frequency component of the quadrature component of the S _SSB-QPSK (t) input from the quadrature detection unit 201 by the low-pass filter action that each of the Nyquist filters 202 and 203 Q (t) is obtained.

ヒルベルト変換器２０４，２０５は、信号Ｉ（ｔ），Ｑ（ｔ）をヒルベルト変換して、信号Ｈ［Ｉ（ｔ）］，Ｈ［Ｑ（ｔ）］を得る。   The Hilbert transformers 204 and 205 perform Hilbert transform on the signals I (t) and Q (t) to obtain signals H [I (t)] and H [Q (t)].

加算器２０６は、Ｉ（ｔ）とＨ［Ｑ（ｔ）］とを加算し、加算器２０７は、Ｉ（ｔ）からＨ［Ｑ（ｔ）］を減算し、加算器２０８は、Ｑ（ｔ）とＨ［Ｉ（ｔ）］とを加算し、加算器２０９は、Ｑ（ｔ）からＨ［Ｉ（ｔ）］を減算する。   The adder 206 adds I (t) and H [Q (t)], the adder 207 subtracts H [Q (t)] from I (t), and the adder 208 adds Q ( t) and H [I (t)] are added, and the adder 209 subtracts H [I (t)] from Q (t).

復号器２１０は、周波数直交する２つのＵＳＢ信号を分離して、分離したｕ（ｔ）およびｖ（ｔ）をパラレルシリアル変換部（Ｐ／Ｓ変換部）２１２に出力する。復号器２１１は、周波数直交する２つのＬＳＢ信号を分離して、分離したｐ（ｔ）およびｒ（ｔ）をＰ／Ｓ変換部２１２に出力する。   The decoder 210 separates two USB signals that are orthogonal to each other in frequency and outputs the separated u (t) and v (t) to the parallel-serial conversion unit (P / S conversion unit) 212. The decoder 211 separates two LSB signals that are orthogonal to each other in frequency, and outputs the separated p (t) and r (t) to the P / S converter 212.

Ｐ／Ｓ変換部２１２は、入力される４系統をパラレルシリアル変換することによって、１系統のデータ信号ｓ（ｔ）を得る。   The P / S converter 212 obtains one system data signal s (t) by performing parallel-serial conversion on the four systems input.

次に、本ケースの復調復号装置２００の動作について説明する。   Next, the operation of the demodulation / decoding apparatus 200 in this case will be described.

まず、受信信号Ｓ_{ＳＳＢ−ＱＰＳＫ}（ｔ）にｃｏｓω_１ｔを乗じて得られる、受信信号Ｓ_{ＳＳＢ−ＱＰＳＫ}（ｔ）の同相成分を、ナイキストフィルタ２０２が有するローパスフィルタに通過させることで高域成分を除去すると次式の信号Ｉ（ｔ）が得られる。

First, the in-phase component of the received signal S _SSB-QPSK (t) obtained by multiplying the received signal S _SSB-QPSK (t) by cos ω ₁ t is passed through a low-pass filter included in the Nyquist filter 202, thereby causing a high-frequency component. Is removed, a signal I (t) of the following formula is obtained.

また、受信信号Ｓ_{ＳＳＢ−ＱＰＳＫ}（ｔ）にｓｉｎω_１ｔを乗じて得られる、受信信号Ｓ_{ＳＳＢ−ＱＰＳＫ}（ｔ）の直交成分を、ナイキストフィルタ２０３が有するローパスフィルタに通過させることで高域成分を除去すると次式の信号Ｑ（ｔ）が得られる。

Further, the high-frequency component is obtained by passing the orthogonal component of the received signal S _SSB-QPSK (t) obtained by multiplying the received signal S _SSB-QPSK (t) by sin ω ₁ t through the low-pass filter of the Nyquist filter 203. Is removed, a signal Q (t) of the following formula is obtained.

ここで、式（１１）および式（１２）に示す信号には４種類の信号が含まれているため、２信号のためのＳＳＢ−ＱＰＳＫの場合よりもさらに干渉成分が増加している。このままでは、４元連立方程式を式（１１）および式（１２）の２式で解かなければならない。しかし、４元連立方程式を２式で解くことは理論的に不可能である。   Here, since the signals shown in Expression (11) and Expression (12) include four types of signals, the interference component further increases compared to the case of SSB-QPSK for two signals. If this is the case, the quaternary simultaneous equations must be solved by two formulas (11) and (12). However, it is theoretically impossible to solve the quaternary simultaneous equations with two equations.

ここで、ＳＳＢの特徴である解析信号としての性質に着目することが重要である。すなわち、ＳＳＢ信号は位相空間での回転方向が正負一方向に定まる。すなわち、ＳＳＢ信号のうち、ＵＳＢとＬＳＢとでは位相回転の方向が異なるため、ヒルベルト変換を施しても位相回転方向は変わらない。そこで、ヒルベルト変換器２０４およびヒルベルト変換器２０５は、この性質を利用して、式（１１）の信号Ｉ（ｔ）および式（１２）の信号Ｑ（ｔ）をヒルベルト変換して次式の信号を得る。

Here, it is important to pay attention to the characteristic of the SSB as an analysis signal. That is, the rotation direction in the phase space of the SSB signal is determined in one positive and negative direction. That is, among the SSB signals, the phase rotation direction is different between USB and LSB, and therefore the phase rotation direction does not change even when the Hilbert transform is performed. Therefore, the Hilbert transformer 204 and the Hilbert transformer 205 use this property to perform a Hilbert transform on the signal I (t) of the equation (11) and the signal Q (t) of the equation (12) to obtain a signal of the following equation: Get.

式（１１）と式（１４）とを比較すると、ｕ（ｔ）およびＨ［ｖ（ｔ）］は同符号であるが、ｐ（ｔ）およびＨ［ｒ（ｔ）］は異符号である。同様に、式（１２）と式（１３）とを比較すると、Ｈ［ｕ（ｔ）］およびｖ（ｔ）は異符号であるが、Ｈ［ｐ（ｔ）］およびｒ（ｔ）は同符号である。   Comparing equation (11) and equation (14), u (t) and H [v (t)] have the same sign, but p (t) and H [r (t)] have different signs. . Similarly, when Equation (12) and Equation (13) are compared, H [u (t)] and v (t) have different signs, but H [p (t)] and r (t) are identical. It is a sign.

そこで、加算器２０６，２０７は式（１１）と式（１４）とを加算および減算することにより以下の信号を得る。

Thus, the adders 206 and 207 obtain the following signals by adding and subtracting the equations (11) and (14).

同様に、加算器２０８，２０９は式（１２）と式（１３）とを加算および減算することにより以下の信号を得る。

Similarly, the adders 208 and 209 obtain the following signals by adding and subtracting the equations (12) and (13).

以上により、式（１５）および式（１８）はｕ（ｔ）とｖ（ｔ）との２元連立方程式となり、式（１６）および式（１７）はｐ（ｔ）とｒ（ｔ）との２元連立方程式となる。これにより、２式を用いて２元連立方程式を解けばよいため、各ＳＳＢ信号を分離することが可能となる。   Thus, Equation (15) and Equation (18) become a binary simultaneous equation of u (t) and v (t), and Equation (16) and Equation (17) are expressed as p (t) and r (t) This is a binary simultaneous equation. As a result, it is only necessary to solve the binary simultaneous equations using the two equations, so that each SSB signal can be separated.

ただし、これらの２元連立方程式は、実際にはヒルベルト変換要素が含まれており、非常に強いシンボル干渉を引き起こす。図４にヒルベルト変換要素が引き起こすシンボル干渉の様子を示す。図４は、式（１５）において、シンボル信号ｕ（ｔ）をナイキストロールオフ信号として用いる場合、すなわち、ｕ（ｔ）が式（１９）で表され、そのヒルベルト変換が式（２０）で表される場合の時間領域におけるシンボル間干渉を示す図である。

However, these binary simultaneous equations actually include a Hilbert transform element and cause very strong symbol interference. FIG. 4 shows symbol interference caused by the Hilbert transform element. FIG. 4 shows a case where the symbol signal u (t) is used as the Nyquist roll-off signal in the equation (15), that is, u (t) is represented by the equation (19), and its Hilbert transform is represented by the equation (20). It is a figure which shows the interference between symbols in the time domain in the case of being performed.

ここで、ω_０はシンボル信号の周期周波数で、シンボル周期Ｔによって次式で表される。

Here, ω ₀ is the periodic frequency of the symbol signal, and is represented by the following equation by the symbol period T.

また、式（１５）では、Ｉ軸における所望波ｕ（ｔ）に加え、直交成分である信号ｖ（ｔ）のヒルベルト変換成分Ｈ［ｖ（ｔ）］が共存する。例えば、図４では、連続する３シンボルｕ（ｔ），ｕ（ｔ−Ｔ），ｕ（ｔ−２Ｔ）および直交成分であるシンボルｖ（ｔ），ｖ（ｔ−Ｔ），ｖ（ｔ−２Ｔ）のそれぞれのヒルベルト変換成分Ｈ［ｖ（ｔ）］，Ｈ［ｖ（ｔ−Ｔ）］，Ｈ［ｖ（ｔ−２Ｔ）］を示す。なお、図４では、説明を簡略するために、すべてのシンボルの状態を“１”すなわち＋１とする。   In Expression (15), in addition to the desired wave u (t) on the I axis, the Hilbert transform component H [v (t)] of the signal v (t), which is an orthogonal component, coexists. For example, in FIG. 4, three consecutive symbols u (t), u (t−T), u (t−2T), and symbols v (t), v (t−T), and v (t−) that are orthogonal components. 2H) represents the Hilbert transform components H [v (t)], H [v (t−T)], and H [v (t−2T)]. In FIG. 4, the state of all symbols is set to “1”, that is, +1 for the sake of simplicity.

図４において、例えば、時刻ｔ＝０に信号点を有するｕ（ｔ）と同一時刻に信号点を有するＨ［ｖ（ｔ）］は、時刻ｔ＝０ではｕ（ｔ）に干渉しない。一方、時刻ｔ＝０に信号点を有するシンボルに隣接するｔ＝−Ｔおよびｔ＝Ｔのシンボルでは、Ｈ［ｖ（ｔ）］は、それぞれの時刻で信号点を有するｕ（ｔ＋Ｔ）およびｕ（ｔ−Ｔ）に干渉していることが明らかである。このことは、式（２０）の奇対称性を考慮しても明らかである。   In FIG. 4, for example, H [v (t)] having a signal point at the same time as u (t) having a signal point at time t = 0 does not interfere with u (t) at time t = 0. On the other hand, for symbols of t = −T and t = T adjacent to symbols having signal points at time t = 0, H [v (t)] is u (t + T) and u having signal points at the respective times. It is clear that it interferes with (t−T). This is clear even considering the odd symmetry of equation (20).

この複雑な干渉状態がすべての信号点で発生するため、復調復号装置２００では、受信信号から所望する情報信号を抽出することは容易ではない。このような干渉状態において所望する情報信号を抽出する方法として、ターボ復号器を用いた方法がある。しかし、この方法は、干渉成分のレプリカを生成して巡回的に干渉成分を除去するため、処理時間が長くなってしまう。また、符号拡散技術を用いた方法がある。しかし、この方法では、例えば、Ｇｏｌｄ符号等の拡散符号の中で利用できる範囲が限定されるため、拡散効率が低下してしまう。ヒルベルト変換成分の除去に関する根本的な解決は、その干渉成分の特徴を利用することが必要となるが、これまでそのような研究はない。   Since this complicated interference state occurs at all signal points, it is not easy for the demodulation and decoding apparatus 200 to extract a desired information signal from the received signal. As a method for extracting a desired information signal in such an interference state, there is a method using a turbo decoder. However, since this method generates a replica of the interference component and cyclically removes the interference component, the processing time becomes long. There is also a method using a code spreading technique. However, with this method, for example, the range that can be used in a spreading code such as a Gold code is limited, so that the spreading efficiency decreases. A fundamental solution for the removal of the Hilbert transform component requires the use of the features of the interference component, but no such work has been done so far.

そこで、本ケースでは、ヒルベルト変換成分が隣接するシンボルに干渉を与える点に着目し、干渉波を干渉波としてではなく所望波として捉え、復調復号装置は、Ｑ軸を含めて所望波成分が通信フレーム内の３箇所に生成される点を利用して所望波を抽出する。   Therefore, in this case, paying attention to the fact that the Hilbert transform component interferes with adjacent symbols, the interference wave is regarded as a desired wave, not as an interference wave, and the demodulation / decoding device communicates the desired wave component including the Q axis. A desired wave is extracted using points generated at three locations in the frame.

図５に本ケースにおける所望波の抽出方法を示す。図５は図２に示す変調装置１００のＳ／Ｐ変換部１０１が送出するシンボル列のフレームを示す。本ケースでは、このフレームの先頭またはフレームの最後尾にヌルシンボルを配置する。具体的には、図５に示すように、フレームの先頭であるＴ_０にヌルシンボルを配置し、フレームの最後尾であるＴ_１１にヌルシンボルを配置する。また、フレームの先頭および最後尾以外のシンボルには、図５に示すように、Ｉ軸およびＱ軸に信号ｕ（ｔ）およびｖ（ｔ）をそれぞれ配置する。 FIG. 5 shows a method for extracting a desired wave in this case. FIG. 5 shows a frame of a symbol string transmitted by the S / P converter 101 of the modulation apparatus 100 shown in FIG. In this case, a null symbol is placed at the beginning of this frame or at the end of the frame. Specifically, as shown in FIG. 5, a null symbol is arranged at T ₀ which is the head of the frame, and a null symbol is arranged at T ₁₁ which is the end of the frame. Further, as shown in FIG. 5, signals u (t) and v (t) are respectively arranged on the I axis and the Q axis for symbols other than the head and the tail of the frame.

図５に示すようにしてフレームの先頭および最後尾にヌルシンボルを配置した場合の効果を図６に示す。図６では、図５に示す時刻ｔ＝Ｔ_０〜Ｔ_１１のシンボルうち、時刻ｔ＝Ｔ_０〜Ｔ_５のＩ軸およびＱ軸における６個の信号成分を示す。図６に示すように、時刻ｔ＝０にＩ軸で信号点を有するｕ（ｔ）は、Ｉ軸に直交するＱ軸上では、時刻ｔ＝−Ｔにおいてｕ（ｔ）のヒルベルト変換成分Ｈ［ｕ（ｔ）］のみが単独で現れることが分かる。同様に、時刻ｔ＝０にＱ軸上で信号点を有するｖ（ｔ）は、Ｑ軸に直交するＩ軸では、時刻ｔ＝−Ｔにおいてｖ（ｔ）のヒルベルト変換成分Ｈ［ｖ（ｔ）］のみが単独で現れることが分かる。ここで、信号ｕ（ｔ），ｖ（ｔ）の振幅を正規化した場合、ヒルベルト変換成分の隣接シンボルとの干渉量は約０．６３６６２である。 FIG. 6 shows the effect when null symbols are arranged at the beginning and end of the frame as shown in FIG. FIG. 6 shows six signal components on the I axis and the Q axis at times t = T _{0 to} T ₅ among the symbols at times t = T _{0 to} T ₁₁ shown in FIG. As shown in FIG. 6, u (t) having a signal point on the I axis at time t = 0 is Hilbert transform component H of u (t) at time t = −T on the Q axis orthogonal to the I axis. It can be seen that only [u (t)] appears alone. Similarly, v (t) having a signal point on the Q axis at time t = 0 is equal to the Hilbert transform component H [v (t) of v (t) at time t = −T on the I axis orthogonal to the Q axis. )] Alone appears. Here, when the amplitudes of the signals u (t) and v (t) are normalized, the amount of interference with the adjacent symbol of the Hilbert transform component is about 0.63662.

この結果、復調復号装置２００は、時刻ｔ＝−Ｔでヒルベルト変換成分としてのｕ（ｔ）とｖ（ｔ）とを単独で抽出した後、時刻ｔ＝０におけるｕ（ｔ）およびｖ（ｔ）と次のシンボルからの干渉との合成出力に代入することができる。すなわち、Ｉ軸上では時刻ｔ＝０における信号成分はｕ（ｔ）−Ｈ［ｖ（ｔ−Ｔ）］であるが、時刻ｔ＝−Ｔで既知となったｕ（ｔ）を代入することで−Ｈ［ｖ（ｔ−Ｔ）］の値が算出される。同様に、Ｑ軸上では時刻ｔ＝０における信号成分はｖ（ｔ）＋Ｈ［ｕ（ｔ−Ｔ）］であるが、時刻ｔ＝−Ｔで既知となったｖ（ｔ）を代入することでＨ［ｕ（ｔ−Ｔ）］の値が算出される。これにより、時刻ｔ＝０までに、ｕ（ｔ），ｕ（ｔ−Ｔ），ｖ（ｔ）およびｖ（ｔ−Ｔ）の値が求まる。   As a result, the demodulation and decoding apparatus 200 extracts u (t) and v (t) as Hilbert transform components independently at time t = −T, and then performs u (t) and v (t) at time t = 0. ) And the interference from the next symbol. That is, on the I axis, the signal component at time t = 0 is u (t) −H [v (t−T)], but u (t) that has become known at time t = −T is substituted. The value of -H [v (t-T)] is calculated. Similarly, on the Q axis, the signal component at time t = 0 is v (t) + H [u (t−T)], but v (t) that has become known at time t = −T is substituted. To calculate the value of H [u (t−T)]. Thereby, the values of u (t), u (t−T), v (t) and v (t−T) are obtained by time t = 0.

そして、時刻ｔ＝Ｔにおいても時刻ｔ＝０までに既知となった値を用いることで時刻ｔ＝Ｔにおける信号成分を分離することができる。具体的には、時刻ｔ＝Ｔでは、Ｉ軸上の信号成分はｕ（ｔ−Ｔ）−Ｈ［ｖ（ｔ）］−Ｈ［ｖ（ｔ−２Ｔ）］であり、既知となったｖ（ｔ），ｕ（ｔ−Ｔ）を代入することで−Ｈ［ｖ（ｔ−２Ｔ）］の値が算出される。同様に、Ｑ軸上では時刻ｔ＝Ｔにおける信号成分はｖ（ｔ−Ｔ）＋Ｈ［ｕ（ｔ）］＋Ｈ［ｕ（ｔ−２Ｔ）］であり、既知となったｕ（ｔ），ｖ（ｔ−Ｔ）を代入することでＨ［ｕ（ｔ−２Ｔ）］の値が算出される。以降、同様にして、既知となったシンボルの値を用いることで、フレーム上のすべてのシンボル信号を抽出できることは明らかである。   The signal component at time t = T can be separated by using a value that has become known by time t = 0 even at time t = T. Specifically, at time t = T, the signal component on the I axis is u (t−T) −H [v (t)] − H [v (t−2T)], and v becomes known. By substituting (t) and u (t−T), the value of −H [v (t−2T)] is calculated. Similarly, on the Q axis, the signal component at time t = T is v (t−T) + H [u (t)] + H [u (t−2T)], and becomes u (t), v that has become known. By substituting (t−T), the value of H [u (t−2T)] is calculated. Thereafter, it is apparent that all symbol signals on the frame can be extracted in the same manner by using the known symbol values.

このように、復調復号装置２００は、ヌルシンボルが配置されたフレームの先頭および最後尾で単独で抽出されるヒルベルト変換成分を用いて、フレームの先頭から順に、シンボル間干渉を引き起こすヒルベルト変換成分を除去することで、ＵＳＢ信号（ｕ（ｔ）およびｖ（ｔ））をＳＳＢ要素毎の信号に分離する。すなわち、復調復号装置２００では、ヌルシンボルが配置されるフレームの先頭または最後尾を、ＵＳＢ信号を２つのＳＳＢ要素に分離する分離処理の開始位置とする。   In this way, the demodulation and decoding apparatus 200 uses the Hilbert transform components that are independently extracted at the beginning and the end of the frame in which the null symbols are arranged, and sequentially converts the Hilbert transform components that cause intersymbol interference from the beginning of the frame. By removing, the USB signals (u (t) and v (t)) are separated into signals for each SSB element. That is, in the demodulation and decoding apparatus 200, the start or end of the frame in which the null symbol is arranged is set as the start position of the separation process that separates the USB signal into two SSB elements.

以上説明したように、本ケースによれば、復調復号装置は、ヒルベルト変換処理を行うことで４種類のＳＳＢ信号を、ＵＳＢ信号（２種類）とＬＳＢ信号（２種類の）とに分離する。さらに、変調装置がフレームの先頭またはフレームの最後尾にヌルシンボルを配置することで、時間領域において、復調時に非干渉部分を確保することができる。よって、復調復号装置はフレームの先頭またはフレームの最後尾で単独で抽出されるヒルベルト変換成分を用いて、フレームの先頭以降またはフレームの最後尾以前において直交する２つの成分を分離することができる。よって、復調復号装置は、干渉成分を除去できるようになるため、ディジタル信号をＳＳＢ化することで送信信号を狭帯域化して、無線通信の周波数利用効率を改善するにあたって、各信号間の相互干渉を抑制できるようになる。   As described above, according to this case, the demodulation / decoding apparatus separates the four types of SSB signals into the USB signal (two types) and the LSB signal (two types) by performing the Hilbert transform process. Furthermore, the modulation apparatus arranges a null symbol at the beginning of the frame or at the end of the frame, so that a non-interfering portion can be secured in the time domain during demodulation. Therefore, the demodulation / decoding apparatus can separate two orthogonal components after the head of the frame or before the tail of the frame by using the Hilbert transform component that is independently extracted at the head of the frame or the tail of the frame. Therefore, since the demodulation / decoding apparatus can remove the interference component, when the digital signal is converted to the SSB, the transmission signal is narrowed to improve the frequency utilization efficiency of wireless communication. Can be suppressed.

また、本ケースによれば、搬送周波数を同一とする４種類のＳＳＢ信号を用いることで周波数利用効率２ｂｉｔ／ｓｅｃ／Ｈｚの変調方法を提供できることを明らかにした。また、図７に示すように、ロールオフ率（ナイキストロールオフ率）を十分に小さくして占有帯域幅を狭めた場合（図７Ｂ）には、帯域幅が、ロールオフ率が１の場合（図７Ａ）の帯域幅の１／２に近づくので、周波数利用効率４ｂｉｔ／ｓｅｃ／Ｈｚの変調方法を提供することが可能となる。   Also, according to this case, it has been clarified that a modulation method having a frequency utilization efficiency of 2 bits / sec / Hz can be provided by using four types of SSB signals having the same carrier frequency. In addition, as shown in FIG. 7, when the roll-off rate (Nyquist roll-off rate) is sufficiently reduced to narrow the occupied bandwidth (FIG. 7B), when the bandwidth is 1 and the roll-off rate is 1 ( Since it approaches ½ of the bandwidth of FIG. 7A), it is possible to provide a modulation method with a frequency utilization efficiency of 4 bits / sec / Hz.

（ケース２）
ケース１の図５に示したフレーム構成におけるシンボル信号抽出の手順を図８に示す。図８に示すように、例えば、時刻ｔ＝０のＩ軸では、時刻ｔ＝−ＴのＱ軸で抽出した信号（Ｈ［ｕ（ｔ）］）を用いる。また、時刻ｔ＝０のＱ軸では、時刻ｔ＝−ＴのＩ軸で抽出した信号（−Ｈ［ｖ（ｔ）］）を用いる。このように、図８に示すシンボル信号抽出の手順では、シンボル信号を抽出するために、過去に抽出された信号がＩ軸とＱ軸とを交互に行き交うため（図８に示す点線矢印）、複雑な処理が発生してしまう。 (Case 2)
FIG. 8 shows a procedure of symbol signal extraction in the frame configuration shown in FIG. As shown in FIG. 8, for example, on the I axis at time t = 0, the signal (H [u (t)]) extracted on the Q axis at time t = −T is used. For the Q axis at time t = 0, the signal (−H [v (t)]) extracted from the I axis at time t = −T is used. As described above, in the symbol signal extraction procedure shown in FIG. 8, in order to extract the symbol signal, the signal extracted in the past alternates between the I axis and the Q axis (dotted arrow shown in FIG. 8). Complicated processing will occur.

また、ケース１におけるシンボル信号の抽出方法では、フレームの先頭から順に抽出したｕ（ｔ）およびｖ（ｔ）を順次使用して以降のシンボルを抽出するため、ｕ（ｔ）およびｖ（ｔ）の数値誤差が遺伝的に継承される課題がある。このため、本質的には、リードソロモン（Reed-Solomon）符号等の誤り訂正符号を用いる必要があるが、図８に示すように信号がＩ軸とＱ軸とを交互に行き交う状態での適用は複雑さが増大してしまう。   Further, in the symbol signal extraction method in Case 1, u (t) and v (t) extracted sequentially from the beginning of the frame are used in order to extract subsequent symbols, so that u (t) and v (t) There is a problem that the numerical error of is inherited genetically. For this reason, it is essential to use an error correction code such as a Reed-Solomon code. However, as shown in FIG. 8, it is applied in a state in which the signal alternates between the I axis and the Q axis. Increases complexity.

以下、本ケースについて具体的に説明する。図９に、本ケースにおけるシンボル配置を示す。図９に示すように、本ケースでは、ｕ（ｔ）およびｖ（ｔ）のシンボル配置をＩ軸およびＱ軸に１シンボル毎に交互に切り替える。つまり、変調装置１００（図２）は、ｕ（ｔ）およびｖ（ｔ）を、シンボル毎にＩ軸およびＱ軸に交互に配置する。ただし、図９では、時刻ｔ＝Ｔ_−１〜Ｔ_１０で１フレームが構成される。また、フレームの先頭および最後尾に配置されるシンボルは、ケース１と同様、ヌルシンボルである。具体的には、図９に示すように、時刻ｔ＝Ｔ_０では、Ｉ軸にｕ_１が配置され、Ｑ軸にｖ_１が配置される。また、時刻ｔ＝Ｔ_１では、Ｉ軸にｖ_２が配置され、Ｑ軸にｕ_２が配置される。同様に、時刻ｔ＝Ｔ_２では、Ｉ軸にｕ_３が配置され、Ｑ軸にｖ_３が配置される。時刻ｔ＝時刻ｔ＝Ｔ_３〜Ｔ_９についても同様である。 Hereinafter, this case will be specifically described. FIG. 9 shows the symbol arrangement in this case. As shown in FIG. 9, in this case, the symbol arrangement of u (t) and v (t) is alternately switched for each symbol on the I axis and the Q axis. That is, modulation apparatus 100 (FIG. 2) arranges u (t) and v (t) alternately on the I axis and the Q axis for each symbol. However, in FIG. 9, one frame is configured at time t = T _{−1 to} T ₁₀ . Further, the symbols arranged at the head and the tail of the frame are null symbols as in the case 1. Specifically, as shown in FIG. 9, at time t = T ₀ , u ₁ is arranged on the I axis and v ₁ is arranged on the Q axis. At time t = _{T 1, v 2} are arranged in the I-axis, _{u 2} are arranged in the Q axis. Similarly, at time t = T ₂ , u ₃ is arranged on the I axis and v ₃ is arranged on the Q axis. The same applies to time t = time t = T _{3 to} T ₉ .

図１０は、図９に示すシンボル配置を行うことで得られる効果を示す。図１０に示すように、例えば、Ｉ軸において、時刻ｔ＝０では、ｕ（ｔ）が受ける干渉は、−Ｈ［ｕ（ｔ−Ｔ）］のみであり、時刻ｔ＝２Ｔでは、ｕ（ｔ−２Ｔ）が受ける干渉は、−Ｈ［ｕ（ｔ−Ｔ）］および−Ｈ［ｕ（ｔ−３Ｔ）］のみである。すなわち、Ｉ軸では、ｕ（ｔ）が受ける干渉は、異なる時刻に信号点を有するｕ（ｔ）のヒルベルト変換成分のみである。換言すると、ｕ（ｔ）に対する干渉成分にｖ（ｔ）は含まれない。同様に、図１０に示すように、Ｑ軸において、時刻ｔ＝０では、ｖ（ｔ）が受ける干渉は、Ｈ［ｖ（ｔ−Ｔ）］からのみであり、時刻ｔ＝２Ｔでは、ｖ（ｔ−２Ｔ）が受ける干渉は、Ｈ［ｖ（ｔ−Ｔ）］およびＨ［ｖ（ｔ−３Ｔ）］からのみである。すなわち、Ｑ軸では、ｖ（ｔ）に対する干渉成分にｕ（ｔ）は含まれない。   FIG. 10 shows the effect obtained by performing the symbol arrangement shown in FIG. As shown in FIG. 10, for example, on the I axis, the interference received by u (t) at time t = 0 is only −H [u (t−T)], and at time t = 2T, u (t) The only interference received by t-2T) is -H [u (t-T)] and -H [u (t-3T)]. That is, on the I axis, the interference received by u (t) is only the Hilbert transform component of u (t) having signal points at different times. In other words, v (t) is not included in the interference component for u (t). Similarly, as shown in FIG. 10, on the Q axis, the interference received by v (t) at time t = 0 is only from H [v (t−T)], and at time t = 2T, v The interference received by (t-2T) is only from H [v (t-T)] and H [v (t-3T)]. That is, on the Q axis, u (t) is not included in the interference component for v (t).

この結果、図９に示すシンボル配置によって、Ｉ軸およびＱ軸それぞれにおける所望波のシンボル（Ｉ軸ではｕ（ｔ）、Ｑ軸ではｖ（ｔ））による隣接シンボル間干渉のみを扱うため、ケース１と比較して干渉関係をより単純化することができる。これにより、本ケースに対して既存の誤差訂正符号を適用し易くなる。   As a result, the symbol arrangement shown in FIG. 9 handles only the inter-adjacent symbol interference due to the desired wave symbol (u (t) for the I axis and v (t) for the Q axis) on each of the I axis and Q axis. Compared with 1, the interference relationship can be further simplified. This makes it easier to apply an existing error correction code to this case.

さらに、干渉量は、ｓｉｎｃ関数の場合、第１段階として次式で示すａ値を用いて処理する。

Further, in the case of a sinc function, the amount of interference is processed using the value a shown in the following equation as the first step.

これにより、フレーム全体の連立方程式を次式のように記述することができる。

As a result, simultaneous equations for the entire frame can be described as:

当然のことながら、電波伝搬環境の擾乱状態においては、時々刻々、振幅が変動するため、ａの値は等化処理等で安定化させた後に有効となるものである。また、式（２３）は、Ｉ軸におけるシンボルｕ（ｔ−ｋＴ） （ｋ＝０，１，２，…，９）に関するマトリクス方程式であり、式（２４）は、Ｑ軸におけるシンボルｖ（ｔ−ｋＴ） （ｋ＝０，１，２，…，９）に関するマトリクス方程式である。なお、式（２３）および式（２４）のｋの値は図９に示すシンボル配置を一例として挙げた場合であり、ｋの値を任意に定めることが可能である。   Naturally, in the disturbance state of the radio wave propagation environment, the amplitude fluctuates from moment to moment, so the value of a becomes effective after being stabilized by equalization processing or the like. Expression (23) is a matrix equation regarding the symbol u (t−kT) (k = 0, 1, 2,..., 9) on the I axis, and Expression (24) is the symbol v (t on the Q axis. −kT) (k = 0, 1, 2,..., 9). In addition, the value of k in Expression (23) and Expression (24) is a case where the symbol arrangement shown in FIG. 9 is given as an example, and the value of k can be arbitrarily determined.

このように、本ケースによれば、Ｉ軸およびＱ軸に配置するシンボルを交互に切り替えることで、Ｉ軸およびＱ軸における干渉成分をケース１と比較して、さらに単純化することができる。   As described above, according to the present case, by alternately switching the symbols arranged on the I axis and the Q axis, the interference components on the I axis and the Q axis can be further simplified as compared with the case 1.

（本発明の一実施の形態）
以下、本発明の一実施の形態について説明する。 (One embodiment of the present invention)
Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described.

上述したケースで説明したように、共通の搬送周波数を有する４種類の単側帯波要素から成る変調信号を生成する変調方法として、上述した４種類の単側帯波要素を共通の搬送周波数軸の周囲に直交的に配置することで、ＯＦＤＭ方式とほぼ同等、あるいはＱＰＳＫ等のシングルキャリア変調方式の約２倍の周波数利用効率を実現することが可能となる。   As described in the above-described case, as a modulation method for generating a modulation signal composed of four types of single sideband elements having a common carrier frequency, the above four types of single sideband elements are arranged around a common carrier frequency axis. By arranging them orthogonally to each other, it is possible to realize a frequency use efficiency that is almost the same as that of the OFDM system or about twice that of a single carrier modulation system such as QPSK.

しかしながら、共通の搬送周波数を有し、位相領域で直交する２種の上側単側帯波要素同士、または、下側４種の単側帯波要素同士では、復調時において互いのヒルベルト変換成分が隣接シンボル間干渉となる。   However, between two types of upper single sideband elements having a common carrier frequency and orthogonal in the phase domain, or between the lower four types of single sideband elements, the Hilbert transform components of each other are adjacent symbols at the time of demodulation. Interference occurs.

例えば、上述したケースで説明したように、図６では、時刻ｔ＝−Ｔに配置されたフレームの先頭におけるヌルシンボル区間において、後続するｔ＝０に配置されたシンボルｕ（ｔ）およびｖ（ｔ）のヒルベルト変換成分が、直交する相手側に干渉成分としてそれぞれ現れることを利用して、シンボルｕ（ｔ）およびｖ（ｔ）の値をそれぞれ抽出することを示している。そして、式（２３）および式（２４）は、抽出したシンボルｕ（ｔ）およびｖ（ｔ）の値を用いた連立方程式により、後続するフレーム内のすべてのシンボルｕ（ｔ−ｎＴ）、ｖ（ｔ−ｎＴ）（ただし、ｎ＝１，２，…，ｋ)を抽出することを示している。   For example, as described in the above-described case, in FIG. 6, in the null symbol section at the beginning of the frame arranged at time t = −T, symbols u (t) and v ( It shows that the values of the symbols u (t) and v (t) are extracted using the fact that the Hilbert transform component of t) appears as an interference component on the orthogonal counterpart. Equations (23) and (24) are obtained by simultaneous equations using the values of extracted symbols u (t) and v (t), and all symbols u (t−nT), v (T−nT) (where n = 1, 2,..., K) is extracted.

しかし、式（２３）および式（２４）では、時刻ｔ＝−Ｔにおいて抽出したシンボルｕ（ｔ）およびｖ（ｔ）の値に含まれる誤差を継承することとなる。そのため、シンボルｕ（ｔ−ｎＴ）、ｖ（ｔ−ｎＴ）を含むＩ，Ｑのサンプリング値の検出誤差、および、連立方程式により解かれるシンボルｕ（ｔ−ｎＴ）、ｖ（ｔ−ｎＴ）の値に含まれる計算誤差は、フレームの最後尾に配置されたシンボルｕ（ｔ−ｎＴ）、ｖ（ｔ−ｎＴ）ほど大きくなる。つまり、式（２３）および式（２４）を用いて抽出したシンボルｕ（ｔ）およびｖ（ｔ）に対して、遺伝的誤差の継承という弊害が生じる。   However, in Expression (23) and Expression (24), the error included in the values of the symbols u (t) and v (t) extracted at time t = −T is inherited. Therefore, detection errors of sampling values of I and Q including symbols u (t−nT) and v (t−nT), and symbols u (t−nT) and v (t−nT) solved by simultaneous equations The calculation error included in the value increases as the symbols u (t−nT) and v (t−nT) arranged at the end of the frame. That is, there is an adverse effect of inheriting a genetic error for the symbols u (t) and v (t) extracted using the equations (23) and (24).

そこで、本発明では、２種の上側単側帯波要素同士、または、下側４種の単側帯波要素同士による多重化単側帯波において、Ｑ軸上でのシンボル配置を１シンボル毎の交互配置とし、さらに、シンボル系列を３値化２進数化する。また、受信側の復号部において、３値化２進数化されたシンボルから２進数データ（すなわち、‘０’および‘１’を基調とする２進数）に変換して戻す手段を提供し、データ通信システムとしての機能を完備する。   Therefore, in the present invention, symbol arrangement on the Q-axis is alternated for each symbol in the multiplexed single sideband wave between two types of upper single sideband elements or between the lower four types of single sideband elements. Furthermore, the symbol series is converted into a binary value. Further, the receiving side decoding unit provides a means for converting the ternary binary digitized symbol back into binary data (that is, binary number based on '0' and '1') and returning the data, Complete with functions as a communication system.

具体的には、２進数のビット列の数値的な値を変えることなく、‘１’となるビットが連続すること、つまり、ビット列における‘１’の連続性を除去する。ここで、一般の２進数では‘０’および‘１’の２つの要素を用いるのに対し、３値化２進数では‘−１’、‘０’および‘１’の３つの要素を用いる。要素が３つとなることで、数値の表現が多様化する。また、ディジタル通信の変調処理では、伝送すべき情報信号が一般の２進数（‘０’および‘１’）で表現された状態で入力されるものの、変調部において‘−１’および‘１’で表すための変換が一般に行なわれる。本発明の一本実施の形態では、このような状況を利用して、‘−１’および‘１’で表される変調用シンボル信号の連続性を除去する。   Specifically, without changing the numerical value of the binary bit string, the bit that becomes ‘1’ is continuous, that is, the continuity of ‘1’ in the bit string is removed. Here, two elements of “0” and “1” are used in a general binary number, whereas three elements of “−1”, “0”, and “1” are used in a ternary binary number. The expression of numerical values is diversified by having three elements. In the modulation processing of digital communication, although the information signal to be transmitted is input in a state expressed in general binary numbers ('0' and '1'), '-1' and '1' in the modulation unit Conversion to represent is generally performed. In one embodiment of the present invention, the continuity of modulation symbol signals represented by −1 and ‘1’ is removed by using such a situation.

以下、本発明の一本実施の形態の原理について説明する。   Hereinafter, the principle of one embodiment of the present invention will be described.

ここでは、式（２５）に示すように、Ｎ個の‘１’が連続する２進数を用いる。また、式（２５）に示すＮ個のビット列の両端のビットを‘０’とする。このとき、Ｎ桁のビット列の最下位ビット（‘１’）に、さらに‘１’を加えると、Ｎ＋１桁目のビットが‘１’となり、Ｎ個の‘１’はすべて‘０’となる。

Here, as shown in Expression (25), a binary number in which N “1” s are continuous is used. Also, the bits at both ends of the N bit strings shown in Expression (25) are set to “0”. At this time, if “1” is further added to the least significant bit (“1”) of the N-digit bit string, the bit in the (N + 1) -th digit becomes “1”, and all N “1” s become “0”. .

一方、式（２５）とは逆に、Ｎ個の‘０’が連続する２進数を用いて、Ｎ＋１桁目のビットが‘１’である場合、Ｎ桁のビット列の最下位ビット（‘０’）から‘１’を減算すると、Ｎ個のビット列の両端が‘０’となり、Ｎ個の‘０’はすべて‘１’となる。   On the other hand, in contrast to the equation (25), when the N + 1 digit bit is' 1 'using a binary number in which N' 0's are consecutive, the least significant bit ('0') of the N digit bit string When “1” is subtracted from “)”, both ends of the N bit strings become “0”, and all the N “0” s become “1”.

そこで、本発明では、変調信号の同相成分および変調信号の直交成分のシンボル間干渉成分の発生を、変調信号の前後のシンボルの極性との関係に基づいて判断することにより、シンボル間干渉を除去する。図１１Ａおよび図１１Ｂを用いて具体的に説明する。例えば、図１１Ａに示す９桁の２進数（２進符号）において、‘１’が連続する部分は、２^０，２^１，２^２，２^３および２^６，２^７である。よって、図１１Ａに示すように‘１’が連続する２^０，２^１，２^２，２^３は、３値化２進数化することにより、式（２６）のように表され、‘１’が連続する２^６，２^７は、３値化２進数化することにより、式（２７）のように表される。式（２６）に示すように、‘１’が連続する２^０，２^１，２^２，２^３は、２^４＝１から２^０において‘１’を減算した値と同一である。同様に、式（２７）に示すように、‘１’が連続する２^６，２^７は、２^８＝１から２^６において‘１’を減算した値と同一である。

Therefore, the present invention eliminates intersymbol interference by determining the occurrence of intersymbol interference components of the in-phase component of the modulation signal and the quadrature component of the modulation signal based on the relationship between the polarities of the symbols before and after the modulation signal. To do. This will be specifically described with reference to FIGS. 11A and 11B. For example, in the 9-digit binary number (binary code) shown in FIG. 11A, the portions where “1” continues are 2 ⁰ , 2 ¹ , 2 ² , 2 ³ and 2 ⁶ , 2 ⁷ . Therefore, as shown in FIG. 11A, 2 ⁰ , 2 ¹ , 2 ² , and 2 ³ in which “1” continues are expressed as shown in Expression (26) by being converted into a ternary binary number, and “1” 2 ⁶ and 2 ⁷ that are consecutive are represented by Expression (27) by being converted into a ternary binary number. As shown in Expression (26), 2 ⁰ , 2 ¹ , 2 ² , and 2 ³ in which “1” continues are the same as the value obtained by subtracting “1” from 2 ⁴ = 1 to 2 ⁰ . Similarly, as shown in Expression (27), 2 ⁶ and 2 ^{7 in which} “1” continues are the same as the value obtained by subtracting “1” from 2 ⁸ = 1 to 2 ⁶ .

また、例えば、図１１Ｂに示す８桁の２進数において、‘１’が連続する部分は、２^０，２^１，２^２，２^３および２^５，２^６である。よって、図１１Ｂに示すように‘１’が連続する２^０，２^１，２^２，２^３は、３値化２進数化することにより、式（２８）のように表され、‘１’が連続する２^５，２^６は、３値化２進数化することにより、式（２９）のように表される。

Further, for example, in the 8-digit binary number shown in FIG. 11B, the portions where '1' continues are 2 ⁰ , 2 ¹ , 2 ² , 2 ³ and 2 ⁵ , 2 ⁶ . Therefore, as shown in FIG. 11B, 2 ⁰ , 2 ¹ , 2 ² , and 2 ³ in which “1” continues are expressed as Equation (28) by being converted into a ternary binary number, and “1” 2 ⁵ , 2 ⁶ , which are consecutive, are expressed as shown in Expression (29) by being converted into a ternary binary number.

ここで、図１１Ｂに示すように、３値化２進数化後の符号（３値化２進数符号）の２^４は‘１’となり、２^５は‘−１’となる。すなわち、図１１Ｂでは、３値化２進数化後の符号においても‘１’および‘−１’が連続する部分が新たに発生している。そこで、図１１Ｂに示すように、‘１’および‘−１’が連続する２^５，２^６の２ビットは、さらに３値化２進数化することにより、式（３０）に示すようにして１ビットで表される。

Here, as shown in FIG. 11B, ^{2 4} is '1' next to the code after ternary binarized (3-valued binary code), ^{2 5} becomes "-1". That is, in FIG. 11B, a portion where “1” and “−1” continue is newly generated even in the code after ternarization and binary conversion. Therefore, as shown in FIG. 11B, the 2 bits of 2 ⁵ and 2 ⁶ in which “1” and “−1” are continuous are further converted into a ternary binary number to obtain a formula (30). It is represented by 1 bit.

これにより、図１１Ｂに示す８桁の２進数は、式（３１）に示すように、全体として‘１’および‘−１’が連続する部分が無い表現にすることができる。

As a result, the 8-digit binary number shown in FIG. 11B can be expressed without a portion where “1” and “−1” continue as a whole, as shown in Expression (31).

なお、信号処理では、単一の操作で上記３値化２進数化の操作が行なわれることが望ましい。図１２には、単一の操作を連続して行うことによって図１１Ａに示した３値化２進数化の変換が可能なことを示している。   In the signal processing, it is desirable that the ternarization / binarization operation is performed by a single operation. FIG. 12 shows that the conversion of the ternary binarization shown in FIG. 11A is possible by continuously performing a single operation.

具体的には、送信側の変調装置の３値化２進数化を行う処理部は、図１２に示す２進符号中に‘１’がある場合、‘１’である桁を‘−１’とし、その桁の一つ上の桁の符号に‘１’を加算する操作を一義的に行う。図１２では、２^０，２^１，２^２，２^３および２^６，２^７が‘１’であり、連続しているので、３値化２進数化を行う処理部は上記操作を６回行う。そして、３値化２進数化を行う処理部は、図１２に示すように、６回の操作の結果を単純に加算することにより、図１１Ａと同一の３値化２進数符号を得ることができる、つまり、‘１’の連続性を除去することができる。 Specifically, the processing unit that performs ternary binarization of the modulation apparatus on the transmission side changes the digit that is “1” to “−1” when “1” is present in the binary code illustrated in FIG. 12. And “1” is uniquely added to the sign of the digit one digit above. In FIG. 12, since 2 ⁰ , 2 ¹ , 2 ² , 2 ³ and 2 ⁶ , 2 ⁷ are “1” and are continuous, the processing unit that performs ternary binary conversion performs the above operation six times. Do. Then, as shown in FIG. 12, the processing unit that performs ternary binary digitization can obtain the same ternary binary code as in FIG. 11A by simply adding the results of six operations. Yes, that is, continuity of '1' can be removed.

また、図１３には、図１２と同様にして、図１１Ｂに示した３値化２進数化の変換が可能なことを示している。‘１’の連続性を除去する操作結果において、‘１’（または‘−１’）が連続する部分が新たに発生した場合でも、図１２に示すようにして、‘１’である桁を‘−１’とし、その桁の一つ上の桁の符号に‘１’を加算する操作を繰り返し行えばよい。これにより、図１２と同様、‘１’の連続性を除去することができる。   Further, FIG. 13 shows that the conversion of the ternary binarization shown in FIG. 11B is possible in the same manner as FIG. In the operation result of removing the continuity of “1”, even when a portion where “1” (or “−1”) continues is newly generated, as shown in FIG. It is sufficient to repeat the operation of setting “−1” and adding “1” to the sign of the digit one digit above. Thereby, the continuity of '1' can be removed as in FIG.

次に、送信側の変調装置における３値化２進数化処理のプロセスについて説明する。図１４は、本発明における２進数の３値化２進数化を行うための信号処理のプロセスを示すフロー図の一例である。ここで、図１４に示すｋはビット列の桁位置を表し、最下位ビットの桁位置をｋ＝１とし、最上位ビットの桁位置をｋ＝Ｎとする。また、ｍは最下位ビットから最上位ビットまでの一巡において３値化２進数化処理が行われた処理回数を表す。   Next, the process of the ternary binarization process in the modulation apparatus on the transmission side will be described. FIG. 14 is an example of a flowchart showing a signal processing process for performing binarization and binarization in the present invention. Here, k shown in FIG. 14 represents the digit position of the bit string, the digit position of the least significant bit is k = 1, and the digit position of the most significant bit is k = N. Further, m represents the number of processings in which the ternary binary conversion processing is performed in one cycle from the least significant bit to the most significant bit.

ステップ（以下、ＳＴという）１０１では、ｋおよびｍが初期化され、ｋ＝０およびｍ＝０となる。   In step (hereinafter referred to as ST) 101, k and m are initialized, and k = 0 and m = 0.

ＳＴ１０２では、桁位置ｋに１が加算され、ｋ＝ｋ＋１となる。つまり、初回はｋ＝１となり、桁位置が最下位ビットに設定される。   In ST102, 1 is added to the digit position k, so that k = k + 1. That is, the first time is k = 1, and the digit position is set to the least significant bit.

ＳＴ１０３では、桁位置ｋのビットであるＢｉｔ（ｋ）が‘１’であるか否かが判定される。Ｂｉｔ（ｋ）が‘１’の場合（ＳＴ１０３：Ｙｅｓの場合）、ＳＴ１０４では、Ｂｉｔ（ｋ）を‘−１’とし、桁位置ｋの一つ上の桁（桁位置ｋ＋１）のビットであるＢｉｔ（ｋ＋１）に１が加算される。ＳＴ１０５では、処理回数ｍに１が加算される。   In ST103, it is determined whether Bit (k), which is a bit at digit position k, is '1'. When Bit (k) is “1” (in the case of ST103: Yes), in ST104, Bit (k) is set to “−1”, and the bit is one digit higher than the digit position k (digit position k + 1). 1 is added to Bit (k + 1). In ST105, 1 is added to the processing count m.

ＳＴ１０６では、３値化２進数化処理を施したビットの桁位置が最上位であるか否か（すなわち、ｋ＝Ｎであるか否か）が判定される。３値化２進数化処理を施したビットの桁位置が最上位（ｋ＝Ｎ）に達していない場合（ＳＴ１０６：Ｎｏの場合）、ＳＴ１０２に戻る。また、３値化２進数化処理を施したビットの桁位置が最上位（ｋ＝Ｎ）である場合（ＳＴ１０６：Ｙｅｓの場合）、すべてのビットに‘１’が含まれていないことを確認するためにＳＴ１０１に戻って初めから処理を行う。   In ST106, it is determined whether or not the digit position of the bit subjected to the ternary binary conversion processing is the most significant (that is, whether or not k = N). If the digit position of the bit subjected to the ternary binary conversion processing has not reached the most significant (k = N) (ST106: No), the process returns to ST102. In addition, when the digit position of the bit subjected to the ternary binary conversion processing is the most significant (k = N) (ST106: Yes), it is confirmed that “1” is not included in all the bits. In order to do this, the process returns to ST101 and starts from the beginning.

一方、ＳＴ１０３において、Ｂｉｔ（ｋ）が‘１’ではない場合（ＳＴ１０３：Ｎｏの場合）、ＳＴ１０７では、桁位置ｋが最上位（ｋ＝Ｎ）であるか否か、および、３値化２進数化処理が一度も行われていないか（ｍ＝０であるか）が判定される。桁位置ｋが最上位ビットではない場合、または、３値化２進数化処理が一回以上行われている場合（ＳＴ１０７：Ｎｏ）、ＳＴ１０２に戻る。また、桁位置ｋが最上位ビットであり、３値化２進数化処理が一度も行われていない場合（ＳＴ１０７：Ｙｅｓ）、処理を終了する。なお、本発明では、図１１Ａに示すように、最上位ビットの更に１つ上のＮ＋１桁目に‘１’が生じてもよい。   On the other hand, when Bit (k) is not “1” in ST103 (ST103: No), in ST107, whether or not the digit position k is the most significant (k = N), and ternary 2 It is determined whether the digitization process has never been performed (whether m = 0). When the digit position k is not the most significant bit, or when the ternary binary conversion process has been performed once or more (ST107: No), the process returns to ST102. Further, when the digit position k is the most significant bit and the ternary binary conversion process has never been performed (ST107: Yes), the process ends. In the present invention, as shown in FIG. 11A, ‘1’ may occur in the (N + 1) th digit that is one bit higher than the most significant bit.

図１４に示すように、単純な処理を繰り返すことにより、２進数の３値化２進数化を簡便な処理で行なうことができる。   As shown in FIG. 14, by repeating a simple process, a binary ternarization and binary conversion can be performed by a simple process.

次に、受信側の復号復調装置が３値化２進数符号を２進数符号に戻す処理（２進数化処理）について説明する。   Next, a process (binarization process) in which the decoding / demodulation apparatus on the receiving side returns a ternary binary code to a binary code will be described.

具体的には、復号復調装置の２進数化を行う処理部は、３値化２進数符号中に‘−１’がある場合、‘−１’がある桁を‘１’とし、その桁の一つ上の桁の符号に‘−１’を加算する操作を一義的に行う。例えば、図１１Ａに示す３値化２進数化処理に対応する復号復調装置の処理を図１５に示す。図１５では、２^０，２^６が‘−１’であり、２^４，２^８が‘１’である。よって、‘−１’から始まり‘１’で終了する上記操作のプロセスとして、２^０から２^４までの４回の操作、および、２^６から２^８までの２回の操作がある。この６回の操作により、２^０から２^８までのすべての桁において‘−１’が含まれない符号、つまり、一般的な２進符号を得ることができ、２進数化が完了する。 Specifically, the processing unit that performs binarization of the decoding / demodulation apparatus sets a digit having “−1” to “1” when “−1” is present in the ternary binary code, The operation of adding “−1” to the sign of the digit one digit above is uniquely performed. For example, FIG. 15 shows a process of the decoding / demodulating apparatus corresponding to the ternary binary conversion process shown in FIG. 11A. In FIG. 15, 2 ⁰ and 2 ⁶ are “−1”, and 2 ⁴ and 2 ⁸ are “1”. Thus, - as a process of the operation for ending the '1' at the beginning '1', four operations from 2 ⁰ to 2 ^4, and, there are two operations from 2 ⁶ to 2 ^8. The six operation code does not contain the '-1' in all digits from 2 ⁰ to 2 ^8, i.e., it is possible to obtain a general binary code, binarized is completed.

また、図１５と同様にして、図１１Ｂに示す３値化２進数化処理に対応する復号復調装置の処理を図１６に示す。図１６では、２^０，２^４が‘−１’であり、２^７が‘１’である。よって、‘−１’から始まり‘１’で終了する上記操作のプロセスとして、２^０から２^４までの４回の操作、および、２^４から２^７までの３回の操作がある。この７回の操作により、２^０から２^７までのすべての桁において一般的な２進符号を得ることができ、２進数化が完了する。 Similarly to FIG. 15, FIG. 16 shows the processing of the decoding / demodulating apparatus corresponding to the ternary binary processing shown in FIG. 11B. In FIG. 16, 2 ⁰ and 2 ⁴ are “−1”, and 2 ⁷ is “1”. Thus, - as a process of the operation for ending the '1' at the beginning '1', four operations from 2 ⁰ to 2 ^4, and, there are three operation from 2 ⁴ to 2 ^7. The seven operations in all digits from 2 ⁰ to 2 ⁷ can obtain a general binary code, binarized is completed.

次に、受信側の復号復調装置における２進数化処理のプロセスについて説明する。図１７は、本発明における３値化２進数符号の２進数化を行うための信号処理のプロセスを示すフロー図の一例である。ここで、図１７に示すｋはビット列の桁位置を表し、最下位ビットの桁位置をｋ＝１とし、最上位ビットの桁位置をｋ＝Ｎとする。また、ｍは最下位ビットから最上位ビットまでの一巡において、３値化２進数符号の２進数化処理が行われた処理回数を表す。   Next, the process of the binarization process in the decoding / demodulation apparatus on the receiving side will be described. FIG. 17 is an example of a flowchart showing a signal processing process for binarizing a ternary binary code according to the present invention. Here, k shown in FIG. 17 represents the digit position of the bit string, the digit position of the least significant bit is k = 1, and the digit position of the most significant bit is k = N. In addition, m represents the number of times that the binarization processing of the ternary binary code is performed in one round from the least significant bit to the most significant bit.

ＳＴ２０１では、ｋおよびｍが初期化され、ｋ＝０およびｍ＝０となる。   In ST201, k and m are initialized, and k = 0 and m = 0.

ＳＴ２０２では、桁位置ｋに１が加算され、ｋ＝ｋ＋１となる。つまり、初回はｋ＝１となり、桁位置が最下位ビットに設定される。   In ST202, 1 is added to the digit position k, so that k = k + 1. That is, the first time is k = 1, and the digit position is set to the least significant bit.

ＳＴ２０３では、桁位置ｋのビットであるＢｉｔ（ｋ）が‘−１’であるか否かが判定される。Ｂｉｔ（ｋ）が‘−１’の場合（ＳＴ２０３：Ｙｅｓの場合）、ＳＴ２０４では、Ｂｉｔ（ｋ）を‘１’とし、桁位置ｋの一つ上の桁（桁位置ｋ＋１）のビットであるＢｉｔ（ｋ＋１）に−１が加算される。ＳＴ２０５では、処理回数ｍに１が加算される。   In ST203, it is determined whether or not Bit (k), which is a bit at digit position k, is “−1”. When Bit (k) is “−1” (in the case of ST203: Yes), in ST204, Bit (k) is set to “1”, and the bit is one digit higher than the digit position k (digit position k + 1). −1 is added to Bit (k + 1). In ST205, 1 is added to the processing count m.

ＳＴ２０６では、３値化２進数符号の２進数化処理を施したビットの桁位置が最上位であるか否か（すなわち、ｋ＝Ｎであるか否か）が判定される。３値化２進数符号の２進数化処理を施したビットの桁位置が最上位（ｋ＝Ｎ）に達していない場合（ＳＴ２０６：Ｎｏの場合）、ＳＴ２０２に戻る。また、３値化２進数符号の２進数化処理を施したビットの桁位置が最上位（ｋ＝Ｎ）である場合（ＳＴ２０６：Ｙｅｓの場合）、すべてのビットに‘−１’が含まれていないことを確認するためにＳＴ２０１に戻って初めから処理を行う。   In ST206, it is determined whether or not the digit position of the bit subjected to the binarization processing of the ternary binary code is the most significant (that is, whether or not k = N). When the digit position of the bit subjected to the binarization processing of the ternary binary code has not reached the most significant (k = N) (ST206: No), the process returns to ST202. When the digit position of the bit subjected to the binarization processing of the ternary binary code is the most significant (k = N) (ST206: Yes), all bits include “−1”. In order to confirm that there is no error, the process returns to ST201 and processing is performed from the beginning.

一方、ＳＴ２０３において、Ｂｉｔ（ｋ）が‘−１’ではない場合（ＳＴ２０３：Ｎｏの場合）、ＳＴ２０７では、桁位置ｋが最上位（ｋ＝Ｎ）であるか否か、および、３値化２進数符号の２進数化処理が一度も行われていないか（ｍ＝０であるか）が判定される。桁位置ｋが最上位ビットではない場合、または、３値化２進数符号の２進数化処理が一回以上行われている場合（ＳＴ２０７：Ｎｏ）、ＳＴ２０２に戻る。また、桁位置ｋが最上位ビットであり、３値化２進数化処理が一度も行われていない場合（ＳＴ２０７：Ｙｅｓ）、処理を終了する。   On the other hand, when Bit (k) is not “−1” in ST203 (ST203: No), in ST207, whether or not the digit position k is the most significant (k = N), and ternarization is performed. It is determined whether the binary code binarization process has never been performed (whether m = 0). When the digit position k is not the most significant bit, or when the binarization process of the ternary binary code has been performed one or more times (ST207: No), the process returns to ST202. Further, when the digit position k is the most significant bit and the ternary binarization process has not been performed (ST207: Yes), the process ends.

図１７に示すように、図１４と同様、単純な処理を繰り返すことにより、３値化２進数符号の２進数化を簡便な処理で行なうことができる。   As shown in FIG. 17, similarly to FIG. 14, the binary conversion of the ternary binary code can be performed by a simple process by repeating simple processing.

以上説明したように、本発明によれば、共通の搬送周波数を有し位相領域で直交する２種類の上側単側帯波要素同士、または、下側４種の単側帯波要素同士が復調時において、互いのシンボルのヒルベルト変換成分により引き起こされるシンボル間干渉を除去することにより、高い信頼性にて所望のシンボルの抽出が可能となる。さらに、２種類の上側単側帯波要素同士と下側４種の単側帯波要素同士とから構成され、搬送波周波数を共有する４種類の単側帯波要素を用いることで、ＯＦＤＭ方式とほぼ同等、あるいは、ＱＰＳＫ等のシングルキャリア変調方式の約２倍の周波数利用効率を確実に実現することができる。さらに、シンボル信号のロールオフ率を急峻にすることにより、ＯＦＤＭ方式の約２倍の周波数利用効率を実現することを可能とする。   As described above, according to the present invention, two types of upper single sideband elements having a common carrier frequency and orthogonal in the phase region, or the lower four types of single sideband elements are demodulated. By removing the inter-symbol interference caused by the Hilbert transform component of each symbol, it is possible to extract a desired symbol with high reliability. Furthermore, it is composed of two types of upper single sideband elements and lower four types of single sideband elements, and by using four types of single sideband elements sharing the carrier frequency, it is almost equivalent to the OFDM system. Alternatively, it is possible to reliably realize about twice the frequency utilization efficiency of a single carrier modulation method such as QPSK. Further, by making the roll-off rate of the symbol signal steep, it is possible to realize frequency use efficiency that is about twice that of the OFDM system.

本発明は、ディジタル信号をＳＳＢ化することで送信信号を狭帯域化して、無線通信の周波数利用効率を改善するにあたって、各信号間の相互干渉を抑制し得、種々の無線機器に広く適用できる。   INDUSTRIAL APPLICABILITY The present invention narrows a transmission signal by converting a digital signal into an SSB and improves the frequency utilization efficiency of wireless communication, can suppress mutual interference between signals and can be widely applied to various wireless devices. .

ケース１の４種類のＳＳＢ要素を示す図The figure which shows four types of SSB elements of Case 1 ケース１の変調装置の構成を示すブロック図The block diagram which shows the structure of the modulation apparatus of case 1 ケース１の復調復号装置の構成を示すブロック図The block diagram which shows the structure of the demodulation decoding apparatus of case 1 ケース１のＳＳＢ信号におけるシンボル干渉を示す図The figure which shows the symbol interference in the SSB signal of case 1 ケース１のＳＳＢ信号のフレーム構成を示す図The figure which shows the frame structure of the SSB signal of case 1 ケース１の各シンボルにおけるＩ軸およびＱ軸の干渉状況を示す図The figure which shows the interference condition of the I-axis and the Q-axis in each symbol of case 1 ケース１のロールオフ率を小さくした場合に周波数利用効率が向上することを示す図The figure which shows that frequency utilization efficiency improves when the roll-off rate of case 1 is made small. ケース１の信号抽出の手順を示す図The figure which shows the procedure of signal extraction of case 1 ケース２のシンボル配置を示す図Diagram showing the symbol arrangement for case 2 ケース２の各シンボルにおけるＩ軸およびＱ軸の干渉状況を示す図The figure which shows the interference condition of I-axis and Q-axis in each symbol of case 2 本発明の一実施の形態に係る３値化２進数の原理を示す図The figure which shows the principle of the ternary binary number which concerns on one embodiment of this invention 本発明の一実施の形態に係る３値化２進数の原理を示す図The figure which shows the principle of the ternary binary number which concerns on one embodiment of this invention 本発明の一実施の形態に係る３値化２進数化処理を示す図The figure which shows the ternary binarization process based on one embodiment of this invention 本発明の一実施の形態に係る３値化２進数化処理を示す図The figure which shows the ternary binarization process based on one embodiment of this invention 本発明の一実施の形態に係る３値化２進数化のプロセスを示すフロー図The flowchart which shows the process of the ternary binarization based on one embodiment of this invention 本発明の一実施の形態に係る３値化２進数符号の２進数化処理を示す図The figure which shows the binarization process of the ternary binary code which concerns on one embodiment of this invention 本発明の一実施の形態に係る３値化２進数符号の２進数化処理を示す図The figure which shows the binarization process of the ternary binary code which concerns on one embodiment of this invention 本発明の一実施の形態に係る３値化２進数符号の２進数化のプロセスを示すフロー図The flowchart which shows the process of binarization of the ternary binary code which concerns on one embodiment of this invention

符号の説明Explanation of symbols

１００ 変調装置
１０１ Ｓ／Ｐ変換部
１０２，１０３，１０４，１０５，２０２，２０３ ナイキストフィルタ
１０６，１０７，１０９，１１０，１１１，１１３，１１８，２０６，２０７，２０８，２０９ 加算器
１０８，１１２，２０４，２０５ ヒルベルト変換器
１１４，１１５ 乗算器
１１６ 搬送周波数信号発生器
１１７ 移相器
２００ 復調復号装置
２０１ 直交検波部
２１０，２１１ 復号器
２１２ Ｐ／Ｓ変換部 DESCRIPTION OF SYMBOLS 100 Modulator 101 S / P converter 102,103,104,105,202,203 Nyquist filter 106,107,109,110,111,113,118,206,207,208,209 Adder 108,112,204 , 205 Hilbert transformer 114, 115 multiplier 116 carrier frequency signal generator 117 phase shifter 200 demodulation decoding device 201 quadrature detection unit 210, 211 decoder 212 P / S conversion unit

Claims (4)

共通の搬送波周波数を有する２種類の単側帯波要素から成る変調信号を生成する変調方法であり、
前記２種類の単側帯波要素は、
正の周波数領域に正極性の上側単側帯波を有するとともに負周波数領域に正極性の下側単側帯波を有した第１の単側帯波要素と、正の周波数領域に正極性の上側単側帯波を有するとともに負周波数領域に負極性の下側単側帯波を有した第２の単側帯波要素とから構成され、あるいは、正の周波数領域に正極性の下側単側帯波を有するとともに負周波数領域に正極性の上側単側帯波を有した第３の単側帯波要素と、正の周波数領域に正極性の下側単側帯波を有するとともに負周波数領域に負極性の上側単側帯波を有した第４の単側帯波要素とから構成される、
変調方法。 A modulation method for generating a modulation signal composed of two types of single sideband elements having a common carrier frequency,
The two types of single sideband elements are:
A first single sideband element having a positive upper single sideband in the positive frequency region and a positive lower single sideband in the negative frequency region; and a positive upper single sideband in the positive frequency region And a second single sideband element having a negative single-sideband in the negative frequency region and a negative single-sideband in the positive frequency region and negative A third single sideband element having a positive upper single sideband in the frequency domain, a positive lower single sideband in the positive frequency domain and a negative upper singleband in the negative frequency domain. A fourth single sideband element having
Modulation method. 前記変調信号のシンボルが配置される通信フレームにおいて、前記変調信号の同相成分および前記変調信号の直交成分を、３値化２進数化することにより前記シンボルの連続性を除去するとともに、前記シンボル毎にＩ軸およびＱ軸にそれぞれ交互に配置する、
請求項１記載の変調方法。 In the communication frame in which the symbols of the modulation signal are arranged, the in-phase component of the modulation signal and the quadrature component of the modulation signal are ternarized and binary to remove the continuity of the symbols, and for each symbol Are alternately arranged on the I axis and the Q axis,
The modulation method according to claim 1. 正の周波数領域に正極性の上側単側帯波を有するとともに負周波数領域に正極性の下側単側帯波を有した第１の単側帯波要素と、正の周波数領域に正極性の上側単側帯波を有するとともに負周波数領域に負極性の下側単側帯波を有した第２の単側帯波要素とから構成される２種類の単側帯波、あるいは、正の周波数領域に正極性の下側単側帯波を有するとともに負周波数領域に正極性の上側単側帯波を有した第３の単側帯波要素と、正の周波数領域に正極性の下側単側帯波を有するとともに負周波数領域に負極性の上側単側帯波を有した第４の単側帯波要素とから構成される２種類の単側帯波からなる変調信号であり、３値化２進数化された前記変調信号を受信し、
前記変調信号のシンボルを、‘０’および‘１’を基調とする２進数に変換する２進数化処理を行う、
復調方法。 A first single sideband element having a positive upper single sideband in the positive frequency region and a positive lower single sideband in the negative frequency region; and a positive upper single sideband in the positive frequency region Two types of single sidebands comprising a second single sideband element having a wave and a negative single sideband in the negative frequency region, or a positive lower side in the positive frequency region A third single sideband element having a single sideband wave and having a positive upper single sideband wave in the negative frequency region; and a negative single sideband wave having a positive lower sideband wave in the positive frequency region and a negative electrode in the negative frequency region A modulated signal composed of two types of single sidebands composed of a fourth single sideband element having an upper single sideband having a characteristic, and receiving the modulated signal converted into a binary value,
A binary conversion process is performed for converting the symbol of the modulation signal into a binary number based on '0' and '1';
Demodulation method. 前記変調信号の同相成分および前記変調信号の直交成分の隣接シンボル間干渉成分の発生を、前後のシンボルの極性との関係に基づいて判断することにより、前記隣接シンボル間干渉成分を除去する、
請求項３記載の復調方法。 Determining the occurrence of inter-adjacent symbol interference components of the in-phase component of the modulation signal and the quadrature component of the modulation signal based on the relationship with the polarity of the preceding and following symbols, thereby removing the inter-adjacent symbol interference component;
The demodulation method according to claim 3.

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