JP2009545749A - 拡張レンジｒｍｓ−ｄｃ変換器 - Google Patents

Abstract

【課題】 ここに記載されるものは、就中、ＲＭＳ−ＤＣ変換器におけるオフセットエラーを減少させる技術である。
【解決手段】 本技術は、夫々、第１及び第２フィードバック経路を具備している第１及び第２フィードバック信号を発生することを包含している。次いで、乗算器を使用して第１及び第２信号を受け取り且つ該第１信号と該第２信号との乗算に基づいて第３信号を供給する。該第１信号は入力信号と該第１フィードバック信号とに基づいており、且つ該第２信号は該入力信号と該第２フィードバック信号とに基づいている。次いで、チョッパを使用して、該第３信号に基づいている出力信号とチョッピング信号とを受け取り、且つ該出力信号と該チョッピング信号との乗算に基づいて第４信号を供給する。その結果、該第４信号は、該第１及び第２信号の低周波数ノイズ成分の周波数と異なる周波数へシフトされている該出力信号を表している。
【選択図】 図６

Description

本発明はＲＭＳ−ＤＣ変換器に関するものであって、特に、ＲＭＳ−ＤＣ変換器のダイナミックレンジを拡張し且つゼロヘルツにおいて又はその近傍においてのオフセットノイズを除去する方法及び回路に関するものである。

ＲＭＳ−ＤＣ変換器は、入力信号の二乗平均平方根値（累乗の平方根）に比例するＤＣ出力信号（電流か又は電圧）を発生する電子回路である。この様な装置は、テスト及び測定及び通信などの信号強度の尺度が重要である多様な適用例において使用されている。入力のＲＭＳ値に基づく出力を発生する装置の特定の特性（ＲＭＳ入力値とＤＣ出力との間の関係は必ずしも線形ではなく、二次、対数的又は別の非線形関数であることも可能）は、それらの応答が入力信号の精密な形状には無反応であり、より詳細には、それはピーク対平均電力比変動に対して無反応である。このことは、変換器入力信号が複数の異なるフォーマット（変調パラメータ、可変コーディング、等）、従って異なるピーク対平均電力比を得ることが可能な適用例において特に重要である。この様なシステムにおいては、ＲＭＳ−ＤＣ変換器を使用する信号強度測定は工場でのキャリブレーションの必要性を著しく減少させる。

いずれのＲＭＳ−ＤＣ変換器によっても実現されるべき二つの重要な動作は、入力信号の平方と、結果的に得られる平方された信号のローパスフィルタ処理である。更に、この二乗平均値の平方根（線形ＲＭＳ−ＤＣ変換のため）又は対数（ＬＯＧ−ＲＭＳ−ＤＣ変換のため）を取ることなどのその他の機能は、必要に応じて全体的な入力−出力関係を変化させるために包含させることが可能である。変換器の性能を最大化させるために、前述した動作は、オフセット、温度ドリフトなどの回路不完全性が変換器の全体的なトランスファー（ｔｒａｎｓｆｅｒ）、即ち転送、に与える影響が最小であるように実現されるべきである。

直接的ＲＭＳ−ＤＣ変換
ＲＭＳ−ＤＣ変換器を実現する最も率直な方法である直接的ＲＭＳ−ＤＣ変換は、図１の装置１００によって例示されているように、全ての必要とされる動作を逐次的に適用することである。最初に、入力信号ｘを平方し１１０、次いでローパスフィルタ処理し１２０、最後に平方根操作１３０が適用される。この変換器の全体的な転送は次式の如くに表すことが可能であり、

従って、平方器１１０の入力ｘから出力ｙへの変換利得Ｋ_ｓｑ及び平方根回路１３０の変換利得Ｋ_ｓｑｒｔの両方に依存する。両方の変換利得は高度にトランジスタ装置特性に依存しており、従って温度ドリフト、周波数依存性、及びその他の不正確度源によって影響される。該平方器の出力においての興味のある信号はＤＣ（ゼロ周波数）に位置しているので、図１における位置ｘ_１及びｘ_２において回路へ付加されるオフセットは小入力信号に対しての変換器の感度を著しく制限することとなる。このことは、図２のグラフ２００によって例示されている。点線の理想的なオフセットの無いＲＭＳ−ＤＣ変換器転送はゼロ入力信号レベルに至るまでその感度を維持しているが、内部的なオフセットにより阻害される実際的な変換器は、入力信号レベルｘ_ｍｉｎに至るまで使用可能であるに過ぎない。従って、内部オフセットの減少は変換器のダイナミックレンジを拡張させることとなる。

平方の差に基づくＲＭＳ−ＤＣ変換
図３は、全体的な変換器転送から平方器及び平方根回路の変換利得を除去するＲＭＳ−ＤＣ変換の一つの装置３００を例示している。装置３００によって使用される方法も、「平方の差」に基づくＲＭＳ−ＤＣ変換として知られている。この形態においては、入力信号（ｘ）の平方と出力信号（ｙ）の平方との差、即ちｘ^２−ｙ^２を発生するために線形アナログ乗算器３１０が使用される。このことは、一方の乗算器の入力に入力信号と出力信号との和を与え且つ他方の入力にこれらの信号の差を与えることによって達成される。結果的に得られる平方の差はローパスフィルタ３２０を介して供給され且つ高利得誤差増幅器３３０へ供給される。増幅器３３０の利得Ａが無限大に近づくと、出力信号ｙは入力信号ｘのＲＭＳ値に比例することとなる。このことは以下の如くにして理解することが可能である。出力において開始し且つ乗算器を介して逆方向にフィードバックを追従すると、入力信号ｘと出力信号ｙとの間の関係は以下の如くに表すことが可能である。

出力信号はＤＣであるから、ｙの平均値はｙ自身に等しく、且つ二乗平均値はｙの平方に等しい。更に、有用なＲＭＳ−ＤＣ変換器適用例に対する入力信号ｘはゼロ平均であるから、式２の右辺の最後の項は消失し（このことは、又、β_１＝β_２である場合にｘとは独立的に発生する）、且つｙは次式の如くになる。

これは高誤差増幅器利得レベルに対して次式の如くに近似する。

その結果、高ループ利得レベルに対しては、全体的なＲＭＳ−ＤＣ変換器転送は乗算器変換利得Ｋ_ｍとは独立的であり、（低周波数）フィードバック係数β_１及びβ_２によってのみ決定される。これらは、例えば、受動的コンポーネントによって正確に実現させることが可能である。しかしながら、オフセット、特に乗算器の入力及び出力に付加するオフセットは、尚且つ、小入力信号レベルに対してこのタイプの変換器の感度を著しく制限する場合がある。

図４は、２個の平方回路４１０及び４２０を使用して平方の差を発生する別の装置４００を例示している。再度、ループ内の増幅器４４０が、入力信号の二乗平均値と平方した出力信号との間の差をゼロへ駆動し、その場合に出力信号は次式に近づく。

従って、このアプローチにおいては、全体的な変換器転送の正確度は、平方器の変換利得自身ではなく、２個の平方回路４１０及び４２０の変換利得の間のマッチングに基づいている。オフセット、特に平方器出力信号に付加するオフセットは、尚且つ、低入力信号レベルにおいて感度に影響を与える。従って、変換器のダイナミックレンジを最大とさせるためには注意深いＩＣレイアウト及びトリミングが必要とされる。

この概要は、詳細な説明において以下に更に説明することを簡単化した形態においての概念の選択を導入するために与えられている。この概要は、特許請求の範囲に記載される要旨の重要な特徴又は必須の特徴を識別することを意図したものではなく、特許請求の範囲に記載されている要旨の範囲を制限するために使用されることを意図したものでもない。

ここに記載されるものは、就中、ＲＭＳ−ＤＣ変換器におけるオフセットエラーを減少させる技術である。該技術は、第１フィードバック経路での第１フィードバック信号及び第２信号経路での第２フィードバック信号を発生することを包含している。次いで、乗算器を使用して、第１及び第２信号を受け取り且つ該第１信号と該第２信号とを乗算することに基づいて第３信号を供給する。該第１信号は入力信号と該第１フィードバック信号とに基づいており、且つ該第２信号は該入力信号と該第２フィードバック信号とに基づいている。次いでチョッパを使用して、該第３信号に基づいている出力信号とチョッピング信号とを受け取り、且つ該出力信号を該チョッピング信号と乗算することに基づいている第４信号を該第１及び第２フィードバック経路へ供給する。その結果、該第４信号は、該第１及び第２信号の低周波数ノイズ成分のものとは異なる周波数へシフトされた出力信号を表す。

従って、実施例は非常に小さな入力信号に対してＲＭＳ−ＤＣ変換器における改善した感度を与える。実施例は、又、実質的に温度依存性オフセットを除去することによりこの様な変換器の温度安定性を改善している。更に、実施例は、高価なオフセットトリム及びキャリブレーション手順に対する必要性を実質的に取除くことによって高性能ＲＭＳ−ＤＣ変換器の低コストの製造を提供している。付加的に、実施例は、該変換器内部の非線形フィードバック及び可変利得増幅器を使用する入力スケーリングによってこの様な変換器のダイナミックレンジの拡張を可能としている。

直接的ＲＭＳ−ＤＣ変換のブロック図。 一般的なＲＭＳ−ＤＣ変換器において観察されるものに対してのＲＭＳ−ＤＣ変換器の理想的転送特性を例示したグラフ図。 平方の差に基づくＲＭＳ−ＤＣ変換のブロック図。 ２個の平方回路を使用したＲＭＳ−ＤＣ変換のブロック図。 臨界的ノードにおけるオフセットを含む図３のトポロジーを図示したブロック図。 本発明の１実施例に基づくＲＭＳ−ＤＣ変換器のブロック図。 本発明の１実施例に基づく増幅器回路のブロック図。 本発明の１実施例に基づくＲＭＳ−ＤＣ変換器に対する代替的形態のブロック図。 本発明の１実施例に基づく出力信号に依存するフィードバックスケーリング係数及び可変利得増幅器を包含するＲＭＳ−ＤＣ変換器のブロック図。 本発明の１実施例に基づくＲＭＳ−ＤＣ変換器におけるオフセット誤差を減少させるためのプロセスに対するフローチャート。 本発明の１実施例に基づく図１０において参照されている第３信号を決定するプロセスに対するフローチャート。

次に、添付の図面にその例が例示されている本発明の好適な実施例について詳細に説明する。本発明を好適な実施例に関連して説明するが、それは本発明をこれらの実施例に制限することを意図したものではないことが理解される。それとは反対に、本発明は、特許請求の範囲に定義される如き本発明の精神及び範囲内に包含されることが可能な代替例、修正例、及び均等物をカバーすることを意図している。更に、本発明の詳細な説明において、本発明の完全なる理解を与えるために多数の特定的な詳細について記載されている。然しながら、当業者に自明であるように、本発明はこれらの特定的な詳細無しでも実施することが可能なものである。その他の場合においては、本発明の側面を不必要にぼかすことが無いように周知の方法、手順、コンポーネント、及び回路については詳細に説明していない。

本明細書全体を通じて、信号、電圧、又は電流の周波数成分について参照している。一つの信号、一つの電圧、又は一つの電流は複数個の周波数成分を包含する場合がある。これらの周波数成分の幾つかは意図的に発生させることが可能であり、一方その他は種々のプロセス及び回路によって無意識的に発生される場合がある。一つの信号の周波数成分は、その信号と別の信号との乗算などのプロセスにおいて異なる周波数へシフトされる場合がある。従って、本明細書において記載されている周波数成分は、興味の或るものを参照しており、且つ信号、電圧、又は電流は、本明細書において記載されている周波数成分のみからなるものとして解釈されるべきものではない。

本明細書において使用されているように、「チョッピング」とは第１周波数ｆ_１を包含する第１信号と第２周波数ｆ_２を包含する第２信号との乗算のことを意味しており、従って出力信号は少なくとも２個の周波数成分を包含している。該出力信号の一つの周波数成分は実質的にｆ_１−ｆ_２にある場合があり、且つ該出力信号の別の周波数成分は実質的にｆ_１＋ｆ_２にある場合がある。

簡単に説明すると、本発明は、ダイナミックレンジを拡張し、非常に小さな入力信号における感度を改善し、温度安定性を改善し、且つＲＭＳ−ＤＣ変換器の温度依存性オフセットを除去することに関するものである。該信号は、振幅において連続的であり且つ時間においても連続的である電流又は電圧とすることが可能である。ＲＭＳ−ＤＣ変換器は、計装システムから通信装置の範囲にわたる多数の適用例において実現することが可能である。

ＭＳ−ＤＣ変換器の全体的な転送に与えるオフセットの影響を示すために、図５は臨界的ノードにおいてオフセットＸ_ｏｓ１乃至Ｘ_ｏｓ４を包含している図３のトポロジーを図している装置５００を例示している。入力信号ｘはゼロ平均であり且つ出力信号ｙはＤＣであることを考慮すると、オフセットが存在する場合におけるこの装置の転送は以下の如くに表すことが可能である。

これは、高利得レベルＡに対して、次のようになる。

その結果、高ループ利得レベルの場合に、このトポロジーは本来的にオフセットＸ_ｏｓ４によって影響を受けないが、乗算器の入力及び出力において直接的に位置されているオフセットＸ_ｏｓ１−Ｘ_ｏｓ３によって影響される。Ｘ_ｏｓ４によって影響されないことは図５からも直接的に理解され、それは、利得Ａによって除算されるために、増幅器Ａの出力から入力へ変換される場合に消失する。従って、本論の目的のためには、ｘ_ｏｓ４は無視する。

図６は、本発明の１実施例に基づくＲＳＭ−ＤＣ変換器６００を例示している。変換器６００は、フィードバック信号６２１を発生するフィードバック経路６１１と、フィードバック信号６２２を発生するフィードバック経路６１２とを包含している。変換器６００は、又、乗算器回路６３０を包含しており、それは信号６４１と信号６４２とを受け取るべく結合されている。信号６４１は入力信号ｘとフィードバック信号６２１とに基づいている。１実施例においては、信号６４１は入力信号ｘとフィードバック信号６２１との加算を表している。信号６４２は入力信号ｘとフィードバック信号６２２とに基づいている。１実施例においては、信号６４２は入力信号ｘから減算されたフィードバック信号６２２を表している。乗算器回路６３０は、更に、信号６４３を供給すべく結合されており、該信号は信号６４１と信号６４２との乗算に基づいている。

図７は本発明の１実施例に基づく乗算器回路７００を例示している。図６の乗算器回路６３０は多数の態様で達成することが可能であることが理解される。図７の乗算器回路７００は乗算器回路６３０を達成するための一つの態様を例示することを意図したものであって、そうであるから、乗算器６３０を図７に例示したトポグラフィのみに制限することを意図したものではない。

図７を参照すると、乗算器回路７００はチョッパ７５２を包含しており、それはチョッピング信号ｃ_１（ｔ）と信号６４１とを受け取るべく結合されている。チョッパ７５２は、チョッピング信号ｃ_１（ｔ）と信号６４１との乗算に基づく信号７４５を供給する形態とされている。乗算器回路７４５は、又、第２乗算器回路７３５を包含しており、それは信号７４５と信号６４２とを受け取るべく結合されている。乗算器回路７３５は、信号７４５と信号６４２との乗算に基づいている信号７４６を供給する形態とされている。乗算器回路７００は、又、チョッパ回路７５３を包含しており、それは信号７４６とチョッピング信号ｃ_１（ｔ）とを受け取るべく結合されている。チョッパ回路７５３は、信号７４６とチョッピング信号ｃ_１（ｔ）との乗算に基づいている信号６４３を供給する形態とされている。この乗算の結果は、オフセットＸ_ｏｓ３が一層高い周波数へアップコンバートされることである。オフセットＸ_ｏｓ３が十分に減少されるために、チョッピング信号ｃ_１（ｔ）は理想的には以下の条件を満足すべきである。

尚、Ｃはゼロではない任意の定数を表している。これら２個のチョッパ回路７５２及び７５３によって、意図した乗算器出力成分、ｘ及びｙの平方の差、がトポロジーのいずれの点においても乗算器出力オフセットＸ_ｏｓ３と周波数が一致することがないことを確保している。乗算器７３５の入力におけるチョッパ回路７５２に起因して、乗算器７３５の出力における意図した信号成分はＤＣ、オフセットＸ_ｏｓ３の「周波数」、には位置されておらず、むしろチョッピング信号ｃ_１（ｔ）の周波数に位置されている。チョッピング回路７５３の出力において、該意図した信号成分はＤＣに位置されており、一方、オフセットＸ_ｏｓ３はチョッパ周波数に位置されている。図７において、入力チョッピング回路７５２は、実効的に入力信号ｘと出力信号ｙとの和（即ち、信号６４１）を受け取る乗算器入力の前に位置されている。然しながら、理解すべきことであるが、実効的にｘとｙとの差（即ち、信号６４２）を受け取るその他の乗算器入力の前に入力チョッピング回路７５２を配置した場合にもオフセットＸ_ｏｓ３を除去する同一の機能性及びメカニズムが得られる。

再度図６を参照すると、変換器６００は、又、チョッパ６５１を包含しており、それは、チョッピング信号ｃ_２（ｔ）と信号６４３に基づいている出力信号ｙとを受け取るべく結合されている。チョッパ６５１は、フィードバック経路６１１及びフィードバック経路６１２へ信号６４４を供給する形態とされている。信号６４４は信号ｙとチョッピング信号ｃ_２（ｔ）との乗算に基づいている。この乗算の結果は、出力信号ｙが一層高い周波数へシフトされ、従って、実質的にゼロに等しい周波数を持っているＸ_ｏｓ１及びＸ_ｏｓ２と区別することが可能であるということである。

１実施例においては、変換器６００は、又、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）６６０を包含しており、それは、信号６４３を受け取り且つオフセットＸ_ｏｓ３の無い基本的に信号６４３からなる信号６４７を供給する。ＬＰＦ６６０帯域幅は、チョッピング信号ｃ_１（ｔ）（従って、Ｘ_ｏｓ３）に対応するチョッパ周波数を抑圧するが、意図した出力信号成分を通過させるようなものとすべきである。１実施例においては、変換器６００は、又、信号６４７を受け取り且つ出力信号ｙを供給するべく結合されている高利得増幅器を包含している。

従って、図６及び７に例示した形態においては、該変換器のＤＣ出力信号ｙは、最初に、入力信号へ加算されるか又はそれから減算されるまえに、チョッパ信号ｃ_２（ｔ）の周波数へ変換される。この様に、入力信号ｘとチョップされた出力信号ｃ_２（ｔ）ｙとはオフセットＸ_ｏｓ１及びＸ_ｏｓ２と周波数が一致することはない。該変換器の適切な動作のために、ｃ_１（ｔ）の周波数がｃ_２（ｔ）及び入力信号ｘの周波数と実質的に異なるものであり、これらの信号の間のクロス項はループ内のローパスフィルタによって抑圧されるべきであることが重要である。

図８は、本発明の１実施例に基づくＲＭＳ−ＤＣ変換器８００に対する代替的形態を例示している。図８に図示されているトポロジーにおいては、変換器６００のチョッパ回路６５１が、乗算器６３０周りの各フィードバック経路に対して１個のチョッパ回路であり同一のチョッピング信号ｃ_２（ｔ）によって駆動される２個の別々のチョッパ回路８５１及び８５２によって置換されている。このことは、フィードバック係数β_１及びβ_２の低周波数実現を可能としている。理解されるように、両方のフィードバック係数β_１及びβ_２は、又、フィードバック経路８１１及び８１２におけるチョッピング回路８５１及び８５２の出力に配置させることが可能である。原理的には、三つの動作、即ち（１）乗算器６３０に対して二つの別々のフィードバック経路を発生するための出力信号ｙの分割、（２）チョッピング信号ｃ_２（ｔ）によって駆動されるチョッパ回路によるチョッピング、及び（３）フィードバック係数β_１及びβ_２によるスケーリング、を任意の好みの順番で、図６及び８のトポロジー内に配置させることが可能である。実施例は、これらの全ての可能性をカバーすることを意図している。

Ｘ_ｏｓ４を無視して、図６及び８における形態に対するｘとｙとの間の関係は以下の如くに表すことが可能である。

これは、〔ｃ_２（ｔ）〕^２＝１、高ループ利得、及びその他のｘ，ｙ，ｃ_１及びｃ_２に対しての前述した条件に対して、以下の如くに簡単化される。

二次オフセット項ｘ_ｏｓ１ｘ_ｏｓ２を除いて、これはオフセットが存在しない場合の理想的なＲＭＳ−ＤＣ変換器に対して得られたもの同一の式である。該オフセットは通常比較的小さいので、このオフセット積項は通常無視可能である。

実施例に対する更なる洗練化は、図６及び８の変換器トポロジー内にスケーリング及び圧縮を包含させることにより達成することが可能である。このことは、二つの異なる態様で達成することが可能であり、即ち（１）スケーリング係数β_１及びβ_２を出力信号ｙに依存させことによるもの、及び（２）ＲＭＳ−ＤＣ変換器の入力において変換器出力信号によって制御される可変利得増幅器（ＶＧＡ）を挿入することによるものである。該第１のアプローチは、乗算器に関して非線形フィードバックを導入し、一方、該第２のアプローチはＲＭＳ−ＤＣ変換器へ印加される入力信号のダイナミックレンジを圧縮させる。図９は本発明の１実施例に従って両方のアプローチを実現するＲＭＳ−ＤＣ変換器９００を例示している。変換器９００において、入力信号ｘは、それがＲＭＳ−ＤＣ変換器の残部へパスされる前に、可変利得Ｇ（ｙ）を具備するＶＧＡ９８０によって増幅される。付加的に、フィードバックスケーリング係数β_１及びβ_２は出力信号ｙの関数である。高ループ利得の場合、このトポロジーの入力信号と出力信号との間の関係は以下の如くに表すことが可能である。

ｙに対する明示的な表現に到達するために、以下の二つの関数Ｆ及びＨを定義する。

この様にして、ＲＭＳ−ＤＣ変換器出力信号ｙを以下の如くに表すことが可能である。

従って、或るＲＭＳ−ＤＣ変換器の全体的な転送Ｈに到達するためには、ＶＧＡ９８０の転送及びフィードバックスケーリング係数β_１及びβ_２は、関数Ｆが所望の転送Ｈの逆関数であるように選択されるべきである。例えば、ＬＯＧ ＲＭＳ−ＤＣ変換器の転送が次式の如くであるように所望される場合には、

実現されるべきその逆関数Ｆは次式に等しい。

理解すべきことであるが、この関数を実現するＶＧＡ９８０とフィードバックスケーリング係数β_１及びβ_２との組み合わせは多数存在している。例示目的のために以下に幾つかの例について検討する。

入力において可変利得増幅器（例えば、ＶＧＡ９８０）が使用されない場合には、Ｇ（ｙ）＝Ｇであり、即ちｙとは独立的である。この場合には、フィードバック係数は以下の如くに選択することが可能である。

又、別の可能性としては以下のものがある。

ＲＭＳ−ＤＣ変換器入力においてＤＲ圧縮を達成するためにＶＧＡが使用されている場合には、以下のような選択も可能である。

このスキームの電子的実現の場合には、関数Ｆ（ｙ）のＶＧＡに対する特定の転送への適宜の分解及びフィードバック係数の選択は、以下の境界条件によって導かれるものであり、即ち、該境界条件とは、実際上十分な正確度で実現することが可能な一組の関数；全ての中で最小のダイナミックレンジを持っている回路ブロック；ダイナミックレンジ圧縮はこのブロックの入力信号に集中すべきであること；及びノイズ、オフセット、温度安定性、高周波数実現に対する安定性等のその他の考慮事項、である。

図１０は本発明の１実施例に基づいて、ＲＭＳ−ＤＣ変換器におけるオフセットエラーを減少させるプロセス１０００に対するフローチャートを例示している。特定の動作がプロセス１０００において示されているが、この様な動作は例示的なものである。プロセス１０００は図１０によって例示されている動作の全てを包含するものではない場合がある。又、プロセス１０００は、その他の動作及び／又は図１０によって示されている動作の変形例を包含することが可能である。同様に、プロセス１０００の動作の順番は修正することが可能である。

ステップ１００５において、入力信号及び第１チョッピング信号が受け取られる。ステップ１０１０において、該入力信号は増幅される。次に、該第１信号と第２信号との間において第１乗算が実施される（ステップ１０１５）。次いで、第３信号が該第１乗算に基づいて決定される（ステップ１０２０）。ステップ１０２５において、第７信号を発生するために、カットオフ周波数より大きな周波数を持っている該第３信号の成分が除去される。１実施例においては、該カットオフ周波数は該第１チョッピング信号よりも小さい。ステップ１０３０において、該第７信号が増幅されて出力信号を発生する。次に、該出力信号と、該第１チョッピング信号と、第１スケーリング係数との間で第２乗算が実施される（ステップ１０３５）。次いで、該第１信号が該第２乗算及び該入力信号の両方に基づいて決定される（ステップ１０４０）。ステップ１０４５において、該出力信号と、該第１チョッピング信号と、第２スケーリング係数との間で第３乗算が実施される。次いで、該第２信号が該第３乗算と該入力信号との両方に基づいて決定される（ステップ１０５０）。

図１１は本発明の１実施例に従って該第３信号を決定するプロセス１１００を例示している。理解されるように、プロセス１０００のステップ１０２０は多数の態様で達成することが可能である。図１１のプロセス１１００は、ステップ１０２０を達成する一つの態様の例示であることが意図されており、そうであるから、これはステップ１０２０を図１１に例示したプロセス１１００に制限することを意図したものではない。更に、プロセス１１００においては特定の動作が示されているが、この様な動作は例示的なものである。プロセス１１００は図１１に例示されている動作の全てを包含するものではない場合がある。又、プロセス１１００は、その他の種々の動作及び／又は図１１に示した動作の変形例を包含することが可能である。同様に、プロセス１１００の動作の順番は修正することが可能である。

ステップ１１１０において、第２チョッピング信号が受け取られる。次いで、該第２チョッピング信号と該第１信号との間の第４乗算が実施される（ステップ１０２０）。この第４乗算に基づいて、第４信号が決定される（ステップ１１３０）。ステップ１１４０において、該第２信号と該第４信号との間で第５乗算が実施される。ステップ１１５０において、該第５乗算に基づいて第５信号が決定される。ステップ１１６０において、該第５信号と該第２チョッピング信号との間で第６乗算が実施される。次いで、該第３信号が該第６乗算に基づいて決定される（ステップ１１７０）。

従って、実施例は非常に小さな入力信号に対してＲＭＳ−ＤＣ変換器における改良された感度を与えている。実施例は、又、温度依存性オフセットを実質的に除去することによりこの様な変換器の温度安定性を改善している。更に、実施例は、高価なオフセットトリム及びキャリブレーション手順に対する必要性を実質的に取り除くことにより高性能ＲＭＳ−ＤＣ変換器の低コスト製造を与えている。付加的に、実施例は可変利得増幅器を使用する入力スケーリング及び変換器内部の非線形フィードバックによってこの様な変換器のダイナミックレンジの拡張を可能とさせている。

前述した開示した実施例の説明は、当業者が本発明を製造又は使用することを可能とするために与えられている。これらの実施例に対する種々の修正例は当業者に自明であり、且つここにおいて定義されている一般的な原理は本発明の精神又は範囲を逸脱すること無しにその他の実施例へ適用させることが可能である。従って、本発明は、ここに示した実施例に制限されることを意図したものではなく、ここに開示した原理及び新規な特徴と一貫性を有する最も広い範囲が与えられるべきである。

６００：ＲＭＳ−ＤＣ変換器
６１１，６１２：フィードバック経路
６３０：乗算器回路

Claims (20)

1. ＲＭＳ−ＤＣ変換器において、
   第１フィードバック信号を発生する第１フィードバック経路、
   第２フィードバック信号を発生する第２フィードバック経路、
   第１信号と第２信号とを受け取るべく結合されている第１乗算器回路であって、該第１信号は入力信号と該第１フィードバック信号とに基づいており、該第２信号は該入力信号と該第２フィードバック信号とに基づいており、該第１乗算器回路は更に該第１信号と該第２信号との乗算に基づいて第３信号を供給すべく結合されている該第１乗算器回路、
   出力信号と第１チョッピング信号とを受け取るべく結合されている第１チョッパ回路であって、該出力信号は該第３信号に基づいており、該第１チョッパ回路は更に該第１及び第２フィードバック経路へ第４信号を供給すべく結合されており、該第４信号は該出力信号と該第１チョッピング信号との乗算に基づいており、該第４信号は該第１信号の低周波数成分及び該第２信号の低周波数成分の周波数とは異なる周波数へシフトされている該出力信号を表す該第１チョッパ回路、
   を有しているＲＭＳ−ＤＣ変換器。
2. 請求項１において、該第１乗算器回路が、
   第２チョッピング信号と該第１信号とを受け取るべく結合されている第２チョッパ回路であって、該第１チョッパ回路が更に該第１信号と該第２チョッピング信号との乗算に基づいて第５信号を供給すべく結合されている該第２チョッパ回路、
   該第２信号と該第５信号とを受け取るべく結合されている第２乗算器回路であって、該第２乗算器回路が更に該第２信号と該第５信号との乗算に基づいて第６信号を供給すべく結合されている該第２乗算器回路、
   該第６信号と該第２チョッピング信号とを受け取るべく結合されている第３チョッパ回路であって、該第３チョッパ回路が更に該第３信号を供給すべく結合されており、該第３信号も該第６信号と該第２チョッピング信号との乗算に基づいており、更に該第２乗算器回路の出力において発生される該第３信号の低周波数ノイズ成分が一層高い周波数へシフトされる該第３チョッパ回路、
   を有しているＲＭＳ−ＤＣ変換器。
3. 請求項１において、更に、
   該第３信号を受け取り且つ該第１乗算器回路内において発生される該第３信号の低周波数ノイズ成分無しで基本的に該第３信号から構成される第７信号を供給すべく結合されているローパスフィルタ、
   を有しているＲＭＳ−ＤＣ変換器。
4. 請求項３において、更に、
   該第７信号を受け取り且つ該出力信号を供給すべく結合されている高利得誤差増幅器、
   を有しているＲＭＳ−ＤＣ変換器。
5. 請求項１において、該第１フィードバック経路が該出力信号に依存する第１スケーリング係数を有しているＲＭＳ−ＤＣ変換器。
6. 請求項１において、該第２フィードバック経路が該出力信号に依存する第２スケーリング係数を有しているＲＭＳ−ＤＣ変換器。
7. 請求項１において、更に、
   該入力信号を受け取り且つ増幅された入力信号を供給すべく結合されており該出力信号によって制御される可変利得増幅器、
   を有しているＲＭＳ−ＤＣ変換器。
8. ＲＭＳ−ＤＣ変換器において、
   出力信号から第１フィードバック信号を発生する第１フィードバック経路、
   該出力信号から第２フィードバック信号を発生する第２フィードバック経路、
   第１信号と第２信号とを受け取るべく結合されている第１乗算器回路であって、該第１信号が入力信号と第３信号とに基づいており、該第２信号が該入力信号と第４信号とに基づいており、該第１乗算器回路が更に該第１信号と該第２信号との乗算に基づいて第５信号を供給すべく結合されており、該出力信号が該第５信号に基づいている該第１乗算器回路、
   該第１フィードバック信号と第１チョッピング信号とを受け取るべく結合されている第１チョッパ回路であって、該第１チョッパ回路が更に該第３信号を供給すべく結合されており、該第３信号が該第１フィードバック信号と該第１チョッピング信号との乗算に基づいており、該第３信号が該第１信号の低周波数ノイズ成分の周波数と異なる周波数へシフトされている該第１フィードバック信号を表している該第１チョッパ回路、
   該第２フィードバック信号と該第１チョッピング信号とを受け取るべく結合されている第２チョッパ回路であって、該第２チョッパ回路が更に該第４信号を供給すべく結合されており、該第４信号が該第２フィードバック信号と該第１チョッピング信号との乗算に基づいており、該第４信号が該第２信号の低周波数ノイズ成分の周波数とは異なる周波数へシフトされている該第２フィードバック信号を表している該第２チョッパ回路、
   を有しているＲＭＳ−ＤＣ変換器。
9. 請求項８において、該第１乗算器回路が、
   第２チョッピング信号と該第１信号とを受け取るべく結合されている第３チョッパ回路であって、該第１チョッパ回路が更に該第１信号と該第２信号との乗算に基づいて第６信号を供給すべく結合されている該第３チョッパ回路、
   該第２信号と該第６信号とを受け取るべく結合されている第２乗算器回路であって、該第２乗算器回路が更に該第２信号と該第６信号との乗算に基づいて第７信号を供給すべく結合されている該第２乗算器回路、
   該第７信号と該第２チョッピング信号とを受け取るべく結合されている第４チョッパ回路であって、該第４チョッパ回路が更に該第５信号を供給すべく結合されており、該第５信号が該第７信号と該第２チョッピング信号との乗算に基づいており、更に該第２乗算器回路の出力において発生される該第５信号の低周波数ノイズ成分が一層高い周波数へシフトされている該第４チョッパ回路、
   を有しているＲＭＳ−ＤＣ変換器。
10. 請求項８において、更に、
    該第５信号を受け取り且つ該第１乗算器回路内において発生される該第５信号の低周波数ノイズ成分無しで基本的に該第５信号からなる第８信号を供給すべく結合されているローパスフィルタ、
    を有しているＲＭＳ−ＤＣ変換器。
11. 請求項１０において、更に、
    該第８信号を受け取り且つ該出力信号を供給すべく結合されている高利得誤差増幅器、
    を有しているＲＭＳ−ＤＣ変換器。
12. 請求項８において、該第１フィードバック経路が該出力信号に依存する第１スケーリング係数を有しているＲＭＳ−ＤＣ変換器。
13. 請求項８において、該第２フィードバック経路が該出力信号に依存する第２スケーリング係数を有しているＲＭＳ−ＤＣ変換器。
14. 請求項１において、更に、
    該入力信号を受け取り且つ増幅された入力信号を供給し、該出力信号によって制御される可変利得増幅器、
    を有しているＲＭＳ−ＤＣ変換器。
15. ＲＭＳ−ＤＣ変換器におけるオフセットエラーを減少させる方法において、
    入力信号と第１チョッピング信号とを受け取り、該第１チョッピング信号のオフセットは実質的にゼロであり、
    第１信号と第２信号との間の第１乗算を行い、
    該第１乗算に基づいて第３信号を決定し、
    出力信号と、該第１チョッピング信号と、第１スケーリング係数との間の第２乗算を行い、該出力信号は該第３信号に基づいており、
    該第２乗算と該入力信号とに基づいて該第１信号を決定し、
    該出力信号と、該第１チョッピング信号と、第２スケーリング係数との間において第３乗算を行い、
    該第３乗算及び該入力信号に基づいて該第２信号を決定する、
    ことを包含している方法。
16. 請求項１５において、該第３信号を決定する場合に、
    第２チョッピング信号を受け取り、該第２チョッピング信号のオフセットは実質的にゼロであり、
    該第２チョッピング信号と該第１信号との間において第４乗算を行い、
    該第４乗算に基づいて第４信号を決定し、
    該第２信号と該第４信号との間において第５乗算を行い、
    該第５乗算に基づいて第５信号を決定し、
    該第５信号と該第２チョッピング信号との間において第６乗算を行い、
    該第６乗算に基づいて該第３信号を決定する、
    ことを包含している方法。
17. 請求項１５において、更に、
    第７信号を発生するためにカットオフ周波数よりも大きな周波数を持っている該第３信号の成分を除去し、
    該出力信号を発生するために該第７信号を増幅する、
    ことを包含している方法。
18. 請求項１５において、該第１スケーリング係数が該出力信号に依存するものである方法。
19. 請求項１５において、該第２スケーリング係数が該出力信号に依存するものである方法。
20. 請求項１５において、更に、
    該入力信号を増幅することを包含しており、その増幅が該出力信号によって制御される方法。

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