JP2009253598A - 位相変調信号受信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】受信信号感度を劣化させずに位相基準光信号と受信光信号の位相差を調整することである。
【解決手段】モニタ回路４４は、正相の居度変調信号を受光する光電変換素子４１の平均受光電流を検出し、検出した電流値を制御部３８に出力する。制御部３８は、モニタ回路４４の出力が極大または極小となるように位相調整用ヒータ３５、３６のヒータ電流を調整し、デモジュレータ３１の位相基準光の遅延量を制御する。
【選択図】図２

Description

本発明は、位相変調された光信号を受信する受信装置に関する。

多種多様なサービスを柔軟に運用することができる次世代ネットワーク（ＮＧＮ）の本格導入においては、情報家電を含めた様々な端末がネットワークに接続されることにより、ネットワーク伝送容量に一層の拡大が要求される。従来のＮＲＺ変調方式では光の周波数の利用効率等の点から伝送容量の限界に近づいており、１０Ｇbpsから４０Ｇbpsへのアップグレードにおいては、新たに光の位相を利用した変調方式での伝送容量の拡大が検討されている。

位相変調信号の受信では、位相基準となる光と伝送されてきた光信号とを干渉させ、位相の重なり具合に応じた強度変調信号に変換することにより位相を検出する。
種々の位相変調方式の中でＤＰＳＫ（Differential Phase Shift Keying）は、受信装置の干渉計の構成が比較的シンプルなこと、１ビット前（送信装置側のプレコーダに対応させれば複数ビット前でもよい）の信号を位相の基準とするため位相基準光の波長と位相の精密な制御が不要なこと、非線形耐力が高いことから、実現性の高い位相変調方式である。

デモジュレータの二分岐された光路の実効的な光路長差は、実効屈折率×物理的光路長差により決まり、ちょうど１ビット分の遅延（４０Ｇbpsの場合は約７．５ｍｍ）となる前後で波長の整数倍となるように制御される必要がある。この制御を行うためのモニタ方法に関して種々の手法が提案されている。

特許文献１には、マッハツェンダ干渉計の２つの出力ポートからの信号光を光電変換し、変換された電気信号の差分をバランス型検波回路から出力し、バランス型検波回路から出力される信号から第２の低周波信号を検出することが記載されている。そして、第２の低周波信号を第１の低周波信号で同期検波し、位相変調信号の中心波長とマッハツェンダ干渉計の通過帯域波長とのずれ量と方向を同期検波回路により検出し、ずれ量を補正するように二分岐された信号光の位相差を調整することが記載されている。

特許文献２には、光遅延干渉計の干渉信号をバイアスＴモジュールによりＲＦ信号成分とＤＣ成分に分割し、ＲＦパワーをＤＣパワーで正規化して消光率を求め、その消光率に基づいて相対的遅延を調整することが記載されている。

ＤＰＳＫの実用化には規定のサイズ内に送・受信部を収納した小型なトランスポンダが求められており、これには従来のＮＲＺ変調方式では不要であったデモジュレータとその付属制御回路の小型化が必要である。

光信号を分岐・モニタする場合に、一般的な１０：１カプラで分岐すると、主信号系から見れば約０．５ｄＢの損失であり、これにカプラを構成するために追加した導波媒体の損失が加わる。

電気信号を分岐・モニタする場合も光信号を分岐した場合と同様に主信号系に分岐比に応じた損失と分岐を形成する伝搬媒質の損失が発生する。
特許文献２の方法は、インピーダンス不整合な光電変換素子をバイアスＴモジュールからトランスインピーダンスアンプに至る５０Ω伝送路に接続しているため、４０Ｇbpsの
高速信号を通す際には高周波成分の反射が非反射分に重畳して信号波形にひずみが生じる可能性が高い。ひずみの度合いは光電変換素子からトランスインピーダンスアンプまでの接続距離に依存し、概ね電気信号波長より十分に短い距離（波長の１／１０）で接続すれば波形ひずみの影響は少ない。４０ＧＤＰＳＫの場合は、電気信号１ビット分に相当する伝搬距離は８ｍｍ以下であり、波形ひずみを抑制するには概ね０．８ｍｍ以内で光電変換素子とトランスインピーダンスアンプを接続する必要がある。これを実現するためには、光電変換素子をトランスインピーダンスアンプに直接接続する必要があり、バイアスＴモジュールを挿入することは困難である。

さらに、特許文献１及び２の技術に共通する課題として、受信部のサイズが大きくなるという問題点がある。特許文献１の発明では、光分岐回路およびモニタ用光電変換素子が必要であり、特許文献２の発明では、バイアストランスモジュールが必要になる。これらを組み込むにはｃｍオーダーのスペースが必要になり、小型な受信装置を実現することが困難である。
国際公開Ｗ２００５／０８８８７６号公報 特開２００５−８０３０４号公報

本発明の課題は、受信感度の劣化が少なく、小型の位相変調信号受信装置を実現することである。

開示の位相変調信号受信装置は、位相変調された光信号に対して遅延させた位相基準光を干渉させて光信号との位相差に応じた強度変調光信号を出力する干渉計と、前記干渉計から出力される前記強度変調光信号を電気信号に変換する光電変換素子と、前記光電変換素子に流れる電流の直流成分あるいは位相変調周波数より十分低い周波数成分を検出するモニタ手段と、前記モニタ手段で検出される平均電流が極大または極小となるように前記干渉計の前記位相基準光の遅延量を制御する制御手段を有する。

この位相変調信号受信装置によれば、主信号を分岐してモニタする必要が無いので受信感度が劣化するのを防止できる。また、光信号をモニタするために主信号系とは別の光電変換素子が不要であり、モニタ信号を得るための構造も小型化できるので受信装置を小型化できる。

開示の位相変調信号受信装置によれば、受信感度の劣化が少なく、小型の位相変調信号受信装置を実現できる。

以下、本発明の好適な実施の形態について説明する。図１は、実施の形態のＤＰＳＫ（Differential Phase Shift Keying）伝送系の構成を示す図である。
送信部１１は、シリアライザ及びプリコーダ１２と、ドライバ１３と、ＣＷ（Continuous Wave）光源１４と、位相変調器１５と、波長合波器１６とを有する。

シリアライザ及びプリコーダ１２は、パラレルデータをシリアルデータに変換しドライバ１３に出力する。ドライバ１３は、シリアルデータを位相変調器１５に出力する。位相変調器１５は、光源１４から出力される光信号の位相をシリアルデータに基づいてＤＰＳＫ変調を施し、変調した光信号を波長合波器１６に出力する。

波長合波器１６は、複数波長の光信号を合波して光伝送路１７に送出する。光伝送路１７上には、光信号を増幅するアンプ１８、１９等が配置されている。
受信部２１は、波長分波器２２と、デモジュレータ２３と、バランスドレシーバ２４と、デシリアライザ２５を有する。

波長分波器２２は、波長多重されたＤＰＳＫ光信号を波長毎に分離する。デモジュレータ２３は、ＤＰＳＫ光信号を伝送レートの約１ビット（または１シンボル）遅延させた信号とＤＰＳＫ光信号を干渉させる。そして、ＤＰＳＫ光信号の位相が１ビット前の光信号と同相の場合には、干渉させた光信号を正相側の出力ポートに出力し、両者の位相が反転している場合には、干渉させた光信号を逆相側の出力ポートに出力する。

バランスドレシーバ２４は、例えば、直列に接続された２個の光電変換素子を有し、光電変換素子で変換された電気信号を増幅する。デシリアライザ２５は、バランスドレシーバ２４の出力信号をパラレルデータに変換する。

図２は、デモジュレータ３１と位相調整回路４５の構成を示す図である。図２は、デモジュレータ３１（図１のデモジュレータ２３に対応する）としてマッハツェンダ型遅延干渉計を用いた場合の例を示す。

デモジュレータ３１は、光カプラ３２と、２本の光ファイバ３３、３４と、位相調整用ヒータ３５、３６と、光カプラ３７とを有する。
入力するＤＰＳＫ光信号は、光カプラ３２で２分岐され、一方の光信号が光ファイバ３３を伝送され、他方の光信号が、光ファイバ３３より長い光路長を有する光ファイバ３４を伝送される。位相調整用ヒータ３５は、光ファイバ３３の屈折率を調整し、位相調整用ヒータ３６は光ファイバ３４の屈折率を調整する。この位相調整用ヒータ３５、３６に流れる電流は制御部３８により制御され、光ファイバ３３と光ファイバ３４の実効的な光路長差（実効屈折率×物理的ファイバ長差）が所望の遅延量となるように制御される。

デモジュレータ３１は、相補的な２つの出力ポートを有している。光カプラ３７は、光ファイバ３３から入力するＤＰＳＫ光信号が、１ビット前のＤＰＳＫ光信号と同位相のとき、正相側の出力ポートに干渉させた光信号を強度変調信号３９として出力する。また、光カプラ３７は、光ファイバ３３から入力するＤＰＳＫ光信号の位相が、１ビット前のＤＰＳＫ光信号と逆位相のときには、逆相側の出力ポートに干渉させた光信号を強度変調信号３９として出力する。

位相調整回路４５は、制御部３８とバランスドレシーバ４０とモニタ回路４４を有する。バランスドレシーバ４０は、直列に接続された２個の光電変換素子４１、４２と、アンプ４３を有する。光電変換素子４１は、バイアス電源Ｖｃｃからモニタ回路４４を介してバイアス電流が供給され、正相側の出力ポートから出力される正相の強度変調信号３９を電気信号に変換する。

光電変換素子４２は、カソードが光電変換素子４１のアノードとアンプ４３の入力端子に接続され、アノードが接地されている。光電変換素子４２は、逆相側の出力ポートから出力される逆相の強度変調信号３９を電気信号に変換する。

モニタ回路４４は、電源Ｖｃｃ（定電位部）から光電変換素子４１、４２に供給される平均電流（平均受光電流）をモニタする回路である。モニタ回路４４で検出された平均電流値は制御部３８に出力される。モニタ回路４４は、例えば、抵抗とその抵抗の両端の電圧を検出する回路、あるいは電流検出回路、カレントトランス等により実現できる。
制御部３８は、モニタ回路４４で検出される光電変換素子４１、４２の平均電流が極大または極小となるように位相調整用ヒータ３５、３６に流れる電流を制御する。

図３は、デモジュレータ３１の位相誤差に対する光電変換素子の平均電流の計算結果を示す図である。
我々は、デモジュレータ３１に入力する位相変調信号（ＤＰＳＫ変調された光信号）の位相誤差と、光電変換素子４１（または４２）の平均受光電流との間に一定の関係があることを見出した。

図３は、情報伝送レートが４３．０１８Ｇｂ／ｓの場合の例である。図３の縦軸は、光電変換素子４１（または４２）の平均受光電流を、デモジュレータ３１の遅延量が１ビットのときの受光電流の最大振幅値で割った相対値を示し、横軸は位相誤差（ｄｅｇ）を示している。

図３において、三角で示す点を結んだ線ａは、正相の平均受光電流と逆相の平均受光電流の差の相対値（以下、平均受光電流の差という）を示し、四角で示す点を結んだ線ｂは、逆相の平均受光電流の相対値（逆相の平均受光電流という）を示している。また、菱形で示す点を結んだ線ｃは、正相の平均受光電流の相対値（正相の平均受光電流という）を示している。

図３から明らかなように、正相の平均受光電流は、位相誤差が最小値（０ｄｅｇ）となるとき極大値となっている。また、逆相の平均受光電流は、位相誤差が最小となるとき極小値となっている。正相と逆相の平均受光電流の差は、位相誤差が最小となるとき極大値となっている。

光電変換素子に流れる平均電流の極大または極小で位相誤差が最小となるのは、以下の理由からである。
正相の場合には、位相誤差が大きくなるにつれ、光電変換素子４１を流れる電流波形の遷移領域における波形が０レベルに近づいていくので、遷移領域の振幅を含む波形全体の平均値は小さくなる。この結果、光電変換素子４１を流れる正相の平均電流は、位相誤差が最小のとき極大となる。

逆相の場合には、その出力が正相と相補的な関係にあるため、位相誤差が大きくなるにつれて、光電変換素子４２を流れる電流波形の遷移領域における波形の平均値は大きくなっていく。この結果、逆相においては、位相誤差が最小のとき光電変換素子４２の平均電流が極小となる。

従って、正相または逆相の位相変調光信号を受光する光電変換素子４１または４２に流れる平均電流をモニタして、平均電流が極大または極小となるようにデモジュレータ３１の遅延量を制御すれば、位相変調信号の位相誤差を小さくすることができる。

図４は、位相誤差が０ｄｅｇと１５ｄｅｇの場合の正逆相の平均受光電流の差と、遅延時間／Ｔとの関係と、変調信号波形の立ち上がり、立下り時間に対する依存性を示す図である。図４の縦軸は、正相と逆相の受光平均電流の差電流を示し、横軸は１ビットの時間Ｔに対するデモジュレータ３１の遅延時間のパーセントを示している。

図４において、三角で示す点は、ＤＰＳＫ変調された光信号の波形の立ち上がり時間ｔｒと立下り時間ｔｆが、伝送レートの１ビットの時間Ｔと等しい場合の正逆相の平均電流差を示している。

四角で示す点は、変調信号の立ち上がり時間ｔｒと立下り時間ｔｆが、１ビットの時間Ｔの７０％の場合の平均電流差を示している。また、菱形で示す点は、光信号の波形の立ち上がりｔｒと立下りｔｆが、１ビットの時間Ｔの３０パーセントの場合の正逆相の平均電流差を示している。

図４から、ＤＰＳＫ変調された光信号の波形の立ち上がりｔｒと立下りｔｆがなだらかな方が、正相と逆相の平均受光電流の差は大きくなることが分かる。また、デモジュレータ３１の遅延時間を伝送レートの１ビットの時間より短くした方が、正相と逆相の平均受光電流の差は大きくなることが分かる。この特性は、正相の平均受光電流、逆相の平均受光電流についても同様のことが言える。

遅延時間と平均電流差に相関関係があるのは、デモジュレータ３１の遅延時間を小さくすると、位相誤差が小さいときの遷移領域（波形の立ち上り、立下りの領域）での波形が正相では振幅の最大値に、逆相では０レベルに偏り、位相誤差により生じる平均値の変化が大きくなるように作用するからである。

また、位相変調された光信号の波形の立ち上がりと立下り時間と平均電流差に相関関係があるのは、波形の立ち上り、立下り時間が長くなると、平均値を変動させる成分となる遷移領域の時間が長くなるため、位相誤差により生じる平均値（受光平均電流）の変動が大きくなるからである。

次に、図５は、第１の実施の形態の位相調整回路を示す図である。この第１の実施の形態は、光電変換素子４１に流れる正相の平均電流が極大となるようにデモジュレータ３１の遅延量を制御するものである。

位相調整回路５１は、光電変換素子４１に流れる電流をモニタするモニタ回路５２と、光電変換素子４１、４２と、アンプ４３と、デモジュレータ３１の位相調整用ヒータ３５、３６の電流を制御する制御部３８を有する。

モニタ回路５２は、電源Ｖｃｃから光電変換素子４１に供給される正相の平均電流を検出し、検出した電流値を制御部３８に出力する。制御部３８は、光電変換素子４１に流れる正相の平均電流が極大値となるように位相調整用ヒータ３５、３６に供給する電流を制御する。これによりデモジュレータ３１の遅延量、つまり位相基準信号と位相変調された光信号の相対位相差が調整される。

この第１の実施の形態によれば、光電変換素子４１を流れる正相の平均電流が極大となるようにデモジュレータ３１の遅延量を調整することで、デモジュレータ３１における位相変調信号の位相誤差を減らすことができる。また、光電変換素子４１、４２を短い距離でアンプ４３に接続することができるので、高周波成分の反射による信号品質の劣化を少なくできる。

図６は、第２の実施の形態の位相調整回路６１を示す図である。この第２の実施の形態は、光電変換素子４２に流れる逆相の平均電流が極小となるようにデモジュレータ３１の遅延量を制御するものである。

位相調整回路６１は、光電変換素子４２に流れる電流をモニタするモニタ回路６２と、光電変換素子４１、４２と、アンプ４３と、制御部３８を有する。
モニタ回路６２は、電源Ｖｃｃから供給され、光電変換素子４２を流れる逆相の平均電流を検出し、検出した電流値を制御部３８に出力する。

制御部３８は、光電変換素子４２に流れる逆相の平均電流が極小値となるように位相調整用ヒータ３５、３６に供給する電流を制御する。
この第２の実施の形態によれば、逆相の強度変調信号を受光する光電変換素子４２を流れる平均電流が極小となるようにデモジュレータ３１の遅延量を調整することで、デモジュレータ３１の位相変調信号の位相誤差を減らすことができる。また、光電変換素子４１、４２を短い距離でアンプ４３に接続することができるので、高周波成分の反射による信号品質の劣化を少なくできる。

図７は、第３の実施の形態の位相調整回路を示す図である。この第３の実施の形態は、光電変換素子４１に流れる正相の平均電流と光電変換素子４２に流れる逆相の平均電流の差が極大となるようにデモジュレータ３１の遅延量を制御するものである。

位相調整回路５１は、光電変換素子４１に流れる電流をモニタするモニタ回路５２と、光電変換素子４１、４２と、アンプ４３と、制御部３８を有する。
モニタ回路５２は、電源Ｖｃｃから光電変換素子４１に供給される正相の平均電流を検出し、検出した電流値を制御部３８に出力する。モニタ回路６２は、電源Ｖｃｃから供給され、光電変換素子４２を流れる逆相の平均電流を検出し、検出した電流値を制御部３８に出力する。

制御部３８は、正相の平均電流値と逆相の平均電流値の差を算出し、両者の差が極大値となるように位相調整用ヒータ３５、３６に供給する電流を制御する。
この第３の実施の形態によれば、正相の平均電流と逆相の平均電流の差が極大となるようにデモジュレータ３１の遅延量を調整することで、デモジュレータ３１の位相変調信号の位相誤差を減らすことができる。また、第１ないし第３の実施の形態では、光電変換素子４１、４２を短い距離でアンプ４３に接続することができるので、高周波成分の反射による信号品質の劣化を少なくできる。

次に、図８は、第４の実施の形態の位相調整回路８１を示す図である。この第４の実施の形態は、遅延量を制御する信号に低周波ｆ０の信号を重畳し（ディザリング）、平均電流の周波数ｆ０または２ｆ０の周波数成分が極大または極小となるように遅延量を制御するものである。

位相調整回路８１は、モニタ回路８４、８５と、光電変換素子４１、４２と、アンプ４３と、制御部３８と、低周波ｆ０の信号を生成する発振器８２と、制御信号に低周波ｆ０の信号を重畳する加算器８３とを有する。

加算器８３は、制御部３８から出力される制御信号に低周波ｆ０の信号を加算してデモジュレータ３１の位相調整用ヒータ３５、３６に供給する。位相調整用ヒータ３５、３６は、この低周波ｆ０の信号が重畳された制御信号によりヒータ電流が可変制御され、それによりデモジュレータ３１の遅延量が制御される。

モニタ回路８４は、光電変換素子４１に流れる電流の周波数ｆ０または２ｆ０（あるいはｆ０と２ｆ０の両方）の周波数成分を抽出する狭帯域のフィルタを有し、抽出した周波数ｆ０または２ｆ０の周波数成分の電流値を制御部３８に出力する。

モニタ回路８５は、光電変換素子４２に流れる電流の周波数ｆ０または２ｆ０（あるいはｆ０と２ｆ０の両方）の周波数成分を抽出する狭帯域のフィルタを有し、抽出した周波数ｆ０または２ｆ０の電流値を制御部３８に出力する。

制御部３８は、モニタ回路８４及び８５で検出される周波数ｆ０または２ｆ０の周波数
成分の正相と逆相の平均電流値の差分を算出し、両者の差分が極大または極小となるように制御信号（位相調整用ヒータ３５、３６の電流を可変制御する信号）を制御する。

この第４の実施の形態によれば、正相の平均電流と逆相の平均電流の差分が極大または極小となるようにデモジュレータ３１の遅延量を制御することで、位相変調された光信号の位相誤差を減らすことができる。また、光電変換素子４１、４２を短い距離でアンプ４３に接続することができるので、高周波成分の反射による信号品質の劣化を少なくできる。さらに、モニタ回路８４及び８５の狭帯域のフィルタで周波数ｆ０または２ｆ０の成分を抽出し、他の周波数の信号をカットしているのでノイズを低減することができる。

また、平均電流の周波数ｆ０の成分を抽出し、例えば、周波数ｆ０の成分の波形と、元の周波数ｆ０の信号の波形を比較して、平均電流が増加する方向の制御か、それとも平均電流が減少する方向の制御か、制御方向を判別しても良い。あるいは、周波数のｆ０の成分の値から傾きを算出し、平均電流が増加または減少のどちらの方向に変化しているかを判断しても良い。
上述した第４の実施の形態は、２つのモニタ回路８４、８５を用いているが、図５、あるいは図６と同様に、モニタ回路８４とモニタ回路８５の一方のみを用いても良い。

図９は、正相の平均受光電流、正相と逆相の平均受光電流の差分、あるいは制御信号に周波数ｆ０の信号を重畳させ、平均受光電流の周波数２ｆ０の成分をモニタする場合の制御部３８の処理動作を示すフローチャートである。

制御部３８は、出力電圧Ｖの初期値としてＶｉを設定し、電圧のシフト方向を指定する方向データＤとして増加の方向を指定する「１」を設定する（図９、Ｓ１１）。この例では、制御部３８は、位相調整用ヒータ３５、３６の電流を可変制御するために出力電圧Ｖを可変制御する。

次に、出力電圧Ｖ＝Ｖｉのときの正相の平均受光電流をモニタするモニタ回路（例えば、図５のモニタ回路５２）のモニタ値Ｍ０を読み込む（Ｓ１２）。
次に、電圧ＶにＤ×ｄＶを加算して出力電圧Ｖを求める(Ｓ１３）。ステップＳ１３の処理は、出力電圧Ｖの現在の値に正または負の一定値ｄＶを加算して出力電圧を増加または減少させる処理である。

次に、増加または減少させた出力電圧Ｖにおけるモニタ値Ｍ１を読み込む（Ｓ１４）。
次に、現在のモニタ値Ｍ１が前回のモニタ値Ｍ０より小さい（Ｍ１＜Ｍ０）か否かを判別し、Ｍ１＜Ｍ０であれば、電圧シフト方向を示す方向データＤを「−Ｄ」に変更する（Ｓ１５）。すなわち、現在のモニタ値Ｍ１が前回のモニタ値Ｍ０より小さいと判定されたときには、極大値を過ぎたものと判断して電圧のシフト方向をそれまでとは逆の方向に切り換える。これにより、それまで出力電圧を増加する方向（デモジュレータ３１の遅延量を大きくする方向）に制御されていた場合には、出力電圧を減少する方向に制御方向が切り換えられる。また、それまで出力電圧が減少する方向に制御されていた場合には、出力電圧を増加する方向に制御方向が切り換えられる。

ステップＳ１５において、Ｍ１≧Ｍ０と判定されたとき、またはＭ１＜Ｍ０で、方向データＤが変更された後には、ステップＳ１６に進む。ステップＳ１６では、モニタ値Ｍ１を、次回のモニタ時の前回値として使用するためにモニタ値Ｍ０として保存する。

上述した処理は、正相の平均受光電流と逆相の平均受光電流の差を算出し、その差分が極大になるように遅延量を制御する場合にも適用できる。また、遅延量を制御する制御信号に周波数ｆ０の低周波の信号を重畳して、光電変換素子の平均受光電流から周波数２ｆ
０の成分を抽出して遅延量を制御する場合にも同様に適用できる。

上述した処理によれば、正相の平均受光電流が極大値の近傍となるようにデモジュレータ３１の遅延量を制御することで、位相変調信号の位相誤差を小さくできる。また、正相の平均受光電流と逆相の平均受光電流の差分が極大値の近傍の値となるように遅延量を制御することで同様の位相変調信号の位相誤差を小さくできる。また、周波数ｆの信号が重畳された平均受光電流の２ｆの周波数成分の極大値の近傍の値となるようにデモジュレータ３１の遅延量を制御することで同様の効果を得ることができる。

次に、図１０は、逆相の平均受光電流をモニタする場合、あるいは制御信号に周波数ｆ０の信号を重畳させ、平均受光電流の周波数ｆ０の成分をモニタする場合の制御部３８の処理動作を示すフローチャートである。

制御部３８は、出力電圧Ｖの初期値としてＶｉを設定し、電圧のシフト方向を指定する方向データＤとして電圧の増加を指示する値「１」を設定する（図１０、Ｓ２１）。この例では、制御部３８は、位相調整用ヒータ３５、３６に供給する電流を制御するために出力電圧Ｖを可変させている。

次に、逆相の平均受光電流をモニタするモニタ回路（例えば、図８のモニタ回路８５）の出力電圧Ｖ＝Ｖｉのときのモニタ値Ｍ０を読み込む（Ｓ２２）。
次に、電圧ＶにＤ×ｄＶを加算して出力電圧Ｖを求める(Ｓ２３）。ステップＳ２３の処理は、現在の出力電圧Ｖに、一定値ｄＶに方向データＤを乗算した値を加算して出力電圧を増加または減少させるための処理である。

次に、更新した出力電圧Ｖにおけるモニタ値Ｍ１を読み込む（Ｓ２４）。
次に、現在のモニタ値Ｍ１が前回のモニタ値Ｍ０より大きいか否かを判別し、Ｍ１＞Ｍ０であれば、電圧シフト方向を示す方向データＤを「−Ｄ」に変更する。すなわち、現在のモニタ値Ｍ１が前回のモニタ値Ｍ０より大きいと判定されたときには、極小値を過ぎたものと判断し、電圧のシフト方向をそれまでとは逆の方向に切り換える。これにより、それまで出力電圧を増加する方向に制御されていた場合には、出力電圧を減少する方向に、出力電圧が減少する方向に制御されていた場合には、出力電圧を増加する方向に制御方向が切り換えられる。

ステップＳ２５において、Ｍ１＜Ｍ０と判定されたとき、あるいはＭ１＞Ｍ０と判定され、方向データＤが変更された後には、ステップＳ２６に進む。ステップＳ２６では、取得したモニタ値Ｍ１を、次回のモニタ値の前回値として使用するためにモニタ値Ｍ０として保存する。

上記の処理は、遅延量を制御する制御信号に周波数ｆ０の低周波の信号を重畳し、光電変換素子の平均受光電流から周波数ｆ０の成分を抽出して遅延量を制御する場合にも同様に適用できる。

上述した処理によれば、逆相の平均受光電流が極小となるようにデモジュレータ３１の遅延量を制御することで位相変調信号の位相誤差を小さくできる。また、周波数ｆ０の信号が重畳された制御信号により遅延を制御し、平均受光電流の周波数ｆ０の成分が極小となるように遅延量を制御することで、位相誤差を小さくできる。

本発明は、遅延干渉計を用いたものに限らず、遅延量制御により位相基準光の位相を制御する干渉計であればどのようなものにも適用できる。また、遅延量を可変制御する方法は、位相調整用ヒータを用いる方法に限らず、他の光学的遅延素子を用いても良い。

ＤＰＳＫ伝送系を示す図である。 デモジュレータと位相調整回路の構成を示す図である。 デモジュレータの位相誤差に対する光電変換素子の平均電流の計算結果を示す図である。 デモジュレータの遅延時間と平均電流の関係を示す図である。 第１の実施の形態の位相調整回路を示す図である。 第２の実施の形態の位相調整回路を示す図である。 第３の実施の形態の位相調整回路を示す図である。 第４の実施の形態の位相調整回路を示す図である。 正相の平均受光電流をモニタする場合の処理動作を示すフローチャートである。 逆相の平均受光電流をモニタする場合の処理動作を示すフローチャートである。

符号の説明

１１ 送信部
１２ シリアライザ
１３ ドライバ
２１ 受信部
２２ 波長分波器
２３、３１ デモジュレータ
２４、４０ バランスドレシーバ
３８ 制御部
４５、５１、６１、７１、８１ 位相調整回路
４１、４２ 光電変換素子
４４、５２、６２、８４、８５ モニタ回路

Claims (9)

1. 位相変調された光信号に対して遅延させた位相基準光を干渉させて光信号との位相差に応じた強度変調光信号を出力する干渉計と、
   前記干渉計から出力される前記強度変調光信号を電気信号に変換する光電変換素子と、
   前記光電変換素子に流れる電流の直流成分あるいは位相変調周波数より十分低い周波数成分を検出するモニタ手段と、
   前記モニタ手段でモニタされる電流が極大または極小となるように前記干渉計の前記位相基準光の遅延量を制御する制御手段を有する位相変調信号受信装置。
2. 前記光電変換素子は、前記干渉計から出力される正相の前記強度変調光信号を受光し、
   前記モニタ手段は、前記光電変換素子の正相の平均受光電流をモニタし、
   前記制御手段は、前記モニタ手段でモニタされる正相の前記平均受光電流が極大となるように前記干渉計の遅延量を制御する請求項１記載の位相変調信号受信装置。
3. 前記光電変換素子は、前記干渉計から出力される逆相の強度変調光信号を受光し、
   前記モニタ手段は、前記光電変換素子の逆相の平均受光電流をモニタし、
   前記制御手段は、前記モニタ手段でモニタされる逆相の前記平均受光電流が極小となるように前記干渉計の遅延量を制御する請求項１記載の位相変調信号受信装置。
4. 前記光電変換素子は、前記干渉計から出力される正相の強度変調光信号を受光する第１の光電変換素子と、逆相の強度変調光信号を受光する第２の光電変換素子を有し、
   前記モニタ手段は、前記第１の光電変換素子の平均受光電流をモニタする第１のモニタ手段と、前記第２の光電変換素子の平均受光電流をモニタする第２のモニタ手段を有し、
   前記制御手段は、前記第１のモニタ手段でモニタされる正相の平均受光電流と、前記第２のモニタ手段で検出される逆相の平均受光電流の差分が極大となるように前記干渉計の遅延量を制御する請求項１記載の位相変調信号受信装置。
5. 前記制御手段から出力される、前記干渉計の遅延量を制御するための制御信号に周波数ｆの低周波信号を重畳する重畳手段を有し、
   前記制御手段は、前記光電変換素子の平均受光電流の周波数２ｆの周波数成分が極大となるように、前記干渉計の遅延量を制御する請求項１記載の位相変調信号受信装置。
6. 前記制御手段から出力される、前記干渉計の遅延量を制御するための制御信号に周波数ｆの低周波信号を重畳する重畳手段を有し、
   前記制御手段は、前記光電変換素子の平均受光電流の周波数ｆの成分が極小となるように、前記干渉計の遅延量を制御する請求項１記載の位相変調信号受信装置。
7. 前記干渉計は、相補的な光信号を出力する正相出力ポートと逆相出力ポートを有し、
   前記光電変換素子は、前記正相出力ポートの出力信号を受光する第１の光電変換素子と、前記逆相出力ポートの出力信号を受光する第２の光電変換素子を有し、
   前記モニタ手段は、前記第１及び第２の光電変換素子の内の一方に流れる電流の直流成分あるいは低周波成分をモニタする請求項１記載の位相変調信号受信装置。
8. 前記干渉計に入力する前記光信号はＤＰＳＫ変調された光信号であり、
   前記干渉計は、前記光信号を二分岐し、二分岐した一方の光信号を約1シンボル遅延させて前記位相基準光とし、前記位相基準光を二分岐した他方の前記光信号と干渉させる請求項１乃至７のいずれか１項に記載の位相変調信号受信装置。
9. 前記干渉計は、前記光信号を二分岐し、二分岐した一方の光信号を１シンボルより少な
   い時間遅延させる請求項１乃至７のいずれか１項に記載の位相変調信号受信装置。

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