JP2009158040A - Semiconductor storage device - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、半導体記憶装置に関し、特にランダムアクセスが可能なダイナミックメモリに関するものである。 The present invention relates to a semiconductor memory device, and more particularly to a dynamic memory capable of random access.
高密度半導体メモリといえば、従来、DRAM(Dynamic Random Access Memory)がその主流である。DRAMでは、集積度が増加するのに伴って、より小さなメモリセル領域に、十分な容量を有するメモリキャパシタを形成する必要がある。このため、DRAMは、最近ではそのメモリキャパシタ形成の難しさから、スケーリング限界を迎えようとしている。 Conventionally, DRAM (Dynamic Random Access Memory) has been the mainstream of high-density semiconductor memories. In a DRAM, as the degree of integration increases, it is necessary to form a memory capacitor having a sufficient capacity in a smaller memory cell region. For this reason, DRAM has recently reached the limit of scaling due to the difficulty of forming its memory capacitor.
こうした中で、DRAMのようなセルキャパシタを持つ代わりに、スイッチングトランジスタ自体をセルキャパシタ素子として使用するようなメモリセルが開発されつつある。たとえば、非特許文献1(Takashi Ohsawa、外6名、“Memory Design Using a One-Transistor Gain Cell on SOI”、IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS、Nov. 2002、Vol. 37、NO. 11、p. 1510-1522)は、単一のSOI(Silicon On Insulator)トランジスタで構成されたメモリセル構造を開示する。非特許文献1のメモリセルでは、SOIトランジスタのフローティングボディ領域に電荷が蓄積される。
Under such circumstances, a memory cell is being developed in which the switching transistor itself is used as a cell capacitor element instead of having a cell capacitor such as a DRAM. For example, Non-Patent Document 1 (Takashi Ohsawa, 6 others, “Memory Design Using a One-Transistor Gain Cell on SOI”, IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS, Nov. 2002, Vol. 37, NO. 11, p. 1510-1522) discloses a memory cell structure composed of a single SOI (Silicon On Insulator) transistor. In the memory cell of Non-Patent
一方、非特許文献2(Fukashi Morishita、外7名、“A Capacitorless Twin-Transistor Random Access Memory(TTRAM)on SOI,”、Proc. CICC、Sep. 2005、p. 435-438)は、直列に接続された2つのSOIトランジスタで構成されるメモリセル構造を開示する。TTRAM(Twin-Transistor Random Access Memory)セルと呼ばれるこのメモリセルは、2つのSOIトランジスタのうち一方のボディ領域を記憶ノードとして利用し、他方のトランジスタをアクセストランジスタとして利用するものである。 On the other hand, Non-Patent Document 2 (Fukashi Morishita, 7 others, “A Capacitorless Twin-Transistor Random Access Memory (TTRAM) on SOI,” Proc. CICC, Sep. 2005, p. 435-438) is connected in series. Disclosed is a memory cell structure composed of two SOI transistors. This memory cell, called a TTRAM (Twin-Transistor Random Access Memory) cell, uses one body region of two SOI transistors as a storage node and the other transistor as an access transistor.
また、非特許文献3(Kazutami Arimoto、外6名、“A Configurable Enhanced T2RAM Macro for System-Level Power Management Unified Memory”、Proc. VLSI Symp.)、および非特許文献4(Kazutami Arimoto、外5名、“A Scalable ET2RAM(SETRAM) with Verify Control for Soc Platform Memory IP on SOI”、Proc. CICC、2006、p. 429-432)に開示される技術は、非特許文献2のメモリセル構造において、データ書込動作について変形したものである。これらの非特許文献3,4の技術は、データ書込時に、ゲート・ボディ間の結合容量に加えて、GIDL(Gate Induced Drain Leakage)電流を利用する。
非特許文献1に開示されるメモリセル構造では、低電圧駆動が困難であったり、メモリアレイの制御が複雑であったりする。したがって、微細化とともにやはりスケーリングの限界が生じてしまうことが考えられる。
In the memory cell structure disclosed in
非特許文献2〜4に開示されるTTRAMセルは、これらの問題点を克服する。TTRAMセルでは、メモリセルに2つのトランジスタを用いることで、書込とデータ保持の機能が明確に区別され、アレイ制御が簡単になる。また、このため、特別な電圧やプロセスも必要とせずにキャパシタレスメモリを実現することができる。
The TTRAM cells disclosed in
このTTRAMの動作を保証するためには種々の動作マージンテストを行なう必要があるが、非特許文献2〜4のいずれも動作マージンテストついて検討されていない。
In order to guarantee the operation of this TTRAM, it is necessary to perform various operation margin tests, but none of
したがって、本発明の目的は、TTRAMのメカニズムに適した動作マージンテストを行なう半導体記憶装置を提供することである。 Therefore, an object of the present invention is to provide a semiconductor memory device that performs an operation margin test suitable for the mechanism of TTRAM.
本発明は、動作モードとして通常モードとテストモードとを有する半導体記憶装置であある。本発明の半導体記憶装置は、複数のメモリセルを含むメモリアレイと周辺回路とを備える。複数のメモリセルの各々は、固定された第1の電圧が供給される第1のノードと、一端が第1のノードに接続され、電気的に浮遊状態のボディ領域および第1の信号が供給される制御電極を有する第1のトランジスタと、第2の信号が供給される第2のノードと、第1のトランジスタの他端と第2のノードとの間に接続され、ボディ領域および第3の信号が供給される制御電極を有する第2のトランジスタとを含む。そして、複数のメモリセルの各々は、第1のトランジスタのボディ領域に蓄積した電荷量に応じてデータを記憶する。周辺回路は、複数のメモリセルに対して、第1の電圧および第1〜第3の信号の電圧レベルを決定する電圧を少なくとも含む複数の電圧を供給する。そして、周辺回路は、通常モードとテストモードとで、複数の電圧のうち少なくとも1つの電圧の大きさを変更する。 The present invention is a semiconductor memory device having a normal mode and a test mode as operation modes. A semiconductor memory device of the present invention includes a memory array including a plurality of memory cells and a peripheral circuit. Each of the plurality of memory cells is connected to a first node to which a fixed first voltage is supplied, one end connected to the first node, and an electrically floating body region and a first signal are supplied. Connected to the first transistor having the control electrode, the second node to which the second signal is supplied, the other end of the first transistor and the second node, and the third region And a second transistor having a control electrode to which the above signal is supplied. Each of the plurality of memory cells stores data according to the amount of charge accumulated in the body region of the first transistor. The peripheral circuit supplies a plurality of voltages including at least a voltage that determines a voltage level of the first voltage and the first to third signals to the plurality of memory cells. The peripheral circuit changes the magnitude of at least one of the plurality of voltages between the normal mode and the test mode.
本発明によれば、第1〜第3の信号電圧などの電圧の大きさを変更することによって、データ読出およびデータ書込時におけるTTRAMの誤動作が顕著に現れるので、動作マージンテストを効果的に行なうことができる。 According to the present invention, the malfunction of the TTRAM at the time of data reading and data writing appears remarkably by changing the magnitude of the voltage such as the first to third signal voltages, so that the operation margin test is effectively performed. Can be done.
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳しく説明する。なお、同一または相当する部分には同一の参照符号を付して、その説明を繰返さない。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. The same or corresponding parts are denoted by the same reference numerals, and description thereof will not be repeated.
[半導体記憶装置の全体構成]
図1は、本発明の実施の形態としての半導体記憶装置1の全体構成を示すブロック図である。図1を参照して、半導体記憶装置1は、メモリアレイ2と、アドレスデコーダ9と、センスアンプ3と、入出力回路8と、制御回路7と、バッファ回路4,5,6と、電源回路10と、テスト回路90とを含む。半導体記憶装置1のうち、メモリアレイ2を除く回路を周辺回路とも称する。
[Overall configuration of semiconductor memory device]
FIG. 1 is a block diagram showing an overall configuration of a
メモリアレイ2は、行列状に配列された複数のメモリセルMCと、行方向X(X方向とも称する。)に配設された複数のワード線WL、チャージ線CL、およびソース線SLと、列方向Y(Y方向とも称する。)に配設された複数のビット線BLとを含む。各メモリセルMCは、X方向の配線(ワード線WL,チャージ線CL、ソース線SL)とY方向の配線(ビット線BL)との交差点に配置される。
The
アドレスデコーダ9は、ロウアドレスデコーダとコラムアドレスデコーダとを含む。ロウアドレスデコーダは、アドレスバッファ4から供給されるロウアドレス信号RAに応答して、複数のワード線WLおよびチャージ線CLのうちの1つずつを選択して駆動する。コラムアドレスデコーダは、アドレスバッファ4から供給されるコラムアドレス信号CAに応答して、複数のビット線BLのうち一つを選択する。
Address decoder 9 includes a row address decoder and a column address decoder. The row address decoder selects and drives one of the plurality of word lines WL and charge lines CL in response to the row address signal RA supplied from the
センスアンプ3は、複数のセンスアンプ回路部(図6の参照符号132)を備える。各センスアンプ回路部132は、対応するビット線BLとリファレンスビット線(図6の参照符号/BL)とにセンス状態で流れる電流の差を電圧に変換し、変換した電圧を増幅して検知する。
The
入出力回路8は、データ読出時に、コラムアドレスデコーダによって選択されたビット線BLに対応するセンスアンプの出力を、出力データDoutとして出力する。また、入出力回路8は、データ書込時に、入力データDinを増幅して、コラムアドレスデコーダによって選択されたビット線BL経由でメモリセルMCに書込む。
The input /
バッファ回路として、ロウアドレス信号RAおよびコラムアドレス信号CA用のアドレスバッファ4、クロック信号CLK用のクロックバッファ5、制御信号用の制御信号バッファ6が設けられている。制御信号には、データ読出信号Read、連続データ読出信号ReadB、データ書込信号Write、リフレッシュ信号Ref、ノーオペレーション信号Nop、テストモード信号test1〜5などがある。
As buffer circuits, an
制御回路7は、アドレスバッファ4からのアドレス信号RA,CAをアドレスデコーダ9に伝達する。また、制御回路7は、制御信号バッファ6から制御信号に応じて、アドレスデコーダ9、メモリアレイ2、およびセンスアンプ3などを駆動する。
The
テスト回路90は、制御信号バッファ6からのテストモード信号test1〜5を受けて、周辺回路の動作モードを通常モードからテストモードに切換える。テストモードでは、テストモード信号test1〜5に応じてアドレス選択の方法を変更したり、メモリアレイ2に供給される内部電源電圧の値を変更したりする。
The
電源回路10は、メモリアレイ2の動作に必要な電圧(ワード線WL、ビット線BL、チャージ線CL、およびソース線SLなどの電圧)をメモリアレイ2に供給する。電源回路10は、電源電圧VDDを生成する電源電圧発生回路91と、中間電圧1/2VDDを生成する中間電圧発生回路94とを含む。さらに、テストモードにおいて、電源電圧VDDを昇圧する昇圧電圧発生回路92と、基板電圧を接地電圧から昇圧する基板電圧昇圧回路93とを含む。
The
[メモリセルの構成および動作]
図2は、図1のメモリアレイ2に用いられるメモリセルMCの構造を概略的に示す断面図である。また、図3は、図1のメモリアレイ2に用いられるメモリセルMCの電気的等価回路図である。
[Configuration and operation of memory cell]
FIG. 2 is a cross-sectional view schematically showing the structure of the memory cell MC used in the
図2、図3を参照して、メモリセルMCは、フローティングボディ領域71,73を持つ2つのSOIトランジスタであるアクセストランジスタATおよびストレージトランジスタSTを含む。SOIトランジスタは、SOI基板60上に形成されるトランジスタである。メモリアレイ2を構成する複数のメモリセルMCは、共通のシリコン基板62と、共通の埋込絶縁層63とを含む。SOIトランジスタは、埋込絶縁層63上に設けられたシリコン層64に形成される。また、個々のメモリセルMCは、フルトレンチアイソレーション領域75によって、隣接するメモリセルMCと分離される。
2 and 3, memory cell MC includes an access transistor AT and a storage transistor ST, which are two SOI transistors having
アクセストランジスタATは、N型不純物領域70と、ボディ領域(P型不純物領域)71と、N型不純物領域72(プリチャージノードPN)と、ボディ領域(P型不純物領域)71上のゲート絶縁膜76およびゲート電極77(制御電極)とを含む。また、ストレージトランジスタSTは、N型不純物領域72(プリチャージノードPN)と、ボディ領域(P型不純物領域)73と、N型不純物領域74と、ボディ領域(P型不純物領域)73上のゲート絶縁膜78およびゲート電極79(制御電極)とを含む。アクセストランジスタATとストレージトランジスタSTとは、N型不純物領域72(プリチャージノードPN)を共有し、N型不純物領域72(プリチャージノードPN)を介して直列に接続される。
Access transistor AT includes N-
ワード線WLは、アクセストランジスタATのゲート電極77に接続される。ビット線BLは、N型不純物領域70に接続される。また、チャージ線CLは、ストレージトランジスタSTのゲート電極79に接続され、ソース線SLは、N型不純物領域74に接続される。
Word line WL is connected to
ワード線WL、ビット線BL、チャージ線CLを介して、データ読出およびデータ書込を制御するための信号がメモリセルMCに供給される。通常の動作モードでは、ワード線WLおよびビット線BLを流れる信号の電圧レベルは、ハイレベルが中間電圧1/2VDDであり、ローレベルが接地電圧である。また、チャージ線CLを流れる信号の電圧レベルはハイレベルが電源電圧VDDであり、ローレベルが接地電圧である。また、ソース線SLの電圧は、電源電圧VDDに固定される。
A signal for controlling data reading and data writing is supplied to memory cell MC through word line WL, bit line BL, and charge line CL. In a normal operation mode, the voltage level of the signal flowing through the word line WL and the bit line BL is high at the
メモリセルMCのストレージトランジスタSTのボディ領域73のうち、チャネル領域73a下の領域73bが、電荷を蓄積するストレージノードSNとして利用される。メモリセルMCは、ストレージノードSNに蓄積された電荷(ホール)量に応じて情報を記憶する。ストレージノードSNにホールが蓄積された状態は、ほとんど蓄積されていない状態に比べて、ストレージトランジスタSTの閾値電圧Vthが低い。データ読出時に、センスアンプによって、閾値電圧Vthの差に起因するデータ読出電流の差が電圧値に変換されて検出される。以下、ストレージノードSNに電荷(ホール)が蓄積された状態をデータ‘1’(ハイレベル)と称し、電荷(ホール)がほとんど蓄積されていない状態をデータ‘0’(ローレベル)と称する。
Of the
図4は、データ読出時のビット線BL、ワード線WL、およびチャージ線CLの設定電圧と、ストレージノードSNおよびプリチャージノードPNの電圧を示すグラフである。図4で、縦軸は電圧を示し、横軸は経過時間を示す。 FIG. 4 is a graph showing set voltages of bit line BL, word line WL, and charge line CL, and voltages of storage node SN and precharge node PN during data reading. In FIG. 4, the vertical axis represents voltage, and the horizontal axis represents elapsed time.
図5は、データ読出時のメモリセルMCの各ノードの電圧と読出電流との関係を説明するための図である。 FIG. 5 is a diagram for explaining the relationship between the voltage at each node of memory cell MC and the read current during data read.
図4、図5を参照して、ソース線SLの電圧は、常時、電源電圧VDDに固定される。電流読出期間の間、チャージ線CLの電圧は、電源電圧VDDに等しく設定され、また、ビット線BLの電圧は、0ボルト(接地電圧)に設定される。そして、ワード線WLの電圧が、中間電圧1/2VDDに等しくなる時刻t1〜t2が、センス可能期間になる。
Referring to FIGS. 4 and 5, the voltage of source line SL is always fixed to power supply voltage VDD. During the current read period, the voltage of the charge line CL is set equal to the power supply voltage VDD, and the voltage of the bit line BL is set to 0 volts (ground voltage). Then, the time t1 to t2 when the voltage of the word line WL becomes equal to the
このセンス可能期間では、アクセストランジスタATのゲート・ソース間電圧Vgs1と、ストレージトランジスタSTのゲート・ソース間電圧Vgs2とは、共に1/2VDDに等しい。この結果、プリチャージノードPNの電位も1/2VDDに等しくなる。データ読出電流は、ソース線SLからビット線BLへ流れる。このとき、ストレージノードSNにホールが蓄積されている場合は、ホールが蓄積されていない場合に比べて、大きな読出電流が流れる。 In this senseable period, the gate-source voltage Vgs1 of the access transistor AT and the gate-source voltage Vgs2 of the storage transistor ST are both equal to 1 / 2VDD. As a result, the potential of the precharge node PN is also equal to ½ VDD. A data read current flows from the source line SL to the bit line BL. At this time, a larger read current flows when holes are accumulated in storage node SN than when holes are not accumulated.
[メモリアレイの構成および動作]
図6は、メモリアレイ2およびセンスアンプ3の構成を示す回路図である。
[Configuration and operation of memory array]
FIG. 6 is a circuit diagram showing configurations of the
図6を参照して、メモリアレイ2は、列方向Yの一方端に設けられる複数のダミーセルDCと、複数のメモリセルMC(ノーマルセル)とを含む。メモリセルMC(ノーマルセル)は、通常のデータ読出およびデータ書込に用いられ、ダミーセルDCは、データ読出時にリファレンス電流を供給するために用いられる。
Referring to FIG. 6,
メモリアレイ2には、列方向Yに沿って、複数のビット線対BLn,/BLn(nは0以上の整数)が配設される。各ビット線対BLn,/BLnには、1個のダミーセルDCと複数のメモリセルMCが接続される。各ビット線対BLn,/BLnは、列方向Yの中央付近で交差する。交差点よりダミーセルDC寄りに設けられるメモリセルMCは、ビット線対BLn,/BLnのいずれか一方に接続され、ダミーセルDCと離反する側に設けられるメモリセルMCは、ビット線対BLn,/BLnの他方に接続される。
A plurality of bit line pairs BLn, / BLn (n is an integer equal to or greater than 0) are arranged in the
また、メモリアレイ2には、行方向Xに沿って、複数のワード線WL、チャージ線CL、およびソース線SLが配設される。具体的には、ダミーセルDCに近接する側から、偶数番のワード線WL2m(mは0以上の整数)、チャージ線CL2m、およびソース線SLが、WL0、CL0、SL、CL2、WL2、…の順で配設される。ビット線対BLn,/BLnの交差点の反対側には、奇数番のワード線WL2m+1(mは0以上の整数)、チャージ線CL2m+1、およびソース線SLが、WL1、CL1、SL、CL3、WL3、…の順で配設される。
A plurality of word lines WL, charge lines CL, and source lines SL are arranged in the
各ダミーセルDCは、一端が互いに接続されたNチャネルのMOS(Metal Oxide Semiconductor)トランジスタであるダミートランジスタDTevenおよびDToddを含む。ダミートランジスタDTevenの他端は、リファレンスビット線/BLnに接続され、ダミートランジスタDToddの他端は、ビット線BLnに接続される。 Each dummy cell DC includes dummy transistors DTeven and DTodd, which are N-channel MOS (Metal Oxide Semiconductor) transistors whose one ends are connected to each other. The other end of the dummy transistor DTeven is connected to the reference bit line / BLn, and the other end of the dummy transistor DTodd is connected to the bit line BLn.
さらに、行方向Xに沿って、ダミーセル制御信号DCLeven,DCLoddの信号線および電圧Vrefの給電線が配設される。ダミーセル制御信号DCLevenの信号線は、複数のダミートランジスタDTevenのゲート電極に共通に接続される。ダミーセル制御信号DCLoddの信号線は、複数のダミートランジスタDToddのゲート電極に共通に接続される。また、電圧Vrefの給電線は、ダミートランジスタDTevenおよびDToddの接続ノードと接続される。 Further, along the row direction X, dummy cell control signals DCLeven and DCLoad signal lines and a voltage Vref feed line are arranged. The signal line of the dummy cell control signal DCLeven is connected in common to the gate electrodes of the plurality of dummy transistors DTeven. The signal line of the dummy cell control signal DCLoad is connected in common to the gate electrodes of the plurality of dummy transistors DTodd. The power supply line of voltage Vref is connected to the connection node of dummy transistors DTeven and DTodd.
ダミーセル制御信号DCLeven,DCLoddは、データ読出時にいずれか一方が活性化される。偶数番のワード線WL2mが選択された場合(1/2VDDに設定された場合)には、ダミーセル制御信号DCLevenが活性化される。奇数番のワード線WL2m+1が選択された場合には、ダミーセル制御信号DCLoddが活性化される。
One of the dummy cell control signals DCLeven and DCLoad is activated at the time of data reading. When even-numbered word line WL2m is selected (when it is set to 1/2 VDD), dummy cell control signal DCLeven is activated. When odd-numbered word
電圧Vrefは、データ‘0’の読出時にメモリセルMCに流れる電流と、データ‘1’の読出時にメモリセルMCに流れる電流との、ちょうど中間程度の電流がダミーセルDCに流れるように予め設定される。たとえば、データ‘1’を保持するメモリセルMCと同程度の電流が流れるボディフローティングトランジスタをダミーセルDCに用いて、電圧Vrefを1/2VDD−αに設定するとよい。この場合のαの値は、たとえば、0.1ボルトである。 Voltage Vref is set in advance so that an intermediate current between the current flowing through memory cell MC when data “0” is read and the current flowing through memory cell MC when data “1” is read flows through dummy cell DC. The For example, a body floating transistor in which a current comparable to that of the memory cell MC holding data “1” flows may be used as the dummy cell DC, and the voltage Vref may be set to ½ VDD−α. In this case, the value of α is, for example, 0.1 volts.
次に、図6のセンスアンプ3は、複数の転送ゲート部131、センスアンプ回路部132、プリチャージ部133、および入出力ゲート部134を含む。これらは、各ビット線対BLn,/BLnに対応して設けられる。
Next, the
転送ゲート部131は、メモリアレイ2とセンスアンプ回路部132との間の導通/非導通を切換える。転送ゲート部131は、ビット線BLnおよびリファレンスビット線/BLnにそれぞれ挿入されるNチャネルのMOSトランジスタNQ1およびNQ2を含む。トランジスタNQ1,NQ2のゲート電極には、転送ゲート制御信号BLIの信号線が接続される。転送ゲート制御信号BLIは、複数の転送ゲート部131に共通に与えられ、通常、活性化されている。
センスアンプ回路部132は、PチャネルのMOSトランジスタPQ1,PQ2,PQ3と、NチャネルのMOSトランジスタBQ1,BQ2,NQ3とを含む。
Sense
トランジスタPQ1およびBQ1は、ノードND1とノードND2との間に直列に接続される。同様に、トランジスタPQ2およびBQ2は、ノードND1とノードND2との間に直列に接続される。また、トランジスタPQ1とBQ1との接続ノードは、ビット線BLnと、トランジスタPQ2およびBQ2の各ゲート電極とに接続される。同様に、トランジスタPQ2とBQ2との接続ノードは、リファレンスビット線/BLnと、トランジスタPQ1およびBQ1の各ゲート電極とに接続される。 Transistors PQ1 and BQ1 are connected in series between nodes ND1 and ND2. Similarly, transistors PQ2 and BQ2 are connected in series between nodes ND1 and ND2. A connection node between transistors PQ1 and BQ1 is connected to bit line BLn and each gate electrode of transistors PQ2 and BQ2. Similarly, the connection node between transistors PQ2 and BQ2 is connected to reference bit line / BLn and the gate electrodes of transistors PQ1 and BQ1.
トランジスタPQ3は、電源線VBL(中間電圧1/2VDDに等しい。)とノードND1との間に接続される。トランジスタNQ3は、接地ノードGNDとノードND2との間に接続される。トランジスタPQ3のゲート電極には、センスアンプ活性信号/S0Pの信号線が接続される。同様に、トランジスタNQ3のゲート電極には、センスアンプ活性信号S0Nの信号線が接続される。 Transistor PQ3 is connected between power supply line VBL (equal to intermediate voltage ½ VDD) and node ND1. Transistor NQ3 is connected between ground node GND and node ND2. A signal line of sense amplifier activation signal / S0P is connected to the gate electrode of transistor PQ3. Similarly, the signal line of the sense amplifier activation signal S0N is connected to the gate electrode of the transistor NQ3.
センスアンプ回路部132は、センスアンプ活性信号S0N,/S0Pが活性化されると、トランジスタPQ1,PQ2,BQ1,BQ2によって構成されるフリップフロップ回路が動作する。この結果、ビット線BLnとリファレンスビット線/BLnとに現れた微小な電位差が、高速にハイレベル(中間電圧1/2VDD)まで増幅される。
In sense
ここで、トランジスタBQ1,BQ2は、低いゲート電圧でも十分にオン状態に遷移するように、図7、図8に示すゲート・ボディ直結トランジスタによって構成される。仮に、後述するプリチャージ部133によって設定されるプリチャージ電圧VPCが接地電圧であるグランドプリチャージの場合、トランジスタBQ1,BQ2は、なかなかオン状態に遷移しにくいため、センスアンプ回路部132が誤動作を引起こす可能性がある。そこで、グランドプリチャージのような場合にも、トランジスタBQ1,BQ2が高速にオン状態に遷移するようにゲート・ボディ直結トランジスタが用いられる。
Here, the transistors BQ1 and BQ2 are configured by gate-body directly connected transistors shown in FIGS. 7 and 8 so as to be sufficiently turned on even at a low gate voltage. If the precharge voltage VPC set by the
図7は、ゲート・ボディ直結トランジスタBQ1,BQ2の概略的な構成を示す斜視図である。 FIG. 7 is a perspective view showing a schematic configuration of the gate-body directly connected transistors BQ1, BQ2.
また、図8は、図7の断面図である。図8は、図7のトランジスタBQ1,BQ2を、ゲート電極53を通過し、かつ、SOI基板に垂直な切断面で切断した場合の断面図を示す。
FIG. 8 is a cross-sectional view of FIG. FIG. 8 is a cross-sectional view of the transistors BQ1 and BQ2 of FIG. 7 cut along a cut surface that passes through the
図7、図8を参照して、SOI基板上(図示省略)に形成されるトランジスタBQ1,BQ2は、P型のボディ領域50と、N型のソース/ドレイン領域51,52と、ボディ領域50上に形成されるゲート絶縁膜54と、ゲート絶縁膜54上に形成されるゲート電極53と、直結部56とを含む。直結部56は、絶縁膜55を貫通して、ボディ領域50の延長部50aとゲート電極53とを電気的に接続する。
Referring to FIGS. 7 and 8, transistors BQ1 and BQ2 formed on the SOI substrate (not shown) include P-
再び図6を参照して、プリチャージ部133は、ビット線対BLn,/BLnの初期電圧を決定する。プリチャージ部133は、ビット線BLnとリファレンスビット線/BLnとの間に直列に接続されるNチャネルのMOSトランジスタNQ4,NQ5を含む。トランジスタNQ4およびNQ5の各ゲート電極は、プリチャージ信号BLPの信号線に接続される。トランジスタNQ4およびNQ5の接続ノードは、プリチャージ電圧VPCの給電線に接続される。プリチャージ信号BLPが活性化されると、トランジスタNQ4,NQ5が導通し、ビット線対BLn,/BLnがプリチャージ電圧VPCに初期化される。
Referring to FIG. 6 again,
入出力ゲート部134は、ビット線対BLn,/BLnのデータを入出力線IO,/IOに伝送するとき、逆に入出力線IO,/IOのデータをビット線対BLn,/BLnに伝送するときのゲートとして機能する。入出力ゲート部134は、ビット線BLnおよびリファレンスビット線/BLnにそれぞれ挿入されるNチャネルのMOSトランジスタNQ6およびNQ7を含む。トランジスタNQ6,NQ7のゲート電極には、コラム選択線CSLn(nは0以上の整数)が接続される。コラム選択線CSLnは、ビット線対BLn,/BLnにそれぞれ対応して設けられる。
When the input /
図9は、メモリアレイ2およびセンスアンプ3の動作波形を示すタイミング図である。図9は、ビット線BLに接続されたメモリセルMCのデータを読み出して、リストアを行なう場合の動作波形を示す。図9の縦軸は、上から順に、ワード線WLの電圧波形、チャージ線CLの電圧波形、転送ゲート制御信号BLIの電圧波形、プリチャージ信号BLPの電圧波形、センスアンプ活性信号S0Nの電圧波形、コラム選択線CSLの電圧波形、ビット線BLの波形を示す。ビット線BLはメモリセルMCに接続され、リファレンスビット線/BLはダミーセルDCに接続されているとする。横軸は、時間を示す。
FIG. 9 is a timing chart showing operation waveforms of the
本実施の形態の半導体記憶装置1は、データ読出時に、メモリセルMCへのリストア動作(リードベリファイライト動作)を自動的に行なう。リストア動作は、キャパシタレスメモリのノイズ耐性を向上させるために行なう。
一般に、キャパシタレスメモリは、ワード線WLやチャージ線CLなどのメモリセルMCの制御線からのダイナミックノイズに弱いという問題がある。このため、スタティックにデータを保持することが困難である。そこで、データ読出時にワード線WLやチャージ線CLが動作した場合には、読み出したデータを、メモリセルMCに再書込するリストア動作を行なう。 In general, a capacitorless memory has a problem that it is vulnerable to dynamic noise from control lines of memory cells MC such as word lines WL and charge lines CL. For this reason, it is difficult to hold data statically. Therefore, when the word line WL or the charge line CL is operated at the time of data reading, a restoring operation for rewriting the read data in the memory cell MC is performed.
図9を参照して、時刻t0で、ワード線WLがハイレベル(1/2VDD)に活性化される。時刻t0では、プリチャージ信号BLPが活性化されているので、ビット線BLはプリチャージ電圧VPCに初期化されている。 Referring to FIG. 9, at time t0, the word line WL is activated to a high level (1/2 VDD). At time t0, since the precharge signal BLP is activated, the bit line BL is initialized to the precharge voltage VPC.
時刻t1で、プリチャージ信号BLPが非活性になると、メモリセルからのデータが読み出され始める。メモリセルMCの記憶状態に応じた速さで、ビット線BLの電圧が上昇していく。メモリセルMCにデータ‘1’が記憶されている場合のビット線BL電圧の上昇速度は、メモリセルMCにデータ‘0’が記憶されている場合よりも速い。リファレンスビット線/BLの電圧の上昇速度は、これらの中間である。 When the precharge signal BLP becomes inactive at time t1, data from the memory cell starts to be read. The voltage of the bit line BL increases at a speed according to the storage state of the memory cell MC. The rising speed of the bit line BL voltage when data “1” is stored in the memory cell MC is faster than when data “0” is stored in the memory cell MC. The rising speed of the voltage of the reference bit line / BL is between these.
時刻t2で、ビット線対BL,/BLに読み出された電位差が一定値まで開いたときに、センスアンプ活性信号S0N、/S0Pが活性化され、センスアンプ回路部132による増幅動作が行われる。このとき、転送ゲート制御信号BLIは、センス動作の開始と合わせて、非活性状態となる。これによって、メモリアレイ2に寄生的に存在する容量と切り離されて、センス動作が高速化される。
At time t2, when the potential difference read to the bit line pair BL, / BL opens to a certain value, the sense amplifier activation signals S0N, / S0P are activated, and the amplification operation by the sense
時刻t3で、ビット線対BL,/BLの電位差が十分に開いた後に、コラム選択線CSLが活性化される。この結果、入出力線IO,/IOに読み出されたデータが伝送される。 At time t3, the column selection line CSL is activated after the potential difference between the bit line pair BL and / BL is sufficiently opened. As a result, the read data is transmitted to the input / output lines IO and / IO.
時刻t4で、転送ゲート制御信号BLIが活性化され、メモリアレイ2のビット線対BL,/BLにも、センスアンプ回路部132の増幅結果が伝送される。
At time t4, the transfer gate control signal BLI is activated, and the amplification result of the sense
時刻t5で、コラム選択線CSLが非活性となって、入出力線IO,/IOへの読出データの伝送が完了する。 At time t5, column selection line CSL is deactivated and transmission of read data to input / output lines IO, / IO is completed.
時刻t6で、チャージ線CLがローレベルに活性化され、時刻t7で、チャージ線CLがハイレベルに戻る。これによって、メモリセルMCへのデータのリストアが行なわれる。 At time t6, the charge line CL is activated to low level, and at time t7, the charge line CL returns to high level. As a result, data is restored to the memory cell MC.
時刻t8で、ワード線WLおよびセンスアンプ活性信号S0N、/S0Pが非活性状態に戻る。さらに、プリチャージ信号BLPが活性化されることによって、ビット線対BL,/BLの電圧がプリチャージ電圧VPCに戻る。 At time t8, the word line WL and the sense amplifier activation signals S0N and / S0P return to the inactive state. Further, when the precharge signal BLP is activated, the voltage of the bit line pair BL, / BL returns to the precharge voltage VPC.
図10は、リストア動作のときの、メモリセルMCの制御線の電圧波形およびストレージノードSNの電圧波形を示すタイミング図である。図10の縦軸は、ワード線WL、チャージ線CL、ビット線対BL,/BL、およびストレージノードSNの電圧を示す。縦軸の上側が、メモリセルMCにデータ‘1’が記憶されている場合であり、下側がメモリセルMCにデータ‘0’が記憶されている場合である。メモリセルMCはビット線BLに接続され、ダミーセルDCがリファレンスビット線/BLに接続されているとする。また、横軸は時間経過を示し、横軸の符号は、図9と関連付けて付している。なお、時刻t0〜時刻t6までの時間で、図9に関連して説明した部分については、説明を繰返さない。 FIG. 10 is a timing diagram showing the voltage waveform of the control line of the memory cell MC and the voltage waveform of the storage node SN during the restore operation. The vertical axis in FIG. 10 indicates the voltages of the word line WL, the charge line CL, the bit line pair BL, / BL, and the storage node SN. The upper side of the vertical axis is a case where data “1” is stored in the memory cell MC, and the lower side is a case where data “0” is stored in the memory cell MC. It is assumed that the memory cell MC is connected to the bit line BL and the dummy cell DC is connected to the reference bit line / BL. Further, the horizontal axis indicates the passage of time, and the code on the horizontal axis is attached in association with FIG. Note that the description of the portion described in relation to FIG. 9 in the period from time t0 to time t6 will not be repeated.
図10を参照して、時刻t6より前の時点で、チャージ線CLは、ハイレベルで非活性の状態であり、ワード線WLはハイレベル(1/2VDD)に活性化されている。このとき、メモリセルMCにデータ‘1’が記憶されている場合は、ビット線BLの電圧がハイレベル(1/2VDD)となり、リファレンスビット線/BLがローレベル(0ボルト)となっている。この場合のストレージノードSNの電圧は、ハイレベル(電源電圧VDDに近い値)である。 Referring to FIG. 10, at time before time t6, charge line CL is in a high level and inactive state, and word line WL is activated to a high level (1/2 VDD). At this time, when data “1” is stored in the memory cell MC, the voltage of the bit line BL is at a high level (1/2 VDD), and the reference bit line / BL is at a low level (0 volts). . In this case, the voltage of the storage node SN is at a high level (a value close to the power supply voltage VDD).
逆に、メモリセルMCにデータ‘0’が記憶されている場合は、ビット線BLの電圧がローレベル(0ボルト)となり、リファレンスビット線/BLがハイレベル(1/2VDD)となっている。この場合のストレージノードSNの電圧は、接地電圧に近い値を示す。 Conversely, when data “0” is stored in the memory cell MC, the voltage of the bit line BL is low level (0 volts), and the reference bit line / BL is high level (1/2 VDD). . In this case, the voltage of the storage node SN shows a value close to the ground voltage.
時刻t6で、チャージ線CLがローレベル(接地電圧)に活性化される。このとき、チャージ線CL(ゲート電極)とストレージノードSN(ボディ領域)とのカップリング(容量結合)により、メモリセルMCにデータ‘1’が記憶されている場合も、ストレージノードSNの電圧は0ボルト近くまで低下する。 At time t6, the charge line CL is activated to a low level (ground voltage). At this time, even when data “1” is stored in the memory cell MC due to coupling (capacitive coupling) between the charge line CL (gate electrode) and the storage node SN (body region), the voltage of the storage node SN is Drops to near 0 volts.
この後、ワード線WLおよびビット線BL電圧が、ともにハイレベル(1/2VDD)である場合は、GIDL(Gate Induced Drain Leakage)電流が流れて、ストレージノードSNの電圧が上昇する。そして、時刻t7で、チャージ線CLの電圧がハイレベル(VDD)に戻ると、チャージ線CL(ゲート電極)とストレージノードSN(ボディ領域)とのカップリング(容量結合)により、ストレージノードSNの電圧はVDDレベルまで回復する。こうして、メモリセルMCへのデータ‘1’の再書込が完了する。 Thereafter, when both the word line WL and bit line BL voltages are at a high level (1/2 VDD), a GIDL (Gate Induced Drain Leakage) current flows and the voltage of the storage node SN rises. At time t7, when the voltage of the charge line CL returns to the high level (VDD), the coupling (capacitive coupling) between the charge line CL (gate electrode) and the storage node SN (body region) causes the storage node SN to The voltage recovers to the VDD level. Thus, rewriting of data “1” to the memory cell MC is completed.
一方、ワード線WLがハイレベル(1/2VDD)であり、かつ、ビット線BLが接地電圧(0ボルト)である場合には、アクセストランジスタATが導通する。この結果、プリチャージノードPNの電圧は、ほぼ接地電圧(0ボルト)に等しくなる。この後、時刻t7で、チャージ線CLの電圧がハイレベル(VDD)に戻ると、ストレージトランジスタSTのチャネル領域73aにチャネルが形成される。このチャネルによってストレージノードSNがシールドされるために、ストレージノードSNの電圧はほとんど上昇せずに、ローレベルが維持される。こうして、メモリセルMCへのデータ‘0’の再書込が完了する。
On the other hand, when the word line WL is at the high level (1/2 VDD) and the bit line BL is at the ground voltage (0 volts), the access transistor AT is turned on. As a result, the voltage at the precharge node PN becomes substantially equal to the ground voltage (0 volts). Thereafter, when the voltage of the charge line CL returns to the high level (VDD) at time t7, a channel is formed in the
最後に、時刻t8で、ワード線WLがローレベルの非活性状態に戻る。
[テスト回路]
次に、本発明の特徴であるテスト回路90について説明する。
Finally, at time t8, the word line WL returns to the low level inactive state.
[Test circuit]
Next, the
図11は、テスト回路90の機能を説明するための図である。図11を参照して、本実施の形態のテスト回路90は動作マージン試験を実施するために、以下の機能を提供する。以下の機能は、電源回路10からメモリアレイ2に供給される電圧の大きさの変更を伴なう。
FIG. 11 is a diagram for explaining the function of the
(テスト1)チャージ線CLの電圧の変動(スイング)試験
アクセストランジスタATが非導通の状態で、チャージ線CLの電圧を変動させる。具体的には、チャージ線CLが活性化状態であるローレベルの電圧を接地電圧(0ボルト)から、中間電圧1/2VDDに変更する。その上で、入出力回路8の増幅器(書込ドライバ8A)から、ビット線BLに伝送される入力データを‘1’(ハイレベル)に固定し、書込動作を繰返す。こうすると、ワード線WLおよびビット線BLの電圧はハイレベル(中間電圧1/2VDD)に設定され、アクセストランジスタATは非選択状態になる。その状態で、チャージ線CLの電圧を、中間電圧1/2VDDから電源電圧VDDへと繰返し変化させる。
(Test 1) Charge Line CL Voltage Fluctuation (Swing) Test With the access transistor AT being non-conductive, the voltage of the charge line CL is varied. Specifically, the low level voltage at which the charge line CL is activated is changed from the ground voltage (0 volts) to the intermediate voltage ½ VDD. After that, the input data transmitted from the amplifier (write driver 8A) of the input /
ここで、テスト1におけるチャージ線CLのローレベルの電圧は、必ずしも1/2VDDに等しくなくてもよい。チャージ線CLのローレベルの電圧は、通常のデータ書込動作で生じるGIDL電流が抑制される範囲であれば変更可能である。
Here, the low level voltage of the charge line CL in the
図12は、テスト1によるメモリセルMCの各部の電圧波形の一例を示すタイミング図である。図12で、縦軸は電圧を示し、横軸は時間を示す。図12を参照して、時刻t0では、チャージ線CLは、ハイレベル(VDD)であり、ワード線WLおよびビット線BL電圧はローレベル(0ボルト)である。また、ストレージノードSNの電圧は、0ボルトに近いローレベルの電圧値となっている。時刻t1で、ワード線WLおよびビット線BLの電圧がハイレベル(1/2VDD)になるとともに、チャージ線CLの電圧がローレベル(1/2VDD)になる。時刻t2でチャージ線CLはハイレベル(VDD)に戻る。時刻t3で、ワード線WLおよびビット線BL電圧がローレベル(0ボルト)に戻る。時刻t4の状態は、時刻t0の状態と同じである。時刻t4以降は、時刻t0〜t4の電圧波形が繰返される。このような試験によって、ストレージノードSNの電圧が、ハイレベルに変化する誤書込が行なわれないか否かが確認される。
FIG. 12 is a timing chart showing an example of voltage waveforms at various parts of the memory cell MC according to
したがって、テスト1によれば、通常のデータ書込動作で生じるGIDL電流を抑えながら、ダイナミックなカップリングノイズをメモリセルMCに与えることができる。この結果、ダイナミックノイズによるデータ破壊の加速試験が行なえる。
Therefore, according to
(テスト2)過電流によるデータ読出試験
再び図11を参照して、テスト2では、昇圧電圧発生回路92によって、ソース線SLに供給する電源電圧VDDおよびチャージ線CLのハイレベル電圧VDDを昇圧する。そして、昇圧した電圧をメモリセルMCに供給して、データ読出を行なう。
(Test 2) Data Reading Test Due to Overcurrent Referring again to FIG. 11, in
テスト2によれば、結晶格子と加速された電子との衝突によって電子・正孔が生じる、いわゆるインパクトイオン化現象によってデータ読出誤動作が加速される場合の試験を行なうことができる。
According to
(テスト3)基板電圧上昇試験
テスト3では、基板電圧昇圧回路93を用いて、データ読出時の基板電圧を上昇させる。これによって、ストレージトランジスタSTのフローティングボディ領域73の電圧が上昇する。このボディ領域73の電圧の上昇は、ストレージノードSNにデータ‘0’が記憶されているときに、データが若干劣化することと等価である。
(Test 3) Substrate Voltage Rising Test In
したがって、テスト3を、リフレッシュ動作の加速試験として用いたり、センスアンプ回路の読出限界の加速試験として用いたりすることができる。
Therefore, the
(テスト4)過電圧によるデータ書込試験
テスト4では、昇圧電圧発生回路92によって、ソース線SLに供給する電源電圧VDDおよびチャージ線CLのハイレベル電圧VDDを昇圧する。昇圧した電圧をメモリセルMCに供給して、データ書込を行なう。特に、データ書込およびデータ読出を区別しない場合には、テスト2とテスト4の両方の試験を実施することができる。
(Test 4) Data Write Test Using Overvoltage In
テスト4によれば、データ書込時のGIDL電流およびボディ・ゲート間の容量結合を助長することによって、誤動作を加速することができる。
According to the
(テスト5)ワード線WLの電圧シフト試験
電圧レベルシフト回路(図17の参照符号107)を用いることによって、ワード線WLの電圧を中間電圧(1/2VDD)からシフトさせる。図5に示すように、電流読出時には、アクセストランジスタATのゲート・ソース間電圧Vgs1と、ストレージトランジスタSTのゲート・ソース間電圧Vgs2とが、共に1/2VDDに等しいという関係がある。ワード線WLの電圧をシフトさせることによって、この関係が崩れるので、データ読出電流の大きさを変化させることができる。特にワード線WLの電圧を下げる方向にシフトすると、アクセストランジスタATで電流制限がかかる。このため、メモリセルMCに記憶されたデータが‘1’の場合と‘0’の場合との電流差を狭めることできる。
(Test 5) Voltage Shift Test of Word Line WL By using a voltage level shift circuit (
テスト5によれば、アクセストランジスタATとストレージトランジスタSTの動作をアンバランスにすることによって、データ読出時の不安定を加速する試験を行なうことができる。
According to the
また、データ書込時にワード線WLの電圧のシフトさせると、プリチャージノードPNおよびストレージノードSNの電圧が変化するので、データ書込時の不安定を加速する試験を行なうことができる。 Further, when the voltage of word line WL is shifted during data writing, the voltages of precharge node PN and storage node SN change, so that a test for accelerating instability during data writing can be performed.
このように、電源回路10からメモリアレイ2に供給する電圧の大きさを変更する上記5つのテスト機能により、TTRAMセルの動作マージン試験を効果的に行なうことができる。この結果、動作マージンの少ないメモリセルMCをテスト段階で取り除くことができる。したがって、冗長回路を用いる場合は、これらの不良メモリセルを正常メモリセルへ置換することができるので、動作マージンの大きいメモリセルMCで構成されたメモリアレイ2によって、安定した動作が保証される。
Thus, the operation margin test of the TTRAM cell can be effectively performed by the above five test functions for changing the magnitude of the voltage supplied from the
テスト回路90は、上述のテスト1〜5を実行するために、電源回路10にテストモード信号test1〜5を出力する。以下、テストモード信号test1〜5を受けた場合の電源回路10の動作について説明する。
The
図13は、昇圧電圧発生回路92の構成の一例を示す回路図である。昇圧電圧発生回路92は、図11のテスト2およびテスト4に用いられる。
FIG. 13 is a circuit diagram showing an example of the configuration of the boosted
図13を参照して、昇圧電圧発生回路92は、AND回路21と、インバータ22,23,24と、容量素子25,26と、NチャネルMOSトランジスタ28,29,30,31と、容量素子32と、OR回路33と、セレクタ34と、レベル検知回路38とを含む。
Referring to FIG. 13, boosted
AND回路21は、クロック信号CLKとレベル検出回路38の出力を受けて、これらの論理積を出力する。AND回路21の出力は分岐し、分岐した一方は、インバータ22および容量素子25を介してノード27に接続される。分岐した他方は、2個のインバータ23,24および容量素子26を介して、トランジスタ31のドレインおよびゲートに接続される。トランジスタ31のソースは、昇圧電圧発生回路の出力ノードVPPに接続される。出力ノードVPPと接地ノードGNDとの間にコンデンサ32が設けられる。また、出力ノードVPPは、レベル検知回路38を介して、AND回路21の入力端子に接続される。
The AND
トランジスタ28および29は、電源ノードVDDとノード27との間に並列に接続される。トランジスタ28のゲートは、電源ノードVDDに接続される。トランジスタ29のゲートは、ノード27に接続される。また、トランジスタ30は、電源ノードVDDとトランジスタ31のゲートとの間に接続される。トランジスタ30のゲートはノード27に接続される。
OR回路33は、テストモード信号test2およびtest4の論理和を出力し、OR回路33の出力によって、セレクタ34の出力が切換わる。OR回路の出力が「0」のとき(テストモード信号test2およびtest4のいずれも活性化されていないとき)、セレクタ34は、電源電圧VDDをソース線SLおよびチャージ線CLに出力する。OR回路の出力が「1」のとき(テストモード信号test2およびtest4のいずれかが活性化されているとき)、セレクタ34は、出力ノードの昇圧電圧VPPをソース線SLおよびチャージ線CLに出力する。
The OR
レベル検知回路38の出力が常にハイレベルであるとすると、クロック信号CLKのハイレベルとローレベルとの切換わりに応じて、容量素子25,26は交互に充電と放電とを繰返す。この結果、出力ノードVPPの電圧は、最大で2VDD−Vth(ただし、VthはMOSトランジスタの閾値電圧)まで上昇する。テストモードのとき、この最大電圧がメモリセルMCに供給されると、トランジスタが破壊するおそれがあるので、昇圧電圧発生回路92の出力電圧を制限するためにレベル検知回路38が設けられている。レベル検知回路38は、出力ノードVPPの電圧が設定電圧を超えると、ローレベルの信号を出力する。
Assuming that the output of the
図14は、レベル検知回路38の構成の一例を示す回路図である。
図14を参照して、レベル検知回路38は、PチャネルのMOSトランジスタ40,41,43,45と、NチャネルのMOSトランジスタ44,46,47と、インバータ49とを含む。
FIG. 14 is a circuit diagram showing an example of the configuration of the
Referring to FIG. 14,
トランジスタ40および41は、昇圧電圧発生回路92の出力ノードVPPと接地ノードとの間に直列に接続される。トランジスタ40および41は、いずれも、ゲートとドレインとが接続される。したがって、トランジスタ40および41の接続ノード39には、出力ノードVPPの電圧の1/2である中間電圧1/2VPPが出力される。
トランジスタ43および44は、電源ノードVDDとノード42との間に直列に接続される。また、トランジスタ45および46も、電源ノードVDDとノード42との間に直列に接続される。トランジスタ43のゲートおよびドレインが、トランジスタ45のゲートに接続されることによって、トランジスタ43および45は、カレントミラーを構成する。また、ノード42と接地ノードGNDとの間には、トランジスタ47が接続される。トランジスタ47のゲートにはBIAS電圧が与えられ、トランジスタ47は電流源として機能する。
以上の構成によって、トランジスタ44のゲートに入力される電圧1/2VPPと、トランジスタ46のゲートに入力される参照電圧VrefPとの差が増幅されて、トランジスタ46のドレイン48からインバータ49を介して出力される。したがって、参照電圧VrefPが電圧1/2VPPより大きい場合、レベル検知回路38の出力はハイレベルになる。この場合、図13の昇圧電圧発生回路92は動作する。逆に、参照電圧VrefPが電圧1/2VPPより小さい場合、レベル検知回路38の出力はローレベルになる。この場合、図13の昇圧電圧発生回路92は停止する。このようにして、参照電圧VrefPの2倍の大きさの電圧に、昇圧電圧発生回路92の出力電圧VPPを調節することができる。たとえば、電源電圧VDDが1.2ボルトで、昇圧電圧VPPを1.6ボルトにする場合は、参照電圧VrefPを0.8ボルトに設定すればよい。
With the above configuration, the difference between the voltage ½ VPP input to the gate of the
図15は、基板電圧昇圧回路93の構成の一例を示す回路図である。
図15を参照して、基板電圧昇圧回路93は、インバータ80と、PチャネルMOSトランジスタ81と、NチャネルMOSトランジスタ82とを含む。トランジスタ81および82は、電源ノードVDDと接地ノードGNDとの間に直列に接続される。テストモード信号test3は、インバータ80を介して、トランジスタ81および82の各ゲートに入力される。トランジスタ81および82の接続ノードと基板とが接続される。したがって、テストモード信号test3がローレベルのときは、基板電圧は接地電圧GNDに等しい。逆に、テストモード信号test3がハイレベルのときは、基板電圧は電源電圧VDDに等しい。
FIG. 15 is a circuit diagram showing an example of the configuration of the substrate
Referring to FIG. 15, substrate
図16は、基板電圧の昇圧の効果を説明するための図である。
図16を参照して、基板62を昇圧した場合、基板62とボディ領域73との容量結合によって、ボディ領域73の電圧が上昇する。ここで、基板62とボディ領域73との間の静電容量Csは、通常の場合は、絶縁層63が厚いので比較的小さい。したがって、ボディ領域73の電圧上昇の効果を得るためには、図15に示す基板電圧昇圧回路93を用いて、基板電位を電源電圧VDDまで大きく変化させるのが好ましい。
FIG. 16 is a diagram for explaining the effect of boosting the substrate voltage.
Referring to FIG. 16, when
図17は、中間電圧発生回路94の構成の一例を示す回路図である。
図17を参照して、中間電圧発生回路94は、PチャネルMOSトランジスタ101,103,106と、NチャネルMOSトランジスタ102,104,105と、電圧レベルシフト回路107と、セレクタ109,110とを含む。
FIG. 17 is a circuit diagram showing an example of the configuration of the intermediate
Referring to FIG. 17, intermediate
トランジスタ101、102、103、および104は、電源ノードVDDと接地ノードGNDとの間にこの順で接続されて、入力段を構成する。また、トランジスタ105および106は、電源ノードVDDと接地ノードGNDとの間にこの順で接続されて、出力段を構成する。
トランジスタ101および102の接続ノードND11は、トランジスタ102および105の各ゲートに接続される。トランジスタ103および104の接続ノードND12は、トランジスタ103および106の各ゲートに接続される。トランジスタ102および103の接続ノードND13は、トランジスタ102および103の各ボディに接続される。トランジスタ105およびトランジスタ106の接続ノードND14は、トランジスタ101および104の各ゲートに接続される。さらに、トランジスタ105のボディは、接地ノードGNDに接続され、トランジスタ106のボディは、電源ノードVDDに接続される。
Connection node ND11 of
以上の構成によれば、入力段では、ノードND13を中心に、4つのトランジスタ101,102,103,104が対照的に配置されている。したがって、ノードND13には、中間の電位1/2VDDが発生する。また、トランジスタ102は、ダイオード接続されているため、ノードND11の電位は、1/2VDD+Vthnに等しい(ただし、Vthnは、トランジスタ102の閾値電圧である。)。同様に、トランジスタ103もダイオード接続されているので、ノードND12の電位は、1/2VDD−Vthpに等しい(ただし、Vthpは、トランジスタ103の閾値電圧の絶対値である。)。
According to the above configuration, in the input stage, the four
また、出力段では、ノードND14を中心に、2つのトランジスタ105,106が対照的に配置されている。したがって、ノードND14には、中間の電位1/2VDDが発生する。さらに、トランジスタ105,106は、基板バイアス効果によって、閾値電圧の絶対値が大きくなってわずかに導通状態になっている。
In the output stage, two
ここで、ノードND14の電位が、中間の電位1/2VDDからわずかにシフトした場合について説明する。たとえば、ND14の電位が減少すると、トランジスタ105のゲート・ソース間電圧が増加するので、トランジスタ105を流れる電流が増加する。この結果、ノードND14の電位が上昇する。さらに、トランジスタ101のゲート電圧が減少するため、トランジスタ101を流れる電流が増加する。この結果、ノードND11の電圧が上昇するので、トランジスタ105のゲート電圧が上昇する。したがって、ノードND14の電圧が上昇する。このようなフィードバックがかかるので、ND14の電位は、1/2VDDで安定する。
Here, a case where the potential of the node ND14 is slightly shifted from the
セレクタ109は、テストモード信号test5がローレベルのときは、中間電圧1/2VDDを、ビット線BLおよびワード線WLのハイレベルの電圧として出力する。一方、テストモード信号test5がハイレベルのときは、セレクタ109は、中間電圧1/2VDDを電圧レベルシフト回路107によってシフトさせた電圧を、ビット線BLおよびワード線WLのハイレベル電圧として出力する。
The
また、セレクタ110は、テストモード信号test1がローレベルのときは、接地電圧GNDを、チャージ線CLのローレベル電圧として出力する。一方、テストモード信号test1がハイレベルのときは、中間電圧1/2VDDを、チャージ線CLのローレベル電圧として出力する。
The
図18は、電圧レベルシフト回路107の構成の一例107Aを示す回路図である。
図18を参照して、電圧レベルシフト回路107Aは、NチャネルのMOSトランジスタ112および電流源111aを含む。トランジスタ112は、電源ノードVDDと出力ノードVoutとの間に接続され、そのゲートに入力電圧Vinを受ける。電流源111aは、出力ノードVoutと接地ノードGNDとの間に接続される。トランジスタ112は、ソースフォロアモードで動作し、出力電圧Voutは、トランジスタ112の閾値電圧をVthnとすると、Vin−Vthnに等しい。閾値電圧Vthnは、トランジスタ112のゲート絶縁膜を厚くすると比較的大きな値に設定することができる。
FIG. 18 is a circuit diagram showing an example of the configuration of the voltage
Referring to FIG. 18, voltage
図19は、電圧レベルシフト回路107の構成の他の例107Bを示す回路図である。
図19を参照して、電圧レベルシフト回路107Bは、PチャネルのMOSトランジスタ113および電流源111bを含む。トランジスタ113は、出力ノードVoutと設置ノードとの間に接続され、そのゲートに入力電圧Vinを受ける。電流源111bは、電源ノードVDDと出力ノードVoutとの間に接続される。トランジスタ113も、ソースフォロアモードで動作し、出力電圧Voutは、トランジスタ113の閾値電圧の絶対値をVthpとすると、Vin+Vthpに等しい。閾値電圧Vthpは、トランジスタ113のゲート絶縁膜を厚くすると比較的大きな値に設定することができる。このように、図18、図19の回路は、トランジスタの閾値電圧だけ入力電圧をシフトさせる電圧レベルシフト回路として機能する。
FIG. 19 is a circuit diagram showing another example 107 B of the configuration of the voltage
Referring to FIG. 19, voltage
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものでないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。 The embodiment disclosed this time must be considered as illustrative in all points and not restrictive. The scope of the present invention is defined by the terms of the claims, rather than the description above, and is intended to include any modifications within the scope and meaning equivalent to the terms of the claims.
AT アクセストランジスタ、ST ストレージトランジスタ、BL ビット線、/BL リファレンスビット線、SL ソース線、SN ストレージノード、CL チャージ線、WL ワード線、CA コラムアドレス信号、RA ロウアドレス信号、Din 入力データ、Dout 出力データ、MC メモリセル、VDD 電源電圧、test1〜5 テストモード信号、1 半導体記憶装置、2 メモリアレイ、3 センスアンプ、7 制御回路、8 入出力回路、9 アドレスデコーダ、10 電源回路、60 SOI基板、62 シリコン基板、63 埋込絶縁層、64 シリコン層、70,72,74 不純物領域、71,73 ボディ領域、77,79 ゲート電極、90 テスト回路、91 電源電圧発生回路、92 昇圧電圧発生回路、93 基板電圧昇圧回路、94 中間電圧発生回路、107 電圧レベルシフト回路。
AT access transistor, ST storage transistor, BL bit line, / BL reference bit line, SL source line, SN storage node, CL charge line, WL word line, CA column address signal, RA row address signal, Din input data, Dout output Data, MC memory cell, VDD power supply voltage, test 1-5 test mode signal, 1 semiconductor memory device, 2 memory array, 3 sense amplifier, 7 control circuit, 8 input / output circuit, 9 address decoder, 10 power supply circuit, 60
Claims (8)
複数のメモリセルを含むメモリアレイを備え、
前記複数のメモリセルの各々は、
固定された第1の電圧が供給される第1のノードと、
一端が前記第1のノードに接続され、電気的に浮遊状態のボディ領域および第1の信号が供給される制御電極を有する第1のトランジスタと、
第2の信号が供給される第2のノードと、
前記第1のトランジスタの他端と前記第2のノードとの間に接続され、ボディ領域および第3の信号が供給される制御電極を有する第2のトランジスタとを含み、
前記複数のメモリセルの各々は、前記第1のトランジスタのボディ領域に蓄積した電荷量に応じてデータを記憶し、
前記複数のメモリセルに対して、前記第1の電圧および前記第1〜第3の信号の電圧レベルを決定する電圧を少なくとも含む複数の電圧を供給する周辺回路をさらに備え、
前記周辺回路は、前記通常モードと前記テストモードとで、前記複数の電圧のうち少なくとも1つの電圧の大きさを変更する、半導体記憶装置。 A semiconductor memory device having a normal mode and a test mode as operation modes,
A memory array including a plurality of memory cells;
Each of the plurality of memory cells includes
A first node supplied with a fixed first voltage;
A first transistor having one end connected to the first node and having a body region in an electrically floating state and a control electrode to which a first signal is supplied;
A second node to which a second signal is supplied;
A second transistor connected between the other end of the first transistor and the second node and having a body region and a control electrode to which a third signal is supplied;
Each of the plurality of memory cells stores data according to the amount of charge accumulated in the body region of the first transistor,
A peripheral circuit for supplying a plurality of voltages including at least a voltage for determining a voltage level of the first voltage and the first to third signals to the plurality of memory cells;
The semiconductor memory device, wherein the peripheral circuit changes the magnitude of at least one of the plurality of voltages between the normal mode and the test mode.
前記複数のメモリセルに供給する前記複数の電圧の少なくとも一部を生成する電源回路と、
データの入出力を行なう入出力回路と、
アドレス信号に応じて、前記複数のメモリセルのうちデータ読出およびデータ書込の対象となるメモリセルを、前記第1〜第3の信号によって選択するアドレスデコーダと、
前記アドレスデコーダによって選択されたメモリセルから読み出されたデータを増幅するセンスアンプ回路と、
テスト信号に応じて、前記動作モードを前記通常モードから前記テストモードに切換えるテスト回路とを含む、請求項1に記載の半導体記憶装置。 The peripheral circuit is
A power supply circuit that generates at least part of the plurality of voltages supplied to the plurality of memory cells;
An input / output circuit for inputting / outputting data;
An address decoder for selecting, from the first to third signals, a memory cell to be subjected to data reading and data writing among the plurality of memory cells in response to an address signal;
A sense amplifier circuit for amplifying data read from the memory cell selected by the address decoder;
The semiconductor memory device according to claim 1, further comprising: a test circuit that switches the operation mode from the normal mode to the test mode according to a test signal.
前記周辺回路は、前記テストモードにおいて、変更後のローレベルの電圧からハイレベルの電圧へと繰返し変化する前記第1の信号をメモリセルに供給する、請求項1または2に記載の半導体記憶装置。 The peripheral circuit changes a low level voltage of the first signal in the test mode to a voltage between a high level and a low level of the first signal in the normal mode,
3. The semiconductor memory device according to claim 1, wherein in the test mode, the peripheral circuit supplies the memory cell with the first signal that repeatedly changes from a changed low level voltage to a high level voltage. 4. .
前記周辺回路は、前記テストモードにおけるデータ読出時に、前記昇圧電圧発生回路によって昇圧された前記第1の電圧、および前記昇圧電圧発生回路によって昇圧された前記第1の信号を、データ読出対象のメモリセルに供給する、請求項1または2に記載の半導体記憶装置。 The peripheral circuit further includes a boost voltage generation circuit that boosts the first voltage and the high level voltage of the first signal in the normal mode,
The peripheral circuit reads the first voltage boosted by the boosted voltage generating circuit and the first signal boosted by the boosted voltage generating circuit at the time of data reading in the test mode. The semiconductor memory device according to claim 1, wherein the semiconductor memory device is supplied to a cell.
前記周辺回路は、前記テストモードにおけるデータ書込時に、前記昇圧電圧発生回路によって昇圧された前記第1の電圧、および前記昇圧電圧発生回路によって昇圧された前記第1の信号を、データ書込対象のメモリセルに供給する、請求項1または2に記載の半導体記憶装置。 The peripheral circuit further includes a boost voltage generation circuit that boosts the first voltage and the high level voltage of the first signal in the normal mode,
The peripheral circuit is configured to write the first voltage boosted by the boosted voltage generating circuit and the first signal boosted by the boosted voltage generating circuit during data writing in the test mode. The semiconductor memory device according to claim 1, wherein the semiconductor memory device is supplied to the memory cell.
前記周辺回路は、前記基板の電圧を接地電圧から昇圧させる基板電圧昇圧回路を含み、
前記周辺回路は、前記テストモードにおけるデータ読出時に前記基板電圧昇圧回路によって昇圧された電圧を前記基板に供給する、請求項1または2に記載の半導体記憶装置。 The plurality of memory cells include a substrate and a buried insulating layer,
The peripheral circuit includes a substrate voltage boosting circuit that boosts the voltage of the substrate from a ground voltage,
The semiconductor memory device according to claim 1, wherein the peripheral circuit supplies a voltage boosted by the substrate voltage booster circuit to the substrate during data reading in the test mode.
前記周辺回路は、前記テストモードにおけるデータ読出時に、前記電圧レベルシフト回路によってシフトされた前記第3の信号を、データ読出対象のメモリセルに供給する、請求項1または2に記載の半導体記憶装置。 The peripheral circuit includes a voltage level shift circuit that shifts a high level voltage of the third signal in the normal mode,
3. The semiconductor memory device according to claim 1, wherein the peripheral circuit supplies the third signal shifted by the voltage level shift circuit to a memory cell to be read when data is read in the test mode. .
前記周辺回路は、前記テストモードにおけるデータ書込時に、前記電圧レベルシフト回路によってシフトされた前記第3の信号を、データ書込対象のメモリセルに供給する、請求項1または2に記載の半導体記憶装置。 The peripheral circuit includes a voltage level shift circuit that shifts a high level voltage of the third signal in the normal mode,
3. The semiconductor according to claim 1, wherein the peripheral circuit supplies the third signal shifted by the voltage level shift circuit to a memory cell as a data write target during data writing in the test mode. Storage device.
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Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2006331511A (en) * | 2005-05-25 | 2006-12-07 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Semiconductor memory device and its testing procedures |
JP2010238284A (en) * | 2009-03-30 | 2010-10-21 | Kobe Univ | Predictive diagnosis architecture and predictive diagnosis method of defective memory cell |
KR20150135983A (en) * | 2014-05-26 | 2015-12-04 | 주식회사 나노브릭 | Reflective display particle, reflective display device, and method for manufacturing the same |
Citations (15)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5720991A (en) * | 1980-07-15 | 1982-02-03 | Nec Corp | Margin measuring method |
JPS59198594A (en) * | 1983-04-25 | 1984-11-10 | Mitsubishi Electric Corp | Semiconductor memory device |
JPS63239670A (en) * | 1987-03-27 | 1988-10-05 | Hitachi Ltd | Semiconductor storage device |
JPS63239683A (en) * | 1987-03-27 | 1988-10-05 | Hitachi Ltd | Semiconductor memory |
JPS6459696A (en) * | 1987-08-29 | 1989-03-07 | Matsushita Electronics Corp | Dynamic-type memory |
JPH01267892A (en) * | 1988-04-18 | 1989-10-25 | Mitsubishi Electric Corp | Semiconductor storage device |
JPH023148A (en) * | 1988-03-14 | 1990-01-08 | Mitsubishi Electric Corp | Semiconductor memory circuit |
JPH02235368A (en) * | 1989-03-08 | 1990-09-18 | Mitsubishi Electric Corp | Semiconductor integrated circuit device |
JPH02306493A (en) * | 1989-05-20 | 1990-12-19 | Toshiba Micro Electron Kk | Semiconductor memory |
JPH0323599A (en) * | 1989-06-20 | 1991-01-31 | Mitsubishi Electric Corp | Semiconductor memory |
JPH11144500A (en) * | 1997-11-07 | 1999-05-28 | Nec Corp | Test method for low-voltage operation of semiconductor static ram provided with word-line boosting circuit |
JP2006331511A (en) * | 2005-05-25 | 2006-12-07 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Semiconductor memory device and its testing procedures |
WO2007099623A1 (en) * | 2006-03-01 | 2007-09-07 | Renesas Technology Corp. | Semiconductor storage device |
JP2007305231A (en) * | 2006-05-11 | 2007-11-22 | Renesas Technology Corp | Semiconductor memorye device |
JP2008305455A (en) * | 2007-06-05 | 2008-12-18 | Powerchip Semiconductor Corp | Method for testing defective word line |
-
2007
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Patent Citations (15)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5720991A (en) * | 1980-07-15 | 1982-02-03 | Nec Corp | Margin measuring method |
JPS59198594A (en) * | 1983-04-25 | 1984-11-10 | Mitsubishi Electric Corp | Semiconductor memory device |
JPS63239670A (en) * | 1987-03-27 | 1988-10-05 | Hitachi Ltd | Semiconductor storage device |
JPS63239683A (en) * | 1987-03-27 | 1988-10-05 | Hitachi Ltd | Semiconductor memory |
JPS6459696A (en) * | 1987-08-29 | 1989-03-07 | Matsushita Electronics Corp | Dynamic-type memory |
JPH023148A (en) * | 1988-03-14 | 1990-01-08 | Mitsubishi Electric Corp | Semiconductor memory circuit |
JPH01267892A (en) * | 1988-04-18 | 1989-10-25 | Mitsubishi Electric Corp | Semiconductor storage device |
JPH02235368A (en) * | 1989-03-08 | 1990-09-18 | Mitsubishi Electric Corp | Semiconductor integrated circuit device |
JPH02306493A (en) * | 1989-05-20 | 1990-12-19 | Toshiba Micro Electron Kk | Semiconductor memory |
JPH0323599A (en) * | 1989-06-20 | 1991-01-31 | Mitsubishi Electric Corp | Semiconductor memory |
JPH11144500A (en) * | 1997-11-07 | 1999-05-28 | Nec Corp | Test method for low-voltage operation of semiconductor static ram provided with word-line boosting circuit |
JP2006331511A (en) * | 2005-05-25 | 2006-12-07 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Semiconductor memory device and its testing procedures |
WO2007099623A1 (en) * | 2006-03-01 | 2007-09-07 | Renesas Technology Corp. | Semiconductor storage device |
JP2007305231A (en) * | 2006-05-11 | 2007-11-22 | Renesas Technology Corp | Semiconductor memorye device |
JP2008305455A (en) * | 2007-06-05 | 2008-12-18 | Powerchip Semiconductor Corp | Method for testing defective word line |
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2006331511A (en) * | 2005-05-25 | 2006-12-07 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Semiconductor memory device and its testing procedures |
JP2010238284A (en) * | 2009-03-30 | 2010-10-21 | Kobe Univ | Predictive diagnosis architecture and predictive diagnosis method of defective memory cell |
KR20150135983A (en) * | 2014-05-26 | 2015-12-04 | 주식회사 나노브릭 | Reflective display particle, reflective display device, and method for manufacturing the same |
KR101880703B1 (en) * | 2014-05-26 | 2018-07-20 | 주식회사 나노브릭 | Reflective display particle, reflective display device, and method for manufacturing the same |
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