JP2009142052A - 電力変換装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】太陽電池の電圧を昇圧あるいは降圧した後、複数の単相インバータの各発生電圧の総和により出力電圧を制御するインバータ部にて交流電力を出力する電力変換装置において、制御部を動作させるための制御電源回路の効率および信頼性を向上させると共に、電力変換装置の入力電圧範囲を拡大する。
【解決手段】インバータ部Ｂを構成する複数の単相インバータ６〜８のコンデンサ３〜５の内、直流電圧が最大である第１のコンデンサ３の電圧Ｖ１を、太陽電池１から昇降圧回路Ａを介して、制御電源回路３０の効率の良い所定の電圧範囲に生成する。制御電源回路３０の入力側を太陽電池１と第１のコンデンサ３との双方に切換部３２を備えて接続し、起動時には太陽電池１から電圧供給し、その後切換部３２により、太陽電池１の電圧あるいは第１のコンデンサ３の電圧を選択して電圧供給する。
【選択図】図１
【解決手段】インバータ部Ｂを構成する複数の単相インバータ６〜８のコンデンサ３〜５の内、直流電圧が最大である第１のコンデンサ３の電圧Ｖ１を、太陽電池１から昇降圧回路Ａを介して、制御電源回路３０の効率の良い所定の電圧範囲に生成する。制御電源回路３０の入力側を太陽電池１と第１のコンデンサ３との双方に切換部３２を備えて接続し、起動時には太陽電池１から電圧供給し、その後切換部３２により、太陽電池１の電圧あるいは第１のコンデンサ３の電圧を選択して電圧供給する。
【選択図】図１
Description
本発明は、直流電力を交流電力に変換する電力変換装置に関し、特に分散電源を系統に連系するパワーコンディショナ等に用いる電力変換装置に関するものである。
従来のパワーコンディショナでは、第１のコンデンサの直流電圧Ｖ１を直流源とした第１の単相インバータと、他の第２、第３の単相インバータとの交流側を直列に接続して、各単相インバータの発生電圧の総和にて出力電圧を得る。複数の単相インバータの各直流電圧で最大の電圧である第１のコンデンサの電圧は、太陽電池から降圧コンバータおよび昇圧チョッパを介して所望電圧に生成する。
このように構成されるパワーコンディショナでは、第１のコンデンサの直流電圧Ｖ１よりも高い電圧を出力することができ、また各インバータを耐電圧の低い素子で構成でき、損失の低減された効率の良い装置構成が達成できる（例えば、特許文献１参照）。
このように構成されるパワーコンディショナでは、第１のコンデンサの直流電圧Ｖ１よりも高い電圧を出力することができ、また各インバータを耐電圧の低い素子で構成でき、損失の低減された効率の良い装置構成が達成できる（例えば、特許文献１参照）。
複数の単相インバータの発生電圧の総和にて出力電圧を得るパワーコンディショナは、太陽電池の出力電圧から生成する第１のコンデンサの電圧は、交流出力のピーク電圧よりも低いもので良く、入力電圧となる太陽電池の電圧が変動しても、良好な効率で信頼性良く出力可能な装置構成である。しかしながら、複数の単相インバータ、降圧コンバータおよび昇圧チョッパを制御する制御部を動作させるための制御電源回路は、多数の電源電圧を精度良く出力することが求められる。従来のパワーコンディショナでは、制御電源回路の入力電圧は太陽電池から供給されており、太陽電池の電圧が大きく変動すると、特に低い電圧領域において制御電源回路からの出力を安定して得るのは困難で、これにより、パワーコンディショナの入力電圧範囲も狭められるものであった。また、太陽電池の電圧の低い領域と高い領域の双方で、制御電源回路の効率が悪く、パワーコンディショナ全体の効率が低下するという問題点があった。また、上記制御電源回路の入力電圧が、系統電源から供給される場合もあるが、系統電源の電力を消費するため変換効率を低下させることと同値であった。
この発明は、上記のような問題点を解消するために成されたものであって、太陽電池などの直流電源からの電力を交流に変換して系統や負荷に出力する電力変換装置において、制御電源回路の効率および信頼性を向上させ、電力変換装置の変換効率向上と入力電圧範囲の拡大とを図ることを目的とする。
この発明による電力変換装置は、第１の直流電源と、該第１の直流電源の電圧を昇圧もしくは降圧する昇降圧回路と、インバータ部と、該インバータ部および上記昇降圧回路を制御する制御部と、該制御部を動作させるための制御電源回路とを備える。上記インバータ部は、上記昇降圧回路の出力にて生成される第２の直流電源の直流電力を交流電力に変換する第１の単相インバータ、および上記第２の直流電源の電圧以下である直流電源の直流電力を交流電力に変換する１あるいは複数の第２の単相インバータの交流側を直列接続し、上記第１、第２の単相インバータの各発生電圧の総和により電圧を出力する。上記制御電源回路は、切換手段を備えて上記第１の直流電源と上記第２の直流電源との双方に接続され、装置の起動時には上記第１の直流電源から電圧供給され、その後上記第１の直流電源あるいは第２の直流電源のいずれか一方から電圧供給されるものである。
この発明による電力変換装置は、第１、第２の単相インバータの各発生電圧の総和により電圧を出力するため、第１の単相インバータの直流電源である第２の直流電源の電圧範囲を低減できる。また制御電源回路は、切換手段を備えて上記第１の直流電源と上記第２の直流電源との双方に接続されるため、制御回路電源回路の入力電圧を切り換えて制御電源回路の効率および信頼性を向上させることが可能になる。これにより、電力変換装置の変換効率向上および入力電圧範囲の拡大が図れる。
実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１による電力変換装置（以下、パワーコンディショナと称す）を図について説明する。
図１は、この発明の実施の形態１によるパワーコンディショナを示す概略構成図である。図１に示すように、複数（この場合３個）の単相インバータ６〜８の交流側を直列に接続してインバータ部Ｂを構成する。各単相インバータ６〜８は、ダイオードを逆並列に接続した複数個のＩＧＢＴ等の自己消弧型半導体スイッチング素子２８（以下、スイッチ素子２８と称す）で構成され、第２の直流電源となる第１のコンデンサ３を入力とする第１の単相インバータ６の交流側両端子に第２の単相インバータ７、８が接続される。なお、２つの第２の単相インバータ７、８の一方を、便宜上以後第３の単相インバータ８と称す。また、第１の単相インバータ６の交流側両端子間を短絡させる短絡用スイッチ９としてダイオードを逆並列に接続した２個のＩＧＢＴ等の自己消弧型半導体スイッチング素子が互いに逆極性に直列接続され、この短絡用スイッチ９は第１の単相インバータ６に並列に接続される。
以下、この発明の実施の形態１による電力変換装置（以下、パワーコンディショナと称す）を図について説明する。
図１は、この発明の実施の形態１によるパワーコンディショナを示す概略構成図である。図１に示すように、複数（この場合３個）の単相インバータ６〜８の交流側を直列に接続してインバータ部Ｂを構成する。各単相インバータ６〜８は、ダイオードを逆並列に接続した複数個のＩＧＢＴ等の自己消弧型半導体スイッチング素子２８（以下、スイッチ素子２８と称す）で構成され、第２の直流電源となる第１のコンデンサ３を入力とする第１の単相インバータ６の交流側両端子に第２の単相インバータ７、８が接続される。なお、２つの第２の単相インバータ７、８の一方を、便宜上以後第３の単相インバータ８と称す。また、第１の単相インバータ６の交流側両端子間を短絡させる短絡用スイッチ９としてダイオードを逆並列に接続した２個のＩＧＢＴ等の自己消弧型半導体スイッチング素子が互いに逆極性に直列接続され、この短絡用スイッチ９は第１の単相インバータ６に並列に接続される。
また、第１の直流電源としての太陽光パネル１（以下、太陽電池１と称す）の後段に、入力コンデンサ２を介して昇降圧回路Ａが接続される。昇降圧回路Ａは、降圧部としての降圧コンバータ１７と昇圧部としての昇圧チョッパ１１とが直列接続されて構成され、第１の単相インバータ６の入力となる第１のコンデンサ３は、太陽電池１から降圧コンバータ１７と昇圧チョッパ１１とを介して充電される。降圧コンバータ１７は、降圧用スイッチ素子２３とリアクトル２７と、両素子２３、２７の接続点にカソードが接続された降圧用ダイオード２４とで構成される。昇圧チョッパ１１は、降圧コンバータ１７に兼用して用いられるリアクトル２７と整流用素子としての昇圧用ダイオード２５と、両素子２７、２５の接続点に接続された昇圧用スイッチ素子２６とで構成される。
また、降圧コンバータ１７と昇圧チョッパ１１とを直列接続した回路をバイパスする第１のバイパス回路１２が接続される。この第１のバイパス回路１２は、バイパスリレー２１と、バイパスリレー２１に並列接続されバイパスリレー２１を遮断するための遮断回路を構成するバイパススイッチ素子１９、２０とで構成される。バイパススイッチ素子１９、２０は、ダイオードが逆並列接続された２つの半導体スイッチで互いに逆極性に直列接続される。
さらに、降圧コンバータ１７をバイパスする第２のバイパス回路１８が接続される。この第２のバイパス回路１８は、降圧用スイッチ素子２３をバイパスするように接続されたバイパスリレー２２で構成される。
さらに、降圧コンバータ１７をバイパスする第２のバイパス回路１８が接続される。この第２のバイパス回路１８は、降圧用スイッチ素子２３をバイパスするように接続されたバイパスリレー２２で構成される。
第１の単相インバータ６の入力となる第１のコンデンサ３の電圧Ｖ１は、他の第２、第３の単相インバータ７、８の入力となる直流電源としての第２、第３のコンデンサ４、５の電圧Ｖ２、Ｖ３よりも大きく、Ｖ２、Ｖ３は、例えば所定の電圧になるようにＤＣ／ＤＣコンバータ１０にて制御される。ここでは、第２、第３のコンデンサ４、５の電圧が等しいものとする。
これらの単相インバータ６〜８は出力として正負およびゼロの電圧を発生することができ、インバータ部Ｂは、これらの発生電圧を組み合わせた総和としての電圧を出力する。この出力電圧はリアクトル１３、１４およびコンデンサ１５から成る平滑フィルタにより平滑され、交流電圧Ｖｏｕｔを系統（負荷）１６に供給する。なお、系統１６は柱状トランスにて中点を接地しているものとする。
これらの単相インバータ６〜８は出力として正負およびゼロの電圧を発生することができ、インバータ部Ｂは、これらの発生電圧を組み合わせた総和としての電圧を出力する。この出力電圧はリアクトル１３、１４およびコンデンサ１５から成る平滑フィルタにより平滑され、交流電圧Ｖｏｕｔを系統（負荷）１６に供給する。なお、系統１６は柱状トランスにて中点を接地しているものとする。
第２の単相インバータ７の出力と第３の単相インバータ８の出力とは等しく、各単相インバータ７、８は、目標の出力電圧と第１の単相インバータ６の出力電圧との差分を補うようにＰＷＭ制御により出力される。
また、第１の単相インバータ６の出力電圧が０である期間では、第１の単相インバータ６の交流側両端子間を短絡させる短絡用スイッチ９をオンして導通状態にすると共に、第１の単相インバータ６内の全ての半導体スイッチをオフ状態にする。これにより、太陽電池１から生成した第１のコンデンサ３の中間点電位をアース電位に固定でき、太陽電池１の電位変動が抑制できる。
また、第１の単相インバータ６の出力電圧が０である期間では、第１の単相インバータ６の交流側両端子間を短絡させる短絡用スイッチ９をオンして導通状態にすると共に、第１の単相インバータ６内の全ての半導体スイッチをオフ状態にする。これにより、太陽電池１から生成した第１のコンデンサ３の中間点電位をアース電位に固定でき、太陽電池１の電位変動が抑制できる。
また、このようなパワーコンディショナは、太陽電池１の電圧から昇降圧回路Ａを介して第１のコンデンサ３の電圧Ｖ１を生成し、インバータ部Ｂから交流出力を得るため、昇降圧回路Ａおよびインバータ部Ｂを制御するための制御部３１と、この制御部３１に電源を供給するための制御電源回路３０とを備える。制御部３１は、パワーコンディショナの制御に必要な各部の電圧、電流を検出する検出回路としてのセンサ回路３１ａと、センサ回路３１ａからの情報に基づいて昇降圧回路Ａ、インバータ部Ｂ内の各素子を制御する制御回路３１ｂとを備える。また、制御電源回路３０の入力側は、太陽電池１の正極と第１のコンデンサ３の正極との双方に切換部３２を備えて接続される。そして、制御電源回路３０は、パワーコンディショナの起動時には太陽電池１から電圧供給され、その後、切換部３２にて切り換えられて第１のコンデンサ３から電圧供給されて動作し、制御部３１に各電源電圧を生成して出力する。なお、３３はグランド電位の入力線である。
ところで、２００Ｖの交流出力に必要な最大出力電圧は約２８２Ｖであり、インバータ部Ｂの出力電圧は、最大でＶ１＋Ｖ２＋Ｖ３まで出力できる。このためＶ１＋Ｖ２＋Ｖ３が約２８２Ｖ以上であれば、パワーコンディショナは２００Ｖの交流出力が可能になる。この場合、第１のコンデンサ３の電圧Ｖ１を、例えばＤＣ２００Ｖ〜ＤＣ２５０Ｖに制御する。
太陽電池１の定格電圧をＤＣ２５０Ｖとすると、定格電圧時には昇降圧する必要なく第１のコンデンサ３の電圧Ｖ１を生成できる。第２、第３のコンデンサ４、５の電圧Ｖ２、Ｖ３はＶ１よりも低く、このため、各単相インバータ６〜８は耐電圧の低い素子で構成でき、損失の低減された効率の良いインバータ部Ｂとなる。
太陽電池１の定格電圧をＤＣ２５０Ｖとすると、定格電圧時には昇降圧する必要なく第１のコンデンサ３の電圧Ｖ１を生成できる。第２、第３のコンデンサ４、５の電圧Ｖ２、Ｖ３はＶ１よりも低く、このため、各単相インバータ６〜８は耐電圧の低い素子で構成でき、損失の低減された効率の良いインバータ部Ｂとなる。
第１のコンデンサ３への昇降圧回路Ａを介した充電動作について以下に説明する。
パワーコンディショナのシステム起動時などの無負荷運転の際、太陽電池１の電圧が定格電圧（ＤＣ２５０Ｖ）より高く、例えばＤＣ４００Ｖ程度になる場合がある。このように太陽電池１の電圧が運転中に定格電圧を上回った場合は、降圧コンバータ１７にて降圧して第１のコンデンサ３の電圧Ｖ１を生成する。また、太陽電池１が定格電圧を下回り、さらに所定の電圧、例えばＤＣ２００Ｖ以下になると、昇圧チョッパ１１にて昇圧して第１のコンデンサ３の電圧Ｖ１を生成する。
パワーコンディショナのシステム起動時などの無負荷運転の際、太陽電池１の電圧が定格電圧（ＤＣ２５０Ｖ）より高く、例えばＤＣ４００Ｖ程度になる場合がある。このように太陽電池１の電圧が運転中に定格電圧を上回った場合は、降圧コンバータ１７にて降圧して第１のコンデンサ３の電圧Ｖ１を生成する。また、太陽電池１が定格電圧を下回り、さらに所定の電圧、例えばＤＣ２００Ｖ以下になると、昇圧チョッパ１１にて昇圧して第１のコンデンサ３の電圧Ｖ１を生成する。
まず、太陽電池１が発生する電圧が定格電圧を含む所定の範囲（例えばＤＣ２００Ｖ〜定格電圧ＤＣ２５０Ｖ）である場合、第１のバイパス回路１２のバイパススイッチ素子１９、２０をオンし、入力コンデンサ２から第１のコンデンサ３への突入電流を流した後に、バイパスリレー２１を導通させる。これにより、バイパスリレー２１の信頼性を損なうことなく、電流は、第１のバイパス回路１２のバイパスリレー２１を経由した定格電流経路に流れる。
次に、太陽電池１の電圧が上記所定の範囲を外れ、降圧コンバータ１７や昇圧チョッパ１１を動作させる必要が発生した場合、第１のバイパス回路１２を遮断する。この時、まず、バイパススイッチ素子１９、２０をオンさせて、バイパススイッチ素子１９、２０への電流経路を生成し、次いでバイパスリレー２１を遮断することにより、バイパスリレー２１を流れていた電流はバイパススイッチ素子１９、２０に流れ、バイパスリレー２１はアークを発生することなく遮断できる。そして、バイパススイッチ素子１９、２０をオフすることにより、バイパスリレー２１の信頼性を損なうことなく第１のバイパス回路１２を遮断でき、電流は降圧コンバータ１７や昇圧チョッパ１１へ流れる。
次に、太陽電池１の電圧が上記所定の範囲を外れ、降圧コンバータ１７や昇圧チョッパ１１を動作させる必要が発生した場合、第１のバイパス回路１２を遮断する。この時、まず、バイパススイッチ素子１９、２０をオンさせて、バイパススイッチ素子１９、２０への電流経路を生成し、次いでバイパスリレー２１を遮断することにより、バイパスリレー２１を流れていた電流はバイパススイッチ素子１９、２０に流れ、バイパスリレー２１はアークを発生することなく遮断できる。そして、バイパススイッチ素子１９、２０をオフすることにより、バイパスリレー２１の信頼性を損なうことなく第１のバイパス回路１２を遮断でき、電流は降圧コンバータ１７や昇圧チョッパ１１へ流れる。
太陽電池１の電圧が所定の電圧（例えばＤＣ２００Ｖ）以下になり、昇圧が必要になった場合、上述したように第１のバイパス回路１２を遮断すると共に、降圧コンバータ１７をバイパスする。この時、降圧用スイッチ素子２３をオンし、入力コンデンサ２から第１のコンデンサ３への突入電流を流した後に、第２のバイパス回路１８のバイパスリレー２２を導通させる。これにより、バイパスリレー２２の信頼性を損なうことなく電流は降圧コンバータ１７をバイパスする経路に流れる。そして、昇圧用スイッチ素子２６をオンオフして所定の電圧に昇圧する。このように、降圧用スイッチ素子２３での損失発生を防止すると共に、昇圧チョッパ１１による昇圧動作を実現することができる。
なお、入力コンデンサ２の電圧より第１のコンデンサ３の電圧の方が高い場合は、入力コンデンサ２から第１のコンデンサ３への突入電流は流れない。
なお、入力コンデンサ２の電圧より第１のコンデンサ３の電圧の方が高い場合は、入力コンデンサ２から第１のコンデンサ３への突入電流は流れない。
太陽電池１の電圧が定格電圧を超えて降圧が必要になった場合、上述したように第１のバイパス回路１２を遮断すると共に、降圧コンバータ１７により降圧動作させる。この時、一旦降圧用スイッチ素子２３をオンさせ、第２のバイパス回路１８のバイパスリレー２２を遮断する。この後、降圧用スイッチ素子２３をオンオフして所定の電圧に降圧する。こうすることで、バイパスリレー２２ではアークを発生することなく遮断でき、電流は降圧用スイッチ素子２３を介する経路を流れ、降圧コンバータ１７の降圧動作を開始できる。
さらに、降圧コンバータ１７や、昇圧チョッパ１１の動作中に太陽電池１の電圧が所定の範囲（ＤＣ２００Ｖ〜定格電圧ＤＣ２５０Ｖ）に復帰した場合、降圧動作、昇圧動作を停止し、第１のバイパス回路１２内のバイパスリレー２１を上述した順序で導通させることで、電流を定格電流経路に流す運転へ戻すことができる。
さらに、降圧コンバータ１７や、昇圧チョッパ１１の動作中に太陽電池１の電圧が所定の範囲（ＤＣ２００Ｖ〜定格電圧ＤＣ２５０Ｖ）に復帰した場合、降圧動作、昇圧動作を停止し、第１のバイパス回路１２内のバイパスリレー２１を上述した順序で導通させることで、電流を定格電流経路に流す運転へ戻すことができる。
次に、制御電源回路３０の構成および動作について詳細に説明する。
図２は、制御電源回路３０の一例による概略回路図である。図に示すように、制御電源回路３０は、フライバックトランス３８と一次側スイッチング素子３４とを備えたフライバック方式の多出力電源である。また、電源制御ＩＣ３５、フィードバック回路３６、起動回路３７およびバイアス巻線４１を備える。図３は、多出力のフライバックトランス３８の断面構造図である。また、図４は、制御電源回路３０の各部の動作波形を示す図で、制御電源回路３０の入力電圧がＤＣ５０Ｖの低い場合を図４（ａ）に、ＤＣ４００Ｖの高い場合を図４（ｂ）に示した。
入力電圧が印加されると、起動回路３７が動作し、電源制御ＩＣ３５に電源が供給される。これにより電源制御ＩＣ３５が起動、発振を始め、１次側スイッチング素子ゲート信号（以下、単にゲート信号と称す）を１次側スイッチング素子３４へ供給し１次側スイッチング素子３４はスイッチングを開始する。
図２は、制御電源回路３０の一例による概略回路図である。図に示すように、制御電源回路３０は、フライバックトランス３８と一次側スイッチング素子３４とを備えたフライバック方式の多出力電源である。また、電源制御ＩＣ３５、フィードバック回路３６、起動回路３７およびバイアス巻線４１を備える。図３は、多出力のフライバックトランス３８の断面構造図である。また、図４は、制御電源回路３０の各部の動作波形を示す図で、制御電源回路３０の入力電圧がＤＣ５０Ｖの低い場合を図４（ａ）に、ＤＣ４００Ｖの高い場合を図４（ｂ）に示した。
入力電圧が印加されると、起動回路３７が動作し、電源制御ＩＣ３５に電源が供給される。これにより電源制御ＩＣ３５が起動、発振を始め、１次側スイッチング素子ゲート信号（以下、単にゲート信号と称す）を１次側スイッチング素子３４へ供給し１次側スイッチング素子３４はスイッチングを開始する。
時刻ｔ１において、電源制御ＩＣ３５からのゲート信号により１次側スイッチング素子３４がオンすると、フライバックトランス３８の１次側励磁インダクタンスＬ１に、１次側スイッチング素子ドレイン電流となる電流Ｉ１が傾斜状の積分波形で流れる。この電流の増加分Ｉ１は、Ｉ１〔Ａ〕＝（入力電圧・オン時間）／（１次側励磁インダクタンスＬ１）となる。この際、１次側励磁インダクタンスＬ１にはエネルギＷ〔Ｊ〕＝１／２・（Ｌ１・Ｉ１２）のエネルギが蓄えられる。この時、２次側の磁気結合された２次側励磁インダクタンスＬ２には、フライバックトランス３８の２次側に接続された２次側整流ダイオード３９が逆バイアスされるため、一切電流は流れない。
次に、１次側スイッチング素子３４がオフすると（図４（ａ）では時刻ｔ２）、１次側励磁インダクタンスＬ１に蓄えられたエネルギＷは逆起電力ＶＬとなって放出しようとするが、この時点で磁気結合された２次側励磁インダクタンスＬ２にも逆起電力が発生し、２次側整流ダイオード３９は順バイアスとなり導通する。したがって、２次側電流Ｉ２が流れ、２次側整流ダイオード３９を介して２次側整流コンデンサ４０を充電し、すなわち２次側励磁インダクタンスＬ２のエネルギ放電は完了する。
次に、１次側スイッチング素子３４がオフすると（図４（ａ）では時刻ｔ２）、１次側励磁インダクタンスＬ１に蓄えられたエネルギＷは逆起電力ＶＬとなって放出しようとするが、この時点で磁気結合された２次側励磁インダクタンスＬ２にも逆起電力が発生し、２次側整流ダイオード３９は順バイアスとなり導通する。したがって、２次側電流Ｉ２が流れ、２次側整流ダイオード３９を介して２次側整流コンデンサ４０を充電し、すなわち２次側励磁インダクタンスＬ２のエネルギ放電は完了する。
このように、１次側スイッチング素子３４のオンオフスイッチングを繰り返すことによりフライバックトランス３８が以上のように動作し、フライバックトランス３８の２次側に、各単相インバータ６〜８、昇圧用スイッチ素子２６、降圧用スイッチ素子２３、バイパス回路１２、１８のリレー、センサ回路３１ａの各センサ、制御回路３１ｂ等の電源となる各々電圧が出力される。また比例してバイアス巻線４１の電圧も出力されて電源制御ＩＣ３５へ電源として供給され、これにより電源制御ＩＣ３５の発振が継続する。
さらに、２次側出力の制御回路用電源（ここでは＋５Ｖ）となる出力は、絶縁機能のあるフィードバック回路３６を介して電源制御ＩＣ３５へフィードバックされる。フィードバック回路３６では、２次側出力電圧である制御回路用電源の電圧が、設定された目標電圧（＋５Ｖ）となるように、１次側スイッチング素子３４へのゲート信号を調整する。即ち、制御回路用電源の電圧が目標電圧より高ければゲート信号のオン時間を短くし、低ければオン時間を長くすることで、フライバックトランス３８への投入エネルギを調節し、所定の目標電圧とする。このように、所謂ＰＷＭ制御（パルス幅変調制御）をすることで各２次側出力の電圧を安定化させる機能を有して制御電源回路３０は動作する。
さらに、２次側出力の制御回路用電源（ここでは＋５Ｖ）となる出力は、絶縁機能のあるフィードバック回路３６を介して電源制御ＩＣ３５へフィードバックされる。フィードバック回路３６では、２次側出力電圧である制御回路用電源の電圧が、設定された目標電圧（＋５Ｖ）となるように、１次側スイッチング素子３４へのゲート信号を調整する。即ち、制御回路用電源の電圧が目標電圧より高ければゲート信号のオン時間を短くし、低ければオン時間を長くすることで、フライバックトランス３８への投入エネルギを調節し、所定の目標電圧とする。このように、所謂ＰＷＭ制御（パルス幅変調制御）をすることで各２次側出力の電圧を安定化させる機能を有して制御電源回路３０は動作する。
次に制御電源回路３０の各出力について説明する。
制御電源回路３０の出力は、以下に示す種々の要因により変動する。例えば、量産による個々のバラツキ、周囲温度が上昇、下降した時、例えば０℃から８０℃変化した時の出力温度特性、制御電源回路３０の出力の負荷が変動した時、また、各出力の負荷に偏りがある時の出力負荷変動特性、広範囲入力電圧に対する出力変動特性等である。制御電源回路３０の各出力は、上記各変動条件、あるいはこれらが組み合わせられた時に対しても、各出力の電源電圧毎に要求される精度を満たす必要がある。
まず制御回路用電源は、パワーコンディショナの昇降圧回路Ａおよびインバータ部Ｂの各スイッチ素子等を制御する制御回路３１ｂに電源供給を行っている。制御回路３１ｂで使用しているＩＣの電源電圧の仕様が例えば５Ｖであった場合、このＩＣの推奨電源電圧範囲は、４．７５Ｖから５．２５Ｖ、もしくは４．５Ｖから５．５Ｖ程度が一般的であり、この範囲外の電圧となるとＩＣが誤動作したり、最悪時は破損したりする。複数ある出力のうち、制御回路用電源は、電源電圧の変動が許される電圧幅が最も少なく高安定化が要求される。上述した各変動条件やその組み合わせに対しても、制御回路用電源は、制御回路３１ｂで使用しているＩＣの推奨電源電圧範囲を保証する必要がある。このため、複数ある出力のうち制御回路用電源の電圧をフィードバック回路３６に入力して、制御回路用電源の高安定化を図っている。
制御電源回路３０の出力は、以下に示す種々の要因により変動する。例えば、量産による個々のバラツキ、周囲温度が上昇、下降した時、例えば０℃から８０℃変化した時の出力温度特性、制御電源回路３０の出力の負荷が変動した時、また、各出力の負荷に偏りがある時の出力負荷変動特性、広範囲入力電圧に対する出力変動特性等である。制御電源回路３０の各出力は、上記各変動条件、あるいはこれらが組み合わせられた時に対しても、各出力の電源電圧毎に要求される精度を満たす必要がある。
まず制御回路用電源は、パワーコンディショナの昇降圧回路Ａおよびインバータ部Ｂの各スイッチ素子等を制御する制御回路３１ｂに電源供給を行っている。制御回路３１ｂで使用しているＩＣの電源電圧の仕様が例えば５Ｖであった場合、このＩＣの推奨電源電圧範囲は、４．７５Ｖから５．２５Ｖ、もしくは４．５Ｖから５．５Ｖ程度が一般的であり、この範囲外の電圧となるとＩＣが誤動作したり、最悪時は破損したりする。複数ある出力のうち、制御回路用電源は、電源電圧の変動が許される電圧幅が最も少なく高安定化が要求される。上述した各変動条件やその組み合わせに対しても、制御回路用電源は、制御回路３１ｂで使用しているＩＣの推奨電源電圧範囲を保証する必要がある。このため、複数ある出力のうち制御回路用電源の電圧をフィードバック回路３６に入力して、制御回路用電源の高安定化を図っている。
次に、センサ用電源について説明する。制御回路３１ｂがパワーコンディショナを緻密に制御するために、センサ回路３１ａがパワーコンディショナ各部の電圧、電流を検出しているが、このセンサ回路３１ａには、制御電源回路３０の出力のセンサ用電源から電源供給される。センサ回路３１ａの電圧、電流検出値の精度が悪ければ、制御回路３１ｂはパワーコンディショナの最適制御ができないため、センサ回路３１ａの検出には高精度が要求され、センサ用電源の電圧にも高い精度が要求される。そのため、上述した各変動条件やその組み合わせに対しても、センサ用電源の電圧精度が保証されるように、センサ用電源は、出力段に電圧安定化回路を備え、高安定、高精度化としている。
次にリレー用電源について説明する。これは、第１、第２のバイパス回路１２、１８内のバイパスリレー２１、２２と、パワーコンディショナの出力段に備えられる系統連系用リレー（図示省略）の駆動用の電源である。ここではリレーコイル電圧はＤＣ２４Ｖのものを用いる。これらリレーコイルの最大許容電圧は、一般的に定格電圧の１１０％であり、ＤＣ２４Ｖの場合ＤＣ２６．４Ｖ以下とする必要がある。よってリレー用電源電圧は、上述した各変動条件やその組み合わせに対しても、２６．４Ｖ以下を保証する必要がある。なお、この電圧は使用するリレーコイル電圧によって異なる。
次に第１の単相インバータ・昇圧用スイッチ素子用電源、第２、第３の単相インバータ用電源、降圧用スイッチ素子用電源について説明する。これらは、パワーコンディショナの複数の単相インバータ６〜８のスイッチ素子２８、昇圧用スイッチ素子２６、降圧用スイッチ素子２３のゲート電源であり、制御回路３１ｂ内のゲート駆動回路に電源供給を行っている。
なお、一般的なスイッチ素子では、各スイッチ素子のゲート耐電圧の最大定格電圧は２０Ｖもしくは３０Ｖ耐圧であり、これを基準にゲート電源の電圧は決定される。また、スイッチ素子のゲートへのストレスを低減することで高信頼性を得るため、最大定格電圧の８０％以下でスイッチ素子を使用することがメーカから推奨されている。ここでは、ゲート耐電圧が２０Ｖのスイッチ素子を使用して、ゲート電源の電圧を１５Ｖに設定している。このため、各スイッチ素子のゲート電源用出力は、上述した制御回路用電源や、センサ用電源ほど高安定化、高精度化の要求は高いものではなく、許容される電圧変動幅は、例えば１５±１Ｖ程度である。
なお、一般的なスイッチ素子では、各スイッチ素子のゲート耐電圧の最大定格電圧は２０Ｖもしくは３０Ｖ耐圧であり、これを基準にゲート電源の電圧は決定される。また、スイッチ素子のゲートへのストレスを低減することで高信頼性を得るため、最大定格電圧の８０％以下でスイッチ素子を使用することがメーカから推奨されている。ここでは、ゲート耐電圧が２０Ｖのスイッチ素子を使用して、ゲート電源の電圧を１５Ｖに設定している。このため、各スイッチ素子のゲート電源用出力は、上述した制御回路用電源や、センサ用電源ほど高安定化、高精度化の要求は高いものではなく、許容される電圧変動幅は、例えば１５±１Ｖ程度である。
この実施の形態によるパワーコンディショナのインバータ部Ｂは、複数の単相インバータ６〜８を備えており、第１の単相インバータ６のスイッチ素子、昇圧用スイッチ素子２６と、第２の単相インバータ７のスイッチ素子と、第３の単相インバータ８のスイッチ素子と、降圧用スイッチ素子２３と、の各スイッチ素子のゲート電源のグランド電位基準が各々異なる。このため、一般的な１つの単相インバータで構成されたパワーコンディショナより多くのゲート電源が必要となる。
フライバックトランス３８は、図３の断面構造図に示すように、１次側巻線、各２次側巻線ともに、ボビン４５へ多層巻きで巻かれている。なお、４６は巻線、４７は絶縁テープ、４８はトランスコアを示す。複数の単相インバータ６〜８を有するパワーコンディショナの制御電源回路３０は、多くのゲート電源を出力する必要があり、さらに多層巻きとなる。そのため、１次側巻線Ｎ１に対し外周に離れた２次側巻線（例えばＮ８）ほど１次側巻線との結合が悪くなることや、多層巻きになるほど巻線の巻かれ方の状態は、一様でなく個々のバラツキは大きい、即ち、各ゲート電源を含めたフライバックトランス３８の２次側出力の電圧のバラツキが大きくなる傾向がある。
フライバックトランス３８は、図３の断面構造図に示すように、１次側巻線、各２次側巻線ともに、ボビン４５へ多層巻きで巻かれている。なお、４６は巻線、４７は絶縁テープ、４８はトランスコアを示す。複数の単相インバータ６〜８を有するパワーコンディショナの制御電源回路３０は、多くのゲート電源を出力する必要があり、さらに多層巻きとなる。そのため、１次側巻線Ｎ１に対し外周に離れた２次側巻線（例えばＮ８）ほど１次側巻線との結合が悪くなることや、多層巻きになるほど巻線の巻かれ方の状態は、一様でなく個々のバラツキは大きい、即ち、各ゲート電源を含めたフライバックトランス３８の２次側出力の電圧のバラツキが大きくなる傾向がある。
なお、２次側出力のゲート電源の電圧レベルを下げて、上記種々の要因により変動しても必ずメーカ推奨である最大定格電圧の８０％以下にすることも考えられるが、各スイッチ素子のスイッチング速度が低下し、スイッチング損失が増加しパワーコンディショナの効率が低下する。また、ゲート電源にもセンサ用電源と同様に電圧安定化回路を全出力に備える構成や、フライバックトランス３８を複数備えて、１次側スイッチング素子３４、電源制御ＩＣ３５、フィードバック回路３６、起動回路３７等も同数個備えて複数の制御電源回路を並列に構成することも可能ではあるが、高コストとなるとともに小型化が困難であり、また制御電源回路３０の効率が低下するものである。
次に、制御電源回路３０の効率について説明する。
図５は、入力電圧に対する制御電源回路３０の効率を示したグラフである。
制御電源回路３０は、図４を用いて説明したように、時刻ｔ１において、電源制御ＩＣ３５からのゲート信号により１次側スイッチング素子３４がオンすると、フライバックトランス３８の１次側励磁インダクタンスＬ１に、１次側スイッチング素子ドレイン電流となる電流Ｉ１が傾斜状の積分波形で流れる。この電流の増加分Ｉ１は、Ｉ１〔Ａ〕＝（入力電圧・オン時間）／（１次側励磁インダクタンスＬ１）となる。この際、１次側励磁インダクタンスＬ１にはエネルギＷ〔Ｊ〕＝１／２・（Ｌ１・Ｉ１２）のエネルギが蓄えられる。
図５は、入力電圧に対する制御電源回路３０の効率を示したグラフである。
制御電源回路３０は、図４を用いて説明したように、時刻ｔ１において、電源制御ＩＣ３５からのゲート信号により１次側スイッチング素子３４がオンすると、フライバックトランス３８の１次側励磁インダクタンスＬ１に、１次側スイッチング素子ドレイン電流となる電流Ｉ１が傾斜状の積分波形で流れる。この電流の増加分Ｉ１は、Ｉ１〔Ａ〕＝（入力電圧・オン時間）／（１次側励磁インダクタンスＬ１）となる。この際、１次側励磁インダクタンスＬ１にはエネルギＷ〔Ｊ〕＝１／２・（Ｌ１・Ｉ１２）のエネルギが蓄えられる。
これら式から分かる通り、入力電圧が低い時は、フライバックトランス３８の１次側に必要な所定のエネルギＷは、１次側スイッチング素子３４のオン時間を長くすることで得られる。図４（ａ）に示すように、入力電圧が低い時（例えば５０Ｖ）、１次側スイッチング素子３４のオン時間が長い。このため、１次側スイッチング素子３４のオン抵抗による損失時間が長くなって損失量が増加し、制御電源回路３０の効率は、図５の矢印５１で示すように低下する。 逆に、入力電圧が高い時（例えば４００Ｖ）は、図４（ｂ）に示すように、１次側スイッチング素子３４のオン時間は短くなり、１次側スイッチング素子３４のオン抵抗による損失時間は短くなることで損失量は低下する。しかし、入力電圧が高い時は、１次側スイッチング素子３４は入力の高電圧をスイッチングするので、１次側スイッチング損失が増加し、制御電源回路３０の効率は、図５の矢印５２で示すように低下する。
この場合、制御電源回路３０が最も効率良く動作するのは、入力電圧がＤＣ２５０Ｖの時で、パワーコンディショナの入力電圧となる太陽電池出力電圧の最小電圧から最大電圧の中心電圧付近である。
この場合、制御電源回路３０が最も効率良く動作するのは、入力電圧がＤＣ２５０Ｖの時で、パワーコンディショナの入力電圧となる太陽電池出力電圧の最小電圧から最大電圧の中心電圧付近である。
この実施の形態では、上述したように、制御電源回路３０の入力側は、太陽電池１と第１のコンデンサ３との双方に切換部３２を備えて接続され、起動時には太陽電池１から電圧供給され、その後、第１のコンデンサ３から電圧供給されて動作する。パワーコンディショナが起動して昇降圧回路Ａが動作すると、第１のコンデンサ３の電圧Ｖ１は、制御電源回路３０が最も効率良く動作する入力電圧（ＤＣ２５０Ｖ）を含む所定の電圧範囲（ＤＣ２００Ｖ〜ＤＣ２５０Ｖ）に制御される。
パワーコンディショナの起動時に、例えば太陽電池１の出力電圧が５０Ｖであると、制御電源回路３０の入力電圧も５０Ｖで効率は低いものであるが、起動後に制御電源回路３０の入力電圧はＤＣ２００Ｖ〜ＤＣ２５０Ｖとなるため、図５の矢印５０に示すように効率が向上する。太陽電池１の定格電圧と制御電源回路３０が最も効率良く動作する入力電圧とを同じＤＣ２５０Ｖにすると、定格運転時には制御電源回路３０の効率は最良となる。
パワーコンディショナの起動時に、例えば太陽電池１の出力電圧が５０Ｖであると、制御電源回路３０の入力電圧も５０Ｖで効率は低いものであるが、起動後に制御電源回路３０の入力電圧はＤＣ２００Ｖ〜ＤＣ２５０Ｖとなるため、図５の矢印５０に示すように効率が向上する。太陽電池１の定格電圧と制御電源回路３０が最も効率良く動作する入力電圧とを同じＤＣ２５０Ｖにすると、定格運転時には制御電源回路３０の効率は最良となる。
このように、パワーコンディショナの起動後の制御電源回路３０の入力電圧範囲は、制御電源回路３０が最も効率良く動作する入力電圧（ＤＣ２５０Ｖ）を含む所定の電圧範囲（ＤＣ２００Ｖ〜ＤＣ２５０Ｖ）であり、制御電源回路３０は良好な効率となる。また、複数の単相インバータ６〜８を備えるパワーコンディショナでは、上述したように制御電源回路３０の２次側出力である多数の電源電圧のバラツキが大きくなる傾向があるが、パワーコンディショナが起動した後は、制御電源回路３０の入力電圧が所定の電圧範囲に制御されて大きく変動することがないため、多数の電源電圧を精度良く出力できる。制御電源回路３０は、広範囲入力電圧対応の仕様であっても、所定の電圧範囲に入力電圧を制御することにより、多数の電源電圧を精度良く安定して出力し、各半導体スイッチ素子へのゲート過電圧等によるストレスを低減し、信頼性を向上させる。
また近年、日射量の少ない日、もしくは日射量の少ない日の出、日没の時間帯までパワーコンディショナを動作させて１日あたりの発電量を向上させるために、パワーコンディショナの入力電圧範囲を低い領域にも拡げ、ＤＣ５０Ｖ〜ＤＣ４００Ｖ程度にすることが要求されている。従来のパワーコンディショナでは、制御電源回路が太陽電池１から電圧供給されていたため、制御電源回路の入力電圧範囲とパワーコンディショナの入力電圧範囲とが等しいものであり、制御電源回路の効率および精度が悪い電圧範囲でパワーコンディショナを動作させることができなかった。この実施の形態では、制御電源回路の入力電圧範囲とパワーコンディショナの入力電圧範囲とを別とし、制御電源回路は、効率および精度が良い状態で動作する入力電圧を得るようにした。このため、パワーコンディショナの入力電圧範囲を拡大でき、１日当りの発電時間を長くすることで発電量を増大でき、またパワーコンディショナ全体の効率および信頼性も向上する。
なお、上記実施の形態では、第１のコンデンサ３の電圧Ｖ１は、所定の電圧範囲（ＤＣ２００Ｖ〜ＤＣ２５０Ｖ）に制御されるものとしたが、制御電源回路３０が最も効率良く動作する入力電圧（ＤＣ２５０Ｖ）に保つように電圧Ｖ１を制御すると、制御電源回路３０の効率および出力の精度がさらに向上する。
また、第１のコンデンサ３の電圧Ｖ１は、制御電源回路３０が最も効率良く動作する入力電圧（ＤＣ２５０Ｖ）を含む所定の電圧範囲（ＤＣ２００Ｖ〜ＤＣ２５０Ｖ）に制御するものとしたが、制御電源回路３０の効率が所定値以上、例えば８７．５％以上となる入力電圧（例えばＤＣ２００Ｖ〜ＤＣ３００Ｖ）の範囲内に電圧Ｖ１を制御しても良い。なお、複数の単相インバータ６〜８を組み合わせて用いるパワーコンディショナでは、第１の単相コンバータ６の直流電圧である電圧Ｖ１を低くできるため、効率が所定値以上となる入力電圧（ＤＣ２００Ｖ〜ＤＣ３００Ｖ）の範囲内で電圧の高い領域を用いなくても良い。
実施の形態２．
上記実施の形態１によるパワーコンディショナにおいて、制御電源回路３０の入力を切り換える切換部３２の構成を具体的に示した例を、図６に基づいて以下に示す。
図６に示すように、切換部３２は、第１のダイオード５５、第２のダイオード５６から成る論理和（ＯＲ）回路と、第１のダイオード５５、第２のダイオード５６へそれぞれ直列接続された第１のスイッチ５７、第２のスイッチ５８とで構成される。論理和回路は、第１のダイオード５５と第２のダイオード５６のカソード同士を接続して構成し、第１のダイオード５５のアノードは太陽電池１の正極に接続され、第２のダイオード５６のアノードは第１のコンデンサ３の正極に接続される。
なお、この第１、第２のスイッチ５７、５８と第１、第２のダイオード５５、５６の接続順序は逆となっても良い。
上記実施の形態１によるパワーコンディショナにおいて、制御電源回路３０の入力を切り換える切換部３２の構成を具体的に示した例を、図６に基づいて以下に示す。
図６に示すように、切換部３２は、第１のダイオード５５、第２のダイオード５６から成る論理和（ＯＲ）回路と、第１のダイオード５５、第２のダイオード５６へそれぞれ直列接続された第１のスイッチ５７、第２のスイッチ５８とで構成される。論理和回路は、第１のダイオード５５と第２のダイオード５６のカソード同士を接続して構成し、第１のダイオード５５のアノードは太陽電池１の正極に接続され、第２のダイオード５６のアノードは第１のコンデンサ３の正極に接続される。
なお、この第１、第２のスイッチ５７、５８と第１、第２のダイオード５５、５６の接続順序は逆となっても良い。
次に切換部３２の動作と該動作に関連するパワーコンディショナ全体の動作を説明する。
パワーコンディショナが起動する時には切換部３２の第１のスイッチ５７をオンし、太陽電池１の直流電圧（例えばＤＣ５０Ｖ）から第１のダイオード５５を経由し制御電源回路３０へ入力電圧を供給し起動する。これにより制御部３１が動作可能になり昇降圧回路Ａおよびインバータ部Ｂが制御される。そして、太陽電池１の出力電圧から昇降圧回路Ａを介して第１の単相インバータ６の入力である第１のコンデンサ３の直流電圧を生成した後、複数の単相インバータ６〜８を動作させ、交流電力を生成する。この時、切換部３２の第２のスイッチ５８をオンし、第１のスイッチ５７をオフする。
なお、パワーコンディショナの起動時に、太陽電池１の電圧が例えばＤＣ４００Ｖ程度と高くなる場合があるが、切換部３２の動作は同様であり、パワーコンディショナが起動する時には切換部３２の第１のスイッチ５７をオンし、その後、第２のスイッチ５８をオンし、第１のスイッチ５７をオフする。
パワーコンディショナが起動する時には切換部３２の第１のスイッチ５７をオンし、太陽電池１の直流電圧（例えばＤＣ５０Ｖ）から第１のダイオード５５を経由し制御電源回路３０へ入力電圧を供給し起動する。これにより制御部３１が動作可能になり昇降圧回路Ａおよびインバータ部Ｂが制御される。そして、太陽電池１の出力電圧から昇降圧回路Ａを介して第１の単相インバータ６の入力である第１のコンデンサ３の直流電圧を生成した後、複数の単相インバータ６〜８を動作させ、交流電力を生成する。この時、切換部３２の第２のスイッチ５８をオンし、第１のスイッチ５７をオフする。
なお、パワーコンディショナの起動時に、太陽電池１の電圧が例えばＤＣ４００Ｖ程度と高くなる場合があるが、切換部３２の動作は同様であり、パワーコンディショナが起動する時には切換部３２の第１のスイッチ５７をオンし、その後、第２のスイッチ５８をオンし、第１のスイッチ５７をオフする。
これにより制御電源回路３０は、起動時に太陽電池１の直流電圧から第１のダイオード５５を経由して電圧供給されていたのが切り換えられて、第１のコンデンサ３の直流電圧（例えばＤＣ２５０Ｖ）から第２のダイオード５６を経由する電流経路により入力電圧が供給される。
第１のコンデンサ３の電圧Ｖ１は、制御電源回路３０が最も効率良く動作する入力電圧（ＤＣ２５０Ｖ）を含む所定の電圧範囲（ＤＣ２００Ｖ〜ＤＣ２５０Ｖ）に制御されるため、パワーコンディショナの起動後の制御電源回路３０の入力電圧範囲も上記所定の電圧範囲（ＤＣ２００Ｖ〜ＤＣ２５０Ｖ）であり、制御電源回路３０は良好な効率で、しかも多数の電源電圧を精度良く出力できる。
なお、パワーコンディショナの停止時には、切換部３２の第１のスイッチ５７をオンし、第２のスイッチ５８をオフして、起動時と同様に太陽電池１の直流電圧から制御電源回路３０に電圧供給する。
第１のコンデンサ３の電圧Ｖ１は、制御電源回路３０が最も効率良く動作する入力電圧（ＤＣ２５０Ｖ）を含む所定の電圧範囲（ＤＣ２００Ｖ〜ＤＣ２５０Ｖ）に制御されるため、パワーコンディショナの起動後の制御電源回路３０の入力電圧範囲も上記所定の電圧範囲（ＤＣ２００Ｖ〜ＤＣ２５０Ｖ）であり、制御電源回路３０は良好な効率で、しかも多数の電源電圧を精度良く出力できる。
なお、パワーコンディショナの停止時には、切換部３２の第１のスイッチ５７をオンし、第２のスイッチ５８をオフして、起動時と同様に太陽電池１の直流電圧から制御電源回路３０に電圧供給する。
この実施の形態では、上記実施の形態１で示した切換部３２を、第１のダイオード５５、第２のダイオード５６から成る論理和（ＯＲ）回路と、第１、第２のスイッチ５７、５８とで構成したため、容易な回路構成で切換部３２が得られると共に、上記実施の形態１での効果を容易で確実に得られる。
なお、切換部３２内の第１、第２のスイッチ５７、５８は、機械式スイッチあるいはＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ等の半導体スイッチ素子によるスイッチでも良いが、機械式スイッチを用いると別途ゲート電源を必要とせず、また導通損失もなく高効率である。
実施の形態３．
次に、この発明の実施の形態３によるパワーコンディショナについて、図７に基づいて説明する。図７に示すように、上記実施の形態１、２によるパワーコンディショナとは制御電源回路３０の入力を切り換える切換部３２ａの構成が異なる。
図７に示すように、切換部３２ａは、第１のダイオード５５と第２のダイオード５６とのカソード同士を接続した論理和（ＯＲ）回路から成り、第１のダイオード５５のアノードは太陽電池１の正極に接続され、第２のダイオード５６のアノードは第１のコンデンサ３の正極に接続される。なお、切換部３２ａ以外の構成は上記実施の形態１、２と同様である。
次に、この発明の実施の形態３によるパワーコンディショナについて、図７に基づいて説明する。図７に示すように、上記実施の形態１、２によるパワーコンディショナとは制御電源回路３０の入力を切り換える切換部３２ａの構成が異なる。
図７に示すように、切換部３２ａは、第１のダイオード５５と第２のダイオード５６とのカソード同士を接続した論理和（ＯＲ）回路から成り、第１のダイオード５５のアノードは太陽電池１の正極に接続され、第２のダイオード５６のアノードは第１のコンデンサ３の正極に接続される。なお、切換部３２ａ以外の構成は上記実施の形態１、２と同様である。
次に切換部３２ａの動作と該動作に関連するパワーコンディショナ全体の動作を説明する。
パワーコンディショナが起動する時には、太陽電池１の直流電圧（例えばＤＣ５０Ｖ）から切換部３２ａの第１のダイオード５５を経由し制御電源回路３０へ入力電圧を供給し起動する。これにより制御部３１が動作可能になり昇降圧回路Ａおよびインバータ部Ｂが制御される。
そして、太陽電池１の出力電圧から昇降圧回路Ａを介して第１の単相インバータ６の入力である第１のコンデンサ３の直流電圧を生成した後、複数の単相インバータ６〜８を動作させ、交流電力を生成する。この時、第１のコンデンサ３の電圧Ｖ１は、制御電源回路３０が最も効率良く動作する入力電圧（ＤＣ２５０Ｖ）を含む所定の電圧範囲（ＤＣ２００Ｖ〜ＤＣ２５０Ｖ）に制御される。上記実施の形態１で説明したように、太陽電池１の電圧が上記所定の電圧範囲以下、即ち２００Ｖ以下の時、昇降圧回路Ａは昇圧動作を行い、太陽電池１の電圧が上記所定の電圧範囲を超え、即ち２５０Ｖを超えると、昇降圧回路Ａは降圧動作を行って電圧Ｖ１を生成する。
パワーコンディショナが起動する時には、太陽電池１の直流電圧（例えばＤＣ５０Ｖ）から切換部３２ａの第１のダイオード５５を経由し制御電源回路３０へ入力電圧を供給し起動する。これにより制御部３１が動作可能になり昇降圧回路Ａおよびインバータ部Ｂが制御される。
そして、太陽電池１の出力電圧から昇降圧回路Ａを介して第１の単相インバータ６の入力である第１のコンデンサ３の直流電圧を生成した後、複数の単相インバータ６〜８を動作させ、交流電力を生成する。この時、第１のコンデンサ３の電圧Ｖ１は、制御電源回路３０が最も効率良く動作する入力電圧（ＤＣ２５０Ｖ）を含む所定の電圧範囲（ＤＣ２００Ｖ〜ＤＣ２５０Ｖ）に制御される。上記実施の形態１で説明したように、太陽電池１の電圧が上記所定の電圧範囲以下、即ち２００Ｖ以下の時、昇降圧回路Ａは昇圧動作を行い、太陽電池１の電圧が上記所定の電圧範囲を超え、即ち２５０Ｖを超えると、昇降圧回路Ａは降圧動作を行って電圧Ｖ１を生成する。
切換部３２ａは、パワーコンディショナが起動した後、以下に示すように、太陽電池１の電圧と第１のコンデンサ３の電圧Ｖ１とに応じて、制御電源回路３０への電圧供給経路を切り換える。
太陽電池１の電圧が第１のコンデンサ３の電圧Ｖ１より低い時、即ち昇降圧回路Ａが昇圧動作を行う時は、第１のコンデンサ３の直流電圧（例えばＤＣ２５０Ｖ）から切換部３２ａの第２のダイオード５６を経由する電流経路により制御電源回路３０の入力電圧が供給される。太陽電池１の電圧が第１のコンデンサ３の電圧Ｖ１より高い時、即ち昇降圧回路Ａが降圧動作を行う時は、太陽電池１の電圧（例えばＤＣ４００Ｖ）から切換部３２ａの第１のダイオード５５を経由する電流経路により制御電源回路３０の入力電圧が供給される。太陽電池１の電圧がＤＣ２００Ｖ〜ＤＣ２５０Ｖで第１のコンデンサ３の電圧Ｖ１と等しいとき、即ち昇降圧回路Ａが昇降圧動作をせず第１のバイパス回路１２を電流経路とするとき、切換部３２ａの第１、第２のダイオード５５、５６のいずれか（どちらでも良い）を経由する電流経路により制御電源回路３０の入力電圧が供給される。
太陽電池１の電圧が第１のコンデンサ３の電圧Ｖ１より低い時、即ち昇降圧回路Ａが昇圧動作を行う時は、第１のコンデンサ３の直流電圧（例えばＤＣ２５０Ｖ）から切換部３２ａの第２のダイオード５６を経由する電流経路により制御電源回路３０の入力電圧が供給される。太陽電池１の電圧が第１のコンデンサ３の電圧Ｖ１より高い時、即ち昇降圧回路Ａが降圧動作を行う時は、太陽電池１の電圧（例えばＤＣ４００Ｖ）から切換部３２ａの第１のダイオード５５を経由する電流経路により制御電源回路３０の入力電圧が供給される。太陽電池１の電圧がＤＣ２００Ｖ〜ＤＣ２５０Ｖで第１のコンデンサ３の電圧Ｖ１と等しいとき、即ち昇降圧回路Ａが昇降圧動作をせず第１のバイパス回路１２を電流経路とするとき、切換部３２ａの第１、第２のダイオード５５、５６のいずれか（どちらでも良い）を経由する電流経路により制御電源回路３０の入力電圧が供給される。
これにより制御電源回路３０は、起動時に太陽電池１の直流電圧から第１のダイオード５５を経由して電圧供給され、その後は、太陽電池１の電圧と第１のコンデンサ３の電圧Ｖ１とのいずれか高い方の電圧が入力電圧に供給される。第１のコンデンサ３の電圧Ｖ１は、制御電源回路３０が最も効率良く動作する入力電圧（ＤＣ２５０Ｖ）を含む所定の電圧範囲（ＤＣ２００Ｖ〜ＤＣ２５０Ｖ）に制御されるため、起動後の制御電源回路３０の入力電圧範囲はＤＣ２００Ｖ〜太陽電池１の最大電圧（例えば４００Ｖ）となる。
複数の単相インバータ６〜８を備えるパワーコンディショナでは、上述したように制御電源回路３０の２次側出力である多数の電源電圧のバラツキが大きくなる傾向があり、特に入力電圧が低い電圧領域（例えばＤＣ５０Ｖ〜ＤＣ１００Ｖ）では多数の電源電圧を精度良く出力することが困難であった。この実施の形態では、パワーコンディショナが起動した後は、制御電源回路３０の入力電圧が所定の電圧（ＤＣ２００Ｖ〜太陽電池１の最大電圧）に制御されて低い電圧が入力されることがないため、多数の電源電圧を精度良く出力できる。制御電源回路３０は、広範囲入力電圧対応の仕様であっても、入力電圧を制御することにより、多数の電源電圧を精度良く安定して出力し、各半導体スイッチ素子へのゲート過電圧等によるストレスを低減し、信頼性を向上させる。
また、上述したように、制御電源回路３０が最も効率良く動作するのは、入力電圧が、太陽電池電圧の最小電圧から最大電圧の中心電圧付近で、第１のコンデンサ３の電圧Ｖ１は、制御電源回路３０が最も効率良く動作する入力電圧（ＤＣ２５０Ｖ）を含む所定の電圧範囲（ＤＣ２００Ｖ〜ＤＣ２５０Ｖ）に制御される。このため、起動後の制御電源回路３０の入力電圧範囲は、太陽電池１の電圧範囲の内、効率の悪い領域である低い電圧領域の部分が削減されたものとなり、制御電源回路３０は効率よく動作する時間が長くなり効率が向上する。
また近年、日射量の少ない日、もしくは日射量の少ない日の出、日没の時間帯までパワーコンディショナを動作させて１日あたりの発電量を向上させるために、パワーコンディショナの入力電圧範囲を低い領域にも拡げ、ＤＣ５０Ｖ〜ＤＣ４００Ｖ程度にすることが要求されている。従来のパワーコンディショナでは、制御電源回路が太陽電池１から電圧供給されていたため、制御電源回路の入力電圧範囲とパワーコンディショナの入力電圧範囲とが等しいものであり、制御電源回路の効率および精度が悪い電圧範囲、特に低い電圧範囲（例えばＤＣ５０Ｖ〜ＤＣ１００Ｖ）でパワーコンディショナを動作させることができなかった。この実施の形態では、制御電源回路の入力電圧範囲とパワーコンディショナの入力電圧範囲とを別とし、制御電源回路は、効率および精度が向上した状態で動作する入力電圧を得るようにした。このため、パワーコンディショナの入力電圧範囲を拡大でき、１日当りの発電時間を長くすることで発電量を増大でき、またパワーコンディショナ全体の効率および信頼性も向上する。
なお、上記実施の形態では、第１のコンデンサ３の電圧Ｖ１は、所定の電圧範囲（ＤＣ２００Ｖ〜ＤＣ２５０Ｖ）に制御されるものとしたが、制御電源回路３０が最も効率良く動作する入力電圧（ＤＣ２５０Ｖ）と同電圧に電圧Ｖ１を制御すると、制御電源回路３０制御電源回路３０は最も効率よく動作する時間が長くなり効率がさらに向上する。
また、第１のコンデンサ３の電圧Ｖ１は、制御電源回路３０が最も効率良く動作する入力電圧（ＤＣ２５０Ｖ）を含む所定の電圧範囲（ＤＣ２００Ｖ〜ＤＣ２５０Ｖ）に制御するものとしたが、制御電源回路３０の効率が所定値以上、例えば８７．５％以上となる入力電圧（例えばＤＣ２００Ｖ〜ＤＣ３００Ｖ）の範囲内に電圧Ｖ１を制御しても良い。なお、複数の単相インバータ６〜８を組み合わせて用いるパワーコンディショナでは、第１の単相コンバータ６の直流電圧である電圧Ｖ１を低くできるため、効率が所定値以上となる入力電圧（ＤＣ２００Ｖ〜ＤＣ３００Ｖ）の範囲内で電圧の高い領域を用いなくても良い。
またこの実施の形態では、切換部３２ａを、第１のダイオード５５、第２のダイオード５６から成る論理和（ＯＲ）回路で構成したため、容易な回路構成で切換部３２ａが得られると共に切り換えのための制御も不要で、上記効果を容易で確実に得られる。
実施の形態４．
次に、この発明の実施の形態４によるパワーコンディショナについて、図８に基づいて説明する。この実施の形態では、図８に示すように、上記実施の形態２によるパワーコンディショナと、インバータ部Ｂの構成が異なるもので、インバータ部Ｂは１つの単相インバータ回路６０で構成され、インバータ部Ｂは系統（負荷）１６にＡＣ１００Ｖの交流電力を出力する。即ち、太陽電池１の後段に、入力コンデンサ２を介して昇降圧回路Ａが接続され、太陽電池１から昇降圧回路Ａを介して充電される第１のコンデンサ３は、単相インバータ回路６０の直流入力となる。インバータ部Ｂ以外の構成は、上記実施の形態２と同様である。
上記実施の形態１〜３では、系統（負荷）１６がＡＣ２００Ｖであることを想定して記述してきたが、この実施の形態４のように、系統（負荷）１６がＡＣ１００Ｖの時は、１つの単相インバータ回路６０でも高い電圧をスイッチングする必要がなく、高い効率が得られる。
次に、この発明の実施の形態４によるパワーコンディショナについて、図８に基づいて説明する。この実施の形態では、図８に示すように、上記実施の形態２によるパワーコンディショナと、インバータ部Ｂの構成が異なるもので、インバータ部Ｂは１つの単相インバータ回路６０で構成され、インバータ部Ｂは系統（負荷）１６にＡＣ１００Ｖの交流電力を出力する。即ち、太陽電池１の後段に、入力コンデンサ２を介して昇降圧回路Ａが接続され、太陽電池１から昇降圧回路Ａを介して充電される第１のコンデンサ３は、単相インバータ回路６０の直流入力となる。インバータ部Ｂ以外の構成は、上記実施の形態２と同様である。
上記実施の形態１〜３では、系統（負荷）１６がＡＣ２００Ｖであることを想定して記述してきたが、この実施の形態４のように、系統（負荷）１６がＡＣ１００Ｖの時は、１つの単相インバータ回路６０でも高い電圧をスイッチングする必要がなく、高い効率が得られる。
次に切換部３２の動作と該動作に関連するパワーコンディショナ全体の動作を説明する。
パワーコンディショナが起動する時には切換部３２の第１のスイッチ５７をオンし、太陽電池１の直流電圧から第１のダイオード５５を経由し制御電源回路３０へ入力電圧を供給し起動する。これにより制御部３１が動作可能になり昇降圧回路Ａおよびインバータ部Ｂが制御される。そして、太陽電池１の出力電圧から昇降圧回路Ａを介して単相インバータ回路６０の入力である第１のコンデンサ３の直流電圧を生成した後、単相インバータ回路６０をＰＷＭ制御により動作させ、交流電力を生成する。
この時、第１のコンデンサ３の電圧Ｖ１は、系統電圧のピーク電圧よりも高い所定の電圧、例えば１８０Ｖに制御される。即ち、太陽電池１の電圧が上記所定の電圧（１８０Ｖ）以下の時、昇降圧回路Ａは昇圧動作を行い、太陽電池１の電圧が上記所定の電圧（１８０Ｖ）を超えると、昇降圧回路Ａは降圧動作を行って電圧Ｖ１を生成する。
パワーコンディショナが起動する時には切換部３２の第１のスイッチ５７をオンし、太陽電池１の直流電圧から第１のダイオード５５を経由し制御電源回路３０へ入力電圧を供給し起動する。これにより制御部３１が動作可能になり昇降圧回路Ａおよびインバータ部Ｂが制御される。そして、太陽電池１の出力電圧から昇降圧回路Ａを介して単相インバータ回路６０の入力である第１のコンデンサ３の直流電圧を生成した後、単相インバータ回路６０をＰＷＭ制御により動作させ、交流電力を生成する。
この時、第１のコンデンサ３の電圧Ｖ１は、系統電圧のピーク電圧よりも高い所定の電圧、例えば１８０Ｖに制御される。即ち、太陽電池１の電圧が上記所定の電圧（１８０Ｖ）以下の時、昇降圧回路Ａは昇圧動作を行い、太陽電池１の電圧が上記所定の電圧（１８０Ｖ）を超えると、昇降圧回路Ａは降圧動作を行って電圧Ｖ１を生成する。
切換部３２は、パワーコンディショナが起動した後、制御電源回路３０の入力電圧に応じて変化する効率特性に基づいて、制御電源回路３０の効率が良くなる側の入力電圧を選択するように、予め切換条件が設定される。そして、太陽電池１の電圧と第１のコンデンサ３の電圧Ｖ１とに応じて、制御電源回路３０への電圧供給経路を切り換える。
太陽電池１の電圧が第１のコンデンサ３の電圧Ｖ１より低い時、即ち昇降圧回路Ａが昇圧動作を行う時は、切換部３２の第２のスイッチ５８をオンし、第１のスイッチ５７をオフする。これにより、第１のコンデンサ３の直流電圧（例えばＤＣ１８０Ｖ）から切換部３２の第２のダイオード５６を経由する電流経路により制御電源回路３０の入力電圧が供給される。
太陽電池１の電圧が第１のコンデンサ３の電圧Ｖ１より高い時、即ち昇降圧回路Ａが降圧動作を行う時、太陽電池１の電圧が例えばＤＣ３００Ｖ以下の時は、切換部３２の第１のスイッチ５７をオンし、第２のスイッチ５８をオフすることで、制御電源回路３０の入力電圧を太陽電池１の電圧から供給する。そして、太陽電池１の電圧が例えばＤＣ３００Ｖを超える時は、切換部３２の第２のスイッチ５８をオンし、第１のスイッチ５７をオフすることで、制御電源回路３０の入力電圧を第１のコンデンサ３の直流電圧から供給する。
太陽電池１の電圧が第１のコンデンサ３の電圧Ｖ１より低い時、即ち昇降圧回路Ａが昇圧動作を行う時は、切換部３２の第２のスイッチ５８をオンし、第１のスイッチ５７をオフする。これにより、第１のコンデンサ３の直流電圧（例えばＤＣ１８０Ｖ）から切換部３２の第２のダイオード５６を経由する電流経路により制御電源回路３０の入力電圧が供給される。
太陽電池１の電圧が第１のコンデンサ３の電圧Ｖ１より高い時、即ち昇降圧回路Ａが降圧動作を行う時、太陽電池１の電圧が例えばＤＣ３００Ｖ以下の時は、切換部３２の第１のスイッチ５７をオンし、第２のスイッチ５８をオフすることで、制御電源回路３０の入力電圧を太陽電池１の電圧から供給する。そして、太陽電池１の電圧が例えばＤＣ３００Ｖを超える時は、切換部３２の第２のスイッチ５８をオンし、第１のスイッチ５７をオフすることで、制御電源回路３０の入力電圧を第１のコンデンサ３の直流電圧から供給する。
このように制御電源回路３０は、起動時に太陽電池１の直流電圧から電圧供給され、その後は、太陽電池１の電圧と第１のコンデンサ３の電圧Ｖ１とに応じて、切換部３２により選択されたいずれかの電圧が入力電圧に供給される。これにより、パワーコンディショナが起動した後は、制御電源回路３０の入力電圧が所定の電圧（例えばＤＣ１８０Ｖ〜ＤＣ３００Ｖ）に制御され、制御電源回路３０は効率の良い状態で動作すると共に、低い電圧が入力されることがないため、多数の電源電圧を精度良く出力できる。制御電源回路３０は、広範囲入力電圧対応の仕様であっても、入力電圧を制御することにより、多数の電源電圧を精度良く安定して出力し、各半導体スイッチ素子へのゲート過電圧等によるストレスを低減し、信頼性を向上させる。
また上記実施の形態においても、制御電源回路の入力電圧範囲とパワーコンディショナの入力電圧範囲とを別とし、制御電源回路は、効率および精度が向上した状態で動作する入力電圧を得るようにした。このため、パワーコンディショナの入力電圧範囲を拡大でき、１日当りの発電時間を長くすることで発電量を増大でき、またパワーコンディショナ全体の効率および信頼性も向上する。
なお、制御電源回路３０の入力を切り換える切換部に、上記実施の形態３で示した切換部３２ａを用いても良く、その場合、パワーコンディショナが起動した後は、制御電源回路３０の入力電圧は所定の電圧（例えばＤＣ１８０Ｖ〜太陽電池１の最大電圧）に制御される。即ち、上記実施の形態３と同様に、低い電圧が入力されることがなく、多数の電源電圧を精度良く出力できると共に、制御電源回路３０は効率よく動作する時間が長くなり効率が向上する。そして、パワーコンディショナの入力電圧範囲も拡大できる。
また、上記実施の形態１〜４では、第１の直流電源を太陽電池１としたが、電圧変動が大きいその他の分散電源にも適用できる。
１ 第１の直流電源としての太陽電池、
３ 第２の直流電源としての第１のコンデンサ、
４ 直流電源としての第２のコンデンサ、５ 直流電源としての第３のコンデンサ、
６ 第１の単相インバータ、７ 第２の単相インバータ、
８ 第３の単相インバータ（第２の単相インータ）、１１ 昇圧チョッパ、
１２ 第１のバイパス回路、１７ 降圧コンバータ、１８ 第２のバイパス回路、
２３ 降圧用スイッチ素子、２４ 降圧用ダイオード、２５ 昇圧用ダイオード、
２６ 昇圧用スイッチ素子、２７ リアクトル、３０ 制御電源回路、３１ 制御部、
３１ａ 検出回路としてのセンサ回路、３１ｂ 制御回路、３２，３２ａ 切換部、
３４ 一次側スイッチング素子、３８ フライバックトランス、
５５ 第１のダイオード、５６ 第２のダイオード、５７ 第１のスイッチ、
５８ 第２のスイッチ、６０ 単相インバータ部、Ａ 昇降圧回路、Ｂ インバータ部。
３ 第２の直流電源としての第１のコンデンサ、
４ 直流電源としての第２のコンデンサ、５ 直流電源としての第３のコンデンサ、
６ 第１の単相インバータ、７ 第２の単相インバータ、
８ 第３の単相インバータ（第２の単相インータ）、１１ 昇圧チョッパ、
１２ 第１のバイパス回路、１７ 降圧コンバータ、１８ 第２のバイパス回路、
２３ 降圧用スイッチ素子、２４ 降圧用ダイオード、２５ 昇圧用ダイオード、
２６ 昇圧用スイッチ素子、２７ リアクトル、３０ 制御電源回路、３１ 制御部、
３１ａ 検出回路としてのセンサ回路、３１ｂ 制御回路、３２，３２ａ 切換部、
３４ 一次側スイッチング素子、３８ フライバックトランス、
５５ 第１のダイオード、５６ 第２のダイオード、５７ 第１のスイッチ、
５８ 第２のスイッチ、６０ 単相インバータ部、Ａ 昇降圧回路、Ｂ インバータ部。
Claims (13)
- 第１の直流電源と、
該第１の直流電源の電圧を昇圧もしくは降圧する昇降圧回路と、
該昇降圧回路の出力にて生成される第２の直流電源の直流電力を交流電力に変換する第１の単相インバータ、および上記第２の直流電源の電圧以下である直流電源の直流電力を交流電力に変換する１あるいは複数の第２の単相インバータの交流側を直列接続し、上記第１、第２の単相インバータの各発生電圧の総和により電圧を出力するインバータ部と、
上記インバータ部および上記昇降圧回路を制御する制御部と、
上記制御部を動作させるための制御電源回路とを備え、
上記制御電源回路は、切換手段を備えて上記第１の直流電源と上記第２の直流電源との双方に接続され、装置の起動時には上記第１の直流電源から電圧供給され、その後上記第１の直流電源あるいは第２の直流電源のいずれか一方から電圧供給されることを特徴とする電力変換装置。 - 上記第２の直流電源の電圧は、上記制御電源回路の効率が最大時の該制御電源回路の入力電圧値を含む所定の電圧範囲内に制御されることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
- 上記第２の直流電源の電圧は、上記制御電源回路の効率が所定値以上となる該制御電源回路の入力電圧の範囲内に制御されることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
- 第１の直流電源と、
該第１の直流電源の電圧を昇圧もしくは降圧する昇降圧回路と、
該昇降圧回路の出力にて生成される第２の直流電源の直流電力を交流電力に変換して出力するインバータ部と、
上記インバータ部および上記昇降圧回路を制御する制御部と、
上記制御部を動作させるための制御電源回路とを備え
上記制御電源回路は、切換手段を備えて上記第１の直流電源と上記第２の直流電源との双方に接続され、装置の起動時には上記第１の直流電源から電圧供給され、その後上記第１の直流電源あるいは第２の直流電源のいずれか一方から電圧供給されることを特徴とする電力変換装置。 - 上記制御電源回路の上記切換手段は、装置の起動後に、上記第２の直流電源から上記制御電源回路へ電圧供給するように切り換えることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
- 上記制御電源回路の上記切換手段は、装置の起動後に、上記第１の直流電源の電圧と上記第２の直流電源の電圧とに応じて、上記制御電源回路への電圧供給を切り換えることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
- 上記切換手段は、上記第１の直流電源、第２の直流電源の各出力にダイオードを接続して形成される論理和回路を備えることを特徴とする請求項５または６に記載の電力変換装置。
- 上記切換手段は、上記論理和回路の各々の上記ダイオードに直列にスイッチが接続され、上記制御電源回路への電圧供給経路を上記スイッチで切り換えることを特徴とする請求項７に記載の電力変換装置。
- 上記切換手段の上記スイッチは、機械式スイッチであることを特徴とする請求項８に記載の電力変換装置。
- 上記昇降圧回路は、昇圧部と降圧部と該昇圧部、降圧部の一方あるいは双方をバイパスするバイパス回路とを備えたことを特徴とする請求項１〜９のいずれか１項に記載の電力変換装置。
- 上記制御部は、制御に必要となる電圧、電流を検出する検出回路と、該検出回路の出力に応じて上記インバータ部および上記昇降圧回路を制御する制御回路とを備えたことを特徴とする請求項１〜１０のいずれか１項に記載の電力変換装置。
- 上記制御電源回路は、一次側に半導体スイッチング素子を備えたフライバックトランスにて構成されることを特徴とする請求項１〜１１のいずれか１項に記載の電力変換装置。
- 上記第１の直流電源は、太陽電池であることを特徴とする請求項１〜１２のいずれか１項に記載の電力変換装置。
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