JP2009095099A - 永久磁石同期電動機のパルス振幅変調制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 パルス幅変調電圧形インバータを用いて永久磁石同期電動機の速度制御を行うときに、運転速度を制約する直流リンク電圧の制限を緩和し、広い速度範囲にわたって最適制御できるパルス振幅変調制御装置を提供する。
【解決手段】 蓄電池４０の出力端子に双方向昇降圧コンバータ回路３０を接続し、コンバータ回路の出力側にＰＷＭ電圧形インバータ回路２０を接続し、インバータ回路に可変速永久磁石同期電動機１０を接続して可変速駆動するパルス振幅変調（ＰＡＭ）制御装置であって、永久磁石同期電動機の端子電圧に対応してＰＷＭ電圧形インバータ回路のインバータ直流リンク電圧を設定し、双方向昇降圧コンバータ回路の各スイッチのデューティ比を選択することにより蓄電池の出力電圧を昇降圧してインバータ直流リンク電圧を適合する値に調整する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、永久磁石同期電動機を広範囲に最適制御するパルス振幅変調制御装置に関する。

近年、パワーエレクトロニクス技術の進歩と希土類磁石の発明に支えられ、可変速制御された永久磁石同期電動機（ＰＭＳＭ）が普及している。ＰＭＳＭは、高エネルギー密度、高トルク−電流比、構造的堅牢さおよび高効率性を有するため、産業応用分野で広く用いられている。特に最近では、電気自動車の駆動源としても使用されており、これまで以上に高い制御性能が要求されてきている。

一般に、可変速ＰＭＳＭ駆動にはパルス幅変調電圧形インバータ（ＰＷＭ−ＶＳＩ）が用いられる。しかし、ＰＷＭ−ＶＳＩ駆動されたＰＭＳＭには、２つの大きな欠点がある。
一つ目は、ＰＭＳＭの端子電圧はＰＷＭ−ＶＳＩの直流リンク電圧によって制限されることである。ＰＭＳＭの端子電圧は運転速度に比例して上昇させる必要があるため、結果として運転速度が制限されることになる。二つ目は、低速度領域においてＰＭＳＭの端子電圧に対して直流リンク電圧が過大になると、ＰＷＭ−ＶＳＩの変調率が低くなってしまうことである。これは電機子電流および発生トルク脈動の増加を引き起こし、結果として低速度運転に悪影響を与えることになる。

一つ目の問題に対しては、弱め磁束制御もしくは昇圧コンバータで直流リンク電圧を昇圧することで対処することができる。しかし、二つ目の低速度時の制御性能に係る問題に関して、直流リンク電圧に着目した解決策はこれまで提示されていない。
これら二つの欠点は、停止時から高速度範囲にわたり高精度な駆動が要求される電気自動車等の用途においては重要な問題となる。

なお、特許文献１には、双方向昇降圧コンバータ回路を備えた風力発電装置が開示されている。風力発電機の出力はインバータを介して双方向昇降圧コンバータ回路に供給し、第２インバータを介して商用電源系統に供給される。開示された風力発電装置は、双方向昇降圧コンバータに双方向の直流が流れることを利用して、風車が所定の回転数に満たないときに商用電源系統から電力を流用して発電機を電動機として使用し、風車の回転を支援して風力発電を行うことができる回転数まで短時間で風車を昇速することを特徴とする。
ここには、回生制動時の蓄電池充電と近い技術的思想が記載されているが、第２コンバータの直流リンク電圧を適宜昇降圧することにより低速駆動時にも安定した制御を行う技術的思想に関して示唆するものがない。

また、本願発明者外が発表した非特許文献１には、埋込磁石同期電動機（ＩＰＭＳＭ）においてｄｑ軸電圧ｖ_dqをｄｑ軸電圧指令値^*に近似させるデッドタイム補償法が詳しく説明されている。
特開２００３−２９９３９６号公報 N. Urasaki et al "A dead-time compensation strategy for permanent magnet synchronous motor drive suppressing current distortion", in Proc. IEEE IECON '03, Roanoke, VA, USA, pp.1255-1260, Nov. 2003.

そこで、本発明が解決しようとする課題は、パルス幅変調電圧形インバータを用いて永久磁石同期電動機の速度制御を行うときに、運転速度を制約する直流リンク電圧の制限を緩和し、速度に対応する永久磁石同期電動機の端子電圧の変化に直流リンク電圧を追従できるようにして、広い速度範囲にわたって最適制御できるパルス振幅変調制御装置を提供することである。

上記課題を解決するため、本発明の永久磁石同期電動機（ＰＭＳＭ）のパルス振幅変調（ＰＡＭ）制御装置は、蓄電池出力端子に双方向昇降圧コンバータ回路を接続し、双方向昇降圧コンバータ回路の出力側にＰＷＭ電圧形インバータ回路（ＰＷＭ−ＶＳＩ）を接続し、ＰＷＭ電圧形インバータ回路に可変速永久磁石同期電動機を接続して可変速駆動するパルス振幅変調（ＰＡＭ）制御装置であって、永久磁石同期電動機の端子電圧に対応してＰＷＭ電圧形インバータ回路のインバータ直流リンク電圧を設定し、双方向昇降圧コンバータ回路の各スイッチのデューティ比を選択することにより蓄電池の出力電圧を昇降圧してインバータ直流リンク電圧を適合する値に調整することを特徴とする。

本発明のパルス振幅制御装置は、蓄電池出力端子に接続した双方向昇降圧コンバータ回路の働きによりＰＷＭ電圧形インバータ回路のインバータ直流リンク電圧を適宜昇降圧調整するので、実質的にパルス振幅変調機能を備えることになり、インバータ直流リンク電圧が低いことが好ましい低速領域でも高いことが必要な高速領域でも適切なインバータ直流リンク電圧を供給して最適ＰＡＭ制御を行うことができる。

本発明に使用する双方向昇降圧コンバータ回路は、インダクタを中心としてその両側にフライホイールダイオードと対になった電力スイッチを４対配設し、その両側にコンデンサを設けたものであることが好ましい。
インバータ直流リンク電圧指令値Ｖ_DC ^*は、永久磁石同期電動機端子電圧の指令値Ｖ_l ^*に３^1/2を掛けた値に設定することが好ましい。ただし、Ｖ_l ^*はｄ軸電圧指令値ｖ_d ^*とｑ軸電圧指令値ｖ_q ^*に対して、Ｖ_l ^*２＝ｖ_d ^*2＋ｖ_q ^*2なる関係を有する。

可変速永久磁石同期電動機の力行時において、インバータ直流リンク電圧Ｖ_DCを調整するときに、インバータ直流リンク電圧指令値Ｖ_DC ^*が蓄電池出力電圧Ｖ_iより小さい場合に、双方向昇降圧コンバータ回路において蓄電池端子とインダクタの間に介装される第１の電力スイッチＳ₁のデューティ比Ｄ₁をＫ_p（Ｖ_DC ^*−Ｖ_DC）に、その他の電力スイッチＳ₂，Ｓ₃，Ｓ₄のデューティ比を０にすることにより、インバータ直流リンク電圧Ｖ_DCを降圧することができる。ただし、Ｋ_pは比例ゲインである。

また、インバータ直流リンク電圧指令値Ｖ_DC ^*が蓄電池出力電圧Ｖ_iより大きい場合に、双方向昇降圧コンバータ回路において蓄電池端子とインダクタの間に介装される第１電力スイッチＳ₁のデューティ比Ｄ₁を１に、またインダクタとインバータ回路の接地側端子の間に介装される第２の電力スイッチＳ₂のデューティ比Ｄ₂を（１−Ｖ_i／Ｖ_DC ^*）に、その他の電力スイッチＳ₃，Ｓ₄のデューティ比を０にすることにより、インバータ直流リンク電圧Ｖ_DCを昇圧することができる。

さらに、可変速永久磁石同期電動機の回生制動時において、双方向昇降圧コンバータ回路において、インダクタとインバータ回路の直流リンク電圧端子の間に介装される第３の電力スイッチＳ₃のデューティ比Ｄ₃を１に、また蓄電池側接地端子とインダクタの間に介装される第４の電力スイッチＳ₄のデューティ比Ｄ₄を（１−Ｖ_DC／ｖ_i ^*）に、その他の電力スイッチＳ₁，Ｓ₂のデューティ比を０にして、インバータ直流リンク電圧Ｖ_DCを蓄電池出力電圧Ｖ_iより昇圧して電流を蓄電池に流し込むことができる。

本発明の可変速永久磁石同期電動機のパルス振幅変調制御装置によれば、低速度運転時における電圧指令値の総合歪み率（ＴＨＤ）を改善することができる。この結果として電機子電流のＴＨＤも改善され、電機子電流の影響が大きい低速度軽負荷時においても良好な制御性能を得ることができる。また、電動機端子電圧制限が緩和されることにより運転可能速度範囲が拡大する。さらに、回生制動時にインバータ直流リンク電圧を蓄電池供給電圧まで昇圧することにより電動機の制動力が向上する。

以下、図面を用い実施例に基づいて本発明のパルス振幅変調制御装置を詳細に説明する。
図１は本実施例に係る可変速永久磁石同期電動機のパルス振幅変調制御装置の主機側回路図である。
本実施例のパルス振幅変調制御装置の主機は、永久磁石同期電動機（ＰＭＳＭ）１０、インバータ回路２０、双方向昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ回路３０、蓄電池回路４０から構成される。
永久磁石同期電動機（ＰＭＳＭ）１０は、回転子磁極に永久磁石を用いた同期電動機である。各相端子にインバータ回路２０の各相出力を供給して、固定子に回転磁界を発生させて回転子を回転させる。回転速度はインバータ回路２０のスイッチ回路のオンオフ制御により決められる。

インバータ回路２０は、相毎に２個の電力スイッチが直列に接続された電力スイッチ群からなり、各相における電力スイッチの中間接続点から３相同期電動機１０の相毎に電圧を供給するパルス幅変調電圧形インバータ回路（ＰＷＭ−ＶＳＩ）である。電力スイッチ群の一端側が接続された電線にはインバータ直流リンク電圧Ｖ_DCが印加されている。電力スイッチは、スイッチ素子とダイオードが並列に接続されたもので、制御回路によりスイッチ素子を所定のシーケンスに基づいて開閉して同期電動機の各相に適宜な電流を供給する。

三相交流理論より、ＰＭＳＭ１０のａ相ｂ相線間電圧ｖ_abはａ相を基準とすればａ相電圧の振幅Ｖ_ampを用いて（１）式で表される。
ｖ_ab＝３^1/2（Ｖ_amp／２^1/2）∠π／６ （１）
ＰＭＳＭ１０の端子電圧Ｖ_lは、ｖ_abの実効値と等しいので、（２）式で表される。
Ｖ_l＝（３／２）^1/2Ｖ_amp （２）
三角波比較法によりＰＷＭ−ＶＳＩ２０を駆動する場合、インバータ回路２０の直流リンク電圧Ｖ_DCを用いて、Ｖ_amp≦Ｖ_DC／２となるから、ＰＭＳＭ１０の端子電圧Ｖ_lは（３）式で表される。
Ｖ_l≦（３／８）^1/2Ｖ_DC （３）

ＰＭＳＭ１０を定トルク領域で運転させるときには、端子電圧Ｖ_lが制限されないように直流リンク電圧Ｖ_DCを決めればよい。しかし、端子電圧Ｖ_lに対して直流リンク電流Ｖ_DCがあまりに大きすぎる場合は、ＰＷＭ−ＶＳＩ２０が端子電圧Ｖ_lを生成するための変調率が低くなりすぎて、要求された相電圧波形を実現することが困難になる。また、スイッチ素子のデッドタイムによる外乱電圧は直流リンク電圧Ｖ_DCに比例して増加する。
変調率を高い値に維持し、また外乱電圧の影響を抑制するためには、直流リンク電圧Ｖ_DCを最適に設定する必要がある。

このため、ｄ軸電圧指令値ｖ_d ^*とｑ軸電圧指令値ｖ_q ^*を決定した後で、端子電圧指令値Ｖ_l ^*＝（ｖ_d ^*2＋ｖ_q ^*2）^1/2を算定して、（４）式によりインバータ直流リンク電圧指令値Ｖ_DC ^*を決定する。
Ｖ_DC ^*＝（８／３）^1/2Ｖ_l ^* （４）
こうして求められるインバータ直流リンク電圧指令値Ｖ_DC ^*は、ＰＭＳＭ１０の運転状況に応じてオンラインで決定され、負荷の変動にも対応することができる。

なお、ＰＷＭ−ＶＳＩ２０の出力電圧は高調波成分を含んでいるため、端子電圧Ｖ_lは理想的な値より高くなる。したがって、インバータ直流リンク電圧指令値Ｖ_DC ^*は少し余裕を持つ必要があり、最終的には（５）式にしたがって設定することが好ましい。
Ｖ_DC ^*＝３^1/2Ｖ_l ^* （５）

本実施例では、（４）式を用いて、インバータ直流リンク電圧指令値Ｖ_DC ^*を決定することにより、ＰＭＳＭの端子電圧Ｖ_lを運転速度に対応して上昇させることができるので、運転速度の制限が緩和される。

双方向昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ回路３０は、インダクタＬを中心としてその両側に４対の電力スイッチＳ₁，Ｓ₂，Ｓ₃，Ｓ₄を配設し、その両側にコンデンサＣ₁，Ｃ₂を設けたものである。電力スイッチは、それぞれダイオードとスイッチ素子が逆並列に接続されて形成され、制御回路によりスイッチ素子を開放するとダイオードの方向にのみ電流が流れ、スイッチ素子を閉止するとスイッチは短絡されて電流が流れる。

双方向昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ回路３０は、直流リンク電圧Ｖ_DCの昇降圧を行うために導入されたものである。図１のコンバータ回路３０において、蓄電池側の端子電圧ｖ₁とインバータ側端子電圧ｖ₂の間には（６）式の関係がある。
ｖ₂＝Ｄ₁／（１−Ｄ₂）^*ｖ₁
ｖ₁＝Ｄ₂／（１−Ｄ₄）^*ｖ₂ （６）
ここで、Ｄ_iはそれぞれスイッチＳ_iのデューティ比である。ｉは１，２，３，４のいずれかを指す。
（６）式から、エネルギーがｖ₁からｖ₂の方向に流れるときはスイッチＳ₁，Ｓ₂のみを用い、エネルギーが逆にｖ₂からｖ₁の方向に流れるときはスイッチＳ₃，Ｓ₄のみを用いることで、双方向の昇降圧を行うことができることが分かる。

なお、図１における、インダクタＬを流れる電流ｉ_L、蓄電池側コンデンサＣ₁の電圧ｖ_C1、インバータ回路側コンデンサＣ₂の電圧ｖ_C2は、（７）式の微分方程式で表される。
d/dtｉ_L=ｖ_L／Ｌ
d/dtｖ₁=ｉ_C1／Ｃ₁
d/dtｖ₂=ｉ_C2／Ｃ₂ （７）
ここで、インダクタＬの両端電圧ｖ_L、蓄電池側コンデンサＣ₁に流入する電流ｉ_C1、インバータ回路側コンデンサＣ₂に流入する電流ｉ_C2の状態は、スイッチ状態とインダクタＬを流れる電流ｉ_Lの初期値により決定される。

双方向昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ回路３０の蓄電池側端子には端子電圧Ｖ_iの蓄電池回路４０の端子を接続し、またインバータ側端子にはインバータ回路２０の一次側端子が接続されている。
（５）式に基づいて、インバータ回路２０の直流リンク電圧指令値Ｖ_DC ^*を決定する。

力行時において、直流リンク電圧指令値Ｖ_DC ^*が蓄電池端子電圧Ｖ_iより小さい（Ｖ_DC ^*＜Ｖ_i）ときは、各スイッチのデューティ比を（８）式にしたがって決定する。
Ｄ₁＝Ｋ_p（Ｖ_DC ^*−Ｖ_DC）
Ｄ₂＝０
Ｄ₃＝Ｄ₄＝０ （８）
ここで、Ｋ_pは比例係数である。
すると、（６）式に従い、ｖ_iを降圧して運転速度に対応する最適な直流リンク電圧Ｖ_DCを出力させることができる。

また、力行時において、直流リンク電圧指令値Ｖ_DC ^*が蓄電池端子電圧Ｖ_iより大きい（Ｖ_DC ^*＞Ｖ_i）ときは、各スイッチのデューティ比を（９）式にしたがって決定する。
Ｄ₁＝１
Ｄ₂＝１−Ｖ_i／Ｖ_DC ^*
Ｄ₃＝Ｄ₄＝０ （９）
すると、（６）式に従い、ｖ₂＝（Ｖ_DC ^*／Ｖ_i）ｖ₁となり、蓄電池端子電圧Ｖ_iを昇圧して直流リンク電圧Ｖ_DCとして供給するので、運転可能な速度範囲が拡大する。

さらに、回生制動時には、各スイッチのデューティ比を（１０）式により決定する。
Ｄ₁＝Ｄ₂＝０
Ｄ₃＝１
Ｄ₄＝１−Ｖ_DC／Ｖ_i ^* （１０）
すると（６）式から、ｖ₁＝（Ｖ_i ^*／Ｖ_DC）ｖ₂となり、直流リンク電圧Ｖ_DCを昇圧して蓄電池端子電圧Ｖ_i以上にするので、蓄電池Ｅ_batに電流が流れて充電が可能になる。

蓄電池回路４０は、蓄電池Ｅ_batは内部抵抗Ｒ_batを介して電流ｉ_batを双方向昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ回路３０に供給する。蓄電池回路４０の端子電圧はＶ_iである。
なお、電動機が回生制動するときには、発生する電流を蓄電池Ｅ_batに充電して活用することができる。

図２は、本実施例の永久磁石同期電動機のパルス振幅変調制御装置の制御システムの構成を説明するブロック図である。
ＰＭＳＭ１０の制御系は速度制御器５１を用いる速度制御ループと電流制御器５３を用いる電流制御ループで構成されている。
ＰＭＳＭ１０の回転子磁極位置θ_rはロータリーエンコーダ（ＲＥ）１１で、また三相電流は電流センサ１２，１３により正確に検出される。なお、磁極位置θ_rの情報はｄｑ／ａｂｃ変換器２１や負荷トルク推定オブザーバ５５に供給され、また微分器５６を通して角周波数ω_rに変成した後に速度制御器５１やｄ軸電流生成器５４に供給される。

負荷トルク推定オブザーバ５５は、ｄｑ／ａｂｃ変換器２１から出力されるｄｑ軸電流ｖ_dqと回転子磁極位置θ_rから負荷トルク推定値^τ_Lを求めて、速度制御器５１に供給する。
速度制御器５１の出力τ_e ^*と信号遅延器５７で１サンプル時間遅らされたｄ軸電流指令値ｉ_dt ^*を電流設定器５２に入力して変成し、ｑ軸電流指令値ｉ_qt ^*として電流制御器５３に供給する。
ｄ軸電流生成器５４は、ｑ軸電流指令値ｉ_qt ^*と角周波数ω_rによりｄ軸電流指令値ｉ_dt ^*を生成して供給する。ｄ軸電流指令値ｉ_dt ^*は最大効率制御に基づいて決定されている。

ｄｑ軸電圧ｖ_dqは、非特許文献１に説明されたいわゆるデッドタイム補償法を用いてｄｑ軸電圧指令値ｖ_dq ^*に近似するように補償される。さらに、コンバータ制御器３１において、計算されたｄｑ軸電圧指令値ｖ_dq ^*を用い（５）（８）（９）式に基づいてＤＣ−ＤＣコンバータ回路３０のスイッチのデューティ比を決定する。

なお、負荷急変時の急激な速度変化を抑制するため、本願発明者らにより非特許文献２に開示されたものに準じて、（１１）式、（１２）式で構成される負荷トルク推定オブザーバ５５を速度制御器５１に組み合わせている。
Ｇ₁＝−（γ₁+γ₂＋γ₃＋Ｄ／Ｊ）
Ｇ₂＝γ₁γ₂＋γ₂γ₃＋γ₃γ₁−Ｇ₁Ｄ／Ｊ）
Ｇ₃＝γ₁γ₂γ₃Ｊ （１１）

ここで、Ｇ₁，Ｇ₂，Ｇ₃はオブザーバゲイン、γ₁，γ₂，γ₃はオブザーバの極、JはＰＭＳＭの慣性係数、ＤはＰＭＳＭの制動係数、θ_rは回転子位置、ω_rは回転速度、τ_eculはトルクの算出値である。

本発明に係る永久磁石同期電動機のパルス振幅変調制御装置の性能を確認するため、定格容量０．３５ｋＷ、定格速度８００ｒｐｍの埋込磁石同期電動機（ＩＰＭＳＭ）の可変速駆動を想定したシミュレーションを行った。
図３は、シミュレーション対象としたＩＰＭＳＭ、ＰＷＭ−ＶＳＩ、ＤＣ−ＤＣコンバータの機器仕様を示した表である。

シミュレーションでは、ＩＰＭＳＭには等価鉄損抵抗を考慮した数学モデルを用い、電源は三角波比較法によるＰＷＭ−ＶＳＩを使用し、スイッチング素子のデッドタイムも考慮した。また、双方向昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータの動作は微分方程式でモデル化して、瞬時値レベルの解析を可能にした。負荷は速度に比例して増加し、２０００ｒｐｍで定格負荷となるようにした。

図４は、低速度駆動時におけるシミュレーション結果を示す図面である。ＩＰＭＳＭは０〜２秒の間加速し、２秒から２０ｒｐｍの一定運転を行っている。
図４の（ａ）は相電圧指令値ｖ_a ^*の変化、（ｂ）は相電流ｉ_aの変化、（ｃ）は電磁トルクτ_eの変化、（ｄ）はロータ回転速度ω_rの変化、（ｅ）は直流リンク電圧Ｖ_DCの変化を表す。いずれも横軸に運転開始からの経時時刻を示している。
（ａ）から（ｄ）の図面には、比較のため、本実施例の制御装置による場合と、直流リンク電圧が４２Ｖ一定に保持される場合についてシミュレーション結果を表示してある。

図４（ａ）〜（ｃ）によれば、本願発明装置により、正確な電圧指令値が生成されて、電機子電流およびトルク波形が改善されていることが確認できる。特に、０．５秒までの低速軽負荷領域では、直流リンク電圧一定の場合は電圧指令値、相電流、電磁トルクが激しく変動し、（ｄ）によればロータの速度にも変動が生じているのに対して、本願発明装置ではいずれの変数も安定していることが確認できる。
図４（ｅ）は本願発明装置において、直流リンク電圧指令値に対する直流リンク電圧の追従性を示す図面であるが、両者が全く重なっており、速度に応じて最適な直流リンク電圧に制御されていることが確認できる。

図５は、直流リンク電圧Ｖ_DCを調整する本発明の制御装置と４２Ｖ一定とする従来装置について、印加負荷が０．２ｐｕ（軽負荷）と０．８ｐｕ（重負荷）のときのロータ回転速度ω_rに対する変調率の変化を示した図面である。
直流リンク電圧が変わらない場合には、低速になるにつれて変調率が低くなるのに対して、直流リンク電圧を調整する本発明装置では、印加負荷の大小に関わりなく、全速度範囲にわたって変調率がほぼ１に維持されている。
したがって、本発明装置によって、ＰＷＭ−ＶＳＩのパルス密度を高い状態に維持して、出力電圧を本質的に改善できることが分かる。

図６は、運転速度ω_rに対する電圧指令値ｖ_a ^*、電機子電流ｉ_aおよびトルクτ_eの総合歪み率ＴＨＤの変化を示したものである。
総合歪み率ＴＨＤは（１３）式で評価する。
ｖ_a ^*について、ＴＨＤ＝（ｖ_a ^*2−ｖ_a1 ^*2）^1/2／ｖ_a1 ^*
ｉ_aについて、 ＴＨＤ＝（ｉ_a ²−ｉ_a1 ²）^1/2／ｉ_a1
τ_eについて、 ＴＨＤ＝（τ_e ²−τ_ed ²）^1/2／τ_ed （１３）
ここで、ｖ_a ^*，ｖ_a1 ^*はａ相電圧指令値の実効値およびその基本波成分の実効値、ｉ_a，ｉ_a1はａ相電流の実効値およびその基本波成分の実効値、τ_e，τ_edはトルクの実効値およびその直流成分の実効値である。

図には、それぞれ直流リンク電圧Ｖ_DCを調整する本発明の制御装置と４２Ｖ一定とする従来装置について、印加負荷が０．２ｐｕ（軽負荷）と０．８ｐｕ（重負荷）のときのＴＨＤを示した。
図から、本発明装置によってＴＨＤが改善することが分かる。また、従来法と比較すると低速度軽負荷時により一層改善される。なお、特に電圧指令値ＴＨＤの改善が著しい。

図７は、直流リンク電圧Ｖ_DCを調整する本発明の制御装置と４２Ｖ一定とする従来装置について、高速度駆動時におけるシミュレーション結果を示した図面である。ＩＰＭＳＭは０秒から２秒までは加速し、２秒経過後は２０００ｒｐｍの一定速度で運転させるものとする。負荷は速度に比例して増加し、２０００ｒｐｍで定格負荷になる。

図７の（ａ）はトルクτ_e、（ｂ）は回転速度ω_rの、運転開始からの経時時間に対する変化を示す。直流リンク電圧Ｖ_DCが４２Ｖ一定の場合は、回転速度が十分に追従できず、トルクも不安定であるが、本願発明装置では２０００ｒｐｍまで正確に追従し、トルクも定格値に安定していることが分かる。
また、（ｃ）はＩＰＭＳＭの端子電圧Ｖ₁の変化を示し、（ｄ）はＤＣ−ＤＣコンバータの直流リンク電圧Ｖ_DCの変化を示す。
図７から、直流リンク電圧指令値Ｖ_DC ^*に応じて端子電圧ｖ_lが昇降圧され，速度に応じて最適な直流リンク電圧Ｖ_DCが出力されていることが確認できる。
したがって、本発明の装置によれば、運転可能速度範囲が拡大される。

図８は、ＩＰＭＳＭが、回転速度ω_r２０ｒｐｍ一定、負荷０．０１ｐｕで定常運転されているときに、５秒時点で１．０ｐｕの負荷をステップ的に印加したときの各変数の変化の様子を示す図面である。
図８の（ａ）は電磁トルクτ_e、（ｂ）は回転子速度ω_r、（ｃ）は直流リンク電圧Ｖ_DC、（ｄ）は負荷トルクτ_Lの変化を表す。
（ａ）から、電磁トルクは良好に制御されることが分かる。（ｂ）により、回転子速度は負荷トルクを補償したため、負荷トルク印加時の急激な変化が抑制されるように良好に制御されていることが分かる。また、（ｃ）を見ると、直流リンク電圧も負荷の急変に対応して望ましい値に制御されることが確認される。

図９は、回生制動時のシミュレーション結果を示す図面である。
シミュレーションは、ＩＰＭＳＭを０〜５秒の間加速し、その後６秒まで５００ｒｐｍ一定速度で運転し、６秒時点で−０．３ｐｕのトルク指令を与え、速度が０ｒｐｍになったら０．０ｐｕのトルク指令を与えて逆回転を防止する想定の下で実施した。
図９の（ａ）は、本発明装置と直流リンク電圧Ｖ_DCを４２Ｖ一定とした場合について、回転子速度の変化を示す。（ｂ）と（ｃ）は、それぞれ直流リンク電圧Ｖ_DCが４２Ｖ一定の場合と可変Ｖ_DCである本発明装置の場合について、バッテリ電流の変化を示す図面である。また、（ｄ）は、コンバータの入力電圧ｖ₁と出力電圧ｖ₂の変化を示す図面である。

図９の（ａ）によると、６秒以降の制動時において、本発明装置の方が速く零速度に到達することが分かる。これは、本発明装置では低速度時で直流リンク電圧Ｖ_DCがバッテリ電圧Ｖ_batより低い場合には、Ｖ_DCをＶ_batより高くなるまで昇圧して回生するからである。
（ｂ）と（ｃ）を比較すると、本発明装置の方が回生時により多くの電流がバッテリに充電されていることが確認できる。

本発明の可変速永久磁石同期電動機のパルス振幅変調制御装置は、双方向昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータを組み込んで、低速度から高速度まで速度に応じてインバータの直流リンク電圧を調整することにより、最適なＰＡＭ制御を行うことができる。

本発明により、上記の目的に適合する最適な直流リンク電圧指令値を決定する構成と、最適なコンバータスイッチ素子のデューティ比を決定する構成が提供されたので、低速度運転時の電圧指令値、電機子電流およびトルクの総合歪み率（ＴＨＤ）を改善し、運転可能速度範囲を拡大し、回生制動力の向上を達成することができる。
さらに、負荷の急変に対応して直流リンク電圧を瞬時に要求される値に変化させることもできることが確認できた。

本発明の１実施例に係る可変速永久磁石同期電動機のパルス振幅変調制御装置の主機側回路図である。 本実施例の永久磁石同期電動機のパルス振幅変調制御装置の制御システムの構成を説明するブロック図である。 シミュレーション対象とした主要機器の機器仕様を示した表である。 低速度駆動時におけるシミュレーション結果を示す図面である。 本実施例の制御装置と従来装置について、ロータ回転速度に対する変調率の変化を示した図面である。 回転速度に対する電圧指令値、電機子電流およびトルクの総合歪み率ＴＨＤの変化を示した図面である。 本実施例の制御装置と従来装置について、高速度駆動時におけるシミュレーション結果を示した図面である。 埋込磁石同期電動機が定常運転されているときに、負荷をステップ的に印加したときの各変数の変化の様子を示す図面である。 回生制動時のシミュレーション結果を示す図面である。

符号の説明

１０ 永久磁石同期電動機（ＰＭＳＭ）
２０ インバータ回路
３０ 双方向昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ回路
４０ 蓄電池回路
５１ 速度制御器
５３ 電流制御器
１１ ロータリーエンコーダ（ＲＥ）
１２，１３ 電流センサ
２１ ｄｑ／ａｂｃ変換器
５５ 負荷トルク推定オブザーバ
５６ 微分器５６
５４ ｄ軸電流生成器
５７ 信号遅延器
５２ 電流設定器
３１ コンバータ制御器

Claims (6)

1. 蓄電池出力端子に双方向昇降圧コンバータ回路を接続し、該双方向昇降圧コンバータ回路の出力側にＰＷＭ電圧形インバータ回路（ＰＷＭ−ＶＳＩ）を接続し、該ＰＷＭ電圧形インバータ回路に可変速永久磁石同期電動機（ＰＭＳＭ）を接続して駆動するパルス振幅変調（ＰＡＭ）制御装置であって、該可変速永久磁石同期電動機の端子電圧に対応して前記ＰＷＭ電圧形インバータ回路のインバータ直流リンク電圧を設定し、前記双方向昇降圧コンバータ回路の各スイッチのデューティ比を選択することにより前記蓄電池の出力電圧を昇降圧して前記インバータ直流リンク電圧を適合する値に調整することを特徴とする可変速永久磁石同期電動機のパルス振幅変調（ＰＡＭ）制御装置。
2. 前記双方向昇降圧コンバータ回路は、インダクタを中心としてその両側にフライホイールダイオードと対になった電力スイッチを４対配設され、その両側にコンデンサが設けられたものであることを特徴とする請求項１記載の可変速永久磁石同期電動機のパルス振幅変調制御装置。
3. 前記インバータ直流リンク電圧指令値Ｖ_DC ^*は、前記可変速永久磁石同期電動機端子電圧の指令値Ｖ_l ^*に３^1/2を掛けた値に設定することを特徴とする請求項１または２記載の可変速永久磁石同期電動機のパルス振幅変調制御装置。ただし、Ｖ_l ^*はｄ軸電圧指令値ｖ_d ^*とｑ軸電圧指令値ｖ_q ^*に対して、Ｖ_l ^*2＝ｖ_d ^*2＋ｖ_q ^*2なる関係が成立するものとする。
4. 前記可変速永久磁石同期電動機の力行時において、前記インバータ直流リンク電圧Ｖ_DCを調整するときに、該インバータ直流リンク電圧指令値Ｖ_DC ^*が前記蓄電池出力電圧Ｖ_iより小さい場合に、前記双方向昇降圧コンバータ回路において前記蓄電池端子と前記インダクタの間に介装される電力スイッチＳ₁のデューティ比Ｄ₁をＫ_p（Ｖ_DC ^*−Ｖ_DC）に、その他の電力スイッチＳ₂，Ｓ₃，Ｓ₄のデューティ比を０にして、前記インバータ直流リンク電圧Ｖ_DCを降圧することを特徴とする請求項１から3のいずれかに記載の可変速永久磁石同期電動機のパルス振幅変調制御装置。ただし、Ｋ_pは比例ゲインである。
5. 前記可変速永久磁石同期電動機の力行時において、前記インバータ直流リンク電圧Ｖ_DCを調整するときに、該インバータ直流リンク電圧指令値Ｖ_DC ^*が前記蓄電池出力電圧Ｖ_iより大きい場合に、前記双方向昇降圧コンバータ回路において前記蓄電池端子と前記インダクタの間に介装される電力スイッチＳ₁のデューティ比Ｄ₁を１に、また前記インダクタと前記インバータ回路の接地側端子の間に介装される電力スイッチＳ₂のデューティ比Ｄ₂を（１−Ｖ_i／Ｖ_DC ^*）に、その他の電力スイッチＳ₃，Ｓ₄のデューティ比を０にして、前記インバータ直流リンク電圧Ｖ_DCを昇圧することを特徴とする請求項１から３のいずれかに記載の可変速永久磁石同期電動機のパルス振幅変調制御装置。
6. 前記可変速永久磁石同期電動機の回生制動時において、前記双方向昇降圧コンバータ回路において、前記インダクタと前記インバータ回路の直流リンク電圧端子の間に介装される電力スイッチＳ₃のデューティ比Ｄ₃を１に、また蓄電池側接地端子と前記インダクタの間に介装される電力スイッチＳ₄のデューティ比Ｄ₄を（１−Ｖ_DC／ｖ_i ^*）に、その他の電力スイッチＳ₁，Ｓ₂のデューティ比を０にして、前記インバータ直流リンク電圧Ｖ_DCを前記蓄電池出力電圧Ｖ_iより昇圧することを特徴とする請求項１から３のいずれかに記載の可変速永久磁石同期電動機のパルス振幅変調制御装置。

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