JP2009089202A - Rf power amplification device - Google Patents

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Kyoichi Takahashi
恭一 高橋
Daisuke Kanda
大介 神田
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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To perform power control with high stability over a negative feedback loop by reducing an influence of variations in the open loop voltage gain of an RF power amplifier. <P>SOLUTION: In an RF power amplification device, a transmission output level indication voltage Vramp is supplied to a noninverting input terminal of an error amplifier 106 controlling the gain of the RF power amplifier 100 through an attenuator 107 (R3, R4). The gain of the RF power amplifier 100 is controlled with an automatic power control voltage Vapc at an output terminal of the error amplifier 106. An extra resistance R5 is added to a first resistance R1 and a second resistance R2 of a negative feedback circuit 105 between the output terminal and noninverting input terminal of the error amplifier 106. At the time of low transmission power, the attenuator 107 reduces an increase in transmission power Pout accompanying a rise in the indication voltage Vramp. At the time of intermediate and high transmission power, the added resistance R5 improves control sensitivity to variation in the control voltage Vapc due to the variation in the indication voltage Vramp. <P>COPYRIGHT: (C)2009,JPO&INPIT

Description

本発明は、基地局との通信を行う携帯電話端末のような通信端末機器中に搭載されるＲＦ送信用のＲＦ電力増幅装置に関し、特にRF電力増幅器のオープンループ・電圧ゲインのバラツキの影響が少なく、負帰還制御ループの安定性の高いRF電力増幅器のパワー制御を行うのに有益な技術に関する。   The present invention relates to an RF power amplifying apparatus for RF transmission mounted in a communication terminal device such as a mobile phone terminal that performs communication with a base station, and in particular, the influence of variations in open loop voltage gain of the RF power amplifier. The present invention relates to a technology that is useful for performing power control of an RF power amplifier that is low in stability and has a high stability in a negative feedback control loop.

世界中のどんな場所でも無線通信すると言う携帯電話端末等の通信端末機器の能力であるユビキタス・カバレージは、今日現実のものではなく、現在開発が進められている。   Ubiquitous coverage, which is the capability of communication terminal devices such as mobile phone terminals that communicate wirelessly anywhere in the world, is not real today and is currently being developed.

下記非特許文献１によれば、これらのモバイルシステムは、ＧＳＭ、ＧＰＲＳ、ＥＤＧＥ、ＷＣＤＭＡのセルラーと、例えばＩＥＥＥ ８０３．１１−ｂ、−ａ、−ｇ等のネットワーク、例えばブルートゥース、ジグビー等のパーソナルエリアネットワーク等とを含んでいる。これらのシステムの特性は、一定包落線と包落線変化との信号、時分割とコード分割とのマルチプレックス、高(数ワット)から低(マイクロワット)への送信出力電力の広範囲な組み合わせに及んでいる。その結果、マルチモード応用でのＲＦ電力増幅器への要望が、大きくなっている。尚、ＧＳＭは、Global System for Mobile Communicationの略である。また、ＧＰＲＳは、General Packet Radio Serviceの略である。更に、ＥＤＧＥは、Enhanced Data for GSM Evolution; Enhanced Data for GPRSの略である。また、ＷＣＤＭＡは、Wideband Code Division Multiple Accessの略である。   According to the following non-patent document 1, these mobile systems include GSM, GPRS, EDGE, WCDMA cellular and personal networks such as IEEE 803.11-b, -a, -g, etc., such as Bluetooth, ZigBee, etc. Area network and so on. These systems are characterized by a constant combination of envelope and envelope change, time division and code division multiplexing, and a wide range of transmission output power from high (several watts) to low (microwatts). It reaches to. As a result, there is a growing demand for RF power amplifiers in multimode applications. GSM is an abbreviation for Global System for Mobile Communication. GPRS is an abbreviation for General Packet Radio Service. Further, EDGE is an abbreviation for Enhanced Data for GSM Evolution; Enhanced Data for GPRS. WCDMA is an abbreviation for Wideband Code Division Multiple Access.

一方、下記非特許文献２には、ＧＳＭ８５０、ＧＳＭ９００、ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００の周波数帯域を含むクワッドバンドを送信するＲＦ電力増幅器モジュールが記載されている。尚、ＤＣＳはDigital Cellar Systemの略称、ＰＣＳはPersonal Communication Systemの略称である。このＲＦ電力増幅器モジュールは、ＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００との第１周波数帯域を持つ第１ＲＦ送信入力信号を増幅する第１電力増幅器と、ＤＣＳ１８００とＰＣＳ１９００との第２周波数帯域を持つ第２ＲＦ送信入力信号を増幅する第２電力増幅器と、第１電力増幅器の第１出力整合回路と、第２電力増幅器の第２出力整合回路と、第１出力整合回路に接続された第１方向性カップラーと、第２出力整合回路に接続された第２方向性カップラーと、第１方向性カップラーと第２方向性カップラーの出力が供給される対数パワー検出器・電力コントローラとを含んでいる。この対数パワー検出器は、方向性カップラーの出力を増幅する４段の多段増幅器と、多段増幅器の入力信号と多段増幅器の３つの段間出力信号と多段増幅器の最終出力信号とが供給される５段の検出器とで構成されている。方向性カップラーの出力と設定電圧とが対数パワー検出器により比較されて、方向性カップラーの出力が設定電圧と一致するように電力コントローラからの出力のＡＰＣ(Automatic Power Control)電圧ＶapcがＲＦ電力増幅器の利得を制御する。   On the other hand, Non-Patent Document 2 below describes an RF power amplifier module that transmits a quad band including the frequency bands of GSM850, GSM900, DCS1800, and PCS1900. DCS is an abbreviation for Digital Cellar System, and PCS is an abbreviation for Personal Communication System. The RF power amplifier module amplifies a first power amplifier for amplifying a first RF transmission input signal having a first frequency band of GSM850 and GSM900, and a second RF transmission input signal having a second frequency band of DCS1800 and PCS1900. A second power amplifier, a first output matching circuit of the first power amplifier, a second output matching circuit of the second power amplifier, a first directional coupler connected to the first output matching circuit, and a second output A second directional coupler connected to the matching circuit, and a logarithmic power detector / power controller to which the outputs of the first directional coupler and the second directional coupler are supplied. This logarithmic power detector is supplied with a four-stage multistage amplifier that amplifies the output of the directional coupler, an input signal of the multistage amplifier, three interstage output signals of the multistage amplifier, and a final output signal of the multistage amplifier. And a stage detector. The output of the directional coupler and the set voltage are compared by a logarithmic power detector, and the APC (Automatic Power Control) voltage Vapc of the output from the power controller is an RF power amplifier so that the output of the directional coupler matches the set voltage. To control the gain.

また、下記非特許文献１には、送信電力が低い動作領域ではパワー検出器の検出感度が低く十分な検出電圧が得られないので、所望するパワー制御が行えないと言う問題を解決するため、送信電力が低い動作領域で擬似検波電圧を生成することが記載されている。送信電力が低い動作領域でベースバンド信号処理ユニットからの送信出力レベル指示電圧Ｖrampと自動パワー制御電圧Ｖapcとが低い動作領域では、所定の電流Ｉrefまでは自動パワー制御電圧Ｖapcの上昇によって徐々に増加する感度アップ電流Ｉsuがパワー検出回路で生成される。この感度アップ電流Ｉsuはパワー検出器の出力に供給されることにより、パワー検出器の出力から擬似検波電圧が生成される。送信電力が低く十分な検出電圧が得られない動作領域では、この擬似検波電圧によってＲＦ電力増幅器の利得が制御される。擬似検波電圧を生成する感度アップ電流Ｉsuは、所定の電流Ｉrefに到達すると略一定の電流となる。このように、送信電力が低い動作領域で擬似検波電圧を生成するために、自動パワー制御電圧Ｖapcの上昇に対する感度アップ電流Ｉsuの増加のスロープが所定の電流Ｉrefを境界にして補正される。   Further, in Non-Patent Document 1 below, in order to solve the problem that the desired power control cannot be performed because the detection sensitivity of the power detector is low and sufficient detection voltage cannot be obtained in the operation region where the transmission power is low. It is described that a pseudo detection voltage is generated in an operation region where transmission power is low. In an operation region where the transmission output level instruction voltage Vramp from the baseband signal processing unit and the automatic power control voltage Vapc are low in an operation region where the transmission power is low, the current gradually increases as the automatic power control voltage Vapc increases up to a predetermined current Iref. The sensitivity increase current Isu is generated by the power detection circuit. This sensitivity-up current Isu is supplied to the output of the power detector, so that a pseudo detection voltage is generated from the output of the power detector. In the operation region where the transmission power is low and a sufficient detection voltage cannot be obtained, the gain of the RF power amplifier is controlled by this pseudo detection voltage. The sensitivity-up current Isu that generates the pseudo-detection voltage becomes a substantially constant current when it reaches a predetermined current Iref. As described above, in order to generate the pseudo detection voltage in the operation region where the transmission power is low, the slope of the increase in the sensitivity increase current Isu with respect to the increase of the automatic power control voltage Vapc is corrected with the predetermined current Iref as a boundary.

Ｅａｒｌ ＭｃＣｕｎｅ， “Ｈｉｇｈ−Ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ， Ｍｕｌｔｉ−Ｍｏｄｅ， Ｍｕｌｔｉ−Ｂａｎｄ Ｔｅｒｍｉｎａｌ Ｐｏｗｅｒ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒｓ”， ＩＥＥＥ ｍｉｃｒｏｗａｖｅ ｍａｇａｚｉｎｅ， Ｍａｒｃｈ ２００５， ＰＰ．４４〜５５．Earl McCune, “High-Efficiency, Multi-Mode, Multi-Band Terminal Power Amplifiers”, IEEE microwave magazine, March 2005, PP. 44-55. Ｓｈｕｙｕｎ Ｚｈａｎｇ ｅｔ ａｌ，“Ａ Ｎｏｖｅｌ Ｐｏｗｅｒ−Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ Ｍｏｄｕｌｅ ｆｏｒ Ｑｕａｄ−Ｂａｎｄ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｈａｎｄｓｅｔ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ”， ＩＥＥＥ ＴＲＡＮＳＡＣＴＩＯＮＳ ＯＮ ＭＩＣＲＯＷＡＶＥ ＴＨＥＯＲＹ ＡＮＤ ＴＥＣＨＮＩＱＵＥＳ， ＶＯＬ．５２， Ｎｏ．１１， ＮＯＶＥＭＢＥＲ ２００３， ＰＰ．２２０３−２２１０．Shuyun Zhang et al, “A Novel Power-Amplifier Module for Quad-Band Wireless Handset Applications”, IEEE TRANSACTIONS ON MICROWAVELTE QUALITY. 52, no. 11, NOVEMBER 2003, PP. 2203-2210. 特開２００５−２２３８７７号 公報Japanese Patent Laying-Open No. 2005-223877

本発明者等は本発明に先立って、ＧＳＭ８５０、ＧＳＭ９００、ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００の周波数帯域を含むクワッドバンドを送信するＲＦ電力増幅器モジュールの開発に従事した。この開発に際して、前記特許文献１に記載されたように、送信電力が低く十分な検出電圧が得られない動作領域での制御性の高いパワー制御方式が必要とされた。   Prior to the present invention, the inventors engaged in the development of an RF power amplifier module that transmits a quad band including the frequency bands of GSM850, GSM900, DCS1800, and PCS1900. In this development, as described in Patent Document 1, a power control method with high controllability in an operation region where transmission power is low and sufficient detection voltage cannot be obtained is required.

図１は、本発明に先立って本発明者等によって検討されたクワッドバンドを送信するＲＦ電力増幅器モジュールのパワー検出回路の構成を示す図である。   FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a power detection circuit of an RF power amplifier module that transmits a quad band studied by the present inventors prior to the present invention.

図１において、携帯電話のＲＦ集積回路からのRF送信信号Ｖinは、RF電力増幅器(PA)１００の入力に供給される。RF電力増幅器(PA)１００の出力のRF送信増幅信号Ｖoutは、カップラー(CPl)１０１の主線路を介して負荷ＲＬに供給される。 In FIG. 1, an RF transmission signal Vin from an RF integrated circuit of a mobile phone is supplied to an input of an RF power amplifier (PA) 100. The RF transmission amplification signal Vout output from the RF power amplifier (PA) 100 is supplied to the load RL via the main line of the coupler (CPl) 101.

パワー検出のために、RF送信増幅信号Ｖoutの一部が、カップラー(CPl)１０１の主線路から副線路へ伝達される。カップラー１０１を介して伝達されたRF送信増幅信号Ｖoutの一部はパワー検出器(Det_Ckt)１０２に供給されて、パワー検出器１０２のトランジスタやダイオードの検波素子によって検波される。パワー検出器１０２からの検出電圧は、加算器１０４の一方の入力端子に供給される。スロープ補正回路(Slope_Ckt)１０３は、前記特許文献１に記載されたものと類似の擬似検波電圧Ｖsuの生成による感度アップの機能を有している。図１の左に示すように、送信出力レベル指示電圧Ｖrampの上昇に応答する自動パワー制御電圧Ｖapcの上昇によって擬似検波電圧Ｖsuが徐々に増加する。しかし、途中で擬似検波電圧Ｖsuの増加は停止して、擬似検波電圧Ｖsuは略一定の電圧となる。スロープ補正回路１０３からの擬似検波電圧Ｖsuは、加算器１０４の他方の入力端子に供給される。その結果、加算器１０４の出力から、パワー検出器１０２の検出電圧とスロープ補正回路１０３の擬似検波電圧Ｖsuとの加算電圧である検出電圧Ｖdetが生成される。   For power detection, a part of the RF transmission amplification signal Vout is transmitted from the main line of the coupler (CPl) 101 to the sub line. A part of the RF transmission amplification signal Vout transmitted through the coupler 101 is supplied to the power detector (Det_Ckt) 102 and detected by the detector of the transistor or diode of the power detector 102. The detection voltage from the power detector 102 is supplied to one input terminal of the adder 104. The slope correction circuit (Slope_Ckt) 103 has a function of increasing sensitivity by generating a pseudo detection voltage Vsu similar to that described in Patent Document 1. As shown on the left in FIG. 1, the pseudo detection voltage Vsu gradually increases as the automatic power control voltage Vapc increases in response to the increase in the transmission output level instruction voltage Vramp. However, the increase of the pseudo detection voltage Vsu stops halfway, and the pseudo detection voltage Vsu becomes a substantially constant voltage. The pseudo detection voltage Vsu from the slope correction circuit 103 is supplied to the other input terminal of the adder 104. As a result, a detection voltage Vdet that is an addition voltage of the detection voltage of the power detector 102 and the pseudo detection voltage Vsu of the slope correction circuit 103 is generated from the output of the adder 104.

加算器１０４の出力の検出電圧Ｖdetは負帰還回路１０５の抵抗Ｒ１の一端に接続され、抵抗Ｒ１の他端は誤差増幅器(Error_Amp)１０６の反転入力端子−と負帰還回路１０５の抵抗Ｒ２の一端に接続される。抵抗Ｒ２の他端は誤差増幅器１０６の出力端子に接続され、誤差増幅器１０６の非反転入力端子＋にはベースバンド信号処理ユニットからの送信出力レベル指示電圧ＶrampがＲＦ集積回路を介して供給される。このようにして、誤差増幅器１０６の出力端子から、自動パワー制御電圧Ｖapcが生成される。検出電圧Ｖdetと自動パワー制御電圧Ｖapcと送信出力レベル指示電圧Ｖrampとの間に、次式の関係が成立する。   The detection voltage Vdet output from the adder 104 is connected to one end of the resistor R1 of the negative feedback circuit 105. The other end of the resistor R1 is the inverting input terminal of the error amplifier (Error_Amp) 106 and one end of the resistor R2 of the negative feedback circuit 105. Connected to. The other end of the resistor R2 is connected to the output terminal of the error amplifier 106, and the transmission output level instruction voltage Vramp from the baseband signal processing unit is supplied to the non-inverting input terminal + of the error amplifier 106 via the RF integrated circuit. . In this way, the automatic power control voltage Vapc is generated from the output terminal of the error amplifier 106. The relationship of the following equation is established among the detection voltage Vdet, the automatic power control voltage Vapc, and the transmission output level instruction voltage Vramp.

Ｖdet＋Ｒ1・(Ｖapc−Ｖdet)／(Ｒ1＋Ｒ2)＝Ｖramp (1)式
上記(1)式より、次式が得られる。 Vdet + R1. (Vapc-Vdet) / (R1 + R2) = Vramp (1) Expression From the above expression (1), the following expression is obtained.

Ｖapc＝(Ｒ1＋Ｒ2)・Ｖramp／Ｒ1−Ｒ2・Ｖdet／Ｒ1 (2)式
すなわち、誤差増幅器１０６と負帰還回路１０５とによって、自動パワー制御電圧Ｖapcは上記(2)式のように送信出力レベル指示電圧Ｖrampの非反転増幅成分と検出電圧Ｖdetの反転増幅成分との和となる。このような関係の自動パワー制御電圧Ｖapcによって、RF電力増幅器(PA)１００の増幅ゲインが制御され、RF送信増幅信号Ｖoutや送信電力Ｐoutのレベルが制御されることができる。 Vapc = (R1 + R2) .multidot.Vramp / R1-R2.multidot.Vdet / R1 (2) That is, the automatic power control voltage Vapc is indicated by the error amplifier 106 and the negative feedback circuit 105 as shown in the above equation (2). This is the sum of the non-inverting amplification component of the voltage Vramp and the inverting amplification component of the detection voltage Vdet. The amplification power gain of the RF power amplifier (PA) 100 is controlled by the automatic power control voltage Vapc having such a relationship, and the levels of the RF transmission amplification signal Vout and the transmission power Pout can be controlled.

図２は、図１のＲＦ電力増幅器モジュールでの自動パワー制御電圧Ｖapcに対する送信電力Ｐoutの変化の特性を示す図である。   FIG. 2 is a diagram illustrating a change characteristic of the transmission power Pout with respect to the automatic power control voltage Vapc in the RF power amplifier module of FIG.

図２に示すように、送信電力Ｐoutが−10dBmから−5dBmの極めて低い送信電力でパワー検出器１０２から十分な検出電圧が得られない動作領域でも、スロープ補正回路１０３からの擬似検波電圧Ｖsuが利用されることで、比較的制御性の高いパワー制御が実現される。この低送信電力動作領域でのパワー制御は、擬似検波電圧Ｖsuと送信出力レベル指示電圧Ｖrampとの誤差増幅器１０６での電圧比較によって実現される。送信電力Ｐoutが−5dBmから＋5dBmの中間送信電力の動作領域では、パワー検出器１０２から検出電圧が得られ始める一方、スロープ補正回路１０３からの擬似検波電圧Ｖsuも少しずつ飽和を開始する。従って、この中間送信電力動作領域でのパワー制御は、パワー検出器１０２の検出電圧とスロープ補正回路１０３の擬似検波電圧Ｖsuとの加算電圧である検出電圧Ｖdetと送信出力レベル指示電圧Ｖrampとの誤差増幅器１０６での電圧比較により実現される。送信電力Ｐoutが＋5dBm以上の高送信電力の動作領域では、パワー検出器１０２から十分な検出電圧が得られる一方、スロープ補正回路１０３からの擬似検波電圧Ｖsuは完全に飽和している。従って、この高送信電力動作領域でのパワー制御は、略パワー検出器１０２による検出電圧Ｖdetと送信出力レベル指示電圧Ｖrampとの誤差増幅器１０６での電圧比較により実現される。   As shown in FIG. 2, the pseudo detection voltage Vsu from the slope correction circuit 103 is obtained even in an operation region where a sufficient detection voltage cannot be obtained from the power detector 102 with an extremely low transmission power Pout of −10 dBm to −5 dBm. By being used, power control with relatively high controllability is realized. The power control in this low transmission power operation region is realized by comparing the voltage at the error amplifier 106 between the pseudo detection voltage Vsu and the transmission output level instruction voltage Vramp. In the operation region of the intermediate transmission power where the transmission power Pout is −5 dBm to +5 dBm, the detection voltage starts to be obtained from the power detector 102, while the pseudo detection voltage Vsu from the slope correction circuit 103 starts to be saturated little by little. Therefore, the power control in this intermediate transmission power operation region is performed by an error between the detection voltage Vdet, which is a sum of the detection voltage of the power detector 102 and the pseudo detection voltage Vsu of the slope correction circuit 103, and the transmission output level instruction voltage Vramp. This is realized by voltage comparison at the amplifier 106. In an operation region of high transmission power where the transmission power Pout is +5 dBm or more, a sufficient detection voltage is obtained from the power detector 102, while the pseudo detection voltage Vsu from the slope correction circuit 103 is completely saturated. Therefore, the power control in this high transmission power operation region is realized by comparing the voltage at the error amplifier 106 between the detection voltage Vdet and the transmission output level instruction voltage Vramp by the power detector 102.

しかしながら、本発明者等による検討の結果、図１に示されたＲＦ電力増幅器モジュールでのパワー制御は、下記のような問題を有することが明らかとされた。   However, as a result of studies by the present inventors, it has been clarified that power control in the RF power amplifier module shown in FIG. 1 has the following problems.

それは、パワー制御の動作で、RF電力増幅器１００のオープンループ・電圧ゲインのバラツキの影響が極めて大きいと言うものである。すなわち、図２のように送信電力Ｐoutが−10dBmから−5dBmの極めて低い送信電力の動作領域でのパワー制御では、スロープ補正回路１０３が正規の制御経路をバイパスして擬似検波電圧Ｖsuを誤差増幅器１０６の負帰還回路１０５にフィードバックしている。正規の制御経路は、RF電力増幅器１００、カップラー１０１、パワー検出器１０２である。この変則フィードバック・クローズド・ループの外部のRF電力増幅器１００のRF送信増幅信号Ｖoutや送信電力Ｐoutのレベルが制御されるが、RF電力増幅器１００のオープンループ・電圧ゲインのバラツキが、送信電力Ｐoutのバラツキの原因となるものである。また、RF電力増幅器１００のオープンループ・電圧ゲインのバラツキは、低送信電力動作領域だけではなく、中間送信電力の動作領域や高送信電力動作領域でのRF電力増幅器１００の送信電力Ｐoutのバラツキの原因となることも明らかとされた。図２の特性曲線上の白丸はバラツキの分布中心を示し、白丸と垂直な太線はバラツキの上限と下限との間の分布範囲を示している。   That is, the influence of variation in open-loop voltage gain of the RF power amplifier 100 is extremely large in the power control operation. That is, as shown in FIG. 2, in the power control in the operation region where the transmission power Pout is extremely low from −10 dBm to −5 dBm, the slope correction circuit 103 bypasses the normal control path to generate the pseudo detection voltage Vsu as an error amplifier. The negative feedback circuit 105 is fed back. The normal control path is the RF power amplifier 100, the coupler 101, and the power detector 102. The level of the RF transmission amplification signal Vout and the transmission power Pout of the RF power amplifier 100 outside the anomalous feedback closed loop is controlled. The variation of the open loop voltage gain of the RF power amplifier 100 is the transmission power Pout. It causes variation. The variation of the open loop voltage gain of the RF power amplifier 100 is not limited to the low transmission power operation region, but also the variation of the transmission power Pout of the RF power amplifier 100 in the intermediate transmission power operation region and the high transmission power operation region. It was also revealed that this was the cause. A white circle on the characteristic curve in FIG. 2 indicates the distribution center of the variation, and a thick line perpendicular to the white circle indicates a distribution range between the upper limit and the lower limit of the variation.

図３も、本発明に先立って本発明者等によって検討されたクワッドバンドを送信するＲＦ電力増幅器モジュールのパワー検出回路の構成を示す図である。図３のＲＦ電力増幅器モジュールのパワー検出回路では、本発明者等による上記検討の結果を参考にして、擬似検波電圧Ｖsuを生成するスロープ補正回路(Slope_Ckt)１０３は廃止された。その代わりに、送信電力が低く十分な検出電圧が得られない動作領域での制御性を向上するために、送信出力レベル指示電圧Ｖrampのレベルを減衰して誤差増幅器(Error_Amp)１０６の非反転入力端子＋に供給するアッテネーター１０７が追加された。このアッテネーター１０７は直列接続された２個の分圧抵抗Ｒ3、Ｒ4により構成され、抵抗Ｒ4の一端に送信出力レベル指示電圧Ｖrampが供給され、抵抗Ｒ4の他端は誤差増幅器１０６の非反転入力端子＋と抵抗Ｒ3の一端に接続され、抵抗Ｒ3の他端は接地電圧GNDに接続されている。   FIG. 3 is also a diagram showing a configuration of a power detection circuit of an RF power amplifier module that transmits a quad band studied by the present inventors prior to the present invention. In the power detection circuit of the RF power amplifier module in FIG. 3, the slope correction circuit (Slope_Ckt) 103 for generating the pseudo detection voltage Vsu is abolished with reference to the result of the above examination by the present inventors. Instead, the non-inverting input of the error amplifier (Error_Amp) 106 is attenuated by reducing the level of the transmission output level instruction voltage Vramp in order to improve the controllability in the operation region where the transmission power is low and a sufficient detection voltage cannot be obtained. An attenuator 107 for supplying to the terminal + is added. The attenuator 107 is composed of two voltage-dividing resistors R3 and R4 connected in series. A transmission output level indicating voltage Vramp is supplied to one end of the resistor R4, and the other end of the resistor R4 is a non-inverting input terminal of the error amplifier 106. + Is connected to one end of the resistor R3, and the other end of the resistor R3 is connected to the ground voltage GND.

図４は、図３のＲＦ電力増幅器モジュールでの自動パワー制御電圧Ｖapcに対する送信電力Ｐoutの変化の特性を示す図である。   FIG. 4 is a diagram showing a change characteristic of the transmission power Pout with respect to the automatic power control voltage Vapc in the RF power amplifier module of FIG.

送信電力Ｐoutが−10dBmから−5dBmの極めて低い送信電力でパワー検出器(Det_Ckt)１０２から十分な検出電圧が得られない動作領域では、送信出力レベル指示電圧Ｖrampの分圧抵抗Ｒ3、Ｒ4による分圧電圧により、図４の特性Ｌ１に示すように、パワー制御が実現される。この低送信電力動作領域ではパワー検出器１０２から検出電圧が得られないので、送信出力レベル指示電圧Ｖrampの分圧抵抗Ｒ3、Ｒ4による分圧電圧によるオープン・ループでのパワー制御が実行される。アッテネーター１０７の分圧抵抗Ｒ3、Ｒ4によるアッテネーションによって、図４の特性Ｌ１に示すように、送信出力レベル指示電圧Ｖrampの増加に対する送信電力Ｐoutの増加を緩和することができる。分圧抵抗Ｒ3、Ｒ4によるアッテネーションは、−10dBmから−5dBmの極めて低い送信電力の動作領域だけではなく、−5dBmから＋5dBmの中間送信電力の動作領域や、＋5dBm以上の高送信電力の動作領域でも行われる。その結果、中間送信電力の動作領域や高送信電力の動作領域での送信出力レベル指示電圧Ｖrampの変化に対する送信電力Ｐoutの変化の制御感度が低くなることが判明した。これは、次のようなメカニズムによって、発生する。図３に示すパワー検出回路では、検出電圧Ｖdetと自動パワー制御電圧Ｖapcと送信出力レベル指示電圧Ｖrampとの間に、次式の関係が成立する。   In an operation region where the transmission power Pout is very low transmission power of −10 dBm to −5 dBm and a sufficient detection voltage cannot be obtained from the power detector (Det_Ckt) 102, the transmission output level instruction voltage Vramp is divided by the voltage dividing resistors R 3 and R 4. Power control is realized by the voltage as shown by the characteristic L1 in FIG. In this low transmission power operation region, since the detection voltage cannot be obtained from the power detector 102, open loop power control is performed by the divided voltage by the divided resistors R3 and R4 of the transmission output level instruction voltage Vramp. By the attenuation by the voltage dividing resistors R3 and R4 of the attenuator 107, as shown by the characteristic L1 in FIG. 4, the increase in the transmission power Pout with respect to the increase in the transmission output level instruction voltage Vramp can be mitigated. Attenuation due to the voltage dividing resistors R3 and R4 is not only in an operating region with an extremely low transmission power of −10 dBm to −5 dBm, but also in an operating region with an intermediate transmission power of −5 dBm to +5 dBm or an operating region with high transmission power of +5 dBm or more Done. As a result, it has been found that the control sensitivity of the change in the transmission power Pout with respect to the change in the transmission output level instruction voltage Vramp in the intermediate transmission power operation region and the high transmission power operation region is low. This occurs by the following mechanism. In the power detection circuit shown in FIG. 3, the following relationship is established among the detection voltage Vdet, the automatic power control voltage Vapc, and the transmission output level instruction voltage Vramp.

Ｖdet＋Ｒ1・(Ｖapc−Ｖdet)／(Ｒ1＋Ｒ2)＝Ｒ3・Ｖramp／(Ｒ3+Ｒ4) (3)式
上記(3)式より、次式が得られる。 Vdet + R1. (Vapc-Vdet) / (R1 + R2) = R3.Vramp / (R3 + R4) (3) Expression From the above expression (3), the following expression is obtained.

Ｖapc＝(Ｒ1＋Ｒ2)・Ｒ3・Ｖramp／Ｒ1・(Ｒ3+Ｒ4)−Ｒ2・Ｖdet／Ｒ1
＝(1＋Ｒ2／Ｒ1)・Ｒ3・Ｖramp／(Ｒ3+Ｒ4)−Ｒ2・Ｖdet／Ｒ1 (4)式
すなわち、前記(2)式と比較すると上記(4)式で示される送信出力レベル指示電圧Ｖrampの変化に対する自動パワー制御電圧Ｖapcの変化の制御感度は、Ｒ3・／(Ｒ3+Ｒ4)の分小さくなる。図３に示すパワー検出回路で図１に示すパワー検出回路の前記(2)式で示される制御感度と同じ制御感度を得るためには、図３に示すパワー検出回路の負帰還回路１０５の(Ｒ1＋Ｒ2)／Ｒ1の値を図１に示すパワー検出回路の負帰還回路１０５の(Ｒ1＋Ｒ2)／Ｒ1の値よりも大きくすれば良い。このようにして、図３に示すパワー検出回路の制御感度の特性は、図４の特性Ｌ２に示すように図２の特性と同様に高い制御感度を得ることができる。しかし、図３に示すパワー検出回路の負帰還回路１０５の(Ｒ1＋Ｒ2)／Ｒ1の値が大きくしたことにより、パワー検出器１０２からの検出電圧Ｖdetに対する誤差増幅器１０６の反転電圧ゲイン−Ｒ2／Ｒ1(前記(4)式の右辺の第２項参照)の値が大きくなる。その結果、誤差増幅器１０６、RF電力増幅器１００、カップラー１０１、パワー検出器１０２、負帰還回路１０５で構成される負帰還制御ループの位相余裕が小さくなって、負帰還制御ループが不安定となり、発振の危険性が増加することが、本発明者等の検討によって判明した。 Vapc = (R1 + R2) ・ R3 ・ Vramp / R1 ・ (R3 + R4) −R2 ・ Vdet / R1
= (1 + R2 / R1) * R3 * Vramp / (R3 + R4) -R2 * Vdet / R1 (4) That is, when compared with the above expression (2), the transmission output level indicating voltage Vramp shown in the above expression (4) The control sensitivity of the change of the automatic power control voltage Vapc with respect to the change of R becomes smaller by R3 · / (R3 + R4). In order to obtain the same control sensitivity as the control sensitivity represented by the expression (2) of the power detection circuit shown in FIG. 1 in the power detection circuit shown in FIG. 3, the negative feedback circuit 105 of the power detection circuit shown in FIG. The value of (R1 + R2) / R1 may be made larger than the value of (R1 + R2) / R1 of the negative feedback circuit 105 of the power detection circuit shown in FIG. In this way, the control sensitivity characteristic of the power detection circuit shown in FIG. 3 can be as high as the characteristic shown in FIG. 2, as shown by the characteristic L2 in FIG. However, since the value of (R1 + R2) / R1 of the negative feedback circuit 105 of the power detection circuit shown in FIG. 3 is increased, the inverted voltage gain of the error amplifier 106 with respect to the detection voltage Vdet from the power detector 102 -R2 / R1 ( The value of the second term on the right side of the equation (4) increases. As a result, the phase margin of the negative feedback control loop composed of the error amplifier 106, the RF power amplifier 100, the coupler 101, the power detector 102, and the negative feedback circuit 105 becomes small, the negative feedback control loop becomes unstable, and oscillation occurs. It has been clarified by the present inventors that the risk increases.

本発明は、以上のような本発明に先立った本発明者等の検討の結果、なされたものである。従って、本発明の目的とするところは、RF電力増幅器のオープンループ・電圧ゲインのバラツキの影響が少なく、負帰還制御ループの安定性の高いRF電力増幅器のパワー制御を行うことが可能なRF電力増幅装置を提供することにある。本発明の前記ならびにその他の目的と新規な特徴は、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。   The present invention has been made as a result of the study of the present inventors prior to the present invention as described above. Therefore, the object of the present invention is to reduce the influence of open loop and voltage gain variations of the RF power amplifier and to control the RF power amplifier with high stability in the negative feedback control loop. It is to provide an amplifying device. The above and other objects and novel features of the present invention will be apparent from the description of this specification and the accompanying drawings.

本願において開示される発明のうちの代表的なものについて簡単に説明すれば下記のとおりである。   A typical one of the inventions disclosed in the present application will be briefly described as follows.

即ち、本発明の代表的なＲＦ電力増幅装置では、ＲＦ電力増幅器(１００)のゲインを制御する誤差増幅器(１０６)の非反転入力端子に、アッテネーター(１０７、Ｒ3、Ｒ4)を介して送信出力レベル指示電圧(Ｖramp)が供給される。誤差増幅器(１０６)の出力端子の自動パワー制御電圧(Ｖapc)により、前記ＲＦ電力増幅器(１００)のゲインが制御される。また、誤差増幅器(１０６)の出力端子と反転入力端子との間の負帰還回路(１０５)の第１抵抗(Ｒ1)と第２抵抗(Ｒ2)とに、他の抵抗(Ｒ5)が追加される(図５参照)。   That is, in the representative RF power amplifier of the present invention, the non-inverting input terminal of the error amplifier (106) for controlling the gain of the RF power amplifier (100) is transmitted through the attenuators (107, R3, R4). A level indicating voltage (Vramp) is supplied. The gain of the RF power amplifier (100) is controlled by the automatic power control voltage (Vapc) at the output terminal of the error amplifier (106). Further, another resistor (R5) is added to the first resistor (R1) and the second resistor (R2) of the negative feedback circuit (105) between the output terminal and the inverting input terminal of the error amplifier (106). (See FIG. 5).

本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば下記の通りである。すなわち、RF電力増幅器のオープンループ・電圧ゲインのバラツキの影響が少なく、負帰還制御ループの安定性の高いRF電力増幅器のパワー制御を行うことが可能なRF電力増幅を提供することができる。   The effects obtained by the representative ones of the inventions disclosed in the present application will be briefly described as follows. That is, it is possible to provide an RF power amplifier capable of performing the power control of the RF power amplifier having a low stability of the negative feedback control loop with little influence of the open loop and voltage gain variations of the RF power amplifier.

《代表的な実施の形態》
先ず、本願において開示される発明の代表的な実施の形態について概要を説明する。代表的な実施の形態についての概要説明で括弧を付して参照する図面の参照符号はそれが付された構成要素の概念に含まれるものを例示するに過ぎない。 <Typical embodiment>
First, an outline of a typical embodiment of the invention disclosed in the present application will be described. The reference numerals of the drawings referred to with parentheses in the outline description of the representative embodiments merely exemplify what are included in the concept of the components to which the reference numerals are attached.

〔１〕本発明の代表的な実施の形態によるＲＦ電力増幅装置は、ＲＦ送信入力信号(Ｖin)を増幅するＲＦ電力増幅器(１００)と、カップラー(１０１)と、負帰還回路(１０５)と、誤差増幅器(１０６)と、アッテネーター(１０７)とを具備する。   [1] An RF power amplifier according to a typical embodiment of the present invention includes an RF power amplifier (100) that amplifies an RF transmission input signal (Vin), a coupler (101), a negative feedback circuit (105), And an error amplifier (106) and an attenuator (107).

前記ＲＦ電力増幅器の出力のＲＦ送信出力信号(Ｖout)が前記カップラー(１０１)に供給されることによって、前記カップラー(１０１)から検出電圧(Ｖdet)が生成される。   An RF transmission output signal (Vout) output from the RF power amplifier is supplied to the coupler (101), so that a detection voltage (Vdet) is generated from the coupler (101).

前記負帰還回路(１０５)は、一端に前記カップラーからの前記検出電圧が供給され他端が前記誤差増幅器(１０６)の反転入力端子に接続された第１抵抗(Ｒ1)と、一端が前記誤差増幅器の出力端子に接続され他端が前記誤差増幅器の前記反転入力端子に接続された第２抵抗(Ｒ2)とを含む。   The negative feedback circuit (105) has one end supplied with the detection voltage from the coupler and the other end connected to the inverting input terminal of the error amplifier (106), and one end connected to the error. A second resistor (R2) connected to the output terminal of the amplifier and having the other end connected to the inverting input terminal of the error amplifier.

前記誤差増幅器の前記出力端子から自動パワー制御電圧(Ｖapc)が生成され、該自動パワー制御電圧により前記ＲＦ電力増幅器(１００)のゲインが制御される。   An automatic power control voltage (Vapc) is generated from the output terminal of the error amplifier, and the gain of the RF power amplifier (100) is controlled by the automatic power control voltage.

前記アッテネーター(１０７)は、前記誤差増幅器の非反転入力端子と基準電位との間に接続された第３抵抗(Ｒ3)と、送信出力レベル指示電圧(Ｖramp)を前記誤差増幅器の前記非反転入力端子に供給する第４抵抗(Ｒ4)とを含む。   The attenuator (107) receives a third resistor (R3) connected between a non-inverting input terminal of the error amplifier and a reference potential, and a transmission output level indicating voltage (Vramp) as the non-inverting input of the error amplifier. And a fourth resistor (R4) supplied to the terminal.

前記負帰還回路は、一端が前記誤差増幅器の前記反転入力端子に接続され他端が基準電位に接続された第５抵抗(Ｒ5)を更に含む(図５参照)。   The negative feedback circuit further includes a fifth resistor (R5) having one end connected to the inverting input terminal of the error amplifier and the other end connected to a reference potential (see FIG. 5).

前記実施の形態によれば、前記負帰還回路(１０５)に前記第５抵抗(Ｒ5)が追加されたので、送信出力レベル指示電圧(Ｖramp)の変化に対する自動パワー制御電圧(Ｖapc)の変化の制御感度を向上することができる。   According to the embodiment, since the fifth resistor (R5) is added to the negative feedback circuit (105), the change of the automatic power control voltage (Vapc) with respect to the change of the transmission output level instruction voltage (Vramp) is reduced. Control sensitivity can be improved.

本発明の好適な実施の形態によるＲＦ電力増幅装置では、前記ＲＦ電力増幅器はローバンドＲＦ送信入力信号と前記ローバンドＲＦ送信入力信号の周波数よりも高い周波数を有するハイバンドＲＦ送信入力信号とを増幅可能に構成されている。前記ＲＦ電力増幅器が前記ローバンドＲＦ送信入力信号を増幅する際には、前記負帰還回路の前記第５抵抗は第１抵抗値(Ｒ5A)に設定され、前記ＲＦ電力増幅器が前記ハイバンドＲＦ送信入力信号を増幅する際には、前記負帰還回路の前記第５抵抗は前記第１抵抗値(Ｒ5A)よりも抵抗値の低い第２抵抗値(Ｒ5B)に設定される(図７参照)。   In an RF power amplifier according to a preferred embodiment of the present invention, the RF power amplifier can amplify a low-band RF transmission input signal and a high-band RF transmission input signal having a frequency higher than the frequency of the low-band RF transmission input signal. It is configured. When the RF power amplifier amplifies the low-band RF transmission input signal, the fifth resistance of the negative feedback circuit is set to a first resistance value (R5A), and the RF power amplifier is set to the high-band RF transmission input. When a signal is amplified, the fifth resistor of the negative feedback circuit is set to a second resistance value (R5B) having a lower resistance value than the first resistance value (R5A) (see FIG. 7).

前記好適な実施の形態によれば、送信周波数の高低によりカップラー(１０１)からの検出電圧(Ｖdet)が高低となっても、ＲＦ電力増幅器(１００)のゲイン制御の制御感度を略一定とすることができる。   According to the preferred embodiment, even when the detection voltage (Vdet) from the coupler (101) becomes high or low due to the high or low transmission frequency, the control sensitivity of the gain control of the RF power amplifier (100) is made substantially constant. be able to.

本発明のより好適な実施の形態によるＲＦ電力増幅装置では、前記ＲＦ電力増幅器はローバンドＲＦ送信入力信号を増幅するためのローバンドＲＦ電力増幅器(１)と、前記ローバンドＲＦ送信入力信号の周波数よりも高い周波数を有するハイバンドＲＦ送信入力信号を増幅するためのハイバンドＲＦ電力増幅器(２)とを含む。   In an RF power amplifier according to a more preferred embodiment of the present invention, the RF power amplifier includes a low-band RF power amplifier (1) for amplifying a low-band RF transmission input signal, and a frequency of the low-band RF transmission input signal. A high-band RF power amplifier (2) for amplifying a high-band RF transmission input signal having a high frequency.

前記カップラーは、ローバンドカップラー(CPL_LB)と、ハイバンドカップラー(CPL_ＨB)とを含む。   The coupler includes a low band coupler (CPL_LB) and a high band coupler (CPL_HB).

前記ローバンドカップラー(CPL_LB)に前記ローバンドＲＦ電力増幅器の出力からのローバンドＲＦ送信出力信号が供給されることによって、前記ローバンドカップラーからローバンド検出信号(RF_in_LB)が生成される。   When the low-band RF transmission output signal from the output of the low-band RF power amplifier is supplied to the low-band coupler (CPL_LB), a low-band detection signal (RF_in_LB) is generated from the low-band coupler.

前記ハイバンドカップラー(CPL_HB)に前記ハイバンドＲＦ電力増幅器の出力からのハイバンドＲＦ送信出力信号が供給されることによって、前記ハイバンドカップラーからハイバンド検出信号(RF_in_HB)が生成される。   A high band detection signal (RF_in_HB) is generated from the high band coupler by supplying a high band RF transmission output signal from the output of the high band RF power amplifier to the high band coupler (CPL_HB).

前記ローバンドカップラーからの前記ローバンド検出信号と前記ハイバンドカップラーからの前記ハイバンド検出信号とが選択的に入力に供給される検出電圧増幅器(２４)の出力の前記検出電圧(Ｖdet)が、前記負帰還回路(１０５)の前記第１抵抗(Ｒ1)の前記一端に供給される。   The detection voltage (Vdet) at the output of the detection voltage amplifier (24) to which the low band detection signal from the low band coupler and the high band detection signal from the high band coupler are selectively supplied to the input is the negative voltage. It is supplied to the one end of the first resistor (R1) of the feedback circuit (105).

前記検出電圧増幅器の前記入力に前記ローバンドカップラーからの前記ローバンド検出信号が供給される際に、前記検出電圧増幅器の電圧増幅率は第１増幅率に設定される。前記検出電圧増幅器の前記入力に前記ハイバンドカップラーからの前記ハイバンド検出信号が供給される際に、前記検出電圧増幅器の電圧増幅率は前記第１増幅率よりも大きな増幅率の第２増幅率に設定される(図９参照)。   When the low-band detection signal from the low-band coupler is supplied to the input of the detection voltage amplifier, the voltage amplification factor of the detection voltage amplifier is set to the first amplification factor. When the high-band detection signal from the high-band coupler is supplied to the input of the detection voltage amplifier, the voltage amplification factor of the detection voltage amplifier is a second amplification factor that is larger than the first amplification factor. (See FIG. 9).

前記より好適な実施の形態によれば、送信周波数の低高によりカップラー(CPL_LB、CPL_HB)から検出信号(RF_in_LB、RF_in_HB)が低高となっても、ＲＦ電力増幅器(１、２)のゲイン制御の制御感度を略一定とすることができる。   According to the more preferred embodiment, even if the detection signals (RF_in_LB, RF_in_HB) are low and high from the couplers (CPL_LB, CPL_HB) due to low and high transmission frequencies, the gain control of the RF power amplifiers (1, 2) is performed. The control sensitivity can be made substantially constant.

本発明の他のより好適な実施の形態によるＲＦ電力増幅装置では、前記ＲＦ電力増幅器はローバンドＲＦ送信入力信号を増幅するためのローバンドＲＦ電力増幅器(１)と、前記ローバンドＲＦ送信入力信号の周波数よりも高い周波数を有するハイバンドＲＦ送信入力信号を増幅するためのハイバンドＲＦ電力増幅器(２)とを含む。   In an RF power amplifier according to another more preferred embodiment of the present invention, the RF power amplifier includes a low-band RF power amplifier (1) for amplifying a low-band RF transmission input signal, and a frequency of the low-band RF transmission input signal. And a high-band RF power amplifier (2) for amplifying a high-band RF transmission input signal having a higher frequency.

前記カップラー(５４)に前記ローバンドＲＦ電力増幅器の出力からのローバンドＲＦ送信出力信号と前記ハイバンドＲＦ電力増幅器の出力からのハイバンドＲＦ送信出力信号とが選択的に供給されることによって、前記カップラーから検出信号(７９)が生成される。   The coupler (54) is selectively supplied with a low-band RF transmission output signal from the output of the low-band RF power amplifier and a high-band RF transmission output signal from the output of the high-band RF power amplifier. From this, a detection signal (79) is generated.

前記カップラーからの前記検出信号が入力に供給される検出電圧増幅器(６４)の出力の前記検出電圧(Ｖdet)が、前記負帰還回路(１０５)の前記第１抵抗(Ｒ1)の前記一端に供給される。   The detection voltage (Vdet) output from the detection voltage amplifier (64) to which the detection signal from the coupler is supplied to the input is supplied to the one end of the first resistor (R1) of the negative feedback circuit (105). Is done.

前記カップラーに前記ローバンドＲＦ電力増幅器からの前記ローバンドＲＦ送信出力信号が供給される際に、前記検出電圧増幅器の電圧増幅率は第１増幅率に設定される。前記カップラーに前記ハイバンドＲＦ電力増幅器の前記ハイバンドＲＦ送信出力信号が供給される際に、前記検出電圧増幅器の電圧増幅率は前記第１増幅率よりも大きな増幅率の第２増幅率に設定される(図１０参照)。   When the low band RF transmission output signal from the low band RF power amplifier is supplied to the coupler, the voltage amplification factor of the detection voltage amplifier is set to the first amplification factor. When the high band RF transmission output signal of the high band RF power amplifier is supplied to the coupler, the voltage amplification factor of the detection voltage amplifier is set to a second amplification factor that is larger than the first amplification factor. (See FIG. 10).

前記他のより好適な実施の形態によれば、送信周波数の低高によりカップラーから検出信号が低高となっても、ＲＦ電力増幅器(１、２)のゲイン制御の制御感度を略一定とすることができる。   According to the other more preferred embodiment, even if the detection signal from the coupler becomes low due to the low transmission frequency, the control sensitivity of the gain control of the RF power amplifier (1, 2) is made substantially constant. be able to.

本発明の具体的な実施の形態によるＲＦ電力増幅装置では、前記ローバンドＲＦ送信出力信号はＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００とのローバンドＲＦ周波数帯域を持ち、前記ハイバンドＲＦ送信出力信号はＤＣＳ１８００とＰＣＳ１９００とのハイバンドＲＦ周波数帯域を持つ。   In an RF power amplifier according to a specific embodiment of the present invention, the low-band RF transmission output signal has a low-band RF frequency band of GSM850 and GSM900, and the high-band RF transmission output signal is a high-band of DCS1800 and PCS1900. It has an RF frequency band.

本発明の具体的な実施の形態によるＲＦ電力増幅装置では、前記基準電位は接地電圧(GND)である。   In the RF power amplifier according to the specific embodiment of the present invention, the reference potential is a ground voltage (GND).

〔２〕本発明の別の観点の代表的な実施の形態によるＲＦ電力増幅装置は、ＲＦ送信入力信号(Ｖin)を増幅するＲＦ電力増幅器(１００)と、カップラー(１０１)と、負帰還回路(１０５)と、誤差増幅器(１０６)と、アッテネーター(１０７)とをＲＦパワーモジュールのパッケージの内部に具備する。   [2] An RF power amplifier according to a representative embodiment of another aspect of the present invention includes an RF power amplifier (100) for amplifying an RF transmission input signal (Vin), a coupler (101), and a negative feedback circuit. (105), an error amplifier (106), and an attenuator (107) are provided inside the package of the RF power module.

前記ＲＦ電力増幅器の出力のＲＦ送信出力信号(Ｖout)が前記カップラー(１０１)に供給されることによって、前記カップラー(１０１)から検出電圧(Ｖdet)が生成される。   An RF transmission output signal (Vout) output from the RF power amplifier is supplied to the coupler (101), so that a detection voltage (Vdet) is generated from the coupler (101).

前記負帰還回路(１０５)は、一端に前記カップラーからの前記検出電圧が供給され他端が前記誤差増幅器(１０６)の反転入力端子に接続された第１抵抗(Ｒ1)と、一端が前記誤差増幅器の出力端子に接続され他端が前記誤差増幅器の前記反転入力端子に接続された第２抵抗(Ｒ2)とを含む。   The negative feedback circuit (105) has one end supplied with the detection voltage from the coupler and the other end connected to the inverting input terminal of the error amplifier (106), and one end connected to the error. A second resistor (R2) connected to the output terminal of the amplifier and having the other end connected to the inverting input terminal of the error amplifier.

前記誤差増幅器の前記出力端子から自動パワー制御電圧(Ｖapc)が生成され、該自動パワー制御電圧により前記ＲＦ電力増幅器(１００)のゲインが制御される。   An automatic power control voltage (Vapc) is generated from the output terminal of the error amplifier, and the gain of the RF power amplifier (100) is controlled by the automatic power control voltage.

前記アッテネーター(１０７)は、前記誤差増幅器の非反転入力端子と基準電位との間に接続された第３抵抗(Ｒ3)と、送信出力レベル指示電圧(Ｖramp)を前記誤差増幅器の前記非反転入力端子に供給する第４抵抗(Ｒ4)とを含む。   The attenuator (107) receives a third resistor (R3) connected between a non-inverting input terminal of the error amplifier and a reference potential, and a transmission output level indicating voltage (Vramp) as the non-inverting input of the error amplifier. And a fourth resistor (R4) supplied to the terminal.

前記負帰還回路は、一端が前記誤差増幅器の前記反転入力端子に接続され他端が基準電位に接続された第５抵抗(Ｒ5)を更に含む(図５参照)。   The negative feedback circuit further includes a fifth resistor (R5) having one end connected to the inverting input terminal of the error amplifier and the other end connected to a reference potential (see FIG. 5).

《実施の形態の説明》
次に、実施の形態について更に詳述する。 << Description of Embodiment >>
Next, the embodiment will be described in more detail.

《ＲＦ電力増幅器モジュールの基本的なパワー検出回路》
図５は、本発明の１つの実施の形態によるＲＦ電力増幅器モジュールの基本的なパワー検出回路の構成を示す図である。図５に示すパワー検出回路は、図３に示すパワー検出回路の誤差増幅器(Error_Amp)１０６の負帰還回路１０５の抵抗Ｒ1の他端と誤差増幅器１０６の反転入力端子−と抵抗Ｒ2の一端と接地電圧GNDとの間に抵抗Ｒ5が追加されたものであり、その他の構成は図３と同一である。図５に示すパワー検出回路では、誤差増幅器１０６に抵抗Ｒ5が追加されたので、送信出力レベル指示電圧Ｖrampと自動パワー制御電圧Ｖapcと検出電圧Ｖdetとの間の関係は、次のようにして求められる。 << Basic power detection circuit of RF power amplifier module >>
FIG. 5 is a diagram showing a configuration of a basic power detection circuit of the RF power amplifier module according to one embodiment of the present invention. The power detection circuit shown in FIG. 5 includes the other end of the resistor R1 of the negative feedback circuit 105 of the error amplifier (Error_Amp) 106 of the power detection circuit shown in FIG. 3, the inverting input terminal of the error amplifier 106, one end of the resistor R2, and the ground. A resistor R5 is added to the voltage GND, and other configurations are the same as those in FIG. In the power detection circuit shown in FIG. 5, since the resistor R5 is added to the error amplifier 106, the relationship among the transmission output level instruction voltage Vramp, the automatic power control voltage Vapc, and the detection voltage Vdet is obtained as follows. It is done.

すなわち、パワー検出器(Det_Ckt)１０２の出力から負帰還回路１０５の抵抗Ｒ1に流入する電流を、Ｉ1とする。また、誤差増幅器１０６の出力から負帰還回路１０５の抵抗Ｒ2に流入する電流を、Ｉ2とする。更に、負帰還回路１０５の抵抗Ｒ5から接地電圧GNDに流入する電流を、Ｉ5とする。電流Ｉ1と電流Ｉ2と電流Ｉ5との間には、次式の関係が成立する。 That is, the current flowing from the output of the power detector (Det_Ckt) 102 to the resistor R1 of the negative feedback circuit 105, and I 1. Further, the current flowing into the resistor R2 of the negative feedback circuit 105 from the output of the error amplifier 106, and I 2. Further, the current flowing into the ground voltage GND from the resistor R5 of the negative feedback circuit 105, and I 5. The relationship of the following equation is established among the current I 1 , the current I 2, and the current I 5 .

Ｉ1＋Ｉ2＝Ｉ5 ∴Ｉ2＝Ｉ5−Ｉ1 (5)式
誤差増幅器１０６による負帰還によってアッテネーター１０７の２個の抵抗Ｒ3、Ｒ4による送信出力レベル指示信号Ｖrampの分圧電圧Ｖramp´と略等しい電圧が負帰還回路１０５の抵抗Ｒ5の両端の間に供給されるので、抵抗Ｒ5に流れる電流Ｉ5は次のように求めることができる。 I 1 + I 2 = I 5 ∴I 2 = I 5 −I 1 (5) Expression By the negative feedback by the error amplifier 106, the divided voltage Vramp ′ of the transmission output level instruction signal Vramp by the two resistors R3 and R4 of the attenuator 107 If so substantially equal voltage is supplied between both ends of the resistor R5 of the negative feedback circuit 105, a current I 5 flowing through the resistor R5 can be determined as follows.

Ｉ5＝Ｖramp´／Ｒ5＝Ｒ3・Ｖramp／(Ｒ3+Ｒ4)・Ｒ5 (6)式
また、抵抗Ｒ1に流れる電流Ｉ1は次のように求めることができる。 I 5 = Vramp ′ / R5 = R3 · Vramp / (R3 + R4) · R5 (6) Further, the current I 1 flowing through the resistor R1 can be obtained as follows.

Ｉ1＝(Ｖdet−Ｖramp´)／Ｒ1＝Ｖdet／Ｒ1−Ｒ3・Ｖramp／Ｒ1・(Ｒ3+Ｒ4) (7)式
従って、上記(5)式と上記(6)式と上記(7)式とから、次式が得られる。 I 1 = (Vdet−Vramp ′) / R1 = Vdet / R1−R3 · Vramp / R1 · (R3 + R4) (7) Equation (5), Equation (6) and Equation (7) From the following, the following equation is obtained.

Ｉ2＝Ｉ5−Ｉ1
＝Ｒ3・Ｖramp／(Ｒ3+Ｒ4)・Ｒ5−Ｖdet／Ｒ1＋Ｒ3・Ｖramp／Ｒ1・(Ｒ3+Ｒ4)
＝Ｒ3・(Ｒ1+Ｒ5)・Ｖramp／(Ｒ3+Ｒ4)・Ｒ1・Ｒ5−Ｖdet／Ｒ1 (8)式
また、自動パワー制御電圧Ｖapcと分圧電圧Ｖramp´との間に次式の関係が成立するので、上記(6)式を代入すれば、下記のようになる。 I 2 = I 5 −I 1
= R3 ・ Vramp / (R3 + R4) ・ R5−Vdet / R1 + R3 ・ Vramp / R1 ・ (R3 + R4)
＝ R3 ・ (R1 + R5) ・ Vramp / (R3 + R4) ・ R1 ・ R5−Vdet / R1 (8) Also, there is a relationship of the following equation between the automatic power control voltage Vapc and the divided voltage Vramp ' Therefore, if the above equation (6) is substituted, it becomes as follows.

Ｖapc＝Ｒ2・Ｉ2＋Ｖramp´
＝Ｒ2・Ｒ3・(Ｒ1+Ｒ5)・Ｖramp／(Ｒ3+Ｒ4)・Ｒ1・Ｒ5−Ｒ2・Ｖdet／Ｒ1
＋Ｒ3・Ｖramp／(Ｒ3+Ｒ4)
＝Ｒ3・(Ｒ1・Ｒ2＋Ｒ2・Ｒ5＋Ｒ1・Ｒ5)・Ｖramp／(Ｒ3+Ｒ4)・Ｒ1・Ｒ5
−Ｒ2・Ｖdet／Ｒ1
＝(1＋Ｒ2／Ｒ1＋Ｒ5／Ｒ1)・Ｒ3・Ｖramp／(Ｒ3+Ｒ4)−Ｒ2・Ｖdet／Ｒ1 (9)式
すなわち、上記(4)式で示される送信出力レベル指示電圧Ｖrampの変化に対する自動パワー制御電圧Ｖapcの変化の制御感度と比較すると、上記(9)式で示される送信出力レベル指示電圧Ｖrampの変化に対する自動パワー制御電圧Ｖapcの変化の制御感度は抵抗Ｒ5と抵抗Ｒ1との比Ｒ5／Ｒ1の分だけ大きくなる。 Vapc = R2 · I 2 + Vramp'
＝ R2 ・ R3 ・ (R1 + R5) ・ Vramp / (R3 + R4) ・ R1 ・ R5-R2 ・ Vdet / R1
+ R3 ・ Vramp / (R3 + R4)
＝ R3 ・ (R1 ・ R2 + R2 ・ R5 + R1 ・ R5) ・ Vramp / (R3 + R4) ・ R1 ・ R5
-R2 / Vdet / R1
= (1 + R2 / R1 + R5 / R1) * R3 * Vramp / (R3 + R4) -R2 * Vdet / R1 (9) That is, automatic power control with respect to the change of the transmission output level indicating voltage Vramp shown in the above expression (4) Compared with the control sensitivity of the change of the voltage Vapc, the control sensitivity of the change of the automatic power control voltage Vapc with respect to the change of the transmission output level instruction voltage Vramp shown by the above equation (9) is the ratio R5 / R1 of the resistor R5 and the resistor R1. It will increase by the amount.

言い換えれば、図５に示すパワー検出回路では、抵抗Ｒ5の追加によって上記(6)式で求められる電流Ｉ5が増加する。誤差増幅器１０６の負帰還回路１０５では、抵抗Ｒ1、Ｒ2の間には略Ｒ2＞Ｒ1の関係が成立している。従って、抵抗Ｒ5に流れる電流Ｉ5の大部分は、抵抗Ｒ1に流れる。従って、図３に示すパワー検出回路と比較すると、図５に示すパワー検出回路では、送信出力レベル指示電圧Ｖrampの変化に応答した電流Ｉ5による負帰還回路１０５の抵抗Ｒ1の電圧降下が増大する。このようにして、図５に示すパワー検出回路では、送信出力レベル指示電圧Ｖrampの変化に対する自動パワー制御電圧Ｖapcの変化の制御感度を向上することができる。 In other words, in the power detection circuit shown in FIG. 5, the current I 5 obtained by the above equation (6) increases due to the addition of the resistor R5. In the negative feedback circuit 105 of the error amplifier 106, a relationship of approximately R2> R1 is established between the resistors R1 and R2. Accordingly, most of the current I 5 flowing through the resistor R5 flows through the resistor R1. Therefore, compared with the power detection circuit shown in FIG. 3, in the power detection circuit shown in FIG. 5, the voltage drop of the resistor R1 of the negative feedback circuit 105 due to the current I 5 in response to the change of the transmission output level instruction voltage Vramp increases. . In this manner, the power detection circuit shown in FIG. 5 can improve the control sensitivity of the change in the automatic power control voltage Vapc with respect to the change in the transmission output level instruction voltage Vramp.

図６は、図５のＲＦ電力増幅器モジュールでの自動パワー制御電圧Ｖapcに対する送信電力Ｐoutの変化の特性を示す図である。   FIG. 6 is a diagram showing a change characteristic of the transmission power Pout with respect to the automatic power control voltage Vapc in the RF power amplifier module of FIG.

送信電力Ｐoutが−10dBmから−5dBmの極めて低い送信電力でパワー検出器(Det_Ckt)１０２から十分な検出電圧が得られない動作領域では、送信出力レベル指示電圧Ｖrampの分圧抵抗Ｒ3、Ｒ4による分圧電圧により、図４の特性Ｌ１と同様に図６に示すように、パワー制御が実現される。すなわち、アッテネーター１０７の分圧抵抗Ｒ3、Ｒ4によるアッテネーションによって、低い送信電力の動作領域で送信出力レベル指示電圧Ｖrampの増加に対する送信電力Ｐoutの増加を緩和することができる。また、−5dBmから＋5dBmの中間送信電力の動作領域や、＋5dBm以上の高送信電力の動作領域では、誤差増幅器１０６の負帰還回路１０５への抵抗Ｒ5の追加によって上記のように送信出力レベル指示電圧Ｖrampの変化に対する自動パワー制御電圧Ｖapcの変化の制御感度を向上することができる。この時に、誤差増幅器１０６の(R1+R2)／R1の値を大きくする必要が無いので、負帰還制御ループの位相余裕も小さくなることも無く、負帰還制御ループが不安定となり発振の危険性が増加することを回避することが可能となる。図６に示した自動パワー制御電圧Ｖapcに対する送信電力Ｐoutの変化の特性も、RF電力増幅器１００のオープンループ・電圧ゲインのバラツキの影響を受けている。しかし、図６の変化特性でのバラツキの影響は、図２の変化特性でのバラツキの影響よりも大幅に低減されていることが理解できる。   In an operation region where the transmission power Pout is very low transmission power of −10 dBm to −5 dBm and a sufficient detection voltage cannot be obtained from the power detector (Det_Ckt) 102, the transmission output level instruction voltage Vramp is divided by the voltage dividing resistors R 3 and R 4. As shown in FIG. 6, power control is realized by the voltage, as in the characteristic L <b> 1 of FIG. That is, by the attenuation by the voltage dividing resistors R3 and R4 of the attenuator 107, the increase in the transmission power Pout with respect to the increase in the transmission output level instruction voltage Vramp can be mitigated in the low transmission power operation region. Further, in the operation region of the intermediate transmission power from −5 dBm to +5 dBm or the operation region of high transmission power of +5 dBm or more, the transmission output level instruction voltage is added as described above by adding the resistor R5 to the negative feedback circuit 105 of the error amplifier 106. The control sensitivity of the change in the automatic power control voltage Vapc with respect to the change in Vramp can be improved. At this time, since it is not necessary to increase the value of (R1 + R2) / R1 of the error amplifier 106, the phase margin of the negative feedback control loop is not reduced, and the negative feedback control loop becomes unstable and the risk of oscillation. Can be avoided. The characteristics of the change in the transmission power Pout with respect to the automatic power control voltage Vapc shown in FIG. 6 are also affected by variations in the open loop voltage gain of the RF power amplifier 100. However, it can be understood that the influence of the variation in the change characteristic of FIG. 6 is significantly reduced than the influence of the variation in the change characteristic of FIG.

《マルチバンドの送信周波数に対応するパワー検出回路》
図７は、本発明の他の１つの実施の形態によるＲＦ電力増幅器モジュールでマルチバンドの送信周波数に対応するパワー検出回路の構成を示す図である。 《Power detection circuit corresponding to multiband transmission frequency》
FIG. 7 is a diagram showing a configuration of a power detection circuit corresponding to a multiband transmission frequency in an RF power amplifier module according to another embodiment of the present invention.

本発明の他の１つの実施の形態によるＲＦ電力増幅器モジュールは、ＧＳＭ８５０、ＧＳＭ９００、ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００のクワッドバンドの送信周波数を送信することができるように構成されている。ＧＳＭ８５０のRF送信信号の周波数は８２４ＭＨｚ〜８４９ＭＨｚであり、ＧＳＭ９００のRF送信信号の周波数は８８０ＭＨｚ〜９１５ＭＨｚである。また、ＤＣＳ１８００のRF送信信号の周波数は１７１０ＭＨｚ〜１７８５ＭＨｚであり、ＰＣＳ１９００のRF送信信号の周波数は１８５０ＭＨｚ〜１９１０ＭＨｚである。更に、本発明の他の１つの実施の形態によるＲＦ電力増幅器モジュールは、オプション機能によりＷＣＤＭＡの１９２０ＭＨｚ〜１９８０ＭＨｚのRF送信信号を送信することも可能となっている。このように、ＲＦ電力増幅器モジュールは、略０．８ＧＨｚ〜０．９ＧＨｚのローバンドRF送信信号と略１．７ＧＨｚ〜２．０ＧＨｚのハイバンドRF送信信号とを送信する。   An RF power amplifier module according to another embodiment of the present invention is configured to transmit GSM850, GSM900, DCS1800, PCS1900 quad-band transmission frequencies. The frequency of the RF transmission signal of GSM850 is 824 MHz to 849 MHz, and the frequency of the RF transmission signal of GSM900 is 880 MHz to 915 MHz. The frequency of the RF transmission signal of DCS1800 is 1710 MHz to 1785 MHz, and the frequency of the RF transmission signal of PCS1900 is 1850 MHz to 1910 MHz. Furthermore, the RF power amplifier module according to another embodiment of the present invention can transmit a WCDMA 1920 MHz to 1980 MHz RF transmission signal by an optional function. As described above, the RF power amplifier module transmits a low-band RF transmission signal of approximately 0.8 GHz to 0.9 GHz and a high-band RF transmission signal of approximately 1.7 GHz to 2.0 GHz.

図７のＲＦ電力増幅器モジュールでは、上記のローバンドRF送信信号またはハイバンドRF送信信号のRF送信増幅信号Ｖoutの一部が、カップラー(CPl)１０１の主線路から副線路へ伝達される。カップラー１０１を介して伝達されたRF送信増幅信号Ｖoutの一部はパワー検出器(Det_Ckt)１０２に供給されて、パワー検出器１０２のトランジスタやダイオードの検波素子によって検波される。ローバンドRF送信信号の周波数と比較すると、ハイバンドRF送信信号の周波数は略２倍となっている。従って、ローバンドRF送信信号の周波数と比較すると、略２倍の周波数を有するハイバンドRF送信信号はカップラー１０１からパワー検出器１０２の出力までの信号損失が大きくなる。その結果、ＲＦ電力増幅器モジュールがハイバンドRF送信信号を送信するモードでのパワー検出器１０２の出力からの検出電圧Ｖdetのレベルは、ローバンドRF送信信号の送信モードよりも低下する。   In the RF power amplifier module of FIG. 7, a part of the RF transmission amplification signal Vout of the low-band RF transmission signal or the high-band RF transmission signal is transmitted from the main line of the coupler (CPl) 101 to the sub-line. A part of the RF transmission amplification signal Vout transmitted through the coupler 101 is supplied to the power detector (Det_Ckt) 102 and detected by the detector of the transistor or diode of the power detector 102. Compared with the frequency of the low-band RF transmission signal, the frequency of the high-band RF transmission signal is approximately doubled. Therefore, compared to the frequency of the low-band RF transmission signal, a high-band RF transmission signal having a frequency that is approximately twice the frequency of the high-band RF transmission signal increases from the coupler 101 to the output of the power detector 102. As a result, the level of the detection voltage Vdet from the output of the power detector 102 in the mode in which the RF power amplifier module transmits the high-band RF transmission signal is lower than that in the low-band RF transmission signal transmission mode.

図７のマルチバンドの送信周波数に対応するパワー検出回路は、ハイバンドRF送信信号の送信モードでのパワー検出器１０２の出力からの検出電圧Ｖdetのレベル低下による自動パワー制御電圧Ｖapcのレベル低下を補償する機能を有している。図７のパワー検出回路の負帰還回路１０５では、図５のパワー検出回路の抵抗Ｒ５は２個の抵抗Ｒ5A、Ｒ5Bとバンド切換スイッチとによって置換されている。一方の抵抗Ｒ5AはローバンドRF送信信号に対応するよう比較的高い抵抗値に設定され、他方の抵抗Ｒ5BはハイバンドRF送信信号に対応するよう比較的低い抵抗値に設定されている。ローバンドRF送信信号の送信モードではバンド切換スイッチによって高抵抗Ｒ5Aが接地電位GNDに接続され、ハイバンドRF送信信号の送信モードではバンド切換スイッチによって低抵抗Ｒ5Bが接地電位GNDに接続される。   The power detection circuit corresponding to the multiband transmission frequency of FIG. 7 reduces the level of the automatic power control voltage Vapc due to the level decrease of the detection voltage Vdet from the output of the power detector 102 in the transmission mode of the highband RF transmission signal. It has a function to compensate. In the negative feedback circuit 105 of the power detection circuit of FIG. 7, the resistor R5 of the power detection circuit of FIG. 5 is replaced by two resistors R5A and R5B and a band changeover switch. One resistor R5A is set to a relatively high resistance value corresponding to the low-band RF transmission signal, and the other resistor R5B is set to a relatively low resistance value corresponding to the high-band RF transmission signal. In the transmission mode of the low-band RF transmission signal, the high resistance R5A is connected to the ground potential GND by the band switching switch, and in the transmission mode of the high-band RF transmission signal, the low resistance R5B is connected to the ground potential GND by the band switching switch.

その結果、上記(10)式の右辺の第２項の検出電圧Ｖdetのレベルの高・低に対応して、上記(10)式の右辺の第１項の抵抗比Ｒ5／Ｒ1の大・小が制御される。このようにして、図７のパワー検出回路では、ハイバンドRF送信信号の送信モードでのパワー検出器１０２の出力からの検出電圧Ｖdetのレベル低下による自動パワー制御電圧Ｖapcのレベル低下を補償することができる。   As a result, the resistance ratio R5 / R1 of the first term on the right side of the equation (10) corresponds to the high / low level of the detection voltage Vdet on the second term on the right side of the equation (10). Is controlled. In this way, the power detection circuit of FIG. 7 compensates for the level reduction of the automatic power control voltage Vapc due to the level reduction of the detection voltage Vdet from the output of the power detector 102 in the transmission mode of the high-band RF transmission signal. Can do.

《ＲＦ電力増幅器モジュールを搭載した携帯電話端末》
図８は、図５または図７の本発明の１つの実施の形態または本発明の他の１つの実施の形態によるＲＦ電力増幅器モジュールを搭載した携帯電話端末の構成を示す図である。 《Mobile phone terminal equipped with RF power amplifier module》
FIG. 8 is a diagram showing a configuration of a mobile phone terminal equipped with an RF power amplifier module according to one embodiment of the present invention of FIG. 5 or FIG. 7 or another embodiment of the present invention.

携帯電話端末は、アンテナANT、RF信号処理ユニット５００、ＲＦ電力増幅器モジュール２００、ベースバンド信号処理ユニット３００、中央処理ユニット(CPU)４００を含んでいる。尚、中央処理ユニット４００は、ベースバンド信号処理ユニット３００と一体化されて集積化されることができる。ＲＦ電力増幅器モジュール２００は、アンテナANTへのRF送信信号とアンテナANTで受信されたRF受信信号との分波を行うデュプレクサ(DUPL)２６０を含む。デュプレクサ２６０には、ローバンドRF送受信信号切換スイッチ２５０aとハイバンドRF送受信信号切換スイッチ２５０bとが接続されている。ローバンドRF送受信信号切換スイッチ２５０aとハイバンドRF送受信信号切換スイッチ２５０bとは、中央処理ユニット４００からの送受信モード信号Modeによって、送信モードと受信モードとに切り換えられる。ローバンドRF送受信信号切換スイッチ２５０aの一方の端子とハイバンドRF送受信信号切換スイッチ２５０bの一方の端子には、ローパスフィルタ(LPF)２４０a、２４０bを介してRF電力増幅器２１０a、２１０bからの送信出力信号Ｐoutが供給されることができる。   The cellular phone terminal includes an antenna ANT, an RF signal processing unit 500, an RF power amplifier module 200, a baseband signal processing unit 300, and a central processing unit (CPU) 400. The central processing unit 400 can be integrated and integrated with the baseband signal processing unit 300. The RF power amplifier module 200 includes a duplexer (DUPL) 260 that demultiplexes an RF transmission signal to the antenna ANT and an RF reception signal received by the antenna ANT. The duplexer 260 is connected to a low-band RF transmission / reception signal selector switch 250a and a high-band RF transmission / reception signal selector switch 250b. The low band RF transmission / reception signal changeover switch 250a and the high band RF transmission / reception signal changeover switch 250b are switched between the transmission mode and the reception mode by the transmission / reception mode signal Mode from the central processing unit 400. A transmission output signal Pout from the RF power amplifiers 210a and 210b is connected to one terminal of the low-band RF transmission / reception signal selector switch 250a and one terminal of the high-band RF transmission / reception signal selector switch 250b via low-pass filters (LPF) 240a and 240b. Can be supplied.

一方のRF電力増幅器２１０aはＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００とのRF送信出力信号を出力する一方、他方のRF電力増幅器２１０bはＤＣＳ１８００とＰＣＳ１９００とＷＣＤＭＡの１９２０〜１９８０ＭＨｚのRF送信出力信号を出力する。RF電力増幅器２１０a、２１０bからの送信出力信号Ｐoutの一部はカップラー２２０a、２２０bを介して制御回路２３０に供給される一方、中央処理ユニット４００のディジタル・アナログ変換器DACからの送信出力レベル指示信号Ｖrampが制御回路２３０に供給される。この制御回路２３０は、図５または図７に示したように、パワー検出器１０２、負帰還回路１０５、誤差増幅器１０６、アッテネーター１０７を含んでいる。制御回路２３０からの自動パワー制御電圧Ｖapcによって、RF電力増幅器２１０a、２１０bからの送信出力信号Ｐoutのレベルが制御される。   One RF power amplifier 210a outputs RF transmission output signals of GSM850 and GSM900, while the other RF power amplifier 210b outputs 1920 to 1980 MHz RF transmission output signals of DCS1800, PCS1900 and WCDMA. A part of the transmission output signal Pout from the RF power amplifiers 210a and 210b is supplied to the control circuit 230 via the couplers 220a and 220b, while the transmission output level indication signal from the digital / analog converter DAC of the central processing unit 400. Vramp is supplied to the control circuit 230. The control circuit 230 includes the power detector 102, the negative feedback circuit 105, the error amplifier 106, and the attenuator 107 as shown in FIG. The level of the transmission output signal Pout from the RF power amplifiers 210a and 210b is controlled by the automatic power control voltage Vapc from the control circuit 230.

携帯電話端末の送信動作モードでは、ベースバンド信号処理ユニット３００から送信ベースバンド信号Ｉ、ＱがRF信号処理ユニット５００に供給される。RF信号処理ユニット５００で送信ベースバンド信号Ｉ、ＱはRF送信信号に周波数アップコンバージョンされ、周波数アップコンバージョンされたRF送信信号はRF電力増幅器２１０a、２１０bの一方により増幅されて、アンテナANTに供給される。   In the transmission operation mode of the mobile phone terminal, the transmission baseband signals I and Q are supplied from the baseband signal processing unit 300 to the RF signal processing unit 500. In the RF signal processing unit 500, the transmission baseband signals I and Q are frequency up-converted to RF transmission signals, and the frequency up-converted RF transmission signals are amplified by one of the RF power amplifiers 210a and 210b and supplied to the antenna ANT. The

携帯電話端末の受信動作モードでは、アンテナANTによって受信されたRF受信信号は、デュプレクサ２６０を経由してローバンドRF送受信信号切換スイッチ２５０a又はハイバンドRF送受信信号切換スイッチ２５０bからローバンドローノイズアンプ１３０a又はハイバンドノイズアンプ１３０aに供給される。尚、ローノイズアンプ１３０a、１３０aは、RF信号処理ユニット５００と一体化されて集積化されることができる。ローノイズアンプ１３０a、１３０aによって増幅されたRF受信信号は、RF信号処理ユニット５００に供給される。RF信号処理ユニット５００でRF受信信号は周波数ダウンコンバージョンされ、周波数ダウンコンバージョンされた受信ベースバンド信号Ｉ、Ｑは、ベースバンド信号処理ユニット３００に供給される。   In the reception operation mode of the cellular phone terminal, the RF reception signal received by the antenna ANT is transmitted from the low band RF transmission / reception signal changeover switch 250a or the high band RF transmission / reception signal changeover switch 250b via the duplexer 260 to the low band low noise amplifier 130a or high band. It is supplied to the noise amplifier 130a. The low noise amplifiers 130 a and 130 a can be integrated with the RF signal processing unit 500 and integrated. The RF reception signals amplified by the low noise amplifiers 130 a and 130 a are supplied to the RF signal processing unit 500. The RF received signal is frequency down-converted by the RF signal processing unit 500, and the received baseband signals I and Q subjected to frequency down-conversion are supplied to the baseband signal processing unit 300.

《デュアルカップラーを採用したＲＦ電力増幅器モジュール》
図９は、本発明の更に他の１つの実施の形態によるデュアルカップラーを採用したＲＦ電力増幅器モジュールの構成を示す図である。 《RF power amplifier module using dual coupler》
FIG. 9 is a diagram showing a configuration of an RF power amplifier module employing a dual coupler according to still another embodiment of the present invention.

図９に示したＲＦ電力増幅器モジュールは、ローバンドRF電力増幅器(RF_PA_LB)１、ローバンドカップラーＣＰＬ＿ＬＢ、ローバンド整合回路(MN_LB)５、ローバンドローパスフィルタ(LPF_LB)７を含んでいる。また、このＲＦ電力増幅器モジュールは、ハイバンドRF電力増幅器(RF_PA_HB)２、ハイバンドカップラーＣＰＬ＿ＬＢ、ハイバンド整合回路(MN_HB)６、ハイバンドローパスフィルタ(LPF_HB)８を含んでいる。ローバンド入力端子(Pin_LB)３３にはＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００とのRF送信入力信号が供給され、ハイバンド入力端子(Pin_HB)３４にはＤＣＳ１８００とＰＣＳ１９００とＷＣＤＭＡの１９２０〜１９８０ＭＨｚのRF送信入力信号が供給される。ローバンドローパスフィルタ７からのローバンドRF送信出力信号とハイバンドローパスフィルタ８からのハイバンドRF送信出力信号のいずれか一方が、アンテナスイッチ(ANT_SW)９により選択されて出力端子(Ｐout)３７に伝達される。ローバンドカップラーＣＰＬ＿ＬＢでは、ローバンドRF送信出力信号の一部が主線路から副線路へ伝達されて、ローバンドRFパワー検出入力信号RF_in_LBが生成される。ハイバンドカップラーＣＰＬ＿HＢでは、ハイバンドRF送信出力信号の一部が主線路から副線路へ伝達されて、ハイバンドRFパワー検出入力信号RF_in_HBが生成される。ローバンドRFパワー検出入力信号RF_in_LBとハイバンドRFパワー検出入力信号RF_in_HBとは、ローバンドRFパワー検出器１０とハイバンドRFパワー検出器１６とにそれぞれ供給される。ローバンドRFパワー検出器１０とハイバンドRFパワー検出器１６とは、それぞれ供給されるRFパワー検出入力信号に対して大きなダイナミックレンジを持つように構成されている。すなわち、低レベルのRFパワー検出入力信号は、従属接続された多段増幅器(RF AmP)１２、１８と第１検出器(DET1)１４、２０とで検出される。また、高レベルのRFパワー検出入力信号は、減衰器(ATT)１１、１７と第２検出器(DET２)１３、１９とで検出される。第１検出器１４、２０の検出出力信号と第２検出器１３、１９の検出出力信号とは、加算器１５、２１で加算される。加算器１５、２１の加算検出出力信号電流(Σidet_LB、Σidet_HB)３８のいずれか一方は、選択スイッチ２２で選択されて電流・電圧変換器(I/V_Conv)２３の電流入力端子３９に供給される。電流・電圧変換器２３で電圧に変換された検出信号電圧(Ｖdet_in)４０は検出電圧増幅器(Ｖdet_Amp)２４により電圧増幅され、検出電圧増幅器２４の出力から検出電圧(Ｖdet)４１が生成される。   The RF power amplifier module shown in FIG. 9 includes a low-band RF power amplifier (RF_PA_LB) 1, a low-band coupler CPL_LB, a low-band matching circuit (MN_LB) 5, and a low-band low-pass filter (LPF_LB) 7. The RF power amplifier module includes a high band RF power amplifier (RF_PA_HB) 2, a high band coupler CPL_LB, a high band matching circuit (MN_HB) 6, and a high band low pass filter (LPF_HB) 8. RF transmission input signals of GSM850 and GSM900 are supplied to the low-band input terminal (Pin_LB) 33, and DCS1800, PCS1900 and WCDMA 1920 to 1980 MHz RF transmission input signals are supplied to the high-band input terminal (Pin_HB) 34. . One of the low-band RF transmission output signal from the low-band low-pass filter 7 and the high-band RF transmission output signal from the high-band low-pass filter 8 is selected by the antenna switch (ANT_SW) 9 and transmitted to the output terminal (Pout) 37. The In the low-band coupler CPL_LB, a part of the low-band RF transmission output signal is transmitted from the main line to the sub-line, and the low-band RF power detection input signal RF_in_LB is generated. In the high band coupler CPL_HB, a part of the high band RF transmission output signal is transmitted from the main line to the sub line, and the high band RF power detection input signal RF_in_HB is generated. The low band RF power detection input signal RF_in_LB and the high band RF power detection input signal RF_in_HB are supplied to the low band RF power detector 10 and the high band RF power detector 16, respectively. The low-band RF power detector 10 and the high-band RF power detector 16 are configured to have a large dynamic range for the supplied RF power detection input signal. That is, the low level RF power detection input signal is detected by the cascaded multistage amplifiers (RF AmP) 12 and 18 and the first detectors (DET1) 14 and 20. The high level RF power detection input signal is detected by the attenuators (ATT) 11 and 17 and the second detectors (DET2) 13 and 19. The detection output signals of the first detectors 14 and 20 and the detection output signals of the second detectors 13 and 19 are added by the adders 15 and 21. One of the addition detection output signal currents (Σidet_LB, Σidet_HB) 38 of the adders 15 and 21 is selected by the selection switch 22 and supplied to the current input terminal 39 of the current / voltage converter (I / V_Conv) 23. . The detection signal voltage (Vdet_in) 40 converted into a voltage by the current / voltage converter 23 is amplified by a detection voltage amplifier (Vdet_Amp) 24, and a detection voltage (Vdet) 41 is generated from the output of the detection voltage amplifier 24.

バンド選択信号(BAND)４２がハイレベルでローバンドRF送信入力信号Pin_LBが選択されると検出電圧増幅器２４の電圧増幅率は小さな値に設定され、逆にバンド選択信号(BAND)４２がローレベルでハイバンドRF送信入力信号Pin_HBが選択されると検出電圧増幅器２４の電圧増幅率は大きな値に設定される。この検出電圧増幅器２４は、２つの演算増幅器(OP1)２５、(OP2)２６と、抵抗Ｒ６１、Ｒ６２、Ｒ６３、Ｒ６４、Ｒ６５、Ｒ６６と、電圧利得切換スイッチ(Gv_SW)２７、２８とにより構成されている。演算増幅器２５の非反転入力端子と反転入力端子には、基準電圧Ｖrefと抵抗Ｒ６１を介しての接地電圧GNDとが供給されている。演算増幅器２６の反転入力端子と非反転入力端子には、抵抗Ｒ６３を介しての演算増幅器２５の出力信号と電流・電圧変換器２３の出力よりの検出出力信号電圧４０とが供給されている。   When the band selection signal (BAND) 42 is high level and the low band RF transmission input signal Pin_LB is selected, the voltage amplification factor of the detection voltage amplifier 24 is set to a small value, and conversely, the band selection signal (BAND) 42 is low level. When the high-band RF transmission input signal Pin_HB is selected, the voltage amplification factor of the detection voltage amplifier 24 is set to a large value. The detection voltage amplifier 24 includes two operational amplifiers (OP1) 25 and (OP2) 26, resistors R61, R62, R63, R64, R65, and R66, and voltage gain changeover switches (Gv_SW) 27 and 28. ing. The non-inverting input terminal and the inverting input terminal of the operational amplifier 25 are supplied with the reference voltage Vref and the ground voltage GND via the resistor R61. The inverting input terminal and the non-inverting input terminal of the operational amplifier 26 are supplied with the output signal of the operational amplifier 25 and the detection output signal voltage 40 from the output of the current / voltage converter 23 via the resistor R63.

バンド選択信号(BAND)４２がハイレベルでローバンドRF送信入力信号Pin_LBが選択されると、電圧利得切換スイッチGv_SWの２個のスイッチ２７、２８はともにオフ状態に制御される。逆にバンド選択信号４２がローレベルでハイバンドRF送信入力信号Pin_HBが選択されると、電圧利得切換スイッチGv_SWの２個のスイッチ２７、２８はともにオン状態に制御される。抵抗Ｒ６１と抵抗Ｒ６４との抵抗値をＺ１とし、抵抗Ｒ６２と抵抗Ｒ６３との抵抗値をＺ２とし、抵抗Ｒ６５と抵抗Ｒ６６との抵抗値をＺ３とする。バンド選択信号(BAND)４２がハイレベルでローバンドRF送信入力信号Pin_LBが選択され電圧利得切換スイッチGv_SWの２個のスイッチ２７、２８がともにオフ状態である場合を想定する。この場合の検出電圧増幅器２４の出力からパワー検出出力信号Ｖdetは、下記のようになる。   When the band selection signal (BAND) 42 is at a high level and the low-band RF transmission input signal Pin_LB is selected, the two switches 27 and 28 of the voltage gain changeover switch Gv_SW are both controlled to be in an off state. Conversely, when the band selection signal 42 is at a low level and the high-band RF transmission input signal Pin_HB is selected, both the two switches 27 and 28 of the voltage gain changeover switch Gv_SW are controlled to be in the on state. A resistance value between the resistors R61 and R64 is Z1, a resistance value between the resistors R62 and R63 is Z2, and a resistance value between the resistors R65 and R66 is Z3. Assume that the band selection signal (BAND) 42 is at a high level, the low-band RF transmission input signal Pin_LB is selected, and the two switches 27 and 28 of the voltage gain changeover switch Gv_SW are both off. The power detection output signal Vdet from the output of the detection voltage amplifier 24 in this case is as follows.

Ｖdet＝(１＋(Ｚ１／Ｚ２))×(Ｖdet_in−Ｖref) …(10)式
一方、バンド選択信号(BAND)４２がローレベルでハイバンドRF送信入力信号Pin_HBが選択され電圧利得切換スイッチＧｖ＿ＳＷの２個のスイッチがともにオン状態である場合を想定する。この場合の検出電圧増幅器２４の出力からパワー検出出力信号Ｖdetは、下記のようになる。尚、Ｚ２３は、抵抗値Ｚ２と抵抗値Ｚ３との並列抵抗である。従って、抵抗値Ｚ２と抵抗値Ｚ３との並列抵抗Ｚ２３の抵抗値は、抵抗Ｒ６２と抵抗Ｒ６３の抵抗値Ｚ２よりも低い抵抗となる。 Vdet = (1+ (Z1 / Z2)) × (Vdet_in−Vref) (10) On the other hand, when the band selection signal (BAND) 42 is at the low level, the high band RF transmission input signal Pin_HB is selected, and the voltage gain changeover switch Gv_SW Assume that the two switches are both on. The power detection output signal Vdet from the output of the detection voltage amplifier 24 in this case is as follows. Z23 is a parallel resistance of the resistance value Z2 and the resistance value Z3. Therefore, the resistance value of the parallel resistance Z23 of the resistance value Z2 and the resistance value Z3 is lower than the resistance value Z2 of the resistors R62 and R63.

Ｖdet＝(１＋(Ｚ１／Ｚ２３))×(Ｖdet_in−Ｖref) …(11)式
従って、バンド選択信号(BAND)４２がローレベルでハイバンドRF送信入力信号Pin_HBが選択されると、検出電圧増幅器２４の電圧増幅率は(11)式のように大きな値に設定される。 Vdet = (1+ (Z1 / Z23)) × (Vdet_in−Vref) (11) Accordingly, when the band selection signal (BAND) 42 is low and the high band RF transmission input signal Pin_HB is selected, the detection voltage amplifier The voltage amplification factor of 24 is set to a large value as shown in equation (11).

このようにして、検出電圧増幅器２４の出力からパワー検出出力信号(Ｖdet)４１が生成され、パワー検出出力信号(Ｖdet)４１は制御回路２９に供給される。制御回路２９は、図７のパワー検出回路と全く同様に、誤差増幅器(EA)３０、負帰還回路１０５、アッテネーター１０７を含んでいる。また、図９の制御回路２９の負帰還回路１０５では、誤差増幅器３０の反転入力端子の入力容量の影響を低減するため、抵抗Ｒ2の両端の間に容量Ｃfが接続されている。制御回路２９の誤差増幅器３０の出力端子４４は、切り換えスイッチ３２の入力端子に接続されている。切り換えスイッチ３２の一方の出力端子４５からローバンドRF電力増幅器１のためのローバンド自動パワー制御電圧Ｖapc_LBが生成され、切り換えスイッチ３２の他方の出力端子４６からハイバンドRF電力増幅器２のためのハイバンド自動パワー制御電圧Ｖapc_HBが生成される。   In this way, a power detection output signal (Vdet) 41 is generated from the output of the detection voltage amplifier 24, and the power detection output signal (Vdet) 41 is supplied to the control circuit 29. The control circuit 29 includes an error amplifier (EA) 30, a negative feedback circuit 105, and an attenuator 107, just like the power detection circuit of FIG. In the negative feedback circuit 105 of the control circuit 29 of FIG. 9, a capacitor Cf is connected between both ends of the resistor R2 in order to reduce the influence of the input capacitance of the inverting input terminal of the error amplifier 30. The output terminal 44 of the error amplifier 30 of the control circuit 29 is connected to the input terminal of the changeover switch 32. A low-band automatic power control voltage Vapc_LB for the low-band RF power amplifier 1 is generated from one output terminal 45 of the changeover switch 32, and a high-band automatic for the high-band RF power amplifier 2 from the other output terminal 46 of the changeover switch 32. A power control voltage Vapc_HB is generated.

図１に示したＲＦ電力増幅器モジュールでは、検出電圧増幅器２４の演算増幅器２５の反転入力端子には抵抗Ｒ６１を介してオフセット電圧Ｖoffが印加されていた。しかし、図９に示したＲＦ電力増幅器モジュールでは、検出電圧増幅器２４の演算増幅器２５の反転入力端子には抵抗Ｒ６１を介して接地電圧GNDが印加される。   In the RF power amplifier module shown in FIG. 1, the offset voltage Voff is applied to the inverting input terminal of the operational amplifier 25 of the detection voltage amplifier 24 via the resistor R61. However, in the RF power amplifier module shown in FIG. 9, the ground voltage GND is applied to the inverting input terminal of the operational amplifier 25 of the detection voltage amplifier 24 via the resistor R61.

すなわち、図１に示したＲＦ電力増幅器モジュールでは、送信出力レベル指示電圧Ｖrampは、誤差増幅器１０６の非反転入力端子にアッテネーターを介することなく直接供給されていた。従って、検出電圧増幅器２４の内部回路の素子ばらつきによって、送信出力レベル指示電圧Ｖrampがゼロボルトでも、若干のレベルの自動パワー制御電圧Ｖapcが発生されないようにして、若干の送信電力Ｐoutが出力されないようにする必要があった。そのために、検出電圧増幅器２４の演算増幅器２５の反転入力端子に、抵抗Ｒ６１を介してオフセット電圧Ｖoffを印加していた。   That is, in the RF power amplifier module shown in FIG. 1, the transmission output level instruction voltage Vramp is directly supplied to the non-inverting input terminal of the error amplifier 106 without passing through an attenuator. Therefore, due to element variations in the internal circuit of the detection voltage amplifier 24, even if the transmission output level instruction voltage Vramp is zero volts, a slight level of the automatic power control voltage Vapc is not generated, and a slight transmission power Pout is not output. There was a need to do. Therefore, the offset voltage Voff is applied to the inverting input terminal of the operational amplifier 25 of the detection voltage amplifier 24 via the resistor R61.

それに対して、図９に示したＲＦ電力増幅器モジュールでは、送信出力レベル指示電圧Ｖrampは、アッテネーター１０７の２個の分圧抵抗Ｒ3、Ｒ4を介して誤差増幅器１０６の非反転入力端子に供給されている。アッテネーター１０７による減衰によって、送信出力レベル指示電圧Ｖrampが確かなレベルの電圧に上昇することで、若干の送信電力Ｐoutの出力が開始されるようになる。従って、図９に示したＲＦ電力増幅器モジュールでは、検出電圧増幅器２４の演算増幅器２５の反転入力端子には抵抗Ｒ６１を介してオフセット電圧Ｖoffを印加する必要がなくなり接地電圧GNDを印加すれば良くなったものである。   On the other hand, in the RF power amplifier module shown in FIG. 9, the transmission output level indicating voltage Vramp is supplied to the non-inverting input terminal of the error amplifier 106 via the two voltage dividing resistors R3 and R4 of the attenuator 107. Yes. Due to the attenuation by the attenuator 107, the transmission output level instruction voltage Vramp rises to a certain level voltage, so that the output of some transmission power Pout is started. Therefore, in the RF power amplifier module shown in FIG. 9, it is not necessary to apply the offset voltage Voff via the resistor R61 to the inverting input terminal of the operational amplifier 25 of the detection voltage amplifier 24, and it is sufficient to apply the ground voltage GND. It is a thing.

尚、図９に示したＲＦ電力増幅器モジュールでは、ローバンドRF電力増幅器１とハイバンドRF電力増幅器２の電力増幅トランジスタとしては、ＬＤ(Laterally Diffused)構造のNチャンネルMOSトランジスタまたはヘテロバイポーラトランジスタが使用されている。   In the RF power amplifier module shown in FIG. 9, LD (Laterally Diffused) N-channel MOS transistors or heterobipolar transistors are used as the power amplification transistors of the low-band RF power amplifier 1 and the high-band RF power amplifier 2. ing.

《シングルカップラーを採用したＲＦ電力増幅器モジュール》
図１０は、本発明の更に他の１つの実施の形態によるシングルカップラーを採用したＲＦ電力増幅器モジュールの構成を示す図である。 << RF power amplifier module using a single coupler >>
FIG. 10 is a diagram showing a configuration of an RF power amplifier module employing a single coupler according to still another embodiment of the present invention.

図１０に示したＲＦ電力増幅器モジュールは、ローバンドRF電力増幅器(RF_PA_LB)４７、ローバンド整合回路(MN_LB)４９、ローバンドローパスフィルタ(LPF_LB)５１を含んでいる。また、このＲＦ電力増幅器モジュールは、ハイバンドRF電力増幅器(RF_PA_HB)４８、ハイバンド整合回路(MN_HB)５０、ハイバンドローパスフィルタ(LPF_HB)５２を含んでいる。ローバンド入力端子(Pin_LB)７３にはＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００とのRF送信入力信号が供給され、ハイバンド入力端子(Pin_HB)７４にはＤＣＳ１８００とＰＣＳ１９００とＷＣＤＭＡの１９２０〜１９８０ＭＨｚのRF送信入力信号が供給される。ローバンドローパスフィルタ５１からのローバンドRF送信出力信号とハイバンドローパスフィルタ５２からのハイバンドRF送信出力信号のいずれか一方が、アンテナスイッチ(ANT_SW)５３により選択されて出力端子(Ｐout) ７７に伝達される。尚、アンテナスイッチ５３と出力端子７７との間には、カップラーＣＰＬの主線路が接続されている。ローバンドRF送信出力信号とハイバンドRF送信出力信号とのいずれの一部がカップラーＣＰＬの主線路から副線路へ伝達されて、カップラーＣＰＬの出力端子７８からRFパワー検出入力信号が生成される。カップラーＣＰＬの出力端子７８のRFパワー検出入力信号は、RFパワー検出器５５に供給される。RFパワー検出器５５は、供給されるRFパワー検出入力信号に対して大きなダイナミックレンジを持つように構成されている。すなわち、低レベルのRFパワー検出入力信号は、従属接続された多段増幅器(RF Amp)５７と第１検出器(DET1)６１とで検出される。また、高レベルのRFパワー検出入力信号は、ローバンド減衰器(ATTLB)５６とローバンド減衰器(ATTLB)５６とハイバンド減衰器(ATTHB)５９と切り換えスイッチ５８と第２検出器(DET２)６０とで検出される。尚、ローバンド減衰器５６の減衰量(アッテネーション)は、ハイバンド減衰器５９の減衰量よりも大きな減衰量に設定されている。第１検出器６１の検出出力信号と第２検出器６２の検出出力信号とは、加算器６２で加算される。加算器６２の加算検出出力信号電流(Σidet)７９は、電流・電圧変換器(I/V_Conv)６３の電流入力端子に供給される。電流・電圧変換器６３で電圧に変換された検出信号電圧(Ｖdet_in)８０は検出電圧増幅器(Ｖdet_Amp)６４により電圧増幅され、検出電圧増幅器６４の出力から検出電圧(Ｖdet)８１が生成される。   The RF power amplifier module shown in FIG. 10 includes a low-band RF power amplifier (RF_PA_LB) 47, a low-band matching circuit (MN_LB) 49, and a low-band low-pass filter (LPF_LB) 51. The RF power amplifier module includes a high band RF power amplifier (RF_PA_HB) 48, a high band matching circuit (MN_HB) 50, and a high band low pass filter (LPF_HB) 52. RF transmission input signals of GSM850 and GSM900 are supplied to the low band input terminal (Pin_LB) 73, and DCS1800, PCS1900 and WCDMA RF transmission input signals of 1920 to 1980 MHz are supplied to the high band input terminal (Pin_HB) 74. . One of the low-band RF transmission output signal from the low-band low-pass filter 51 and the high-band RF transmission output signal from the high-band low-pass filter 52 is selected by the antenna switch (ANT_SW) 53 and transmitted to the output terminal (Pout) 77. The A main line of the coupler CPL is connected between the antenna switch 53 and the output terminal 77. A part of either the low-band RF transmission output signal or the high-band RF transmission output signal is transmitted from the main line of the coupler CPL to the sub-line, and an RF power detection input signal is generated from the output terminal 78 of the coupler CPL. The RF power detection input signal at the output terminal 78 of the coupler CPL is supplied to the RF power detector 55. The RF power detector 55 is configured to have a large dynamic range with respect to the supplied RF power detection input signal. That is, the low level RF power detection input signal is detected by the cascaded multistage amplifier (RF Amp) 57 and the first detector (DET1) 61. The high level RF power detection input signal includes a low band attenuator (ATTLB) 56, a low band attenuator (ATTLB) 56, a high band attenuator (ATTHB) 59, a changeover switch 58, a second detector (DET2) 60, and the like. Is detected. The attenuation amount (attenuation) of the low band attenuator 56 is set to be larger than the attenuation amount of the high band attenuator 59. The detection output signal of the first detector 61 and the detection output signal of the second detector 62 are added by the adder 62. The addition detection output signal current (Σidet) 79 of the adder 62 is supplied to the current input terminal of the current / voltage converter (I / V_Conv) 63. The detection signal voltage (Vdet_in) 80 converted into a voltage by the current / voltage converter 63 is amplified by a detection voltage amplifier (Vdet_Amp) 64, and a detection voltage (Vdet) 81 is generated from the output of the detection voltage amplifier 64.

バンド選択信号(BAND)８２がハイレベルでローバンドRF送信入力信号Pin_LBが選択されると検出電圧増幅器６４の電圧増幅率は小さな値に設定され、逆にバンド選択信号(BAND)８２がローレベルでハイバンドRF送信入力信号Pin_HBが選択されると検出電圧増幅器６４の電圧増幅率は大きな値に設定される。この検出電圧増幅器２４は、２つの演算増幅器(OP1)２５、(OP2)２６と、抵抗Ｒ６１、Ｒ６２、Ｒ６３、Ｒ６４、Ｒ６５、Ｒ６６と、電圧利得切換スイッチ(Gv_SW)６７、６８とにより構成されている。演算増幅器６７の非反転入力端子と反転入力端子には、基準電圧Ｖrefと抵抗Ｒ６１を介しての接地電圧GNDとが供給されている。演算増幅器６８の反転入力端子と非反転入力端子には、抵抗Ｒ６３を介しての演算増幅器６７の出力信号と電流・電圧変換器６３の出力よりの検出出力信号電圧８０とが供給されている。   When the band selection signal (BAND) 82 is high level and the low band RF transmission input signal Pin_LB is selected, the voltage amplification factor of the detection voltage amplifier 64 is set to a small value, and conversely, the band selection signal (BAND) 82 is low level. When the high-band RF transmission input signal Pin_HB is selected, the voltage amplification factor of the detection voltage amplifier 64 is set to a large value. The detection voltage amplifier 24 includes two operational amplifiers (OP1) 25 and (OP2) 26, resistors R61, R62, R63, R64, R65, and R66, and voltage gain changeover switches (Gv_SW) 67 and 68. ing. The non-inverting input terminal and the inverting input terminal of the operational amplifier 67 are supplied with the reference voltage Vref and the ground voltage GND via the resistor R61. The inverting input terminal and the non-inverting input terminal of the operational amplifier 68 are supplied with the output signal of the operational amplifier 67 via the resistor R63 and the detection output signal voltage 80 from the output of the current / voltage converter 63.

バンド選択信号(BAND)８２がハイレベルでローバンドRF送信入力信号Pin_LBが選択されると、電圧利得切換スイッチGv_SWの２個のスイッチ６５、６６はともにオフ状態に制御される。逆にバンド選択信号８２がローレベルでハイバンドRF送信入力信号Pin_HBが選択されると、電圧利得切換スイッチGv_SWの２個のスイッチ６５、６６はともにオン状態に制御される。抵抗Ｒ６１と抵抗Ｒ６４との抵抗値をＺ１とし、抵抗Ｒ６２と抵抗Ｒ６３との抵抗値をＺ２とし、抵抗Ｒ６５と抵抗Ｒ６６との抵抗値をＺ３とする。バンド選択信号(BAND) ８２がハイレベルでローバンドRF送信入力信号Pin_LBが選択され電圧利得切換スイッチGv_SWの２個のスイッチ６５、６６がともにオフ状態である場合を想定する。この場合の検出電圧増幅器６４の出力からパワー検出出力信号Ｖdetは、下記のようになる。   When the band selection signal (BAND) 82 is at the high level and the low-band RF transmission input signal Pin_LB is selected, the two switches 65 and 66 of the voltage gain changeover switch Gv_SW are both controlled to be in the off state. Conversely, when the band selection signal 82 is at a low level and the high-band RF transmission input signal Pin_HB is selected, both the two switches 65 and 66 of the voltage gain changeover switch Gv_SW are controlled to be in the on state. A resistance value between the resistors R61 and R64 is Z1, a resistance value between the resistors R62 and R63 is Z2, and a resistance value between the resistors R65 and R66 is Z3. Assume that the band selection signal (BAND) 82 is at the high level, the low band RF transmission input signal Pin_LB is selected, and the two switches 65 and 66 of the voltage gain changeover switch Gv_SW are both in the off state. The power detection output signal Vdet from the output of the detection voltage amplifier 64 in this case is as follows.

Ｖdet＝(１＋(Ｚ１／Ｚ２))×(Ｖdet_in−Ｖref) …(12)式
一方、バンド選択信号(BAND)８２がローレベルでハイバンドRF送信入力信号Pin_HBが選択され電圧利得切換スイッチＧｖ＿ＳＷの２個のスイッチがともにオン状態である場合を想定する。この場合の検出電圧増幅器６４の出力からパワー検出出力信号Ｖdetは、下記のようになる。尚、Ｚ２３は、抵抗値Ｚ２と抵抗値Ｚ３との並列抵抗である。従って、抵抗値Ｚ２と抵抗値Ｚ３との並列抵抗Ｚ２３の抵抗値は、抵抗Ｒ６２と抵抗Ｒ６３の抵抗値Ｚ２よりも低い抵抗となる。 Vdet = (1+ (Z1 / Z2)) × (Vdet_in−Vref) (12) On the other hand, when the band selection signal (BAND) 82 is at a low level and the high band RF transmission input signal Pin_HB is selected, the voltage gain changeover switch Gv_SW Assume that the two switches are both on. The power detection output signal Vdet from the output of the detection voltage amplifier 64 in this case is as follows. Z23 is a parallel resistance of the resistance value Z2 and the resistance value Z3. Therefore, the resistance value of the parallel resistance Z23 of the resistance value Z2 and the resistance value Z3 is lower than the resistance value Z2 of the resistors R62 and R63.

Ｖdet＝(１＋(Ｚ１／Ｚ２３))×(Ｖdet_in−Ｖref) …(13)式
従って、バンド選択信号(BAND)８２がローレベルでハイバンドRF送信入力信号Pin_HBが選択されると、検出電圧増幅器６４の電圧増幅率は(13)式のように大きな値に設定される。 Vdet = (1+ (Z1 / Z23)) × (Vdet_in−Vref) (13) Therefore, when the band selection signal (BAND) 82 is low and the high band RF transmission input signal Pin_HB is selected, the detection voltage amplifier The voltage amplification factor of 64 is set to a large value as shown in equation (13).

このようにして、検出電圧増幅器６４の出力からパワー検出出力信号(Ｖdet)８１が生成され、パワー検出出力信号(Ｖdet)４１は制御回路６９に供給される。制御回路6９は、図７のパワー検出回路と全く同様に、誤差増幅器(EA７０、負帰還回路１０５、アッテネーター１０７を含んでいる。また、図１０の制御回路６９の負帰還回路１０５では、誤差増幅器７０の反転入力端子の入力容量の影響を低減するため、抵抗Ｒ2の両端の間に容量Ｃfが接続されている。制御回路６９の誤差増幅器７０の出力端子は、切り換えスイッチ７２の入力端子に接続されている。切り換えスイッチ７２の一方の出力端子８４からローバンドRF電力増幅器１のためのローバンド自動パワー制御電圧Ｖapc_LBが生成され、切り換えスイッチ７２の他方の出力端子８５からハイバンドRF電力増幅器２のためのハイバンド自動パワー制御電圧Ｖapc_HBが生成される。   In this way, a power detection output signal (Vdet) 81 is generated from the output of the detection voltage amplifier 64, and the power detection output signal (Vdet) 41 is supplied to the control circuit 69. The control circuit 69 includes an error amplifier (EA 70, negative feedback circuit 105, and attenuator 107, just like the power detection circuit of FIG. 7. The negative feedback circuit 105 of the control circuit 69 of FIG. A capacitor Cf is connected between both ends of the resistor R2 in order to reduce the influence of the input capacitance of the inverting input terminal 70. The output terminal of the error amplifier 70 of the control circuit 69 is connected to the input terminal of the changeover switch 72. A low-band automatic power control voltage Vapc_LB for the low-band RF power amplifier 1 is generated from one output terminal 84 of the changeover switch 72, and for the high-band RF power amplifier 2 from the other output terminal 85 of the changeover switch 72. The high band automatic power control voltage Vapc_HB is generated.

《ＲＦパワー検出半導体集積回路》
図１１は、図９に示した本発明の更に他の１つの実施の形態によるデュアルカップラーを採用したＲＦ電力増幅器モジュールのRFパワー検出器１０、電流・電圧変換器２３、検出電圧増幅器２４とバイアス回路Bias_Cktとを含むＲＦパワー検出半導体集積回路の回路ブロックを示す図である。 << RF power detection semiconductor integrated circuit >>
FIG. 11 shows an RF power detector 10, a current / voltage converter 23, a detection voltage amplifier 24, and a bias of an RF power amplifier module employing a dual coupler according to another embodiment of the present invention shown in FIG. It is a figure which shows the circuit block of RF power detection semiconductor integrated circuit containing circuit Bias_Ckt.

図１２は、図９に示した本発明の更に他の１つの実施の形態によるデュアルカップラーを採用したＲＦ電力増幅器モジュールのRFパワー検出器１０、電流・電圧変換器２３、検出電圧増幅器２４とバイアス回路Bias_Cktとを含むＲＦパワー検出半導体集積回路の詳細な回路を示す図である。   FIG. 12 shows an RF power detector 10, a current / voltage converter 23, a detection voltage amplifier 24 and a bias of an RF power amplifier module employing a dual coupler according to another embodiment of the present invention shown in FIG. It is a figure which shows the detailed circuit of RF power detection semiconductor integrated circuit containing circuit Bias_Ckt.

図１１に示すように、多段増幅器(RFAMP)１２は、カップラーCPL_LB、CPL_HBからのRFパワー検出入力信号RFinを電圧増幅する従属接続された複数の増幅器AMP1、AMP2＆AMP2A、AMP3により構成されている。ＲＦパワー検出入力信号RFinは結合容量C1を介して第１増幅器AMP1の入力に供給され、第１増幅器AMP1の出力は結合容量C2を介して第２増幅器AMP2、AMP2Aの入力に供給され、第２増幅器AMP2の出力は結合容量C3を介して第３増幅器AMP3の入力に供給される。   As shown in FIG. 11, the multi-stage amplifier (RFAMP) 12 includes a plurality of cascaded amplifiers AMP1, AMP2 & AMP2A, and AMP3 that amplify the RF power detection input signal RFin from the couplers CPL_LB and CPL_HB. The RF power detection input signal RFin is supplied to the input of the first amplifier AMP1 through the coupling capacitor C1, and the output of the first amplifier AMP1 is supplied to the inputs of the second amplifiers AMP2 and AMP2A through the coupling capacitor C2. The output of the amplifier AMP2 is supplied to the input of the third amplifier AMP3 via the coupling capacitor C3.

更に図１２に示すように、多段増幅器１２の第１増幅器AMP1は、結合容量C1とソース接地のNチャンネルMOSFET(以下、N-MOSと略する)Ｑ14と入力抵抗Ｒ19と負荷抵抗Ｒ20で構成されている。第２増幅器AMP2は結合容量C2とソース接地のN-MOS Ｑ16と入力抵抗Ｒ21と負荷抵抗Ｒ23で構成され、第３増幅器AMP3は結合容量C3とソース接地のN-MOS Ｑ17と入力抵抗Ｒ24と負荷抵抗Ｒ25で構成されている。また、他の第２増幅器AMP2Aは、ソース接地のN-MOS Ｑ15と負荷抵抗Ｒ22で構成されている。N-MOS Ｑ14、Ｑ15、Ｑ16、Ｑ17の全てのゲート入力は、バイアス用のダイオード接続されたN-MOS Ｑ13で生成されたバイアス電圧によりバイアスされている。   Further, as shown in FIG. 12, the first amplifier AMP1 of the multistage amplifier 12 includes a coupling capacitor C1, a source-grounded N-channel MOSFET (hereinafter abbreviated as N-MOS) Q14, an input resistor R19, and a load resistor R20. ing. The second amplifier AMP2 is composed of a coupling capacitor C2, a source grounded N-MOS Q16, an input resistor R21, and a load resistor R23, and the third amplifier AMP3 is a coupling capacitor C3, a source grounded N-MOS Q17, an input resistor R24, and a load. It is composed of a resistor R25. The other second amplifier AMP2A is composed of a grounded N-MOS Q15 and a load resistor R22. All gate inputs of the N-MOS Q14, Q15, Q16, and Q17 are biased by a bias voltage generated by a biased diode-connected N-MOS Q13.

また図１１に示すように第１検出器(DET1)１の第１検出回路Det1の入力端子には結合容量Ｃ7を介して多段増幅器１２の第１増幅器AMP1の増幅出力信号が供給され、第２検出回路Det2の入力端子には結合容量Ｃ9を介して多段増幅器１２の第２増幅器AMP2Aの増幅出力信号が供給されている。また、第３検出回路Det3の入力端子には結合容量Ｃ10を介して多段増幅器１２の第３増幅器AMP3の増幅出力信号が供給されている。第１検出回路Det1と第２検出回路Det2と第３検出回路Det3の入力端子には、バイアス回路Bias_CktのPチャンネルMOSFET(以下、P-MOSと略する)Ｑ4で生成されたバイアス電流がダイオード接続されたN-MOS Ｑ5と平滑容量Ｃ8とに供給されることにより生成されたバイアス電圧が入力抵抗Ｒ2、Ｒ3、Ｒ4を介して供給されている。   As shown in FIG. 11, the amplified output signal of the first amplifier AMP1 of the multistage amplifier 12 is supplied to the input terminal of the first detection circuit Det1 of the first detector (DET1) 1 through the coupling capacitor C7. The amplified output signal of the second amplifier AMP2A of the multistage amplifier 12 is supplied to the input terminal of the detection circuit Det2 via the coupling capacitor C9. Further, the amplified output signal of the third amplifier AMP3 of the multistage amplifier 12 is supplied to the input terminal of the third detection circuit Det3 via the coupling capacitor C10. A bias current generated by a P-channel MOSFET (hereinafter abbreviated as P-MOS) Q4 of a bias circuit Bias_Ckt is diode-connected to the input terminals of the first detection circuit Det1, the second detection circuit Det2, and the third detection circuit Det3. A bias voltage generated by being supplied to the N-MOS Q5 and the smoothing capacitor C8 is supplied via the input resistors R2, R3, and R4.

更に図１２に示すように、第１検出器(DET1)１４の第１検出回路Det1は、結合容量Ｃ7とソース接地のN-MOS Ｑ20と入力抵抗Ｒ2とで構成されている。第２検出回路Det2は結合容量Ｃ9とソース接地のN-MOS Ｑ21と入力抵抗Ｒ3とで構成され、第３検出回路Det3は結合容量Ｃ10とソース接地のN-MOS Ｑ22と入力抵抗Ｒ4とで構成されている。N-MOS Ｑ20、Ｑ21、Ｑ22のゲート入力には、ダイオード接続されたN-MOS Ｑ5と平滑容量Ｃ8とで生成されたバイアス電圧が入力抵抗Ｒ2、Ｒ3、Ｒ4を介して供給されている。ＲＦパワー検出半導体集積回路は、ＲＦ電力増幅器RF_PA_LB、RF_PA_HBが極めて高い送信出力電力Ｐoutを出力している高出力モードから極めて低い送信出力電力を出力している低出力モードまでの広入力範囲をカバーする大きな入力ダイナミックレンジが必要である。従って、パワー検出回路は、多段増幅器１２(AMP1、AMP2、AMP2、AMP3)と、第１検出器１４(Det1、Det2、Det3)と、減衰器(ATT)１１と、第２検出器１３(Det4)とによって構成されている。   Further, as shown in FIG. 12, the first detection circuit Det1 of the first detector (DET1) 14 includes a coupling capacitor C7, a source-grounded N-MOS Q20, and an input resistor R2. The second detection circuit Det2 includes a coupling capacitor C9, a source grounded N-MOS Q21, and an input resistor R3. The third detection circuit Det3 includes a coupling capacitor C10, a source grounded N-MOS Q22, and an input resistance R4. Has been. A bias voltage generated by the diode-connected N-MOS Q5 and the smoothing capacitor C8 is supplied to the gate inputs of the N-MOS Q20, Q21, and Q22 via input resistors R2, R3, and R4. RF power detection semiconductor integrated circuit covers wide input range from high power mode where RF power amplifiers RF_PA_LB and RF_PA_HB output extremely high transmission output power Pout to low output mode where extremely low transmission output power is output A large input dynamic range is required. Therefore, the power detection circuit includes a multistage amplifier 12 (AMP1, AMP2, AMP2, AMP3), a first detector 14 (Det1, Det2, Det3), an attenuator (ATT) 11, and a second detector 13 (Det4). ) And.

また、第１検出器１４(Det1、Det2、Det3)の検出用N-MOS Ｑ20、Ｑ21、Ｑ22と後述する第２検出器１３(Det4)の検出用N-MOS Ｑ19はダイオード接続N-MOS Ｑ5及びＱ2によりバイアスされることにより、振幅検出の際の不感帯を低減している。また、検出用N-MOS Ｑ20、Ｑ21、Ｑ22、Ｑ19はゲートに供給されるＲＦ交流信号の正の半サイクルに応答して大きなドレイン電流を流して、ＲＦ交流信号の負の半サイクルに応答して遮断することにより半波整流を行う。従って、検出用N-MOS Ｑ20、Ｑ21、Ｑ22、Ｑ19は、N-MOS以外にもNPNバイポーラトランジスタを使用することができ、更にはダイオードを使用することができる。   Further, the detection N-MOS Q20, Q21, Q22 of the first detector 14 (Det1, Det2, Det3) and the detection N-MOS Q19 of the second detector 13 (Det4) described later are diode-connected N-MOS Q5. And the bias by Q2, the dead zone at the time of amplitude detection is reduced. In addition, the detection N-MOS Q20, Q21, Q22, Q19 responds to the negative half cycle of the RF AC signal by flowing a large drain current in response to the positive half cycle of the RF AC signal supplied to the gate. The half-wave rectification is performed by shutting off. Therefore, for the detection N-MOS Q20, Q21, Q22, and Q19, an NPN bipolar transistor can be used in addition to the N-MOS, and further, a diode can be used.

更に図１１に示すようにパワー検出器１０の減衰器(ATT)１１は、ＲＦパワー検出入力信号RFinが一端に供給される結合容量Ｃ4と、直列接続された減衰抵抗ＲATT1、Ｒ1とで構成されている。 Further, as shown in FIG. 11, the attenuator (ATT) 11 of the power detector 10 is composed of a coupling capacitor C4 to which the RF power detection input signal RFin is supplied at one end and attenuation resistors RATT1 and R1 connected in series. Has been.

また図１１に示すように第２検出器(DET2)１３の第４検出回路Det4の入力端子には減衰器(ATT)１１の出力信号が供給され、ダイオード接続されたN-MOS Ｑ2と平滑容量Ｃ6とで生成されたバイアス電圧が入力抵抗Ｒ1を介して供給されている。   As shown in FIG. 11, the output signal of the attenuator (ATT) 11 is supplied to the input terminal of the fourth detection circuit Det4 of the second detector (DET2) 13, and the diode-connected N-MOS Q2 and the smoothing capacitor The bias voltage generated by C6 is supplied via the input resistor R1.

更に図１２に示すように、第２検出器１３の第４検出回路Det4はとソース接地のN-MOS Ｑ19と入力抵抗Ｒ1とで構成されている。N-MOS Ｑ19のゲート入力には、ダイオード接続されたN-MOS Ｑ2と平滑容量Ｃ6とで生成されたバイアス電圧が入力抵抗Ｒ1を介して供給されている。   Further, as shown in FIG. 12, the fourth detection circuit Det4 of the second detector 13 is composed of a grounded N-MOS Q19 and an input resistor R1. A bias voltage generated by the diode-connected N-MOS Q2 and the smoothing capacitor C6 is supplied to the gate input of the N-MOS Q19 via the input resistor R1.

更に図１１に示すようにパワー検出器１０の第１検出器(DET1)１４の第１検出回路Det1と第２検出回路Det2と第３検出回路Det3からの検出電流Ｉdet1、Ｉdet2、Ｉdet3と温度補償回路ＴＣＣを経由した第２検出器１３の第４検出回路Det4からの検出電流Ｉdet4とは加算器１５とで合成される。それにより、加算器１５の出力より、検出出力信号電流が形成される。   Further, as shown in FIG. 11, the detection currents Idet1, Idet2, and Idet3 from the first detection circuit Det1, the second detection circuit Det2, and the third detection circuit Det3 of the first detector (DET1) 14 of the power detector 10 and temperature compensation. The adder 15 synthesizes the detection current Idet4 from the fourth detection circuit Det4 of the second detector 13 via the circuit TCC. Thereby, a detection output signal current is formed from the output of the adder 15.

更に図１２に示すように、加算器１５はカレントミラー接続されたP-MOS Ｑ23、Ｑ24を含む。第１検出器１４の第１検出回路Det1のソース接地のN-MOS Ｑ20に流れる検出電流Ｉdet1と第２検出器１３のソース接地のN-MOS Ｑ21に流れる検出電流Ｉdet2と第３検出回路Det3のソース接地のN-MOS Ｑ22に流れる検出電流Ｉdet3とは、N-MOS Ｑ20、Ｑ21、Ｑ22のドレインで電流加算される。   Further, as shown in FIG. 12, the adder 15 includes P-MOS Q23 and Q24 connected in a current mirror. The detection current Idet1 that flows through the common source N-MOS Q20 of the first detection circuit Det1 of the first detector 14, the detection current Idet2 that flows through the common source N-MOS Q21 of the second detector 13, and the third detection circuit Det3. The detection current Idet3 flowing through the common source N-MOS Q22 is summed at the drains of the N-MOS Q20, Q21, and Q22.

また図１２に示すように、第２検出器１３の第４検出回路Det4のソース接地のN-MOS Ｑ19は、バイアス回路Bias_Cktの演算増幅器OP3の出力により制御されたP-MOS Ｑ7の温度依存性の小さなドレイン電流が供給されたダイオード接続のN-MOS Ｑ2によって安定にバイアスされている。尚、バイアス回路Bias_Cktの演算増幅器OP3の反転入力端子−にはバンドギャップリファレンス回路BRGからの温度依存性の極めて小さなバンドギャップリファレンス電圧ＶBRGが供給されているので、P-MOS Ｑ6と抵抗Ｒ8とに流れる電流も温度依存性が少ない。従って、P-MOS Ｑ6のゲート・ソース電圧ＶgsＱ6も温度依存性が少ないので、P-MOS Ｑ7のドレイン電流も温度依存性が小さくされている。第２検出器１３の第４検出回路Det4のソース接地のN-MOS Ｑ19に流れる検出電流Ｉdet4は、温度補償回路TCCを介して加算器１５を校正するカレントミラー接続のP-MOS Ｑ23、Ｑ24に供給されている。 As shown in FIG. 12, the source-grounded N-MOS Q19 of the fourth detector circuit Det4 of the second detector 13 is dependent on the temperature dependence of the P-MOS Q7 controlled by the output of the operational amplifier OP3 of the bias circuit Bias_Ckt. It is stably biased by a diode-connected N-MOS Q2 to which a small drain current is supplied. Since the band gap reference voltage V BRG with extremely small temperature dependence is supplied from the band gap reference circuit BRG to the inverting input terminal − of the operational amplifier OP3 of the bias circuit Bias_Ckt, the P-MOS Q6 and the resistor R8 The current flowing through the is also less temperature dependent. Accordingly, the gate-source voltage Vgs Q6 of P-MOS Q6 also less temperature dependence, the drain current is also the temperature dependence of the P-MOS Q7 is reduced. The detection current Idet4 flowing in the source-grounded N-MOS Q19 of the fourth detection circuit Det4 of the second detector 13 is supplied to the current mirror-connected P-MOS Q23 and Q24 that calibrate the adder 15 via the temperature compensation circuit TCC. Have been supplied.

更に図１１に示すように、この電流・電圧変換器２３は、ダイオード接続のN-MOS Ｑ8により構成されている。   Further, as shown in FIG. 11, the current / voltage converter 23 is constituted by a diode-connected N-MOS Q8.

また図１２に示すように、共通接続されたN-MOS Ｑ20、Ｑ21、Ｑ22、Ｑ19のドレインに流れる検出電流Ｉdet1、Ｉdet2、Ｉdet3、Ｉdet4が供給されるP-MOS Ｑ23、Ｑ24のカレントミラーの出力である検出出力信号電流が、電流・電圧変換器２３のダイオード接続のN-MOS Ｑ8に供給される。   Further, as shown in FIG. 12, the output of the current mirror of P-MOS Q23 and Q24 to which detection currents Idet1, Idet2, Idet3 and Idet4 flowing in the drains of the commonly connected N-MOS Q20, Q21, Q22 and Q19 are supplied. Is output to the diode-connected N-MOS Q8 of the current / voltage converter 23.

更に図１１と図１２とに示すように、バイアス回路Bias_CktのP-MOS Ｑ11で生成されたバイアス電流がダイオード接続されたN-MOS Ｑ18に供給されることにより生成された基準電圧Ｖrefが、検出電圧増幅器２４の演算増幅器(OP1)２５の非反転入力端子に供給されている。また、電流・電圧変換器２３からの検出電圧(Ｖdet)４１は、検出電圧増幅器２４の演算増幅器(OP2)２６の非反転入力端子に供給されている。このようにして、検出電圧増幅器２４の出力から検出電圧(Ｖdet)４１が生成されて、検出電圧(Ｖdet)４１は図９の制御回路２９の負帰還回路１０９の抵抗Ｒ1を介して誤差増幅器３０の反転入力端子に供給される。   Further, as shown in FIGS. 11 and 12, the reference voltage Vref generated by supplying the bias current generated by the P-MOS Q11 of the bias circuit Bias_Ckt to the diode-connected N-MOS Q18 is detected. The voltage is supplied to the non-inverting input terminal of the operational amplifier (OP1) 25 of the voltage amplifier 24. The detection voltage (Vdet) 41 from the current / voltage converter 23 is supplied to the non-inverting input terminal of the operational amplifier (OP2) 26 of the detection voltage amplifier 24. In this way, the detection voltage (Vdet) 41 is generated from the output of the detection voltage amplifier 24, and the detection voltage (Vdet) 41 passes through the resistor R1 of the negative feedback circuit 109 of the control circuit 29 in FIG. To the inverting input terminal.

以上本発明者によってなされた発明を実施形態に基づいて具体的に説明したが、本発明はそれに限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々変更可能であることは言うまでもない。   Although the invention made by the present inventor has been specifically described based on the embodiments, it is needless to say that the present invention is not limited thereto and can be variously modified without departing from the gist thereof.

例えば、ＲＦ電力増幅器モジュールのローバンドとハイバンドのRF電力増幅器の電力増幅トランジスタとしては、ＬＤMOSトランジスタやヘテロバイポーラトランジスタ以外にGaAsやInPなどの化合物半導体のMESFETやHEMPTのNチャンネルの電界効果トランジスタを使用することができる。   For example, as power amplification transistors for low-band and high-band RF power amplifiers in RF power amplifier modules, compound semiconductor MESFETs such as GaAs and InP, and HEMPT N-channel field effect transistors are used in addition to LDMOS transistors and heterobipolar transistors. can do.

また、図５において、負帰還回路１０５に追加された抵抗Ｒ5は接地電圧GND以外に、電源電圧よりも低い低レベルの定電圧基準電圧に接続されることもできることは言うまでもない。更に、図５において、アッテネーター１０７の抵抗Ｒ3は、接地電圧GND以外に、同様に低レベルの定電圧基準電圧に接続されることもできる。   Further, in FIG. 5, it goes without saying that the resistor R5 added to the negative feedback circuit 105 can be connected to a constant voltage reference voltage having a low level lower than the power supply voltage in addition to the ground voltage GND. Further, in FIG. 5, the resistor R3 of the attenuator 107 can be similarly connected to a low level constant voltage reference voltage in addition to the ground voltage GND.

図１は、本発明に先立って本発明者等によって検討されたクワッドバンドを送信するＲＦ電力増幅器モジュールのパワー検出器の構成を示す図である。FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a power detector of an RF power amplifier module that transmits a quad band studied by the present inventors prior to the present invention. 図２は、図１のＲＦ電力増幅器モジュールでの自動パワー制御電圧に対する送信電力の変化の特性を示す図である。FIG. 2 is a diagram illustrating a change characteristic of transmission power with respect to an automatic power control voltage in the RF power amplifier module of FIG. 図３も、本発明に先立って本発明者等によって検討されたクワッドバンドを送信するＲＦ電力増幅器モジュールのパワー検出器の構成を示す図である。FIG. 3 is also a diagram showing a configuration of a power detector of an RF power amplifier module that transmits a quad band studied by the present inventors prior to the present invention. 図４は、図３のＲＦ電力増幅器モジュールでの自動パワー制御電圧に対する送信電力の変化の特性を示す図である。FIG. 4 is a diagram illustrating a change characteristic of transmission power with respect to an automatic power control voltage in the RF power amplifier module of FIG. 図５は、本発明の１つの実施の形態によるＲＦ電力増幅器モジュールの基本的なパワー検出器１０の構成を示す図である。FIG. 5 is a diagram showing a configuration of a basic power detector 10 of the RF power amplifier module according to one embodiment of the present invention. 図６は、図５のＲＦ電力増幅器モジュールでの自動パワー制御電圧に対する送信電力の変化の特性を示す図である。FIG. 6 is a diagram illustrating a change characteristic of transmission power with respect to an automatic power control voltage in the RF power amplifier module of FIG. 図７は、本発明の他の１つの実施の形態によるＲＦ電力増幅器モジュールでマルチバンドの送信周波数に対応するパワー検出器の構成を示す図である。FIG. 7 is a diagram illustrating a configuration of a power detector corresponding to a multiband transmission frequency in an RF power amplifier module according to another embodiment of the present invention. 図８は、図５または図７の本発明の１つの実施の形態または本発明の他の１つの実施の形態によるＲＦ電力増幅器モジュールを搭載した携帯電話端末の構成を示す図である。FIG. 8 is a diagram showing a configuration of a mobile phone terminal equipped with an RF power amplifier module according to one embodiment of the present invention of FIG. 5 or FIG. 7 or another embodiment of the present invention. 図９は、本発明の更に他の１つの実施の形態によるデュアルカップラーを採用したＲＦ電力増幅器モジュールの構成を示す図である。FIG. 9 is a diagram showing a configuration of an RF power amplifier module employing a dual coupler according to still another embodiment of the present invention. 図１０は、本発明の更に他の１つの実施の形態によるシングルカップラーを採用したＲＦ電力増幅器モジュールの構成を示す図である。FIG. 10 is a diagram showing a configuration of an RF power amplifier module employing a single coupler according to still another embodiment of the present invention. 図１１は、図９に示した本発明の更に他の１つの実施の形態によるデュアルカップラーを採用したＲＦ電力増幅器モジュールのRFパワー検出器、電流・電圧変換器、検出電圧増幅器とバイアス回路とを含むＲＦパワー検出半導体集積回路の回路ブロックを示す図である。11 shows an RF power detector, a current / voltage converter, a detection voltage amplifier and a bias circuit of an RF power amplifier module employing a dual coupler according to another embodiment of the present invention shown in FIG. It is a figure which shows the circuit block of RF power detection semiconductor integrated circuit containing. 図１２は、図９に示した本発明の更に他の１つの実施の形態によるデュアルカップラーを採用したＲＦ電力増幅器モジュールのRFパワー検出器、電流・電圧変換器、検出電圧増幅器とバイアス回路とを含むＲＦパワー検出半導体集積回路の詳細な回路を示す図である。12 shows an RF power detector, a current / voltage converter, a detection voltage amplifier and a bias circuit of an RF power amplifier module employing a dual coupler according to still another embodiment of the present invention shown in FIG. It is a figure which shows the detailed circuit of the RF power detection semiconductor integrated circuit containing.

符号の説明Explanation of symbols

１００ ＲＦ電力増幅器
１０１ カップラー
１０２ パワー検出器
１０５ 負帰還回路
１０６ 誤差増幅器
１０７ アッテネーター
Ｖdet 検出電圧
Ｖramp 送信出力レベル指示電圧
Ｖapc 自動パワー制御電圧
Ｒ1、Ｒ2、Ｒ3、Ｒ4、Ｒ5 抵抗
ＲL 負荷
Ｖin RF送信信号
Ｖout RF送信増幅信号
ANT アンテナ
２００ ＲＦ電力増幅器モジュール
３００ ベースバンド信号処理ユニット
４００ 中央処理ユニット
５００ ＲＦ信号処理ユニット
１、４７ ローバンドRF電力増幅器
２、４８ ハイバンドRF電力増幅器
５、４９ ローバンド整合回路
６、５０ ハイバンド整合回路
７、５１ ローバンドローパスフィルタ
８、５２ ハイバンドローパスフィルタ
CPL_LB ローバンドカップラー
CPL_HB ハイバンドカップラー
５４ カップラー
１０ ローバンドRFパワー検出回路
１６ ハイバンドRFパワー検出回路
５５ パワー検出回路
１１、１７、５６、５９ 減衰器
１２、１８、５７ 多段増幅器
１４、２０、６１ 第1検出器
１３、１９、６９ 第2検出器
１５、２１、６２ 加算器
２３、６３ 電流・電圧変換器
２４、６４ 検出電圧増幅器
２９、６９ 制御回路
３０、７０ 誤差僧服器
２２、３２、７２ スイッチ
Ｐin_LB ローバンドRF送信入力信号
Ｐin_HB ハイバンドRF送信入力信号
Ｐout RF送信出力信号 100 RF power amplifier 101 coupler 102 power detector 105 negative feedback circuit 106 error amplifier 107 attenuator Vdet detection voltage Vramp transmission output level indication voltage Vapc automatic power control voltage R1, R2, R3, R4, R5 resistance R L load Vin RF transmission signal Vout RF transmit amplification signal
ANT antenna 200 RF power amplifier module 300 Baseband signal processing unit 400 Central processing unit 500 RF signal processing unit 1, 47 Low band RF power amplifier 2, 48 High band RF power amplifier 5, 49 Low band matching circuit 6, 50 High band matching circuit 7, 51 Low-band low-pass filter 8, 52 High-band low-pass filter
CPL_LB Low band coupler
CPL_HB High band coupler 54 Coupler 10 Low band RF power detection circuit 16 High band RF power detection circuit 55 Power detection circuit 11, 17, 56, 59 Attenuator 12, 18, 57 Multistage amplifier 14, 20, 61 First detector 13, 19, 69 Second detector 15, 21, 62 Adder 23, 63 Current / voltage converter 24, 64 Detection voltage amplifier 29, 69 Control circuit 30, 70 Error monger 22, 32, 72 Switch Pin_LB Low band RF transmission Input signal Pin_HB High band RF transmission input signal Pout RF transmission output signal

Claims (12)

ＲＦ送信入力信号を増幅するＲＦ電力増幅器と、カップラーと、負帰還回路と、誤差増幅器と、アッテネーターとを具備して、
前記ＲＦ電力増幅器の出力のＲＦ送信出力信号が前記カップラーに供給されることによって、前記カップラーから検出電圧が生成され、
前記負帰還回路は、一端に前記カップラーからの前記検出電圧が供給され他端が前記誤差増幅器の反転入力端子に接続された第１抵抗と、一端が前記誤差増幅器の出力端子に接続され他端が前記誤差増幅器の前記反転入力端子に接続された第２抵抗とを含み、
前記誤差増幅器の前記出力端子から自動パワー制御電圧が生成され、該自動パワー制御電圧により前記ＲＦ電力増幅器のゲインが制御され、
前記アッテネーターは、前記誤差増幅器の非反転入力端子と基準電位との間に接続された第３抵抗と、送信出力レベル指示電圧を前記誤差増幅器の前記非反転入力端子に供給する第４抵抗とを含み、
前記負帰還回路は、一端が前記誤差増幅器の前記反転入力端子に接続され他端が基準電位に接続された第５抵抗を更に含むＲＦ電力増幅装置。 An RF power amplifier that amplifies an RF transmission input signal, a coupler, a negative feedback circuit, an error amplifier, and an attenuator,
An RF transmission output signal output from the RF power amplifier is supplied to the coupler, thereby generating a detection voltage from the coupler,
The negative feedback circuit includes a first resistor having one end supplied with the detection voltage from the coupler and the other end connected to the inverting input terminal of the error amplifier, and one end connected to the output terminal of the error amplifier. And a second resistor connected to the inverting input terminal of the error amplifier,
An automatic power control voltage is generated from the output terminal of the error amplifier, and the gain of the RF power amplifier is controlled by the automatic power control voltage.
The attenuator includes a third resistor connected between the non-inverting input terminal of the error amplifier and a reference potential, and a fourth resistor for supplying a transmission output level instruction voltage to the non-inverting input terminal of the error amplifier. Including
The negative feedback circuit is an RF power amplifying apparatus further including a fifth resistor having one end connected to the inverting input terminal of the error amplifier and the other end connected to a reference potential. 前記ＲＦ電力増幅器はローバンドＲＦ送信入力信号と前記ローバンドＲＦ送信入力信号の周波数よりも高い周波数を有するハイバンドＲＦ送信入力信号とを増幅可能に構成され、
前記ＲＦ電力増幅器が前記ローバンドＲＦ送信入力信号を増幅する際には、前記負帰還回路の前記第５抵抗は第１抵抗値に設定され、
前記ＲＦ電力増幅器が前記ハイバンドＲＦ送信入力信号を増幅する際には、前記負帰還回路の前記第５抵抗は前記第１抵抗値よりも抵抗値の低い第２抵抗値に設定される請求項１に記載のＲＦ電力増幅装置。 The RF power amplifier is configured to amplify a low-band RF transmission input signal and a high-band RF transmission input signal having a frequency higher than the frequency of the low-band RF transmission input signal,
When the RF power amplifier amplifies the low-band RF transmission input signal, the fifth resistor of the negative feedback circuit is set to a first resistance value,
The fifth resistor of the negative feedback circuit is set to a second resistance value lower than the first resistance value when the RF power amplifier amplifies the high-band RF transmission input signal. The RF power amplifying device according to 1. 前記ＲＦ電力増幅器はローバンドＲＦ送信入力信号を増幅するためのローバンドＲＦ電力増幅器と、前記ローバンドＲＦ送信入力信号の周波数よりも高い周波数を有するハイバンドＲＦ送信入力信号を増幅するためのハイバンドＲＦ電力増幅器とを含み、
前記カップラーは、ローバンドカップラーと、ハイバンドカップラーとを含み、
前記ローバンドカップラーに前記ローバンドＲＦ電力増幅器の出力からのローバンドＲＦ送信出力信号が供給されることによって、前記ローバンドカップラーからローバンド検出信号が生成され、
前記ハイバンドカップラーに前記ハイバンドＲＦ電力増幅器の出力からのハイバンドＲＦ送信出力信号が供給されることによって、前記ハイバンドカップラーからハイバンド検出信号が生成され、
前記ローバンドカップラーからの前記ローバンド検出信号と前記ハイバンドカップラーからの前記ハイバンド検出信号とが選択的に入力に供給される検出電圧増幅器の出力の前記検出電圧が、前記負帰還回路の前記第１抵抗の前記一端に供給され、
前記検出電圧増幅器の前記入力に前記ローバンドカップラーからの前記ローバンド検出信号が供給される際に前記検出電圧増幅器の電圧増幅率は第１増幅率に設定され、前記検出電圧増幅器の前記入力に前記ハイバンドカップラーからの前記ハイバンド検出信号が供給される際に前記検出電圧増幅器の電圧増幅率は前記第１増幅率よりも大きな増幅率の第２増幅率に設定される請求項２に記載のＲＦ電力増幅装置。 The RF power amplifier includes a low-band RF power amplifier for amplifying a low-band RF transmission input signal, and a high-band RF power for amplifying a high-band RF transmission input signal having a frequency higher than the frequency of the low-band RF transmission input signal. An amplifier,
The coupler includes a low band coupler and a high band coupler,
By supplying a low-band RF transmission output signal from the output of the low-band RF power amplifier to the low-band coupler, a low-band detection signal is generated from the low-band coupler,
By supplying a high-band RF transmission output signal from the output of the high-band RF power amplifier to the high-band coupler, a high-band detection signal is generated from the high-band coupler,
The detection voltage at the output of the detection voltage amplifier in which the low-band detection signal from the low-band coupler and the high-band detection signal from the high-band coupler are selectively supplied to the input is the first voltage of the negative feedback circuit. Supplied to the one end of the resistor;
When the low band detection signal from the low band coupler is supplied to the input of the detection voltage amplifier, the voltage amplification factor of the detection voltage amplifier is set to a first amplification factor, and the high voltage is input to the input of the detection voltage amplifier. 3. The RF according to claim 2, wherein when the high-band detection signal is supplied from a band coupler, the voltage amplification factor of the detection voltage amplifier is set to a second amplification factor that is larger than the first amplification factor. Power amplification device. 前記ＲＦ電力増幅器はローバンドＲＦ送信入力信号を増幅するためのローバンドＲＦ電力増幅器と、前記ローバンドＲＦ送信入力信号の周波数よりも高い周波数を有するハイバンドＲＦ送信入力信号を増幅するためのハイバンドＲＦ電力増幅器とを含み、
前記カップラーに前記ローバンドＲＦ電力増幅器の出力からのローバンドＲＦ送信出力信号と前記ハイバンドＲＦ電力増幅器の出力からのハイバンドＲＦ送信出力信号とが選択的に供給されることによって、前記カップラーから検出信号が生成され、
前記カップラーからの前記検出信号が入力に供給される検出電圧増幅器の出力の前記検出電圧が、前記負帰還回路の前記第１抵抗の前記一端に供給され、
前記カップラーに前記ローバンドＲＦ電力増幅器からの前記ローバンドＲＦ送信出力信号が供給される際に前記検出電圧増幅器の電圧増幅率は第１増幅率に設定され、前記カップラーに前記ハイバンドＲＦ電力増幅器の前記ハイバンドＲＦ送信出力信号が供給される際に前記検出電圧増幅器の電圧増幅率は前記第１増幅率よりも大きな増幅率の第２増幅率に設定される請求項２に記載のＲＦ電力増幅装置。 The RF power amplifier includes a low-band RF power amplifier for amplifying a low-band RF transmission input signal, and a high-band RF power for amplifying a high-band RF transmission input signal having a frequency higher than the frequency of the low-band RF transmission input signal. An amplifier,
A low-band RF transmission output signal from the output of the low-band RF power amplifier and a high-band RF transmission output signal from the output of the high-band RF power amplifier are selectively supplied to the coupler, so that a detection signal is output from the coupler. Is generated,
The detection voltage output from a detection voltage amplifier to which the detection signal from the coupler is supplied to an input is supplied to the one end of the first resistor of the negative feedback circuit;
When the low band RF transmission output signal from the low band RF power amplifier is supplied to the coupler, the voltage amplification factor of the detection voltage amplifier is set to a first amplification factor, and the coupler has the voltage amplification factor of the high band RF power amplifier. 3. The RF power amplifier according to claim 2, wherein when the high-band RF transmission output signal is supplied, the voltage amplification factor of the detection voltage amplifier is set to a second amplification factor that is larger than the first amplification factor. . 前記ローバンドＲＦ送信出力信号はＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００とのローバンドＲＦ周波数帯域を持ち、前記ハイバンドＲＦ送信出力信号はＤＣＳ１８００とＰＣＳ１９００とのハイバンドＲＦ周波数帯域を持つ請求項３と請求項４とのいずれかに記載のＲＦ電力増幅装置。   The low-band RF transmission output signal has a low-band RF frequency band of GSM850 and GSM900, and the high-band RF transmission output signal has a high-band RF frequency band of DCS1800 and PCS1900. The RF power amplifying device described in 1. 前記基準電位は接地電圧である請求項５に記載のＲＦ電力増幅装置。   The RF power amplifying apparatus according to claim 5, wherein the reference potential is a ground voltage. ＲＦ送信入力信号を増幅するＲＦ電力増幅器と、カップラーと、負帰還回路と、誤差増幅器と、アッテネーターとをＲＦパワーモジュールのパッケージの内部に具備して、
前記ＲＦ電力増幅器の出力のＲＦ送信出力信号が前記カップラーに供給されることによって、前記カップラーから検出電圧が生成され、
前記負帰還回路は、一端に前記カップラーからの前記検出電圧が供給され他端が前記誤差増幅器の反転入力端子に接続された第１抵抗と、一端が前記誤差増幅器の出力端子に接続され他端が前記誤差増幅器の前記反転入力端子に接続された第２抵抗とを含み、
前記誤差増幅器の前記出力端子から自動パワー制御電圧が生成され、該自動パワー制御電圧により前記ＲＦ電力増幅器のゲインが制御され、
前記アッテネーターは、前記誤差増幅器の非反転入力端子と基準電位との間に接続された第３抵抗と、送信出力レベル指示電圧を前記誤差増幅器の前記非反転入力端子に供給する第４抵抗とを含み、
前記負帰還回路は、一端が前記誤差増幅器の前記反転入力端子に接続され他端が基準電位に接続された第５抵抗を更に含むＲＦ電力増幅装置。 An RF power amplifier that amplifies an RF transmission input signal, a coupler, a negative feedback circuit, an error amplifier, and an attenuator are provided inside the RF power module package,
An RF transmission output signal output from the RF power amplifier is supplied to the coupler, thereby generating a detection voltage from the coupler,
The negative feedback circuit includes a first resistor having one end supplied with the detection voltage from the coupler and the other end connected to the inverting input terminal of the error amplifier, and one end connected to the output terminal of the error amplifier. And a second resistor connected to the inverting input terminal of the error amplifier,
An automatic power control voltage is generated from the output terminal of the error amplifier, and the gain of the RF power amplifier is controlled by the automatic power control voltage.
The attenuator includes a third resistor connected between the non-inverting input terminal of the error amplifier and a reference potential, and a fourth resistor for supplying a transmission output level instruction voltage to the non-inverting input terminal of the error amplifier. Including
The negative feedback circuit is an RF power amplifying apparatus further including a fifth resistor having one end connected to the inverting input terminal of the error amplifier and the other end connected to a reference potential. 前記ＲＦ電力増幅器はローバンドＲＦ送信入力信号と前記ローバンドＲＦ送信入力信号の周波数よりも高い周波数を有するハイバンドＲＦ送信入力信号とを増幅可能に構成され、
前記ＲＦ電力増幅器が前記ローバンドＲＦ送信入力信号を増幅する際には、前記負帰還回路の前記第５抵抗は第１抵抗値に設定され、
前記ＲＦ電力増幅器が前記ハイバンドＲＦ送信入力信号を増幅する際には、前記負帰還回路の前記第５抵抗は前記第１抵抗値よりも抵抗値の低い第２抵抗値に設定される請求項７に記載のＲＦ電力増幅装置。 The RF power amplifier is configured to amplify a low-band RF transmission input signal and a high-band RF transmission input signal having a frequency higher than the frequency of the low-band RF transmission input signal,
When the RF power amplifier amplifies the low-band RF transmission input signal, the fifth resistor of the negative feedback circuit is set to a first resistance value,
The fifth resistor of the negative feedback circuit is set to a second resistance value lower than the first resistance value when the RF power amplifier amplifies the high-band RF transmission input signal. 8. The RF power amplifying device according to 7. 前記ＲＦ電力増幅器はローバンドＲＦ送信入力信号を増幅するためのローバンドＲＦ電力増幅器と、前記ローバンドＲＦ送信入力信号の周波数よりも高い周波数を有するハイバンドＲＦ送信入力信号を増幅するためのハイバンドＲＦ電力増幅器とを含み、
前記カップラーは、ローバンドカップラーと、ハイバンドカップラーとを含み、
前記ローバンドカップラーに前記ローバンドＲＦ電力増幅器の出力からのローバンドＲＦ送信出力信号が供給されることによって、前記ローバンドカップラーからローバンド検出信号が生成され、
前記ハイバンドカップラーに前記ハイバンドＲＦ電力増幅器の出力からのハイバンドＲＦ送信出力信号が供給されることによって、前記ハイバンドカップラーからハイバンド検出信号が生成され、
前記ローバンドカップラーからの前記ローバンド検出信号と前記ハイバンドカップラーからの前記ハイバンド検出信号とが選択的に入力に供給される検出電圧増幅器の出力の前記検出電圧が、前記負帰還回路の前記第１抵抗の前記一端に供給され、
前記検出電圧増幅器の前記入力に前記ローバンドカップラーからの前記ローバンド検出信号が供給される際に前記検出電圧増幅器の電圧増幅率は第１増幅率に設定され、前記検出電圧増幅器の前記入力に前記ハイバンドカップラーからの前記ハイバンド検出信号が供給される際に前記検出電圧増幅器の電圧増幅率は前記第１増幅率よりも大きな増幅率の第２増幅率に設定される請求項８に記載のＲＦ電力増幅装置。 The RF power amplifier includes a low-band RF power amplifier for amplifying a low-band RF transmission input signal, and a high-band RF power for amplifying a high-band RF transmission input signal having a frequency higher than the frequency of the low-band RF transmission input signal. An amplifier,
The coupler includes a low band coupler and a high band coupler,
By supplying a low-band RF transmission output signal from the output of the low-band RF power amplifier to the low-band coupler, a low-band detection signal is generated from the low-band coupler,
By supplying a high-band RF transmission output signal from the output of the high-band RF power amplifier to the high-band coupler, a high-band detection signal is generated from the high-band coupler,
The detection voltage at the output of the detection voltage amplifier in which the low-band detection signal from the low-band coupler and the high-band detection signal from the high-band coupler are selectively supplied to the input is the first voltage of the negative feedback circuit. Supplied to the one end of the resistor;
When the low band detection signal from the low band coupler is supplied to the input of the detection voltage amplifier, the voltage amplification factor of the detection voltage amplifier is set to a first amplification factor, and the high voltage is input to the input of the detection voltage amplifier. 9. The RF according to claim 8, wherein when the high-band detection signal is supplied from a band coupler, the voltage amplification factor of the detection voltage amplifier is set to a second amplification factor that is larger than the first amplification factor. Power amplification device. 前記ＲＦ電力増幅器はローバンドＲＦ送信入力信号を増幅するためのローバンドＲＦ電力増幅器と、前記ローバンドＲＦ送信入力信号の周波数よりも高い周波数を有するハイバンドＲＦ送信入力信号を増幅するためのハイバンドＲＦ電力増幅器とを含み、
前記カップラーに前記ローバンドＲＦ電力増幅器の出力からのローバンドＲＦ送信出力信号と前記ハイバンドＲＦ電力増幅器の出力からのハイバンドＲＦ送信出力信号とが選択的に供給されることによって、前記カップラーから検出信号が生成され、
前記カップラーからの前記検出信号が入力に供給される検出電圧増幅器の出力の前記検出電圧が、前記負帰還回路の前記第１抵抗の前記一端に供給され、
前記カップラーに前記ローバンドＲＦ電力増幅器からの前記ローバンドＲＦ送信出力信号が供給される際に前記検出電圧増幅器の電圧増幅率は第１増幅率に設定され、前記カップラーに前記ハイバンドＲＦ電力増幅器の前記ハイバンドＲＦ送信出力信号が供給される際に前記検出電圧増幅器の電圧増幅率は前記第１増幅率よりも大きな増幅率の第２増幅率に設定される請求項８に記載のＲＦ電力増幅装置。 The RF power amplifier includes a low-band RF power amplifier for amplifying a low-band RF transmission input signal, and a high-band RF power for amplifying a high-band RF transmission input signal having a frequency higher than the frequency of the low-band RF transmission input signal. An amplifier,
A low-band RF transmission output signal from the output of the low-band RF power amplifier and a high-band RF transmission output signal from the output of the high-band RF power amplifier are selectively supplied to the coupler, so that a detection signal is output from the coupler. Is generated,
The detection voltage output from a detection voltage amplifier to which the detection signal from the coupler is supplied to an input is supplied to the one end of the first resistor of the negative feedback circuit;
When the low band RF transmission output signal from the low band RF power amplifier is supplied to the coupler, the voltage amplification factor of the detection voltage amplifier is set to a first amplification factor, and the coupler has the voltage amplification factor of the high band RF power amplifier. 9. The RF power amplifying apparatus according to claim 8, wherein when the high-band RF transmission output signal is supplied, the voltage amplification factor of the detection voltage amplifier is set to a second amplification factor that is larger than the first amplification factor. . 前記ローバンドＲＦ送信出力信号はＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００とのローバンドＲＦ周波数帯域を持ち、前記ハイバンドＲＦ送信出力信号はＤＣＳ１８００とＰＣＳ１９００とのハイバンドＲＦ周波数帯域を持つ請求項９と請求項１０とのいずれかに記載のＲＦ電力増幅装置。   The low-band RF transmission output signal has a low-band RF frequency band of GSM850 and GSM900, and the high-band RF transmission output signal has a high-band RF frequency band of DCS1800 and PCS1900. The RF power amplifying device described in 1. 前記基準電位は接地電圧である請求項１１に記載のＲＦ電力増幅装置。   The RF power amplifier according to claim 11, wherein the reference potential is a ground voltage.
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