JP2009071997A - 電力変換装置および車両用灯具 - Google Patents

Abstract

【課題】電力変換用の磁性素子を有する電力変換装置において、磁性素子の電流検出に伴う損失を回避して部品の小型化を実現し、かつ入出力電圧の変動などによる出力電力変動を抑制する。
【解決手段】スイッチング素子２１のオン時に電源１から電力変換用の磁性素子２２に電流を流して該磁性素子２２にエネルギを蓄積し、スイッチング素子２１のオフ時に前記磁性素子２２に蓄積されたエネルギを負荷側に放出し、スイッチング素子２２を高周波でスイッチングすることで電力変換動作を行う電力変換装置において、磁性素子２２の磁束状態あるいは磁束変化状態を近似的に模擬する磁束模擬回路７の信号出力によって少なくとも前記スイッチング素子２２のオン期間を決定する。
【選択図】図１

Description

本発明はトランスやチョークコイルのような電力変換用の磁性素子を有する電力変換装置およびこれを用いた車両用灯具に関するものであり、特に巻線電流を開閉するスイッチング素子の制御手段に関するものである。

図２１は特許文献１（特開２０００−３４０３８５）に開示された電力変換装置の回路図である。この電力変換装置は、高輝度放電灯（ＨＩＤランプ）の点灯装置であり、直流電源１より放電灯５が必要とする電圧にＤＣ−ＤＣ変換回路２で電力変換し、ＤＣ−ＤＣ変換回路２の出力をインバータ回路３にて低周波交番電力に変換し、放電開始時に必要な高電圧を印加させる始動回路４を介して放電灯５に電力を供給する。

直流電源１はバッテリや交流電源を整流、平滑して得られる直流電源である。ＤＣ−ＤＣ変換回路２はフライバックコンバータであり、スイッチング素子２１、フライバックトランス２２、ダイオード２３、平滑用コンデンサ２４で構成されている。ＤＣ−ＤＣ変換回路２の出力は、スイッチング素子２１のスイッチング状態を調整することで制御する。これにより直流電源１の出力を放電灯５が必要とする電力に変換し、ＤＣ−ＤＣ変換回路２は放電灯５を安定に点灯させるための安定器として動作する。

出力制御回路６はＤＣ−ＤＣ変換回路２の出力電圧を検出し、検出された出力電圧に応じて適切な出力電力の指令値を演算部６０１にて決定し、その出力電力指令値を出力電圧の検出値で割ることにより出力電流の指令値を出力する。また、出力制御回路６はＤＣ−ＤＣ変換回路２の出力電流を検出し、検出された出力電流と指令値との差分を誤差増幅器６０２により増幅し、１次側ピーク電流指令値Ｖｒを作成する。

出力制御回路６は１次側のスイッチング素子２１にオン駆動信号を与えるフリップフロップ等よりなるオン・オフ制御部６１を備えており、コンパレータ６１１によりオフタイミング信号、コンパレータ６１２によりオンタイミング信号を与えている。コンパレータ６１１は１次電流の検出信号が１次側ピーク電流指令値Ｖｒに達すると、オフタイミング信号を出力する。コンパレータ６１２は２次電流がゼロとなったことを検出するとオンタイミング信号を出力する。オン・オフ制御部６１は最大オン時間と最小オン時間の設定部を有すると共に、後述する最大オフ時間調整回路６１３が付加されている。

図２１の回路では、ＤＣ−ＤＣ変換回路２としてフライバックコンバータの例を示している。フライバックコンバータはトランス２２の１次巻線をスイッチング素子２１を介して直流電源１に接続し、トランス２２の２次巻線をダイオード２３を介して平滑用コンデンサ２４に接続したものであり、１次巻線電流Ｉ１が遮断されたときにダイオード２３を介して２次巻線電流Ｉ２が流れる所謂フライバック動作を行う巻線極性となっている。

スイッチング素子２１がオンすると、トランス２２の１次巻線電流Ｉ１が上昇する。スイッチング素子２１のオン時間は、出力制御回路６で規定される１次側ピーク電流指令値Ｖｒに達するまでの期間とする。スイッチング素子２１がオフした後に２次巻線電流Ｉ２が流れはじめ、２次巻線電流Ｉ２が略ゼロになったときにスイッチング素子２１を再びオンさせるように駆動する。動作波形で示すと、図２４のようなスイッチング動作となる。このようなスイッチング動作を電流臨界モードといい、一般的に回路効率がよい。

しかし、２次巻線電流Ｉ２がゼロになるまでスイッチング素子２１が再オンしないので、高輝度放電灯５ではランプ温度が低い状態ではランプ電圧が低くなることで２次巻線電流Ｉ２の傾きが緩やかになって、２次巻線電流Ｉ２がゼロに達するまでの時間が長くなる。これは、スイッチング周波数の低下を招き、同じ出力を得るために１次巻線電流Ｉ１のピーク値が増大するため、スイッチング素子２１の電流耐量の増大や電力変換用トランス２２の大型化、平滑用コンデンサ２４の大型化を招く。

特に車載用前照灯の高輝度放電灯の場合、光出力をすばやく立ち上げるため、ランプ温度が低いとき定常状態より過大な電力を加えるため、この欠点の影響が大きい。

そのため、図２１の従来例では、図２５で示す動作波形のように、最大オフ時間を限定する最大オフ時間調整回路６１３を付加し、オフ時間がその上限を超えた場合、２次巻線電流Ｉ２が流れていても強制的にスイッチング素子２１をオンに移行させるような電流連続モードで動作させる。これにより、過度なスイッチング周波数の低下を抑制している。

トランス２２の２次巻線電流Ｉ２の検出はゼロ点のみを検出すればよいので、直接的に電流を検出せず間接的にゼロ点を検出する手法がある。一方、１次巻線電流Ｉ１は出力の調整のため、流れる電流ピークが指令値に達したことを検出するので、電流値に対応した信号の検出が必要となる。

１次巻線電流Ｉ１を検出するためには、図２２で示す特開平８−１８２３１４（特許文献２）のように、抵抗６２０などによって検出することが一般的である。図２２の回路では、電流検出抵抗６２０により検出された１次巻線電流Ｉ１の検出値が基準電圧Ｖｒを超えると、コンパレータ６２４の出力が反転し、ＲＳフリップフロップ６２２がリセットされ、そのＱ出力がＬｏｗレベルとなることでスイッチング素子２１がオフとなる。減磁検出回路６２６によりトランス２２のエネルギ放出が検出されると、ＲＳフリップフロップ６２２がセットされ、そのＱ出力がＨｉｇｈレベルとなることでスイッチング素子２１がオンとなる。ＲＳフリップフロップ６２２のＱ出力を反転した信号により放電スイッチＳ１が制御されており、スイッチング素子２１のオン時には放電スイッチＳ１がオフされることにより、基準電圧Ｖｒは制御電源電圧Ｖｃｃから定電流源Ｉｒを介してコンデンサＣｒを充電することにより漸増する電圧となる。スイッチング素子２１のオフ時には放電スイッチＳ１がオンされることにより、コンデンサＣｒは抵抗Ｒｒを介して放電されることにより漸減する電圧となる。

この図２２の回路では、電流検出抵抗６２０によって電力損失を生じる。特に、負荷電力が大きいほど、また入力電圧が低いほど、スイッチング素子２１に流す電流Ｉ１は大きくなるため、検出抵抗６２０が大型化する。電流検出抵抗６２０での電力損失を低減するために抵抗値を低く設定すれば、得られる検出信号が小さくなって、外乱ノイズ等に弱くなる。

図２３は特開２００４−８７３３９（特許文献３）に開示された電力変換装置の回路図である。この従来例では、発振器６４２から得られた三角波信号出力とＰＷＭ指令信号とをコンパレータ６４１で比較して得られた信号をＤＣ−ＤＣ変換回路２のスイッチング素子２１の駆動信号として利用している。この場合、１次巻線電流を検出する必要がなく、電流検出抵抗の使用に伴う電力損失がない。また、発振器６４２の出力信号を比較的任意に設定できるため、信号レベルを比較的高くすれば、外乱ノイズに対する影響を小さくすることができる。

しかしながら、図２３の従来例のように、発振器６４２によってスイッチング素子２１のオンデューティを決定するような方式にてＤＣ−ＤＣ変換回路２の出力調整を行う放電灯点灯装置の場合、特に電流連続モード（図２５）で動作させたとき、入力電圧や負荷電圧が少しでも変動したり、スイッチング素子２１のオフ時間がノイズ等により僅かにずれたりすると、出力電力が大きく変動しやすい。

図２７に電流連続モードにおいて僅かに出力電力が増加した場合の動作波形を例示している。この場合、出力電圧Ｖｏｕｔが時刻ｔ１でわずかに上昇すると、２次巻線電流Ｉ２の傾きが大きくなり、次にスイッチング素子２１がオンした時点での１次巻線電流Ｉ１の初期値が低下する。出力検出の遅延やフィードバック制御の遅延などからスイッチング素子２１のオン期間はすぐには変わらない。そのため、スイッチング素子２１をオフする時点の１次巻線電流Ｉ１のピーク値も低下する。出力電力はトランス２２の１次巻線ピーク電流の２乗に比例するため、わずかなピーク電流のずれが出力電力Ｐｏｕｔに大きく影響する。さらに、負性抵抗特性の放電灯では、出力低下に伴いランプ電圧が上昇する。これによりＤＣ−ＤＣ変換回路２の出力電圧Ｖｏｕｔがさらに上昇し、出力を減じる方向に動作する。図２７では出力減少の場合を示しているが、出力増加の場合も同様に変動が大きくなる。

図２１の従来例では、スイッチング素子２１がオフするタイミングは１次巻線電流Ｉ１がフィードバック制御回路で演算される指令値に達する時間である。指令値が一定の条件で入出力状態が急変してもオフ直前の１次巻線ピーク電流は同じであるため、出力電力への影響が少なく、フィードバック制御回路の応答性が遅い場合でも出力変動が小さい。特に放電灯負荷のように負性抵抗負荷などにおける電流連続モード動作では入出力電圧に変動が生じた場合の出力電力安定性に対する効果が高い。

しかし、図２３の従来例では、出力電力に影響のあるトランス２２の電流を直接検出しないため、出力電力は出力検出値からフィードバック制御回路６３によって調整するしかなく、フィードバック制御回路６３の応答性が遅ければ、出力変動が大きくなる。これを防止するためには、フィードバック制御ゲインを大きくし、応答性を早くすればよいが、制御系の安定性を確保するためには得策でない。また、１次巻線電流Ｉ１を検出していないため、どの程度の１次巻線電流Ｉ１が流れているかがわからない。そのため、スイッチング素子２１の電流許容量を必要以上に上げないよう、またトランス２２が飽和しないように過大な１次巻線電流を防止する手段を別途必要とする。

図２６にリンギングチョークコンバータの一従来例（特開２００４−３３６８７４）を示す。この回路では、出力電圧状態に応じて調整された充電電流がフォトカプラＰＣ６３０と抵抗６５４を介してコンデンサ６５２を充電し、スイッチング素子２１のオン時間はコンデンサ６５２の充電電圧がトランジスタ６５１のベース・エミッタ間の順方向電圧Ｖ_BEを超えるまでの時間となり、充電電流量によってオン時間を調整する。スイッチング素子２１がオフの場合、オン時間に充電されたコンデンサ６５２の電荷は３次巻線Ｎ３に生じた逆極性の電圧により抵抗６５３を介して放電する。スイッチング素子２１のオフ時間におけるコンデンサ６５２の放電量はオフ時間と出力電圧に左右されるので、出力電圧が変動した場合、オン時間にも影響する。たとえば出力電圧が上昇したとき、放電量が大きくなり、次のオン時間を長くする方向に作用する。これは、負性抵抗負荷である放電灯負荷には都合がよい。

しかし、図２６の従来例では、スイッチング素子２１のオン時間はコンデンサ６５２の充電電圧が所定値に達するまでの時間であって、放電は出力電圧に対応する逆極性の電圧にて抵抗とコンデンサの時定数でオフ時間のあいだ放電する。このため、１次巻線の電流値を直接測定していないため、実際の１次巻線電流値がわからない。よって、１次巻線電流が過大な電流値にならないよう防止する手段が必要となる。

また、コンデンサ６５２への充電はオン時間可変のため充電電流を可変する機構が存在し、放電は抵抗６５３を介しておこなうため、入出力条件によっては充放電の時定数が大きく違うことになる。これは、放電灯負荷のように放電開始直前の無負荷条件では数百Ｖ（たとえば４００Ｖ）の出力電圧、ランプ温度の低い放電開始直後では数Ｖ〜十数Ｖ（たとえば１３Ｖ）、安定点灯時は数十Ｖ（たとえば８５Ｖ）などのように、大きく出力電圧が変動する場合、時定数の設計が困難になる。
特開２０００−３４０３８５号公報 特開平８−１８２３１４号公報 特開２００４−８７３３９号公報 特開２００４−３３６８７４号公報

本発明は上述のような点に鑑みてなされたものであり、電力変換用の磁性素子を有する電力変換装置において、磁性素子の電流検出に伴う損失を回避して部品の小型化を実現し、かつ入出力電圧の変動などによる出力電力変動を抑制することを課題とする。

請求項１の発明は、上記の課題を解決するために、図１に示すように、スイッチング素子２１のオン時に電源１から電力変換用の磁性素子２２に電流を流して該磁性素子２２にエネルギを蓄積し、スイッチング素子２１のオフ時に前記磁性素子２２に蓄積されたエネルギを負荷側に放出し、スイッチング素子２２を高周波でスイッチングすることで電力変換動作を行う電力変換装置において、前記磁性素子２２の磁束状態あるいは磁束変化状態を近似的に模擬し、信号として出力する磁束模擬回路７を有し、少なくとも前記スイッチング素子２２のオン期間は前記磁束模擬回路７の信号出力によって決定されることを特徴とするものである。

請求項２の発明は、請求項１の発明において、前記磁束模擬回路７は、図２、図３に示すように、前記磁性素子２２に印加される電圧に対応した複数の信号源７０１，７０２と、該信号源７０１，７０２をスイッチング素子２２のスイッチング状態によって切り替える回路７０３を含むことを特徴とする。

請求項３の発明は、請求項２の発明において、前記複数の信号源は、図２、図３に示すように、電源１からの入力電圧および負荷側への出力電圧を信号源とした、あるいは該電圧にそれぞれ対応した信号源であることを特徴とする。

請求項４の発明は、請求項１の発明において、前記磁束模擬回路は、前記磁性素子の巻線に生じた電圧またはその巻線の一部分（図６参照）に生じた電圧を信号源とした、あるいは該電圧に対応した信号源を含むことを特徴とする。

請求項５の発明は、請求項４の発明において、前記磁性素子は複数の巻線を有するトランス構造であり、図４〜図１７に示すように、少なくとも１つの巻線に生じた電圧またはその巻線の一部分に生じた電圧を信号源とした、あるいは該電圧に対応した信号源を含むことを特徴とする。

請求項６の発明は、請求項１〜５のいずれかにおいて、図２、図５〜図１０、図１３、１６、１７に示すように、前記磁束模擬回路は、前記信号源からの信号をコンデンサ７００に充放電する回路と、該コンデンサ７００の電圧を直接あるいは等価的に検出する回路を有しており、スイッチング素子２１のオン期間は前記コンデンサ７００の検出電圧が所定値に達することにより規定されることを特徴とする。

請求項７の発明は、請求項１〜５のいずれかにおいて、図１０に示すように、前記磁束模擬回路は、前記信号源からの信号をコンデンサ７００に充放電する回路と、該コンデンサ７００の充電電流を直接あるいは等価的に検出する回路（７２０，７２１）を有しており、スイッチング素子２１のオン期間は充電電流が所定値に達することにより規定されることを特徴とする。

請求項８の発明は、請求項１〜５のいずれかにおいて、図３、図４、図１１、図１２、図１５に示すように、前記磁束模擬回路は、前記信号源の電圧によってインダクタ７１０に電流を流す回路を有し、該インダクタ７１０の電流を直接あるいは等価的に検出する回路を有しており、スイッチング素子２１のオン期間は該インダクタ７１０の電流が所定値に達することにより規定されることを特徴とする。

請求項９の発明は、請求項１〜８のいずれかにおいて、図１６に示すように、前記スイッチング素子２１の最小オフ維持期間を前記磁束模擬回路の信号出力によって決定されることを特徴とする。

請求項１０の発明は、請求項１〜９のいずれかにおいて、図１７に示すように、前記スイッチング素子２１のオフ期間を前記磁束模擬回路の信号出力によって決定されることを特徴とする。

請求項１１の発明は、請求項１〜１０のいずれかに記載の電力変換装置を用いた車両用前照灯の点灯装置を含む車両用灯具である（図１８）。

本発明によれば、電力変換用の磁性素子の磁束状態あるいは磁束変化状態を近似的に模擬する磁束模擬回路の信号出力によってスイッチング素子のオン期間を規定するようにしたから、電力変換用の磁性素子に流れる電流を直接検出しないことにより、検出回路の損失削減や部品の小型化を実現できる。また、電力変換用の磁性素子に流れる電流を直接検出しなくても、出力の安定性能が高いカレントモード制御と同様の制御が可能であるから、入出力電圧の変動などによる出力電力変動を抑制できる。

本発明の基本構成を図１に示す。図中、１は直流電源、２はＤＣ−ＤＣ変換回路である。図示されたＤＣ−ＤＣ変換回路２はフライバックコンバータであり、ＭＯＳＦＥＴのようなスイッチング素子２１と、フライバックトランス２２、ダイオード２３、平滑用コンデンサ２４を備えている。ここでは電力変換用磁性素子はフライバックトランス２２であり、その磁束状態あるいは磁束変化状態は電力変換用磁性素子磁束模擬回路７により近似的に模擬されて、磁束模擬信号として出力される。磁束模擬信号はコンパレータ６１１に入力されて、ＯＮ時間指令信号と比較される。

図１の動作は以下の通りである。発振器６５１から出力される所定周期の信号をＲＳフリップフロップ６５で受け、ＲＳフリップフロップ６５をセットし、スイッチング素子２１のオン信号として出力し、ドライブ回路６６を介してスイッチング素子２１をオンする。スイッチング素子２１のオンを受け、電力変換用磁性素子磁束模擬回路７は入力電圧Ｖｉｎと１次巻線の巻数Ｎ１に応じた信号（Ｖｉｎ／Ｎ１）を時間積分した正の傾き信号を出力する。磁束模擬信号はコンパレータ６１１でＯＮ時間指令信号と比較され、該指令信号を超えるとリセット信号をＲＳフリップフロップ６５に送り、ＲＳフリップフロップ６５はスイッチング素子２１のオフ信号を出力し、スイッチング素子２１をオフする。スイッチング素子２１のオフにより電力変換用磁性素子磁束模擬回路７は出力電圧Ｖｏｕｔと２次巻線の巻数Ｎ２に応じた信号（Ｖｏｕｔ／Ｎ２）を負極性で時間積分した負の傾き信号を出力する。発振器６５１の信号でスイッチング素子２１を再びオンする。

このように、本発明は、スイッチング素子２１のオン期間の間、電力変換用磁性素子に電流を流してエネルギを蓄積し、電力変換用磁性素子に蓄積されたエネルギをスイッチング素子２１のオフ期間に負荷側に放出する電力変換回路において、スイッチング素子２１のオン期間を電力変換用磁性素子に流れる電流が所定値に達するまでの期間とする方式、いわゆるカレントモード制御する場合において、電力変換用磁性素子に流れている電流を検出抵抗で検出する代わりに、磁束量を模擬する回路７を設け、それによる磁束模擬信号によって、スイッチング素子２１のオン期間を決定するものである。

以下、電力変換用磁性素子磁束模擬回路７の動作について数式を用いて説明する。

電力変換用磁性素子の磁束はインダクタンス値をＬ、電流値をＩ、磁性素子の巻数をＮとした場合、
φ＝Ｌ・Ｉ／Ｎ …（１）
となり、直接電流を検出しなくても磁束は磁性素子電流に比例するため、磁束信号によりオン期間を決定する手段でも等価的にカレントモード制御が可能となる。

さらに、磁性素子に印加される電圧がｖ、インダクタンス値がＬの場合、電流Ｉは
Ｉ＝（１／Ｌ）・∫ｖｄｔ …（２）
となるから、磁性素子に印加される電圧ｖを時間積分することで磁束φあるいは電流Ｉを模擬できる。

図１において、フライバックトランス２２の１次巻線と２次巻線の巻数比がＮ１：Ｎ２、１次巻線と２次巻線のインダクタンス値をＬ１、Ｌ２とした場合、入力電圧Ｖｉｎでスイッチング素子２１をオンしたとき、１次巻線電流Ｉ１は
Ｉ１＝（１／Ｌ）・∫Ｖｉｎ ｄｔ …（３）
の関係で電流が増加し、フライバックトランス２２の磁束φは
φ＝（１／Ｎ１）・∫Ｖｉｎ ｄｔ …（４）
で増加する。なお、電流連続モード（図２５）の場合、１次巻線電流Ｉ１にはスイッチング素子２１のオン直後の電流初期値Ｉｚが加算される。

１次巻線電流が指令値Ｉｍに達すると、スイッチング素子２１をオフして、出力側にエネルギを放出し、磁束φは減少する。スイッチング素子２１がオフされた時点の磁束をφｍとし、出力電圧をＶｏｕｔとすると、スイッチング素子２１のオフ期間に磁束φは
φ＝φｍ−（１／Ｎ２）・∫Ｖｏｕｔ ｄｔ …（５）
で減少する。

すなわち、スイッチング素子２１がオンしているときには、Ｖｉｎ／Ｎ１に比例する信号で時間積分し、スイッチング素子２１がオフしているときには、Ｖｏｕｔ／Ｎ２に比例する信号にて逆極性で時間積分することにより磁束量を相似的に模擬することができる。

本発明は、トランスやインダクタなどの電力変換用磁性素子の電圧を直接検出、あるいは入出力電圧とスイッチング状態などにより間接的に検出した信号を時間積分することで、磁束量を相似的に模擬した信号を、スイッチング信号のオン期間調整信号としたことを特徴とする。これによって、電流値の大きい磁性素子電流を検出しなくてもよいので、電流検出抵抗による電力損失や検出回路の大型化を回避でき、カレントモード制御と同様に磁性素子の電流値に応じてスイッチング素子のオフタイミングを調整できるので、出力電力の安定性を高くすることができる。

また、積分時における比例定数を調整することで、信号振幅を大きくすることができるので、外乱ノイズなどの影響を低減することができる。

以下、本発明を実施するのに好適な具体的な回路構成を例示しながら説明する。
（実施形態１）
図２は本発明の実施形態１の回路図である。直流電源１にはスイッチング素子２１を介してフライバックトランス２２の１次巻線が接続されている。フライバックトランス２２の２次巻線にはダイオード２３を介して平滑用コンデンサ２４が接続されている。ダイオード２３の極性は、スイッチング素子２１のオン時に２次巻線に発生する電圧を逆阻止する方向となるように接続されており、スイッチング素子２１のオフ時に２次巻線に発生する電圧によりダイオード２３を介して平滑用コンデンサ２４が充電される。

本実施形態では、電力変換用磁性素子としてのフライバックトランス２２の磁束模擬回路として、容量Ｃ_T のコンデンサ７００と、その電荷放電用の電流信号源７０１と、電荷充電用の電流信号源７０２と、充電と放電を切り替える切替手段７０３を備えている。切替手段７０３はスイッチング素子２１をオン／オフするＲＳフリップフロップ６５のＱ出力により制御されており、充放電の切り替えはスイッチング素子２１のスイッチング信号に同期して行われる。スイッチング素子２１がオンの時には電流信号源７０２によってコンデンサ７００を充電し、スイッチング素子２１がオフの時には電流信号源７０１によってコンデンサ７００を放電する。コンデンサ７００に対して電流信号源７０１、７０２による充放電を行うと、コンデンサ７００の電圧は電流信号源７０１、７０２の電流値の時間積分となる。

ここで、直流電源１からの入力電圧をＶｉｎ、ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電圧（平滑用コンデンサ２４の電圧）をＶｏｕｔ、電力変換用磁性素子としてのフライバックトランス２２の１次巻線の巻数をＮ１、２次巻線の巻数をＮ２とする。コンデンサ７００に磁束を模擬する電圧を充電するための電流信号源７０２から供給される電流は、Ｖｉｎ／Ｎ１に比例している。また、コンデンサ７００に充電された磁束を模擬する電圧を放電させるための電流信号源７０１に流れる電流は、Ｖｏｕｔ／Ｎ２に比例している。

すなわち、前記（４）、（５）式の演算結果をコンデンサ７００の電圧で得ることができ、磁束模擬信号として利用できる。コンデンサ７００の容量Ｃ_T や電流信号源７０１，７０２のゲイン（比例定数）を調整することで、得られる磁束模擬信号のレベルを調整でき、外乱ノイズの影響を抑制できるレベルにまで信号を大きくすることが可能である。

本実施形態では、スイッチング素子２１のオンタイミング信号は発振器６５１から出力されており、発振器６５１の出力をＲＳフリップフロップ６５のセット入力Ｓとすることにより、ＲＳフリップフロップ６５のＱ出力がＨレベルとなり、スイッチング素子２１がオンされると同時に信号源７０２によるコンデンサ７００の充電が開始する。コンデンサ７００より得られる磁束模擬信号（コンデンサ７００の充電電圧）をコンパレータ６１１によりＯＮ時間指令信号と比較し、指令信号レベルを超えたときにオフタイミング信号を出力する。コンパレータ６１１の出力は、ＲＳフリップフロップ６５のリセット入力Ｒとなっており、コンパレータ６１１からオフタイミング信号が出力されると、ＲＳフリップフロップ６５のＱ出力がＬレベルとなり、スイッチング素子２１がオフされる。このとき、切替手段７０３により信号源７０１によるコンデンサ７００の放電が開始する。

なお、図２４のような電流臨界モード、あるいは図２５のような電流連続モードで動作させる場合、図２の構成でトランス２２の磁束φを模擬できるが、トランス２２のエネルギ放出が完了した後、スイッチング素子２１が遅れてオンするような電流不連続モード（図示せず）で動作させる場合には、信号源７０１によるコンデンサ７００の放電が完了した後、コンデンサ７００が負方向に充電されることを防止するために、コンデンサ７００には充電電圧と逆方向にダイオードを並列接続しておいても良い。

（実施形態２）
図３は本発明の実施形態２の回路図である。実施形態１と同じ構成には同じ符号を付して重複する説明は省略する。本実施形態では、インダクタンス値Ｌ_T のインダクタ７１０に流れる電流によりフライバックトランス２２の磁束を模擬しており、インダクタ７１０に流れる電流を抵抗７１１で電流−電圧変換することにより磁束模擬信号として取り出している。

本実施形態では、電力変換用磁性素子としてのフライバックトランス２２の磁束模擬回路として、インダクタンス値Ｌ_T のインダクタ７１０と、そのエネルギ放出用の電圧信号源７０１ａと、エネルギ蓄積用の電圧信号源７０２ａと、エネルギ蓄積と放出を切り替える切替手段７０３を備えている。スイッチング素子２１がオンの時には電圧信号源７０２ａによってインダクタ１０に電圧を印加して電磁エネルギ蓄積のための電流を流し、スイッチング素子２１がオフの時には電圧信号源７０１ａによってインダクタ１０に逆極性の電圧を印加して電磁エネルギ放出のための電流を流す。

直流電源１からの入力電圧をＶｉｎ、ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電圧（平滑用コンデンサ２４の電圧）をＶｏｕｔ、電力変換用磁性素子としてのフライバックトランス２２の１次巻線の巻数をＮ１、２次巻線の巻数をＮ２とすると、電圧信号源７０２ａの電圧はＶｉｎ／Ｎ１に比例しており、電圧信号源７０１ａの電圧はＶｏｕｔ／Ｎ２に比例している。

インダクタ７１０に接続される電圧信号源７０１ａ，７０２ａの切り替えはスイッチング素子２１のスイッチング信号に同期して行われる。インダクタ７１０に電圧源によって電流を流す場合、その電流値は電圧の時間積分に比例する。すなわち、前記（４）、（５）式の演算結果をインダクタ７１０の電流値として得られる。この電流値を電流検出抵抗７１１で電流−電圧変換して得られた信号を磁束模擬信号として利用できる。

インダクタ７１０のインダクタンス値Ｌ_T を、電圧信号源７０１ａ、７０２ａの電圧レベルを考慮して設定すれば、インダクタ７１０に流れる電流値を小さくすることができ、スイッチング周波数ｆｓｗとインダクタ７１０で求められるインピーダンス２π・ｆｓｗ・Ｌ_T に比べて、電流検出抵抗７１１の抵抗値を十分小さく（たとえば１／５０以下）すれば、インダクタ７１０の積分演算信号への影響を軽減できる。

また、インダクタ７１０のインダクタンス値Ｌ_T や検出抵抗７１１の抵抗値を調整することで、得られる磁束模擬信号レベルを調整でき、外乱ノイズの影響を抑制できるレベルにまで信号を大きくすることが可能となる。

前記電流検出抵抗７１１より得られる磁束模擬信号を、図１と同様にオン時間を決めるためにＯＮ時間指令信号とコンパレータ６１１で比較し、指令信号レベルを超えたときにオフタイミング信号を出力し、スイッチング素子２１をオフさせる。

なお、電流検出手段としては、検出抵抗７１１に限定するものではなく、インダクタ７１０を流れる電流を検出する手段であれば何でもよい。

（実施形態３）
図４は本発明の実施形態３の回路図である。先の実施形態と同じ構成には同じ符号を付して重複する説明は省略する。本実施形態では、実施形態２と同様にインダクタンス値Ｌ_T のインダクタ７１０に流れる電流Ｉ_T によりフライバックトランス２２の磁束を模擬しており、インダクタ７１０に流れる電流を抵抗７１１で電流−電圧変換することにより磁束模擬信号として取り出している。

磁束模擬信号はスイッチング素子２１がオンのとき、（４）式で示されるが、（４）式を変形すると、
φ＝（１／Ｎ２）・∫（Ｎ２／Ｎ１）Ｖｉｎ ｄｔ …（６）
となる。

ここで、（Ｎ２／Ｎ１）Ｖｉｎは、スイッチング素子２１がオンのときに２次側に生じる電圧である。すなわち電力変換用磁性素子がトランス構成の場合、２次側巻線に生じた電圧値に基づいた信号を時間積分することで磁束模擬信号を得ることができる。同様に、１次巻線や別に設けた補助巻線など、１つの巻線に生じる電圧値に基づいた信号を時間積分してもよい。

図４の実施形態では２次巻線出力端にインダクタ７１０を接続し、そのインダクタ７１０に流れる電流信号Ｉ_T を磁束模擬信号として電流検出抵抗７１１で検出する実施形態である。

スイッチング素子２１がオンの時には１次巻線Ｎ１に入力電圧Ｖｉｎが印加される。このとき２次巻線Ｎ２には（Ｎ２／Ｎ１）・Ｖｉｎなる電圧が生じる。電流検出抵抗７１１はインダクタ７１０のインピーダンスに比べて十分小さく設定すれば、２次巻線電圧のほとんどはインダクタ７１０に印加され、この電圧に基づいて電流Ｉ_T が図示された矢印で示す極性で増加する。このとき、電流Ｉ_T は２次巻線電圧を時間積分した電流信号となる。

スイッチング素子２１がオフすると、２次巻線電圧は極性が逆で電圧値が出力電圧Ｖｏｕｔとなり、この電圧がインダクタ７１０に印加され、この電圧に基づいて時間積分した条件で図示された矢印の方向に流れていた電流Ｉ_T が減少する。

前記電流検出抵抗７１１より得られる磁束模擬信号を、図１と同様にオン時間を決めるためにＯＮ時間指令信号とコンパレータ６１１で比較し、指令信号レベルを超えたときにオフタイミング信号を出力し、スイッチング素子２１をオフさせる。

なお、インダクタ７１０のインダクタンス値Ｌ_T はインダクタ７１０を接続する巻線（図４ではトランス２２の２次巻線）のインダクタンスに比べて十分大きくし（たとえば１００倍以上）、インダクタ７１０の電流Ｉ_T がトランス２２の電流に及ぼす影響を極力小さくする。

（実施形態４）
図５は本発明の実施形態４の回路図である。先の実施形態と同じ構成には同じ符号を付して重複する説明は省略する。本実施形態では、上述の実施形態３において、２次巻線電圧を積分演算する手段としてコンデンサ７００の充放電を利用した実施形態である。本実施形態ではコンデンサ７００の充放電に電流信号源を用いず、２次巻線電圧を抵抗７０４を介してコンデンサ７００の充放電に利用する構成としたものである。コンデンサ７００の容量をＣ_T 、抵抗７０４の抵抗値をＲ_T とする。

スイッチング周期程度の微小時間内では入出力電圧の変動はごく小さく、ほぼ一定電圧とみなし、２次巻線電圧をＶ２とすれば（６）、（５）式よりオン時間Ｔｏｎにおける磁束模擬信号の変動量Δφは、
Δφ＝（１／Ｎ２）・（Ｎ２／Ｎ１）・Ｖｉｎ・Ｔｏｎ …（７）
となり、オフ時間Ｔｏｆｆにおける磁束模擬信号の変動量Δφは、
Δφ＝−（１／Ｎ２）・Ｖｏｕｔ・Ｔｏｆｆ …（８）
で表すことができる。すなわち、磁束模擬信号の変動量は２次巻線電圧Ｖ２とオン期間Ｔｏｎ、オフ期間Ｔｏｆｆの積に比例したものと考えることができる。

一方、本実施形態において、２次巻線電圧Ｖ２でのコンデンサ７００の電圧変動量ΔＶ_CTは、
ΔＶ_CT＝Ｖ２・｛１−ｅｘｐ（−ｔ／（Ｒ_T ・Ｃ_T ））｝ …（９）
となる。オン時間Ｔｏｎおよびオフ時間Ｔｏｆｆが時定数Ｒ_T ・Ｃ_T に比べ、ある程度小さい場合（たとえば１／５以下）であれば、（６）式は
ΔＶ_CT＝Ｖ２・ｔ／（Ｒ_T ・Ｃ_T ） …（１０）
と近似することができ、（７）、（８）式と同様に２次巻線電圧Ｖ２、オン期間Ｔｏｎ、オフ期間Ｔｏｆｆの積に比例するため、電力変換用磁性素子の電圧値に対応した電圧Ｖ２で抵抗７０４を介し、コンデンサ７００を充放電する手法でもコンデンサ７００の電圧Ｖ_CTを近似的な磁束模擬信号として利用できる。

なお、図６で示すように、トランス２２の中間タップから２次巻線電圧Ｖ２に比例するトランス電圧を取り出し、積分演算する構成としてもよい。また、トランス２２の中間タップに図４の実施形態のようにインダクタ７１０を接続し、その電流を検出することで積分演算する構成としてもよい。

（実施形態５）
図７は本発明の実施形態５の回路図である。先の実施形態と同じ構成には同じ符号を付して重複する説明は省略する。本実施形態はトランス２２の１次側電圧を利用して積分演算を行う実施形態である。コンデンサ７００の容量をＣ_T 、抵抗７０４の抵抗値をＲ_T とする。

スイッチング素子２１がオンのとき、コンデンサ７００には電源１の電圧Ｖｉｎが抵抗７０４を介して印加され、時定数Ｒ_T ・Ｃ_T で充電される。スイッチング素子２１がオフのとき、トランス２２の１次巻線には電圧（Ｎ１／Ｎ２）・Ｖｏｕｔが生じ、スイッチング素子２１のオン時とは逆極性の電圧がコンデンサ７００、抵抗７０４の直列回路に印加され、スイッチング素子２１のオン時に充電されたコンデンサ７００の電荷を放電する。

スイッチング素子２１のオン時にコンデンサ７００と抵抗７０４の接続点（ａ）点ではコンデンサ７００の電圧Ｖ_CTが検出できるので、これを磁束模擬信号とし、オン時間を決定する。

コンデンサ７００の電圧Ｖ_CTを検出する（ａ）点電圧はスイッチング素子２１がオフのとき、トランス２２の１次巻線電圧に電源電圧が重畳した電圧となるため、図８のようにダイオードによって充電電流経路と放電電流経路を切り替え、コンデンサ７００に接続される充電抵抗７０５と放電抵抗７０６を分離し、充電側の抵抗７０５との接続点（ｂ）からコンデンサ７００の電圧Ｖ_CTを検出してもよい。この場合、オフ時の１次巻線電圧はダイオードで阻止され、過大な電圧がコンパレータ６１１に入力しないようにすることができる。

なお、図７、図８の本実施形態の場合、スイッチング素子２１のオフ時には検出電圧がコンデンサ７００の電圧Ｖ_CT以上に高くなるので、オフ状態を維持することができるため、スイッチング状態を維持するＲＳフリップフロップ６５を削減した構成としてもよい。図８の回路で説明すると、発振器６５１の出力がＨｉｇｈレベルになると、ＯＲ回路６５２を介してスイッチング素子２１がオンとなり、接続点（ｂ）の電圧が下がるので、コンパレータ６１１の出力がＨｉｇｈレベルとなる。その後、発振器６５１の出力がＬｏｗレベルになってもコンパレータ６１１の出力がＨｉｇｈレベルである間はＯＲ回路６５２の出力はＨｉｇｈレベルに維持されるので、スイッチング素子２１はオンのままとなる。コンデンサ７００が充電されて、接続点（ｂ）の電圧がＯＮ時間指令信号よりも高くなると、コンパレータ６１１の出力はＬｏｗレベルとなり、スイッチング素子２１はオフとなる。すると、接続点（ｂ）の電圧は電源１の電圧まで上昇し、コンパレータ６１１の出力はＬｏｗレベルのまま維持される。

同様の構成は図７の回路にも適用できるが、図７の回路では、スイッチング素子２１のオフ時に接続点（ａ）に、電源１の電圧＋トランス２２の１次側電圧（逆起電圧）＋コンデンサ７００の電圧という高い電圧が印加されることになるので、図８の回路のように接続点（ｂ）にダイオードを付加してコンパレータ６１１の入力端子を保護することが好ましい。

次に、図９に示す変形例はコンデンサ７００の電圧Ｖ_CTをトランジスタ７３０、抵抗７３１で構成されたエミッタフォロア増幅回路で検出するものである。コンデンサ７００の電圧Ｖ_CTはトランジスタ７３０のエミッタ端子に現れ、コンデンサ７００の電圧Ｖ_CTに応じた電圧が抵抗７３１に印加され、その電圧に応じた電流がトランジスタ７３０のエミッタからコレクタ側に流れる。そのコレクタ電流を抵抗７３２で受け、生じた電圧がコンデンサ７００の電圧Ｖ_CTに対応した信号となる。抵抗７３１と７３２を任意に設定することで増幅率が調整できる。この電圧を磁束模擬信号とし、オン時間を決定するコンパレータ６１１に入力する。

図９のトランジスタ７３０の増幅回路はコンデンサ７００の電圧Ｖ_CTがトランジスタ７３０のベース・エミッタ間順方向電圧以上ないと動作しない。そのため、コンデンサ７００の電圧Ｖ_CTにオフセット電圧が重畳されるような構成としたものでもよい。図９ではコンデンサ７００への充放電時定数を決める抵抗７０４以外にバイアス用の抵抗７０７を設けることでオフセット電圧を重畳させている。

また、この場合、オフセット電圧は入力電圧に影響し、入力電圧の変動がスイッチング素子２１のオン時間すなわち出力電力に影響するため、ＯＮ時間指令信号に電源電圧変動を重畳する補正回路７３３を設けたものであってもよい。

（実施形態６）
図１０は本発明の実施形態６の回路図である。先の実施形態と同じ構成には同じ符号を付して重複する説明は省略する。本実施形態は１次側電圧によるコンデンサ７００と抵抗７０４の充放電回路において、その充放電電流を磁束模擬信号として利用する実施形態である。充放電電流も指数関数的に変化するため、同様に近似的な磁束模擬信号として利用できる。コンデンサ７００の容量をＣ_T 、抵抗７０４の抵抗値をＲ_T とする。

本実施形態ではスイッチング素子２１がオンしたときに電源１から抵抗７０４を介して充電する電流のみを電流ミラー回路により抵抗７２１に流し、生じた電圧信号を充電電流信号として検出するものである。スイッチング素子２１のオフ時に、１次巻線により発生した逆極性の電圧によるコンデンサ７００の電荷放出時には、ダイオード７２２を介して放電電流をバイパスさせている。コンデンサ７００の電圧検出と違い、充電電流はスイッチング素子２１をオンした瞬間が最も大きく、単調減少するため、オン時間は充電電流が所定値以下に低下するまでの期間とする。つまり、コンパレータ６１１の入力極性は図９とは逆極性となる。

なお、本実施形態では１次側巻線電圧を利用しているが、これに限らず、２次側巻線電圧や補助巻線電圧を利用した回路形式においても、コンデンサ７００への充電電流を近似的な磁束模擬信号として利用してもよい。

（実施形態７）
図１１は本発明の実施形態７の回路図である。先の実施形態と同じ構成には同じ符号を付して重複する説明は省略する。本実施形態はインダクタ７１０にトランス２２の１次側電圧を印加し、インダクタ７１０に流れる電流を磁束模擬信号として検出する実施形態である。インダクタ７１０に流れる電流は電流検出抵抗７１１で検出し、得られた信号を磁束模擬信号として利用する。インダクタ７１０のインダクタンス値をＬ_T とする。

インダクタ７１０のインピーダンスが電流検出抵抗７１１に対し十分大きければ、スイッチング素子２１がオンのときインダクタ７１０には電源電圧Ｖｉｎが印加され、時間積分の関係で電流が増加する。

スイッチング素子２１がオフのときは、トランス２２の１次巻線に（Ｎ１／Ｎ２）・Ｖｏｕｔの電圧が生じ、該電圧がオン時とは逆極性でインダクタ７１０に印加され、インダクタ７１０の電流は減少する。

インダクタ７１０の電流は抵抗７１１で検出するが、スイッチング素子２１のオフ時にトランス２２の１次巻線に生じた高電圧がコンパレータ６１１に入力されることを防止するためダイオードによって高電圧を阻止している。

なお、抵抗７１２はスイッチング素子２１がオンしているときにダイオードをオンさせるためのバイアス電流を流すためのものである。抵抗７１２で流す電流は、インダクタ７１０に流れる電流に比べて十分低い値（たとえば１／１０以下）とし、インダクタ７１０の電流検出に影響が生じないようにする。

また、インダクタ７１０の電流検出は、図１０と同様に電流ミラー回路を用いた構成や、図１２のように電流検出抵抗７１１に生じた電流をエミッタフォロア増幅回路により検出する構成であってもよい。

（実施形態８）
図１３は本発明の実施形態８の回路図である。先の実施形態と同じ構成には同じ符号を付して重複する説明は省略する。本実施形態は入力側の１次巻線Ｎ１、出力側の２次巻線Ｎ２とは別に補助巻線Ｎ３を設け、補助巻線Ｎ３に発生した電圧を利用して磁束模擬信号を得る実施形態であり、補助巻線Ｎ３に発生した電圧を抵抗７０４を介してコンデンサ７００に充放電し、コンデンサ７００の電圧を磁束模擬信号として利用するものである。コンデンサ７００の容量をＣ_T 、抵抗７０４の抵抗値をＲ_T とする。

トランス２２の１次巻線の巻数比をＮ３／Ｎ１とすると、スイッチング素子２１がオンのとき補助巻線Ｎ３にはＶｉｎ・Ｎ３／Ｎ１なる電圧が生じ、この電圧にて抵抗７０４を介してコンデンサ７００を充電する。

磁束模擬信号であるコンデンサ７００の電圧Ｖ_CTがＯＮ時間指令信号の値を超えたことをコンパレータ６１１で検出し、オフ信号をＲＳフリップフロップ６５に入力し、スイッチング素子２１をオフ状態に移行させる。

スイッチング素子２１がオフ状態のとき、２次巻線Ｎ２から負荷側にエネルギが送られると同時に、２次巻線Ｎ２には出力電圧Ｖｏｕｔが印加される。補助巻線Ｎ３と２次巻線Ｎ２との巻数比をＮ３／Ｎ２とすると、補助巻線Ｎ３にはスイッチング素子２１のオン時とは逆極性でＶｏｕｔ・Ｎ３／Ｎ２なる電圧が生じ、この電圧により抵抗７０４を介してコンデンサＣ_T を放電する。

図１３の実施形態ではスイッチング素子２１の再オンは発振器６５１の信号にて行っている。すなわち、高周波信号を発振する発振器６５１の出力がＨｉｇｈレベルになると、フリップフロップ６５のセット入力Ｓがトリガされて、Ｑ出力がＨｉｇｈレベルとなり、スイッチング素子２１がオンされる。

図１４で示す実施形態のように、コンデンサ７００の電圧Ｖ_CTが想定範囲外とならないよう、クランプ回路７０８を設けた構成であってもよい。図示されたクランプ回路７０８では、コンデンサ７００の電圧Ｖ_CTは制御電源電圧Ｖｃｃとグランドレベルの間に規制される。クランプ回路７０８の構成は、図１４に限定されるものではなく、コンデンサ７００の電圧範囲が想定範囲外となっても、コンパレータ６１１などの検出回路側に想定外の電圧が伝達されないよう保護する回路構成ならば何でもよい。

さらに、コンパレータ６１１を単電源で動作させたときにゼロ点付近での検出感度を上げるような場合、磁束模擬信号出力に図１４のようなオフセット重畳回路７０９を設けてもよい。オフセット重畳回路７０９は、図示した構成、接続位置に限ったものではなく、ダイオードの順方向電圧を利用するなど何でもよい。

また、図１４のクランプ回路７０８やオフセット重畳回路７０９は補助巻線電圧を利用した本実施形態に限るものではなく、他の実施形態にも適用できることは言うまでもない。

図１５は補助巻線Ｎ３にインダクタ７１０を接続し、インダクタ７１０に流れる電流を磁束模擬信号として電流検出抵抗７１１で検出する実施形態である。なお、電流検出手法は図示されたものに限らない。例えば、図１０のように電流ミラー回路を用いた構成や、図１２のように電流検出抵抗７１１に生じた電流をエミッタフォロア増幅回路により検出する構成であってもよい。

なお、図１３、図１４では、コンデンサ７００と抵抗７０４の直列回路を積分要素として用いる場合において、コンデンサ７００の電圧Ｖ_CTを検出しているが、これに代えて、コンデンサ７００の充電電流を検出する構成（図１０参照）としてもよい。

（実施形態９）
図１６は本発明の実施形態９の回路図である。先の実施形態と同じ構成には同じ符号を付して重複する説明は省略する。本実施形態では、スイッチング素子２１のオンタイミングは発振器６５１のトリガで決定し、スイッチング素子２１のオフタイミング（オン期間）は１次巻線電流が所定値に達した時点とするカレントモード制御の場合、電流連続モード（図２５）で駆動しているとき、所定の条件下ではスイッチング素子２１のオン期間が長い周期と短い周期が交互に表れ、等価的にスイッチング周波数が半減してしまう現象がある。

この現象を防止するため、一度オフした後、所定期間はオフ状態を維持する最小オフ時間を設けることが有効な対策のひとつである。

本実施形態では、１次巻線電流を直接検出するものではないが、磁束は磁性素子の電流に比例するため実質的にカレントモード制御と同等な特性となる。そこで、図１６では最小オフ時間に関して磁束模擬信号を利用した実施形態を示している。

スイッチング素子２１がオン状態では磁束模擬信号であるコンデンサ７００の電圧Ｖ_CTが上昇して行き、所定のＯＮ時間指令信号の値に達するとコンパレータ６１１から出力されるオフタイミング信号によってＲＳフリップフロップ６５をリセットし、スイッチング素子２１をオフさせた後、補助巻線Ｎ３の電圧極性が反転するので、その電圧に応じてコンデンサ７００の電荷が放電をはじめ、コンデンサ７００の電圧Ｖ_CTが低下して行く。コンデンサ７００の電圧Ｖ_CTが所定の最小ＯＦＦ時間指令信号の値に達するまではコンパレータ６１４の信号によって発振器６５１のオントリガ信号がＲＳフリップフロップ６５のセット入力Ｓに伝達されることを阻止し、スイッチング素子２１のオン状態への移行を遅らせる。

なお、図１６では補助巻線Ｎ３を使用した磁束模擬信号発生回路での実施形態を示しているが、前述した１次側電圧を利用した実施形態、２次巻線電圧を利用した実施形態に適応してもよい。また、コンデンサ７００に代えてインダクタ７１０を接続し、その電流信号を磁束模擬信号として利用した実施形態に適用してもよい。

また、図１〜図１６の実施形態ではスイッチング素子２１のオンタイミングは所定周期の発振器６５１によりトリガする方式であるが、スイッチング周期を入出力条件に応じて可変したり、オンタイミングを電力変換用磁性素子のエネルギ蓄積量によって決める手法、たとえば、エネルギがゼロである磁束ゼロ点をオンタイミングとする手法（図１７、図２４）などに適用したものであってもよい。

（実施形態１０）
図１７は本発明の実施形態１０の回路図である。先の実施形態と同じ構成には同じ符号を付して重複する説明は省略する。本実施形態では、スイッチング素子２１のオフタイミング（オン期間）だけでなく、オンタイミング（オフ期間）も磁束模擬信号より設定する実施形態である。

すなわち、スイッチング素子２１がオン状態では磁束模擬信号であるコンデンサ７００の電圧Ｖ_CTが上昇して行き、所定のＯＮ時間指令信号の値に達するとコンパレータ６１１から出力されるオフタイミング信号によってＲＳフリップフロップ６５をリセットし、スイッチング素子２１をオフさせた後、補助巻線Ｎ３の電圧極性が反転するので、その電圧に応じてコンデンサ７００の電荷が放電をはじめ、コンデンサ７００の電圧Ｖ_CTが低下して行く。コンデンサ７００の電圧Ｖ_CTが所定のＯＦＦ時間指令信号の値にまで低下するとコンパレータ６１５から出力される信号によってＲＳフリップフロップ６５をセットしてスイッチング素子２１をオンさせる。

なお、図１７では補助巻線Ｎ３を使用した磁束模擬信号発生回路での実施形態を示しているが、前述した１次側電圧を利用した実施形態、２次巻線電圧を利用した実施形態に適応してもよい。また、コンデンサ７００に代えてインダクタ７１０を接続し、その電流信号を磁束模擬信号として利用した実施形態に適用してもよい。

（変形例）
上記各実施形態では、ＤＣ−ＤＣ変換回路の一例として、フライバックコンバータを例示したが、これに限らず、降圧チョッパ回路、昇圧チョッパ回路、昇降圧チョッパ回路（極性反転型チョッパ回路）のような各種のチョッパ回路に適用しても良い。また、電力変換用の磁性素子としてトランスを例示したが、これに限らず、チョッパ用チョークのようなインダクタであっても良い。

また、チョッパ回路と出力極性反転用インバータ回路３を兼用させた回路方式に適用しても良く、要するに、電力変換用磁性素子にスイッチング素子のオン期間の間、電流を流してエネルギを蓄積し、蓄積されたエネルギをスイッチング素子のオフ期間に負荷側に放出する電力変換回路であれば適用できる。すなわち、電力変換用磁性素子に印加される電圧を直接検出、あるいは補助巻線を使って検出、あるいは入出力電圧とスイッチング状態により等価的な電圧を検出し、その検出電圧から磁束模擬信号を生成し、その信号によってスイッチング素子の少なくともオフタイミング（オン期間）を制御すれば良い。

磁束模擬回路において時間積分する信号は上述の（４）、（５）式に限定するものではなく、電力変換用磁性素子に印加されている電圧に基づく信号にする必要がある。たとえば、降圧チョッパ回路ではスイッチング素子のオン時のインダクタ電圧は（Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ）となり、スイッチング素子のオフ時のインダクタ電圧はＶｏｕｔとなるため、時間積分する信号はこれに対応する信号とする。なお、チョッパ回路のように電力変換用磁性素子がインダクタの場合、巻数Ｎ１＝Ｎ２と考えれば良い。

図１〜図１７のフライバックコンバータでは、１次側のグランドと２次側のグランドを共通化しているが、絶縁していても良い。また、入力電源１の負極（グランド）を平滑用コンデンサ２４の正極に接続した構成に適用しても良い。

（実施形態１１）
図１８は本発明の実施形態１１に係る前照灯灯具の構成を示している。図中、１ａは車両用のバッテリ、１０１は点灯スイッチ、１０２はヒューズ、５はランプ、８は点灯装置、８１はランプソケット、９は前照灯灯具である。図１９は前照灯灯具９を車両に搭載した状態を示している。図１８の点灯装置８は、図２１の従来構成において、オン・オフ制御部６１とコンパレータ６１１，６１２、ならびに１次、２次電流検出の部分を図１〜図１７のいずれかの実施形態に置き換えたものである。始動回路４はランプソケット８１に内蔵しても良い。

本発明は、特に放電灯点灯装置において、出力を調整するＤＣ−ＤＣ変換回路２の動作が電流連続モードで動作しているときにも安定に点灯させる用途に好適となる。

例えば、図１８、図１９に示すように、車両用の前照灯灯具９に高輝度放電灯５を用いた場合、放電灯５が冷えている始動時においてはランプ電圧が低く、電流連続モード（図２５）で動作させることがあるが、車両用の前照灯であるため、光出力を急速かつ滑らかに立ち上げるために必要な安定した過大出力性能を満足させるために本発明は好適である。

加えて、電源であるバッテリ１ａの電圧変動は大きいため、低電圧入力時にスイッチング周波数の過度の低下を抑制するため、電流連続モード（図２５）で動作させたときの出力安定性能を満足させるためにも本発明は好適である。

図２０は本発明において負荷が放電灯である場合に、出力変動が生じた場合の挙動を示している。図中の点線は従来例（図２７）の動作、実線は本発明の動作を意味する。時刻ｔ１において、出力電圧Ｖｏｕｔの微小な変動（ここでは増加）があると、Ｖｏｕｔの上昇に伴い、トランス２２の２次巻線電流Ｉ２の傾きが増加する。電流Ｉ２の傾きの増加に伴い、スイッチング素子２１のＯＮ直後の１次巻線電流Ｉ１の初期値が低下する。図２７の従来例の動作では、これにより出力変動が生じていたが、本発明では、２次巻線電流Ｉ２の傾きの増加に伴い、磁束模擬信号が変化し、スイッチング素子２１のＯＮ直後の磁束模擬信号の初期値が低下する。したがって、その低下した初期値から磁束模擬信号が増大して行くことになるから、磁束模擬信号が所定のオン時間指令信号レベルに達するまでの時間（スイッチング素子２１のＯＮ時間）は延長されることになる。このため、トランス２２の１次巻線電流Ｉ１のピーク値は、出力電圧Ｖｏｕｔの急変前のピーク値を維持する。トランス２２の１次巻線電流Ｉ１のピーク値の低下を抑制できるので、出力電力Ｐｏｕｔの低下を最小限に抑えることが可能となる。これによりフィードバック制御の安定性を確保しつつ、出力電力の低下を抑制することが可能となる。負荷が放電灯であれば、点灯時のちらつきを抑えることができる。また、カレントモード制御と同様の制御となるため、過大電流の防止手段を別途設ける必要がない。

本発明の基本構成を示す回路図である。 本発明の実施形態１の構成を示す回路図である。 本発明の実施形態２の構成を示す回路図である。 本発明の実施形態３の構成を示す回路図である。 本発明の実施形態４の構成を示す回路図である。 本発明の実施形態４の一変形例を示す回路図である。 本発明の実施形態５の構成を示す回路図である。 本発明の実施形態５の一変形例を示す回路図である。 本発明の実施形態５の他の変形例を示す回路図である。 本発明の実施形態６の構成を示す回路図である。 本発明の実施形態７の構成を示す回路図である。 本発明の実施形態７の一変形例を示す回路図である。 本発明の実施形態８の構成を示す回路図である。 本発明の実施形態８の一変形例を示す回路図である。 本発明の実施形態８の他の変形例を示す回路図である。 本発明の実施形態９の構成を示す回路図である。 本発明の実施形態１０の構成を示す回路図である。 本発明の実施形態１１の車両用灯具の構成図である。 本発明の実施形態１１の車両用灯具の使用状態を示す説明図である。 本発明の動作説明図である。 従来例１の回路図である。 従来例２の回路図である。 従来例３の回路図である。 電流臨界モードの動作波形図である。 電流連続モードの動作波形図である。 従来例４の回路図である。 従来例３の動作説明図である。

符号の説明

１ 入力電源
２ ＤＣ−ＤＣ変換回路
７ 磁束模擬回路
２１ スイッチング素子
２２ トランス

Claims (11)

1. スイッチング素子のオン時に電源から電力変換用の磁性素子に電流を流して該磁性素子にエネルギを蓄積し、スイッチング素子のオフ時に前記磁性素子に蓄積されたエネルギを負荷側に放出し、スイッチング素子を高周波でスイッチングすることで電力変換動作を行う電力変換装置において、前記磁性素子の磁束状態あるいは磁束変化状態を近似的に模擬し、信号として出力する磁束模擬回路を有し、少なくとも前記スイッチング素子のオン期間は前記磁束模擬回路の信号出力によって決定されることを特徴とする電力変換装置。
2. 前記磁束模擬回路は、前記磁性素子に印加される電圧に対応した複数の信号源と、該信号源をスイッチング素子のスイッチング状態によって切り替える回路を含むことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
3. 前記複数の信号源は、電源からの入力電圧および負荷側への出力電圧を信号源とした、あるいは該電圧にそれぞれ対応した信号源であることを特徴とする請求項２記載の電力変換装置。
4. 前記磁束模擬回路は、前記磁性素子の巻線に生じた電圧またはその巻線の一部分に生じた電圧を信号源とした、あるいは該電圧に対応した信号源を含むことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
5. 前記磁性素子は複数の巻線を有するトランス構造であり、少なくとも１つの巻線に生じた電圧またはその巻線の一部分に生じた電圧を信号源とした、あるいは該電圧に対応した信号源を含むことを特徴とする請求項４記載の電力変換装置。
6. 前記磁束模擬回路は、前記信号源からの信号をコンデンサに充放電する回路と、該コンデンサの電圧を直接あるいは等価的に検出する回路を有しており、スイッチング素子のオン期間は前記コンデンサの検出電圧が所定値に達することにより規定されることを特徴とする請求項１〜５のいずれかに記載の電力変換装置。
7. 前記磁束模擬回路は、前記信号源からの信号をコンデンサに充放電する回路と、該コンデンサの充電電流を直接あるいは等価的に検出する回路を有しており、スイッチング素子のオン期間は充電電流が所定値に達することにより規定されることを特徴とする請求項１〜５のいずれかに記載の電力変換装置。
8. 前記磁束模擬回路は、前記信号源の電圧によってインダクタに電流を流す回路を有し、該インダクタの電流を直接あるいは等価的に検出する回路を有しており、スイッチング素子のオン期間は該インダクタの電流が所定値に達することにより規定されることを特徴とする請求項１〜５のいずれかに記載の電力変換装置。
9. 前記スイッチング素子の最小オフ維持期間を前記磁束模擬回路の信号出力によって決定されることを特徴とする請求項１〜８のいずれかに記載の電力変換装置。
10. 前記スイッチング素子のオフ期間を前記磁束模擬回路の信号出力によって決定されることを特徴とする請求項１〜９のいずれかに記載の電力変換装置。
11. 請求項１〜１０のいずれかに記載の電力変換装置を用いた車両用前照灯の点灯装置を含む車両用灯具。

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