JP2009044897A - Signal extraction circuit, and system interconnection inverter system including the same - Google Patents

Signal extraction circuit, and system interconnection inverter system including the same Download PDF

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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To improve response of a detection current of a feedback control system. <P>SOLUTION: A signal extraction circuit is to extract a fundamental frequency from a three-phase ac signal in which a harmonic of a predetermined degree is superimposed on the fundamental frequency. The circuit includes a dq converting portion 10 to convert the three-phase ac signal into a two-phase signal of a rotational coordinate system, and a first and a second filter portions 11, 12 to remove an AC component included in the two-phase signal converted by the dq converting portion 10. The first and the second filter portions 11, 12 performs a fixed time integration processing over time of nearly half of a period of a system frequency to the two-phase signal converted by the dq converting portion 10. <P>COPYRIGHT: (C)2009,JPO&INPIT

Description

本願発明は、基本周波数に所定次数の高調波が重畳された三相交流信号から当該基本周波数を抽出するための信号抽出回路、及びそれを含む系統連系インバータ装置に関する。   The present invention relates to a signal extraction circuit for extracting a fundamental frequency from a three-phase AC signal in which a harmonic of a predetermined order is superimposed on the fundamental frequency, and a grid interconnection inverter device including the signal extraction circuit.

従来、直流電源と電力系統との間に設けられ、直流電源から供給される直流電力を交流電力に変換して当該交流電力を電力系統に供給するための系統連系インバータ装置が提案されている（例えば特許文献１参照）。   2. Description of the Related Art Conventionally, there has been proposed a grid-connected inverter device that is provided between a DC power source and a power system, converts DC power supplied from the DC power source into AC power, and supplies the AC power to the power system. (For example, refer to Patent Document 1).

特開２００４−１５３９５７号公報JP 2004-153957 A

図８は、系統連系インバータ装置が適用される系統連系インバータシステムの構成を示す図である。この系統連系インバータ装置５０は、太陽電池である系統電源５１と電力系統５２との間に接続され、インバータ部５３、ＬＣフィルタ部５４、電流センサ５５、トランス部５６及びインバータ制御部５７によって構成されている。この系統連系インバータ装置５０は、系統電源５１から供給される直流電力を交流電力に変換して電力系統５２に供給するものである。   FIG. 8 is a diagram illustrating a configuration of a grid interconnection inverter system to which the grid interconnection inverter device is applied. This grid-connected inverter device 50 is connected between a grid power supply 51 that is a solar battery and a power system 52, and is configured by an inverter unit 53, an LC filter unit 54, a current sensor 55, a transformer unit 56, and an inverter control unit 57. Has been. This grid-connected inverter device 50 converts DC power supplied from the system power supply 51 into AC power and supplies it to the power system 52.

インバータ部５３、ＬＣフィルタ部５４及びトランス部５６は、直列に接続され、電流センサ５５は、ＬＣフィルタ部５４とトランス部５６との間に設けられている。インバータ制御部５７は、インバータ部５３に接続されている。   The inverter unit 53, the LC filter unit 54, and the transformer unit 56 are connected in series, and the current sensor 55 is provided between the LC filter unit 54 and the transformer unit 56. The inverter control unit 57 is connected to the inverter unit 53.

インバータ部５３から出力される交流電圧ｖは、ＬＣフィルタ部５４によってスイッチングのノイズ成分が取り除かれる。スイッチングのノイズ成分が取り除かれた交流電流ｉは、電流センサ５５によって検出され、インバータ制御部５７に入力される。   The switching noise component is removed from the AC voltage v output from the inverter unit 53 by the LC filter unit 54. The alternating current i from which the switching noise component has been removed is detected by the current sensor 55 and input to the inverter control unit 57.

この系統連系インバータ装置５０では、インバータ制御部５７によってフィードバック制御系が構成される。すなわち、インバータ制御部５７は、電流センサ５５によって検出された交流電流ｉと予め定める目標値との偏差を演算し、その偏差に基づいてインバータ部５３を制御する。これにより、インバータ部５３は、電力系統５２に供給する交流電圧及び交流電流が所定の規格を満足するように制御される。   In the grid-connected inverter device 50, the inverter control unit 57 constitutes a feedback control system. That is, the inverter control unit 57 calculates a deviation between the alternating current i detected by the current sensor 55 and a predetermined target value, and controls the inverter unit 53 based on the deviation. Thereby, the inverter part 53 is controlled so that the alternating voltage and alternating current supplied to the electric power grid | system 52 satisfy | fill a predetermined specification.

この場合、フィードバック制御系であるインバータ制御部５７では、三相交流信号に対して電流制御が行われるが、この電流制御における電流量の取扱いを容易にするために、三相交流信号に対してｄｑ変換が行われる。   In this case, the inverter control unit 57 that is a feedback control system performs current control on the three-phase AC signal. In order to facilitate the handling of the current amount in this current control, dq conversion is performed.

インバータ制御部５７は、図８に示すように、ｄｑ変換部５８と、ｄ軸フィルタ部５９と、ｑ軸フィルタ部６０と、ｄ軸演算部６１と、ｑ軸演算部６２と、ｄ軸ＰＩ制御部６３と、ｑ軸ＰＩ制御部６４と、ｄｑ逆変換部６５と、ＰＷＭ信号生成部６６とによって構成されている。   As shown in FIG. 8, the inverter control unit 57 includes a dq conversion unit 58, a d-axis filter unit 59, a q-axis filter unit 60, a d-axis calculation unit 61, a q-axis calculation unit 62, and a d-axis PI. The controller 63, the q-axis PI controller 64, the dq inverse converter 65, and the PWM signal generator 66 are included.

ｄｑ変換部５８は、電流センサ５５によって検出された三相の交流電流ｉU，ｉV，ｉWを静止した直交座標系（以下、「静止座標系」という。）（α軸、β軸）における二相信号ｉα，ｉβに変換するとともに、二相信号ｉα，ｉβを、交流電流ｉU，ｉV，ｉWを同一の回転速度で同一方向に回転する直交座標系（以下、「回転座標系」という。）（ｄ軸、ｑ軸）の信号ｉｄ，ｉｑに変換する。 The dq converter 58 is a Cartesian coordinate system (hereinafter referred to as “stationary coordinate system”) (α axis, β axis) in which the three-phase AC currents i U , i V , i W detected by the current sensor 55 are stationary. Are converted into two-phase signals iα and iβ, and the two-phase signals iα and iβ are rotated in the same direction at the same rotational speed with the alternating currents i U , i V and i W in the same direction (hereinafter referred to as “rotational coordinates”). System ") (d-axis, q-axis) signals id and iq.

例えば数式１は、基本波（系統周波数の成分）の正相分の三相交流電流ｉU，ｉV，ｉWをｉU＝Ａsin（ωｔ＋θ）、ｉV＝Ａsin（ωｔ＋θ−２π／３）、ｉU＝Ａsin（ωｔ＋θ＋２π／３）としたときのｄｑ変換に用いられる変換式である。そして、数式１により算出される二相信号ｉｄ，ｉｑは、数式２にようになる。すなわち、基本波の正相分は、直流信号に変換されて出力される。なお、Ａは基本波の正相分の振幅、ωは基本波の角速度、θは三相交流電圧との位相差である。 For example, the numerical formula 1 represents the three-phase AC currents i U , i V , i W for the positive phase of the fundamental wave (system frequency component) as i U = Asin (ωt + θ), i V = Asin (ωt + θ-2π / 3). , I U = Asin (ωt + θ + 2π / 3), a conversion formula used for dq conversion. Then, the two-phase signals id and iq calculated by Expression 1 are expressed by Expression 2. That is, the positive phase component of the fundamental wave is converted into a DC signal and output. A is the amplitude of the positive phase of the fundamental wave, ω is the angular velocity of the fundamental wave, and θ is the phase difference from the three-phase AC voltage.

Figure 2009044897
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Figure 2009044897
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一方、三相交流電流ｉU，ｉV，ｉWには、一般に基本波のｎ次（ｎ≧２の整数）高調波や基本波と周波数は同一であるが三相交流の回転方向が逆方向の周波数（以下、「基本波の逆相分」という。）が重畳されており、ｄｑ変換部５８からはこれらのｎ次高調波や基本波の逆相分を上記の数式１でｄｑ変換した二相信号ｉｑ，ｉｑも出力される。 On the other hand, the three-phase AC currents i U , i V , and i W generally have the same fundamental and n-order (n ≧ 2 integer) harmonics and fundamental waves but have the same frequency but the reverse rotation direction of the three-phase AC. The frequency in the direction (hereinafter referred to as “reverse phase component of the fundamental wave”) is superimposed, and the dq conversion unit 58 dq-converts these nth-order harmonics and the reverse phase component of the fundamental wave according to the above Equation 1. The two-phase signals iq and iq are also output.

基本波の逆相分は、ｉU＝Ａ’sin（ωｔ＋θ’）、ｉV＝Ａ’sin（ωｔ＋θ’＋２π／３）、ｉU＝Ａ’sin（ωｔ＋θ’−２π／３）で表されるから、これらのｉU，ｉV，ｉWを上記の数式１に代入すると、ｄｑ変換された二相信号ｉｄ(-1)，ｉｑ(-1)は、数式３のようになる。すなわち、基本波の逆相分は、２倍波の交流信号に変換されて出力される。なお、添え字の（−１）は、基本波の逆相分であることを示している。また、Ａ’は基本波の逆相分の振幅を示す。θ’は基本波の逆相分の三相交流電圧との位相差である。 The reverse phase component of the fundamental wave is expressed by i U = A′sin (ωt + θ ′), i V = A′sin (ωt + θ ′ + 2π / 3), i U = A′sin (ωt + θ′−2π / 3). Therefore, when these i U , i V , and i W are substituted into the above equation 1, the two-phase signals id (−1) and iq (−1) that have been subjected to the dq conversion are expressed by the following equation 3. That is, the reverse phase component of the fundamental wave is converted into a double wave AC signal and output. The subscript (-1) indicates that the phase is the reverse phase of the fundamental wave. A ′ represents the amplitude of the opposite phase of the fundamental wave. θ ′ is the phase difference from the three-phase AC voltage of the opposite phase of the fundamental wave.

Figure 2009044897
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また、ｎ次高調波の正相分を、ｉUn＝Ａnsin（ｎωｔ＋θn）、ｉVn＝Ａnsin（ｎωｔ＋θn−２π／３）、ｉUn＝Ａnsin（ｎωｔ＋θn＋２π／３）で表し、これらのｉUn，ｉVn，ｉWnを上記の数式１に代入すると、ｄｑ変換された二相信号ｉｄ(+n)，ｉｑ(+n)は、数式４のようになる。すなわち、ｎ次高調波の正相分は、（ｎ−１）次高調波の交流信号に変換されて出力される。なお、Ａnはｎ次高調波の正相分の振幅、θnはｎ次高調波の正相分の三相交流電圧との位相差である。また、添え字の（＋ｎ）は、ｎ次高調波の正相分であることを示している。 Further, the positive phase component of the n-th harmonic is expressed as follows: i Un = An sin (nωt + θ n ), i Vn = An sin (nωt + θ n −2π / 3), i Un = An sin (nωt + θ n + 2π / 3) ), And substituting these i Un , i Vn , and i Wn into Equation 1 above, the two-phase signals id (+ n) and iq (+ n) that have undergone dq conversion become Equation 4 below. That is, the positive phase component of the nth harmonic is converted into an alternating signal of the (n-1) th harmonic and output. Incidentally, A n is the phase difference between the n-th harmonic positive phase of amplitude, theta n is three-phase AC voltage of the positive phase of the n-th harmonic. The subscript (+ n) indicates the positive phase component of the nth harmonic.

Figure 2009044897
Figure 2009044897

また、ｎ次高調波の逆相分は、ｉUn＝Ａn’sin（ｎωｔ＋θn’）、ｉVn＝Ａn’sin（ｎωｔ＋θn’）＋２π／３）、ｉUn＝Ａn’sin（ｎωｔ＋θn’）−２π／３）で表されるから、これらのｉUn，ｉVn，ｉWnを上記の数式１に代入すると、ｄｑ変換された二相信号ｉｄ(-n)，ｉｑ(-n)は、数式５のようになる。すなわち、ｎ次高調波の逆相分は、（ｎ＋１）次高調波の交流信号に変換されて出力される。なお、Ａn’はｎ次高調波の逆相分の振幅、θn’はｎ次高調波の逆相分の三相交流電圧との位相差である。添え字の（−ｎ）は、ｎ次高調波の逆相分であることを示している。 Further, the antiphase component of the n-th order harmonic is i Un = A n 'sin (nωt + θ n '), i Vn = A n 'sin (nωt + θ n ') + 2π / 3), i Un = A n 'sin ( nωt + θ n ′) −2π / 3), and when these i Un , i Vn , and i Wn are substituted into the above Equation 1, the two-phase signals id (−n) and iq (− n) is expressed by Equation 5. That is, the negative phase component of the nth harmonic is converted into an alternating signal of the (n + 1) th harmonic and output. A n ′ is the amplitude of the negative phase of the nth harmonic, and θ n ′ is the phase difference from the three-phase AC voltage of the negative phase of the nth harmonic. The subscript (-n) indicates that it is the reverse phase component of the nth harmonic.

Figure 2009044897
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ｄｑ変換部５８によって変換された信号ｉｄ，ｉｑには、上記のように直流成分と交流成分が含まれ、交流成分はフィードバック制御には不要であるので、ｄ軸フィルタ部５９及びｑ軸フィルタ部６０によって除去される。   Since the signals id and iq converted by the dq converter 58 include a DC component and an AC component as described above, and the AC component is unnecessary for feedback control, the d-axis filter unit 59 and the q-axis filter unit 60.

ｄ軸演算部６１では、ｄ軸フィルタ部５９によって交流成分が除去されたｄ軸出力値ｉｄと予め定めるｄ軸目標値Ｉｄとの偏差が算出される。また、ｑ軸演算部６２では、ｑ軸フィルタ部６０によって交流成分が除去されたｑ軸出力値ｉｑと予め定めるｑ軸目標値Ｉｑとの偏差が算出される。ｄ軸演算部６１及びｑ軸演算部６２の出力は、ｄ軸ＰＩ制御部６３及びｑ軸ＰＩ制御部６４にそれぞれ入力される。   The d-axis calculation unit 61 calculates a deviation between the d-axis output value id from which the AC component is removed by the d-axis filter unit 59 and the predetermined d-axis target value Id. Further, the q-axis calculation unit 62 calculates a deviation between the q-axis output value iq from which the AC component has been removed by the q-axis filter unit 60 and the predetermined q-axis target value Iq. The outputs of the d-axis calculation unit 61 and the q-axis calculation unit 62 are input to the d-axis PI control unit 63 and the q-axis PI control unit 64, respectively.

ｄ軸ＰＩ制御部６３及びｑ軸ＰＩ制御部６４では、ｄ軸演算部６１及びｑ軸演算部６２で算出された偏差に基づいて比例制御（Proportional制御）処理及び積分制御（Integral制御）処理がそれぞれ行われる。その後、ｄｑ逆変換部６５においてＰＩ制御が施されたｄ軸出力値ｉｄ，ｑ軸出力値ｉｑは、α軸、β軸における二相信号ｉα，ｉβに変換されるとともに三相交流の制御信号に逆変換される。   In the d-axis PI control unit 63 and the q-axis PI control unit 64, proportional control (Proportional control) processing and integral control (Integral control) processing are performed based on the deviation calculated by the d-axis calculation unit 61 and the q-axis calculation unit 62. Each done. Thereafter, the d-axis output value id and q-axis output value iq subjected to PI control in the dq inverse conversion unit 65 are converted into two-phase signals iα and iβ on the α-axis and β-axis, and a three-phase AC control signal Is converted back to.

そして、ＰＷＭ信号生成部６６において、ｄｑ逆変換部６５から出力される三相交流の制御信号に基づいて、インバータ部５３内の三相ブリッジ回路の複数のスイッチング素子を制御するためのＰＷＭ制御信号が生成される。   Then, in the PWM signal generation unit 66, a PWM control signal for controlling a plurality of switching elements of the three-phase bridge circuit in the inverter unit 53 based on the three-phase AC control signal output from the dq inverse conversion unit 65. Is generated.

ところで、上述したｄ軸フィルタ部５９及びｑ軸フィルタ部６０は、ｄｑ変換部５８の出力から交流成分を除去し、基本波成分のみを直流として抽出するためのものであるが、ｄ軸フィルタ部５９及びｑ軸フィルタ部６０は、例えば移動平均フィルタ、ＦＩＲ（Infinite Impulse Response）フィルタ又はＩＩＲ（Infinite Impulse Response）フィルタ等のディジタルフィルタによって構成されている。   Incidentally, the d-axis filter unit 59 and the q-axis filter unit 60 described above are for removing the AC component from the output of the dq conversion unit 58 and extracting only the fundamental wave component as a DC. 59 and the q-axis filter unit 60 are configured by digital filters such as a moving average filter, an FIR (Infinite Impulse Response) filter, or an IIR (Infinite Impulse Response) filter.

移動平均フィルタは、除去したい周波数のデータを少なくとも１周期分サンプリングし、それらのサンプリングデータの移動平均を算出することによって当該周波数を除去する構成である。このため、フィードバック制御系として基本波成分の検出が遅れ、ＰＷＭ信号生成部６６におけるＰＷＭ制御信号の生成を更新する期間が長くなるという問題点がある。   The moving average filter is configured to sample data of a frequency to be removed for at least one period, and to remove the frequency by calculating a moving average of the sampling data. For this reason, the detection of the fundamental wave component is delayed as a feedback control system, and there is a problem that the period for updating the generation of the PWM control signal in the PWM signal generation unit 66 becomes long.

例えば、ｄｑ変換された信号ｉｄ，ｉｑに含まれる交流成分には基本波と同一の周波数（系統周波数に相当）の成分が含まれる可能性があるから、基本波と同一の周波数以上の交流成分を除去しようとすると、１周期を基本波の周期に設定する必要がある。例えば、系統周波数を５０Ｈｚとすると、ｄ軸フィルタ部５９及びｑ軸フィルタ部６０の時定数を少なくとも２０ｍｓｅｃに設定する必要がある。   For example, the AC component included in the dq-converted signals id and iq may include a component having the same frequency as the fundamental wave (corresponding to the system frequency). If it is going to remove, it is necessary to set 1 period to the period of a fundamental wave. For example, when the system frequency is 50 Hz, the time constants of the d-axis filter unit 59 and the q-axis filter unit 60 need to be set to at least 20 msec.

フィードバック制御系によりインバータ部５３の出力交流電流ｉを安定して目標値に制御するには、ＰＷＭ制御信号を可及的に高速で生成し、応答遅れを可及的に小さくすることが望ましいが、従来の系統連系インバータシステムでは、移動平均フィルタからなるｄ軸フィルタ部５９及びｑ軸フィルタ部６０を用いているので、それらの出力に一定時間以上の遅れが必ず生じ、ＰＷＭ制御信号の生成の高速化に限界が生じていた。   In order to stably control the output AC current i of the inverter unit 53 to the target value by the feedback control system, it is desirable to generate the PWM control signal as fast as possible and minimize the response delay as much as possible. In the conventional grid-connected inverter system, since the d-axis filter unit 59 and the q-axis filter unit 60, which are moving average filters, are used, there is always a delay of a certain time or more in their output, and the PWM control signal is generated. There was a limit to speeding up.

本願発明は、電流検出の応答性を向上させることのできる信号抽出回路を提供することを、その課題とする。   This invention makes it the subject to provide the signal extraction circuit which can improve the responsiveness of an electric current detection.

上記の課題を解決するため、本願発明では、次の技術的手段を講じている。   In order to solve the above problems, the present invention takes the following technical means.

本願発明の第１の側面によって提供される信号抽出回路は、基本周波数に所定次数の高調波が重畳された三相交流信号から当該基本周波数を抽出するための信号抽出回路であって、前記三相交流信号を前記基本周波数と同一の回転速度で回転する回転座標系の二相信号に変換する回転座標変換手段と、前記回転座標変換手段によって変換された前記二相信号に含まれる交流成分を除去するフィルタ手段と、を備え、前記フィルタ手段は、前記回転座標変換手段によって変換された二相信号に対して前記基本周波数の周期の略１／２の時間にわたって定時間積分処理を行うことにより、前記二相信号に含まれる交流成分を除去することを特徴としている（請求項１）。   The signal extraction circuit provided by the first aspect of the present invention is a signal extraction circuit for extracting a fundamental frequency from a three-phase alternating current signal in which a harmonic of a predetermined order is superimposed on the fundamental frequency. A rotating coordinate conversion means for converting a phase AC signal into a two-phase signal of a rotating coordinate system that rotates at the same rotational speed as the fundamental frequency, and an AC component contained in the two-phase signal converted by the rotating coordinate conversion means. And a filter means for removing the filter means by performing a constant-time integration process on the two-phase signal converted by the rotating coordinate conversion means over a period of about half of the period of the fundamental frequency. The AC component contained in the two-phase signal is removed (claim 1).

この発明によれば、三相交流信号を基本周波数と同一の回転速度で回転する回転座標系の二相信号に変換した後、変換された二相信号に含まれる高調波成分を除去するフィルタ手段によるフィルタリング処理が行われる。このフィルタリング処理において、変換された二相信号に対して系統周波数の周期の１／２の時間にわたって定時間積分処理が行われるので、ｄｑ変換後の二相信号から基本周波数の直流成分を適正に抽出することができるとともに、そのフィルタリング処理の算出処理時間を短縮することができる。したがって、従来のディジタルフィルタにおける応答時定数の問題を解消することができ、例えばフィードバック制御系におけるＰＷＭ制御信号の生成の高速化に寄与することができる。   According to this invention, after converting the three-phase alternating current signal into the two-phase signal of the rotating coordinate system rotating at the same rotational speed as the fundamental frequency, the filter means for removing the harmonic component contained in the converted two-phase signal. Filtering processing is performed. In this filtering process, a constant-time integration process is performed on the converted two-phase signal over a half of the period of the system frequency, so that the DC component of the fundamental frequency is appropriately obtained from the two-phase signal after the dq conversion. In addition to extraction, the calculation processing time of the filtering process can be shortened. Therefore, the problem of the response time constant in the conventional digital filter can be solved, and for example, it can contribute to speeding up the generation of the PWM control signal in the feedback control system.

好ましい実施の形態によれば、前記回転座標変換手段は、前記三相交流信号を静止座標系のα軸及びβ軸の二相信号に変換する三相／二相変換部と、前記三相／二相変換部によって変換された前記α軸及びβ軸の二相信号を前記回転座標系のｄ軸及びｑ軸の二相信号に変換するｄｑ変換部とによって構成されており、前記フィルタ手段は、前記回転座標変換手段によって変換された前記ｄ軸及びｑ軸の二相信号に対してそれぞれ定時間積分処理を行うとよい（請求項２）。   According to a preferred embodiment, the rotating coordinate conversion means includes a three-phase / two-phase conversion unit that converts the three-phase AC signal into a two-phase signal of an α axis and a β axis of a stationary coordinate system, and the three-phase / A dq conversion unit that converts the α-phase and β-axis two-phase signals converted by the two-phase conversion unit into d-axis and q-axis two-phase signals of the rotating coordinate system, and the filter means The fixed-time integration processing may be performed on each of the two-phase signals of the d-axis and the q-axis converted by the rotating coordinate conversion means (claim 2).

本願発明の第２の側面によって提供される系統連系インバータ装置は、直流電源と電力系統との間に設けられ、前記直流電源から供給される直流電力を系統周波数の交流電力に変換して前記電力系統に供給する系統連系インバータ装置であって、複数のスイッチング素子をブリッジ接続してなるブリッジ回路で構成され、前記系統電源から供給される直流電力を交流電力に変換する直流−交流変換手段と、前記電力系統に出力される三相交流信号を検出する交流信号検出手段と、前記交流信号検出手段によって検出された前記三相交流信号に含まれる交流成分を除去する、前記交流信号検出手段によって検出された前記三相交流信号を前記系統周波数と同一の回転速度で回転する回転座標系の二相信号に変換する回転座標変換手段と、前記回転座標変換手段によって変換された前記二相信号に含まれる交流成分を除去するフィルタ手段と、前記フィルタ手段の出力と予め定める目標電流値との偏差を演算する演算手段と、前記演算手段によって演算された偏差に基づいて比例積分制御処理を行う比例積分制御手段と、前記比例積分制御手段の出力としての二相信号を三相交流の制御信号に変換する回転逆変換手段と、前記回転逆変換手段によって変換された前記三相交流の制御信号に基づいて、前記複数のスイッチング素子のオン・オフ動作を制御するスイッチング制御信号を生成し、前記直流−交流変換手段に供給する制御手段と、、を備え、前記フィルタ手段は、前記回転座標変換手段によって変換された二相信号に対して前記系統周波数の周期の略１／２の時間にわたって定時間積分処理を行うことにより、前記二相信号に含まれる交流成分を除去することを特徴としている（請求項３）。   The grid-connected inverter device provided by the second aspect of the present invention is provided between a DC power source and a power system, converts DC power supplied from the DC power source into AC power of a system frequency, and A grid-connected inverter device for supplying power to a power system, comprising a bridge circuit formed by bridge-connecting a plurality of switching elements, and converting DC power supplied from the system power source into AC power AC signal detecting means for detecting a three-phase AC signal output to the power system, and the AC signal detecting means for removing an AC component contained in the three-phase AC signal detected by the AC signal detecting means. Rotating coordinate conversion means for converting the three-phase alternating current signal detected by the rotation signal into a two-phase signal of a rotating coordinate system rotating at the same rotational speed as the system frequency; Filter means for removing an AC component contained in the two-phase signal converted by the coordinate conversion means, calculation means for calculating a deviation between the output of the filter means and a predetermined target current value, and calculation by the calculation means. Proportional integral control means for performing proportional integral control processing based on the deviation, rotation inverse conversion means for converting a two-phase signal as an output of the proportional integral control means into a three-phase AC control signal, and the rotation inverse conversion means Control means for generating a switching control signal for controlling the on / off operation of the plurality of switching elements based on the control signal for the three-phase alternating current converted by the control circuit, and supplying the switching control signal to the direct current to alternating current conversion means. And the filter means is fixed over a period of about half the period of the system frequency with respect to the two-phase signal converted by the rotating coordinate conversion means. By performing during integration process, it is characterized by removing an AC component included in the two-phase signals (claim 3).

好ましい実施の形態によれば、前記回転座標変換手段は、前記三相交流信号を静止座標系のα軸及びβ軸の二相信号に変換する三相／二相変換部と、前記三相／二相変換部によって変換された前記α軸及びβ軸の二相信号を前記回転座標系のｄ軸及びｑ軸の二相信号に変換するｄｑ変換部とによって構成されており、前記フィルタ手段は、前記回転座標変換手段によって変換された前記ｄ軸及びｑ軸の二相信号に対してそれぞれ定時間積分処理を行うとよい（請求項４）。   According to a preferred embodiment, the rotating coordinate conversion means includes a three-phase / two-phase conversion unit that converts the three-phase AC signal into a two-phase signal of an α axis and a β axis of a stationary coordinate system, and the three-phase / A dq conversion unit that converts the α-phase and β-axis two-phase signals converted by the two-phase conversion unit into d-axis and q-axis two-phase signals of the rotating coordinate system, and the filter means The fixed-time integration process may be performed on the d-phase and q-axis two-phase signals converted by the rotating coordinate conversion means.

請求項３又は４に記載の系統連系インバータ装置は、実質的に請求項１又は２に記載の信号抽出回路を備えたものである。従って、請求項１に記載の発明と同様の効果を奏することができる。   A grid-connected inverter device according to claim 3 or 4 substantially includes the signal extraction circuit according to claim 1 or 2. Therefore, the same effect as that of the first aspect of the invention can be achieved.

本願発明のその他の特徴及び利点は、添付図面を参照して以下に行う詳細な説明によって、より明らかとなろう。   Other features and advantages of the present invention will become more apparent from the detailed description given below with reference to the accompanying drawings.

以下、本願発明の好ましい実施の形態を、添付図面を参照して具体的に説明する。   Hereinafter, preferred embodiments of the present invention will be specifically described with reference to the accompanying drawings.

図１は、本願発明に係る信号抽出回路を含む系統連系インバータ装置が適用される系統連系インバータシステムの構成を示す図である。この系統連系インバータシステムは、系統電源としての太陽電池１、系統連系インバータ装置２及び電力系統３によって概略構成されている。   FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a grid interconnection inverter system to which a grid interconnection inverter device including a signal extraction circuit according to the present invention is applied. This grid-connected inverter system is roughly configured by a solar cell 1 as a grid power supply, a grid-connected inverter device 2 and a power system 3.

太陽電池１は、シリコン等の半導体からなる多数の光電変換素子（図示略）を有し、各光電変換素子によって光エネルギーを電気エネルギーに変換して出力するものである。太陽電池１は、系統連系インバータ装置２に対して直流電力を供給する。電力系統３は、商用電源（日本国では系統周波数である５０Ｈｚ又は６０Ｈｚの交流電力）を一般家庭等に供給するものである。   The solar cell 1 has a large number of photoelectric conversion elements (not shown) made of a semiconductor such as silicon, and converts light energy into electric energy by each photoelectric conversion element for output. The solar cell 1 supplies DC power to the grid interconnection inverter device 2. The power system 3 supplies commercial power (in Japan, AC power of 50 Hz or 60 Hz, which is a system frequency) to a general household or the like.

系統連系インバータ装置２は、インバータ部４、フィルタ部５、トランス部６、インバータ制御部８及び電流センサ９によって構成されている。インバータ部４、フィルタ部５及びトランス部６は、太陽電池１と電力系統３との間に、この順で直列に配列され、相互に接続されている。インバータ部４には、インバータ制御部８が接続されている。なお、系統連系インバータ装置２と電力系統３との間のＬは、電力系統３のインダクタンスを示し、電力系統３の形態や運転状況に応じてその値が変化するものである。   The grid interconnection inverter device 2 includes an inverter unit 4, a filter unit 5, a transformer unit 6, an inverter control unit 8, and a current sensor 9. The inverter unit 4, the filter unit 5, and the transformer unit 6 are arranged in series in this order between the solar cell 1 and the power system 3, and are connected to each other. An inverter control unit 8 is connected to the inverter unit 4. In addition, L between the grid connection inverter apparatus 2 and the electric power system 3 shows the inductance of the electric power system 3, and the value changes according to the form of the electric power system 3 and an operation condition.

インバータ部４は、太陽電池１から供給された直流電圧を三相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）の交流電圧ｖに変換して後段に出力するものである。インバータ部４は、例えばバイポーラトランジスタ、電界効果トランジスタ又はサイリスタ等の複数のスイッチング素子（後述）を含む三相ブリッジ回路からなる電圧制御型自励式インバータ回路によって構成されている。具体的には、インバータ部４及びフィルタ部５は、図２に示す回路構成を有している。   The inverter unit 4 converts the DC voltage supplied from the solar cell 1 into a three-phase (U-phase, V-phase, W-phase) AC voltage v and outputs it to the subsequent stage. The inverter unit 4 is configured by a voltage-controlled self-excited inverter circuit including a three-phase bridge circuit including a plurality of switching elements (described later) such as bipolar transistors, field effect transistors, or thyristors. Specifically, the inverter unit 4 and the filter unit 5 have a circuit configuration shown in FIG.

図２によると、インバータ部４は、６個のスイッチング素子ＴＲ１〜ＴＲ６をブリッジ接続してなるブリッジ回路で構成されている。各スイッチング素子ＴＲ１，ＴＲ２，ＴＲ３，ＴＲ４，ＴＲ５，ＴＲ６にはそれぞれ帰還ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４，Ｄ５，Ｄ６が並列に接続されている。スイッチング素子ＴＲ１とスイッチング素子ＴＲ２の直列接続、スイッチング素子ＴＲ３とスイッチング素子ＴＲ４の直列接続及びスイッチング素子ＴＲ５とスイッチング素子ＴＲ６の直列接続の両端に太陽電池１から出力される直流電圧Ｖdcが供給され、スイッチング素子ＴＲ１とスイッチング素子ＴＲ２の接続点ａ、スイッチング素子ＴＲ３とスイッチング素子ＴＲ４の接続点ｂ及びスイッチング素子ＴＲ５とスイッチング素子ＴＲ６の接続点ｃから三相の交流電圧及び交流電流（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の交流電圧及び交流電流）がそれぞれ出力される。   According to FIG. 2, the inverter part 4 is comprised by the bridge circuit formed by bridge-connecting six switching element TR1-TR6. Feedback diodes D1, D2, D3, D4, D5, and D6 are connected in parallel to the switching elements TR1, TR2, TR3, TR4, TR5, and TR6, respectively. The DC voltage Vdc output from the solar cell 1 is supplied to both ends of the series connection of the switching element TR1 and the switching element TR2, the series connection of the switching element TR3 and the switching element TR4, and the series connection of the switching element TR5 and the switching element TR6. Three-phase alternating current voltage and alternating current (U phase, V phase, from connection point a between element TR1 and switching element TR2, connection point b between switching element TR3 and switching element TR4, and connection point c between switching element TR5 and switching element TR6. W-phase AC voltage and AC current) are respectively output.

６個のスイッチング素子ＴＲ１〜ＴＲ６は、インバータ制御部８から出力されるＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号によってそれぞれオン、オフ動作が制御される。インバータ制御部８は、ＰＷＭ信号のパルス幅を制御することにより、インバータ部４から出力される交流電圧ｖの値を制御する。   The six switching elements TR <b> 1 to TR <b> 6 are each controlled to be turned on and off by a PWM (Pulse Width Modulation) signal output from the inverter control unit 8. The inverter control unit 8 controls the value of the AC voltage v output from the inverter unit 4 by controlling the pulse width of the PWM signal.

フィルタ部５は、インバータ部４から出力される交流電圧ｖに含まれるスイッチングノイズを除去するものである。フィルタ部５は、例えばＬＣローパスフィルタによって構成されている。具体的には、フィルタ部５は、図２に示すように、接続点ａ，ｂ，ｃからの出力ラインにそれぞれインダクタＬFを接続し、その後段の各出力ライン間にキャパシタＣFを接続したものである。各出力ライン間のインダクタＬFとキャパシタＣFとの逆Ｌ字型接続により、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相に対してローパスフィルタがそれぞれ構成される。 The filter unit 5 removes switching noise included in the AC voltage v output from the inverter unit 4. The filter unit 5 is configured by, for example, an LC low-pass filter. Specifically, as shown in FIG. 2, the filter unit 5 connects the inductors L F to the output lines from the connection points a, b, and c, and connects the capacitors C F between the output lines at the subsequent stages. It is a thing. The inverted L-shaped connection between the inductor L F and the capacitor C F between the output lines, U-phase, V-phase, low-pass filter constituted respectively for each phase of the W-phase.

電流センサ９は、トランス部６から出力される交流電流ｉを検出するものである。インバータ部４は、直流電圧を三相の交流電圧に変換するので、電流センサ９によって検出される交流電流ｉには、Ｕ相の交流電流ｉU、Ｖ相の交流電流ｉV及びＷ相の交流電流ｉWが含まれる。電流センサ９にはインバータ制御部８が接続され、この電流センサ９で検出された交流電流ｉはインバータ制御部８に入力される。 The current sensor 9 detects an alternating current i output from the transformer unit 6. Since the inverter unit 4 converts the DC voltage into a three-phase AC voltage, the AC current i detected by the current sensor 9 includes a U-phase AC current i U , a V-phase AC current i V, and a W-phase AC voltage i. AC current i W is included. An inverter control unit 8 is connected to the current sensor 9, and an alternating current i detected by the current sensor 9 is input to the inverter control unit 8.

なお、電流センサ９及びインバータ制御部８は、インバータ部４から出力される交流電圧及び交流電流を電力系統３に連系させるための所定の規格を満足するように制御するフィードバック制御系を構成している。   The current sensor 9 and the inverter control unit 8 constitute a feedback control system that controls the AC voltage and the AC current output from the inverter unit 4 so as to satisfy a predetermined standard for connecting to the power system 3. ing.

トランス部６は、フィルタ部５から出力される交流出力電圧を電力系統３の系統電圧とほぼ同一のレベルに昇圧又は降圧するものである。   The transformer unit 6 boosts or steps down the AC output voltage output from the filter unit 5 to substantially the same level as the system voltage of the power system 3.

インバータ制御部８は、電流センサ９とともにフィードバック制御系を構成し、インバータ部４のＤＣ−ＡＣ変換動作を制御するものである。具体的には、インバータ制御部８は、インバータ部４に対して、電力系統３の規格を満足する系統周波数の交流電圧及び交流電流を出力させるようにＰＷＭ信号の生成を制御する。インバータ制御部８は、例えばマイクロコンピュータからなり、ディジタル演算処理により周期的にＰＷＭ信号の生成を行う。   The inverter control unit 8 constitutes a feedback control system together with the current sensor 9 and controls the DC-AC conversion operation of the inverter unit 4. Specifically, the inverter control unit 8 controls the generation of the PWM signal so that the inverter unit 4 outputs an AC voltage and an AC current having a system frequency satisfying the standard of the power system 3. The inverter control unit 8 is composed of a microcomputer, for example, and periodically generates a PWM signal by digital arithmetic processing.

より詳細には、インバータ制御部８は、ｄｑ変換部１０と、第１フィルタ部１１と、第２フィルタ部１２と、第１演算部１３と、第２演算部１４と、第１ＰＩ制御部１５と、第２ＰＩ制御部１６と、ｄｑ逆変換部１７と、ＰＷＭ信号生成部１８とによって構成されている。ｄｑ変換部１０、第１フィルタ部１１及び第２フィルタ部１２は、本願発明の「信号抽出回路」に相当する。   More specifically, the inverter control unit 8 includes a dq conversion unit 10, a first filter unit 11, a second filter unit 12, a first calculation unit 13, a second calculation unit 14, and a first PI control unit 15. And a second PI control unit 16, a dq inverse conversion unit 17, and a PWM signal generation unit 18. The dq conversion unit 10, the first filter unit 11, and the second filter unit 12 correspond to the “signal extraction circuit” of the present invention.

なお、インバータ制御部８内であってｄｑ変換部１０の前段には、図示しないＡＤ変換部が設けられており、ＡＤ変換部は、電流センサ９によって検出された検出電流（交流電流）ｉとしてのアナログ信号をディジタル信号に変換する。ＡＤ変換部によって変換されたディジタル信号としての検出電流ｉは、ｄｑ変換部１０にそれぞれ入力される。   An AD converter (not shown) is provided in the inverter control unit 8 and before the dq converter 10, and the AD converter is used as a detected current (alternating current) i detected by the current sensor 9. The analog signal is converted into a digital signal. The detected current i as a digital signal converted by the AD converter is input to the dq converter 10.

ｄｑ変換部１０は、電流センサ９によって検出された三相の交流電流ｉU，ｉV，ｉWを静止座標系（α軸、β軸）における二相信号ｉα，ｉβに変換するとともに、変換された二相信号ｉα，ｉβを、さらに系統周波数と同一の回転角度で回転する回転座標系（ｄ軸、ｑ軸）の信号ｉｄ，ｉｑに変換するものである。この場合の変換には、上記の数式１で示した変換式が用いられる。 The dq converter 10 converts the three-phase alternating currents i U , i V , i W detected by the current sensor 9 into two-phase signals iα, iβ in the stationary coordinate system (α axis, β axis) and The two-phase signals iα and iβ thus converted are converted into signals id and iq of a rotating coordinate system (d-axis and q-axis) that rotate at the same rotation angle as the system frequency. For the conversion in this case, the conversion formula shown in Formula 1 above is used.

なお、図３は、ｄｑ変換を説明するためのベクトル図であり、（ａ）は三相平衡電圧ＶU，ＶV，ＶW（ＶUはＵ相の交流電圧、ＶVはＶ相の交流電圧、ＶWはＷ相の交流電圧）と角度θだけ進んだ三相交流電流ｉU，ｉV，ｉWをベクトル表現した図、（ｂ）は三相交流電流ｉU，ｉV，ｉWをｄｑ変換した二相信号ｉｄ，ｉｑを示すベクトル図である。 FIG. 3 is a vector diagram for explaining the dq conversion. (A) is a three-phase balanced voltage V U , V V , V W (V U is a U-phase AC voltage, and V V is a V-phase voltage). AC voltage, V W is a W-phase AC voltage) and a three-phase AC current i U , i V , i W advanced by an angle θ, a vector representation, (b) is a three-phase AC current i U , i V , i W biphasic signal id and dq convert a vector diagram illustrating the iq.

図３（ａ）に示すように、Ｕ相の交流電流ｉU、Ｖ相の交流電流ｉV及びＷ相の交流電流ｉWは、ｉU＝Ａsin（ωｔ＋θ）、ｉV＝Ａsin（ωｔ＋θ−２π／３）、ｉW＝Ａsin（ωｔ＋θ＋２π／３）でそれぞれ表される。 As shown in FIG. 3A, the U-phase AC current i U , the V-phase AC current i V, and the W-phase AC current i W are i U = Asin (ωt + θ) and i V = Asin (ωt + θ−). 2π / 3) and i W = Asin (ωt + θ + 2π / 3).

三相交流電流ｉU，ｉV，ｉWのｄｑ変換値は、上記の数式２から、ｉｄ＝Ａsin（θ）、ｉｑ＝−Ａcos（θ）となるから、回転座標系（ｄ軸、ｑ軸）では、図３（ｂ)に示すベクトル図となる。なお、図３（ｂ）では、ｄ軸及びｑ軸の直交座標系は反時計周りに角速度ωで回転している。二相信号ｉｄ，ｉｑの合成ベクトルｉｕは反時計周りに角速度ωで回転しているので、回転座標系（ｄ軸、ｑ軸）上では相対的に合成ベクトルｉｕは静止している。 Since the dq conversion values of the three-phase alternating currents i U , i V , and i W are expressed as id = Asin (θ) and iq = −Acos (θ) from the above equation 2, the rotational coordinate system (d-axis, q Axis) is a vector diagram shown in FIG. In FIG. 3B, the d-axis and q-axis orthogonal coordinate systems rotate counterclockwise at an angular velocity ω. Since the combined vector iu of the two-phase signals id and iq is rotated counterclockwise at the angular velocity ω, the combined vector iu is relatively stationary on the rotating coordinate system (d axis, q axis).

上記回転座標変換により、三相交流電流ｉU，ｉV，ｉWは、ｄ軸の出力値ｉｄ及びｑ軸の出力値ｉｑの直流成分で表すことができる。一方、上述したように、三相交流電流ｉU，ｉV，ｉWに含まれる系統周波数の逆相分やｎ次高調波の正相分及び逆相分のｄｑ変換値は、数式３〜数式５で示したように交流成分で表される。これら各周波数の出力値ｉｄ，ｉｑは、第１フィルタ部１１及び第２フィルタ部１２にそれぞれ入力される。 By the rotational coordinate conversion, the three-phase alternating currents i U , i V , and i W can be expressed by the DC component of the d-axis output value id and the q-axis output value iq. On the other hand, as described above, the dq conversion values of the negative phase component of the system frequency and the positive phase component and the negative phase component of the n-order harmonic included in the three-phase alternating currents i U , i V , i W It is represented by an alternating current component as shown in Formula 5. The output values id and iq of these frequencies are input to the first filter unit 11 and the second filter unit 12, respectively.

第１フィルタ部１１及び第２フィルタ部１２は、ｄｑ変換部１０から出力されるｄｑ変換値の交流成分（上記の数式３で示される基本波の逆相分のｄｑ変換値、上記の数式４，５で示されるｎ次高調波の正相分及び逆相分のｄｑ変換値）を除去して基本周波数の正相分のｄｑ変換値のみを抽出するものである。すなわち、第１フィルタ部１１は、基本波成分のｄ軸の直流成分を抽出するものであり、第２フィルタ部１２は、基本波のｑ軸の直流成分を抽出するものである。   The first filter unit 11 and the second filter unit 12 are AC components of the dq conversion value output from the dq conversion unit 10 (the dq conversion value of the negative phase component of the fundamental wave represented by Equation 3 above, Equation 4 above) , 5 to remove the dq conversion values of the nth-order harmonics in the positive and negative phases), and extract only the dq conversion values of the positive phase of the fundamental frequency. That is, the first filter unit 11 extracts the d-axis DC component of the fundamental wave component, and the second filter unit 12 extracts the q-axis DC component of the fundamental wave component.

従来は、第１フィルタ部１１及び第２フィルタ部１２の部分に移動平均フィルタが用いられていたが、本実施形態の第１フィルタ部１１及び第２フィルタ部１２は、本発明の特徴点である定時間積分処理により直流成分を抽出する構成となっている。第１フィルタ部１１及び第２フィルタ部１２における定時間積分処理は直流成分及び交流成分を含むｄｑ変換値から直流成分のみを抽出するので、実質的にディジタルフィルタとして機能している。第１フィルタ部１１及び第２フィルタ部１２の定時間積分処理については、後述する。   Conventionally, a moving average filter has been used for the first filter unit 11 and the second filter unit 12, but the first filter unit 11 and the second filter unit 12 of the present embodiment are characteristic features of the present invention. The DC component is extracted by a certain fixed time integration process. Since the constant time integration process in the first filter unit 11 and the second filter unit 12 extracts only the DC component from the dq conversion value including the DC component and the AC component, it substantially functions as a digital filter. The constant time integration process of the first filter unit 11 and the second filter unit 12 will be described later.

第１演算部１３は、第１フィルタ部１１からのｄ軸出力値ｉｄと、予め定められたｄ軸目標値（目標電流）Ｉｄとの偏差を算出して、第１ＰＩ制御部１５に出力するものである。   The first calculation unit 13 calculates a deviation between the d-axis output value id from the first filter unit 11 and a predetermined d-axis target value (target current) Id, and outputs the deviation to the first PI control unit 15. Is.

第２演算部１４は、第２フィルタ部１２からのｑ軸出力値ｉｑと、予め定められたｑ軸目標値（目標電流）Ｉｑとの偏差を算出して、第２ＰＩ制御部１６に出力するものである。   The second calculation unit 14 calculates a deviation between the q-axis output value iq from the second filter unit 12 and a predetermined q-axis target value (target current) Iq, and outputs the deviation to the second PI control unit 16. Is.

第１ＰＩ制御部１５は、第１演算部１３からの偏差出力に対して比例制御（Ｐ制御）処理を行うとともに、積分制御（Ｉ制御）処理を行うものである。第２ＰＩ制御部１６は、第２演算部１４からの偏差出力に対して比例制御処理を行うとともに積分制御処理を行うものである。   The first PI control unit 15 performs proportional control (P control) processing on the deviation output from the first calculation unit 13 and also performs integral control (I control) processing. The second PI control unit 16 performs proportional control processing and integral control processing on the deviation output from the second calculation unit 14.

第１ＰＩ制御部１５の出力及び第２ＰＩ制御部１６の出力は、それぞれｄｑ逆変換部１７に入力される。すなわち、第１及び第２ＰＩ制御部１５，１６は、第１及び第２演算部１３，１４から入力される各偏差に基づいて比例制御処理及び積分制御処理を行うことにより、その偏差がゼロになるような電流補正値ｉｄ′，ｉｑ′を生成するものである。この電流補正値ｉｄ′，ｉｑ′は、後段のｄｑ逆変換部１７に与えられる。   The output of the first PI control unit 15 and the output of the second PI control unit 16 are respectively input to the dq inverse conversion unit 17. That is, the first and second PI control units 15 and 16 perform the proportional control process and the integral control process based on the deviations input from the first and second calculation units 13 and 14, so that the deviation becomes zero. Such current correction values id ′ and iq ′ are generated. The current correction values id ′ and iq ′ are given to the dq inverse conversion unit 17 at the subsequent stage.

ｄｑ逆変換部１７は、第１ＰＩ制御部１５及び第２ＰＩ制御部１６から出力される電流補正指令値ｉｄ′，ｉｑ′を、静止座標系（α軸、β軸）における二相信号ｉα，ｉβに変換するとともに、変換された二相信号を三相交流の制御信号に逆変換し、ＰＷＭ信号生成部１８に出力するものである。   The dq inverse transform unit 17 converts the current correction command values id ′ and iq ′ output from the first PI control unit 15 and the second PI control unit 16 into the two-phase signals iα and iβ in the stationary coordinate system (α axis and β axis). And the converted two-phase signal is inversely converted into a three-phase AC control signal and output to the PWM signal generation unit 18.

ＰＷＭ信号生成部１８は、インバータ部４内の三相ブリッジ回路の６個のスイッチング素子ＴＲ１〜ＴＲ６（図２参照）を制御するためのＰＷＭ制御信号を生成するものである。ＰＷＭ信号生成部１８は、ｄｑ逆変換部１７から入力される三相交流の制御信号に基づいて交流電圧信号を生成し、この交流電圧信号と所定の三角波形とを比較してＰＷＭ制御信号を生成する。   The PWM signal generation unit 18 generates a PWM control signal for controlling the six switching elements TR1 to TR6 (see FIG. 2) of the three-phase bridge circuit in the inverter unit 4. The PWM signal generation unit 18 generates an AC voltage signal based on the three-phase AC control signal input from the dq inverse conversion unit 17, compares the AC voltage signal with a predetermined triangular waveform, and outputs the PWM control signal. Generate.

次に、本実施形態の特徴部分である第１フィルタ部１１及び第２フィルタ部１２における定時間積分処理について述べる。なお、以下の説明においては、主に第１フィルタ部１１における定時間積分処理について述べるが、第２フィルタ部１２における定時間積分処理も同様であるため、その記述を省略する。   Next, the constant time integration process in the first filter unit 11 and the second filter unit 12 which are characteristic parts of the present embodiment will be described. In the following description, the constant-time integration process in the first filter unit 11 will be mainly described, but the description is omitted because the constant-time integration process in the second filter unit 12 is the same.

まず、インバータ制御部８のｄｑ変換部１０において数式１に示した変換式に基づいてｄｑ変換されたｄ軸出力値ｉｄ及びｄ軸出力値ｉｄは、第１フィルタ部１１及び第２フィルタ部１２にそれぞれ入力される。第１フィルタ部１１及び第２フィルタ部１２では、基本波の周波数（系統周波数）を「ｆ」とした場合、ｄｑ変換部１０から出力されるｄ軸出力値ｉｄに対して１／（２・ｆ）［ｓｅｃ］における定時間積分処理を行う。すなわち、ｄ軸値ｉｄに対して、系統周波数の１周期Ｔの１／２の期間にわたって定時間積分処理を行う。例えば、系統周波数を５０Ｈｚとすると、１０ｍｓｅｃに亘って定時間積分処理を行う。   First, the d-axis output value id and the d-axis output value id that are dq-converted based on the conversion formula shown in Formula 1 in the dq conversion unit 10 of the inverter control unit 8 are the first filter unit 11 and the second filter unit 12. Respectively. In the first filter unit 11 and the second filter unit 12, when the fundamental wave frequency (system frequency) is “f”, 1 / (2.multidot.) With respect to the d-axis output value id output from the dq conversion unit 10. f) Perform a constant time integration process in [sec]. That is, a constant time integration process is performed on the d-axis value id over a period of ½ of one period T of the system frequency. For example, when the system frequency is 50 Hz, the constant time integration process is performed over 10 msec.

上述したように、電流センサ９によって検出された三相交流電流ｉU，ｉV，ｉWをｄｑ変換部１０でｄｑ変換した信号ｉｄには、Ａsin(θ)の直流成分の外にＡ’sin(２ωｔ＋θ’)、Ａnsin｛(ｎ−１)ωｔ＋θn｝及びＡn’sin｛(ｎ＋１)ωｔ＋θn’｝の交流成分が含まれる。実際には、三相交流電流ｉU，ｉV，ｉWの検出信号に全てのｎ次高調波が含まれているわけではなく、主要な高調波は特定の次数に限られている。 As described above, the signal id obtained by dq conversion of the three-phase alternating currents i U , i V , i W detected by the current sensor 9 by the dq conversion unit 10 includes A ′ in addition to the DC component of Asin (θ). AC components of sin (2ωt + θ ′), An sin {(n−1) ωt + θ n }, and A n ′ sin {(n + 1) ωt + θ n ′} are included. Actually, not all n-order harmonics are included in the detection signals of the three-phase alternating currents i U , i V , i W , and the main harmonics are limited to a specific order.

例えば、電流センサ９によって検出された三相交流電流ｉU，ｉV，ｉWには、信号レベルの小さい高調波（例えば１３次高調波、１５次高調波、１７次高調波）を無視すると、経験的に基本波以外に主として２次高調波、３次高調波、５次高調波、７次高調波が含まれていると考えることができる。 For example, in the three-phase alternating currents i U , i V , i W detected by the current sensor 9, harmonics having a small signal level (for example, the 13th harmonic, the 15th harmonic, and the 17th harmonic) are ignored. From experience, it can be considered that the second harmonic, the third harmonic, the fifth harmonic, and the seventh harmonic are mainly included in addition to the fundamental wave.

したがって、ｄｑ変換部１０のｄ軸出力値ｉｄは、図４に示すように、基本波、２次高調波、３次高調波、５次高調波及び７次高調波を数式１によりそれぞれｄｑ変換した信号ｉｄ1，ｉｄ2，ｉｄ3，ｉｄ5，ｉｄ7を含んだ波形で表すことができる。 Therefore, the d-axis output value id of the dq conversion unit 10 is obtained by performing dq conversion on the fundamental wave, the second harmonic, the third harmonic, the fifth harmonic, and the seventh harmonic, respectively, using Equation 1 as shown in FIG. Can be represented by a waveform including the signals id 1 , id 2 , id 3 , id 5 , id 7 .

なお、数式２，数式４によれば、ｉｄ1＝Ａsin(θ)、ｉｄ2＝Ａ2sin(ωｔ＋θ2)、ｉｄ3＝Ａ3sin（２ωｔ＋θ3）、ｉｄ5＝Ａ5sin（４ωｔ＋θ5）、ｉｄ7＝Ａ7sin（６ωｔ＋θ7）であるが、図４では、説明の便宜上、位相θ＝θ2，θ3，θ5，θ7とし、交流信号ｉｄ2，ｉｄ3，ｉｄ5，ｉｄ7の位相を合わせた状態で描いている。 According to Equations 2 and 4, id 1 = A sin (θ), id 2 = A 2 sin (ωt + θ 2 ), id 3 = A 3 sin (2ωt + θ 3 ), id 5 = A 5 sin (4ωt + θ 5) ), Id 7 = A 7 sin (6ωt + θ 7 ). In FIG. 4, for convenience of explanation, the phases θ = θ 2 , θ 3 , θ 5 , θ 7 are used, and AC signals id 2 , id 3 , id 5 are used. , Id 7 with the phase matched.

したがって、図４においては、信号ｉｄ1，ｉｄ2，ｉｄ3，ｉｄ5，ｉｄ7は、数式６で表されている。 Therefore, in FIG. 4, the signals id 1 , id 2 , id 3 , id 5 , id 7 are expressed by Equation 6.

Figure 2009044897
Figure 2009044897

ここで、３次高調波、５次高調波及び７次高調波等の３次以上の高調波のｄｑ変換値ｉｄ3，ｉｄ5，ｉｄ7については、１／（２・ｆ）［ｓｅｃ］における定時間積分処理を行うと、図４から明らかなように、正負のレベルが互いに相殺されることになり、それらの定時間積分処理が行われた後の値は０になる。すなわち、数式６によると、例えば３次高調波、５次高調波及び７次高調波を示す式には、偶数倍のωｔが含まれるため、これらについて、１／（２・ｆ）［ｓｅｃ］の定時間積分処理を行うと、これらの値はそれぞれ０になり、第１フィルタ部１１の出力値としては出力されなくなる。なお、上記奇数次高調波以外の奇数次高調波が含まれていても、これらの定時間積分処理の結果は０になる。 Here, for dq conversion values id 3 , id 5 , id 7 of the third and higher harmonics such as the third harmonic, the fifth harmonic, and the seventh harmonic, 1 / (2 · f) [sec] When the constant time integration process is performed in FIG. 4, the positive and negative levels cancel each other as is clear from FIG. 4, and the value after the constant time integration process is performed becomes zero. In other words, according to Equation 6, for example, the equations representing the third harmonic, the fifth harmonic, and the seventh harmonic include an even multiple of ωt, and therefore, 1 / (2 · f) [sec]. When the constant time integration process is performed, these values become 0, and are not output as the output value of the first filter unit 11. Even if odd harmonics other than the odd harmonics are included, the result of these constant-time integration processes is zero.

したがって、ｄｑ変換部１０のｄ軸出力値ｉｄに対して定時間積分処理を行う場合、その処理結果は、実質的に基本波のｄｑ変換値ｉｄ1と２次高調波のｄｑ変換値ｉｄ2に対して定時間積分処理を行ったものになるから、数式７に示す基本波成分と２次高調波成分とで示されるｄ軸電流信号ｉｄ（ｔ）に対し１／（２・ｆ）の定時間について定積分演算を行えばよいことになる。 Therefore, when the constant time integration process is performed on the d-axis output value id of the dq conversion unit 10, the result of the process is substantially the dq conversion value id 1 of the fundamental wave and the dq conversion value id 2 of the second harmonic. Therefore, 1 / (2 · f) of the d-axis current signal id (t) represented by the fundamental wave component and the second harmonic component shown in Equation 7 is obtained. It is only necessary to perform a definite integral operation for a fixed time.

Figure 2009044897
Figure 2009044897

数式７において、Ａ2sin（ωｔ＋θ2）が２次高調波のｄｑ変換値ｉｄ2であり、ｒが基本波のｄｑ変換値ｉｄ1（＝Ａsin(θ)）である。このｄ軸電流信号ｉｄ（ｔ）についてΔＴ（＝１／（２・ｆ）、すなわち基本波の１／２周期）の区間の定積分演算を行うと、数式７は数式８で表されることになる。 In Equation 7, A 2 sin (ωt + θ 2 ) is the dq conversion value id 2 of the second harmonic, and r is the dq conversion value id 1 (= Asin (θ)) of the fundamental wave. When a definite integral operation of ΔT (= 1 / (2 · f), that is, a half period of the fundamental wave) is performed on the d-axis current signal id (t), Expression 7 is expressed by Expression 8. become.

Figure 2009044897
Figure 2009044897

ここで、角周波数ω＝２πｆ、ΔＴ＝１／（２ｆ）であるので、（ω・ΔＴ／２）＝π／２となるから、これらを数式８に代入すると、数式９となる。   Here, since the angular frequency ω = 2πf and ΔT = 1 / (2f), (ω · ΔT / 2) = π / 2, so when these are substituted into Equation 8, Equation 9 is obtained.

Figure 2009044897
Figure 2009044897

図５は、ｄ軸電流信号ｉｄ（ｔ）に対して定積分演算が行われた場合の数式９に示すｄ軸電流信号ｉｄ（ｔ）の波形を示す図である。この図５及び数式９によると、ｄ軸電流信号ｉｄ（ｔ）について１／（２ｆ）の区間で定積分演算を行うことにより取得される信号においても、２次高調波成分と基本波成分とが含まれる。この場合、三相交流電流ｉU，ｉV，ｉWに２次高調波が重畳されることは少ないので、第１フィルタ部１１の出力にも２次高調波の交流成分が含まれることは少なく、含まれたとしてもそのレベルは基本波の直流成分のレベル対して２／π（約６４％）程度であるので、２次高調波のｄｑ変換値が基本波のｄｑ変換値に与える影響は極めて小さいと言える。このことは、ｑ軸電流信号ｉｑ（ｔ）についても同様である。 FIG. 5 is a diagram illustrating a waveform of the d-axis current signal id (t) shown in Formula 9 when a definite integration operation is performed on the d-axis current signal id (t). According to FIG. 5 and Equation 9, the second harmonic component and the fundamental wave component are also obtained in the signal obtained by performing the definite integration operation on the d-axis current signal id (t) in the interval of 1 / (2f). Is included. In this case, since the second harmonic is rarely superimposed on the three-phase alternating currents i U , i V , i W , the second harmonic component is also included in the output of the first filter unit 11. Even if included, the level is about 2 / π (about 64%) with respect to the level of the direct current component of the fundamental wave, so the influence of the dq conversion value of the second harmonic on the dq conversion value of the fundamental wave. Is extremely small. The same applies to the q-axis current signal iq (t).

したがって、第１フィルタ部１１及び第２フィルタ部１２からの出力は、基本波をｄｑ変換した直流成分と見做すことができ、この出力を用いてＰＷＭ信号を生成し、インバータ部５３を制御しても精度上の問題が生じることはない。   Therefore, the outputs from the first filter unit 11 and the second filter unit 12 can be regarded as a DC component obtained by dq conversion of the fundamental wave, and a PWM signal is generated using this output to control the inverter unit 53. However, there is no problem with accuracy.

すなわち、従来の構成では、第１及び第２フィルタ１１，１２の部分には、平均移動フィルタが用いられ、例えば基本波の１周期分のサンプリング動作によってサンプリングデータの移動平均を算出する処理を行うことで、基本波をｄｑ変換した直流成分のみを算出するようにしていたが、本実施形態では、上記のように、基本波の１／２周期の演算時間で、ほぼ基本波をｄｑ変換した直流成分のみを算出することができ、フィードバック制御の高速化が可能となる。   That is, in the conventional configuration, an average moving filter is used for the first and second filters 11 and 12, and for example, a process of calculating a moving average of sampling data is performed by a sampling operation for one period of the fundamental wave. Thus, only the direct current component obtained by dq conversion of the fundamental wave is calculated. However, in the present embodiment, the fundamental wave is substantially dq converted in the calculation time of ½ period of the fundamental wave as described above. Only the DC component can be calculated, and the feedback control can be speeded up.

従来の構成のディジタルフィルタでは、低次数の高調波成分を除去しようとすると応答時定数が長くなってしまい、フィードバック制御系におけるＰＷＭ制御信号の生成を更新する期間が長くなるといった問題点があった。しかしながら、本実施形態では、上記したように、１／（２ｆ）［ｓｅｃ］における定時間積分処理を行う第１及び第２フィルタ１１，１２を採用するようにしているので、系統周波数の１周期Ｔの１／２でフィルタリング処理が可能となり、すなわち従来の移動平均処理の１／２の時間でフィルタリング処理ができ、従来の応答時定数における問題を解消することができる。したがって、フィードバック制御系におけるＰＷＭ制御信号の生成の高速化に寄与することができる。   In the digital filter having the conventional configuration, there is a problem in that the response time constant becomes long when trying to remove low-order harmonic components, and the period for updating the generation of the PWM control signal in the feedback control system becomes long. . However, in the present embodiment, as described above, the first and second filters 11 and 12 that perform constant-time integration processing at 1 / (2f) [sec] are employed, and therefore one period of the system frequency. Filtering processing can be performed at 1/2 of T, that is, filtering processing can be performed in 1/2 time of the conventional moving average processing, and the problem in the conventional response time constant can be solved. Therefore, it is possible to contribute to speeding up the generation of the PWM control signal in the feedback control system.

図６は、シミュレーションによるステップ応答の観測例を示す図である。   FIG. 6 is a diagram illustrating an example of observation of a step response by simulation.

図６において、縦軸はｄｑ変換後の二相信号ｉｑの振幅を示し、横軸は時間である。また、実線は本実施形態の応答特性を示し、一点鎖線は従来の移動平均フィルタを用いた場合の応答特性を示している。なお、このシミュレーションでは、三相交流電流ｉU，ｉV，ｉWの基本波の周波数を５０Ｈｚとし、振幅Ａを「１」に正規化し、位相θを「０」としている。したがって、基本波のｄｑ変換値は、数式２よりｉｄ＝０、ｉｑ＝−１となるが、図６では、作図の便宜上ｉｑの符号を逆にして描いている。 In FIG. 6, the vertical axis represents the amplitude of the two-phase signal iq after dq conversion, and the horizontal axis represents time. The solid line indicates the response characteristic of the present embodiment, and the alternate long and short dash line indicates the response characteristic when a conventional moving average filter is used. In this simulation, the frequency of the fundamental wave of the three-phase alternating currents i U , i V , i W is 50 Hz, the amplitude A is normalized to “1”, and the phase θ is “0”. Therefore, the dq conversion value of the fundamental wave is id = 0 and iq = −1 from Equation 2, but in FIG. 6, the sign of iq is drawn with the opposite sign for convenience of drawing.

図６によれば、時間「０」でフィルタリングの演算処理が開始された後、従来の構成では、信号ｉｑが「１」（基本波の直流成分）に落ち着くまでの時間ｔ１として０．０２ｓｅｃ（５０Ｈｚの１周期）を要しているが、本実施形態では、その１／２の０．０１ｓｅｃ（ｔ２参照）で信号ｉｑがほぼ「１」（基本波の直流成分）に落ち着くことが確認できた。   According to FIG. 6, after the filtering calculation processing is started at time “0”, in the conventional configuration, the time t1 until the signal iq settles to “1” (DC component of the fundamental wave) is 0.02 sec ( In this embodiment, it can be confirmed that the signal iq settles to almost “1” (DC component of the fundamental wave) in 1/2 sec of 0.01 sec (see t2). It was.

なお、上記実施形態では、積分時間ΔＴを１／２ｆにしていたが、図６のΔｔで示すように、積分時間ΔＴを１／２ｆよりも僅かに小さくしても２次高調波、３次高調波、５次高調波及び７次高調波のｄｑ変換値が基本波のｄｑ変換値に与える影響は小さい範囲では積分時間ΔＴを１／２ｆよりも小さい値にしてもよい。   In the above embodiment, the integration time ΔT is set to 1 / 2f. However, as shown by Δt in FIG. 6, even if the integration time ΔT is slightly smaller than 1 / 2f, the second harmonic, the third order The integration time ΔT may be set to a value smaller than ½f within a range where the influence of the dq conversion values of the harmonic, the fifth harmonic, and the seventh harmonic on the dq conversion value of the fundamental wave is small.

また、本実施形態による定時間積分処理においてさらに高精度に算出しようとする場合、２次高調波電流はほとんど変動がないものと考えられることから、例えば、図７に示す構成してもよい。   In addition, when calculating with higher accuracy in the constant-time integration processing according to the present embodiment, the second harmonic current is considered to have almost no fluctuation, and therefore, for example, the configuration shown in FIG. 7 may be used.

図７に示す構成は、三相交流信号に含まれる２次高調波成分を三相−ｄｑ変換により抽出し、その抽出値（ｄｑ変換値の直流分）を基本波周波数と同一の周波数で回転する座標系に変換することにより、本願発明に係る信号抽出回路から出力される２次高調波成分とほぼ同一の信号を生成し、その信号と本願発明に係る信号抽出回路の出力との差分を演算することにより、当該信号抽出回路の出力に含まれる２次高調波成分を除去するものである。   The configuration shown in FIG. 7 extracts the second harmonic component contained in the three-phase AC signal by three-phase-dq conversion, and rotates the extracted value (DC component of the dq conversion value) at the same frequency as the fundamental frequency. To generate a signal that is substantially the same as the second harmonic component output from the signal extraction circuit according to the present invention, and the difference between the signal and the output of the signal extraction circuit according to the present invention. By calculating, the second harmonic component contained in the output of the signal extraction circuit is removed.

図７によると、図１のｄｑ変換部１０並びに第１及び第２フィルタ部１１，１２に相当する信号抽出回路は、三相交流信号に含まれる基本周波数のｄｑ変換を行う基本周波数ｄｑ変換部２１と、基本周波数ｄｑ変換部２１のｄ軸出力に対して定時間積分処理を行うことによりｄ軸の直流成分を抽出する第１フィルタ部２２と、基本周波数ｄｑ変換部２１のｑ軸出力に対して定時間積分処理を行うことによりｑ軸の直流成分を抽出する第２フィルタ部２３と、２次高調波のｄｑ変換値（交流成分）を生成する２次高調波生成部２４と、第１フィルタ部２２及び２次高調波生成部２４のｄ軸出力同士、第２フィルタ部２３及び２次高調波生成部２４のｑ軸出力同士の差分をそれぞれ演算する相殺部２５とによって構成されている。   Referring to FIG. 7, the signal extraction circuit corresponding to the dq conversion unit 10 and the first and second filter units 11 and 12 in FIG. 1 is a fundamental frequency dq conversion unit that performs dq conversion of the fundamental frequency included in the three-phase AC signal. 21, a first filter unit 22 that extracts a d-axis DC component by performing a constant-time integration process on the d-axis output of the fundamental frequency dq converter 21, and a q-axis output of the fundamental frequency dq converter 21 A second filter unit 23 that extracts a q-axis DC component by performing a constant time integration process, a second harmonic generation unit 24 that generates a dq conversion value (AC component) of the second harmonic, The first filter unit 22 and the second harmonic generation unit 24 are configured by a d-axis output between the second filter unit 23 and the second harmonic generation unit 24 and a cancellation unit 25 that calculates the difference between the q-axis outputs of the second harmonic generation unit 24, respectively. Yes.

２次高調波生成部２４は、三相交流信号に含まれる２次高調波のｄｑ変換を行う２次高調波ｄｑ変換部２４ａと、２次高調波ｄｑ変換部２４ａのｄ軸出力の交流成分を除去する第１ローパスフィルタ部２４ｂと、２次高調波ｄｑ変換部２４ａのｑ軸出力の交流成分を除去する第２ローパスフィルタ部２４ｃと、第１及び第２ローパスフィルタ部２４ｂ，２４ｃからの出力（２次高調ｄｑ変換部２４ａから直流分として出力される２次高調波のｄｑ変換値）の座標系を基本波周波数と同一の周波数で回転する回転座標系に変換する２次高調波副変換部２４ｄとによって構成される。また、相殺部２５は、第１フィルタ部２２及び２次高調波生成部２４のｄ軸出力の差分を演算する第１演算回路２５ａと、第２フィルタ部２３及び２次高調波生成部２４のｑ軸出力の差分を演算する第２演算回路２５ｂとによって構成される。   The second harmonic generation unit 24 is a second harmonic dq conversion unit 24a that performs dq conversion of the second harmonic included in the three-phase AC signal, and an AC component of the d-axis output of the second harmonic dq conversion unit 24a. From the first low-pass filter unit 24b, the second low-pass filter unit 24c for removing the AC component of the q-axis output of the second harmonic dq conversion unit 24a, and the first and second low-pass filter units 24b and 24c. A secondary harmonic sub that converts the coordinate system of the output (dq conversion value of the second harmonic output as a DC component from the second harmonic dq converter 24a) into a rotating coordinate system that rotates at the same frequency as the fundamental frequency. And a conversion unit 24d. The cancellation unit 25 includes a first arithmetic circuit 25 a that calculates a difference between the d-axis outputs of the first filter unit 22 and the second harmonic generation unit 24, and the second filter unit 23 and the second harmonic generation unit 24. and a second arithmetic circuit 25b that calculates the difference between the q-axis outputs.

上記構成によれば、第１及び第２フィルタ部２２，２３のｄｑ軸出力には、２次高調波のｄｑ変換成分（交流分）が含まれるが、２次高調波生成部２４によってこの２次高調波のｄｑ変換成分とほぼ同一の信号を生成し、相殺部５によって第１及び第２フィルタ部２２，２３のｄｑ軸出力から２次高調波のｄｑ変換成分（交流分）を相殺することができるので、基本波成分のみの電流量を求めることができる。   According to the above configuration, the dq-axis outputs of the first and second filter units 22 and 23 include the second-order harmonic dq conversion component (AC component). A signal substantially identical to the dq conversion component of the second harmonic is generated, and the dq conversion component (AC component) of the second harmonic is canceled from the dq axis outputs of the first and second filter units 22 and 23 by the cancellation unit 5. Therefore, the current amount of only the fundamental wave component can be obtained.

もちろん、この発明の範囲は上述した実施の形態に限定されるものではない。この発明の趣旨を逸脱しない範囲で種々の変更が可能である。   Of course, the scope of the present invention is not limited to the embodiment described above. Various modifications can be made without departing from the spirit of the present invention.

本願発明に係る系統連系インバータ装置が適用される系統連系インバータシステムの全体構成を示す図である。BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS It is a figure which shows the whole structure of the grid connection inverter system with which the grid connection inverter apparatus which concerns on this invention is applied. 三相交流を出力するインバータ部及びフィルタ部の回路構成を示す図である。It is a figure which shows the circuit structure of the inverter part and filter part which output a three-phase alternating current. ｄｑ軸変換の一例を示すベクトル図である。It is a vector diagram showing an example of dq axis conversion. ｄｑ変換後の基本波成分、２次高調波成分、３次高調波成分、５次高調波成分及び７次高調波成分の波形を示す図である。It is a figure which shows the waveform of the fundamental wave component after dq conversion, a 2nd harmonic component, a 3rd harmonic component, a 5th harmonic component, and a 7th harmonic component. 定積分演算が行われた場合のｄ軸電流信号の波形を示す図である。It is a figure which shows the waveform of a d-axis current signal when a definite integral calculation is performed. シミュレーションによるステップ応答の観測例を示す図である。It is a figure which shows the example of observation of the step response by simulation. 信号抽出回路の他の構成を示す図である。It is a figure which shows the other structure of a signal extraction circuit. 従来の、系統連系インバータ装置が適用される系統連系インバータシステムの全体構成を示す図である。It is a figure which shows the whole conventional structure of the grid connection inverter system to which the grid connection inverter apparatus is applied.

符号の説明Explanation of symbols

１ 太陽電池
２ 系統連系インバータ装置
３ 電力系統
４ インバータ部
５ フィルタ部
６ トランス部
８ インバータ制御部
９ 電流センサ
１０ ｄｑ変換部
１１ 第１フィルタ部
１２ 第２フィルタ部
１３ 第１演算部
１４ 第２演算部
１５ 第１ＰＩ制御部
１６ 第２ＰＩ制御部
１７ ｄｑ逆変換部
１８ ＰＷＭ信号生成部
２１ 基本周波数ｄｑ変換部
２２ 第１フィルタ部
２３ 第２フィルタ部
２４ ２次高調波生成部
２４ａ ２次高調波ｄｑ変換部
２４ｂ 第１ローパスフィルタ部
２４ｃ 第２ローパスフィルタ部
２４ｄ ２次高調波副変換部
２５ 相殺部
２５ａ 第１演算回路
２５ｂ 第２演算回路 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Solar cell 2 Grid connection inverter apparatus 3 Electric power system 4 Inverter part 5 Filter part 6 Transformer part 8 Inverter control part 9 Current sensor 10 dq conversion part 11 1st filter part 12 2nd filter part 13 1st calculating part 14 2nd Arithmetic unit 15 First PI control unit 16 Second PI control unit 17 dq inverse conversion unit 18 PWM signal generation unit 21 Fundamental frequency dq conversion unit 22 First filter unit 23 Second filter unit 24 Second harmonic generation unit 24a Second harmonic dq conversion unit 24b first low-pass filter unit 24c second low-pass filter unit 24d second-order harmonic sub-conversion unit 25 cancellation unit 25a first arithmetic circuit 25b second arithmetic circuit

Claims (4)

基本周波数に所定次数の高調波が重畳された三相交流信号から当該基本周波数を抽出するための信号抽出回路であって、
前記三相交流信号を前記系統周波数と同一の回転速度で回転する回転座標系の二相信号に変換する回転座標変換手段と、
前記回転座標変換手段によって変換された前記二相信号に含まれる交流成分を除去するフィルタ手段と、を備え、
前記フィルタ手段は、
前記回転座標変換手段によって変換された二相信号に対して前記系統周波数の周期の略１／２の時間にわたって定時間積分処理を行うことにより、前記二相信号に含まれる交流成分を除去することを特徴とする、信号抽出回路。 A signal extraction circuit for extracting the fundamental frequency from a three-phase AC signal in which a harmonic of a predetermined order is superimposed on the fundamental frequency,
Rotating coordinate conversion means for converting the three-phase AC signal into a two-phase signal of a rotating coordinate system that rotates at the same rotational speed as the system frequency;
Filter means for removing an AC component included in the two-phase signal converted by the rotating coordinate conversion means,
The filter means includes
The AC component included in the two-phase signal is removed by performing a constant-time integration process on the two-phase signal converted by the rotating coordinate conversion means over a time approximately half of the period of the system frequency. A signal extraction circuit. 前記回転座標変換手段は、
前記三相交流信号を静止座標系のα軸及びβ軸の二相信号に変換する三相／二相変換部と、
前記三相／二相変換部によって変換された前記α軸及びβ軸の二相信号を前記回転座標系のｄ軸及びｑ軸の二相信号に変換するｄｑ変換部とによって構成されており、
前記フィルタ手段は、
前記回転座標変換手段によって変換された前記ｄ軸及びｑ軸の二相信号に対してそれぞれ定時間積分処理を行う、請求項１に記載の信号抽出回路。 The rotating coordinate conversion means includes
A three-phase / two-phase conversion unit that converts the three-phase AC signal into a two-phase signal of an α axis and a β axis of a stationary coordinate system;
A dq conversion unit that converts the α-phase and β-axis two-phase signals converted by the three-phase / two-phase conversion unit into d-axis and q-axis two-phase signals of the rotating coordinate system;
The filter means includes
The signal extraction circuit according to claim 1, wherein a fixed-time integration process is performed on each of the d-phase and q-axis two-phase signals converted by the rotating coordinate conversion unit. 直流電源と電力系統との間に設けられ、前記直流電源から供給される直流電力を系統周波数の交流電力に変換して前記電力系統に供給する系統連系インバータ装置であって、
複数のスイッチング素子をブリッジ接続してなるブリッジ回路で構成され、前記系統電源から供給される直流電力を交流電力に変換する直流−交流変換手段と、
前記電力系統に出力される三相交流信号を検出する交流信号検出手段と、
前記交流信号検出手段によって検出された前記三相交流信号を前記系統周波数と同一の回転速度で回転する回転座標系の二相信号に変換する回転座標変換手段と、
前記回転座標変換手段によって変換された前記二相信号に含まれる交流成分を除去するフィルタ手段と、
前記フィルタ手段の出力と予め定める目標電流値との偏差を演算する演算手段と、
前記演算手段によって演算された偏差に基づいて比例積分制御処理を行う比例積分制御手段と、
前記比例積分制御手段の出力としての二相信号を三相交流の制御信号に変換する回転逆変換手段と、
前記回転逆変換手段によって変換された前記三相交流の制御信号に基づいて、前記複数のスイッチング素子のオン・オフ動作を制御するスイッチング制御信号を生成し、前記直流−交流変換手段に供給する制御手段と、を備え、
前記フィルタ手段は、
前記回転座標変換手段によって変換された二相信号に対して前記系統周波数の周期の略１／２の時間にわたって定時間積分処理を行うことにより、前記二相信号に含まれる交流成分を除去することを特徴とする、系統連系インバータ装置。 A grid-connected inverter device that is provided between a DC power source and a power system, converts DC power supplied from the DC power source into AC power having a system frequency, and supplies the AC power to the power system,
DC-AC conversion means that is configured by a bridge circuit formed by bridge-connecting a plurality of switching elements, and converts DC power supplied from the system power supply to AC power;
AC signal detecting means for detecting a three-phase AC signal output to the power system;
Rotational coordinate conversion means for converting the three-phase AC signal detected by the AC signal detection means into a two-phase signal of a rotating coordinate system that rotates at the same rotational speed as the system frequency;
Filter means for removing AC components included in the two-phase signal converted by the rotating coordinate conversion means;
Arithmetic means for calculating a deviation between the output of the filter means and a predetermined target current value;
Proportional-integral control means for performing proportional-integral control processing based on the deviation calculated by the calculating means;
Rotation inverse conversion means for converting a two-phase signal as an output of the proportional-integral control means into a three-phase AC control signal;
Control that generates a switching control signal for controlling the on / off operation of the plurality of switching elements based on the control signal of the three-phase AC converted by the rotation reverse conversion unit, and supplies the switching control signal to the DC-AC conversion unit Means, and
The filter means includes
The AC component included in the two-phase signal is removed by performing a constant-time integration process on the two-phase signal converted by the rotating coordinate conversion means over a time approximately half of the period of the system frequency. A grid-connected inverter device characterized by 前記回転座標変換手段は、
前記三相交流信号を静止座標系のα軸及びβ軸の二相信号に変換する三相／二相変換部と、
前記三相／二相変換部によって変換された前記α軸及びβ軸の二相信号を前記回転座標系のｄ軸及びｑ軸の二相信号に変換するｄｑ変換部とによって構成されており、
前記フィルタ手段は、
前記回転座標変換手段によって変換された前記ｄ軸及びｑ軸の二相信号に対してそれぞれ定時間積分処理を行う、請求項３に記載の系統連系インバータ装置。 The rotating coordinate conversion means includes
A three-phase / two-phase conversion unit that converts the three-phase AC signal into a two-phase signal of an α axis and a β axis of a stationary coordinate system;
A dq conversion unit that converts the α-phase and β-axis two-phase signals converted by the three-phase / two-phase conversion unit into d-axis and q-axis two-phase signals of the rotating coordinate system;
The filter means includes
The grid interconnection inverter apparatus according to claim 3, wherein a fixed-time integration process is performed on each of the two-phase signals of the d-axis and the q-axis converted by the rotating coordinate conversion unit.
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