JP2009043408A - サンプル化振幅磁気記録のための改良されたフォールトトレラント同期マーク検出器 - Google Patents

サンプル化振幅磁気記録のための改良されたフォールトトレラント同期マーク検出器 Download PDF

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Abstract

【課題】同期マーク検出器のフォールトトレランスをさらに大きくするために、プリアンブルからの情報およびサンプル化データの符号を用いる同期マーク検出方法
【解決手段】デジタルデータは、プリアンブルフィールド、これに続く同期マーク、そしてこれに続くデータフィールドを有する。読出しチャネルのタイミング回復(28)は、プリアンブルフィールドの位相および周波数を同期化し、同期検出器(A120)は、同期マークを検出して、検出されたデータフィールドを復号するRLL復号器(36、A122)の動作をフレー
ム化する。早期誤検出の確率を減らすために、同期マークは、プリアンブルフィールドに連結する同期マークのシフトされたものとの相関が最小であるように選択される。フォールトトレランスをさらに大きくするために、同期マーク検出器は、プリアンブルフィールドの終わりに対してタイミング回復によってイネーブルにされる。
【選択図】図３

Description

本発明は、デジタルコンピュータの磁気格納システムの制御に関する。詳しくは、フォールトトレラント同期マーク検出器を組み込んだサンプル化振幅読出しチャネルに関する。
本出願は、他の同時係属米国特許出願、すなわち、出願番号08/341,251、名称"SampledAmplitude Read Channel Comprising Sample Estimation Equalization, DefectScanning, Channel Quality, Digital Servo Demodulation, PID Filter for TimingRecovery, and DC Offset Control"および出願番号08/313,491、名称"Improved TimingRecovery For Synchronous Partial Response Recording"と関連する。本出願はまた、いくつかの米国特許、すなわち、米国特許第5,359,631号、名称"TimingRecovery Circuit for Synchronous
Waveform Sampling"；第5,291,499号、名称"Methodand Apparatus for Reduced-Complexity Viterbi-Type Sequence Detectors"；第5,297,184号、名称"GainControl Circuit for Synchronous Waveform Sampling"；第5,329,554号、名称"DigitalPulse Detector"；および第5,424,881号、名称"Synchronous Read Channel"に関連する。上記の特許出願およ
び特許すべての譲受人は同じであり、またすべてが本明細書において参考として援用されている。
（発明の背景）
コンピュータの磁気ディスク格納システムにおいては、デジタルデータにより読出し／書込みヘッドコイル内の電流が変調され、それにより一連の対応する磁束転移が磁気媒体表面の同心円トラックに書き込まれる。この記録されたデータを読み出すためには、読出し／書込みヘッドが磁気媒体の上方を通り、磁気転移を、極性が交互に変わるアナログ信号のパルスに変換する。これらのパルスは読出しチャネル回路によって検出および復号され、デジタルデータが再生される。
パルスを検出してデジタル列に復号することは、従来のアナログ読出しチャネルの簡単なピーク検出器（simple peak detector）によって、または、もっと最近の設計では、サンプル化振幅読出しチャネルの不連続時間列（discretetime sequence）検出器によって
行われ得る。不連続時間列検出器の方が、簡単なアナログパルス検出器より好適である。なぜなら、前者は記号間干渉（ISI）を補償し、従ってノイズの影響を受けにくいからで
ある。この結果、不連続時間列検出器は、格納システムの容量および信頼性を増大させる。
不連続時間列検出には、不連続時間パルス検出(DPD)、ビタビ（Viterbi）検出を伴う部分応答(PR)、最大公算列検出(MLSD)、判定帰還等化(DFE)、強化判定帰還等化(EDFE)、お
よび判定帰還を伴う固定遅延ツリー検索(FDTS/DF)を含むいくつかのよく知られた方法が
ある。
従来のピーク検出法では、アナログ回路が、閾値交差または閾値誘導情報に応答して、読出しヘッドによって生成される連続時間アナログ信号のピークを検出する。アナログ読出し信号は、ビットセル期間に「セグメント化」され、これらの時間セグメントの間に解釈される。各ビットセル期間中にピークが存在すると「１」ビットとして検出され、ピークが存在しないと「０」ビットとして検出される。検出における最も一般的な誤差は、ビットセルがアナログパルスデータと正確に整合していないときに起こる。検出誤差を最小
にするために、ビットセル期間をタイミング回復により調整してピークが平均してビットセルの中央で生じるようにされる。タイミング情報はピークが検出されるときにのみ引き出されるため、入力データストリームは通常は制限ランレングス（RLL）であり、連続す
る「０」ビットの数が制限される。
データ密度を上げるために同心円データトラック上にパルスを密接させて詰め込むと、記号間干渉、すなわち密接し重複するパルスにより生じる読出し信号の歪みによっても検出誤差が起こり得る。この干渉により、ピークがそのビットセルからはみ出すか、またはピークの大きさが小さくなり、その結果、検出誤差が生じ得る。データ密度を減らすことによって、または「１」ビット間の「０」ビットの数が確実に最少になる符号化方法を用いることによって、ISIの影響は小さくなる。例えば、(d,k)制限ランレングス（RLL）コ
ードは、「１」ビット間の最少「０」ビット数をｄに、そして最多連続「０」ビット数をｋに制約する。典型的なRLLコードとしては(1,7)2/3レートコードがあり、これは、８ビ
ットのデータワードを12ビットのコードワードに符号化して(1,7)の制約を満たすもので
ある。
Viterbi検出を伴う部分応答（PR）などのサンプル化振幅検出は、記号間干渉を補償す
ることによってデータ密度の増大を可能にする。従来のピーク検出システムとは異なり、サンプル化振幅記録は、パルスデータの実際の値を不連続な時間において解釈することによって、デジタルデータを検出する。アナログパルスはボーレート（コードビット速度）でサンプリングされ、これらの不連続時間サンプル値からデジタルデータが検出される。Viterbi検出器などの不連続時間列検出器は、不連続時間サンプル値を解釈して、データ
の最大公算列を決定する。このようにして、検出プロセス中にISIの影響が考慮され、こ
れにより検出誤差の確率が減少し得る。この結果、実効的な信号対ノイズ比が向上し、所与の(d,k)制約に対して、従来のアナログピーク検出読出しチャネルと比較して極めて高
いデータ密度が可能となる。
サンプル化振幅方法のデジタル通信チャネルへの適用については既に文献に記載されている。Y.KabalおよびS. Pasupathyによる"Partial Response Signaling"、IEEE Trans.Commun. Tech.、COM-23巻、921〜934頁、1975年9月；Edward A. LeeおよびDavid G. Messerschmittによる"DigitalCommunication"、Kluwer Academic Publishers, Boston、1990；
およびG.D. Forney, Jr.による"TheViterbi Algorithm"、Proc. IEEE、61巻、268〜278頁、1973年3月を参照されたい。
サンプル化振幅方法の磁気格納システムへの適用もまた既に記載されている。Roy D.Cideciyan、Francois Dolivo、Walter HirtおよびWolfgang Schottによる"A PRML Systemfor Digital Magnetic Recording"、IEEE Journal on Selected Areas inCommunications、10巻第1号、1992年1月、38〜56頁；Woodらによる"Viterbi Detection of ClassIV Partial Response on a Magnetic Recording Channel"、IEEE Trans. Commun.、Com-34巻第5号
、454〜461頁、1986年5月；Cokerらによる"Implementationof PRML in a Rigid Disk Drive"、IEEE Trans. on Magnetics、27巻第6号、1991年11月；Carleyらによる"AdaptiveContinous-Time Equalization Followed By FDTS/DF Sequence Detection"、Digestof The Magnetic Recording Conference、1994年8月15〜17日、C3の頁；Moonらによる"Constrained-ComplexityEqualizer Design for Fixed Delay Tree Search with Decision Feedback"、IEEETrans. on Magnetics、30巻第5号、1994年9月；Abbottらによる"Timing Recovery For AdaptiveDecision Feedback Equalization of The Magnetic Storage Channel"、Globecom'90IEEE Global Telecommunications Conference 1990, San Diego, CA、1990年11
月、1794〜1799頁；Abbottらによる"Performanceof Digital Magnetic Recording with Equalization and Offtrack Interference"、IEEETransactions on Magnetics、27巻第1号、1991年1月；Cioffiらによる"Adaptive Equalizationin Magnetic-Disk Storage Channe
ls"、IEEE Communication Magazine、1990年2月；およびRogerWoodによる"Enhanced Decision Feedback Equalization"、Intermag'90を参照。
図2Aおよび図2Bに示すように、磁気ディスクに格納されたデータのフォーマットは、ピーク検出およびサンプル化振幅読出しチャネルの両方で類似している。データは、それぞれが多くのユーザデータセクタ15と間に埋め込まれたサーボデータセクタ17とを有する一連の同心円トラック13として格納される。図2Aに示すように、埋め込まれたサーボデータセクタ17は、ディスク半径にわたって同じデータ速度で記録される。しかしユーザデータセクタ15では、ディスクは多くのゾーン（例えば、外側ゾーン11および内側ゾーン27）に区画化され、より一定した線形ビット密度を実現するために、データ速度は外側ゾーンで速くされる。この「ゾーン化」記録方法により、外径側のトラックに、より多くのデータを格納することが可能になり、これによりディスクの全体容量が増大する。
図2Bは、ユーザデータセクタ15およびサーボデータセクタ17のフォーマットを示す。これらのセクタはそれぞれ、プリアンブル(68、5)と同期マーク(70、7)とデータフィールド（72、3)とを有する。読出しチャネルは、プリアンブル(68、5)を処理して、読出し信号
の大きさを調節し（そしてサンプル化振幅読出しチャネルでのタイミング回復を同期化し)、これにより、データフィールド(72、3)を正確に読み出すことができるようにする。同期マーク(70、7)は、データフィールド(72、3)の始まりを示し、読出しチャネルが同期マーク(70、7)を検出すると、ディスクコントローラ（図示せず）に検出データの処理を開
始するように信号を送る。
同期マーク(70、7)は正確な時間に検出されなければならない。さもなくば、読出しチ
ャネルはデータフィールド(72、3)と同期することができない。システム内のノイズによ
る誤差により、読出しチャネルが同期マーク(70、7)を早く検出しすぎるかまたは全く検
出できないことが起こり得る。すなわち、検出された読出し信号の誤差により、読出しチャネルが、同期マークを、同期マークの始まりと連結したプリアンブルの終わりとして誤って検出することが起こり得る。これが起こると、ディスクコントローラ内の誤差検出回路は、同期マークが誤って検出されたと認識しリトライを開始する。格納システムはディスクが一回転を完了するまで待機し、そして再び同期マークを正確に検出しようと試みる。この待機により、全体のアクセスタイムが増大する。
読出しチャネルの同期検出器は、ターゲット同期マークを読出し信号から検出されるビット列と相関させることにより、同期マーク(70、7)を検出する。早期の誤検出の確率を
最小限にするために、同期マーク(70、7)は、プリアンブル(68、5)と連結した同期マーク(70、7)との相関が最小となるように選択される。また、ノイズによる誤差により同期マ
ークが破壊されるとき正確な検出の確率が最大になるように選択される。これは、ターゲット同期マークを、プリアンブルに連結したターゲット同期マークのシフト値と相関させることによって適切な同期マークを検索するコンピュータ検索プログラムにより実現される。検索プログラムはまた、ターゲット同期マークをプリアンブルに連結した同期マークの破壊されたものと相関させる。プリアンブルとの相関が最小となる同期マークを選択することにより、同期マーク検出器のフォールトトレランスが大きくなる。
従来の同期マーク検出器は、同期マーク(70、7)の検出を支援するためにプリアンブル(68、5)を使用することをしない。その代わりに、従来の同期マーク検出器は、読出し信号から検出される新しいビットそれぞれとの相関を実行する。例えば、Fisherの米国特許第5,384,671号に開示された同期マーク検出方法では、プリアンブルとの相関が最小となる
同期マークを選択するが、検出プロセスにおいてプリアンブルからの情報を用いない。さらに、従来の同期マーク検出器は、相関の感度を向上させるためにサンプル化データの符号を用いることをしない。
同期マーク検出器のフォールトトレランスをさらに大きくするために、プリアンブルからの情報およびサンプル化データの符号を用いる同期マーク検出方法が必要とされている。
（発明の要旨）
磁気ディスク上の、多くのユーザデータセクタと間に埋め込まれたサーボデータセクタとを備えた一連の同心円トラックにデジタルデータを格納する格納デバイスであって、各セクタがプリアンブルと同期マークとデータフィールドとを有する格納デバイスにおいて、サンプル化振幅読出しチャネルは、同期マーク検出プロセスを向上させるためにプリアンブルからの情報を用いるフォールトトレラント同期マーク検出器を用いる。ステート器（state machine）は、プリアンブルフィールドを獲得するためにタイミング回復回路に
よって用いられる予想サンプル値を生成する。プリアンブルは、プリアンブルが終わりになるとステート器が確実に所定のステートになるようにディスクに記録される。このようにして、同期マーク検出器は、ステート器が所定のステートにあるときは、検出されたビット列をターゲット同期マークと相関させるだけでよい。
ビット列は、新しいサンプル期間毎に読出し信号から検出されると、シフトレジスタにシフトされる。同期マーク検出器は、検出されたビット列をターゲット同期マークと相関させ、同期マークが見つかるときのみ同期マークが検出されたという信号を出力する。同期マーク検出器の出力は、ステート器の現在のステートにより、すなわち所定のサンプル期間間隔で、イネーブルにされる。１つの実施態様では、プリアンブルの終わりは、ステート器が４つのステートのうちの２つのステートにあるときにのみ起こり得る。従って、同期検出器は２つのサンプル期間毎にイネーブルにされる。別の実施態様では、同期マーク検出器は、検出されたビット列の偶数および奇数インターリーブを並列に処理し、ステート器の現在のステートは、その出力をイネーブルにするのでなく、同期マーク検出器を初期化する。
これらの実施態様では共に、同期マーク検出器の出力は、所定のサンプル期間間隔の間にのみビット列をターゲット同期マークと相関させる。これにより、コンピュータ検索プログラムは所定の間隔でプリアンブルとの相関が最小となる同期マークを探すだけでよいため、同期マーク検出器のフォールトトレランスおよび同期マーク自体のフォールトトレランス特性が向上する。
本発明は、検出された同期マークおよびターゲット同期マークの部分応答（partialresponse ）表示間の平均二乗誤差を最小にすることによって、さらなるフォールトトレランスを実現する。これにより、部分応答信号は符号および大きさ情報の両方を提供するため、相関感度が向上する。読出しチャネルの不連続時間列検出器は、検出されたデジタルデータのPR4表示に対応する概算サンプル値の符号および大きさを出力する。PR4列検出器を用いる読出しチャネルでは、検出された二進列に符号ビットを付加し、PR4値を(-2,0,+2)から(-1,0,-1)へ正規化することによって、PR4同期マークデータが生成される。EPR4およびEEPR4列検出器では、検出された二進列（NRZIデータ）に符号ビットを付加し、次に有
符号NRZIデータをPR4表示に符号化することによって、PR4同期マークデータが生成される。
（好適な実施態様の詳細な説明）
従来のサンプル化振幅読出しチャネル
図１は、従来のサンプル化振幅読出しチャネルの詳細なブロック図である。書込み動作の間、ユーザデータ２またはデータ生成器４からのプリアンブルデータ（例えば２Ｔプリアンブルデータ）のいずれかが媒体に書き込まれる。RLL符号器６は、RLL制約に従ってユーザデータ２を２進列b(n)８へと符号化する。PR4読出しチャネルでは、記録チャネル18
および等化フィルタの変換関数を補償するために、プリコーダ10が２進列b(n)８をプリコードし、これによりプリコード化列〜b(n)12を形成する。プリコード化列〜b(n)12は、〜b(N)=0をa(N)=-1に、そして〜b(N)=1をa(N)=+1に翻訳14することによって、記号a(n)（またはNRZデータ）16へ変換される。書込み回路９は、記号a(n)16に応答して、記録ヘッド
コイル内の電流をボーレート1/Tで変調して、２進列を媒体に記録する。周波数シンセサ
イザ52は、ボーレート書込みクロック54を書込み回路９に供給する。記録されたデータはNRZIデータと呼ばれ、磁気転移は「１」ビットを表し非転移は「０」ビットを表す。
記録された二進列を媒体から読み出すときは、先ず、読出しチャネルへの入力としてマルチプレクサ60を介して書込みクロック54を選択することによって、タイミング回復28が書込み周波数にロックされる。書込み周波数にロックされると、マルチプレクサ60は、獲得プリアンブルを獲得するために、読出しヘッドからの信号19を読出しチャネルへの入力として選択する。可変ゲイン増幅器22はアナログ読出し信号58の振幅を調節し、アナログフィルタ20は所望の応答への最初の等化を行う。サンプリング装置24は、アナログフィルタ20からのアナログ読出し信号62をサンプリングし、不連続時間フィルタ26は、サンプル値25を所望の応答へさらに等化させる。例えば、部分応答記録では、所望の応答は表１から選択されることが多い。DCオフセット回路１は、等化サンプル値32に応答し、アナログ読出し信号62からDCオフセット29を減算する。
等化サンプル値32は判定指向のゲイン制御50およびタイミング回復28に供給され、それぞれ読出し信号58の振幅ならびにサンプリング装置24の周波数および位相を調節する。タイミング回復は、ライン23を介してサンプリング装置24の周波数を調節して、等化サンプル32をボーレートに同期させる。周波数シンセサイザ52は、ライン64を介してタイミング回復回路28に中央周波数の粗設定を提供して、温度、電圧およびプロセスの変動に対してタイミング回復周波数をセンタリングする。ゲイン制御50は、ライン21を介して可変ゲイン増幅器22のゲインを調節する。等化サンプルY(n)32は、最大公算(ML)Viterbi列検出器
などの不連続時間列検出器34に送られ、概算二進列^b(n)33を検出する。不連続時間列検
出器は、選択された等化（PR4、EPR4、EEPR4など）に従って作動し、PR4等化では、偶数
および奇数インターリーブをそれぞれ処理する２つのスライド閾値検出器が好適な例である。
RLL復号器36は概算二進列^b(n)33を概算ユーザデータ37に復号する。データ同期マーク検出器66は、データセクタ15内の同期マーク70（図2Bに示す）を検出して、RLL復号器36
の動作をフレーム化し、ユーザデータ72の始まりを合図する。誤差がない場合は、概算二進列^b(n)33は記録された二進列b(n)８に等しく、復号されたユーザデータ37は記録され
たユーザデータ２に等しい。
（改良されたサンプル化振幅読出しチャネル）
図A3は、本発明の改良されたサンプル化振幅読出しチャネルのブロック図であり、ユーザデータ周波数シンセサイザA100およびサーボデータ周波数シンセサイザA102を備えている。ユーザデータを読み出すとき、制御ラインU/Sは、マルチプレクサA104を介して、ユ
ーザデータシンセサイザA100の出力A114を、参照周波数へのロックとして選択する。制御ラインU/Sはまた、マルチプレクサA112を介して、ユーザデータシンセサイザA100の中央
周波数粗設定A110を、タイミング回復制御信号64として選択する。読出しチャネルがサーボデータモードに切り替わってサーボウェッジを読み出すとき、制御ラインU/Sは、マル
チプレクサA104を介して、サーボデータシンセサイザA102の出力A106を参照周波数へのロックとして選択する。制御ラインU/Sはまた、マルチプレクサA112を介してサーボデータ
シンセサイザA102からの中央周波数粗設定A108を、タイミング回復制御信号64として選択する。
読出しチャネルはさらに、サーボアドレスマークがいつ検出されたかを示す制御信号A118を生成する、非同期サーボアドレスマーク検出器A126を備えている。サーボアドレスマーク検出器A126は、ラインA118を介してゲイン制御回路の動作を切り換え、トラック間ヘッド位置およびユーザデータからサーボデータまでの広範囲のデータ密度によって生じる予測不能な振幅変動を補償する。
データ／サーボ同期マーク検出器A120は、列検出器34から検出された二進列33に応答して、ユーザデータおよびサーボデータ両方の同期マークを検出し、フレーム化信号（A121、A119）を生成して、それぞれユーザデータRLL復号器36およびサーボデータRLL復号器A122の動作をフレーム化する。同期検出器A120はまた、タイミング回復回路28からの制御信号A124に応答して、同期マーク検出プロセスにおいて支援を行う。
読出しチャネルはさらに、サーボシステムのボイスコイルモータのための駆動電流、または温度センサの出力、などのディスクドライブ内で生成される他のアナログ信号をサンプリングする補助アナログ入力を備えている。マルチプレクサA101は、サンプリング装置24への入力として、アナログ受け取りフィルタ20からのアナログ読出し信号62、または複数の補助入力信号A103のうちの１つを選択する。サンプリングのために補助入力が選択されるときは、サンプリング装置24の出力25は、サーボコントローラなどのマイクロコントローラによる後続処理のためにレジスタに格納される。
（データ／サーボ同期マーク検出器）
プリアンブル(68、5)（図2Bに示す）を獲得した後、図A3のデータ／サーボ同期マーク
検出器A120は、ユーザデータフィールドまたはサーボデータフィールドの始まりを示す同期マーク(70、7)を検索する。同期マーク(70、7)が検出されると、データ／サーボ同期検出器A120は、RLLデータ復号器36またはRLLサーボ復号器A122を動作可能にして、ユーザデータフィールドまたはサーボデータフィールドをフレーム化する。
データ／サーボ同期マーク検出器A120は、ターゲット同期マークを不連続時間列検出器からの概算ビット列b(n)33と相関させることによって同期マーク(70、7)を検出する。早
期誤検出の確率を最小にするために、同期マーク(70、7)は、プリアンブル(68、5)と連結する同期マーク(70、7)との相関が最小となるように選択される。また、同期マークがノ
イズによる誤差によって破壊されるときの正確な検出の確率が最大になるようにも選択される。これは、ターゲット同期マークをプリアンブルに連結したターゲット同期マークのシフト値と相関させることによって適切な同期マークを検索するコンピュータ検索プログラムにより実現される。検索プログラムはまた、ターゲット同期マークをプリアンブルに連結した同期マークの破壊されたものと相関させる。
本発明の第１の実施態様においては、相関プロセスの動作は、図C4を参照することにより理解される。概算ビット列b(n)33はシフトレジスタC100にシフトされ、ターゲット同期マーク（サーボまたはデータ）はレジスタC102にロードされる。レジスタC100およびC102は、様々な同期マーク長に見合うようにプログラムされ得る。レジスタC100およびC102の対応するビットは（図示しない排他的NORゲートを用いて）相関され、加算器C104により
加算される。閾値比較器C118は、加算器C104の出力を所定のプログラム可能な閾値と比較し、閾値相関信号C106を出力する。閾値相関信号C106は、タイミング回復制御信号A124に応答して生成される制御信号C194によって、ANDゲートC108を介してイネーブルにされる
。ANDゲートC108の出力C114は、U/S制御信号のステートに従って、デマルチプレクサC116を介して、RLL復号フレーム化信号（A121、A119)に供給される。閾値相関信号C106をイネーブルにする制御信号C194は、タイミング回復回路28の動作に関連して理解される。タイミング回復回路の概観を図C3に示す。
図C3では、可変周波数発振器(VFO)B164の出力23は、典型的にはデジタル読出しチャネ
ルのアナログ／デジタル変換器（A/D)であるサンプリング装置24のサンプリングクロックを制御する。周波数誤差検出器B157および位相誤差検出器B155はVFOB164の周波数を制御
し、ループフィルタB160は閉ループ特性を制御する。マルチプレクサB159は、獲得中は非等化サンプル値25を、トラッキング中は等化サンプル値32を選択し得る。ラインB149を介して受け取られたサンプル値から、周波数誤差検出器B157は周波数誤差を生成し、位相誤差検出器B155は位相誤差を生成する。位相誤差はまた、獲得中は予想サンプル生成器B151からの予想サンプル値X(n)から、トラッキング中は、表B2に示すスライサーなどのサンプル値概算器B141からの概算サンプル値〜X(n)からも計算される。
図2Bを再び参照して、獲得プリアンブル(68、5)を獲得する前に、位相同期ループは先
ず、現在のトラックが位置するゾーンに従って所定の定格サンプリング周波数にロックする。このようにして、位相同期ループは、獲得モードに切り替わると、所望の獲得周波数の近くに閉鎖される。既に述べたように、獲得プリアンブル(68、5)は獲得モードの間に
処理され、これにより、ユーザまたはサーボデータフィールド(72、3)をサンプリングす
る前に、PLLは所望のサンプリング位相および周波数にロックされる。獲得プリアンブル
にロックされると、位相同期ループはトラッキングモードに切り替わり、同期マーク(70
、7)を検出した後、ユーザまたはサーボデータ(72、3)のトラッキングを開始する。
獲得プリアンブルをディスクに記録するために、プリコーダ10の入力に接続されたデータ生成器４は、一連の「１」ビットを出力して、プリコーダ10の出力において、(1,1,0,0,1,1,0,0,1,1,0,0,...)の形態の２Ｔプリアンブル連続列を生成する。この２Ｔプリアン
ブルは、PR4読出しチャネルの大きさを最大にし、獲得中には「側部サンプリング」され
て以下のサンプル列を生成する。
(+A,+A,-A,-A,+A,+A,-A,-A,+A,+A,-A,-A,...)
図C5Aは、信号サンプルC122に関連する予想サンプルC120により「側部サンプリング」
された２Ｔプリアンブルおよび対応する位相誤差Ｔを示す。図C5Bは、図C3の位相誤差検
出器B155および予想サンプル値生成器B151の１つの具体例を示す。最初のサンプリングタイミング位相を調節するために、位相誤差検出器B155は、読出し信号サンプル値と予想サンプル値との間の平均二乗誤差を最小にするタイミング勾配を計算する。タイミング勾配値ytC124は次式により計算される。
yt(n) = Y(n-1)・X(n) - Y(n)・X(n-1)
ここで、Y(n)は読出し信号サンプル値B149、X(n)は予想サンプル値C126である。
図C5Bを再び参照して、２ビットカウンタC128の出力(C137、C138)は、以下の予想「側
部サンプリング」プリアンブル列に対応する。
00-> +A,-A
01-> -A,-A
10-> -A,+A
11-> +A,+A
予想サンプル値は｜A｜＝１となるように概算され、これにより位相誤差検出器B155の
乗算器(C130a、C130b)は+1、-1または０を掛ける。従って、以下の３つの値を表すために
、予想サンプル値X(n)C126は２ビット幅である。
（00=0、01=1、および11=-1)
マルチプレクサC132は、カウンタC128の出力(C137、C138）に応答して、現在のカウン
タのステートに対応する予想サンプル値X(n)C126を選択する。
カウンタC128には、２つの連続サンプル値Y(n) C149に応答して、ロジックC136により
最初の開始ステートをもつC134がロードされる。カウンタ出力ビットC0C138およびC1 C137は以下のように初期化される。
C1 = sgn(Y(n-1)) かつ
C0 = sgn(Y(n)) XOR sgn(Y(n-1))
ここで、sgn(x)は、ｘが正のときに０を、負のときに１を返す。
表C2は、２つの連続サンプル値に対応してカウンタC128にロードされる「側部サンプリング」開始ステート値を示す。
カウンタC128に最初の開始ステートがロードされた後、カウンタは、各サンプルクロック23で、２Ｔプリアンブルの予想サンプルに従ってステートを配列させる。４つの可能な列は以下の通りである。
(+A,-A,-A,+A,+A,-A...)、
(-A,-A,+A,+A,-A,-A...)、
(-A,+A,+A,-A,-A,+A...)、および
(+A,+A,-A,-A,+A,+A...)
カウンタを用いて予想サンプル値を生成することにより、従来の「渋滞」問題が回避され、さらに、カウンタC128のステートが同期マーク(70、7)の選択および検出に有利に用い
られ得る。
２Ｔ獲得プリアンブル(68、5)がいつでも２つの正のサンプル++または２つの負のサン
プル--で終わる場合（例えば、図C5AのサンプルC120d)、A/D変換器24の出力25は、図C5B
のカウンタC128が、カウンタC128の出力01（すなわちカウントが１）または11（すなわちカウントが３）に対応するステート(-A,-A)または(+A,+A)であるときのみ、最後のプリアンブルサンプルとなる。従って、A/D変換器24の出力25は、カウンタC128の出力が10（す
なわちカウントが２）または00（すなわちカウントがゼロ）であるときのみ、同期マークの最初のサンプルとなる。図A3の不連続時間等化フィルタ26および不連続時間列検出器34がｄビットの遅延を含むとすると、列検出器34の出力33は、カウンタC128の出力が(2+d)MOD4または(0+d)MOD4であるときのみ、同期マークの最初のビットとなる。最後に、同期マークレジスタC100の長さがｋビットであるとすると、同期マークは、カウンタC128の出力が(2+d+k)MOD4または(0+d+k)MOD4であるときのみ、レジスタC100に完全にロードされる。従って、データ／サーボ同期マーク検出器A120は、これらの２つのカウントのときのみに、従って２つのサンプル期間毎に、イネーブルにされる。カウンタ復号ロジックC190は、カウンタC128の出力(C137、C138)が２つのカウント(2+d+k)MOD4または(0+d+k)MOD4のうちのいずれかに等しいときのみ、ANDゲートC108を介して、データ／サーボ同期マーク検出
器A120の出力をイネーブルにする。
獲得プリアンブル(68、5)がいつでも所望の位相ステート（２つの正のサンプルまたは
２つの負のサンプルなど）で終わることを確実にするために、プリコーダ10のステートは、プリアンブル(68、5)をディスクに書き込むとき適切な値に初期化される。例えば、PR4読出しチャネルでは、1/1+D２プリコーダ10の遅延レジスタはゼロに初期化され、偶数個
の１ビットがデータ生成器４によって出力され、これにより、プリアンブルが２つの正の
サンプルまたは２つの負のサンプルで終わることが確実とされる。
２つのサンプル期間毎にデータ／サーボ同期マーク検出器A120をイネーブルにすることは、最適なフォールトトレラント同期マークをコンピュータ検索する場合の補助となる。検索プログラムは、同期マークと、プリアンブルと連結した同期マークのシフトされたものとの間の相関が最小である場合を、各シフト毎ではなく２回のシフト毎に検索することができる。これにより、より高度のフォールトトレランスを有する同期マークを見い出す確率が増大する。
本発明の同期マーク検出方法は、２つのサンプル期間毎ではなく４つのサンプル期間毎に同期マークを検索するように容易に拡張され得る。そのためには、プリアンブルはいつでも同じ２つのサンプル値で終わる（すなわち、プリアンブルが４つの可能なステートのうちの１つのステートのカウンタC128で終わる）ことが必要である。さらに、この方法は、他のプリアンブルフォーマット（例えば、3T、4T、6Tなど)、および他のタイプのPR読
出しチャネル（例えば、EPR4およびEEPR4）と共に用いるように容易に拡張され得る。
図C6に示す本発明の別の実施態様では、データ／サーボ同期マーク検出器A120は、一度に２ビットの検出された列33を処理する。ターゲット同期マークC102は、偶数および奇数インターリーブに分離され、偶数レジスタC150および奇数レジスタC152にそれぞれ格納される。制御ロジックC140は、カウンタ復号ロジックC190からのイネーブル信号C194に応答して、検出された列33の偶数および奇数インターリーブ（C142、C144）をそれぞれのシフトレジスタ(C146、C148）にロードする。制御ロジックC140は、図C5BのカウンタC128が２つのイネーブルステート（(2+d)MOD4または(0+d)MOD4）のいずれか一方になるまで、検出された列33のシフトレジスタ(C146、C148)へのロードを遅延させる。
本発明のさらに別の実施態様では、データ／サーボ同期マーク検出器A120は、概算サンプル値をターゲット同期マークに対応する予想サンプル値と相関させる。次に、本開示の目的のために、データ／サーボ同期マーク検出器A120は、一般に、不連続時間サンプル値に応答してチャネル値を生成し、そのチャネル値をターゲット同期マークのターゲット値と相関させるものとする。
検出された同期マークおよびターゲット同期マークの概算サンプル値および予想サンプル値は、部分応答クラスIV(PR4)信号によって表される。図A3の不連続時間列検出器34は
、ある符号および大きさの検出された二進列（すなわち２ビット幅の列）を出力する。次に、有符号二進出力列は、概算サンプル値のPR4信号に符号化される。不連続時間列検出
器34がPR4検出器である場合は、有符号二進出力列は、既に、(-1,0,+1)に正規化された概算サンプルを有するPR4フォーマットになっている。不連続時間列検出器34がEPR4またはEEPR4検出器である場合は、検出器の出力（NRZIフォーマット）は、図C7に示すようにその符号および大きさのビットを(1+D)フィルタに通すことによって、PR4信号に変換される。PR4表示にされると、同期マーク検出器は、検出されたPR4同期マークとターゲットPR4同
期マークとの間の二乗誤差を計算する。二乗誤差が所定のプログラム可能な閾値Thより小さいときは、同期マークが検出されたことになる。
二乗誤差信号は数学的に以下により計算される。
e2 = 2(Sk-tk)2= 2Sk 2 - 2・2Sk・tk+ 2tk 2
ここで、Skは概算サンプル値の符号および大きさであり、tkはターゲットサンプル値の符号および大きさである。
書込み信号の極性は読出し信号の極性の逆であり得るため、計算された誤差信号は以下
の通りである。
e2 = 2Sk 2- 2・COR + 2tk 2
ここで、CORは、図C5Bのタイミング回復制御信号C138によって決定される読出し信号の極性により、+2Sk・tkまたは-2Sk・tkである。
項2tk 2は、ターゲット同期マークの中の１の数に等しく、定数である。従って、同期マークのための判定基準は以下のようになる。
2Sk 2- 2・COR < Th'
ここで、Th'はプログラム可能な閾値、Th - 2tk 2である。
項2Sk 2は、概算サンプルの中の１の数に等しく、同期マーク検出器に入力される１の数をカウントすることによって計算され得る。カウンタを-Th'で初期化し、同期マーク検出器への各入力に対してカウンタを増分し、検出器からの各出力に対してカウンタを減分することによって、カウンタの内容CNTは以下のようになる。
2Sk 2- Th' (1)
従って、同期マークのための判定基準は以下のようになる。
2・COR > CNT (2)
等式(1)および(2)を実現する回路を図C8に示す。９ビットターゲット同期マーク010010001 は図示のために選択されたものであり、同期マークの他の長さおよび値でも等しく適用可能である。図C8の回路は、プリアンブルがいつでも２つの負のサンプルで終わり、その結果、ターゲット同期マークのためのPR4サンプル値は0+00+000- となると仮定してい
る。プリアンブルが２つの正のサンプルで終わる場合は、ターゲット同期マークのためのPR4値は 0-00-000+ であり、以下に述べるように相関は負にされる。
次に図C8を参照して、不連続時間列検出器34からのPR4の符号および大きさのビットは
、図C6に示したものに類似する制御ロジックC140に入力される。制御ロジックC140は、カウンタ復号ロジックC190からの制御信号C194に応答して、図C5BのカウンタC128が上述の
イネーブルステートのいずれか１つになるまで、PR4データのシフトレジスタへのロード
を遅延させる。
等式(2)のCOR機能を実現するために、加算器C160は、非ゼロターゲットPR4値に対応す
る概算PR4値を加算する。プリアンブルが２つの負のサンプルで終わるとき最後のターゲ
ットPR4値は「-1」であるため、ANDゲートC162は概算PR4値の最後のビットを負にする。
乗算回路C164はCOR信号に２を掛け、マルチプレクサC166は、復号されたタイミング回復
制御信号C192に応答して、プリアンブルが--で終わるかまたは++で終わるかに依存して、それぞれ非変更のまたは負にされた（すなわち、-1で乗算C188された）2・COR信号を選択する。すなわち、カウンタ復号ロジックC190からの制御信号C192は、タイミング回復カウンタC128の出力が、２つの正のサンプルで終わる（すなわち、ターゲットPR4サンプル値
が0-00-000+ である）プリアンブルに対応する(0+d+k)MOD4に等しいとき、相関信号C186
を負にする。
等式(1)のCNT閾値を生成する回路C168は以下のように作動する。先ず、格納レジスタC170に、所定のプログラム可能閾値-Th'C172がマルチプレクサC174を介してロードされ、同期マーク検出器シフトレジスタはクリアされる。次に、各クロックサイクルで、カウンタロジックC176は、同期マーク検出器に入る非ゼロ値の数をカウントし、同期マーク検出器から出る非ゼロ値の数を減算する。カウンタロジックC176の出力（値{0,±1,±2}をとり
得る）は加算器C178に入力され、保管レジスタC170の内容に加算され、マルチプレクサC174を介して格納レジスタC170に戻される。
等式(2)の具体化を実現させるためには、等式(1)のCNT値C180を含む格納レジスタC170
を、比較器C184を用いて、マルチプレクサC166の出力における2・COR値C182と比較する。比較器C184の出力が、同期マーク検出器の出力C114である。
図C9は、タイミング回復予想サンプル生成器B151とは関係のない（すなわち、カウンタC128とは関係のない）検出された同期マークおよびターゲット同期マークのPR4表示を相
関させる同期マーク検出器のさらに別の実施態様を示す。この実施態様では、プリアンブルシンセサイザC196は、記録されたプリアンブルに応答して、入力制御信号C194および符号制御信号C192を生成する。プリアンブルシンセサイザC196は、記録されたプリアンブル列にロックし、次にサンプル化入力列とは関係のない２Ｔプリアンブルを生成する。プリアンブルシンセサイザC196の動作は図C10を参照することにより理解される。
図C10では、カウンタC208はクリアされ、第１シフトレジスタC202は、２Ｔプリアンブ
ルのPR4符号ビット列に対応する列1,1,0,0,1,1,...,0,0 で初期化される。次に、列検出
器34からのPR4符号ビットC200が第２シフトレジスタC204に入力され、加算器C206および
図示しない排他的NORゲートを用いて第１シフトレジスタC202と相関される。加算器C206
の出力は、比較器C210を用いて所定の閾値と比較される。相関が所定の閾値を超えると、プリアンブルシンセサイザは記録されたプリアンブルにロックしていることになる。カウンタC208は各サンプル期間でイネーブルおよびクロックが供給され、カウンタ復号ロジックC190を介して、同期マーク検出器入力イネーブル信号C194および符号制御信号C192を生成する。カウンタ復号ロジックC190の動作は、等化フィルタ26と列検出器34に関連する遅延を補償する必要がないことを除いては上述の通りである。すなわち、入力イネーブル信号C194は、カウンタC208の出力が00かまたは10であるときアクティブであり、符号制御信号C192は、カウンタC208の出力が(0+k)MOD4であるときアクティブである。カウンタC208
のC0出力はまた、第１シフトレジスタC202にシフトされ、これにより、プリアンブルシンセサイザC196は記録された２Ｔプリアンブルのトラッキングを続ける。このようにして、プリアンブルシンセサイザは、チャネル内のノイズにより生じる検出された２Ｔプリアンブルの誤差を取り除く。
データ／サーボ同期マーク検出器A120の動作は、以下の式によって数学的に説明され得る。
Y(k) = ([t0,t1,...,tN-1]・[Sk,Sk+1,...,Sk+N-1]t・I)> Th
ここで、Y(k)はデータ／サーボ同期マーク検出器A120の出力C114、ｋはサンプル値指数、[t0,t1,...,tN-1]はターゲット同期マークのターゲット値、[Sk,Sk+1,...,Sk+N-1]はチャネル値、Ｎはターゲット同期マークの長さ、ＩはＱを法としたｋ（kmodulo Q）が集合Ｓ
の要素であるときは１に等しく、その他のときは０に等しいサンプル期間間隔イネーブル信号（ここに、Ｑは１でない所定の整数)、そして、Thは所定の閾値である。
データ／サーボ同期マーク検出器A120の出力が２つのサンプル値毎にイネーブルされる上記の実施例で示した２Ｔ獲得プリアンブル(68、5)では、Q=2であり、集合S={0}である
。
本発明の精神および範囲から離れることなく、形態および詳細において多くの変更がなされ得る。本明細書において開示された特定の実施態様は本発明を限定することを意図していない。本発明の範囲は以下の請求の範囲により適切に解釈され得る。
図１は、従来のサンプル化振幅記録チャネルのブロック図である。 図２Ａは、それぞれが複数のユーザデータセクタと間に埋め込まれたサーボデータセクタとを含む、ゾーン内に可変データ速度で記録された複数の同心円トラックを有する磁気ディスクのデータフォーマットの例を示す。 図２Ｂは、ユーザデータセクタおよび間に埋め込まれたサーボデータセクタのフォーマットの例を示す。 図Ａ３は、自動ゲイン制御、DCオフセット制御、タイミング回復、ユーザデータおよびサーボデータをそれぞれ処理する第１および第２シンセサイザ、非同期サーボアドレスマーク検出器、およびユーザデータおよびサーボデータ同期マークを検出する同期マーク検出器を備えた、本発明のサンプル化振幅読出しチャネルのブロック図である。 図Ｃ３は、サンプリング周波数を生成するVFOを有するサンプル化振幅読出しチャネルタイミング回復回路のブロック図である。 図Ｃ４は、データ／サーボ同期検出器および特にタイミング回復制御信号に関連する動作をさらに詳細に示す。 図Ｃ５Ａは、獲得読出し信号を、対応する実際のおよび概算のサンプル値と共に示す。 図Ｃ５Ｂは、タイミング回復回路で使用される予想サンプル値生成器および位相誤差検出器の好適な実施態様の詳細図である。 図Ｃ６は、読出し信号の偶数および奇数インターリーブを並列に処理するデータ／サーボ同期検出器の別の実施態様である。 図Ｃ７は、有符号NRZIからPR4へのデータ符号器を有するEPR4またはEEPR4列検出器を示す。 図Ｃ８は、検出された同期マークのPR4表示をターゲット同期マークと比較する同期マーク検出器の１つの具体例を示す。 図Ｃ９は、記録されたプリアンブルに応答してイネーブル信号および符号制御信号を生成するプリアンブルシンセサイザを有する同期マーク検出器の別の具体例を示す。 図Ｃ１０は、図C9のプリアンブルシンセサイザの１つの具体例を示す。

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  1. 本願明細書に記載のサンプル化振幅読出しチャネル。
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