JP2009033344A - ダブルトーク検出器、ダブルトーク検出方法及びエコーキャンセラ - Google Patents

Abstract

【課題】ダブルトーク検出精度及びダブルトーク検出速度の向上を図ることができるようにする。
【解決手段】本発明のダブルトーク検出器は、エコーキャンセラの残差信号に基づき近端の背景雑音の電力推定値を求める近端背景雑音推定手段と、送信入力信号の平均電力値を求める送信入力平均電力算出手段と、受信入力信号の平均電力値を求める受信入力平均電力算出手段と、近端の背景雑音の電力推定値、送信入力信号及び受信入力信号の各平均電力値に基づいて、所定のエコーパス減衰値推定方法により、エコーパス減衰推定値を求めるエコーパス減衰値推定手段と、エコーパス減衰推定値、送信入力信号の平均電力値及び受信入力信号の平均電力値に基づいてダブルトーク状態を検出し、適応フィルタの係数更新処理を制御するダブルトーク判定手段を備える。
【選択図】 図１

Description

本発明は、ダブルトーク検出器、ダブルトーク検出方法及びエコーキャンセラに関し、例えば、適応フィルタにより構成されるエコーキャンセラにおいて、適応フィルタの係数更新のイネーブル（Ｅｎａｂｌｅ）／ディセーブル（Ｄｉｓａｂｌｅ）制御を行うダブルトーク検出器及びこのダブルトーク検出器を有するエコーキャンセラに適用し得るものである。

図２は、従来の一般的なエコーキャンセラの構成を示す構成図である。まず、図２を用いて、従来のエコーキャンセラ及びダブルトーク検出器の動作について説明する。

図２に示すように、エコーキャンセラ１は、擬似エコー生成部１１、減算器１２及びダブルトーク検出器１３を有して構成される。

擬似エコー生成部１１は、学習機能を持つ適応フィルタであって、受信入力端子Ｒｉｎより入力される受信入力信号ｘ（ｎ）から、擬似エコーｙｒ（ｎ）を生成するものである。また、擬似エコー生成部１１は、残差出力端子ＲＥＳより出力される残差信号ｅ（ｎ）を、適応フィルタ特性とエコーパス伝達特性の差分によって生じた誤差とみなし、適応フィルタ特性がエコーパス伝達特性に収束するように、適応フィルタの係数を更新していくものである。

エコーキャンセラの受信入力端子Ｒｉｎには、遠端話者から受信する受信入力信号ｘ（ｎ）が入力される。この受信入力信号ｘ（ｎ）は、近端側に向けて受信出力端子Ｒｏｕｔから出力されるとともに、擬似エコー生成部１１（適応フィルタ）に入力される。

受信出力端子Ｒｏｕｔから出力される信号ｘ（ｎ）は、２線４線変換機能を有するハイブリッド回路２を経由して、近端話者へ送られる。また、ハイブリッド回路（エコーパス）２では、エコーｙ（ｎ）が発生し、エコーｙ（ｎ）と近端話者から送出される近端送出信号ｔ（ｎ）とが加算された送信入力信号ｄ（ｎ）が、エコーキャンセラの送信入力端子Ｓｉｎに入力される。

ｄ（ｎ）＝ｙ（ｎ）＋ｔ（ｎ）…（１）
減算器１２は、送信入力信号ｄ（ｎ）から擬似エコー信号ｙｒ（ｎ）を差し引き、残差信号ｅ（ｎ）を出力するものである。

ｅ（ｎ）＝ｄ（ｎ）−ｙｒ（ｎ）…（２）
減算器１２の出力である残差信号ｅ（ｎ）には、フィルタ特性とエコーパス伝達特性の差分によって生じる残留エコーΔｙ（ｎ）（＝ｙ（ｎ）−ｙｒ（ｎ））と、近端送出信号ｔ（ｎ）が含まれる。

Δｙ（ｎ）＝ｙ（ｎ）−ｙｒ（ｎ）…（３）
式（２）に、式（１）を代入する。

ｅ（ｎ）＝ｄ（ｎ）−ｙｒ（ｎ）＝ｙ（ｎ）＋ｔ（ｎ）−ｙｒ（ｎ）
＝（ｙ（ｎ）−ｙｒ（ｎ））＋ｔ（ｎ）…（４）
式（３）、式（４）より、
ｅ（ｎ）＝Δｙ（ｎ）＋ｔ（ｎ）・・・（５）
受信入力信号ｘ（ｎ）が無信号（ｘ（ｎ）＝０）のとき、残差信号ｅ（ｎ）の信号成分は近端送出信号ｔ（ｎ）のみとなるので、適応フィルタの係数更新をディセーブルにすることにより、適応フィルタの係数が発散しないように制御する必要がある。

受信入力信号ｘ（ｎ）に音声信号が存在し、近端送出信号ｔ（ｎ）が無信号（ｔ（ｎ）＝０）であるとき、即ち、シングルトーク状態のとき、残差信号ｅ（ｎ）の信号成分は残留エコーΔｙ（ｎ）のみとなるので、この残差信号ｅ（ｎ）を適応フィルタ特性とエコーパス伝達特性の差分によって生じた誤差とみなして適応フィルタの係数を更新していけば、適応フィルタの特性はエコーパスの特性に収束していく。従って、シングルトーク状態においては、適応フィルタの係数更新をイネーブルにすれば良い。

受信入力信号ｘ（ｎ）と近端送出信号ｔ（ｎ）の両方に音声信号が存在するとき、即ち、ダブルトーク状態のとき、残差信号ｅ（ｎ）には、適応フィルタ特性とエコーパス伝達特性の差分によって生じる残留エコーΔｙ（ｎ）と、近端送出信号ｔ（ｎ）とが含まれるので、適応フィルタの係数更新をディセーブルにすることにより、適応フィルタの係数が発散しないように制御する必要がある。

そこで、ダブルトーク検出器１３は、受信入力信号ｘ（ｎ）、送信入力信号ｄ（ｎ）及び残差信号ｅ（ｎ）を監視して通話状態を判定し、受信入力信号無信号又はダブルトーク状態のときには適応フィルタの係数更新をディセーブルにし、シングルトーク状態のときには適応フィルタの係数更新をイネーブルにする制御を行っている。

従来、ダブルトーク検出方法の一例として、特許文献１に開示される方法がある。

この特許文献１に記載の方法は、まず、受信入力信号ｘ（ｎ）の信号電力のデシベル換算値から、残差信号ｅ（ｎ）の信号電力デシベル換算値を差し引いた値、即ち、エコー減衰量Ａｃｏｍｓ（ｎ）を算出する。

次に、通話状態に応じて、エコー減衰量Ａｃｏｍｓ（ｎ）又はエコー減衰量Ａｃｏｍｓ（ｎ）にマージンγを加算した値を積分処理することにより、ダブルトーク検出閾値ＴＲＩＭ（ｎ）を算出する。

そして、エコー減衰量Ａｃｏｍｓ（ｎ）にマージンγを加算した値が、ダブルトーク検出閾値ＴＲＩＭ（ｎ）と比較して小さくなったらダブルトーク状態であることを検出するものである。

つまり、近端話者から送出される近端送出信号ｔ（ｎ）に音声信号が存在するときには、残差信号ｅ（ｎ）（＝Δｙ（ｎ）＋ｔ（ｎ））の信号電力が増加し、エコー減衰量Ａｃｏｍｓ（ｎ）が低下するので、このエコー減衰量Ａｃｏｍｓ（ｎ）の低下を検出することにより、ダブルトーク状態を検出するのである。

以下に、特許文献１に記載の従来のダブルトーク検出方法の概要を説明する。

受信入力信号ｘ（ｎ）の信号電力が閾値Ｘ_ＴＨ未満（無音）のときは、適応フィルタの係数更新をディセーブルにし、ダブルトーク検出閾値ＴＲＩＭ（ｎ）を前値保持とする。

受信入力信号ｘ（ｎ）の信号電力が閾値Ｘ_ＴＨ以上（有音）、かつ、送信入力信号ｄ（ｎ）の信号電力が闘値Ｙ_ＴＨ未満（無音）のときは、適応フィルタの係数更新をイネーブルにし、ダブルトーク検出閾値ＴＲＩＭ（ｎ）を急速に下げる。

受信入力信号ｘ（ｎ）の信号電力が閾値Ｘ_ＴＨ以上（有音）、かつ、送信入力信号ｄ（ｎ）の信号電力が閾値Ｙ_ＴＨ以上（有音）のときは、エコー減衰量Ａｃｏｍｓ（ｎ）にマージンγを加算した値を、ダブルトーク検出閾値ＴＲＩＭ（ｎ）と比較する。

そして、エコー減衰量Ａｃｏｍｓ（ｎ）にマージンγを加算した値がダブルトーク検出閾値ＴＲＩＭ（ｎ）よりも大きい場合は、シングルトーク状態と判定して、適応フィルタの係数更新をイネーブルにし、ダブルトーク検出閾値ＴＲＩＭ（ｎ）の更新を行う。ダブルトーク検出閾値ＴＲＩＭ（ｎ）は、式（６）で更新される。つまり、シングルトーク状態が継続し続ければ、ダブルトーク検出閾値ＴＲＩＭ（ｎ）はエコー減衰量Ａｃｏｍｓ（ｎ）を積分処理した値となる。

ＴＲＩＭ（ｎ＋１）＝Ａｃｏｍｓ（ｎ）×δ１＋ＴＲＩＭ（ｎ）×（１−δ１）…（６）
ここで、ＴＲＩＭ（ｎ）はダブルトーク検出閾値、Ａｃｏｍｓ（ｎ）はエコー減衰量、δ１は積分処理の過渡応答を決める係数である。

また、エコー減衰量Ａｃｏｍｓ（ｎ）にマージンγを加算した値がダブルトーク検出閾値ＴＲＩＭ（ｎ）よりも小さい場合は、ダブルトーク状態と判定して、適応フィルタの係数更新をディセーブルにし、ダブルトーク検出閾値ＴＲＩＭ（ｎ）の更新を行う。ダブルトーク検出閾値ＴＲＩＭ（ｎ）は、式（７）で更新される。つまり、ダブルトーク状態が継続し続ければ、ダブルトーク検出閾値ＴＲＩＭ（ｎ）はエコー減衰量Ａｃｏｍｓ（ｎ）にマージンγを加算した値を積分処理した値となる。

ＴＲＩＭ（ｎ＋１）＝ＴＲＩＭ（ｎ）−｛ＴＲＩＭ（ｎ）−ＦＬＧ（ｎ）｝×δ２
＝ＴＲＩＭ（ｎ）−ＴＲＩＭ（ｎ）×δ２＋ＦＬＧ（ｎ）×δ２
＝ＦＬＧ（ｎ）×δ２＋ＴＲＩＭ（ｎ）×（１−δ２）
＝（Ａｃｏｍｓ（ｎ）＋γ）×δ２＋ＴＲＩＭ（ｎ）×（１−δ２）…（７）
ここで、ＴＲＩＭ（ｎ）はダブルトーク検出閾値、Ａｃｏｍｓ（ｎ）はエコー減衰量、δ２は積分処理の過渡応答を決める係数、γはマージン、ＦＬＧ（ｎ）はＡｃｏｍｓ（ｎ）＋マージンγである。
特開昭６３−２３８７２７号公報

以上のように、従来のダブルトーク検出技術は、受信入力信号ｘ（ｎ）の信号電力が閾値Ｘ_ＴＨ以上（有音）、かつ、送信入力信号ｄ（ｎ）の信号電力が閾値Ｙ_ＴＨ以上（有音）のときは、受信入力信号ｘ（ｎ）の信号電力のデシベル換算値から残差信号ｅ（ｎ）の信号電力のデシベル換算値を差し引いた値、即ち、エコー減衰量Ａｃｏｍｓ（ｎ）を処理することによりダブルトーク状態を検出するようになっている。

ところが、上述したエコー減衰量Ａｃｏｍｓ（ｎ）は、エコーパスの伝達特性が変化しなくても、通話状態、近端背景雑音の信号電力及び適応フィルタの収束度合いによって変動し得るものである。そのため、従来のダブルトーク検出は、通話状態、近端背景雑音の信号電力及び適応フィルタの収束度合いの影響を受けてしまうという問題がある。

以下に、通話状態、近端背景雑音の信号電力及び適応フィルタの収束度合いのダブルトーク検出への影響について説明する。

（１）通話状態のダブルトーク検出への影響
ダブルトーク状態においては、残差信号ｅ（ｎ）（＝Δｙ（ｎ）＋ｔ（ｎ））に近端話者の音声信号ｔ（ｎ）が含まれているので、残差信号ｅ（ｎ）の信号電力が大きくなり、上記エコー減衰量Ａｃｏｍｓ（ｎ）は小さくなる。このとき、式（７）に示した通り、上記エコー減衰量Ａｃｏｍｓ（ｎ）にマージンγを加算した値を積分処理するので、ダブルトーク検出閾値ＴＲＩＭ（ｎ）が低下していく。

つまり、ダブルトーク状態の後は、ダブルトーク状態の前に比べてダブルトーク検出閾値ＴＲＩＭ（ｎ）が小さくなってしまう。

（２）近端背景雑音の信号電力のダブルトーク検出への影響
遠端話者のみが発声しているシングルトーク状態であっても、通常、近端から送出される近端送出信号ｔ（ｎ）は全くの無信号ではなく、近端の背景雑音が存在する。従って、送信入力信号ｄ（ｎ）及び残差信号ｅ（ｎ）（＝Δｙ（ｎ）＋ｔ（ｎ））にも近端の背景雑音が存在する。

例えば、適応フィルタで十分にエコー消去できている状態（Δｙ（ｎ）≒０）であったとする。このとき、近端送出信号ｔ（ｎ）の近端背景雑音が無信号に近ければ残差信号ｅ（ｎ）（＝Δｙ（ｎ）＋ｔ（ｎ））も無信号に近くなるので、エコー減衰量Ａｃｏｍｓ（ｎ）は大きくなり、ダブルトーク検出閾値ＴＲＩＭ（ｎ）も大きくなる。

一方、近端送出信号ｔ（ｎ）の近端背景雑音の信号電力が大きければ、残差信号ｅ（ｎ）（＝Δｙ（ｎ）＋ｔ（ｎ））の信号電力も大きくなるので、エコー減衰量Ａｃｏｍｓ（ｎ）は小さくなり、ダブルトーク検出閾値ＴＲＩＭ（ｎ）も小さくなる。

つまり、近端送出信号ｔ（ｎ）の近端背景雑音が大きくなると、ダブルトーク検出闘値ＴＲＩＭ（ｎ）は小さくなってしまう。

（３）適応フィルタの収束度合いのダブルトーク検出への影響
適応フィルタの収束度合いによって残差信号ｅ（ｎ）の信号電力は変化し、エコー減衰量Ａｃｏｍｓ（ｎ）も変化する。

仮に、近端背景雑音が無信号に近く、遠端話者のみが発声している状態において、適応フィルタの係数が収束していたとして、その状態から、近端話者から送出される近端送出信号ｔ（ｎ）にインパルス信号が印加され、一旦収束した適応フィルタの係数が発散したとする。

上記において、インパルス信号の印加前は適応フィルタの係数が収束しているので、残留エコーΔｙ（ｎ）≒０であり、残差信号ｅ（ｎ）（＝Δｙ（ｎ）＋ｔ（ｎ））の信号電力が小さく、エコー減衰量Ａｃｏｍｓ（ｎ）が大きく、その結果、ダブルトーク検出閾値ＴＲＩＭ（ｎ）が大きくなっている。

一方、インパルス信号の印加直後は、適応フィルタの係数の発散に伴い残留エコーΔｙ（ｎ）の信号電力が急増し、残差信号ｅ（ｎ）の信号電力が大きくなり、エコー減衰量Ａｃｏｍｓ（ｎ）が小さくなるが、ダブルトーク検出閾値ＴＲＩＭ（ｎ）は、積分処理によって算出しているので、ほとんど変化せず大きいままである。

そうすると、インパルス信号の印加直後はシングルトーク状態であるのに、ダブルトークと誤判定する可能性が生じる。ダブルトークと誤判定すると、ダブルトーク検出閾値ＴＲＩＭ（ｎ）は徐々に小さくなり、時間が経てばシングルトークと判定するが、シングルトーク状態かつ適応フィルタの係数が発散した状態であるのに、係数更新を停止した状態を長時間継続してしまうことになり、この間は残留エコーΔｙ（ｎ）が大きくなったままとなり、遠端話者にエコーが聞こえてしまう可能性がある。

以上述べたように、従来のダブルトーク検出方法は、通話状態、近端背景雑音の信号電力及び適応フィルタの収束度合いの影響を受けて、ダブルトーク検出精度が低下するという問題がある。

そこで、本発明は、ダブルトーク検出精度及びダブルトーク検出速度の向上を図ることのできる、ダブルトーク検出器、ダブルトーク検出方法及びエコーキャンセラを提供することを目的とする。

かかる課題を解決するために、第１の本発明のダブルトーク検出器は、エコーキャンセラの受信入力信号、送信入力信号及びエコー除去後の残差信号に基づいてダブルトーク状態を検出し、エコーキャンセラが有する適応フィルタの係数更新処理を制御するダブルトーク検出器において、（１）残差信号に基づき、近端の背景雑音の電力推定値を求める近端背景雑音推定手段と、（２）送信入力信号の平均電力値を求める送信入力平均電力算出手段と、（３）受信入力信号の平均電力値を求める受信入力平均電力算出手段と、（４）近端の背景雑音の電力推定値、送信入力信号の平均電力値及び受信入力信号の平均電力値に基づいて、所定のエコーパス減衰値推定方法により、エコーパス減衰推定値を求めるエコーパス減衰値推定手段と、（５）エコーパス減衰推定値、送信入力信号の平均電力値及び受信入力信号の平均電力値に基づいてダブルトーク状態を検出し、適応フィルタの係数更新処理を制御するダブルトーク判定手段とを備えることを特徴とする。

第２の本発明のダブルトーク検出方法は、エコーキャンセラの受信入力信号、送信入力信号及びエコー除去後の残差信号に基づいてダブルトーク状態を検出し、エコーキャンセラが有する適応フィルタの係数更新処理を制御するダブルトーク検出方法において、（１）近端背景雑音推定手段が、残差信号に基づき、近端の背景雑音の電力推定値を求める近端背景雑音推定工程と、（２）送信入力平均電力算出手段が、送信入力信号の平均電力値を求める送信入力平均電力算出工程と、（３）受信入力平均電力算出手段が、受信入力信号の平均電力値を求める受信入力平均電力算出工程と、（４）エコーパス減衰値推定手段が、近端の背景雑音の電力推定値、送信入力信号の平均電力値及び受信入力信号の平均電力値に基づいて、所定のエコーパス減衰値推定方法により、エコーパス減衰推定値を求めるエコーパス減衰値推定工程と、（５）ダブルトーク判定手段が、エコーパス減衰推定値、送信入力信号の平均電力値及び受信入力信号の平均電力値に基づいてダブルトーク状態を検出し、適応フィルタの係数更新処理を制御するダブルトーク判定工程とを有することを特徴とする。

第３の本発明のエコーキャンセラは、第１の本発明のダブルトーク検出器を備えることを特徴とする。

本発明によれば、ダブルトーク検出精度及びダブルトーク検出速度の向上を図ることができる。

（Ａ）第１の実施形態
以下では、本発明のダブルトーク検出器、ダブルトーク検出方法及びエコーキャンセラの第１の実施形態を、図面を参照しながら詳細に説明する。

（Ａ）第１の実施形態の構成
図１は、第１の実施形態のダブルトーク検出器の内部構成を示す内部構成図である。なお、ダブルトーク検出器を備えるエコーキャンセラの構成は図２に示す構成と同じである。

図１に示すように、第１の実施形態のダブルトーク検出器２０は、近端背景雑音推定器２１、送信入力信号ｄ（ｎ）の短時間平均電力算出手段２３、受信入力信号ｘ（ｎ）の短時間平均電力算出手段２２、エコーパス減衰量推定器２４、ダブルトーク判定手段２５、を有して構成される。

図３は、第１の実施形態の近端背景雑音推定器２１の内部構成を示す内部構成図である。

図３に示すように、近端背景雑音推定器２１は、絶対値算出手段３１と適当な時定数を持つＩＩＲ形ローパスフィルタ（ＬＰＦ）３２とを有して構成される。

近端背景雑音推定器２１は、残差信号ｅ（ｎ）を取り込み、近端話者から送出される近端送出信号ｔ（ｎ）に含まれる近端の背景雑音電力を推定するものであり、後述する短時間平均電力算出手段２２からの受信入力信号の短時間平均電力ｘｓ（ｎ）が閾値ｘｓ＿ｔｈ未満（遠端話者の音声無）であるときの、残差信号ｅ（ｎ）のサンプル値の絶対値｜ｅ（ｎ）｜を平均化することにより、近端の背景雑音電力を推定するものである。

ここで、閾値ｘｓ＿ｔｈは、特に限定されるものではないが、例えば、−４０ｄＢｍを適用する。

また、平均化処理は、例えば、適当な時定数を持つＩＩＲ形ＬＰＦ３２を用いることにより実現することができる。このＬＰＦの時定数は、例えば、２００ｍｓを適用する。

ＩＩＲ形ＬＰＦ３１の係数は“ａ”及び“１−ａ”であり、係数ａはａ＝ｅｘｐ（−Ｔ／ＣＲ）で定義されるものである。ここで、ＴはＩＩＲフィルタのサンプリング周期、ＣＲは時定数である。

なお、第１の実施形態では、ＩＩＲ形ＬＰＦを適用するが、平均化処理を実現できるのであれば、これに限定されず広く適用することができる。

式（８）は、近端背景雑音推定器２１が、近端背景雑音の推定値ｂ（ｎ）を推定する算出式である。

ｂ（ｎ）＝｜ｅ（ｎ）｜×（１−ａ）＋ｂ（ｎ−１）×ａ…（８）
近端背景雑音推定器２１は、後述する受信入力信号の短時間平均電力ｘｓ（ｎ）が閾値ｘｓ＿ｔｈ未満（遠端話者の音声無）の場合、上記式（８）に示した数式の演算を実行して、近端の背景雑音電力の推定値ｂ（ｎ）を更新し、それ以外のときには推定値ｂ（ｎ）を前値保持（ｂ（ｎ）＝ｂ（ｎ−１））とする。

また、近端背景雑音推定器２１は、算出した近端背景雑音電力推定値ｂ（ｎ）を、エコーパス減衰量推定器２４に与えるものである。

なお、近端背景雑音の推定に、送信入力信号ｄ（ｎ）（＝ｙ（ｎ）＋ｔ（ｎ））ではなく、残差信号ｅ（ｎ）（＝Δｙ（ｎ）＋ｔ（ｎ））を用いるようにしているが、これは、受信入力信号の短時間電力平均ｘｓ（ｎ）が闘値ｘｓ＿ｔｈ未満のときであっても、送信入力信号ｄ（ｎ）にエコー成分ｙ（ｎ）が含まれていることがあるので、エコーの影響を極力低減するため、エコーキャンセラ出力である残差信号ｅ（ｎ）（＝Δｙ（ｎ）＋ｔ（ｎ））を用いるようにしているのである。

送信入力信号の短時間平均算出手段２３は、送信入力信号ｄ（ｎ）を取り込み、所定短時間における送信入力信号の平均信号電力を算出するものであり、算出した短時間平均電力ｄｓ（ｎ）を、エコーパス減衰量推定器２４及びダブルトーク判定手段２５に与えるものである。

受信入力信号の短時間平均算出手段２２は、受信入力信号ｘ（ｎ）を取り込み、所定短時間における受信入力信号の平均信号電力を算出するものであり、算出した短時間平均電力ｘｓ（ｎ）を、近端背景雑音推定器２１、エコーパス減衰量推定器２４及びダブルトーク判定手段２５に与えるものである。

送信入力信号の短時間平均電力算出手段２３及び受信入力信号の短時間平均電力算出手段２２は、常時演算を行うようになっており、それぞれの内部構成は、図３に示した近端背景雑音推定器２１の内部構成と同様の構成を有する。

但し、ＩＩＲ形ＬＰＦのフィルタ係数は異なる値である。送信入力信号の短時間平均電力算出手段２３及び受信入力信号の短時間平均電力算出手段２２は、それぞれ送信入力信号ｄ（ｎ）及び受信入力信号ｘ（ｎ）のサンプル値の絶対値｜ｄ（ｎ）｜及び｜ｘ（ｎ）｜を、適当な時定数を持つＩＩＲ形ＬＰＦに入力することにより平均化し、短時間平均電力ｄｓ（ｎ）及びｘｓ（ｎ）を算出する。

ＩＩＲ形ＬＰＦの係数は“ａ＿ｓ”及び“１−ａ＿ｓ”であり、係数ａ＿ｓは、ａ＿ｓ＝ｅｘｐ（−Ｔ／ＣＲ＿ｓ）で定義されるものある。ここで、ＴはＩＩＲフィルタのサンプリング周期、ＣＲ＿ｓは短時間平均電力算出手段の時定数である。

式（９）は、送信入力信号の短時間平均電力算出手段２３が、短時間平均電力ｄｓ（ｎ）を算出する算出式であり、式（１０）は、受信入力信号の短時間平均電力算出手段２２が、短時間平均電力ｘｓ（ｎ）を算出する算出式である。

ｄｓ（ｎ）＝｜ｄ（ｎ）｜×（１−ａ＿ｓ）＋ｄｓ（ｎ−１）×ａ＿ｓ…（９）
ｘｓ（ｎ）＝｜ｘ（ｎ）｜×（１−ａ＿ｓ）＋ｘｓ（ｎ−１）×ａ＿ｓ…（１０）
エコーパス減衰量推定器２４は、ハイブリッド回路（エコーパス）におけるエコー信号の減衰量（ＥＲＬ）、即ち、エコーパス入力である受信入力信号ｘ（ｎ）の信号電力に対する、エコーパス出力であるエコーｙ（ｎ）の信号電力の減衰量を推定するものである。

図４に、エコーパス減衰量推定器２４の内部構成を示す内部構成図を示す。図４に示すように、エコーパス減衰量推定器２４は、ＥＲＬ推定演算制御手段４１、ＥＲＬ推定値演算手段４２を有して構成される。さらに、ＥＲＬ推定値演算手段４２は、送信入力信号の長時間平均電力算出手段４２２、受信入力信号の長時間平均電力算出手段４２１を有して構成される。

送信入力信号の長時間平均電力算出手段４２２は、送信入力信号ｄ（ｎ）の短時間平均電力ｄｓ（ｎ）を取り込み、所定長時間の送信入力信号の長時間平均電力ｄｌ（ｎ）を算出するものであり、算出した長時間平均電力ｄｌ（ｎ）をダブルトーク判定手段２５に与えるものである。

受信入力信号の長時間平均電力算出手段４２１は、受信入力信号ｘ（ｎ）の短時間平均電力ｘｓ（ｎ）を取り込み、所定長時間の受信入力信号の長時間平均電力ｘｌ（ｎ）を算出するものであり、算出した長時間平均電力ｘｌ（ｎ）をダブルトーク判定手段２５に与えるものである。

ここで、送信入力信号の長時間平均電力算出手段４２２及び受信入力信号の長時間平均電力算出手段４２１は、後述するＥＲＬ推定演算制御手段４１からの出力が、イネーブルのときにのみ演算を行うものであり、ディセーブルのときは演算結果を前値保持とするものである。

また、長時間平均電力算出手段４２１及び４２２のそれぞれの内部構成は、図３に示した近端背景雑音推定器２１の構成のうち、絶対値算出手段３１を省略し、ＩＩＲ形ＬＰＦ３２のみを有する構成を適用することができる。勿論、ＩＩＲ形ＬＰＦ３２のフィルタ係数は、適宜変更したものを用いる。絶対値算出手段を省略した理由は、第１の実施形態では、長時間平均電力算出手段４２１及び４２２のそれぞれに入力する入力信号が常に正の値となるためである。

長時間平均電力算出手段４２１及び４２２のそれぞれは、送信入力信号の短時間平均電力ｄｓ（ｎ）及び受信入力信号の短時間平均電力ｘｓ（ｎ）を、適当な時定数を持つＩＩＲ形ＬＰＦに入力することにより平均化し、長時間平均電力ｄｌ（ｎ）及びｘｌ（ｎ）を算出する。ＩＩＲ形ＬＰＦの係数は、ダブルトーク判定結果に応じて切り替える。

例えば、ダブルトーク判定結果がシングルトークの場合、長時間平均電力算出手段４１２及び４２２のＩＩＲ形ＬＰＦの係数は、“ａ＿ｓｔ”及び“１−ａ＿ｓｔ”である。この係数ａ＿ｓｔは、ａ＿ｓｔ＝ｅｘｐ（−Ｔ／ＣＲ＿ｓｔ）で定義されるものであり、ＴはＩＩＲフィルタのサンプリング周期、ＣＲ＿ｓｔはシングルトーク判定時の長時間平均電力算出手段の時定数である。

式（１１）は、送信入力信号の長時間平均電力算出手段４２２が、シングルトーク判定時に、長時間平均電力ｄｌ（ｎ）を算出する算出式であり、式（１２）は、受信入力信号の長時間平均電力算出手段４２１が、シングルトーク判定時に、長時間平均電力ｘｌ（ｎ）を算出する算出式である。

ｄｌ（ｎ）＝ｄｓ（ｎ）×（１−ａ＿ｓｔ）＋ｄｌ（ｎ−１）×ａ＿ｓｔ…（１１）
ｘｌ（ｎ）＝ｘｓ（ｎ）×（１−ａ＿ｓｔ）＋ｘｌ（ｎ−１）×ａ＿ｓｔ…（１２）
また例えば、ダブルトーク判定結果がダブルトークの場合、長時間平均算出手段４２１及び４２２のＩＩＲ形ＬＰＦの係数は“ａ＿ｄｔ”及び“１−ａ＿ｄｔ”である。この係数ａ＿ｄｔはａ＿ｄｔ＝ｅｘｐ（−Ｔ／ＣＲ＿ｄｔ）で定義されるものであり、ＴはＩＩＲフィルタのサンプリング周期、ＣＲ＿ｄｔはダブルトーク判定時の長時間平均電力算出手段の時定数である。

式（１３）は、送信入力信号の長時間平均電力算出手段４２２が、ダブルトーク判定時に、長時間平均電力ｄｌ（ｎ）を算出する算出式であり、式（１４）は、受信入力信号の長時間平均電力算出手段４２１が、ダブルトーク判定時に、長時間平均電力ｘｌ（ｎ）を算出する算出式である。

ｄｌ（ｎ）＝ｄｓ（ｎ）×（１−ａ＿ｄｔ）＋ｄｌ（ｎ−１）×ａ＿ｄｔ…（１３）
ｘｌ（ｎ）＝ｘｓ（ｎ）×（１−ａ＿ｄｔ）＋ｘｌ（ｎ−１）×ａ＿ｄｔ…（１４）
ここで、ダブルトーク判定時のＩＩＲ形ＬＰＦの時定数ＣＲ＿ｄｔは、シングルトーク判定時の時定数ＣＲ＿ｓｔよりも大きくして、ダブルトーク判定時の長時間平均電力算出手段の応答感度を鈍くする。これによって、ダブルトーク判定時にＥＲＬ推定値が大きく低下するのを防止することができる。

ＥＲＬ推定演算制御手段４１は、送信入力信号の短時間平均電力ｄｓ（ｎ）、受信入力信号の短時間平均電力ｘｓ（ｎ）及び近端背景雑音電力の推定値ｂ（ｎ）を取り込み、ＥＲＬ推定演算のイネーブル制御を行うものである。

ＥＲＬ推定演算制御手段４１は、以下の３つの条件を全て満足したときのみ、ＥＲＬ推定演算をイネーブルに制御するものとする。

（条件１）
受信入力信号の短時間平均電力ｘｓ（ｎ）が閾値ｘｓ＿ｔｈ以上であること。

これは、エコーパスのＥＲＬ推定値の演算を行うには、受信入力信号ｘ（ｎ）が一定レベル以上の信号電力となっている必要があるためである。

（条件２）
エコーキャンセラが使用されるシステム条件で、エコーパス減衰量の最小値ＥＲＬ＿ｍｉｎが明らかである場合、受信入力信号の短時間平均電力ｘｓ（ｎ）のデシベル換算値から、送信入力信号の短時間平均電力ｄｓ（ｎ）のデシベル換算値を差し引いた値が、ＥＲＬ＿ｍｉｎ以上であること。

例えば、以下の式（１５）を満たす場合、（条件２）を満たすものとする。

20×ｌｏｇ_１０（ｘｓ（ｎ））−20×ｌｏｇ_１０（ｄｓ（ｎ））＞ＥＲＬ＿ｍｉｎ…（１５）
第１の実施形態では、演算量を低減するため、式（１５）を変形した式（１６）を用いる。

ｘｓ（ｎ）／ｄｓ（ｎ）＞１０^{ＥＲＬ＿ｍｉｎ／２０} より
ｘｓ（ｎ）＞ｄｓ（ｎ）×１０^{ＥＲＬ＿ｍｉｎ／２０}…（１６）
例えば、エコーパス減衰量の最小値ＥＲＬ＿ｍｉｎ＝６ｄＢ（１０^{ＥＲＬ＿ｍｉｎ／２０}＝２）であることが明らかであるとすると、受信入力信号の短時間平均電力ｘｓ（ｎ）が、送信入力信号の短時間平均電力ｄｓ（ｎ）の２倍以上であることがＥＲＬ推定演算のイネーブル条件である。

この（条件２）を用いることにより、ダブルトーク状態であることが確実であるときのＥＲＬ推定演算を停止し、近端話者の音声信号の影響で、ＥＲＬ推定値が実際のエコーパス減衰量よりも低く算出されてしまうことを防止することができる。

（条件３）
送信入力信号の短時間平均電力ｄｓ（ｎ）のデジベル換算値から、近端背景雑音の推定値ｂ（ｎ）のデシベル換算値を差し引いた値が、闘値ε以上となること。

例えば、式（１７）を満たす場合、（条件３）を満たすものとする。

20×ｌｏｇ_１０（ｄｓ（ｎ））−20×ｌｏｇ_１０（ｂ（ｎ））＞ε…（１７）
第１の実施形態では、演算量を低減するため、式（１７）を変形した式（１８）を用いる。

ｄｓ（ｎ）／ｂ（ｎ）＞１０^ε／２０ より
ｄｓ（ｎ）＞ｂ（ｎ）×１０^ε／２０…（１８）
例えば、閾値ε＝６ｄＢ（１０^ε／２０＝２）に設定したとすると、送信入力信号の短時間平均電力ｄｓ（ｎ）が、近端背景雑音の推定値ｂ（ｎ）の２倍よりも大きいことがＥＲＬ推定演算のイネーブル条件である。

送信入力信号ｄ（ｎ）に含まれるエコー信号成分ｙ（ｎ）の信号電力が、近端背景雑音の信号電力より小さいときにＥＲＬ推定演算を行っても、エコーパス減衰量の推定精度を高くすることは困難である。そこで、送信入力信号ｄ（ｎ）に含まれるエコー信号成分ｙ（ｎ）の信号電力が、近端の背景雑音電力の推定値ｂ（ｎ）に比べて一定レベル以上大きいときのみＥＲＬ推定演算を行うことにより、ＥＲＬの推定精度を向上させることができる。

以上のように、ＥＲＬ推定演算制御手段４１は、上記３条件を全て満足したときのみ、ＥＲＬ推定値演算手段４２による演算処理をイネーブルとする。そして、ＥＲＬ推定値演算手段４２は、シングルトーク判定時では、式（１１）及び式（１２）に従って、送信入力信号の長時間平均電力ｄｌ（ｎ）及び受信入力信号の長時間平均電力ｘｌ（ｎ）を算出し、また、ダブルトーク判定時では、式（１３）及び式（１４）に従って、送信入力信号の長時間平均電力ｄｌ（ｎ）及び受信入力信号の長時間平均電力ｘｌ（ｎ）を算出する。

ＥＲＬ推定値は、式（１９）に示すように、受信入力信号の長時間平均電力ｘｌ（ｎ）のデジベル換算値から、送信入力信号の長時間平均電力ｄｌ（ｎ）のデジベル換算値を差し引くことにより算出できる。

ＥＲＬ＝20×ｌｏｇ_１０（ｘｌ（ｎ））−20×ｌｏｇ_１０（ｄｌ（ｎ））…（１９）
第１の実施形態では、演算量を低減するため、式（１９）の演算は実行せず、送信入力信号の長時間平均電力ｄｌ（ｎ）と受信入力信号の長時間平均電力ｘｌ（ｎ）を、そのままダブルトーク判定手段２５へ受け渡すこととする。

なお、ＥＲＬ推定演算制御手段４１は、ダブルトーク判定結果がダブルトークの場合でも、上記３条件を満足していれば、ＥＲＬ推定演算をイネーブル制御とする。これは、エコーパスの特性が変動するなどして、エコーパス減衰量が変化した直後に、シングルトーク状態をダブルトーク状態と誤判定する可能性があるからである。これにより、ＥＲＬ推定演算がイネーブルとなるので、ＥＲＬ推定値はエコーパス変動後のエコーパス減衰量に追従することができる。

但し、ダブルトーク判定時の長時間平均電力算出手段４２１及び４２２の時定数ＣＲ＿ｄｔは、シングルトーク判定時の時定数ＣＲ＿ｓｔよりも大きくしてあるので、ダブルトーク判定時の長時間平均電力算出手段４２１及び４２２の応答感度は鈍くなる。これによって、ダブルトーク判定時の近端話者音声信号の影響によりＥＲＬ推定値が大きく低下するのを防止することができる。

ダブルトーク判定手段２５は、送信入力信号の短時間平均電力ｄｓ（ｎ）及び長時間平均電力ｄｌ（ｎ）、受信入力信号の短時間平均電力ｘｓ（ｎ）及び長時間平均電力ｘｌ（ｎ）を取り込み、ダブルトーク検出を行い、適応フィルタ係数更新のイネーブル／ディセーブル制御を行うものである。

ダブルトーク判定手段２５によるダブルトークの検出方法は、以下の（手順１）〜（手順３）のようにして行う。

（手順１）
まず、受信入力信号の短時間平均電力ｘｓ（ｎ）が閾値ｘｓ＿ｔｈ未満の場合、適応フィルタの係数更新をディセーブルとし、以降の手順は実施しない。

（手順２）
次に、受信入力信号の短時間平均電力ｘｓ（ｎ）のデシベル換算値から、送信入力信号の短時間平均電力ｄｓ（ｎ）のデシベル換算値を差し引き、マージンαを加算した値が、ＥＲＬ推定値よりも大きい場合に、シングルトーク状態と判定して、適応フィルタの係数更新をイネーブルとする。αはマージンであり、例えばα＝３［ｄＢ］である。この条件を式（２０）に示す。

20×ｌｏｇ_１０（ｘｓ（ｎ））−20×ｌｏｇ_１０（ｄｓ（ｎ））＋α＞ＥＲＬ…（２０）
後述するダブルトーク判定閾値の説明のため、式（２０）を変形する。

20×ｌｏｇ_１０（ｘｓ（ｎ））−ＥＲＬ＋α＞20×ｌｏｇ_１０（ｄｓ（ｎ））…（２１）
（手順３）
手順１及び手順２のどちらの条件にもあてはまらなかった場合は、ダブルトーク状態と判定して、適応フィルタの係数更新をディセーブルとする。

図５は、第１の実施形態のダブルトーク検出閾値の特性を例示する図である。図５において、縦軸は送信入力信号の短時間平均電力ｄｓ（ｎ）[ｄＢｍ]であり、横軸は受信入力信号の短時間平均電力ｘｓ（ｎ）[ｄＢｍ]である。

図５において、ダブルトーク検出閾値を決定するパラメータとして、以下のようにする。

閾値ｘｓ＿ｔｈ＝−４０ｄＢｍ
ＥＲＬ推定値＝２０ｄＢ
マージンα＝３ｄＢ
とする。そうすると、図５に示す２本の直線が、ダブルトーク検出閾値を示す。

図５に示すダブルトーク検出閾値を示す２本の直線の左上側領域では、適応フィルタの係数更新をディセーブルとする。また、ダブルトーク検出閾値を示す２本の直線の右下側領域では、適応フィルタの係数更新をイネーブルとする。

図５において、ダブルトーク検出閾値を示す２本の直線のうち、垂直の直線は上記手順１に示したものであり、受信入力信号の短時間平均電力ｘｓ（ｎ）が閾値ｘｓ＿ｔｈ（ここでは、−４０ｄＢｍ）未満の場合、即ち、垂直の直線の左側の領域の場合、適応フィルタの係数更新をディセーブルとする。

また図５において、ダブルトーク検出閾値を示す２本の直線のうち、もう一方の斜めの直線は上記手順２に示したものであり、式（２１）より算出することができる。つまり、受信入力信号の短時間平均電力ｘｓ（ｎ）からＥＲＬ推定値（ここでは、２０ｄＢ）を差し引き、マージンα（ここでは、３ｄＢ）を加算した値と比較して、送信入力信号の短時間平均電力ｄｓ（ｎ）が小さいとき、即ち、斜めの直線の下側領域では、シングルトーク状態と判定して係数更新をイネーブルとする。

それ以外の領域、即ち、垂直の直線の右側、かつ、斜めの直線の上側は、上記手順３で説明したように、手順１及び手順２のどちらの条件にもあてはまらない場合であり、ダブルトーク状態と判定して、適応フィルタの係数更新をディセーブルとする。

なお、第１の実施形態では、演算量の低減のため、上記手順２で示した、シングルトーク判定の式（２０）を変形する。

β＝１０^α／２０…（２２）
と定義する。

α＝２０×ｌｏｇ_１０β…（２３）
式（２０）に、式（１９）と式（２３）を代入する。

20×ｌｏｇ_１０（ｘｓ（ｎ））−20×ｌｏｇ_１０（ｄｓ（ｎ））＋20×ｌｏｇ_１０β
＞20×ｌｏｇ_１０（ｘｌ（ｎ））−20×ｌｏｇ_１０（ｄｌ（ｎ）） となる。

これを整理して式（２４）を得ることができ、第１の実施形態では、式（２４）を用いる。

β×ｘｓ（ｎ）×ｄｌ（ｎ）＞ｘｌ（ｎ）×ｄｓ（ｎ）…（２４）
即ち、第１の実施形態では、上記手順２において、式（２４）の条件を満足したときにシングルトーク状態と判定し、適応フィルタの係数更新演算をイネーブル制御とする。

（Ａ−２）第１の実施形態の動作
続いて、第１の実施形態のダブルトーク検出器２０によるダブルトーク検出処理の動作について説明する。

まず、送信入力信号の長時間平均電力の初期値ｄｌ（０）及び受信入力信号の長時間平均電力の初期値ｘ１（０）は、推定ＥＲＬ＝エコーパス減衰量の最小値ＥＲＬ＿ｍｉｎとなる適当な数値で初期化する。

例えば、エコーパス減衰量の最小値ＥＲＬ＿ｍｉｎ＝６ｄＢであるとすると、受信入力信号の短時間平均電力の初期値ｘｓ（０）を、送信入力信号の短時間平均電力の初期値ｄｓ（０）の２倍の値で初期化しておく。

次に、エコーキャンセラヘの信号入力例および閾値例を用いて、ダブルトーク検出器２０における処理動作を説明する。以下に、この動作例で用いるパラメータを示す。

近端の背景雑音電力＝−６０ｄＢｍ
エコーパス減衰量＝２０ｄＢ
閾値ｘｓ＿ｔｈ＝−４０ｄＢｍ
エコーパス減衰量の最小値ＥＲＬ＿ｍｉｎ（ＥＲＬ初期値）＝６ｄＢ
閾値ε＝６ｄＢ
マージンα＝３ｄＢ
とする。

（ａ）まず、初期状態として、近端話者及び遠端話者のいずれも発声していない無通話状態であったする。この場合、短時間平均電力算出手段２２により算出される受信入力信号の短時間平均電力ｘｓ（ｎ）が闘値ｘｓ＿ｔｈ未満となる。

そうすると、近端背景雑音推定器２１では、近端背景雑音の推定演算がイネーブルとなり、残差信号ｅ（ｎ）のサンプル値の絶対値｜ｅ（ｎ）｜を平均化することにより、近端の背景雑音電力を推定する。

また、エコーパス減衰量推定器２４では、（条件１）を満たしていないから、ＥＲＬ推定演算はディセーブルとなり、ＥＲＬ推定値は初期値（６ｄＢ）のままである。

さらに、ダブルトーク判定手段２５では、（手順１）より判定結果もディセーブルとなり、適応フィルタの係数更新は行わない。仮に、この無通話状態が継続して、近端の背景雑音電力の推定値ｂ（ｎ）＝−６０ｄＢｍに収束したとする。

（ｂ−１）次に、遠端話者のみが発声している状態、即ち、シングルトーク状態になったとする。通常、音声信号の信号電力は時間とともに変化するが、動作説明のため、仮に、受信入力信号ｘ（ｎ）の信号電力が０ｄＢｍを継続したとする。

この場合、受信入力信号の短時間平均電力ｘｓ（ｎ）が０ｄＢｍとなり、閾値ｘｓ＿ｔｈ（例えば−４０ｄＢｍ）以上となる。

そうすると、近端背景雑音推定器２１では、近端背景雑音の推定演算がディセーブルとなり、近端の背景雑音電力の推定値ｂ（ｎ）＝−６０ｄＢｍを前値保持する。

また、エコーパス減衰量は２０ｄＢであるので、送信入力信号ｄ（ｎ）送信入力信号ｄ（ｎ）（＝ｙ（ｎ）＋ｔ（ｎ））に含まれているエコー信号成分ｙ（ｎ）の信号電力は−２０ｄＢｍとなる。ここで、近端の背景雑音電力＝−６０ｄＢｍでありエコー信号成分ｙ（ｎ）よりもはるかに小さいので、送信入力信号ｄ（ｎ）（＝ｙ（ｎ）＋ｔ（ｎ））の信号電力は−２０ｄＢｍとなり、送信入力信号の短時間平均電力ｄｓ（ｎ）も−２０ｄＢｍとなる。

すると、エコーパス減衰量推定器２４では、ＥＲＬ推定演算のイネーブル条件（条件１〜条件３）が成立するので、ＥＲＬ推定演算制御手段４１は、ＥＲＬ推定値演算手段４２をイネーブルとし、受信入力信号の長時間平均電力ｘｌ（ｎ）及び送信入力信号の長時間平均電力ｄｌ（ｎ）を更新する。

仮に、このシングルトーク状態が継続して、受信入力信号の長時間平均電力ｘｌ（ｎ）が０ｄＢｍに収束し、送信入力信号の長時間平均電力ｄｌ（ｎ）が−２０ｄＢｍに収束したとする。そうすると、長時間電力平均手段４２１及び４２２のＩＩＲ形ＬＰＦの収束が進むにつれて、ＥＲＬ推定値は、初期値の６ｄＢから２０ｄＢへ近づいていき、ＥＲＬ推定値＝２０ｄＢに収束する。

上記シングルトーク状態の区間において、ＥＲＬ推定値が６ｄＢから２０ｄＢへ変化していくが、この間、ダブルトーク判定手段２５では、受信入力信号の短時間平均電力ｘｓ（０ｄＢｍ）からＥＲＬ推定値（６〜２０ｄＢ）を差し引き、マージンα（３ｄＢ）を加算した値（−３〜−１７ｄＢｍ）よりも、送信入力信号の短時間平均電力ｄｓ（−２０ｄＢｍ）が小さくなるので、判定結果はシングルトークとなり、適応フィルタの係数更新はイネーブルとなる。

（ｂ−２）ここで、ＥＲＬ推定演算について、補足説明をしておく。上記においては、受信入力信号ｘ（ｎ）の信号電力を０ｄＢｍとしたが、もし、受信入力信号ｘ（ｎ）の信号電力が−４０ｄＢｍであったとき、エコーパス減衰量は２０ｄＢであるから、送信入力信号ｄ（ｎ）（＝ｔ（ｎ）＋ｙ（ｎ））に含まれるエコー信号成分ｙ（ｎ）の信号電力は−６０ｄＢｍとなり、近端送信信号ｔ（ｎ）の信号電力（−６０ｄＢｍ）と同等となる。近端送信信号ｔ（ｎ）とエコー信号成分ｙ（ｎ）は相関性がない信号であるので、このとき、送信入力信号ｄ（ｎ）の信号レベルは、近端の背景雑音電力の推定値ｂ（ｎ）（＝−６０ｄＢｍ）に
閾値ε（６ｄＢ）を加算した値（−５４ｄＢｍ）よりも小さくなる。従って、ＥＲＬ推定演算のイネーブル条件を満足しないので、ＥＲＬ推定値は前値保持のままとなる。

つまり、エコー信号成分ｙ（ｎ）の信号電力が近端送出信号ｔ（ｎ）の信号電力よりも一定レベル以上大きいときのみＥＲＬ推定演算を行うことにより、ＥＲＬ推定値の精度を向上させているのである。一旦、ＥＲＬ推定値＝２０ｄＢに収束すると、受信入力信号の短時間平均電力ｘｓ（ｎ）からＥＲＬ推定値（２０ｄＢ）を差し引き、マージンα（３ｄＢ）を加算した値（ｘｓ（ｎ）のデシベル換算値−１７ｄＢ）を閾値として、ダブルトーク判定を行うようになる。

（ｃ）続いて、ＥＲＬ推定値＝２０ｄＢに収束した後の動作について説明する。

（ｃ−１）受信入力信号ｘ（ｎ）に音声信号が含まれておらず、受信入力信号の短時間平均電力ｘｓ（ｎ）が閾値ｘｓ＿ｔｈ（−４０ｄＢｍ）未満のとき、近端の背景雑音電力の推定値ｂ（ｎ）を更新する。この場合、近端送出信号ｔ（ｎ）が背景雑音（−６０ｄＢｍ）のみであれば、近端の背景雑音電力の推定値ｂ（ｎ）は−６０ｄＢｍのままとなる。近端送出信号ｔ（ｎ）に音声信号が含まれていたときは、近端の背景雑音電力の推定値ｂ（ｎ）は大きくなるが、再び、近端送出信号ｔ（ｎ）が背景雑音（−６０ｄＢｍ）のみとなると、近端の背景雑音電力の推定値ｂ（ｎ）は−６０ｄＢｍに戻っていく。

（ｃ−２）次に、受信入力信号ｘ（ｎ）に音声信号が含まれていたとする。通常、音声信号の信号電力は時間とともに変化するが、動作説明のため、仮に、受信入力信号の信号電力が０ｄＢｍを継続したとする。この場合、エコーパス減衰量は２０ｄＢであるので、送信入力信号ｄ（ｎ）に含まれているエコー信号成分ｙ（ｎ）の信号電力は−２０ｄＢｍである。

ダブルトーク判定手段２５は、受信入力信号の短時間平均電力ｘｓ（０ｄＢｍ）からＥＲＬ推定値（２０ｄＢ）を差し引き、マージンα（３ｄＢ）を加算した値（−１７ｄＢｍ）に比べて、送信入力信号の短時間平均電力ｄｓ（ｎ）が、小さければシングルトークと判定し、大きければダブルトークと判定する。

（ｃ−２−１）まず、近端送出信号ｔ（ｎ）が背景雑音（−６０ｄＢｍ）のみのとき、近端送出信号ｔ（ｎ）の信号電力は、エコー信号成分ｙ（ｎ）の信号電力（−２０ｄＢｍ）よりもはるかに小さいので、送信入力信号ｄ（ｎ）（＝ｙ（ｎ）＋ｔ（ｎ））の信号電力は−２０ｄＢｍとなり、送信入力信号の短時間平均電力ｄｓ（ｎ）も−２０ｄＢｍとなる。

エコーパス減衰量推定器２４では、ＥＲＬ推定演算のイネーブル条件は成立するが、既に、受信入力信号の長時間平均電力ｘｌ（ｎ）＝０ｄＢｍ、送信入力信号の長時間平均電力ｄｌ（ｎ）＝−２０ｄＢｍに収束しているので、ＥＲＬ推定値は２０ｄＢのままである。

ダブルトーク判定手段２５では、受信入力信号の短時間平均電力ｘｓ（０ｄＢｍ）からＥＲＬ推定値（２０ｄＢ）を差し引き、マージンα（３ｄＢ）を加算した値（−１７ｄＢｍ）よりも、送信入力信号の短時間平均電力ｄｓ（−２０ｄＢｍ）が小さくなるので、判定結果はシングルトークとなり、適応フィルタの係数更新はイネーブルとなる。

（ｃ−２−２）一方、近端送出信号ｔ（ｎ）に背景雑音（−６０ｄＢｍ）と音声信号とが含まれている場合は、送信入力信号の短時間平均電力ｄｓ（ｎ）の信号電力に応じて、ふるまいが異なる。以下、順次、説明する。

（１）−２０ｄＢｍ＜送信入力信号の短時間平均電力ｄｓ（ｎ）＜−１７ｄＢｍの場合
送信入力信号ｄ（ｎ）（＝ｙ（ｎ）＋ｔ（ｎ））に含まれているエコー信号成分ｙ（ｎ）の信号電力は−２０ｄＢｍであるので、本条件が成立するとき、おおよそ、エコー信号成分ｙ（ｎ）の信号電力は、近端送出信号ｔ（ｎ）の信号電力以上（ｙ（ｎ）≧ｔ（ｎ））であると想定できる。

近端背景雑音推定器２１では、近端の背景雑音の推定値ｂ（ｎ）は更新されないので、−６０ｄＢｍを前値保持する。

エコーパス減衰量推定器２４では、ＥＲＬ推定演算はイネーブルとなるが、受信入力信号の短時間平均電力ｘｓ（ｎ）が０ｄＢｍ、送信入力信号の短時間平均電力ｄｓ（ｎ）が−２０ｄＢｍ〜−１７ｄＢｍの範囲内となるので、ＥＲＬ推定値は−２０ｄＢから大きくは変動しない。

ダブルトーク判定手段２５では、ダブルトーク判定結果はシングルトーク判定となり、適応フィルタの係数更新はイネーブルとなる。エコー信号成分ｙ（ｎ）の信号電力が、近端送出信号ｔ（ｎ）の信号電力以上と想定できる状態であるので、シングルトーク判定となるのは期待通りである。

（２）−１７ｄＢｍ≦送信入力信号の短時間平均電力ｄｓ（ｎ）＜−６ｄＢｍの場合
送信入力信号ｄ（ｎ）（＝ｙ（ｎ）＋ｔ（ｎ））に含まれているエコー信号成分ｙ（ｎ）の信号電力は−２０ｄＢｍであるので、本条件が成立するとき、おおよそ、エコー信号成分ｙ（ｎ）の信号電力は、近端送出信号ｔ（ｎ）の信号電力未満（ｙ（ｎ）＜ｔ（ｎ））であると想定できる。

ダブルトーク判定手段２５では、ダブルトーク判定結果はダブルトーク判定となり、適応フィルタの係数更新はディセーブルとなる。エコー信号成分ｙ（ｎ）の信号電力が、近端送出信号ｔ（ｎ）の信号電力未満であると想定できる状態であるので、ダブルトーク判定となるのは期待通りである。

エコーパス減衰量推定器２４では、ＥＲＬ推定演算はイネーブルとなるが、ダブルトーク判定時は長時間平均電力を算出するＩＩＲ形ＬＰＦの時定数が大きくなる。通常の会話においては、ダブルトーク状態の継続時間は短いので、ＥＲＬ推定値は−２０ｄＢからほとんど変化しない。

（３）−６ｄＢｍ≦送信入力信号の短時間平均電力ｄｓ（ｎ）の場合
送信入力信号ｄ（ｎ）（＝ｙ（ｎ）＋ｔ（ｎ））に含まれているエコー信号成分ｙ（ｎ）の信号電力は−２０ｄＢｍであるので、本条件が成立するとき、エコー信号成分ｙ（ｎ）の信号電力は、近端送出信号ｔ（ｎ）の信号電力よりはるかに小さい。

ダブルトーク判定手段２５では、ダブルトーク判定結果はダブルトークとなり、適応フィルタの係数更新はディセーブルとなる。エコー信号成分ｙ（ｎ）の信号電力が、近端送出信号ｔ（ｎ）の信号電力よりはるかに小さいので、これは期待通りの判定結果である。

エコーパス減衰量推定器２４では、受信入力信号の短時間平均電力ｘｓ（ｎ）のデシベル換算値から、送信入力信号の短時間平均電力ｄｓ（ｎ）のデシベル換算値を差し引いた値が、ＥＲＬ＿ｍｉｎ未満となるので、ＥＲＬ推定演算はディセーブルとなる。これによって、ダブルトーク状態であることが明らかであるときはＥＲＬ推定値の低下を防止できる。

（Ａ−３）第１の実施形態の効果
以上、詳細に述べたように、第１の実施形態のダブルトーク検出器２０は、送信入力信号の短時間平均電力ｄｓ（ｎ）が、近端の背景雑音電力の推定値ｂ（ｎ）よりも一定レベル以上大きく、かつ、受信入力信号の短時間平均電力ｘｓ（ｎ）のデシベル換算値から、送信入力信号の短時間平均電力ｄｓ（ｎ）のデシベル換算値を差し引いた値が、エコーパス減衰量の最小値ＥＲＬ＿ｍｉｎ以上であるときのみ、ＥＲＬ推定演算をイネーブルとするようにしたので、シングルトーク状態以外であることが明らかであるときは、ＥＲＬ推定値を前値保持することができる。

また、第１の実施形態のダブルトーク検出器２０は、上記以外のダブルトーク判定時に、受信入力信号の長時間平均電力算出手段４２１と、送信入力信号の長時間平均電力算出手段４２２の平均化フィルタの時定数を大きい値に切り替えて、ダブルトーク状態においてＥＲＬ推定値が大きく低下しないようにした。

その結果、エコーパス減衰量を高精度で推定することができるので、ダブルトーク検出精度の向上を図ることができる。

（Ｂ）第２の実施形態
次に、本発明のダブルトーク検出器、ダブルトーク検出方法及びエコーキャンセラの第２の実施形態を図面を参照しながら詳細に説明する。

（Ｂ−１）第２の実施形態の構成
図６は、第２の実施形態のダブルトーク検出器６０の内部構成を示す内部構成図である。図６において、第２の実施形態のダブルトーク検出器６０は、近端背景雑音推定器２１、受信入力信号の短時間平均電力算出手段２２、送信入力信号の短時間平均電力算出手段２３、エコーパス減衰量推定器２４、近端送出信号電力急増検出手段６１、ダブルトーク判定手段６２、を有して構成される。

第２の実施形態は、近端送出信号電力急増検出手段６１を追加する点と、この近端送出信号電力急増検出手段６１の追加に伴うダブルトーク判定手段６２の機能が第１の実施形態と異なる。

そこで、以下では、第２の実施形態のダブルトーク検出器６０が有する特有の構成を中心に詳細に説明する。

近端送出信号電力急増検出手段６１は、受信入力信号ｘ（ｎ）と残差信号ｅ（ｎ）とを監視することにより、近端送出信号ｔ（ｎ）の信号電力が急増したことを速やかに検出し、ダブルトーク判定手段６２に与えるものである。

ダブルトーク判定手段６２は、第１の実施形態と同様の検出方法により、ダブルトークを判定するものである。また、ダブルトーク判定手段６２は、近端送出信号電力急増検出手段６から検出結果を受け取り、近端送出信号ｔ（ｎ）の信号電力が急増したときには、第１の実施形態で示した判定結果に優先してダブルトークであると判定するものである。これにより、適応フィルタの係数更新をディセーブルにして、近端送出信号電力の急増による適応フィルタ係数の発散を防止するのである。

図７は、近端送出信号電力急増検出手段６１の内部構成を示す内部構成図である。

図７において、近端送出信号電力急増検出手段６１は、残差信号の絶対値算出手段７１、残差信号の超短時間平均電力算出手段７２、残差信号の短時間平均電力算出手段７３、受信入力信号の絶対値算出手段７４、受信入力信号の超短時間平均電力算出手段７５、受信入力信号の短時間電力算出手段７６、近端送出信号電力急増判定手段７７、を有して構成される。

絶対値算出手段７１は、残差信号ｅ（ｎ）を取り込み、残差信号ｅ（ｎ）の信号電力を絶対値化して、超短時間平均電力算出手段７２及び短時間平均電力算出手段７３に与えるものである。

絶対値算出手段７４は、受信入力信号ｘ（ｎ）を取り込み、受信入力信号ｘ（ｎ）の信号電力を絶対値化して、超短時間平均電力算出手段７５及び短時間平均電力算出手段７６に与えるものである。

超短時間平均電力算出手段７２は、絶対値算出手段７１からの出力を取り込み、所定の超短時間における残差信号の平均信号電力ｅｖｓ（ｎ）を算出するものであり、その算出した平均信号電力ｅｖｓ（ｎ）を、近端送出信号電力急増判定手段７７及び短時間平均電力算出手段７３に与えるものである。

超短時間平均電力算出手段７５は、絶対値算出手段７４からの出力を取り込み、所定の超短時間における受信入力信号の平均信号電力ｘｖｓ（ｎ）を算出するものであり、その算出した平均信号電力ｘｖｓ（ｎ）を、近端送出信号電力急増判定手段７７及び短時間平均電力算出手段７６に与えるものである。

超短時間平均電力算出手段７２及び７５はそれぞれ、常時演算を行うものである。また、超短時間平均電力算出手段７２及び７５のそれぞれは、ＩＩＲ形ＬＰＦを有して構成されており、入力した信号ｅ（ｎ）及びｘ（ｎ）のサンプル値の絶対値｜ｅ（ｎ）｜及び｜ｘ（ｎ）｜を、適当な時定数をもつＩＩＲ形ＬＰＦに入力することにより平均化し、超短時間平均電力ｅｖｓ（ｎ），ｘｖｓ（ｎ）を算出する。

ここで、ＩＩＲ形ＬＰＦの係数は“ａ＿ｖｓ”及び“１−ａ＿ｖｓ”であり、係数“ａ＿ｖｓ”はａ＿ｖｓ＝ｅｘｐ（−Ｔ／ＣＲ＿ｖｓ）で定義されるものである。ＴはＩＩＲフィルタのサンプリング周期、ＣＲ＿ｖｓは超短時間平均電力算出手段の時定数である。時定数ＣＲ＿ｖｓは後述する短時間平均電力算出手段の時定数ＣＲ＿ｓ２よりも小さい値とする。

式（２５）は、超短時間平均電力算出手段７５が超短時間平均電力ｘｖｓ（ｎ）を算出する算出式であり、式（２６）は、超短時間平均電力算出手段７２が超短時間平均電力ｅｖｓ（ｎ）を算出する算出式である。

ｘｖｓ（ｎ）＝｜ｘ（ｎ）｜×（１−ａ＿ｖｓ）＋ｘｖｓ（ｎ−１）×ａ＿ｖｓ…（２５）
ｅｖｓ（ｎ）＝｜ｅ（ｎ）｜×（１−ａ＿ｖｓ）＋ｅｖｓ（ｎ−１）×ａ＿ｖｓ…（２６）
短時間平均電力算出手段７３は、絶対値算出手段７１からの出力と超短時間平均電力算出手段７２からの出力とを取り込み、所定の短時間における残差信号の平均信号電力ｅｓ（ｎ）を算出し、算出した平均信号電力ｅｓ（ｎ）を近端送出信号電力急増判定手段７７に与えるものである。

短時間平均電力算出手段７６は、絶対値算出手段７４からの出力と超短時間平均電力算出手段７５からの出力とを取り込み、所定の短時間における受信入力信号の平均信号電力ｘｓ２（ｎ）を算出し、算出した平均信号電力ｘｓ２（ｎ）を近端送出信号電力急増判定手段７７に与えるものである。

短時間平均電力算出手段７３及び７６はそれぞれ、常時演算を行うものである。また、短時間平均電力算出手段７３及び７６はそれぞれ、ＩＩＲ形ＬＰＦ７３１及び７６１、選択手段７３２及び７６２、を有して構成されるものである。

短時間平均電力算出手段７３及び７６はそれぞれ、入力する信号ｅ（ｎ）及びｘ（ｎ）のサンプル値の絶対値｜ｅ（ｎ）｜及び｜ｘ（ｎ）｜を、適当な時定数を持つＩＩＲ形ＬＰＦ７３１及び７６１に入力することにより平均化し、短時間平均電力ｅｓ（ｎ）及びｘｓ２（ｎ）を算出する。

このＩＩＲ形ＬＰＦ７３１及び７６１の係数は、“ａ＿ｓ２”及び “１−ａ＿ｓ２”であり、係数“ａ＿ｓ２”はａ＿ｓ２＝ｅｘｐ（−Ｔ／ＣＲ＿ｓ２）で定義されるものである。ＴはＩＩＲ形フィルタのサンプリング周期、ＣＲ＿ｓ２は短時間平均電力算出手段７３及び７６の時定数である。このＣＲ＿ｓ２は、第１の実施形態で示した時定数ＣＲ＿ｓと同じ値としても良いし、又は異なる値としても良い。

選択手段７３２は、短時間平均電力ｅｓ（ｎ）と超短時間平均電力ｅｖｓ（ｎ）とを取り込み、これらの入力の小さいほうの値ｍｉｎ（ｅｓ（ｎ），ｅｖｓ（ｎ））を出力するものである。また、選択手段７３２からの出力は、ＩＩＲ形ＬＰＦ７３１の遅延手段（Ｚ^−１）に格納される。

式（２７）は、短時間平均電力算出手段７３のＩＩＲ形ＬＰＦ７３１による残差信号の短時間平均電力ｅｓ（ｎ）の算出式であり、式（２８）は、短時間平均電力算出手段７３が出力する残差信号の短時間平均電力ｅｓ（ｎ）の算出式である。

ｅｓ（ｎ）＝｜ｘ（ｎ）｜×（１−ａ＿ｓ２）＋ｅｓ（ｎ−１）×ａ＿ｓ２…（２７）
ｅｓ（ｎ）＝ｍｉｎ（ｅｓ（ｎ），ｅｖｓ（ｎ））…（２８）
選択手段７６２は、短時間平均電力ｘｓ２（ｎ）と超短時間平均電力ｘｖｓ（ｎ）とを取り込み、これらの入力の小さいほうの値ｍｉｎ（ｘｓ２（ｎ），ｘｖｓ（ｎ））を出力するものである。また、選択手段７６２からの出力は、ＩＩＲ形ＬＰＦ７６１の遅延手段（Ｚ^−１）に格納される。

ｘｓ２（ｎ）＝｜ｘ（ｎ）｜×（１−ａ＿ｓ２）＋ｘｓ２（ｎ−１）×ａ＿ｓ２…（２９）
ｘｓ２（ｎ）＝ｍｉｎ（ｘｓ２（ｎ），ｘｖｓ（ｎ））…（３０）
近端送出信号急増判定手段７７は、超短時間平均電力ｘｖｓ（ｎ）、ｅｖｓ（ｎ）及び短時間平均電力ｘｓ２（ｎ）、ｅｓ（ｎ）を入力し、式（３１）の条件が成立するか否かを判断し、式（３１）の条件が成立する場合、近端送出信号ｔ（ｎ）が急増したと判定し、その判定結果をダブルトーク判定手段６２に与えるものである。これにより、ダブルトーク判定手段６２は、第１実施形態で示したダブルトーク判定結果に優先して、適応フィルタの係数更新をディセーブル制御する。

ｅｖｓ（ｎ）／ｅｓ（ｎ）−ｘｖｓ（ｎ）／ｘｓ２（ｎ）＞ζ…（３１）
閾値ζは正の定数であり、例えば、「１」を適用することができる。

ｅｖｓ（ｎ）／ｅｓ（ｎ）は、残差信号の超短時間平均電力ｅｖｓ（ｎ）を短時間平均電力ｅｓ（ｎ）で除した値である。また、式（２８）より、ｅｓ（ｎ）はｍｉｎ（ｅｓ（ｎ），ｅｖｓ（ｎ））で更新した後の値であるので、ｅｖｓ（ｎ）／ｅｓ（ｎ）は１以上の値である。

残差信号ｅ（ｎ）の信号電力が増加するとき、超短時間平均電力ｅｖｓ（ｎ）と短時間平均電力ｅｓ（ｎ）はともに増加するが、時定数の差分により、超短時間平均電力ｅｖｓ（ｎ）は短時間平均電力ｅｓ（ｎ）よりも応答感度が高いので、残差信号ｅ（ｎ）の信号電力が増加に転じた初期段階においては、ｅｖｓ（ｎ）／ｅｓ（ｎ）は１よりも大きい値となる。信号電力の増加度合いが急速であればあるほど、その値は大きくなる。即ち、ｅｖｓ（ｎ）／ｅｓ（ｎ）は残差信号ｅ（ｎ）の信号電力の増加度合いを示すものである。

同様に、ｘｖｓ（ｎ）／ｘｓ２（ｎ）は、受信入力信号の超短時間平均電力ｘｖｓ（ｎ）を短時間平均電力ｘｓ２（ｎ）で除した値である。式（３０）より、ｘｓ２（ｎ）はｍｉｎ（ｘｓ２（ｎ），ｘｖｓ（ｎ））で更新した後の値であるので、ｘｖｓ（ｎ）／ｘｓ２（ｎ）は１以上の値である。

受信入力信号ｘ（ｎ）の信号電力が増加するとき、超短時間平均電力ｘｖｓ（ｎ）と短時間平均電力ｘｓ２（ｎ）はともに増加するが、時定数の差分により、超短時間平均電力ｘｖｓ（ｎ）は短時間平均電力ｘｓ２（ｎ）よりも応答感度が高いので、受信入力信号ｘ（ｎ）の信号電力が増加に転じた初期段階においては、ｘｖｓ（ｎ）／ｘｓ２（ｎ）は１よりも大きい値となる。信号電力の増加度合いが急速であればあるほど、その値は大きくなる。即ち、ｘｖｓ（ｎ）／ｘｓ２（ｎ）は受信入力信号ｘ（ｎ）の信号電力の増加度合いを示すものである。

式（３１）の左辺は、残差信号の信号電力の増加度合い（ｅｖｓ（ｎ）／ｅｓ（ｎ））から、受信入力信号ｘ（ｎ）の信号電力の増加度合い（ｘｖｓ（ｎ）／ｘｓ２（ｎ））を差し引くものである。左辺の値が閾値ζよりも大きければ、近端送出信号ｔ（ｎ）の信号電力が急速に増加したと判定し、適応フィルタの係数更新をディセーブルとして、係数発散を防止する。

なお、式（３１）の両辺にｘｓ２（ｎ）×ｅｓ（ｎ）を乗じた式（３２）の判定式を用いることにより、除算を排除し演算量を低減しても良い。

ｅｖｓ（ｎ）×ｘｓ２（ｎ）−ｘｖｓ（ｎ）×ｅｓ（ｎ）
＞ζ×ｘｓ２（ｎ）×ｅｓ（ｎ）…（３２）
（Ｂ−２）第２の実施形態の動作
次に、第２の実施形態のダブルトーク検出器６０におけるダブルトーク検出処理の動作について詳細に説明する。

図８は、残差信号の増加度合い（ｅｖｓ（ｎ）／ｅｓ（ｎ））についてのシミュレーションの信号波形を示す図である。

図８において、パラメータの例として、超短時間平均電力算出手段７２の時定数ＣＲ＿ｖｓ＝４ｍｓ、短時間平均電力算出手段７３の時定数ＣＲ＿ｓ２＝１６ｍｓ、閾値ζ＝１とした。

近端送出信号ｔ（ｎ）の信号電力が急速に増加し、受信入力信号ｘ（ｎ）の信号電力がほとんど変化しないとき、送信入力信号ｄ（ｎ）（＝ｔ（ｎ）＋ｙ（ｎ））の信号電力は急速に増加し、残差信号ｅ（ｎ）（＝ｔ（ｎ）＋Δｙ（ｎ））の信号電力も急速に増加する。

この近端送出信号ｔ（ｎ）の信号電力の急増に伴い、図８（ａ）に示すように残差信号ｅ（ｎ）の信号波形も、１００ｍｓの時点で信号電力が急増したとする。そうすると、絶対値算出手段７１から出力される残差信号｜ｅ（ｎ）｜は、図８（ｂ）に示すような信号波形となり、超短時間平均電力ｅｖｓ（ｎ）及び短時間平均電力ｅｓ（ｎ）はそれぞれ、図８（ｃ）及び図８（ｄ）に示す信号波形となる。

図８（ｃ）及び図８（ｄ）において、超短時間平均電力ｅｖｓ（ｎ）及び短時間平均電力ｅｓ（ｎ）はいずれも１００ｍｓの時点で増加するが、超短時間平均電力算出手段７２及び短時間平均電力算出手段７３が有するＩＩＲ形ＬＰＦの時定数はそれぞれ異なるので、その時定数の差分より、超短時間平均電力ｅｖｓ（ｎ）は短時間平均電力ｅｓ（ｎ）よりも急速に増加する。

そのため、図８（ｅ）に示すように、１００ｍｓ前までは、残差信号の信号電力の増加度合い（ｅｖｓ（ｎ）／ｅｓ（ｎ））が１を少し超える値であるが、１００ｍｓの時点で、残差信号の信号電力の増加度合い（ｅｖｓ（ｎ）／ｅｓ（ｎ））は約３程度まで急激に増加する。その後、短時間平均電力ｅｓ（ｎ）の値も高くなってくるので、残差信号の信号電力の増加度合い（ｅｖｓ（ｎ）／ｅｓ（ｎ））は１を少し超える値に戻っていく。

その間、受信入力信号ｘ（ｎ）の信号電力はほとんど変化しないから、受信入力信号ｘ（ｎ）の信号電力の増加度合い（ｘｖｓ（ｎ）／ｘｓ２（ｎ））が１であるとする。

そうすると、ｘｖｓ（ｎ）／ｘｓ２（ｎ）＝１及び閾値ζ＝１を、式（３１）に代入すると、残差信号の信号電力の増加度合い（ｅｖｓ（ｎ）／ｅｓ（ｎ））について、次の関係が求まる。

（ｅｖｓ（ｎ）／ｅｓ（ｎ））−１＞１
即ち、
（ｅｖｓ（ｎ）／ｅｓ（ｎ））＞２…（３３）
となる。

従って、近端送出信号電力急増判定手段７７は、残差信号の信号電力の増加度合い（ｅｖｓ（ｎ）／ｅｓ（ｎ））が式（３３）の条件（式（３１）を基本とする条件）を満たしたタイミング、即ち、図８（ｆ）の“１”レベルで検出し、これによりダブルトーク判定手段６２が適応フィルタの係数更新をディセーブル制御する。

図８（ｆ）に示す通り、１００ｍｓの時点で、近端送出信号電力急増判定手段７７は近端送出信号ｔ（ｎ）の急速な増加を速やかに検出できている。その後、残差信号の信号電力の変化がなくなると、検出結果は“０”（未検出）に戻るが、検出結果が“０”（未検出）に戻った後のダブルトーク検出は、第１の実施形態で示したダブルトーク判定方法を適用する。

その後、３５０ｍｓの時点で、近端送出信号ｔ（ｎ）の信号電力が急減すると、残差信号ｅ（ｎ）の信号電力も急減し（図８（ａ）参照）、超短時間平均電力ｅｖｓ（ｎ）及び短時間平均電力ｅｓ（ｎ）はいずれも減少する（図８（ｃ）及び図８（ｄ）参照）。

このとき、超短時間平均電力ｅｖｓ（ｎ）及び短時間平均電力ｅｓ（ｎ）のいずれか小さいほうの値ｍｉｎ（ｅｖｓ（ｎ），ｅｓ（ｎ））を選択する選択手段７３２を備えることにより、どちらのフィルタも超短時間平均電力算出手段７２の時定数ＣＲ＿ｖｓでその過渡応答が決まり、速やかに減少し、ｅｓ（ｎ）≒ｅｖｓ（ｎ）となり、残差信号の信号電力の増加度合い（ｅｖｓ（ｎ）／ｅｓ（ｎ））≒１となる。

また、近端送出信号電力急増判定手段７７は近端送出信号ｔ（ｎ）の信号電力の変化（急減）を検出しない。（図８（ｅ）及び図８（ｆ）参照）。

その結果、残差信号ｅ（ｎ）の信号電力が急激に減少した直後に、再び、急増したとしても、信号が再び急増する直前では、ｅｓ（ｎ）≒ｅｖｓ（ｎ）となっているので、残差信号ｅ（ｎ）の信号電力急増を検出することができる。

もし、選択手段７３２が無ければ、残差信号ｅ（ｎ）の信号電力が急激に減少するとき、それらの時定数の差分によって、超短時間平均電力ｅｖｓ（ｎ）が短時間平均電力ｅｓ（ｎ）よりも急速に減少する。

すると、残差信号ｅ（ｎ）の信号電力が急激に減少した直後に、再び、急増すると、信号が再び急増する直前では、ｅｖｓ（ｎ）＜＜ｅｓ（ｎ）となっている可能性があり、残差信号の信号電力の増加度合い（ｅｖｓ（ｎ）／ｅｓ（ｎ））が小さい値となってしまい、残差信号ｅ（ｎ）の信号電力急増を検出できない可能性が生じてしまう。

つまり、残差信号の信号電力の増加度合い（ｅｖｓ（ｎ）／ｅｓ（ｎ））は、残差信号の信号電力が急増するときのみ、値が急速に増加し、それ以外のときは１を少し超えた値となる。

その結果、近端送出信号ｔ（ｎ）の信号電力の急増したタイミングのみを抽出することができる。

また、残差信号ｅ（ｎ）の信号電力が急激に減少した直後に、再び、急増したとしても、残差信号ｅ（ｎ）の信号電力急増を検出することができる。

上記の他に、残差信号ｅ（ｎ）（＝ｔ（ｎ）＋Δｙ（ｎ））の信号電力が急速に増加する状況として、受信入力信号ｘ（ｎ）の信号電力が急速に増加する場合がある。特に、適応フィルタが未収束であり、残留エコー信号成分Δｙ（ｎ）の信号電力が大きくなる場合である。

しかし、この場合、近端送出信号ｔ（ｎ）が無信号に近ければ、残差信号の信号電力の増加度合い（ｅｖｓ（ｎ）／ｅｓ（ｎ））は、受信入力信号ｘ（ｎ）の信号電力の増加度合い（ｘｖｓ（ｎ）／ｘｓ２（ｎ））と近い値まで上昇する。

例えば、近端送出信号ｔ（ｎ）が無信号のとき、受信入力信号ｘ（ｎ）の信号電力が急速に増加したことにより、残差信号の信号電力の増加度合い（ｅｖｓ（ｎ）／ｅｓ（ｎ））は、図８（ｅ）のように例えば約「３」程度の値に、急速に増加する。

一方、受信入力信号ｘ（ｎ）の信号電力の増加度合い（ｘｖｓ（ｎ）／ｘｓ２（ｎ））についても、受信入力信号ｘ（ｎ）の急増に伴い、図８（ｅ）のように例えば約「３」程度の値に、急速に増加する。

そうすると、式（３１）において、ｅｖｓ（ｎ）／ｅｓ（ｎ）＝３、ｘｖｓ（ｎ）／ｘｓ２（ｎ）＝３となるため、式（３１）の左辺は差し引き「０」となる。

その結果、式（３１）の左辺は差し引き「０」となるから、閾値ζ＝１としても、式（３１）の条件を満たすことはないので、近端送出信号電力急増判定手段７７は、近端送出信号電力の急増を検出せず、適応フィルタの係数更新制御に影響を与えることはない。

つまり、受信入力信号ｘ（ｎ）の信号電力が急増したとしても、残差信号の信号電力の増加度合い（ｅｖｓ（ｎ）／ｅｓ（ｎ））の急増と同時に、受信入力信号ｘ（ｎ）の信号電力の増加度合い（ｘｖｓ（ｎ）／ｘｓ２（ｎ））も急増するため、式（３１）の条件を満たさず、適応フィルタの収束動作を阻害することがない。

（Ｂ−３）第２の実施形態の効果
以上のように、第２の実施形態によれば、第１の実施形態で説明した効果に加えて、近端送出信号急増検出手段が、残差信号の信号電力の増加度合い（ｅｖｓ（ｎ）／ｅｓ（ｎ））から受信入力信号の信号電力の増加度合い（ｘｖｓ（ｎ）／ｘｓ２（ｎ））を差し引いた値と、閾値ζと比較することにより、近端送出信号ｔ（ｎ）の信号電力が急速に増加したことを速やかに検出することができるので、近端送出信号の信号電力が急増した場合に適応フィルタの係数更新をディセーブル制御することができる。

その結果、シングルトーク状態からダブルトーク状態へ移行するときに、残差信号ｅ（ｎ）（＝ｔ（ｎ）＋Δｙ（ｎ））に含まれる近端送出信号ｔ（ｎ）の信号成分が急速に大きくなり、ダブルトーク検出が遅れ、近端送出信号ｔ（ｎ）の信号成分を用いて適応フィルタの係数更新をしてしまい、フィルタ係数が大きく発散することを防止することができる。

第２の実施形態では、速やかにダブルトーク状態を検出できるので、係数発散を防止することができ、エコーキャンセラの安定性を大きく向上させることができるのである。

（Ｃ）他の実施形態
（Ｃ−１）本発明のダブルトーク検出器は、電話回線において２線４線変換機能をもつハイブリッド回路で生じる回線エコーを除去するエコーキャンセラのほか、スビーカからマイクロホンに回り込んだエコー（音響エコー）を除去するエコーキャンセラにも適用することができる。

さらに、エコーキャンセラから出力される残差信号ｅ（ｎ）を、更に抑圧するノンリニア・プロセッサの制御や、エコー・サブレッサの制御にも適用することができる。

また、第１及び第２の実施形態の説明では、ダブルトーク検出器２０及び６０がハードウェア的な構成で実現されているイメージで説明したが、ダブルトーク検出器２０及び６０の機能をソフトウェア的に実現するようにしてもよい。なお、本発明は以下に示す実施形態に変更して実現しても良い。

（Ｃ−２）ＥＲＬ推定のイネーブル制御に関して、３つの条件を全て満足したときのみイネーブル制御する実施形態を示したが、任意の１つ又は２つの条件を満足したときにイネーブル制御をするようにしてもよい。また、３つの条件をその他の任意の条件と組み合わせて適用するようにしても良い。

（Ｃ−３）各信号の平均電力の算出方法は、第１及び第２の実施形態で説明した方法に限定されず、他の方法を広く適用することができる。

例えば、第１及び第２の実施形態において、平均電力算出手段のＩＩＲ形ＬＰＦ入力をサンプル値の絶対値としたが、サンプル値を二乗した値を入力するようにしてもよい。また例えば、信号平均電力の算出手段は、ＩＩＲ形ＬＰＦに限らず、ＦＩＲ形ＬＰＦ等その他の手段を適用するようにしてもよい。

（Ｃ−４）演算処理量の低減のため、除算および対数演算を極力行わない実施形態を示したが、除算および対数演算を行うようにしても良い。対数演算を行うようにする場合、例えば、受信入力信号の短時間平均電力ｘｓ（ｎ）のデシベル換算値から、送信入力信号の短時間平均電力ｄｓ（ｎ）デシベル換算値を差し引き、短時間平均エコーパス減衰量を算出し、短時間平均エコーパス減衰量をＥＲＬ推定値の演算手段の入力としてもよい。その場合、ＥＲＬ推定値の演算手段に含まれる長時間平均処理用のフィルタは１つのみで構成することができ、そのフィルタ出力はＥＲＬ推定値となる。

（Ｃ−５）ＥＲＬ推定演算のイネーブル条件と、ダブルトーク判定条件で、短時間平均電力ｘｓ（ｎ）と比較する閾値ｘｓ＿ｔｈを同一としたが、異なる閾値を用いるようにしても良い。その他、同一記号を付したパラメータについても、必要に応じて、別のパラメータに分離しても良い。

（Ｃ−６）第２の実施形態において、近端送出信号が急増したことを検出したときに、その検出結果を用いて、適応フィルタの係数更新をディセーブル制御としたが、ＥＲＬ推定演算もディセーブル制御とすることにより、近端送出信号の急増に伴うＥＲＬ推定値の変動を低減するようにしても良い。

第１の実施形態のダブルトーク検出器の内部構成を示す内部構成図である。 従来のエコーキャンセラの構成を示す構成図である。 第１の実施形態の近端背景雑音推定器の内部構成を示す内部構成図である。 第１の実施形態のエコーパス減衰量推定器の内部構成を示す内部構成図である。 第１の実施形態のダブルトーク検出閾値の特性例を示す図である。 第２の実施形態のダブルトーク検出器の内部構成を示す内部構成図である。 第２の実施形態の近端送出信号電力の急増検出手段の内部構成を示す内部構成図である。 第２の実施形態の残差信号の増加度合い（ｅｖｓ（ｎ）／ｅｓ（ｎ））についてのシミュレーションの信号波形を示す図である。

符号の説明

１…エコーキャンセラ、２０及び６０…ダブルトーク検出器、２１…近端背景雑音推定器、２２…受信入力信号の短時間平均電力算出手段、２３…送信入力信号の短時間平均電力算出手段、２４…エコーパス減衰量推定器、２５…ダブルトーク判定手段、３１…絶対値算出手段、３２…ＩＩＲ形ＬＰＦ、４１…ＥＲＬ推定演算制御手段、４２…ＥＲＬ推定値演算手段、４２１…受信入力信号の長時間平均電力算出手段、４２２…送信入力信号の長時間平均電力算出手段、６１…近端送出信号電力急増検出手段、６２…ダブルトーク判定手段、７１…絶対値算出手段、７２…残差信号の超短時間平均電力算出手段、７３…残差信号の短時間平均電力算出手段、７４…絶対値算出手段、７５…受信入力信号の超短時間平均電力算出手段、７６…受信入力信号の短時間平均電力算出段、７７…近端送出信号電力急増判定手段。

Claims (19)

1. エコーキャンセラの受信入力信号、送信入力信号及びエコー除去後の残差信号に基づいてダブルトーク状態を検出し、上記エコーキャンセラが有する適応フィルタの係数更新処理を制御するダブルトーク検出器において、
   上記残差信号に基づき、近端の背景雑音の電力推定値を求める近端背景雑音推定手段と、
   上記送信入力信号の平均電力値を求める送信入力平均電力算出手段と、
   上記受信入力信号の平均電力値を求める受信入力平均電力算出手段と、
   上記近端の背景雑音の電力推定値、上記送信入力信号の平均電力値及び上記受信入力信号の平均電力値に基づいて、所定のエコーパス減衰値推定方法により、エコーパス減衰推定値を求めるエコーパス減衰値推定手段と、
   上記エコーパス減衰推定値、上記送信入力信号の平均電力値及び上記受信入力信号の平均電力値に基づいてダブルトーク状態を検出し、上記適応フィルタの係数更新処理を制御するダブルトーク判定手段と
   を備えることを特徴とするダブルトーク検出器。
2. 上記近端背景雑音推定手段は、少なくとも上記受信入力信号の平均電力値が所定の閾値未満の場合、上記残差信号に基づく平均信号電力値を求め、この平均信号電力値を、上記近端の背景雑音の電力推定値とするフィルタ部を有することを特徴とする請求項１に記載のダブルトーク検出器。
3. 上記エコーパス減衰値推定手段は、
   所定のエコーパス減衰値演算制御条件を満たす場合に、エコーパス減衰推定値の演算制御を行うエコーパス減衰値演算制御部と、
   上記エコーパス減衰値演算制御部から演算指示を受けた場合に、上記送信入力信号の平均電力値及び上記受信入力信号の平均電力値に基づいて、エコーパス減衰推定値を求めるエコーパス減衰値演算部と
   を備えることを特徴とする請求項１又は２に記載のダブルトーク検出器。
4. エコーパス減衰値推定演算部が、上記受信入力信号の平均電力値のデシベル換算値から、上記送信入力信号の平均電力値のデシベル換算値を差し引いた短時間平均エコーパス減衰量を入力し、長時間平均処理を行うことによりエコーパス減衰推定値を算出することを特徴とする請求項３に記載のダブルトーク検出器。
5. 上記エコーパス減衰値演算部は、
   上記送信入力平均電力算出手段の平均算出時間より長い時間で、上記送信入力信号の平均電力値を算出する送信入力長時間平均電力算出部と、
   上記受信入力平均電力算出手段の平均算出時間より長い時間で、上記受信入力信号の平均電力値を算出する受信入力長時間平均電力算出部と
   を有することを特徴とする請求項３又は４に記載のダブルトーク検出器。
6. 上記送信入力長時間平均電力算出部及び受信入力長時間平均電力算出部は、
   それぞれフィルタにより構成されるものであり、
   上記ダブルトーク判定手段からの判定結果に基づいて、ダブルトーク判定時のフィルタ応答特性がシングルトーク判定時のフィルタ応答特性より鈍くなるように設定されている
   ことを特徴とする請求項５に記載のダブルトーク検出器。
7. 上記エコーパス減衰値演算制御部は、上記受信入力平均電力算出手段が求めた上記受信入力信号の平均電力値が所定の闘値以上である場合に、エコーパス減衰値の演算処理を指示することを特徴とする請求項３〜５のいずれかに記載のダブルトーク検出器。
8. 上記エコーパス減衰値演算制御部は、上記受信入力平均電力算出手段が求めた上記受信入力信号の平均電力値のデシベル換算値から、上記送信入力平均電力算出手段が求めた上記送信入力信号の平均電力値のデシベル換算値を差し引いた値が、所定のエコーパス減衰値の最小値以上である場合に、エコーパス減衰値の演算処理を指示することを特徴とする請求項３〜７のいずれかに記載のダブルトーク検出器。
9. 上記エコーパス減衰値演算制御部は、上記送信入力平均電力算出手段が求めた上記送信入力信号の平均電力値のデシベル換算値から、上記近端の背景雑音の電力推定値のデシベル換算値を差し引いた値が、所定の閾値以上である場合に、エコーパス減衰値の演算処理を指示することを特徴とする請求項３〜８のいずれかに記載のダブルトーク検出器。
10. 上記エコーパス減衰値演算制御部が、請求項７、請求項８及び請求項９に記載の条件の全部を満足する場合、又は、任意に組み合わせた条件を満足する場合に、エコーパス減衰値の演算処理を指示することを特徴とする請求項３〜９のいずれかに記載のダブルトーク検出器。
11. 上記ダブルトーク判定手段は、上記受信入力平均電力手段が求めた上記受信入力信号の平均電力値が所定の閾値以上であり、かつ、上記受信入力平均電力算出手段が求めた上記受信入力信号の平均電力値から、上記送信入力平均電力算出手段が求めた上記送信入力信号の短時間平均電力値を差し引いてマージンαを加算した値が上記エコーパス減衰推定値よりも大きい場合に、上記適応フィルタの係数更新処理を指示することを特徴とする請求項１〜１０のいずれかに記載のダブルトーク検出器。
12. 上記エコーパス減衰値演算部が、上記エコーパス減衰推定値の初期値を、所定のエコーパス減衰値の最小値を用いて初期化することを特徴とする請求項３〜１１のいずれかに記載のダブルトーク検出器。
13. 上記受信入力信号及び上記残差信号に基づいて、近端送出信号の信号電力値の急増を検出する近端送出信号電力急増検出手段を備え、
    上記ダブルトーク判定手段が、上記近端送出信号電力急増検出手段の検出結果に基づいて、上記適応フィルタの係数更新処理を制御することを特徴とする請求項１〜１２のいずれかに記載のダブルトーク検出器。
14. 上記近端送出信号電力急増検出手段は、
    上記残差信号の平均電力値を求める残差平均電力算出部と、
    上記残差平均電力算出部の平均算出時間より短い時間で、上記残差信号の平均電力値を求める残差超短時間平均電力算出部と、
    上記受信入力信号の平均電力値を求める受信入力平均電力算出部と、
    上記受信入力平均電力算出部の平均算出時間より短い時間で、上記受信入力信号の平均電力値を求める受信入力超短時間平均電力算出部と
    を有することを特徴とする請求項１３に記載のダブルトーク検出器。
15. 上記残差平均電力算出部は、当該残差平均電力算出部が求めた平均電力値と上記残差超短時間平均電力算出部が求めた平均電力値とのうち小さい方の値を選択する残差平均電力選択部を有し、
    上記受信入力平均電力算出部は、当該受信入力平均電力算出部が求めた平均電力値と上記受信入力超短時間平均電力算出部が求めた平均電力値とのうち小さい方の値を選択する受信入力平均電力選択部を有する
    ことを特徴とする請求項１４に記載のダブルトーク検出器。
16. 近端送出信号電力の急増検出手段が、
    上記残差信号の超短時間平均電力値を上記残差信号の平均電力値で除した値から、上記受信入力信号の超短時間平均電力値を上記受信入力信号の平均電力値で除した値を差し引き、この差し引いた値が所定の閾値よりも大きい場合に、上記近端送出信号電力が急増したことを検出することを特徴とする請求項１５に記載のダブルトーク検出器。
17. 上記近端送出信号電力急増検出手段が、上記近端送出信号電力が急増したことを検出したときに、上記エコーパス減衰値推定演算部をディセーブル制御することを特徴とする請求項１３〜１６のいずれかに記載のダブルトーク検出器。
18. エコーキャンセラの受信入力信号、送信入力信号及びエコー除去後の残差信号に基づいてダブルトーク状態を検出し、上記エコーキャンセラが有する適応フィルタの係数更新処理を制御するダブルトーク検出方法において、
    近端背景雑音推定手段が、上記残差信号に基づき、近端の背景雑音の電力推定値を求める近端背景雑音推定工程と、
    送信入力平均電力算出手段が、上記送信入力信号の平均電力値を求める送信入力平均電力算出工程と、
    受信入力平均電力算出手段が、上記受信入力信号の平均電力値を求める受信入力平均電力算出工程と、
    エコーパス減衰値推定手段が、上記近端の背景雑音の電力推定値、上記送信入力信号の平均電力値及び上記受信入力信号の平均電力値に基づいて、所定のエコーパス減衰値推定方法により、エコーパス減衰推定値を求めるエコーパス減衰値推定工程と、
    ダブルトーク判定手段が、上記エコーパス減衰推定値、上記送信入力信号の平均電力値及び上記受信入力信号の平均電力値に基づいてダブルトーク状態を検出し、上記適応フィルタの係数更新処理を制御するダブルトーク判定工程と
    を有することを特徴とするダブルトーク検出方法。
19. 請求項１〜１７のいずれかに記載のダブルトーク検出器を備えることを特徴とするエコーキャンセラ。

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