JP2009005103A - 無線通信基地局装置および信号拡散方法 - Google Patents

Abstract

【課題】マルチアクセス干渉を避けつつ周波数ダイバーシチ利得を得ることにより、スループットを向上させること。
【解決手段】無線通信基地局装置において、ＦＤＥ・逆拡散部２０５は、複数の無線通信移動局毎の巡回遅延量に応じた重み、かつ、重畳信号の遅延時間領域信号と参照信号との誤差を最小にする重みを用いて、重畳信号に対して周波数領域等化および逆拡散を行い、分離・合成部２０７は、周波数領域等化後の重畳信号を複数の無線通信移動局装置毎の複数の遅延時間領域信号に分離し、複数の遅延時間領域信号毎に合成処理を行う。
【選択図】図５

Description

本発明は、無線通信基地局装置および信号拡散方法に関する。

無線チャネルは遅延時間の異なる多数のパスから構成されている。このような無線チャネルは周波数選択性チャネルと呼ばれ、高品質な信号伝送の障害となっている。５ＭＨｚ帯域幅を利用する第３〜３.５世代移動通信システムのマルチアクセスとして用いられているのが広帯域ＤＳ−ＣＤＭＡ（Direct-Sequence Code Division Multiple Access）である。ＤＳ−ＣＤＭＡでは、無線チャネルの周波数選択性を利用して伝送特性を改善するＲａｋｅ受信技術が用いられている。Ｒａｋｅ受信では、各パスを逆拡散により分解してコヒーレント合成することでパスダイバーシチ利得を得る。

第４世代では２０ＭＨｚ帯域幅またはそれを越える帯域幅を利用する超広帯域無線アクセスが期待されている。しかし、このような超広帯域無線チャネルのパス数は非常に多くなるため、周波数選択性が強くなり過ぎてしまい、ＢＥＲ（Bit Error Rate）特性が劣化してしまうという問題がある。そこで、最近、多数の直交サブキャリアを用いて並列伝送するマルチキャリア（ＭＣ：Multi Carrier）−ＣＤＭＡが注目されるようになった。また、異なるサブキャリアグループを各端末に割り当てるＯＦＤＭＡ（Orthogonal Frequency Division Multiple Access）も注目されている。ＭＣ−ＣＤＭＡでは、周波数領域等化（ＦＤＥ：Frequency Domain Equalization）が用いられる。ＭＣ−ＣＤＭＡでは、最小平均２乗誤差（ＭＭＳＥ：Minimum Mean Square Error）規範に基づくＦＤＥ（ＭＭＳＥ−ＦＤＥ）を適用することで周波数ダイバーシチ利得を得つつマルチアクセスすることができる。また、ＤＳ−ＣＤＭＡでも、Ｒａｋｅ合成の代わりにＭＭＳＥ−ＦＤＥを用いることで、ＭＣ−ＣＤＭＡと同様に優れたＢＥＲ特性が得られる。よって、ＭＭＳＥ−ＦＤＥを用いたＤＳ−ＣＤＭＡも第４世代アクセス技術の一つとして再び注目されるようになった。

しかし、多数の無線通信移動局装置（以下、移動局という）が同時にアクセスする上りリンクでは各移動局のフェージング状態が異なるため、無線通信基地局装置（以下、基地局という）では、ＭＭＳＥ−ＦＤＥを用いてもチャネルを完全には周波数フラットへ変換できない。このため、マルチアクセス干渉（ＭＡＩ：Multi-Access Interference）、または、他ユーザ干渉（ＭＵＩ：Multi-User Interference）が発生しスループットが低下するという課題があった。

これに対する従来技術としては、例えば、１つの拡散符号に異なる巡回遅延を与えることにより拡散符号を複数生成し、それらを用いて各移動局からの信号を符号分割多重し直交化する送信方法が提案されている（例えば、特許文献１参照）。これにより、移動局間の送信信号を時間軸上で直交化させ、周波数ダイバーシチ効果を得つつＭＡＩを逓減し、スループットの向上を実現することができる。
特開平８−０９７７４９号公報

しかしながら、従来技術においては、上記の遅延時間領域を利用した巡回遅延による符号多重伝送方法に、従来の周波数領域で最適化したＭＭＳＥ−ＦＤＥを適用した場合、周波数領域でのダイバーシチ利得を得られるものの、時間軸上での信号の直交性が崩れるためＭＡＩが増大し、スループットが低下するという課題がある。

本発明は、かかる点に鑑みてなされたものであり、時間軸上での直交性を保ちつつ周波数領域においてＭＭＳＥ−ＦＤＥを行うことにより、ＭＡＩを避けつつ周波数ダイバーシチ利得を得ることによりスループットが向上できる基地局および信号拡散方法を提供することを目的とする。

本発明の基地局は、第１拡散符号を複数の無線通信移動局装置毎に異なる巡回遅延量だけ巡回遅延させて生成された第２拡散符号で拡散された複数の信号が重畳された重畳信号を受信する受信手段と、前記複数の無線通信移動局毎の前記巡回遅延量に応じた重みであり、かつ、前記重畳信号の遅延時間領域信号と参照信号との誤差を最小にする前記重みを用いて前記重畳信号に対して周波数領域等化を行う等化手段と、周波数領域等化後の前記重畳信号を前記複数の無線通信移動局装置毎の複数の遅延時間領域信号に分離する分離手段と、前記複数の遅延時間領域信号毎に合成処理を行う合成手段と、を具備する構成を採る。

本発明によれば、ＭＡＩを避けつつ周波数ダイバーシチ利得を得ることにより、スループットを向上させることができる。

以下、本発明の実施の形態について、添付図面を参照して詳細に説明する。

（実施の形態１）
まず、本実施の形態に係る遅延分割マルチアクセスの原理について説明する。

＜遅延分割マルチアクセスの原理＞
遅延分割マルチアクセスでは、１つの拡散符号に対して移動局毎に異なる巡回遅延（Cyclic Delay）を与えて拡散符号を生成する。具体的には、移動局ｎは、図１に示すように、拡散率ＳＦの拡散符号ｃ（ｔ）＝±１（ｔ＝０〜ＳＦ−１）に対して巡回遅延ｎΔを与え、巡回遅延拡散符号ｃ（（ｔ−ｎΔ）ｍｏｄ ＳＦ）（ｔ＝０〜ＳＦ−１）を生成する。つまり、この遅延分割マルチアクセスでは、ＭＡＩを避けつつ周波数ダイバーシチ利得を得て、ＳＦ／Δの移動局がマルチアクセス可能である。つまり、システムとしてのスループットを向上させることができる。ここで、基地局での周波数領域等化の観点から、拡散符号は周波数スペクトルがほぼ一様になるものが望ましい。よって、本実施の形態では拡散符号として、ランダム性を保有しているＰＮ（Pseudo Noise）符号を用いる。

また、送信データシンボルを巡回遅延拡散符号で拡散して生成された送信チップ系列を、基地局で周波数領域等化するために、拡散率に等しいＳＦチップのブロックに分割し、各チップブロック先頭にガードインタバール（ＧＩ：Guard Interval）を挿入し、ＧＩにサイクリックプリフィックス（ＣＰ：Cyclic Prefix）を付加して送信する。

＜送信信号＞
移動局では、送信データシンボルｄ_ｎを巡回遅延拡散符号ｃ（（ｔ−ｎΔ）ｍｏｄ ＳＦ）で拡散して次式（１）に示す送信チップ系列ｓ_ｎ（ｔ）を得る。

ここで、Ｓ_ｎは送信信号電力である。また、送信データシンボルｄ_ｎはＥ［｜ｄ_ｎ｜^２］＝１を満たすものとする。

＜チャネル＞
無線伝搬路はＬ個の独立なパスから構成され、パスｌのパス利得をｈ_ｎ，ｌ、遅延時間をτ_ｎ，ｌとすると、チャネルインパルス応答ｈ_ｎ（τ）は次式（２）で与えられる。

＜受信信号＞
上式（２）で表される無線チャネルを伝搬して基地局のアンテナで受信された信号は次式（３）のように表わせる。

ここで、η（ｔ）は零平均で分散２σ^２の白色複素ガウス雑音であり、Ｓ_ｎは平均受信電力である。また、複数の移動局が同時アクセスしているものとすると、基地局には、次式（４）のように式（３）に示す信号が重畳して受信される。

ここで、基地局と各移動局との位置が異なること、およびシャドウイング損失が異なることから、Ｓ_ｎは一般的には等しくない。

＜周波数領域等化＞
基地局では、式（４）に示す信号ｒ（ｔ）（ｔ＝０〜ＳＦ−１）に対してＳＦポイントＦＦＴを施して、ＳＦ個の周波数成分で構成される周波数領域信号Ｒ（ｋ）（ｋ＝０〜ＳＦ−１）に変換する。周波数領域信号Ｒ（ｋ）は次式（５）のようになる。

ここで、

であるため、式（６）を式（５）に代入すると、周波数領域信号Ｒ（ｋ）は次式（７）のようになる。

ここで、Π（ｋ）は零平均で分散２σ^２・ＳＦの複素ガウス雑音であり、次式（８）のようになる。

そして、基地局では、ＦＦＴにより得られた周波数領域信号Ｒ（ｋ）（ｋ＝０〜ＳＦ−１）に対してＦＤＥを行う。具体的には、周波数領域信号Ｒ（ｋ）（ｋ＝０〜ＳＦ−１）に対して等化重みｗ（ｋ）（ｋ＝０〜ＳＦ−１）が乗算される。そして、ＦＤＥ後の周波数領域信号Ｒ_ｎ＾（ｋ）は次式（９）のようになる。

ここで、ｗ_ｎ（ｋ）は拡散変調を取り除くためおよびＦＤＥのための複合ＦＤＥ重みである。遅延分割マルチアクセスでは、信号分離を遅延時間領域で行う。そのため、基地局では、ＳＦポイントＩＦＦＴを用いて、ＦＤＥ後の周波数領域信号Ｒ_ｎ＾（ｋ）（ｋ＝０〜ＳＦ−１）を遅延時間領域信号ｈ_ｎ＾（τ）（τ＝０〜ＳＦ−１）に変換する。

＜信号分離＞
ここでは、説明を容易にするため、拡散変調を取り除くためだけの等化重みのみを考える。そして、信号分離を行ったあとにパスダイバーシチ合成を遅延時間領域で行い、移動局ｎのデータシンボルを復調する。ＦＤＥのための等化重みについての詳細な説明は後述する。

まず、周波数領域信号Ｒ（ｋ）（ｋ＝０〜ＳＦ−１）に対して次式（１０）に示す等化重みｗ_ｎ（ｋ）が乗算される。ここで、式（１０）に示す等化重みｗ_ｎ（ｋ）は一種のゼロフォーシング（ＺＦ：Zero Forcing）重みである。

よって、ＦＤＥ後の周波数領域信号Ｒ_ｎ＾（ｋ）は次式（１１）のようになる。

次いで、周波数領域信号Ｒ_ｎ＾（ｋ）（ｋ＝０〜ＳＦ−１）に対してＳＦポイントＩＦＦＴを施して、ＳＦシンボルの遅延時間領域信号ｈ_ｎ＾（τ）（τ＝０〜ＳＦ−１）に変換する。遅延時間領域信号ｈ_ｎ＾（τ）（τ＝０〜ＳＦ−１）は、次式（１２）のようになる。

ここで、遅延時間領域信号ｈ_ｎ＾（τ）（τ＝０〜ＳＦ−１）の様子を図２に示す。式（１２）および図２に示すように、遅延時間領域では等間隔Δで各移動局の送信データシンボルが現れる。また、インパルス応答に広がりがあるため、遅延時間領域における各移動局の送信データシンボルは広がって現れる。また、インパルス応答の広がりはＧＩ以内であるため、巡回遅延単位量ΔをＧＩ長に基づいて決定すれば、各移動局の信号には重なりが無くなり、各移動局の送信データシンボルを容易に分離することができる。

＜パスダイバーシチ合成＞
図２に示すように、移動局ｎの遅延時間領域信号は遅延時間区間［０，Δ］に現れる。よって、基地局では、遅延時間領域全体から遅延時間区間［０，Δ］の遅延時間領域信号ｈ_ｎ＾（τ）（τ＝０〜ＳＦ−１）を分離して取り出し、パスダイバーシチ合成を行う。具体的には、基地局では、移動局ｎの遅延時間領域信号ｈ_ｎ＾（τ）（τ＝０〜ＳＦ−１）を遅延時間領域全体から分離して、次式（１３）のように取り出すことができる。

また、図２に示すように、移動局ｎの送信データシンボルが遅延時間区間［０，Δ］で広がって分布しているため、これを遅延時間領域整合フィルタで合成する。すなわち、

を得ると、送信データシンボルの軟判定値ｄ_ｎ＾が次式（１４）のように得られる。

ここで、パスダイバーシチ合成を表す式（１４）と送信信号を表わす式（１）とを比較して、式（１４）中の

を等価チャネル利得と呼ぶ。ここで、Ｌ個のパスは独立に変動するため、等価チャネル利得の変動は浅くなる。また、一様電力遅延プロファイル

であれば、レイリーフェジング環境下での

の分布は自由度２Ｌのχ２乗分布になる。

式(１４)に示すように、遅延分割マルチアクセスでは、ＭＡＩを除去しつつ、ＤＳ−ＣＤＭＡにおけるＲａｋｅ合成と同じパスダイバーシチ利得（または周波数ダイバーシチ利得）を得ることができる。

＜ＭＭＳＥ−ＦＤＥ＞
ここでは、ＦＤＥのための等化重みについて詳細に説明する。以下、３つのＭＭＳＥ−ＦＤＥについて説明する。

＜１．第１の重み＞
ここでは、各移動局に割り当てられた遅延時間領域で誤差信号を最小にする等化重みを用いる。具体的には、次式（１５）で定義される等化誤差ｅ（ｋ）を用いる。

ここで、√（２Ｓ_ｎ）ｄ_ｎＨ_ｎ（ｋ）は参照信号である。この参照信号は、遅延時間領域の［０，Δ−１］区間における移動局ｎのチャネルインパルス応答と送信データシンボルとの積ｄ_ｎｈ_ｎ（τ）が誤差最小で現れるようにする。

各移動局のデータシンボルが互いに独立であることおよび式(７)より、平均２乗等化誤差Ｅ［｜ｅ（ｋ）^２｜］は次式（１６）のようになる。

そして、δＥ［｜ｅ（ｋ）^２｜］／δｗ_ｎ（ｋ）＝０を解いて、平均２乗等化誤差を最小とするＭＭＳＥ等化重みが、次式（１７）で与えられる。

ここで、移動局ｎのみが通信しており、さらに雑音の影響が無視できるとき、式（１７）に示すＭＭＳＥ等化重みは、次式（１８）のようになる。

上式（１８）は、式（１０）に示す等化重みと同一である。

そして、基地局では、得られたＭＭＳＥ等化重みを用いてＦＤＥを行い、生成された周波数領域信号Ｒ_ｎ＾（ｋ）（ｋ＝０〜ＳＦ−１）を、ＳＦポイントＩＦＦＴを用いて遅延時間領域信号ｈ_ｎ＾（τ）（τ＝０〜ＳＦ−１）に変換して、式(１４)に示すようにパスダイバーシチ合成を行うことができる。

このように、第１の重みを用いることで、各移動局に割り当てられた遅延時間領域内で平均２乗等化誤差を最小化することができ、その領域内に当該移動局の信号を集めることができる。つまり、遅延時間領域全体で見ればＭＡＩを回避することができる。

＜２．第２の重み＞
ここでは、遅延時間領域全体で誤差信号を最小にする等化重みを用いる。具体的には、上記＜１．第１の重み＞の参照信号ｄ_ｎＨ_ｎ（ｋ）ではなく、次式（１９）で示す参照信号Ｘ（ｋ）を用いる。

この参照信号は、遅延時間領域全体にわたって

が誤差最小で現れるようにする。ここで、遅延時間領域の［０，Δ−１］区間に移動局ｎのチャネルインパルス応答と送信データシンボルとの積ｄ_ｎｈ_ｎ（τ）が現れる。このように、各移動局のチャネルインパルス応答と送信データシンボルの積は互いに重なることなく現れるため、ＭＡＩを避けて移動局ｎのチャネルインパルス応答と送信データシンボルとの積ｄ_ｎｈ_ｎ（τ）だけを取り出すことができる。

式（１９）に示す参照信号Ｘ（ｋ）を用いて定義される等化誤差ｅ（ｋ）は次式（２０）のようになる。

そして、各移動局のデータシンボルが互いに独立であることおよび式(７)より、平均２乗等化誤差Ｅ［｜ｅ（ｋ）^２｜］は次式（２１）のようになる。

よって、δＥ［｜ｅ（ｋ）^２｜］／δｗ_ｎ（ｋ）＝０を解いて、平均２乗等化誤差を最小とするＭＭＳＥ等化重みが、次式（２２）で与えられる。

ここで、移動局ｎのみが通信しており、さらに雑音の影響が無視できるとき、式（２２）に示すＭＭＳＥ等化重みは、次式（２３）のようになる。

そして、基地局では、得られたＭＭＳＥ等化重みを用いてＦＤＥを行い、生成された周波数領域信号Ｒ_ｎ＾（ｋ）（ｋ＝０〜ＳＦ−１）を、ＳＦポイントＩＦＦＴを用いて遅延時間領域信号ｈ_ｎ＾（τ）（τ＝０〜ＳＦ−１）に変換する。このように、移動局ｎのチャネルインパルス応答と送信データシンボルとの積ｄ_ｎｈ_ｎ（τ）が遅延時間領域の［０，Δ−１］区間にて誤差最小で現れる。したがって、式(１４)と同様にパスダイバーシチ合成を行うことができる。また、第１の重みを用いるときと同じようにパスダイバーシチ利得が得られる。

このように、第２の重みを用いることで、遅延時間領域全体で平均２乗等化誤差を最小化することができ、他移動局の信号に自移動局のＭＭＳＥ-ＦＤＥ重みが与える影響を考慮しながら、割当てられた遅延時間領域内に自移動局の信号を集めることができる。従って、第１の重みに比べて更にＭＡＩの影響を回避できる。

＜３．第３の重み＞
ここでは、各移動局に割り当てられた巡回遅延時間において誤差信号を最小にする等化重みを用いる。具体的には、次式（２４）で示す参照信号Ｘ（ｋ）を用いる。

この参照信号は、遅延時間領域にｄ_ｎδ（τ）が誤差最小で現れるようにする。

ここで、ＳＦポイントＩＦＦＴを用いて、周波数領域信号Ｒ_ｎ＾（ｋ）（ｋ＝０〜ＳＦ−１）を遅延時間領域信号ｈ_ｎ＾（τ）（τ＝０〜ＳＦ−１）に変換すると、送信データシンボルの軟判定値ｄ_ｎ＾は次式（２５）で与えられる。

ここで、式(２５)は次式（２６）のように書き表せるため、ＩＦＦＴ処理は不要となる。すなわち、ＦＤＥ自体がパスダイバーシチ合成処理、つまり、周波数ダイバーシチ合成処理と逆拡散処理とを兼ねることができる。

式（２４）に示す参照信号Ｘ（ｋ）を用いて定義される等化誤差ｅ（ｋ）は次式（２７）のようになる。

そして、各移動局のデータシンボルが互いに独立であることおよび式(７)より、平均２乗等化誤差Ｅ［｜ｅ（ｋ）^２｜］は次式（２８）のようになる。

よって、δＥ［｜ｅ（ｋ）^２｜］／δｗ_ｎ（ｋ）＝０を解いて、平均２乗等化誤差を最小とするＭＭＳＥ等化重みが次式（２９）で与えられる。

ここで、移動局ｎのみが通信しており、さらに雑音の影響が無視できるとき、式（２９）で示すＭＭＳＥ等化重みは、次式（３０）のようになる。

上式（３０）は良く知られたＺＦ−ＦＤＥである。ＺＦ等化重みは雑音強調を引き起こすが、上式（３０）のＭＭＳＥ等化重みは雑音強調を避けることができる。

このように、第３の重みを用いることで、パスダイバーシチ合成と逆拡散とを兼ねて処理することができ、かつ、各移動局に割り当てられた巡回遅延時間で平均２乗等化誤差を最小化することができ、ＭＡＩを回避できる。

＜移動局および基地局の構成＞
次に、本実施の形態に係る移動局および基地局の構成について説明する。

本実施の形態に係る移動局１００の構成を図３に示し、本実施の形態に係る基地局２００の構成を図４に示す。なお、説明が煩雑になることを避けるために、図３では、本発明と密接に関連する上りリンクでの送信データの送信、および、下りリンクでの制御情報データの受信に係わる構成部を示し、下りリンクでの送信データの受信に係わる構成部の図示および説明を省略する。同様に、図４では、本発明と密接に関連する上りリンクでの送信データの受信、および、下りリンクでの制御情報データの送信に係わる構成部を示し、下りリンクでの送信データの送信に係わる構成部の図示および説明を省略する。

図３に示す移動局１００において、符号化部１０１には、送信データが入力される。符号化部１０１は、送信データを符号化して変調部１０２に出力する。

変調部１０２は、符号化部１０１から入力される送信データを変調して送信データシンボルを生成し、拡散部１０４に出力する。

拡散符号生成部１０３は、上記＜遅延分割マルチアクセスの原理＞で説明したように、巡回遅延拡散符号ｃ（（ｔ−ｎΔ）ｍｏｄ ＳＦ）（ｔ＝０〜ＳＦ−１）を、復号部１１０から入力される制御情報データに含まれる巡回遅延量ｎΔに基づいて生成する。そして、拡散符号生成部１０３は、生成した巡回遅延拡散符号ｃ（（ｔ−ｎΔ）ｍｏｄ ＳＦ）を拡散部１０４に出力する。

拡散部１０４は、上記＜送信信号＞で説明したように、変調部１０２から入力される送信データシンボルｄ_ｎを拡散符号生成部１０３から入力される巡回遅延拡散符号ｃ（（ｔ−ｎΔ）ｍｏｄ ＳＦ）で拡散して式（１）に示す送信チップ系列ｓ_ｎ（ｔ）を生成する。そして、拡散部１０４は、生成した送信チップ系列ｓ_ｎ（ｔ）をＧＩ挿入部１０５に出力する。

ＧＩ挿入部１０５は、上記＜遅延分割マルチアクセスの原理＞で説明したように拡散部１０４から入力される送信チップ系列ｓ_ｎ（ｔ）の先頭にＧＩを挿入し、ＧＩにサイクリックプリフィックスを付加する。

無線送信部１０６は、ＧＩ挿入後の信号に対しＤ／Ａ変換、増幅およびアップコンバート等の送信処理を行ってアンテナ１０７から基地局２００へ送信する。

一方、無線受信部１０８は、基地局２００から送信された制御情報データシンボルをアンテナ１０７を介して受信し、この制御情報データシンボルに対しダウンコンバート、Ａ／Ｄ変換等の受信処理を行う。

復調部１０９は、受信処理後の制御情報データシンボルを復調し、復調後の制御情報データを復号部１１０に出力する。

復号部１１０は、復調後の制御情報データを復号して拡散符号生成部１０３に出力する。

一方、図４に示す基地局２００において、無線受信部２０２は、移動局１００から送信された信号をアンテナ２０１を介して受信し、この受信信号に対しダウンコンバート、Ａ／Ｄ変換等の受信処理を行う。

ＧＩ除去部２０３は、受信処理後の信号からＧＩを除去して、式（４）に示す受信信号ｒ（ｔ）（ｔ＝０〜ＳＦ−１）を得る。

ＦＦＴ部２０４は、ＧＩ除去部２０３から入力される受信信号に対して送信チップ系列単位にＦＦＴを行い、時間領域信号を周波数領域信号に変換する。具体的には、ＦＦＴ部２０４は、式（４）に示すＳＦチップの受信信号ｒ（ｔ）（ｔ＝０〜ＳＦ−１）に対してＳＦポイントＦＦＴを施して、式（７）に示す周波数領域信号Ｒ（ｋ）（ｋ＝０〜ＳＦ−１）に変換する。そして、ＦＦＴ部２０４は、得られた周波数領域信号Ｒ（ｋ）（ｋ＝０〜ＳＦ−１）をＦＤＥ・逆拡散部２０５に出力する。

ＦＤＥ・逆拡散部２０５は、上記＜周波数領域等化＞および上記＜信号分離＞で説明したように、ＦＦＴ部２０４から入力される周波数領域信号Ｒ（ｋ）（ｋ＝０〜ＳＦ−１）に対してＦＤＥおよび逆拡散を行う。具体的には、ＦＤＥ・逆拡散部２０５は、式（７）に示す周波数領域信号Ｒ（ｋ）（ｋ＝０〜ＳＦ−１）に対して式（１０）に示す等化重みｗ（ｋ）（ｋ＝０〜ＳＦ−１）を乗算して、式（１１）に示す周波数領域信号Ｒ_ｎ＾（ｋ）（ｋ＝０〜ＳＦ−１）を生成する。なお、上記＜ＭＭＳＥ−ＦＤＥ＞で説明したように、ＦＤＥ・逆拡散部２０５は、等化重みとして、式（１７）、式（２２）、または式（２９）のいずれかに示す等化重みを用いてもよい。そして、ＦＤＥ・逆拡散部２０５は、生成した周波数領域信号Ｒ_ｎ＾（ｋ）をＩＦＦＴ部２０６に出力する。

ＩＦＦＴ部２０６は、上記＜信号分離＞で説明したように、ＦＤＥ・逆拡散部２０５から入力される周波数領域信号に対して送信チップ系列単位にＩＦＦＴを行い遅延時間領域信号に変換する。具体的には、ＩＦＦＴ部２０６は、式（１１）に示す周波数領域信号Ｒ_ｎ＾（ｋ）（ｋ＝０〜ＳＦ−１）に対してＳＦポイントＩＦＦＴを施して、式（１２）に示す遅延時間領域信号ｈ_ｎ＾（τ）（τ＝０〜ＳＦ−１）に変換する。そして、ＩＦＦＴ部２０６は、遅延時間領域信号ｈ_ｎ＾（τ）を分離・合成部２０７に出力する。

分離・合成部２０７は、上記＜パスダイバーシチ合成＞で説明したように、ＩＦＦＴ部２０６から入力される遅延時間領域信号ｈ_ｎ＾（τ）（τ＝０〜ＳＦ−１）から式（１３）に示すように移動局ｎの遅延時間領域信号を分離して取り出し、パスダイバーシチ合成を行う。そして、分離・合成部２０７は、パスダイバーシチ合成により得られた式（１４）に示す送信データシンボルの軟判定値ｄ_ｎ＾を復調部２０８に出力する。

復調部２０８は、分離・合成部２０７から入力される送信データシンボルの軟判定値ｄ_ｎ＾を復調し、復調データを得る。そして、復調部２０８は、得られた復調データを復号部２０９に出力する。

復号部２０９は、復調部から入力される復調データを復号して、受信データを得る。

一方、上り回線推定部２１０は、ＧＩ除去部２０３から入力される各移動局のパイロット信号から各移動局のチャネル推定値を推定する。そして、上り回線推定部２１０は、得られた各移動局のチャネル推定値を遅延時間推定部２１１に出力する。

遅延時間推定部２１１は、上り回線推定部２１０から入力される各移動局のチャネル推定値から各移動局の最大遅延時間を推定する。そして、遅延時間推定部２１１は、得られた各移動局の最大遅延時間を遅延量決定部２１２に出力する。

遅延量決定部２１２は、遅延時間推定部２１１から入力される各移動局の最大遅延時間のうち、最も大きい遅延時間を全移動局に対する巡回遅延単位量Δとして決定する。そして、遅延量決定部２１２は、決定した巡回遅延量単位Δを制御情報生成部２１３に出力する。なお、遅延量決定部２１２で決定された巡回遅延単位量Δは、移動局１００のＧＩ挿入部１０５（図３）でのＧＩ長と同一である。

制御情報生成部２１３は、遅延量決定部２１２から入力される巡回遅延単位量Δを含む制御情報データを生成する。そして、制御情報生成部２１３は、生成した制御情報データを符号化部２１４に出力する。

符号化部２１４は、制御情報生成部２１３から入力される制御情報データを符号化し、変調部２１５に出力する。

変調部２１５は、符号化部２１４から入力される制御情報データを変調して制御情報データシンボルを生成する。そして、変調部２１５は、生成された制御情報データシンボルを無線送信部２１６に出力する。

無線送信部２１６は、変調部２１５から入力される制御情報データシンボルに対しＤ／Ａ変換、増幅およびアップコンバート等の送信処理を行ってアンテナ２０１から移動局１００へ送信する。

このように、本実施の形態によれば、移動局は、巡回遅延単位量Δを整数倍した巡回遅延ｎΔを１つの拡散符号に対して与えて生成される巡回遅延拡散符号を用いる。これにより、基地局では、各移動局のデータが遅延時間領域に直交化して現れるため、各移動局のデータを容易に分離することができる。また、基地局にて分離された各移動局のデータは各移動局に割り当てられた遅延時間領域内で広がりをもって受信されるため、パスダイバーシチ合成を行うことにより、周波数ダイバーシチ利得を得ることができ、優れたＢＥＲ特性を得ることができる。よって、本実施の形態によれば、ＭＡＩを避けつつ周波数ダイバーシチ利得を得ることができスループットを向上させることができる。

なお、本実施の形態では、ＦＤＥ前の信号から各移動局の最大遅延時間を算出し、巡回遅延単位量Δとして決定したが、ＦＤＥ後の信号から各移動局の最大遅延時間を算出し、最も大きい遅延時間を全移動局に対する巡回遅延単位量Δとして決定してもよい。これにより、ＦＤＥによって生じるサイドローブ（隣接遅延時間領域へ漏洩するＭＡＩ）の影響を、巡回遅延単位量Δの決定に反映させることができるため、ＭＡＩを適切に回避できスループットを更に向上させることができるという効果が得られる。

（実施の形態２）
本実施の形態では、移動局毎に異なる巡回遅延量を決定する点において、実施の形態１と相違する。

以下、実施の形態１との相違点についてのみ説明する。

図４に示す遅延量決定部２１２は、各移動局に対する巡回遅延量を遅延時間推定部２１１から入力される各移動局の最大遅延時間に基づいて決定する。具体的には、図５に示すように、移動局ｎ−１における最大遅延時間がτ_{ｍａｘ，ｎ−１}、移動局ｎにおける最大遅延時間がτ_{ｍａｘ，ｎ}、移動局ｎ＋１における最大遅延時間がτ_{ｍａｘ，ｎ＋１}および移動局ｎ＋２における最大遅延時間がτ_{ｍａｘ，ｎ＋２}である場合、遅延量決定部２１２は、移動局ｎ−１の巡回遅延量Δ_ｎ−１を０に決定すると、移動局ｎの巡回遅延量Δ_ｎをτ_{ｍａｘ，ｎ−１}に決定し、移動局ｎ＋１の巡回遅延量Δ_ｎ＋１をτ_{ｍａｘ，ｎ−１}＋τ_{ｍａｘ，ｎ}に決定し、移動局ｎ＋２の巡回遅延量Δ_ｎ＋２をτ_{ｍａｘ，ｎ−１}＋τ_{ｍａｘ，ｎ}＋τ_{ｍａｘ，ｎ＋１}に決定する。そして、遅延量決定部２１２は、決定した各移動局の巡回遅延量を制御情報生成部２１３に出力する。

制御情報生成部２１３は、遅延量決定部２１２から入力される各移動局の巡回遅延量を含む制御情報データを生成する。そして、制御情報生成部２１３は、生成した制御情報データを符号化部２１４に出力する。

一方、各移動局の拡散符号生成部１０３（図３）は、入力される制御情報データに含まれる巡回遅延量のうち自局の巡回遅延量に基づいて巡回遅延拡散符号を生成する。具体的には、図６に示すように、移動局ｎ−１の拡散符号生成部１０３は、巡回遅延量Δ_ｎ−１＝０であるので拡散符号をシフトせずにそのままの拡散符号を巡回遅延拡散符号として生成する。また、移動局ｎの拡散符号生成部１０３は、図６に示すように、巡回遅延量Δ_ｎ＝τ_{ｍａｘ，ｎ−１}であるので拡散符号をΔ_ｎだけシフトした巡回遅延拡散符号を生成する。同様に、移動局ｎ＋１の拡散符号生成部１０３は、図６に示すように、巡回遅延量Δ_ｎ＋１＝τ_{ｍａｘ，ｎ−１}＋τ_{ｍａｘ，ｎ}であるので拡散符号をΔ_ｎ＋１だけシフトした巡回遅延拡散符号を生成し、移動局ｎ＋２の拡散符号生成部１０３は、巡回遅延量Δ_ｎ＋２＝τ_{ｍａｘ，ｎ−１}＋τ_{ｍａｘ，ｎ}＋τ_{ｍａｘ，ｎ＋１}であるので拡散符号をΔ_ｎ＋２だけシフトした巡回遅延拡散符号を生成する。

各移動局が図６に示す拡散符号を用いて各移動局の送信データシンボルを拡散した場合、基地局２００では、図７に示すような遅延時間領域信号が得られる。ここで、図７に示す遅延時間領域信号は移動局ｎを基準とする。また、図７に示す巡回遅延量Δ_ｎ＋３はΔ_ｎ＋２＝τ_{ｍａｘ，ｎ−１}＋τ_{ｍａｘ，ｎ}＋τ_{ｍａｘ，ｎ＋１}＋τ_{ｍａｘ，ｎ＋２}とする。図７に示すように、移動局ｎ−１の遅延時間区間は［Δ_ｎ−１−Δ_ｎ，０］となり、移動局ｎの遅延時間区間は［０，Δ_ｎ＋１−Δ_ｎ］となり、移動局ｎ＋１の遅延時間区間は［Δ_ｎ＋１−Δ_ｎ，Δ_ｎ＋２−Δ_ｎ］となり、移動局ｎ＋２の遅延時間区間は［Δ_ｎ＋２−Δ_ｎ，Δ_ｎ＋３−Δ_ｎ］となる。

図６に示す最大遅延量が小さい移動局ｎ＋１では、図７に示すように遅延時間区間［Δ_ｎ＋１−Δ_ｎ，Δ_ｎ＋１−Δ_ｎ］の間隔が狭くなる一方、図６に示す最大遅延量が大きい移動局ｎでは、図７に示すように遅延時間区間［０，Δ_ｎ＋１−Δ_ｎ］の間隔が広くなる。すなわち、遅延時間領域において、各移動局の遅延時間領域信号が各移動局の最大遅延量に応じて非等間隔に現れる。これにより、遅延時間領域信号の全体の遅延時間が最小になる。

このようにして、本実施の形態によれば、各移動局の最大遅延量に基づいて移動局毎の巡回遅延量を互いに異ならせる。これにより、遅延時間領域では、各移動局の巡回遅延量に応じた間隔で各移動局の遅延時間領域信号が現れる。よって、遅延時間を最小にして遅延分割マルチアクセスを行うことができるため、実施の形態１よりも効率良く周波数ダイバーシチ利得を得ることができる。

なお、本実施の形態では、ＦＤＥ前の信号から各移動局の最大遅延量に基づいて、移動局毎の巡回遅延量を決定したが、ＦＤＥ後の信号から各移動局の最大遅延量に基づいて、決定してもよい。これにより、ＦＤＥによって生じるサイドローブの広がりが移動局毎に異なる点を、巡回遅延量の決定に反映させることができるため、周波数ダイバーシチ利得を更に効率良く得ることができる。

（実施の形態３）
本実施の形態では、１つの拡散符号を用いてアクセス可能である移動局数ＳＦ／Δを超える数の移動局が基地局にアクセスする場合について説明する。

以下、実施の形態１との相違点についてのみ説明する。

本実施の形態では、ＰＮ符号（拡散率ＳＦ）、および、互いに直交する２つの直交符号（拡散率ＳＦ）を用いる。

図３に示す拡散符号生成部１０３は、ＰＮ符号と直交符号との積符号を新たな拡散符号として生成する。そして、拡散符号生成部１０３は、実施の形態１と同様にして、積符号から巡回遅延拡散符号を巡回遅延量に基づいて生成し、生成した巡回遅延拡散符号を拡散部１０４に出力する。具体的には、図８に示すように、拡散符号生成部１０３は、ＰＮ符号ｃ（ｔ）と直交符号ｃ_ｍ（ｔ）（ｍ＝０，１）との積符号を新たな拡散符号ｃ’_ｍ（ｔ）として生成する。つまり、新たな拡散符号ｃ’_ｍ（ｔ）はｃ（ｔ）×ｃ_ｍ（ｔ）より求められる。

これにより、図８に示すように、ＰＮ符号ｃ（ｔ）と直交符号ｃ_０（ｔ）とから生成される拡散符号ｃ’_０（ｔ）、および、ＰＮ符号ｃ（ｔ）と直交符号ｃ_１（ｔ）とから生成される拡散符号ｃ’_１（ｔ）に対して同じ巡回遅延量ｎΔを与えた場合でも、巡回遅延拡散符号ｃ’_０（（ｔ−ｎΔ）ｍｏｄ ＳＦ）と巡回遅延拡散符号ｃ’_１（（ｔ−ｎΔ）ｍｏｄ ＳＦ）とは互いに直交するため、同一の巡回遅延量おいて２つの異なる巡回遅延拡散符号を生成することができる。例えば、４つ（ＳＦ／Δ＝４）の巡回遅延拡散符号を生成可能なＰＮ符号に対して２つの直交符号を用いることで、８個の巡回遅延拡散符号を生成することができる。

よって、ＳＦ／Δ＝４を超える数の移動局が基地局にアクセスする場合でも、各移動局の拡散符号生成部１０３は、複数の直交符号を用いることでＳＦ／Δ＝４を超える数の巡回遅延拡散符号を生成することができる。例えば、移動局数が５〜８のとき、２個の直交拡散符号が必要になる。

このように、本実施の形態によれば、１つの拡散符号を用いてアクセス可能である移動局数を越える数の移動局がアクセスする場合でも、実施の形態１と同様の効果を得ることができる。

以上、本発明の実施の形態について説明した。

なお、上記各実施の形態では、遅延分割多重アクセスを上りリンクで用いた場合について説明したが、本発明を下りリンクに適用する場合でも同様の効果を得ることができる。具体的には、遅延分割多重アクセスを下りリンクで用いる場合、チャネルインパルス応答が、

であることのみ上りリンクで用いた場合と相違し、上記＜ＭＭＳＥ−ＦＤＥ＞の式（１７）、式（２２）および式（２９）の３つのＭＭＳＥ等化重みは次式（３２）で得られる。

また、本発明を下りリンクで用いる場合、各移動局に対して独立に電力制御を行ってもよい。ただし、全移動局における総電力

を一定とした最適電力割り当て問題に帰着する。つまり、基地局は、総送信電力を一定に保ちつつ、移動局毎に独立に送信電力を割り当てる最適電力割り当てを行う。

また、上記各実施の形態では、本発明をハードウェアで構成する場合を例にとって説明したが、本発明はソフトウェアで実現することも可能である。

また、上記各実施の形態の説明に用いた各機能ブロックは、典型的には集積回路であるＬＳＩとして実現される。これらは個別に１チップ化されてもよいし、一部または全てを含むように１チップ化されてもよい。ここでは、ＬＳＩとしたが、集積度の違いにより、ＩＣ、システムＬＳＩ、スーパーＬＳＩ、ウルトラＬＳＩと呼称されることもある。

また、集積回路化の手法はＬＳＩに限るものではなく、専用回路または汎用プロセッサで実現してもよい。ＬＳＩ製造後に、プログラムすることが可能なＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）や、ＬＳＩ内部の回路セルの接続や設定を再構成可能なリコンフィギュラブル・プロセッサーを利用してもよい。

さらには、半導体技術の進歩または派生する別技術によりＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックの集積化を行ってもよい。バイオ技術の適用等が可能性としてありえる。

本発明は、移動体通信システム等に適用することができる。

本発明の実施の形態１に係る巡回遅延拡散符号を示す図 本発明の実施の形態１に係る遅延時間領域信号を示す図 本発明の実施の形態１に係る移動局のブロック構成図 本発明の実施の形態１に係る基地局のブロック構成図 本発明の実施の形態２に係る各移動局の最大遅延量推定を示す図 本発明の実施の形態２に係る各移動局の巡回遅延拡散符号を示す図 本発明の実施の形態２に係る遅延時間領域信号を示す図 本発明の実施の形態３に係る各移動局の巡回遅延拡散符号を示す図

符号の説明

１００ 移動局
２００ 基地局
１０１，２１４ 符号化部
１０２，２１５ 変調部
１０３ 拡散符号生成部
１０４ 拡散部
１０５ ＧＩ挿入部
１０６，２１６ 無線送信部
１０７，２０１ アンテナ
１０８，２０２ 無線受信部
１０９，２０８ 復調部
１１０，２０９ 復号部
２０３ ＧＩ除去部
２０４ ＦＦＴ部
２０５ ＦＤＥ・逆拡散部
２０６ ＩＦＦＴ部
２０７ 分離・合成部
２１０ 上り回線推定部
２１１ 遅延時間推定部
２１２ 遅延量決定部
２１３ 制御情報生成部

Claims (5)

1. 第１拡散符号を複数の無線通信移動局装置毎に異なる巡回遅延量だけ巡回遅延させて生成された第２拡散符号で拡散された複数の信号が重畳された重畳信号を受信する受信手段と、
   前記複数の無線通信移動局毎の前記巡回遅延量に応じた重みであり、かつ、前記重畳信号の遅延時間領域信号と参照信号との誤差を最小にする前記重みを用いて前記重畳信号に対して周波数領域等化を行う等化手段と、
   周波数領域等化後の前記重畳信号を前記複数の無線通信移動局装置毎の複数の遅延時間領域信号に分離する分離手段と、
   前記複数の遅延時間領域信号毎に合成処理を行う合成手段と、
   を具備する無線通信基地局装置。
2. 前記等化手段は、前記複数の無線通信移動局装置毎の遅延時間領域それぞれにおいて前記誤差を最小にする前記重みを用いて前記周波数領域等化を行う、
   請求項１記載の無線通信基地局装置。
3. 前記等化手段は、前記複数の無線通信移動局装置全体の遅延時間領域において前記誤差を最小にする前記重みを用いて前記周波数領域等化を行う、
   請求項１記載の無線通信基地局装置。
4. 前記等化手段は、前記複数の無線通信移動局装置毎の前記巡回遅延量にそれぞれ対応する遅延時間において前記誤差を最小にする前記重みを用いて前記周波数領域等化を行う、
   請求項１記載の無線通信基地局装置。
5. 第１拡散符号を複数の無線通信移動局装置毎に異なる巡回遅延量だけ巡回遅延させて第２拡散符号を生成し、
   送信信号を前記第２拡散符号で拡散する、
   信号拡散方法。

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