JP2008532001A - 干渉法絶対距離計の位相ノイズ補正 - Google Patents

Abstract

本発明は、干渉法による絶対距離測定の方法に関する。方法は、少なくとも１つの測定する目標物への周波数変調した電磁放射線、及び、ヘテロダインの混合を備えた放射線の受信で行なう。放射線は、基準の干渉長さを介して平行に案内される。目標物で散乱され戻る放射線の第１のデジタル化した干渉図形および基準長さで案内される放射線の第２のデジタル化した干渉図形が、受信器で受信される。第２干渉図形の位相曲線データから、仮想干渉図形又はその位相曲線を合成し、第１干渉図形の位相曲線データを仮想干渉図形の位相曲線データと比較して距離測定を行う。

Description

本発明は、絶対距離の測定方法、絶対距離の測定装置および計算プログラムに関する。

電子距離測定の分野には、種々の原理および方法が知られている。１つの方法は、周波数変調した電磁放射線（例えば光）を、測量する目標物に放射し、次に、後方散乱する測定物（理想的には測定する目標物）からの、１つ以上の反響波を受信する。測量する目標物が、鏡面および乱反射の後方散乱の特性（例えば、逆反射体）を備える必要がある。ヘテロダイン干渉計の場合、波長可変レーザ光源を絶対距離測定に用いる。原理的に最も簡単な実施形態では、レーザ光源の光周波数を線型に調整する。受信した信号を、放射した光の信号から導いた第２の信号に重ねる。生ずるヘテロダインの混合積のうなり周波数（干渉図形）が、目標測定物の距離の尺度になる。

放射した光信号の波長が、測定の目盛りとなる。波長は、通常、分からないので、付加的な測定で確定する必要がある。このために、放射光の一部を、所定の基準長さを有する基準干渉計に通す。生ずるうなりの重なりから、放射した光信号の波長変化を、既知の基準長さから、時間の関数として導出する。

この方法を実施する装置は、通常、レーザを信号源に用いる。この場合、レーザを、外部空隙（例えば、ブラッグ格子）または内部空隙（例えば、分布帰還−ＤＦＢ−または分布ブラッグ反射−ＤＢＲ−）の変調でチャープする。送信および受信光学システムを、光学範囲での放射および受信に用いる。ヘテロダイン混合の検出器またはクオドレチャー(quadrature)検出器、Ａ／Ｄ変換器およびデジタル信号プロセッサが、システムの下部回路に接続されている。

実際の使用形態では、通常、幾つかの基本的な難しさがある。
・所望の精度に必要なレーザ光源の線型調整が、非常に難しい。
・レーザ光源、特に半導体レーザは、強い位相ノイズを有している。
位相ノイズは、目盛り長さの制御が及ばない変数に等しい。位相ノイズは、第１に、測定範囲を非常に制限する、つまり、距離測定をレーザの可干渉距離以下に制限する。第２として、測定に強い変動を引き起こし、長い測定時間が必要となる。
・測定経路の変動および測定過程で生ずる測量目標物の動きが、干渉混合積に付加的な周波数成分を引き起こし、大きな測定誤差になる。

従来技術は、これに関連する問題に関して種々の方法を開示している。

US 4,830,486は、絶対距離測定の一般的タイプのシステムを開示している。周波数応答曲線の線形化を制御手段で行い、そして、干渉計のアーム長さを目標物の距離に近似的に一致させて位相ノイズの抑制を行なっている。測定中の測量目標物の動きを、周波数応答曲線の適切な選択で識別している。システムは、非常に低い反射率を有する目標物の測定が可能であるが、所望の高い測定精度を得るには、長い測定時間を必要とする。測定する距離と同程度の大きさの基準干渉計のアーム長さを必要とするのは、非常に複雑で、技術的労力と生産コストが高くなる。

DE 195 22 262は、２つのレーザ光源で合成波長を生成するシステムを開示している。設定および目標物距離の干渉計の安定性に対し要求が少ないが、しかし、２つのレーザ光源の為にシステムが非常に複雑になる。

US 2003/0107743 A1は、信号源の位相ノイズの除去方法を開示している。この方法は、長い光学距離を有する光学成分の群走行時間の測量に使用している。しかし、絶対測定には適していない。

本発明の目的は、周波数応答曲線の改善した識別および情報を可能にし、および／または、誤差の縮小または回避を可能にし、または一般的なタイプの絶対距離計にその効果をもたらす。特に、放射するレーザ光の波長調整の特性および位相ノイズを基準干渉計で特徴付ける。特に、非線形およびノイズをアルゴリズム的に取り入れ、測定精度への影響を除去する。

本発明は、可干渉距離を越えた干渉測定を可能にする。

この目的は、請求項１または１３の主題およびその従属項で達成できる。

信号源の位相曲線を、基準干渉計で測定する。測定した位相曲線データを、レーザ光源の理想的でない特性の影響を除去するために使用する。

放射したレーザ光ν（ｔ）の周波数応答曲線に対して、Ｒ_r＝ｃ・τ_r／２の距離（アーム長さ間の差異）を持つ基準干渉計のヘテロダイン信号の位相曲線は、下記の式で与えられる（時間の積分は、ｔ＝ｔ_k−τ_rからｔ＝ｔ_k）。
Δφ_r（ｔ_k）＝２π・∫_t=tk-τ_r ^t=tkν（ｔ）ｄｔ （１）
理想的な実施形態の場合、この位相曲線信号は、サンプリング点ｔ_kでサンプリングし、デジタル化される。
ｔ_k＝α・ｋ・τ_r （２）
補正率α≒１は、サンプリング間隔と基準長さの遅延時間との間の偏差をモデルにしている。これは、サンプリング間隔が、理想的には、基準長さτ_rの既知の遅延時間に正確に対応する。サンプリング周波数を、基準長さを越える逆遅延時間の整数倍として選択するのが好ましい。長さ（アーム長さ間の差異）がＲ＝ｃ・τ_m／２である測定距離のヘテロダイン信号の位相曲線は、下記の式となる（時間積分は、ｔ＝ｔ_k−τ_mからｔ＝ｔ_k）。
Δφ_M（ｔ_k）＝２π・∫_t=tk-τ_m ^t=tkν（ｔ）ｄｔ （３）
従来の方法では、目標の測定物Ｒの距離は、静止している場合、次の関係を求めて得る。
Ｒ／Ｒ_r≒Δφ_M（ｔ）／Δφ_r（ｔ） （４）
方程式（４）の評価は、所定の時間Ｔ、測定間隔の最後で行なうか、または、最適化問題として公式化される。関係式（４）は、厳密には、次の条件の１つが満たされる場合のみ当てはまる。
光学周波数応答曲線の線形性：この条件は、厳密には満たされない。これは、周波数の波長調整および位相ノイズによるためである。
目標物の距離Ｒが、基準長さＲに対応する：Ｒ＝Ｒ_r

従って、従来技術では、基準干渉計が、各々の所望の目標物の距離に対応する長さを持つ必要がある。これは、特別な場合のみ可能で、大変な労力を伴う。

方程式（４）とは対照的に、測定干渉計（所望の目標物の距離で）に等価な位相曲線を合成的に形成する。本発明では、基準干渉計の位相曲線データの測定から形成する。基準干渉計は、放射したレーザ光の可干渉距離に比べて短い距離を備えている。最も簡単な場合、下記式（５）が適用できる。ここで、Ｒ≒ｍ・α・Ｒ_rで、式（４）の有効性に要求される。
Δφ_m・_r（ｔ_k）＝α・Σ_j=k-m+1 ^j=kΔφ_r（ｔ_j） （５）

用語“合成的に”は、多重波長干渉計の領域で慣例である用語とは基本的に異なる。この領域では、距離の情報は、合成的なうなり周波数を形成する異なる色をした光信号の周波数の差から求める。そこでは、用語“合成的に”は、単に測定可能な周波数差を使用していることを意味する。他方、本発明の場合、“合成的に”は、純粋に理論的で、測定出来ない数量で、例えば、仮想干渉図形又はその位相曲線で、計算で確定するものである。

関係式（４）は、下記式（６）となり、レーザ周波数の波長調整の所望の曲線および位相ノイズに対して高精度で満たされる。
Ｒ／（ｍ・α・Ｒ_r）≒Δφ_M（ｔ）／Δφ_m・_r（ｔ） （６）
方程式（５）を方程式（６）に代入して、補正率αが除去できる。未知の変数ｍは、測定データの解析で確定できる。未知の変数ｍは、基準干渉計と測定干渉計の間の長さの比を表わす。

配置の測定精度は、方程式（５）を次のタイプの補間式（７）で置換して更に上げることが出来る。
Δφ_m・_r（ｔ_k）＝α・［Σ_j=k-m+1 ^j=kΔφ_r（ｔ_j）
＋（（Ｒ−ｍ・α・Ｒ_r）／（α・Ｒ_r））・Δφ_r（ｔ_k-m）］
（７）
ここで、ｍは、（ｍ−１）・α・Ｒ_r≦Ｒ≦ｍ・α・Ｒ_rを満たす。

本発明は、レーザの可干渉距離外での測定が可能である。この場合、位相曲線は、測定距離以上で低下してノイズ処理となる。仮想的な測定距離の合成位相曲線の形成は、相関したノイズ処理を生成する。目標物の距離は、相関の最大に対する数値解析で求める。

好ましくは、位相曲線データの評価は、関係式（６）の解決を、式（８）の最適化問題で置き換える。
ｍｉｎ_R〜［（Ｒ〜／ｍ〜・α・Ｒ_r）Δφ_m・_r（ｔ）−Δφ_M（ｔ）］² （８）

この最適化は、システムを簡単にするために近似として行なう。

関係式（６）と（８）は、基準干渉計および測定干渉計の両方の位相曲線が確定できるものとしている。これは、一般的には、基準測定には当てはまる。しかし、測定距離以上の測定は、往々にして、ノイズで非常に質が低下している。位相は、ヘテロダイン信号ｓ（ｔ）≒Ａ・ｃｏｓ（Δφ_M（ｔ））の測定からは確定出来ない。この場合、目標物の距離の測定には、最適化問題を、導出した位相の代わりに、関係式（９）を用い干渉図形の測定信号の振幅に対して直接に解く。
ｍｉｎ_A〜_,R〜［Ａ〜・ｃｏｓ（（Ｒ〜／ｍ〜・α・Ｒ_r）Δφ_m・_r（ｔ））
−ｓ（ｔ）］²
（９）

最適化は、システムを簡単にするために近似を行なう。

測定物が、測定方向に速度ｖで動いている場合、距離Ｒの測定干渉計のヘテロダイン信号の位相曲線は、式（１０）で表せる（時間積分は、ｔ＝ｔ_k−τ_mからｔ＝ｔ_k）。
Δφ_M（ｔ_k）＝２π・［∫_t=tk-τ_m ^t=tkν（ｔ）ｄｔ
＋Ｖ・ｔ／λ］ （１０）
これは、不正確な距離測定（ドップラ効果）になる。従って、測定データの解析に動きを考慮する必要がある。測定物の動きは、運動モデルＶ（ｔ；θ）を導入する。速度変数θは、式（１１）の位相曲線データの最適化問題で決定する。
ｍｉｎ_R〜_,θ〜［（Ｒ〜／ｍ〜・α・Ｒ_r）Δφ_m・_r（ｔ）−Δφ_M（ｔ）
＋２π（Ｖ（ｔ；θ〜）・ｔ）／λ］² （１１）

信号のノイズが著しい場合、目標物の距離の測定には、最適化問題を、導出した位相の代わりに、関係式（１２）を用いて干渉図形の測定信号の振幅に対して直接に解く。
ｍｉｎ_A〜_,R〜_,θ〜［Ａ〜・ｃｏｓ（（Ｒ〜／ｍ〜・α・Ｒ_r）Δφ_m・_r（ｔ）
＋２π（Ｖ（ｔ；θ〜）・ｔ）／λ）−ｓ（ｔ）］²
（１２）

他の運動モデルの使用も可能である。

最適化は、システムを簡単にするために近似として行なう。干渉法に安定した良く知られた条件下で、速度変数の測定無しで済ますことが出来る。

近似は、種々の方法で可能である。特に、簡単にした運動モデル（一定速度θ＝ν）で、Ｖ（ｔ；θ）＝νを使用する。整数関係ｍ〜および測定する距離Ｒ〜の確定を順番に行ない、又は、放射したレーザ光γ（ｔ）の時間の関数としての変化の測定は省略できる。干渉図形の位相の確定での２πの不明確性を避けるために、異なる位相、Δφ_M（ｔ_k）−Δφ_M（ｔ_k-1）およびΔφ_m・_r（ｔ_k）−Δφ_m・_r（ｔ_k-1）の最適化ができる。方程式（８）および（１１）による位相曲線データの最適化の代わりに行なう。干渉図形が、ノイズで強く汚れている場合、方程式（１２）による干渉図形の信号振幅の最適化は、適切なフィルタリングで、方程式（１１）による位相曲線データの最適化に軽減できる。

基準干渉計の長さ及びデジタル化するサンプリング間隔が、距離計の測定の相対精度を決定する。ｐｐｍの精度を備えた高周波発生器が使える場合、基準長さの安定性は、主要な問題となる。

問題点は、基準長さを安定化して解決することが出来る。安定化は、構造的な手段、または、固有の温度安定性または温度安定化した素子の較正で出来る。その素子は、例えば、気体セルまたは温度安定化したエタロンを利用する。この目的に、透過した極大値を、レーザ周波数の波長調整に、その素子で同時に基準干渉計の位相曲線の測定で確定する。これら極大値の周波数分離Δνは、素子の設計で非常に精密に測定できる。透過した極大値のサイクルｔ₁，ｔ₂での、基準距離の位相曲線の全位相変化、Δφ＝Δφ_r（ｔ₂）−Δφ_r（ｔ₁）が、基準長さの物差しとなる。
Ｒ_r＝Δφ・ｃ／（４π・Δν） （１３）

この測定は、目標測定物の測定に同時または順番にできる。同時測定の場合、測定精度はフィルタで向上できる。ただし、基準長さの変動が緩やかと想定している。基準長さの較正の位相ノイズの影響は、強力に抑制でき、付加する処理が不要となる。

本発明は、従来技術と比べて、使用するレーザ光源のライン幅だけでなく周波数の波長調整の線形性に対する要求を低く設定することが出来る。さらに、測定範囲が、レーザの可干渉距離に制限されず、測定精度が、高い測定速度でも維持できる。従って、容易に入手できる経済的なレーザ光源の使用で可能となる。全体のシステムのコスト利益がある。さらに、測定の高い精度、長い測定範囲、高い測定速度を備える。

絶対距離測定の方法及びその測定装置を、図を参照しながら純粋に概略的に説明する。

図１は、基本的な測定構成を示す。信号源ＳＱは、測定干渉計ＭＩ、基準干渉計ＲＩおよび任意の較正器ＫＥに、光学接続ＯＶ１〜ＯＶ４で結合している。測量する目標物ＺＩは、測定中、測定干渉計の一部となる。信号は、光学距離ＯＳ２〜ＯＳ４を経て、検出器Ｄ２〜Ｄ４に伝わる。検出器の信号は、電線Ｌ２〜Ｌ４を経て、信号処理部ＳＰに入る。信号処理部ＳＰは、信号の処理および評価を実行し、制御線ＳＬを通して信号源ＳＱも制御する。

図２は、ヘテロダイン混合波形成の干渉計の概略図を示す。放射された光の一部が、ビームスプリッタ１で分割され、反射体２で反射され、ビームスプリッタを通過し、反射体３から散乱して戻る光信号と重畳する。干渉法による絶対距離の測定には、波長可変のレーザ光源を使用する。原理的に最も簡単な実施形態では、その時間依存の放射は、方程式ν（ｔ）＝ν₀＋γｔを満たす。走行した距離で遅延した２つの電場の重畳が、ヘテロダイン周波数ｆを形成する。
ｆ＝ν（ｔ₂）−ν（ｔ₁）＝（ν₀＋γｔ₂）−（ν₀＋γｔ₁）
ｔ₁＝２Ｌ₁／ｃおよびｔ₂＝２Ｌ₂／ｃから、
ｆ＝（γ２Ｒ）／ｃ
となる。Ｒ＝Ｌ₂−Ｌ₁（距離の差）である。この基本的な関係が、測定する距離をヘテロダイン周波数ｆの搬送信号と関連させる。

図３は、クオドレチャー受信器で記録された干渉図形(interferogram)の位相を示す。γ＝４０ＧＨｚ／ｍｓ、Ｌ＝４０ｍの場合、測定のヘテロダイン周波数は、ｆ＝１０．７ＭＨｚとなる。検出器で受信する信号強度は下記の式となる。
Ｉ＝（Ｅ₁＋Ｅ₂）・（Ｅ₁＋Ｅ₂）^*
Ｉ＝Ｅ₁ ²＋Ｅ₂ ²＋２Ｅ₁Ｅ₂・ｃｏｓ（２πｆｔ）
この受信強度が、信号処理の基本となる。信号が乱れていない場合、搬送周波数は、フーリエ解析で直接求めることが出来、測定する距離が直接算出できる。しかし実際には信号が乱れており、光学クオドレチャー受信器で直接に、振動強度の位相φを測定するのが好ましい。完全な測定の場合、線形曲線には、下記式が適用できる。
Δφ／Δｔ＝ｆ
位相は、時間の関数で線形に増加する（図３参照）。

図４は、単一の周波数信号の周波数応答曲線を示す。方程式（１）および（３）の時間依存積分ウィンドウ(time-related integration window）も示している。干渉計は、放射した信号ｅ（ｔ）と距離を経て戻った受信信号ｒ（ｔ）の間の位相変化を検出する。位相変化の測定を確定するために、単一周波数信号または複数の単一周波数成分から成る信号を使用する。これは、特性が、信号振幅Ｅ（ｔ）および瞬時周波数ν（ｔ）を基本にしていることが分かる。これらは、測定プロセスに比べて比較的緩やかに変化する。
ｅ（ｔ）＝Ｅ（ｔ）・ｃｏｓφ（ｔ）
φ（ｔ）／２π＝(₀ ^tν（ｔ’）ｄｔ’＋（φ₀／２π）
ここで、
ｅ（ｔ） 放射信号
Ｅ（ｔ） 信号振幅
φ（ｔ） 放射光の位相［ｒａｄ］
φ₀ 位相オフセット［ｒａｄ］
ν（ｔ） 放射信号の瞬時周波数［Ｈｚ］
を意味する。図４は、瞬時周波数ν（ｔ）の時間依存曲線の例を示す。理想的には、受信信号ｒ（ｔ）は、放射信号ｅ（ｔ）の遅延および減衰した写しである。遅延および減衰を、τ（ｔ），Ｇ（ｔ）とすると、受信信号ｒ（ｔ）は下記の式となる。
ｒ（ｔ）＝[(Ｇ（ｔ）]・ｅ（ｔ−τ（ｔ））
≒[(Ｇ（ｔ）]・Ｅ（ｔ）・ｃｏｓφ（ｔ−τ（ｔ））
目標物の距離の測定は、距離計から目標物そして距離計に戻った１回転の位相変化の測定、つまりｒ（ｔ）とｅ（ｔ）間の位相変化で行なう。
Δφ（ｔ）＝φ（ｔ）−φ（ｔ−τ（ｔ））
緩やかな変化と無視できる速度成分の仮定で（時間の積分は、ｔ＝ｔ−τ（ｔ）からｔ＝ｔ）、
Δφ（ｔ）／２π＝∫_t-τ_(t) ^tν（ｔ’）ｄｔ’
τ（ｔ）≪ν（ｔ）／（ｄν（ｔ）／ｄｔ）の場合、
≒ν（ｔ）・τ（ｔ）
となる。τ（ｔ）≪ν（ｔ）／（ｄν（ｔ）／ｄｔ）の仮定は、周波数の変化が緩やかな場合で、例えば、周波数応答曲線が非線形の場合である。高周波ノイズ成分は、この仮定に従わない。

図５は、仮想的な干渉図形の周波数応答曲線の図を示す。本発明では、測定距離に対応する長さの等価な測定データが、短距離の基準干渉計の位相曲線データの測定から合成して形成される。最も単純な場合、下記方程式で、
Δφ_m・_r（ｔ_k）＝α・(_j=k-m+1 ^j=kΔφ_r（ｔ_j）
基準測定の個別の位相間隔の合計として計算する（Ｒ≒ｍ・α・Ｒ_r）。仮想的な干渉図形の位相の成分を、図５の周波数応答曲線に示している。

図６は、基準長さを測定する基準素子の第１の実施形態を示す。干渉計を、ゼロデュアー(Zerodur：登録商標)ブロック４に完全に組み込んでいる。入口の窓に第１の回折格子５(grating)を取り付け、出口側にも回折格子８で補足している。入射ビームは、２つのビーム経路に分かれ、零次および１次の極値に対応する。零次の第1ビーム経路７は、ゼロデュアーブロック４を直接に伝播し、1次の第２ビーム経路６は、ゼロデュアーブロック４の界面で複数の全反射を有する。サイズを正確にして、互いに位相シフトした２つのビーム経路を出口窓で重なり合わせることが出来る。出口での重畳で、ビーム経路間の経路差が、ヘテロダイン信号を与える。この信号は、ゼロデュアーブロックの材料寸法から周波数が分かる。放射線は、検出器で記録され、さらに処理される。ゼロデュアーブロックの使用は、温度の影響をかなり防ぐことが出来る。例えばリソグラフィーでの回折格子の使用は、ビームガイドを、小型で温度に安定したゼロデュアーブロック４に実現できる。２次元の分離に加えて、３軸の伝播方向とビーム経路を備える３次元分離も可能である。

図７は、光検出器を備えた基準素子の第２の実施形態を概略的に示す。ビーム経路が、多数の回折で光検出器に導かれている。この基準素子は、特に狭い波長域に適している。ここでもゼロデュアーブロック４’を用いて、第１の回折格子９および任意に更に回折格子１０，１０’，１０’’を、ブロックの上または表面に設けている。この実施形態では、ビームガイドの角度は、鋭敏な情報である。図示する配置では、ゼロデュアー内の波長１μｍでの回折角は、２２．５°となる。これは、回折格子の格子周期の４．２μｍに対応する。所望の分解能（１ｐｐｍ）が、照射される格子部分の幅を確定する。図示する４回の回折の後で、画像は、検出器に送られる。検出器は、約１００ＭＨｚで読み取る。各測定点は、レーザの波長調整での波長の瞬時の記録を表す。

図８〜９は、基準素子の第３の実施形態である気体セルを示す。この実施形態は、自然の波長基準を利用している。波長は、物質の吸収で規定されており、ヘリウムネオンレーザの安定性と同等である。例えば、市販のアセチレンガスセルはこの目的に使用できる。使用する範囲は、１５４０ｎｍでライン幅が０．１ｐｍとなる。１ｎｍ（１２０ＧＨｚ）以上の波長調整の場合、高精度の２〜３の遷移が使用できる。レーザ波長の非常に精密な測定が可能となり、基準干渉計の較正が行なえる。遷移は、原子の性質に由来するので、温度依存の影響は無視できる。特に、図８は、アセチレンの吸収スペクトルの図で、図９は、その吸収スペクトルの一部の図を示す。

図１０は、基準素子の第３の実施形態の気体セルを、完全な光ファイバ装備内で使用する構成を示す。レーザ光源１２の光は、外部のフィードバックを避けるために光アイソレータ１３を通過させる。アイソレータ１３の後で、光は、第1のビームスプリッタ１４で非対称的（１０ｄＢカプラ）に２つの干渉計に結合する。１つの出力は、終端部１５で終わる。２つの干渉計は、各々順番に３×３カプラ１６を備え、このカプラが、２つの検出器の間で位相シフトを形成する。２つの検出器は、各々の場合、２つの配置したクオドレチャー受信器１７の１つを形成する。気体セル１８を２つの干渉計の１つに設けている。２つの基準干渉計のファラデーミラー１９，１９’’が、直交偏光の反射波を形成する。その反射波は、重畳に１００％の変調度を備えている。光ファイバの場合、方位などの調整をせずに放射線の良好な重なりが得られる。単一モードの特性が、透過光学システム２１を介した平面の波面の放射を可能にし、目標物２２の測量ができる。フォトダイオード２０’がモニターの役目をする。

基本的な測定配置の概略図を示す。 放射した光信号および目標物で反射された光信号間のヘテロダイン混合の形成の概略図を示す。 クオドレチャー受信器で記録される干渉図形の位相図を示す。 時間積分ウィンドウを有する単一周波数信号の周波数応答曲線の概略図を示す。 仮想干渉図形の周波数応答曲線の概略図を示す。 基準素子の第１実施形態の概略図を示す。 基準素子の第２実施形態の概略図を示す。 アセチレンの吸収スペクトルの図を示す。 図８の吸収スペクトルの一部分の図を示す。 測定および基準干渉計の完全な光ファイバ設計の概略図を示し、基準長さを較正する基準素子を含む。

Claims (17)

1. 絶対距離の測定方法が、
   チャープした電磁放射線、特にレーザ光を放射する工程と、
   放射は、測量する少なくとも１つの目標物に、及び、少なくとも１つの基準長さを越える、
   該目標物から散乱して戻る放射線、及び、該基準長さを経て通過した放射線を受信する工程と、
   受信した該放射線を、信号に変換する工程と、
   該信号は、特に干渉混合を備える、
   該信号から少なくとも１つの該目標物までの少なくとも１つの距離を測定する工程と、から成り、
   該目標物から散乱して戻る該放射線のデジタル化した第１干渉図形、及び、該基準長さを越えて通過した該放射線のデジタル化した第２干渉図形を受信中に記録し、
   該第２干渉図形の位相曲線データから、仮想干渉図形又は仮想干渉図形の位相曲線Δφ_m・_r（ｔ_k）を合成し、
   少なくとも１つの距離の測定を、該第１干渉図形の位相曲線データを該仮想干渉図形の位相曲線データとの比較で行なう、ことを特徴とする絶対距離の測定方法。
2. 前記仮想干渉図形を前記第２干渉図形の位相曲線データからの合成を、前記第１干渉図形に相関させ、距離測定の位相曲線変動の妨害影響をそれで抑制する、ことを特徴とする請求項１記載の絶対距離の測定方法。
3. 前記基準長さが、デジタル化した前記第１干渉図形のサンプリング間隔に対して既知の比αを備え、特に遅延時間τ_rのサンプリング間隔が、基準長さＲ_rで、Ｒ_r＝ｃ・τ_r／２（ｃ：光速）に対応する、ことを特徴とする請求項１〜２の何れか１項記載の絶対距離の測定方法。
4. 前記仮想干渉図形の位相曲線が、
   Δφ_m・_r（ｔ_k）＝α・Σ_j=k-m+1 ^j=kΔφ_r（ｔ_j）
   または
   Δφ_m・_r（ｔ_k）＝α・［Σ_j=k-m+1 ^j=kΔφ_r（ｔ_j）
   ＋（（Ｒ−ｍ・α・Ｒ_r）／（α・Ｒ_r））・Δφ_r（ｔ_k-m）］
   に基づいて形成される、ことを特徴とする請求項１〜３の何れか１項記載の絶対距離の測定方法。ここで、
   Ｒ_r：基準長さ、
   ｍ(Ｎ：基準長さと測定距離の比の整数部分（Ｒ≒ｍ・α・Ｒ_r）、
   （ｍ−１）・α・Ｒ_r≦Ｒ≦ｍ・α・Ｒ_r
   Δφ_r（ｔ_k）＝２π・∫_t=tk-τ_r ^t=tkν（ｔ）ｄｔ：第２干渉図形の位相曲線（時間ｔの積分は、ｔ＝ｔ_k−τ_rからｔ＝ｔ_k）、
   α≒１：サンプリング間隔と基準長さの遅延時間の間の偏差をモデル化する補正率。
5. 前記仮想干渉図形または前記仮想干渉図形の位相曲線Δφ_m・_r（ｔ_k）を多項式的で補間する、ことを特徴とする請求項１〜３の何れか１項記載の絶対距離の測定方法。
6. 距離測定を、前記第１干渉図形の位相曲線データおよび前記仮想干渉図形の位相曲線データの最適化で行ない、特に次の関係式を用いる、
   ｍｉｎ_R〜_,m〜［（Ｒ〜／ｍ〜・α・Ｒ_r）Δφ_m・_r（ｔ）−Δφ_M（ｔ）］²
   ことを特徴とする請求項１〜５の何れか１項記載の絶対距離の測定方法。ここで、
   Δφ_M（ｔ_k）＝２π・∫_t=tk-τ_m ^t=tkν（ｔ）ｄｔ：第１干渉図形の位相曲線 （時間ｔの積分は、ｔ＝ｔ_k−τ_mからｔ＝ｔ_k）、
   Δφ_m・_r（ｔ_k）＝α・Σ_j=k-m+1 ^j=kΔφ_r（ｔ_j）：仮想干渉図形の位相曲線、
   Δφ_r（ｔ_k）＝２π・∫_t=tk-τ_r ^t=tkν（ｔ）ｄｔ：第２干渉図形の位相曲線（時間ｔの積分は、ｔ＝ｔ_k−τ_rからｔ＝ｔ_k）、
   ν（ｔ）：放射した放射線の所定の周波数応答曲線、
   Ｒ_r：基準長さ、
   Ｒ〜：測定する距離、
   ｍ(Ｎ：基準長さと測定した距離の比の整数部（Ｒ≒ｍ・α・Ｒ_r）、
   α≒１：サンプリング間隔と基準長さの遅延時間との偏差をモデル化した補正率。
7. 距離測定を、前記第１干渉図形の測定した信号振幅、特に
   ｍｉｎ_A〜_,R〜_,m〜［Ａ〜・γ（ｔ）・
   ｃｏｓ（（Ｒ〜／ｍ〜・α・Ｒ_r）Δφ_m・_r（ｔ））−ｓ（ｔ）］²
   の関係式を使用して最適化で行なう、ことを特徴とする請求項１〜５の何れか１項記載の絶対距離測定の方法。ここで、
   ｓ（ｔ）：第１干渉図形の信号振幅、
   Ａ〜：第１干渉図形の評価した信号強度、
   γ（ｔ）：放射したレーザ光の時間の関数としての強度曲線の任意の測定し、
   出力が一定の場合、γ（ｔ）＝１、
   Δφ_m・_r（ｔ_k）＝α・Σ_j=k-m+1 ^j=kΔφ_r（ｔ_j）：仮想干渉図形の位相曲線、
   Δφ_r（ｔ_k）＝２π・∫_t=tk-τ_r ^t=tkν（ｔ）ｄｔ：第２干渉図形の位相曲線、
   ν（ｔ）：放射した放射線の所定の周波数応答曲線、
   Ｒ_r：基準長さ、
   Ｒ〜：測定する距離、
   ｍ(Ｎ：基準長さと測定した距離の比の整数部（Ｒ≒ｍ・α・Ｒ_r）、
   α≒１：サンプリング間隔と基準長さの遅延時間との偏差をモデル化した補正率。
8. 前記測定物の動きの距離測定を、前記第１干渉図形の位相曲線データおよび前記仮想干渉図形の第１の位相曲線データの最適化で行ない、特に、測定する干渉計の信号がノイズで強く汚れている場合、
   ｍｉｎ_R〜_,θ〜_,m〜［（Ｒ〜／ｍ〜・α・Ｒ_r）Δφ_m・_r（ｔ）−Δφ_M（ｔ）
   ＋２π（Ｖ（ｔ；θ〜）・ｔ）／λ］²
   または
   ｍｉｎ_A〜_,R〜_,θ〜_,m〜［Ａ〜・ｃｏｓ｛（Ｒ〜／ｍ〜・α・Ｒ_r）Δφ_m・_r（ｔ）
   ＋２π（Ｖ（ｔ；θ〜）・ｔ）／λ｝−ｓ（ｔ）］²
   の関係式を使用する、ことを特徴とする請求項１〜５の何れか１項記載の絶対距離の測定方法。ここで、
   Δφ_M（ｔ_k）＝２π・［∫_t=tk-τ_m ^t=tkν（ｔ）ｄｔ
   ＋Ｖ・ｔ／λ］：第１干渉図形の位相曲線、
   Δφ_m・_r（ｔ_k）：仮想干渉図形の位相曲線、
   Δφ_r（ｔ_k）＝２π・∫_t=tk-τ_r ^t=tkν（ｔ）ｄｔ：第２干渉図形の位相曲線、
   ｓ（ｔ）：第１干渉図形の信号振幅、
   Ａ〜：第１干渉図形の評価した信号強度、
   ν（ｔ）：放射した放射線の所定の周波数応答曲線、
   Ｒ_r：基準長さ、
   Ｒ〜：測定する距離、
   Ｖ（ｔ；θ〜）：速度変数θの測量する目標物の運動モデル、
   ｍ〜(Ｎ：基準長さと測定した距離の比の整数部（Ｒ≒ｍ・α・Ｒ_r）、
   α≒１：サンプリング間隔と基準長さの遅延時間との偏差をモデル化した補正率。
9. 最適化の近似を、特に
   Ｖ（ｔ；θ）＝ν（一定速度θ＝ν）で簡素化した運動モデル、
   整数関係ｍ〜および測定する距離Ｒ〜の順次測定、
   放射したレーザ光の時間関数としての変化γ（ｔ）の測定を不要にし、
   前記位相曲線データの最適化の代わりに、異なる位相Δφ_M（ｔ_k）−Δφ_M（ｔ_k-1）およびΔφ_m・_r（ｔ_k）−Δφ_m・_r（ｔ_k-1）の最適化で行なう、ことを特徴とする請求項６〜８の何れか１項記載の絶対距離の測定方法。
10. 前記基準長さの較正を、特に、温度に安定又は温度に安定化させた基準素子の手段で行なう、ことを特徴とする請求項１〜９の何れか１項記載の絶対距離の測定方法。
11. 請求項１〜１０記載の何れか１項記載の方法を実行するために、特にプログラムがコンピュータで実行される場合、機械読み出し可能な媒体に記憶させ又は電磁波で具体化されるプログラムコードを備えたコンピュータプログラム。
12. 請求項１〜１０の何れか１記載の方法を実施する絶対距離の測定装置が、少なくとも１つの
    前記放射線を生成し、及び、測量する前記目標物（ＺＩ）に放射する変調可能な放射線源（ＳＱ）、特に波長可変レーザ光源と、
    前記基準長さ（ＲＩ）と、
    放射線源を変調する信号発生器と、
    後方に散乱する放射線の干渉図形を受信し信号に変換する検出器（Ｄ２−Ｄ４）と、
    信号を処理する信号処理部（ＳＰ）、特にデジタル信号処理部、ＦＰＧＡまたはＡＳＩＣと、
    混合器、好ましくはヘテロダイン混合法を実施するクオドレチャー(quadrature)受信器と、を備え、
    検出器（Ｄ２−Ｄ４）および信号処理部（ＳＰ）の配置および設計を、
    前記目標物（ＺＩ）から後方に散乱した放射線のデジタル化した前記第１干渉図形、及び、前記基準長さ（ＲＩ）を介して通過した放射線の前記第２干渉図形を記録するようにし、
    前記仮想干渉図形又はその位相曲線Δφ_m・_r（ｔ_k）が、前記第２干渉図形の位相曲線データから合成出来る、ことを特徴とする絶対距離の測定装置。
13. 前記基準長さを較正する温度に安定又は温度に安定化させた前記基準素子を備えている、ことを特徴とする請求項１２記載の絶対距離の測定装置。
14. 前記基準素子が、気体セル（１８）、特に、アセチレンを封入したセルである、ことを特徴とする請求項１３記載の絶対距離の測定装置。
15. 前記基準素子が、温度安定化させたエタロンである、ことを特徴とする請求項１３記載の絶対距離の測定装置。
16. 前記基準素子が、ゼロデュアーブロック（４）で、入射ビームの回折分離に入口表面で第１の回折格子（５）および出口表面で第２の回折格子（８）を備え、ビーム経路差を有する分離したビーム経路を結合させ、規定周期のヘテロダイン信号を得る、ことを特徴とする請求項１３記載の絶対距離の測定装置。
17. 前記基準素子が、前記ゼロデュアーブロック（４’）で、検出器に案内する少なくとも１つの回折、波長依存のビームガイドの回折格子（９）を備え、信号源の波長の測定を可能にする、ことを特徴とする請求項１３記載の絶対距離の測定装置。

Images