JP2008527931A - 可変ユークリッド距離比とブラインド受信器とを用いた多重分解能変調 - Google Patents

Abstract

【課題】可変ユークリッド距離比とブラインド受信器とを用いた多重分解能変調
【解決手段】無線通信ユーザ端末（ＵＴ）にて２層直角位相偏移キーイング（ＱＰＳＫ）ターボ復号化のための対数尤度比（ＬＬＲ）値を生成するシステムと方法とが提供される。方法は、未知であってただし一般的にはｋ１^２またはｋ２^２として定義されるエネルギー比とともに２層ＱＰＳＫ信号を受信することを含む。方法は、ｋ１^２とｋ２^２との間で不整合エネルギー比（ｋ^２）を選択し、この不整合ｋ^２エネルギー比を用いて２層ＱＰＳＫターボ復号化のためのビットＬＬＲ値を生成する。例えば、受信２層ＱＰＳＫ信号が約４または６．２５のエネルギー比を有すると分かっているとする。ならばｋは約５．０６２５となるよう選択される。換言すると、不整合ｋ^２エネルギー比はｋ１^２とｋ２^２とのおよそ中間点を判定することによって選択される。
【選択図】 図５

Description

（米国特許法第１１９条に基づく優先権の主張）
本特許出願は、２００５年１月１１日に出願された仮特許出願第６０／６４３，２６２号に対する優先権を主張するものであり、この指定代理人へ指定され、参照として本明細書に明確に組み込まれる。

本発明は、一般的に、デジタル通信形式に関し、より具体的には不整合エネルギー比を用いて２層直角位相偏移キーイング（ＱＰＳＫ）ターボ復号化のためのビット対数尤度比（ＬＬＲ）値を効率的に生成するシステムと方法に関する。

無線通信システムは、該システムに結合された装置間で情報を速やかに交換できるようにするため、データ帯域幅の拡大を絶えず追及している。装置に使用できるデータ帯域幅を制限するパラメータには、装置に割り振られるスペクトル帯域幅や装置を結ぶチャネルの品質等がある。

無線通信システムは、データ帯域幅にかかる様々な制約を様々な手法を用いて埋め合わせている。無線通信システムは複数の符号化手法を採用することがあり、チャネルによってサポートされるデータ転送速度に基づき符号化手法を選択することもある。かかるシステムで通信する装置は、チャネルの能力に基づきデータ転送速度を取り決めることがある。かかる通信システムは、多数のポイント・ツー・ポイント・リンクにとっては有利な場合もあるが、単独の送信器が複数の受信器へ概ね同じデータを提供する分散ブロードキャストシステムにおいては理想に満たない場合もある。

無線通信システムは、層状変調とも呼ばれる階層変調を採用することがあり、ここで複数のデータストリームはデータ層の階層にわたって同時に送信される。複数のデータストリームは、ほぼ全ての受信器作動条件において受信を成就できる堅牢な通信リンクであるベース層を含むことができる。複数のデータストリームはまた、ベース層より低い、ベース層と同じ、またはベース層より高いデータ転送速度でブロードキャストされるエンハンスメント層を含むことができる。エンハンスメント層上での通信は受信器にて、ベース層に比べてより高い信号品質を要求する場合がある。したがってエンハンスメント層は、チャネル品質のばらつきにより敏感になる場合がある。

受信器は典型的にベース層にて通信する能力が保証され、典型的にベース層上でデータを復調できる。受信器はまた、エンハンスメント層をサポートするにあたり十分なチャネル条件において、より高いサービス品質を提供するため、または追加のデータ帯域幅を提供するため、エンハンスメント層上で変調されるさらなるデータを復調できる。

階層的に変調された信号の使用は受信器動作を大いに複雑化する。さらに受信器は、電力容量に限りがあるか、または処理能力に限りがある、可搬受信器である場合がある。層状変調の採用に起因する受信器の複雑化には、受信器のサイズと電力消費とコストとを抑える努力に相反する働きがある。

層状変調システムのための復号器は、ベース及びエンハンスメント層の各々を個別に同時に復号するよう構成できる。ベース層復号器とエンハンスメント層復号器は概ね並列に構成でき、同じ受信層状変調シンボルに対しそれぞれ同時に作用できる。ベース及びエンハンスメント層の各々は、受信シンボルに基づき信号品質指標を判定するよう構成されたビット指標モジュールとともに構成できる。ターボ符号化データを有するシステムにおいては、対数尤度比（ＬＬＲ）を判定するようビット指標モジュールを構成できる。この比は、層状変調コンステレーションに用いるエネルギー比とチャネル推定値とに少なくとも部分的には依拠する。

したがって、無線通信ユーザ端末（ＵＴ）にて２層ＱＰＳＫターボ復号化のためのビットＬＬＲ値を生成するための方法が提供される。方法は、一般的にはｋ１^２またはｋ２^２と定義される未知のエネルギー比とともに２層ＱＰＳＫ信号を受信することを含む。方法は、ｋ１^２とｋ２^２との間で不整合エネルギー比（ｋ^２）を選択し、この不整合ｋ^２エネルギー比を用いて２層ＱＰＳＫターボ復号化のためのビット尤度比（ＬＬＲ）値を生成する。例えば、受信２層ＱＰＳＫ信号が約４または約６．２５のエネルギー比を有すると分かっているとする。ならばｋ^２は、約５．０６２５に等しくなるよう選択される。換言すると、不整合ｋ^２エネルギー比は、ｋ１^２とｋ２^２とのおよそ中間点を判定することによって選択される。

発明の詳細な説明

受信器と受信器内の復号器は、階層または層状変調データを復号化するよう構成できる。ベース層復号器はエンハンスメント層復号器と概ね並列に作動するよう構成できるため、受信器の動作と処理負荷は簡素化される。ベース層復号器とエンハンスメント層復号器は、層状変調コンステレーションにて同じ受信シンボルに対し同時に作用するよう構成できる。エンハンスメント層復号器はベース層復号器から概ね独立して作動でき、エンハンスメント層を復号化するときにはベース層復号器からの結果に頼らない。

受信器は、ターボ符号化された階層変調データを復号化するよう構成できる。かかる実施形態において受信器は、概ね並列に構成されたベース層復号器とエンハンスメント層復号器とを含むことができる。ベース層復号器とエンハンスメント層復号器の各々は、対数尤度比等の信号品質指標を判定するよう構成できるビット指標モジュールを含むことができる。

対数尤度比値は、受信信号とチャネル推定値とに、少なくとも部分的には、依拠する。ビット指標モジュールは、ＬＬＲ値の判定にあたって実際のチャネル推定値と所定の値のどちらを用いるべきかを判定するため、チャネル推定値を所定の閾値に照らして比較するよう構成できる。ベース層とエンハンスメント層のＬＬＲ判定の両方に同じチャネル推定値閾値を用いることにより受信器動作は簡素化できる。異なる層状変調エネルギー比に基づき異なるチャネル推定値閾値を使用できる。

図１は、層状変調とも呼ばれる階層変調を採用する無線通信システム１００の一実施形態の機能ブロック図である。システムは、ユーザ端末１１０と通信できる１つ以上の固定要素を含む。ユーザ端末１１０は、例えば階層符号化変調（すなわち２層ＱＰＳＫ）を使用する１つ以上の通信規格に従い作動する無線電話であってもよい。例えばユーザ端末１１０は、第１の通信ネットワークから無線電話信号を受信するよう構成でき、さらに第２の通信ネットワークからデータを情報とを受信するよう構成できる。いくつかの実施形態においては両通信ネットワークが階層符号化変調を実施でき、他の実施形態においては通信ネットワークの内一方が階層符号化変調を実施してもよい。

ユーザ端末１１０は、可搬装置、可動装置、または静止装置であってもよい。ユーザ端末１１０は、可動装置、可動端末、可動局、ユーザ装置、ポータブル、電話等と呼ぶこともできる。図１にはただ１つのユーザ端末１１０が示されているが、典型的な無線通信システム１００が複数のユーザ端末１１０と通信する能力を有することは理解されよう。

ユーザ端末１１０は一般的に、ここで扇形の携帯電話塔として描かれている１つ以上の基地局１２０ａまたは１２０ｂと通信する。ユーザ端末１１０は典型的に、ユーザ端末１１０の中の受信器にて最強の信号強度を提供する基地局と、例えば１２０ｂと、通信する。

基地局１２０ａ及び１２０ｂの各々は、適切な基地局１２０ａ及び１２０ｂとの間で通信信号を行き来させる基地局コントローラ（ＢＳＣ）１４０へ結合できる。ＢＳＣ１４０は、ユーザ端末１１０と公衆交換電話網（ＰＳＴＮ）１５０との間でインターフェイスとして作用するよう構成できるモバイル交換センター（ＭＳＣ）１５０へ結合される。ＭＳＣはまた、ユーザ端末１１０とネットワーク１６０との間でインターフェイスとして作用するよう構成できる。ネットワーク１６０は、例えばローカルエリアネットワーク（ＬＡＮ）またはワイドエリアネットワーク（ＷＡＮ）であってもよい。一実施形態において、ネットワーク１６０はインターネットを含む。したがってＭＳＣ１５０はＰＳＴＮ１５０とネットワーク１６０とへ結合される。ＭＳＣ１５０はまた、１つ以上のメディアソース１７０へ結合できる。メディアソース１７０は、例えばユーザ端末１１０からアクセスできるシステムプロバイダによって提供されるメディアのライブラリであってもよい。例えばシステムプロバイダは、ユーザ端末１１０からオンデマンドでアクセスできる映像や他の何らかの形をとるメディアを提供できる。ＭＳＣ１５０はまた、他の通信システム（図示せず）とのシステム間ハンドオフを調整するよう構成できる。

一実施形態においは、階層的に符号化された信号をユーザ端末１１０へ送信するよう基地局１２０ａ及び１２０ｂを構成できる。例えば、ユーザ端末１１０のみならず他の受信器（図示せず）へ差し向けることができるマルチキャスト信号を送信するよう基地局１２０ａ及び１２０ｂを構成できる。階層符号化信号は、堅牢に構成されるベース層信号と、より低いリンクマージンにて作動し結果的にチャネルにおける変動により敏感であるエンハンスメント層信号とを含むことができる。エンハンスメント層は、ベース層上で供給されるデータにとって補助的なデータを提供するよう、またはサービス品質要求がより低い独立したデータを提供するよう、構成できる。

無線通信システム１００はまた、変調された階層符号化信号をユーザ端末１１０へ送信するよう構成されたブロードキャスト送信器１８０を含むことができる。一実施形態において、ブロードキャスト送信器１８０は基地局１２０ａ及び１２０ｂと連携できる。別の実施形態において、ブロードキャスト送信器１８０は、基地局１２０ａ及び１２０ｂを含む無線電話システムと区別してもよく、同無線電話システムから独立してもよい。ブロードキャスト送信器１８０は、限定はされないが、音声送信器、映像送信器、ラジオ送信器、テレビジョン送信器等、または送信器の組み合わせであってもよい。

ブロードキャスト送信器１８０は、ブロードキャストメディアソース１８２からデータを受信するよう構成でき、さらにデータを階層的に符号化し、階層的に符号化されたデータに基づき信号を変調し、変調された階層符号化データをサービスエリアへブロードキャストするよう構成でき、同サービスエリアにおいてはユーザ端末１１０によってこれを受信できる。ブロードキャスト送信器１８０は、例えばブロードキャストメディアソース１８２から受信したデータからベース層データとエンハンスメント層データとを生成できる。

エンハンスメント層はベース層上で運ばれるデータにとって余剰なデータを運ばないから、階層符号化データ構成は有利である。加えて、受信器がエンハンスメント層を復号化できないことはサービスの減損を招かない。例えば、ベース層は標準映像解像度の映像を送達するよう構成でき、エンハンスメント層は受信映像信号の解像度または信号対雑音比（ＳＮＲ）を上げるさらなるデータを提供できる。別の実施形態において、ベース層は、毎秒１５フレームの映像信号等、所定の品質を有する信号を提供するよう構成でき、エンハンスメント層は、ベース層上で運ばれる情報を補うよう構成できる。例えば、毎秒３０フレームの映像信号をサポートするための情報を運ぶようエンハンスメント層を構成できる。かかる構成において、エンハンスメント層データを復号化できないことは信号解像度の低下、信号品質またはＳＮＲの低下を招くが、信号の全面的損失には至らない。

ユーザ端末１１０は、受信信号を復調してベース層を復号化するよう構成できる。ユーザ端末１１０の中の受信器は、ベース層復号器の標準部分としてエラー制御機構を実施できる。ユーザ端末１１０の中の受信器は、ベース層復号器のエラー制御機構を用いてエンハンスメント層復号化の成功の見込みを判定することができる。ユーザ端末１１０の中の受信器はその後、ベース層の復号化に使われるエラー制御機構で生成される統計または指標に基づきエンハンスメント層を復号化するか否かを判定できる。

別の実施形態において、ユーザ端末１１０は、エンハンスメント層を復号化するときにベース層情報に頼ることなく、ベース層とエンハンスメント層とを概ね同時に復号化するよう構成できる。例えばユーザ端末１１０は、単一の復号器閾値を判定し、両ベース及びエンハンスメント層を復号化するときに単一の復号器閾値を使用するよう構成できる。復号器閾値は、階層的に変調されるデータの特性に部分的に基づいてもよい。例えば復号器閾値は、ベース層に対するエンハンスメント層のパワーまたはエネルギーの比に基づいてもよい。復号器閾値はまた、シンボルエラー率、ビットエラー率、パケットエラー率、またはフレームエラー率等、所望のエラー率に部分的に基づいてもよい。復号器閾値は固定してもよく、あるいは例えば変化する所望サービス品質に、または変化する階層変調データ特性に、基づき変化してもよい。

図２Ａ及び２Ｂは階層変調のコンステレーション図である。一例として、図１の無線通信システム１００は図２Ａに示す方法で階層変調を実施してもよい。この階層変調実施は、ＱＰＳＫ上の直角位相偏移キーイング（ＱＰＳＫ）と呼ぶことができる。実施はＱＰＳＫ変調ベース層を含む。図２ＡにはＱＰＳＫ上のＱＰＳＫ階層変調実施が図解されているが、本明細書で開示される復号器の装置と方法は特定タイプの階層変調に限定されない。例えば、他の階層変調実施にはＱＰＳＫ上の１６−ＱＡＭを、または他の何らかの形をとる階層変調を、使用できる。

ＱＰＳＫベース層は４つの点２０２ａ〜２０２ｄによって定義される。ただし後ほど説明するとおり、これらの点は階層変調における実際のコンステレーション点に一致する必要はない。エンハンスメント層もまたＱＰＳＫ変調される。ＱＰＳＫ変調されたエンハンスメント層はＱＰＳＫベース層コンステレーションの上に出現する。エンハンスメント層のＱＰＳＫコンステレーションは４つの位置を含むが、このコンステレーションは、ベース層の４つのコンステレーション点２０２ａ〜２０２ｄのいずれかを中心とすることができる。

一例として、ベース層点２０２ｂは第２の象限に出現し、ここで同相（Ｉ）信号成分は負であり、直交（Ｑ）信号成分は正である。ベース層点２０２ｂの上には、エンハンスメント層の４つのコンステレーション点２１０ａ〜２１０ｄがある。同様に、各象限はベース層の点２０２ａ〜２１０ｄに対応するエンハンスメント層の４つのコンステレーション点を有する。

ベース及びエンハンスメント層データは、所定のマップまたはアルゴリズムに基づきコンステレーションシンボルへマップできる。例えば、ベース層データとエンハンスメント層データは各シンボルにつき２ビットをそれぞれ含むことができ、このようにしてベース層及びエンハンスメント層データの組み合わせは４ビットとなる。マッピング操作は４ビットを取り、１６−ＱＡＭコンステレーション、またはＱＰＳＫ上のＱＰＳＫコンステレーション等、所定のコンステレーションからシンボルへそれらをマップできる。

図２Ｂは、ある特定の階層変調実施の一実施形態のコンステレーション図２６０である。図２Ｂのコンステレーション図２６０は実質的には１６−ＱＡＭコンステレーションであり、ここでベース層データはコンステレーションの特定の象限へマップし、エンハンスメント層データはコンステレーションの中の特定の位置へマップする。１６−ＱＡＭコンステレーション２６０は一定の間隔を置く必要はないが、各象限の中では一定の間隔を、異なる象限の中で最寄の点間には異なる間隔を有するよう修正することはできる。さらに、コンステレーションの中の点のいくつかは、象限の中間点に対し鏡映できる。

信号マッピングブロックへの入力は、ベース層からの２ビット（ｂ_３ｂ_１）とエンハンスメント層からの２ビット（ｂ_２ｂ_０）とを含む。ベース層ストリームは、エンハンスメント層ストリームとエネルギー比ｋ^２に関しより高いパワーレベルで送信される。

ＯＦＤＭシステムの同じ論理チャネルにおいては複数のトーンに同じエネルギー比を使用でき、ここで論理チャネルはＯＦＤＭトーングループから１つ以上のトーンを含むことができる。ただし、エネルギー比は論理チャネルから論理チャネルにかけて変化し得る。したがって、信号マッピングブロックはエネルギー比に応じて同じデータを異なるコンステレーションへマップでき、コンステレーションはエネルギー配給量によって決まる。

例えば、ベース及びエンハンスメント層データを２つのコンステレーションの内一方へマップするよう信号マッピングブロックを構成でき、ここで２つのコンステレーションは４及び９のエネルギー比に対応する。層状変調信号コンステレーションはグレイマッピングに準拠し、エネルギー比ｋ^２が４に等しい場合には、層状変調の信号コンステレーションが１６−ＱＡＭの信号コンステレーションと同等であることに注意されたい。

他の実施形態において、層状変調の単一コンステレーションは２つのスケール化ＱＰＳＫ信号コンステレーションの簡素な追加である。図２Ｂに示すコンステレーションと異なり、かかるＱＰＳＫコンステレーションの簡素な追加はグレイマッピング規則に準拠しない。グレイマッピングに準拠しない信号コンステレーションは、グレイマッピングに準拠するコンステレーションに比べて性能の劣化をもたらすことがある。

ベース及びエンハンスメント層のそれぞれの象限を定義する基礎データは、１つ以上の符号化プロセスを用いて符号化できる。使用する符号化プロセスはどんな符号化プロセスであってもよく、復号器が特定の符号器に対応する点を除き、符号化の種類は本明細書で開示される復号化装置及び方法に制限を課すものではない。符号器は、例えば畳み込み符号器、ターボ符号器、ブロック符号器、インターリーバ、ＣＲＣ符号器、符号器の組み合わせ、及び同類のもの、またはデータを符号化する他の何らかのプロセスまたは装置を含むことができる。

図３は、階層符号化変調システムのために構成された送信器３００の一実施形態の機能ブロック図である。一実施形態においては、図１のブロードキャスト送信器の中で送信器３００を実施できる。図３の送信器３００は、図２Ｂのコンステレーションを使用する直交周波数分割多重アクセス（ＯＦＤＭＡ）または直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）システムでの階層変調のために構成できる。ただし図３に示す送信器３００は一実施形態に相当し、開示される復号装置及び方法に制限を課すものではない。例えば、階層符号化データを用いて単一キャリアシステムを変調でき、受信器内の対応する復号器は層状変調を用いて単一キャリアに作用するよう構成できる。

送信器３００は、概ね同じベース層及びエンハンスメント層処理ブロック３１０及び３２０をそれぞれ含むことができる。ベース層処理ブロック３１０はベース層データを所望の変調形式に、例えばＱＰＳＫに、加工するよう構成できる。同様にエンハンスメント層処理ブロック３２０はエンハンスメント層データを所望の変調形式へ、例えばＱＰＳＫへ、加工するよう構成できる。

ベース層処理ブロック３１０とエンハンスメント層処理ブロック３２０はソース符号器（図示せず）からそれぞれのデータを受信し、同ソース符号器は図１のブロードキャストメディアソースであってもよい。一実施形態において、ベース層データとエンハンスメント層データは、映像信号、音声信号、または映像及び音声信号のいくつかの組み合わせを含むことができる。ベース層における映像／音声信号は、受信器にて基礎的品質のサービスを再現するにあたって必要とされるデータに相当する。エンハンスメント層における映像／音声信号は、受信器にてより高い品質のサービスをもたらすにあたって必要とされるさらなるデータに相当する。したがって、２つの層（ベース層とエンハンスメント層）を復号化できるユーザは高品質の映像／音声信号を享受でき、他方ベース層を復号化できるユーザは最低限の品質の映像／音声信号を入手できる。

ベース層処理ブロック３１０とエンハンスメント層処理ブロック３２０の各々の中で、データはブロック符号化のためリードソロモン符号器３０１または３１１へ結合される。リードソロモン符号器３０１及び３１１の出力はそれぞれのターボ符号器３０３及び３１３へ結合される。ターボ符号器３０１及び３１１は、所定の符号化レートに従いデータをターボ符号化するよう構成できる。この符号化レートは固定でき、または複数の符号器レートから選択できる。例えば、１／３、１／２、または２／３の符号化レートを提供するようターボ符号器３０１及び３１１を別個に構成できる。

バーストエラーへの耐性を向上させるため、ターボ符号器３０３及び３１３の出力はそれぞれのビットインターリーバ３０５及び３１５へ結合される。ビットインターリーバ３０５及び３１５の出力はそれぞれのスロット割り当てモジュール３０７及び３１７へ結合される。スロット割り当てモジュール３０７及び３１７は、時分割多重システムにおけるインターリービングタイムスロット等、所定のタイムスロットに符号化シンボルをタイムアラインするよう構成できる。スロット割り当てモジュール３０７及び３１７の出力はそれぞれのスクランブラ３０９及び３１９へ結合される。スクランブラ３０９及び３１９の出力は、符号化されたベース層及びエンハンスメント層シンボルに相当する。

２つの層からのシンボルは信号マッピングブロック３３０にて組み合わされる。信号マッピングブロック３３０は、層状変調のためベース及びエンハンスメント層シンボルをコンステレーション内の特定の点へマップするよう構成できる。例えば、１対のベース層シンボルを１対のエンハンスメント層シンボルとともに層状変調コンステレーション内の１点へマップするよう信号マッピングブロック３３０を構成できる。信号マッピングブロック３３０は、所定のエネルギー比を有するコンステレーションへ各々の論理チャネルをマップするよう構成できる。ただし、異なるエネルギー比を有するコンステレーションへ異なる論理チャネルをマップすることができる。

信号マッピングブロック３３０の出力は、マップされたコンステレーション点を特定の論理チャネルへインターリーブするよう構成されたタイムインターリーバ３４０へ結合される。先に説明したとおり、システムは時分割多重構成を実施でき、ここで単一の論理チャネルは複数の他の論理チャネルとともに時分割される。論理チャネルの集合はタイムインターリーブでき、さもなくばラウンドロビン割り当て等、所定の時分割アルゴリズムを用いて時分割できる。

タイムインターリーバ３４０の出力はサブキャリア割り当てモジュール３５０へ結合される。サブキャリア割り当てモジュールは、ＯＦＤＭトーンセットから１つ以上のトーン、周波数、またはサブキャリアを、タイムインターリーブ済み論理チャネルからなる各セットへ割り当てるよう構成できる。タイムインターリーブ済み論理チャネルのセットへ割り当てられるサブキャリアのサブセットは、１つのチャネルから、複数のサブキャリア、使用可能な全サブキャリアにまで及ぶ。サブキャリア割り当てモジュール３５０は、論理チャネルの逐次タイムインターリーブ済みセットを所定のアルゴリズムに従いサブキャリアのサブセットへマップできる。この所定のアルゴリズムは、論理チャネルを永続的に割り当てるよう構成でき、あるいは周波数ホッピングアルゴリズムに従いサブキャリアを割り当てるよう構成できる。

サブキャリア割り当てモジュール３５０の出力は、割り当てられた層状変調シンボルに基づきサブキャリアを変調するよう構成されたＯＦＤＭシンボルモジュール３６０へ結合される。変調されたＯＦＤＭサブキャリアはＯＦＤＭシンボルモジュール３６０からＩＦＦＴモジュール３７０へ結合され、同ＩＦＦＴモジュールは、ＯＦＤＭシンボルを生成し、循環プレフィックスを、または所定の長さを、後ろに付加する、または前に付加するよう構成できる。

ＩＦＦＴモジュール３７０からのＯＦＤＭシンボルは成形ブロック３８０へ結合され、ここでＯＦＤＭシンボルを成形する、クリッピング、窓化する等して加工できる。成形ブロック３８０の出力は、送信のための所望作動周波数帯への変換のため送信ＲＦプロセッサ３９０へ結合される。例えば送信ＲＦプロセッサ３９０の出力は、無線送信用のアンテナ（図示せず）を含むことができ、またはこれに結合することができる。

図４は、図３の送信器によって生成された階層変調データを復号化するよう構成された受信器４００の機能ブロック図である。一実施形態においては、図１のシステムのユーザ端末の中で受信器４００を実施できる。

受信器４００は、送信されたＲＦ ＯＦＤＭシンボルを受信し、それらを処理し、それらをベースバンドＯＦＤＭシンボルへ、または実質的にはベースバンド信号へ、周波数変換するよう構成された受信ＲＦプロセッサを含む。信号は、ベースバンド信号からの周波数オフセットが信号帯域幅のごく一部であるなら、またはさらなる周波数変換を省いて信号の直接的処理を許すにあたり信号が十分に低い中間周波数にあるなら、実質的にベースバンド信号と呼ぶことができる。受信ＲＦプロセッサ４１０からのＯＦＤＭシンボルは、ＯＦＤＭシンボルを階層変調周波数領域サブキャリアへ変形するよう構成されたＦＦＴモジュール４２０へ結合される。

ＦＦＴモジュール４２０は、所定のパイロットサブキャリア等、１つ以上のサブキャリアをチャネル推定器４３０へ結合するよう構成できる。このパイロットサブキャリアは、例えば１つ以上の等しく間隔を置くＯＦＤＭサブキャリアのセットであってもよい。チャネル推定器４３０は、パイロットサブキャリアを用いて受信ＯＦＤＭシンボルに影響を及ぼす様々なチャネルを推定するよう構成される。一実施形態においては、サブキャリアの各々に対応するチャネル推定値を判定するようチャネル推定器４３０を構成できる。ある特定のサブキャリアにおけるチャネル推定値は、近傍のサブキャリアの、例えばパイロットサブキャリアの所定のコヒーレンス帯域幅の中にあるサブキャリアの、チャネル推定値として使用できる。

ＦＦＴモジュール４２０からのサブキャリアとチャネル推定値は、サブキャリアシンボルデインターリーバ４４０へ結合される。シンボルデインターリーバ４４０は、図３のサブキャリア割り当てモジュールによって行われるシンボルマッピングを逆転させるよう構成できる。

受信器４００は、各々のＯＦＤＭサブキャリアまたはトーンに対しベース層復号化とエンハンスメント層復号化を実行するよう構成される。明快と簡潔を図るため、図４は単独のベース層復号器とエンハンスメント層復号器とを図解する。

ベース層復号器とエンハンスメント層復号器は概ね並列に作動できる。復号器モジュールの各々は、同じ受信シンボルに対し同時に作用するよう構成できる。よって、エンハンスメント層復号器はベース層復号器から概ね独立して作動でき、エンハンスメント層データを復号化するときにはベース層復号器の結果に頼らない。

図４の受信器４００実施形態に図解された復号器は、ターボ符号化層状変調データを復号化するよう構成される。無論、送信器がタイプの異なる符号化を引き起こすよう構成されるなら、この符号器のタイプに受信器４００の復号器を整合させる。例えば送信器は、ターボ符号化、畳み込み符号化、低密度パリティ検査（ＬＤＰＣ）符号化、または他の何らかの符号化を用いてデータを符号化するよう構成できる。かかる実施形態においては相補的な復号器を用いて受信器４００を構成する。よって、受信器４００のベース層復号器とエンハンスメント層復号器の各々は、ターボ復号化、ビタビ復号化等を用いる畳み込み復号化、ＬＤＰＣ復号化、または他の何らかの復号器、または復号器の組み合わせを提供するよう構成できる。

階層変調トーンの各々はベース層ビット指標モジュール４５０とエンハンスメント層ビット指標モジュール４６０へ結合される。ビット指標モジュール４５０及び４６０は階層変調トーンに作用することにより受信シンボルの品質を指摘する指標を判定することができる。

シンボルがターボ符号化される一実施形態においては、受信シンボルの対数尤度比（ＬＬＲ）を判定するようビット指標モジュール４５０及び４６０を構成できる。ＬＬＲは尤度比の対数である。この比は、元のビットが０に等しくなる見込みに対し元のビットが１になる見込みと定義することができる。あるいは逆に、この比は、ＬＬＲが元のビットが１に等しくなる見込みに対し元のビットが０になる見込みと定義することもできる。これら２つの定義に実質的な違いはない。ビット指標モジュール４５０及び４６０はＬＬＲ値を判定するため、例えばシンボルマグニチュードとチャネル推定値とを使用することができる。

各々のビット指標モジュール４５０及び４６０はＬＬＲ値を判定するため、チャネル推定値と受信信号とを利用する。ノイズ推定値を使用することもできる。ただし、ノイズ推定値にかかわりなく同じ結果を提供するターボ復号化法を使用するなら、ノイズ推定値項は実質的に無視できる。かかる実施形態において、ビット指標モジュール４５０及び４６０ハードウェアはＬＬＲ値の計算にあたって所定の値をノイズ推定値として使用することができる。

ベースビット指標モジュール４５０の出力はベース層プロセッサ４７０へ結合される。エンハンスメント層ビット指標モジュール４６０の出力は、機能的にはベース層プロセッサ４７０と同様の働きをするエンハンスメント層プロセッサ４８０へ結合される。例えば、ビット指標モジュール４５０及び４６０からそれぞれのベース層またはエンハンスメント層プロセッサ４７０及び４８０にかけてＬＬＲ値が結合される。

ベース層プロセッサ４７０は、受信したＬＬＲ値に作用することにより符号器で行われたシンボルスクランブリングを逆転させるよう構成されたデスクランブラ４７２を含む。シンボルデスクランブラ４７２の出力は、あらかじめインターリーブされたシンボルをデインターリーブするよう構成されたビットインターリーバ４７４へ結合される。ビットデインターリーバ４７４の出力は、ターボ符号器で使われる符号化レートに従いターボ符号化シンボルを復号化するよう構成されたターボ復号器４７６へ結合される。例えば、ターボ復号器４７６は、１／３、１／２、または２／３レートのターボ符号化データの復号化を実行するよう構成できる。ターボ符号器４７６は、例えばＬＬＲ値に作用する。ターボ復号器４７６からの復号化出力はリードソロモン復号器４７８へ結合され、同リードソロモン復号器は、リードソロモン符号化ビットに部分的に基づきベース層ビットを回復するよう構成できる。こうして得たベース層ビットはソース復号器（図示せず）へ移される。

エンハンスメント層プロセッサ４８０はベース層プロセッサ４７０と同様に作動する。

デスクランブラ４８２はエンハンスメントビット指標モジュール４６０からＬＬＲ値を受信する。この出力はビットデインターリーバ４８４とターボ復号器４８６とへ結合される。ターボ復号器４８６の出力はリードソロモン復号器４８８へ結合される。こうして得たエンハンスメント層ビットはソース復号器（図示せず）へ移される。

ＬＬＲのための正確な式は下記により与えられる、

この等式で、ＬＬＲ_ｎは変調シンボルによって符号化されるｎ番目のビットのＬＬＲであり、ｂ_ｎはコンステレーション点Ｇ（Ｓ）のｎ番目のビットを示す。値ｒは受信シンボルを表し、ｃはチャネル推定値を表し、Ｎ_０はノイズ推定値を表す。正確な解の計算は一般的に、実用化するにあたってあまりにも複雑か、またはあまりにも処理集約的である。変数の最大値として近似値を求めることができる。ＱＰＳＫの場合、この近似式は、実際は、正確なＬＬＲ式に一致する。エネルギー比ｋ^２の２層ＱＰＳＫについて、これより近似式を詳しく説明する。

ＬＬＲ計算ブロックにおいて、ＬＬＲ値はチャネル推定ブロックからのチャネル推定値に依存する。各層の性能は、チャネル推定アルゴリズムに使われる閾値に依存する。チャネル推定閾値はチャネル推定値の使用を左右する値を表す。つまり、チャネル推定値が閾値を超過するなら、実際のチャネル推定値が使われる。逆に、チャネル推定値が閾値に満たなければ、チャネル推定値に所定の値が代入され、この所定の値は、例えばゼロでもよく、または他の何らかの十分に小さい値でもよい。チャネル推定値が閾値に等し場合には、実際のチャネル推定値を使用するか、または所定の値を使用するよう受信器を構成できる。決定が着実に遂行されるなら、いずれの選択肢も実用的である。

受信器のチャネル推定モジュールは、ＯＦＤＭシステム等の多重チャネルシステムにおいて各トーンにつきチャネルを推定する。よって、チャネル推定モジュールまたは各ビット指標モジュールはチャネル推定値を閾値に比較することができる。エネルギー比次第で最適な閾値を決めることができるため、閾値に対するチャネル推定値の比較はビット指標モジュールで遂行すると有利な場合がある。

閾値は、２つのチャネルモデル、すなわち１２０ｋｍ／ｈｒの反復国際電気通信連合（ＩＴＵ）ペデストリアンＢ（ＰＥＤＢ）モデルと２０ｋｍ／ｈｒの反復先進テレビジョンシステム委員会（ＡＴＳＣ）モデルとで最適化できる。

図５は、エネルギー比の変化を示す２層ＱＰＳＫコンステレーション図の詳細な描写である。４、５．０６２５、及び６．２５のエネルギー比（ｋ^２）が示されている。

再び図２Ｂを参照し、層間の関係を４のエネルギー比（ｋ^２）とともに示す２層ＱＰＳＫコンステレーションが描かれている。値ｋは図面において、ベース層点を、ベース層点とエンハンスメント層点の内１つとの差の実数成分で割った実数成分として描くことができる。

場合によっては、送信器で使われるエネルギー比（すなわち４．０または６．２５）を受信器が把握できないことがある。本発明は、この状況で２層ＱＰＳＫデータを効率的に復号化するプロセスを説明するものである。受信器は、１／３、１／２、または２／３のターボ符号レートのみならず、たとえエネルギー比が未知であったとしても、図２Ｂのとおりにコンステレーション層間の関係を定義する。入力及び出力のビット幅は要求に応じ９ビット符号付き整数（９ｓ）と６ビット符号付き（６ｓ）整数である。復号化指標は、両エネルギー比極端に通用する不整合エネルギー比を使用することにより、受信器側でのハードウェア実施の複雑さを最小限に抑えながら性能劣化をごく僅かにとどめる。つまり、不整合エネルギー比を用いてターボ復号器のためのビットＬＬＲを生成でき、最悪の場合の性能劣化は反復ＰＥＢＤチャネル（１２０ｋｍ／ｈｒ）と反復ＡＴＳＣチャネル（２０ｋｍ／ｈｒ）とで０．１ｄＢである。

図６は、無線通信ユーザ端末（ＵＴ）にて２層ＱＰＳＫターボ復号化のためビットＬＬＲ値を生成する方法を図解するフローチャートである。明快を図るため番号が付された一連のステップとして方法が描かれているが、この番号付けは必ずしもステップの順序を決定づけるものではない。これらのステップのいくつかを省略できること、平行して遂行できること、または厳密な順序の維持を義務づけずに遂行できることは理解されたい。方法はステップ６００で始まる。

ステップ６０２は、典型的には約ｋ１^２または約ｋ２^２であるエネルギー比とともに２層ＱＰＳＫ信号を受信する。ステップ６０４は、ｋ１^２とｋ２^２との間で不整合エネルギー比（ｋ^２）を選択する。ステップ６０６は、この不整合ｋ^２エネルギー比を用いて２層ＱＰＳＫターボ復号化のためのビットＬＬＲ値を生成する。

図７は、図６の方法をさらなる詳細とともに示すフローチャートである。方法はステップ７００で始まる。ステップ７０２は、未知ではあるが一般的にはｋ１^２またはｋ２^２として定義されるエネルギー比とともに２層ＱＰＳＫ信号を受信する。ステップ７０４は、ｋ１^２とｋ２^２との間で不整合エネルギー比（ｋ^２）を選択する。ステップ７０６は、この不整合ｋ^２エネルギー比を用いて２層ＱＰＳＫターボ符号化のためのビットＬＬＲ値を生成する。例えばステップ７０２は、約４または約６．２５のエネルギー比とともに２層ＱＰＳＫ信号を受信できる。次にステップ７０４は、約５．０６２５に等しくなるようｋ^２を選択する。ステップ７０８は、ステップ７０６で生成されたビットＬＬＲ値を用いてターボ復号化を実行する。

一態様において、ステップ７０４で不整合ｋ^２エネルギー比を選択することはサブステップを含む。ステップ７０４ａはｋ１^２とｋ２^２とのおよそ中間点を判定し、ステップ７０４ｂはおよそ中間点に等しいｋ^２を設定する。なお、およそ中間点は臨時に判定してもよく、あるいはこれは工場で、またはＵＴ装置の初期化のときに、ロードされ設定される所定の値であってもよい。送受信プロセスにおけるエラーと、限られたビット位置数を計算に用いることによって課せられる制約とを計算に入れるため、「およそ」という言葉を用いる。別の態様において、ステップ７０６は２層ＱＰＳＫターボ符号化のためのビットＬＬＲ値を生成し、最悪の場合の劣化は０．１ｄＢに満たない（下の表１を参照）。

上で詳述したとおり、ステップ７０２は２層ＱＰＳＫ信号を、各シンボルにつき同相（Ｉ）成分と直交（Ｑ）成分とともに受信し、ステップ７０６は不整合ｋ^２エネルギー比を用いて４つのビット（ｂ３、ｂ２、ｂ１、及びｂ０）のＬＬＲ値を生成する。

より明確に、ｂ０とｂ２のＬＬＲ値は複素受信信号（ｒ）の実数成分に専ら依存するから、各ｂ０及びｂ２ビットにつきＬＬＲ値を次のとおりに判定でき、

ここでＪは、ｂ０ならｖ、ｂ２ならｗであり、

ｒは複素受信信号であり、
Ｃは複素チャネル推定値であり、
Ｃ^＊はＣの複素共役である。

同様に、各ｂ１及びｂ３ビットにつきＬＬＲ値は次のとおりに判定され、

ここでＪは、ｂ１ならｖ、ｂ３ならｗであり、
ｓｇｎ（Ｊ）はＪの符号ビットである。

図８は、ｖの例示的な計算を示す詳細な描写である。この計算は、ソフトウェア、ハードウェア、またはソフトウェアとハードウェアの組み合わせで実行できる。図示されたとおり、ｖは以下の操作に応じて判定され、
Ｃ_Ｉ、Ｃ_Ｑ、ｒ_Ｉ、及びｒ_Ｑを９ビット符号付き整数として、そして

を６ビット符号なし整数として表し、

１７ビット符号付き整数まで飽和され、

ここで結果を丸めることにより１５ビット符号付き整数を作る。

図９は、ｗの例示的な計算を示す詳細な描写である。図示されたとおり、ｗは以下の操作に応じて判定でき、
Ｃ_Ｉ、Ｃ_Ｑ、ｒ_Ｉ、及びｒ_Ｑを９ビット符号付き整数として、そして

を６ビット符号なし整数として表し、

１７ビット符号付き整数まで飽和され、

ここで結果を丸めることにより１５ビット符号付き整数を作る。

図１０は、ｋ・Ｃ^＊・Ｃ、またはＹの例示的な計算を示す詳細な描写である。図示されたとおり、ｋ・Ｃ^＊・Ｃは以下の操作に応じて判定され、
Ｃ_Ｉ及びＣ_Ｑを９ビット符号付き整数（２^７の換算計数）として、そしてｋを３ビット符号なし整数として表し、

１７ビット符号なし整数（２^１４の換算計数）、
Ｐ・ｋ＝ｋ・Ｃ^＊・Ｃ、ここで結果を丸めることにより１５ビット符号なし整数Ｙを作る（２^１１の換算計数）。

図１１は、ｂ２及びｂ０の例示的な計算を示す詳細な描写である。図示されたとおり、ｂ２及びｂ０（ｂ_２，０）は以下の操作に応じて判定され、
Ｙの最下位ビット（ＬＳＢ）を切り捨て１４ビット符号なし整数ＹＹを作り、
Ｊの絶対値を取り（ここでＪは、ｂ０ならｖ、ｂ２ならｗ）１４ビット符号なし整数Ｕを作り、
Ｕ−ＹＹ＝Ｒ、１５ビット符号付き整数、
Ｒを７ビット左にシフトし（Ｒに２^７を掛ける）、
結果を丸めて１２ビット符号付き整数ＤＤを作り、
ＤＤを飽和させ６ビット符号付き整数ｂ_２，０を作る。

図１２はｂ３及びｂ１の例示的な計算を示す詳細な描写である。図示されたとおり、ｂ３及びｂ１（ｂ_３，１）は以下の操作に応じて判定でき、
Ｊの絶対値を取り（ここでＪは、ｂ１ならｖ、ｂ３ならｗ）１４ビット符号なし整数Ｕを作り、
Ｕ・（ｋ−１）＝Ｘ、１６ビット符号なし整数、
Ｕ・ｋ＝Ｘ、１７ビット符号なし整数、
Ｘ−Ｙ、１８ビット符号付き整数Ｓを作り、
（２・Ｕ）−Ｙ、１６ビット符号付き整数Ｔを作り、
ＸをＳにより多重化し、Ｔの符号ビットを選択信号として使用し、１８ビット符号なし整数Ｚを作り、
Ｚを左に５ビットシフトし（２^５を掛ける）、
結果を丸めて１２ビット符号付き整数ＡＡを作り、
ＡＡを飽和させ６ビット符号付き整数ＢＢを作り、
Ｊの最上位ビット（符号）をＢＢに掛け、６ビット符号付き整数ｂ_３，１を作る。

固定点実施からのシミュレーション結果は、反復ＰＥＢＤチャネル（１２０ｋｍ／ｈｒ）と反復ＡＴＳＣチャネル（２０ｋｍ／ｈｒ）の場合にエネルギー比不整合による最悪の場合の性能劣化が０．１ｄＢであることを示している。

調査した層状変調においてはベース層とエンハンスメント層とが不平等にエラー保護された。ベース層は一般的にエンハンスメント層より良好に保護される。表１における負の値は、不整合ｋ^２を使った性能が整合エネルギー比を使って得ることのできる性能すら凌ぐことを意味する。

図１３は、２層ＱＰＳＫターボ復号化のためビットＬＬＲ値を生成する無線通信ＵＴの概略ブロック図である。ＵＴ１３００は、ｋ１^２またはｋ２^２のエネルギー比とともに２層ＱＰＳＫ信号を受け付けるエアインターフェイス入力をライン１３０４上に、そして複素受信信号成分（ｒ）と複素チャネル推定値（Ｃ）とをそれぞれ供給する出力をライン１３０６及び１３０８上に、有する受信器フロントエンド１３０２を備える。対数尤度比（ＬＬＲ）モジュール１３１０は、複素受信信号成分と複素チャネル推定値とを受信する入力をライン１３０６及び１３０８上に有する。図１３は図４に示すシステムの簡略版である。図４の要素４１０、４２０、４３０、及び４４０は、図１３の受信器フロントエンド１３０２によって実行される機能の多くを実行すると理解できる。いくつかの態様において、ＵＴ１３００は図１のＵＴ１１０として実行することができる。

ＬＬＲモジュール１３１０は、ｋ１^２とｋ２^２との間で不整合エネルギー比（ｋ^２）を選択し、このｋ^２エネルギー比を用いて２層ＱＰＳＫターボ復号化のためのビットＬＬＲ値をライン１３１２上の出力にて供給する。出力１３１２はターボ復号器１３１４へ接続される。ＬＬＲモジュール１３１０は通常、ｋ１^２とｋ２^２とのおよそ中間点としてｋ^２を選択する。例えば、受信器１３０２が約４または約６．２５のエネルギー比とともに２層ＱＰＳＫ信号を受け付けるなら、ＬＬＲモジュール１４１０は約５．０６２５に等しくなるようｋ^２を選択する。

図７〜１１の説明で上述したとおり、受信器１４０２は同相（Ｉ）成分と直交（Ｑ）成分とともに２層ＱＰＳＫ信号を受け付け、ＬＬＲモジュール１４０１は４つのＬＬＲビット値（ｂ３、ｂ２、ｂ１、及びｂ０）を生成する。

ＬＬＲモジュール１３１０は、各ｂ０及びｂ２ビットにつきＬＬＲ値を次のとおりに判定し、

ここでＪは、ｂ０ならｖ、ｂ２ならｗであり、

ｒは複素受信信号であり、
Ｃは複素チャネル推定値であり、
Ｃ^＊はＣの複素共役である。

ＬＬＲモジュール１３１０は、各ｂ１及びｂ３ビットにつきＬＬＲ値を次のとおりに判定し、

ここでＪは、ｂ１ならｖ、ｂ３ならｗであり、
ｓｇｎ（Ｊ）はＪの符号ビットである。

ＬＬＲ機能のさらなる詳細は上の図７〜１１の説明に見ることができ、簡潔を図るためここでは繰り返さない。

図１４は、２層ＱＰＳＫターボ復号化のためビットＬＬＲ値を生成するプロセッサの概略ブロック図である。プロセッサ１４００は、複素受信信号を受信する入力をライン１４０２上に、そしてＱＰＳＫシンボルの複素チャネル推定値を受信する入力をライン１４０４に、備える。

対数尤度比（ＬＬＲ）セクション１４０６は、複素受信信号（ｒ）と複素チャネル推定値（Ｃ）とを受信する入力をライン１４０２及び１４０４に有する。ＬＬＲセクション１４０６は、ｋ１^２とｋ２^２との間で不整合エネルギー比（ｋ^２）を選択し、このｋ^２エネルギー比を用いて２層ＱＰＳＫターボ復号化のためのビットＬＬＲ値を生成する。ライン１４０８上の出力はターボ復号器（図示せず）へ接続される。ＬＬＲセクション１４０６は通常、ｋ１^２とｋ２^２とのおよそ中間点としてｋ^２を選択する。例えば、プロセッサ入力１４０２／１４０４が約４または約６．２５のエネルギー比とともに２層ＱＰＳＫ信号の複素受信信号と複素チャネル推定値とを受け付けるなら、ＬＬＲセクション１４０６は約５．０６２５に等しくなるようｋ^２を選択する。

マイクロプロセッサ（μＰ）１４０１とメモリ１４１２もまた図示されている。上述したプロセスの一部または全部は、メモリ１４１２に格納されたマイクロプロセッサ実行可能命令の助けを借りて実行できる。この場合、本発明は、２層ＱＰＳＫターボ復号化のためのビットＬＬＲ値を生成する操作を実行するため、メモリ１４１２に格納され、マイクロプロセッサ１４１０等のデジタル処理装置によって実行できる、機械可読命令からなるプログラムを実体的に具現する信号荷担媒体として説明することができる。操作はステップ、すなわちｋ１^２またはｋ２^２のエネルギー比とともに２層ＱＰＳＫ信号を受信するステップと、ｋ１^２とｋ２^２との間で不整合エネルギー比（ｋ^２）を選択するステップと、この不整合ｋ^２エネルギー比を用いて２層ＱＰＳＫターボ復号化のためのビットＬＬＲ値を生成するステップとを含む。

不整合ｋ^２エネルギー比を選択することは、ｋ１^２とｋ２^２との間でおよそ中間点を判定することと、およそ中間点に等しいｋ^２を設定することとを含んでもよい。例えば、エネルギー比が約４または約６．２５であるなら、約５．０６２５に等しくなるようｋ^２が選択される。ＬＬＲ機能のさらなる詳細は上の図７〜１１の説明に見ることができ、簡潔を図るためここでは繰り返さない。

図１５は、２層ＱＰＳＫターボ復号化のためビットＬＬＲ値を生成する無線通信ＵＴの別型を描く概略ブロック図である。ＵＴ１５００は、ｋ１^２またはｋ２^２のエネルギー比とともに２層ＱＰＳＫ信号を受け付ける手段１５０２を備える。ＵＴは、複素受信信号成分（ｒ）と複素チャネル推定値（Ｃ）を供給する手段１５０４を備える。ＵＴはさらに、ｋ１^２とｋ２^２との間で不整合エネルギー比（ｋ^２）を選択する手段１５０６と、このｋ^２エネルギー比を用いて２層ＱＰＳＫターボ復号化のためのビットＬＬＲ値を出力１５１０にて供給する手段１５０８とを備える。手段１５０６は通常、ｋ１^２とｋ２^２とのおよそ中間点としてｋ^２を選択する。例えば、手段１５０２が、約４または約６．２５と分かっているエネルギー比とともに２層ＱＰＳＫ信号を受け付けるなら、手段１５０６は約５．０６２５に等しくなるようｋ^２を選択する。

本明細書に開示されるＵＴとプロセッサとの関係で説明する様々な例証的論理ブロック、モジュール、及び回路は、汎用プロセッサ、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）、縮小命令セットコンピュータ（ＲＩＳＣ）プロセッサ、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）、フィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）、または他のプログラム可能論理素子、ディスクリートゲートまたはトランジスタロジック、ディスクリートハードウェアコンポーネント、または本明細書で説明する機能を実行するよう設計されたこれらの組み合わせにより実施または実行できる。汎用プロセッサはマイクロプロセッサであってもよいが、代わりにプロセッサは任意のプロセッサ、コントローラ、マイクロコントローラ、または状態機械であってもよい。プロセッサはまた、演算装置の組み合わせ、例えばＤＳＰとマイクロプロセッサの組み合わせ、複数のマイクロプロセッサ、ＤＳＰコアと連動する１つ以上のマイクロプロセッサ、または他の何らかのこのような構成として実施できる。

本明細書に開示される実施形態との関係で説明した方法、プロセス、またはアルゴリズムのステップは、直接的にハードウェアにて、プロセッサによって実行されるソフトウェアモジュールにて、または２つの組み合わせにて、具現できる。方法またはプロセスにおける様々なステップまたは行為は、紹介した順序で実行してもよく、別の順序で実行してもよい。加えて、１つ以上のプロセスまたは方法ステップを省略してもよく、１つ以上のプロセスまたは方法ステップを方法及びプロセスへ加えてもよい。方法及びプロセスの最初、最後、または介在要素にはさらなるステップ、ブロック、または行為を加えてもよい。

未知のエネルギー比により２層ＱＰＳＫ信号を復号化するシステム及び方法を提供した。本発明を例証するため、具体的なエネルギー比と模範的な計算方法の例を提示した。ただし本発明はこれらの例に限定されない。同様に、２層ＱＰＳＫ信号について説明したが、本発明のシステム及び方法は多層ＱＰＳＫにも等しく応用できる。

開示された実施形態の上記の説明は、当業者が開示内容を作る、または使用することを可能にするために提供されている。これらの実施形態に対する様々な修正は当業者にとって明白となるであろうし、本明細書に定める一般原理は、本開示の精神または範囲から逸脱することなく他の実施形態へ応用できる。よって本開示は本明細書に紹介した実施形態に限定されるべきものではなく、本明細書に開示された原理と新規の特徴とに見合った最も幅広い範囲が付与されるべきものである。当業者なら本発明の他の変型及び実施形態を思い付くであろう。

階層変調を採用する無線通信システムの一実施形態の機能ブロック図である。 階層変調のコンステレーション図である。 階層変調のコンステレーション図である。 階層符号化変調システムにおける送信器の一実施形態の機能ブロック図である。 階層変調システムにおける動作のため構成された受信器の一実施形態の機能ブロック図である。 エネルギー比の変化を示す２層ＱＰＳＫコンステレーション図の詳細な描写である。 無線通信ユーザ端末（ＵＴ）にて２層ＱＰＳＫターボ復号化のためビットＬＬＲ値を生成する方法を図解するフローチャートである。 図６の方法をさらなる詳細とともに示すフローチャートである。 ｖの例示的な計算を示す詳細な描写である。 ｗの例示的な計算を示す詳細な描写である。 ｋ・Ｃ^＊・Ｃ、またはＹの例示的な計算を示す詳細な描写である。 ｂ２及びｂ０の例示的な計算を示す詳細な描写である。 ｂ３及びｂ１の例示的な計算を示す詳細な描写である。 ２層ＱＰＳＫターボ復号化のためビットＬＬＲ値を生成する無線通信ＵＴの概略ブロック図である。 ２層ＱＰＳＫターボ復号化のためビットＬＬＲ値を生成するプロセッサの概略ブロック図である。 ２層ＱＰＳＫターボ復号化のためビットＬＬＲ値を生成する無線通信ＵＴの別型を描く概略ブロック図である。

Claims (22)

1. 無線通信ユーザ端末（ＵＴ）において２層直角位相偏移キーイング（ＱＰＳＫ）ターボ復号化のためのビット対数尤度比（ＬＬＲ）値を生成する方法であって、前記方法は、
   ｋ１^２とｋ２^２とからなるグループから選択されたエネルギー比とともに２層ＱＰＳＫ信号を受信することと、
   ｋ１^２とｋ２^２との間で不整合エネルギー比（ｋ^２）を選択することと、
   前記不整合ｋ^２エネルギー比を用いて２層ＱＰＳＫターボ復号化のためのビットＬＬＲ値を生成することと、
   を備える、方法。
2. 前記不整合ｋ^２エネルギー比を選択することは、
   ｋ１^２とｋ２^２とのおよそ中間点を判定することと、
   前記およそ中間点に等しいｋ^２を設定することとを含む、請求項１に記載の方法。
3. 前記２層ＱＰＳＫを受信することは、約４と約６．２５とからなるグループから選択されたエネルギー比とともに２層ＱＰＳＫ信号を受信することを含み、
   前記不整合ｋ^２エネルギー比を選択することは、約５．０６２５となるようｋ^２を選択することを含む、請求項１に記載の方法。
4. ２層ＱＰＳＫターボ復号化のためビットＬＬＲ値を生成することは、約０．１ｄＢに満たない最悪の場合の劣化を伴い復号化することを含む、請求項３に記載の方法。
5. 前記２層ＱＰＳＫを受信することは、各シンボルにつき同相（Ｉ）及び直交（Ｑ）成分とともに２層ＱＰＳＫ信号を受信することを含み、
   ２層ＱＰＳＫターボ復号化のためビットＬＬＲ値を生成することは、４つのビット（ｂ３、ｂ２、ｂ１、及びｂ０）のＬＬＲ値を判定することを含む、請求項１に記載の方法。
6. 前記ビットＬＬＲ値を判定することは、各ｂ０及びｂ２ビットにつき前記ＬＬＲ値を次のとおりに判定することを含み、
   

   

   ここでＪは、ｂ０ならｖ、ｂ２ならｗであり、
   

   

   ｒは複素受信信号であり、
   Ｃは複素チャネル推定値であり、
   Ｃ^＊はＣの複素共役である、請求項５に記載の方法。
7. 前記ビットＬＬＲ値を判定することは、各ｂ１及びｂ３ビットにつき前記ＬＬＲ値を次のとおりに判定することを含み、
   

   

   ここでＪは、ｂ１ならｖ、ｂ３ならｗであり、
   ｓｇｎ（Ｊ）はＪの符号ビットである、請求項６に記載の方法。
8. ２層直角位相偏移キーイング（ＱＰＳＫ）ターボ復号化のためビット対数尤度比（ＬＬＲ）値を生成する無線通信ユーザ端末（ＵＴ）であって、前記ＵＴは、
   ｋ１^２とｋ２^２とからなるグループから選択されたエネルギー比とともに２層ＱＰＳＫ信号を受け付けるエアインターフェイス入力と、複素受信信号成分と複素チャネル推定値とを供給する出力とを有する受信器と、
   前記複素受信信号成分及び複素チャネル推定値を受信する入力を有するＬＬＲモジュールであって、ｋ１^２とｋ２^２との間で不整合エネルギー比（ｋ^２）を選択し、且つ前記ｋ^２エネルギー比を用いて２層ＱＰＳＫターボ復号化のためのビットＬＬＲ値を出力にて供給するＬＬＲモジュールと、
   を備える、ＵＴ。
9. 前記ＬＬＲモジュールはｋ１^２とｋ２^２とのおよそ中間点としてｋ^２を選択する、請求項８に記載のＵＴ。
10. 前記受信器は約４と約６．２５とからなるグループから選択されたエネルギー比とともに２層ＱＰＳＫ信号を受け付け、
    前記ＬＬＲモジュールは約５．０６２５となるようｋ^２を選択する、請求項８に記載のＵＴ。
11. 前記受信器は同相（Ｉ）及び直交（Ｑ）成分とともに２層ＱＰＳＫ信号を受け付け、
    前記ＬＬＲモジュールは４つのビットＬＬＲ値（ｂ３、ｂ２、ｂ１、及びｂ０）を判定する、請求項８に記載のＵＴ。
12. 前記ＬＬＲモジュールは各ｂ０及びｂ２ビットにつき前記ＬＬＲ値を次のとおりに判定し、
    

    

    ここでＪは、ｂ０ならｖ、ｂ２ならｗであり、
    

    

    ｒは複素受信信号であり、
    Ｃは複素チャネル推定値であり、
    Ｃ^＊はＣの複素共役である、請求項１１に記載のＵＴ。
13. 前記ＬＬＲモジュールは各ｂ１及びｂ３ビットにつき前記ＬＬＲ値を次のとおりに判定し、
    

    

    ここでＪは、ｂ１ならｖ、ｂ３ならｗであり、
    ｓｇｎ（Ｊ）はＪの符号ビットである、請求項１２に記載のＵＴ。
14. ２層直角位相偏移キーイング（ＱＰＳＫ）ターボ復号化のためビット対数尤度比（ＬＬＲ）値を生成するプロセッサであって、前記プロセッサは、
    ＱＰＳＫシンボルの複素受信信号と複素チャネル推定値とを受信する入力と、
    前記複素受信信号及び複素チャネル推定値を受信する入力を有する対数尤度比（ＬＬＲ）セクションであって、ｋ１^２とｋ２^２との間で不整合エネルギー比（ｋ^２）を選択し、且つ前記ｋ^２エネルギー比を用いて２層ＱＰＳＫターボ復号化のためのビットＬＬＲ値を生成するＬＬＲセクションと、
    ビットＬＬＲ値を供給するためターボ復号器へ接続された出力と、
    を備える、プロセッサ。
15. 前記ＬＬＲセクションはｋ１^２とｋ２^２とのおよそ中間点としてｋ^２を選択する、請求項１４に記載のプロセッサ。
16. 前記プロセッサは、約４と約６．２５とからなるグループから選択されたエネルギー比とともに２層ＱＰＳＫ信号の複素受信信号と複素チャネル推定値とを受け付け、
    前記ＬＬＲセクションは約５．０６２５となるようｋ^２を選択する、請求項１４に記載のプロセッサ。
17. ２層ＱＰＳＫターボ復号化のためのビット対数尤度比（ＬＬＲ）値を生成する操作を実行するため、デジタル処理装置によって実行可能な機械可読命令からなるプログラムを実体的に具現する信号荷担媒体であって、前記操作は、
    ｋ１^２とｋ２^２とからなるグループから選択されたエネルギー比とともに２層ＱＰＳＫ信号を受信することと、
    ｋ１^２とｋ２^２との間で不整合エネルギー比（ｋ^２）を選択することと、
    前記不整合ｋ^２エネルギー比を用いて２層ＱＰＳＫターボ復号化のためのビットＬＬＲ値を生成することとを備える、信号荷担媒体。
18. 前記不整合ｋ^２エネルギー比を選択することは、
    ｋ１^２とｋ２^２とのおよそ中間点を判定することと、
    前記およそ中間点に等しいｋ^２を設定することとを含む、請求項１７に記載の操作。
19. 前記２層ＱＰＳＫを受信することは、約４と約６．２５とからなるグループから選択されたエネルギー比とともに２層ＱＰＳＫ信号を受信することを含み、
    前記不整合ｋ^２エネルギー比を選択することは約５．０６２５となるようｋ^２を選択することを含む、請求項１７に記載の操作。
20. ２層直角位相偏移キーイング（ＱＰＳＫ）ターボ復号化のためビット対数尤度比（ＬＬＲ）値を生成する無線通信ユーザ端末（ＵＴ）であって、前記ＵＴは、
    ｋ１^２とｋ２^２とからなるグループから選択されたエネルギー比とともに２層ＱＰＳＫを受け付ける手段と、
    複素受信信号成分と複素チャネル推定値とを供給する手段と、
    ｋ１^２とｋ２^２との間で不整合エネルギー比（ｋ^２）を選択する手段と、
    前記ｋ^２エネルギー比を用いて２層ＱＰＳＫターボ復号化のためのビットＬＬＲ値を出力にて供給する手段と、
    を備える、ＵＴ。
21. 前記不整合エネルギー比を選択する前記手段はｋ１^２とｋ２^２とのおよそ中間点としてｋ^２を選択する、請求項２０に記載のＵＴ。
22. 前記２層ＱＰＳＫ信号を受け付ける前記手段は約４と約６．２５とからなるグループから選択されたエネルギー比とともに２層ＱＰＳＫ信号を受け付け、
    前記不整合エネルギー比を選択する前記手段は約５．０６２５となるようｋ^２を選択する、請求項２０に記載のＵＴ。

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