CN101120567A - 使用可变欧几里得距离比和盲接收机的多分辨率调制 - Google Patents

使用可变欧几里得距离比和盲接收机的多分辨率调制 Download PDF

Info

Publication number
CN101120567A
CN101120567A CNA2006800047675A CN200680004767A CN101120567A CN 101120567 A CN101120567 A CN 101120567A CN A2006800047675 A CNA2006800047675 A CN A2006800047675A CN 200680004767 A CN200680004767 A CN 200680004767A CN 101120567 A CN101120567 A CN 101120567A
Authority
CN
China
Prior art keywords
llr
bit
layer
energy
qpsk
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CNA2006800047675A
Other languages
English (en)
Other versions
CN101120567B (zh
Inventor
F·凌
昌圣泰
T·孙
J·柏
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Qualcomm Inc
Original Assignee
Qualcomm Inc
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Qualcomm Inc filed Critical Qualcomm Inc
Publication of CN101120567A publication Critical patent/CN101120567A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN101120567B publication Critical patent/CN101120567B/zh
Expired - Fee Related legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L25/03171—Arrangements involving maximum a posteriori probability [MAP] detection
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/06—Dc level restoring means; Bias distortion correction ; Decision circuits providing symbol by symbol detection
    • H04L25/067—Dc level restoring means; Bias distortion correction ; Decision circuits providing symbol by symbol detection providing soft decisions, i.e. decisions together with an estimate of reliability
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H04L27/3488—Multiresolution systems
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H04L27/3494—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems using non - square modulating pulses, e.g. using raised cosine pulses; Partial response QAM, i.e. with partial response pulse shaping
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H04L27/38—Demodulator circuits; Receiver circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L2025/0335—Arrangements for removing intersymbol interference characterised by the type of transmission
    • H04L2025/03375—Passband transmission
    • H04L2025/0342—QAM

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Probability & Statistics with Applications (AREA)
  • Error Detection And Correction (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
  • Detection And Prevention Of Errors In Transmission (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)
  • Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
  • Networks Using Active Elements (AREA)

Abstract

提供了一种在无线通信用户终端(UT)中生成用于两层正交相移键控(QPSK)turbo解码的比特对数似然比(LLR)值的***和方法。该方法包括：接受具有未知的、且通常被定义为k12或k22的能量比的两层QPSK信号。该方法在k12与k22之间选择一失配能量比(k2)，并使用该失配的k2能量比生成用于两层QPSK turbo解码的比特LLR值。例如，如果知道接收的两层QPSK信号具有约4或约6.25的能量比。则选择k2等于约5.0625。换言之，该失配的k2能量比是通过确定k12与k22之间大致的中点来确定的。

Description

使用可变欧几里得距离比和盲接收机的多分辨率调制
在35 U.S.C.§119下的优先权要求
本发明申请要求2005年1月11日提交、且被转让给本发明受让人并因此被明确地援引包含在本文中的临时申请No.60/643,262的优先权。
领域
本发明一般涉及数字通信格式，尤其涉及使用失配能量比高效地生成用于两层正交相移键控(QPSK)turbo解码的比特对数似然比(LLR)的***和方法。
背景
无线通信***不断力求增大数据带宽以使信息能在耦合到该通信***的设备之间迅速交换。限制了各设备可用数据带宽的参数中的一部分包括分配给这些设备的频谱带宽、以及链接这些设备的信道的质量。
无线通信***使用各种技术来补偿对于数据带宽的各种约束。有一种无线通信***可纳入多种编码技术，并可基于信道所支持的数据率来选择一种编码技术。在这一***中，各通信设备可基于信道的能力来协商数据率。这一通信***对于多点对点链路可能是有利的，但是在单个发射机向多个接收机提供基本相同数据的分布式广播***中就可能不那么理想了。
无线通信***可纳入分级调制，也称为分层调制，其中多个数据流跨数据层分级结构被同时发送。这多个数据流可包括一基层，它是在几乎所有接收机工作状况下均能成功接收的稳健通信链路。这多个数据流还可包括一增强层，它在低于、等于、或高于基层数据率的数据率下广播。与基层相比，在增强层上的通信在接收机处可能要求有较高的信号质量。因此，增强层可能对信道质量中的变动更加敏感。
接收机通常被确保具有在基层通信的能力，并且通常可解调基层上的数据。在足以支持增强层的信道状况下，接收机还能解调调制在增强层上的附加数据以提供更高服务质量或提供附加的数据带宽。
分级调制信号的使用相当程度上使得接收机操作复杂化。但是接收机可能是具有受限功率容量或受限处理能力的便携式接收机。因分层调制的纳入导致的接收机的复杂化与减小接收机的尺寸、功耗及成本的努力背道而驰。
发明概述
用于分层调制***的一种解码器可被配置成独立且并发地解码基层和增强层中的每一个。基层解码器和增强层解码器可基本平行地配置，并可各自对相同的接收分层调制星座点并发地进行操作。基层解码器和增强层解码器中的每一个可配置有一比特度量模块，该模块被配置成基于该接收星座点来确定信号质量度量。在具有turbo编码数据的***中，该比特度量模块可被配置成确定对数似然比。该比值部分地基于信道估计以及在该分层调制星座中使用的能量比。
由此，提供一种在无线通信用户终端(UT)中生成用于两层QPSK turbo解码的比特LLR值的方法。该方法包括接收具有未知的、且通常被定义为k12或k22的能量比的两层QPSK信号。该方法在k12与k22之间选择一失配能量比(k2)，并使用该失配的k2能量比生成用于两层QPSK解码的比特对数似然比(LLR)。例如，如果知道所接收的两层QPSK信号具有约4或约6.25的能量比。则选择k2等于约5.0625。换言之，该失配的k2能量比是通过确定k12与k22之间大致的中点来选择的。
附图概述
图1是纳入分级调制的无线通信***的一个实施例的功能框图。
图2A和2B是一种分级调制的星座图。
图3是一分级编码调制***中的发射机的一个实施例的功能框图。
图4是被配置用于在一分级调制***中工作的接收机的一个实施例的功能框图。
图5是示出能量比的变动的两层QPSK星座图的详细描述。
图6是示出一种在无线通信用户终端(UT)中生成用于两层QPSK turbo解码的比特LLR值的方法的流程图。
图7是更加详细地示出图6的方法的流程图。
图8是示出v的一种示例性计算的详细描述。
图9是示出w的一种示例性计算的详细描述。
图10是示出k·C*·C或Y的一种示例性计算的详细描述。
图11是示出b2和b0的一种示例性计算的详细描述。
图12是示出b3和b1的一种示例性计算的详细描述。
图13是一种生成用于两层QPSK turbo解码的比特LLR值的无线通信UT的的示意框图。
图14是一种生成用于两层QPSK turbo解码的比特LLR值的处理器的示意框图。
图15是描述生成用于两层QPSK turbo解码的比特LLR值的无线通信UT的另一变体的示意框图。
发明具体说明
一种接收机以及接收机中的多个解码器可被配置成解码分级或分层调制数据。该接收机的操作和处理负荷被简化，因为一基层解码器可被配置成与一增强层解码器基本并行地工作。该基层解码器和增强层解码器可被配置成对一分层调制星座中的同一接收码元并发地工作。该增强层解码器可基本上独立于该基层解码器工作，并且在解码增强层时不依赖于来自基层解码器的结果。
该接收机可被配置成解码已被turbo编码的分级调制数据。在这一实施例中，接收机可包括被基本上并行配置的基层解码器和增强层解码器。基层解码器和增强层解码器各自可包括一比特度量模块，该比特度量模块可被配置成确定信号质量度量，诸如对数似然比等。
对数似然比值至少部分地基于接收信号以及信道估计。这些比特度量模块可被配置成对照预定阈值比较信道估计以确定在确定LLR值时是要使用该实际信道估计还是一预定值。通过对基层和增强层LLR确定均使用相同的信道估计阈值可简化接收机操作。基于不同的分层调制能量比，可使用不同的信道估计阈值。
图1是纳入了分级调制——或称为分层调制——的无线通信***100的一个实施例的功能框图。该***包括可与用户终端110通信的一个或多个固定元件。用户终端110可以是例如被配置成根据一种或多种使用分级编码调制(即，两层QPSK)的通信标准操作的无线电话。例如，用户终端110可被配置成接收来自第一通信网络的无线电话信号，并可被配置成接收来自第二通信网络的数据和信息。在一些实施例中，这两个通信网络均可实现分级编码调制，而在其它实施例中，其中一个通信网络可实现分级编码调制。
用户终端110可以是便携式单元、移动单元、或固定单元。用户终端110也可被称为移动单元、移动终端、移动台、用户设备、手提、电话，诸如此类。尽管图1中仅示出了单个用户终端110，但是可以理解，典型的无线通信***100具有与多个用户终端110通信的能力。
用户终端110通常与在此被描绘为分扇区蜂窝塔的一个或多个基站120a或120b通信。用户终端110通常将与在用户终端110内的接收机处提供最强信号强度的那个基站——例如120b——通信。
基站120a和120b各自可被耦合到基站控制器(BSC)140，该BSC 140路由往返于适当基站120a和120b的通信信号。BSC 140被耦合到移动交换中心(MSC)150，该MSC 150可被配置成作为用户终端110与公共交换电话网(PSTN)150之间的接口来工作。MSC还可被配置成作为用户终端110与一网络160之间的接口来工作。网络160可以是例如局域网(LAN)或广域网(WAN)。在一个实施例中，网络160包括因特网。因此，MSC 150被耦合到PSTN 150和网络160。MSC150还可被耦合到一个或多个媒体源170。媒体源170可以是例如由***供应商提供的可供用户终端110访问的媒体库。例如，***供应商可提供可供用户终端110点播访问的视频或某种其它形式的媒体。MSC 150还可被配置成协调与其它通信***(未示出)的***间换手。
在一个实施例中，基站120a和120b可被配置成向用户终端110发送分级编码信号。例如，基站120a和120b可被配置成发送可被导向用户终端110以及其它接收机(未示出)的多播信号。分级编码信号可包括稳健配置的基层信号、以及在较低链路裕量下工作并因而对信道中的变化更为敏感的增强层信号。增强层可被配置成向在基层上供给的数据提供补充数据，或提供具有较低服务质量要求的独立数据。
无线通信***100还可包括被配置成向用户终端110发送已调制分级编码信号的广播发射机180。在一个实施例中，广播发射机180可与基站120a和120b相关联。在另一个实施例中，广播发射机180可以不同于并且独立于包含基站120a和120b的无线电话***。广播发射机180可以是但不限于是音频发射机、视频发射机、无线电发射机、电视发射机，诸如此类，或者这些发射机的某种组合。
广播发射机180可被配置成接收来自广播媒体源182的数据，并可被配置成分级编码该数据，基于该分级编码数据调制一信号，并将该已调制分级编码数据广播到该数据可被用户终端110接收到的服务区域。广播发射机180可从接收自广播媒体源182的数据生成例如基层数据和增强层数据。
因为增强层不携带对基层上所携带的数据而言冗余的数据，所以该分级编码数据配置将可是有利的。另外，接收机不能解码增强层不会导致服务丢失。例如，基层可被配置成放送标准视频分辨率下的视频，而增强层可提供提高接收视频信号的分辨率或信噪比(SNR)的附加数据。在另一个实施例中，基层可被配置成提供具有预定质量的信号，诸如15帧每秒下的视频信号，而增强层可被配置成补充基层上所携带的信息。例如，增强层可被配置成携带用于支持30帧每秒下的视频信号的信息。在这一配置中，不能解码增强层数据导致较低分辨率的信号、较低的信号质量或SNR，但不会导致信号的完全丢失。
用户终端110可被配置成解调接收信号并解码基层。用户终端110中的接收机可作为基层解码器的一标准部分实现差错控制机制。用户终端110中的接收机可使用基层解码器的差错控制机制来确定成功解码增强层的概率。用户终端110中的接收机然后可基于基层解码中使用的差错控制机制中生成的统计数据或度量来确定是否要解码增强层。
在另一个实施例中，用户终端110可被配置成基本并发地解码基层和增强层，而在解码增强层时不依赖于基层信息。例如，用户终端110可被配置成确定单一解码器阈值，并在解码基层和增强层两者时使用该单一解码器阈值。该解码器阈值可部分地基于分层调制数据的特性。例如，该解码器阈值可基于增强层与基层的功率或能量比。该解码器阈值还可部分地基于期望差错率，诸如码元差错率、比特差错率、分组差错率、或帧差错率等。该解码器阈值可以是固定的，或可基于例如变化的期望服务质量或是变化的分层调制数据特性而改变。
图2A和2B是分级调制的星座图。作为一示例，图1的无线通信***100可按图2A中所示的方式实现分级调制。该分级调制实现可被称为正交相移键控(QPSK)叠QPSK。该实现包括一QPSK调制基层。尽管图2A中示出了一种QPSK叠QPSK分级调制实现，但是本文中所公开的解码器装置和方法并不限定于任何特定类型的分级调制。例如，其它分级调制实施例可使用16-QAM叠QPSK、或其它某种形式的分级调制。
QPSK基层由4点202a-202d定义。但是，如稍后所述，这些点无须对应于分级调制中的实际星座点。增强层也被QPSK调制。经QPSK调制的增强层在QPSK基层星座之上出现。对应于增强层的QPSK星座包括4个位置，但是该星座可将基层的4个星座点202a-202d中任何一个作为中心。
作为一个示例，一基层点202b出现在第二象限，在此同相(I)信号分量为负而正交(Q)信号分量为正。在基层点202b之上是增强层的4个星座点210a-210d。类似地，对应于基层的点202a-202d的每一象限有增强层的4个星座点。
基层和增强层数据可基于预定映射或算法被映射到一星座码元。例如，基层数据和增强层数据各自可包括每码元2比特，从而基层与增强层数据的组合是4比特。映射操作可取这4比特并将它们映射到来自诸如16-QAM星座或QPSK叠QPSK星座等预定星座的一个码元。
图2B是一特定分级调制实现的一个实施例的星座图260。图2B的星座图260基本上是一16-QAM星座，其中基层数据映射到该星座的一特定象限，而增强层数据映射到该星座内的特定位置。16-QAM星座260无须一致地间隔，但可被修改为在每一象限内具有一致的间隔，而在不同象限内的最近点之间有不同的间隔。此外，该星座中的一些点可关于该象限的中点镜像对称。
信号映射块的输入包括来自基层的2比特(b3 b1)和来自增强层的2比特(b2 b0)。基层流以与增强层流相比较高的功率电平被发射，并且能量比k2
一OFDM***的同一逻辑信道中的多个音调可使用相同的能量比，其中一逻辑信道可包括来自该OFDM音调组的一个或多个音调。但是，能量比可在逻辑信道之间改变。因此，信号映射块可根据能量比将相同数据映射到不同星座，其中星座根据能量比决定。
例如，一信号映射块可被配置成将基层和增强层数据映射到两个星座之一，在此这两个星座对应于能量比4和9。注意，该分层调制信号星座遵循Gray映射，并且用于分层调制的信号星座在能量比k2等于4时等效于16-QAM的信号星座。
在其它实施例中，用于分层调制的信号星座是两个定标QPSK信号星座的简单相加。QPSK星座的这一简单相加并不像图2B中所示的星座那样遵循Gray映射规则。不遵循Gray映射的信号星座与遵从Gray映射的星座相比可能会提供降低的性能。
定义基层和增强层的各个象限的基础数据可使用一个或多个编码过程来编码。所使用的编码过程可以是任何编码过程，并且编码的类型不对本文中所公开的解码装置和方法构成限定，除非是该解码器专用于一特定编码器的场合。该编码器可包括例如卷积编码器、turbo编码器、块编码器、交织器、CRC编码器、这些编码器的组合，诸如此类，或是其它某种用于编码数据的过程或装置。
图3是被配置成用于一分级调制***的发射机300的一个实施例的功能框图。在一个实施例中，发射机300可用图1***的广播发射机实现。图3的发射机300可被配置用于使用图2B星座的正交频分多址(OFDMA)或正交频分复用(OFDM)***中的分层调制。但是，图3中所示的发射机300代表了一个实施例，而不对所公开的解码器装置和方法构成限定。例如，一单载波***可用分级编码数据调制，并且接收机中相应的解码器可被配置成对具有分层调制的单载波进行操作。
发射机300可分别包括基本相似的基层和增强层处理块310和320。基层处理块310可被配置成将基层数据处理成所需的调制格式，例如QPSK。增强层处理块320可被类似地配置成将增强层数据处理成所需的调制格式，例如QPSK。
基层处理块310和增强层处理块320从源编码器(未示出)接收相应的数据，该源编码器可以是图1的广播媒体源。在一个实施例中，基层数据和增强层数据可包括视频信号、音频信号、或视频与音频信号的某种组合。基层中的视频/音频信号对应于在接收机处再现基本服务质量所需的数据。增强层中的视频/音频信号对应于在接收机处生成更高服务质量所需的附加数据。因此，能够解码两个层(基层和增强层)的用户可充分享受增强质量的视频/音频信号，而能够解码基层的用户可获得最小质量的视频/音频信号。
在基层处理块310和增强层处理块320各自内部，数据被耦合到Reed Solomon编码器301或311以进行块编码。Reed Solomon编码器301和311的输出被耦合到相应的turbo编码器303和313。turbo编码器301和311可被配置成根据预定编码率来对数据进行turbo编码。该编码率可以是固定的，或可从多个编码器速率中选择。例如，turbo编码器301和311可被独立配置成提供1/3、1/2或2/3的编码率。
turbo编码器303和313的输出被耦合到相应的比特交织器305和315以提高抗猝发差错能力。比特交织器305和315的输出被耦合到相应的时隙分配模块307和317。时隙分配模块307和317可被配置成使已编码码元与预定时隙——诸如在时分复用***中是交织时隙——时间对齐。时隙对齐模块307和317的输出被耦合到相应的扰码器309和319。扰码器309和319的输出代表了已编码的基层和增强层码元。
来自这两个层的码元在信号映射块330处被组合。信号映射块330可被配置成将基层和增强层码元映射到星座中一特定点以进行分层调制。例如，信号映射块330可被配置成将一对基层码元连同一对增强层码元映射到分层调制星座中的单个点。信号映射块330可被配置成将每个逻辑信道映射到一具有预定能量比的星座。但是，不同的逻辑信道可被映射到具有不同能量比的星座。
信号映射块330的输出被耦合到时间交织器340，该时间交织器340被配置成将所映射的星座点交织到一特定逻辑信道。如前所述，该***可实现时分复用配置，在此单个逻辑信道与多个其它逻辑信道时间复用。逻辑信道的集合可被时间交织，或使用诸如循环(round robin)分配等预定的时间复用算法被时间复用。
时间交织器340的输出被耦合到副载波分配模块350。该副载波分配模块可被配置成将来自一OFDM音调集的一个或多个音调、频率、或副载波分配给每组时间交织逻辑信道。分配给一组时间交织逻辑信道的副载波子集的范围可从一个信道到多个副载波直至所有可用副载波。副载波分配模块350可根据一预定算法将串行时间交织的一组逻辑信道映射到一副载波子集。该预定算法可被配置成以持久化方式分配这些逻辑信道，或可被配置成根据跳频算法来分配副载波。
副载波分配模块350的输出被耦合到OFDM码元模块360，该OFDM码元模块360被配置成基于所分配的分层调制码元来调制副载波。来自OFDM码元模块360的已调制OFDM副载波被耦合到IFFT模块370，该IFFT模块370可被配置成生成一OFDM码元并在后部或前部附加预定长度的循环前缀。
来自IFFT模块370的OFDM码元被耦合到整形块380，在此OFDM码元可被整形、削波、开窗，或进行其它处理。整形块380的输出被耦合到发射RF处理器390以转换到期望工作频带来发射。例如，发射RF处理器390的输出可包括或被耦合到一天线(未示出)以进行无线发射。
图4是被配置成解码由图3的发射机生成的分级调制数据的接收机400的功能框图。在一个实施例中，接收机400可在图1***的用户终端中实现。
接收机400包括接收RF处理器，该接收RF处理器被配置成接收这些发射RF的OFDM码元，对它们进行处理并将它们变频成基带OFDM码元、或变频成基本为基带信号。如果从基带信号的频率偏移是信号带宽的一个零头，或者如果信号在足够低的中频处以允许直接处理该信号而无须进一步变频，则该信号可被称为基本为基带信号。来自接收RF处理器410的OFDM码元被耦合到FFT模块420，该FFT模块420被配置成将这些OFDM码元变换到这些分级调制频域副载波。
FFT模块420可被配置成将诸如预定的导频副载波等一个或多个副载波耦合到信道估计器430。这些导频副载波可以是例如等间隔的一组或多组OFDM副载波。信道估计器430被配置成利用这些导频副载波来估计对接收OFDM码元有影响的各个信道。在一个实施例中，信道估计器430可被配置成确定与每一副载波相对应的信道估计。一特定副载波处的信道估计可被用作例如在导频副载波的预定相干带宽内的那些副载波等邻近副载波的信道估计。
来自FFT模块420的副载波以及这些信道估计被耦合到副载波码元解交织器440。码元解交织器440可被配置成反转由图3的副载波分配模块执行的码元映射。
接收机400被配置成对每个OFDM副载波或音调执行基层解码和增强层解码。为清楚和简明起见，图4示出了一种单基层解码器和增强层解码器。
该基层解码器和增强层解码器可基本并行地操作。每一解码器模块可被配置成对相同的接收码元并发地进行操作。增强层解码器由此可基本上独立于基层解码器操作，并且在解码增强层数据时不依赖于基层解码器的结果。
图4的接收机400的实施例中所示的这些解码器被配置成对经turbo编码的分层调制数据进行解码。当然，如果发射机被配置成生成其它某种类型的编码，则接收机400中的解码器将与该解码器类型相匹配。例如，发射机可被配置成使用turbo编码、卷积编码、低密度奇偶校验(LDPC)编码、或其它某种编码类型来编码数据。在这一实施例中，接收机400配置有互补的解码器。由此，接收机400中的基层解码器和增强层解码器各自可被配置成提供turbo解码、诸如使用维特比解码的卷积解码、LDPC解码、或其它某种解码器或这些解码器的组合。
每一分层调制音调被耦合到基层比特度量模块450和增强层比特度量模块460。比特度量模块450和460可对分层调制音调操作，以确定指示接收星座点的质量的度量。
在码元被turbo编码的一个实施例中，比特度量模块450和460可被配置成确定接收码元的对数似然比(LLR)。LLR是似然比的对数。该比值可被定义为原始比特为1的概率比上原始比特等于0的概率。或者，该比值可用相反方式定义，其中LLR是原始比特为0的概率比上原始比特等于1的概率。这两种定义之间没有本质差异。比特度量模块450和460可利用例如码元幅值和信道估计来确定这些LLR值。
每个比特度量模块450和460利用信道估计和接收信号来确定LLR值。也可利用噪声估计。但是，如果使用了无论噪声估计为何均提供相同结果的turbo解码方法，则噪声估计项可被基本忽略。在这一实施例中，比特度量模块450和460的硬件在计算LLR值时可使用预定值作为噪声估计。
基比特度量模块450的输出被耦合到基层处理器470。增强层比特度量模块460的输出被耦合到在功能上与基层处理器470相似地工作的增强层处理器480。例如，LLR值从比特度量模块450和460被耦合到相应的基层或增强层处理器470和480。
基层处理器470包括解扰码器472，该解扰码器472被配置成对接收LLR值进行操作以反转在编码器中执行的码元扰码。码元解扰码器472的输出被耦合到配置成将先前交织的码元解交织的比特交织器474。比特解交织器474的输出被耦合到turbo解码器476，该turbo解码器476被配置成根据turbo编码器所使用的编码率来将经turbo编码的码元解码。例如，turbo解码器476可被配置成对经1/3、1/2或2/3速率turbo编码的数据执行解码。turbo编码器476对例如LLR值进行操作。来自turbo解码器476的解码输出被耦合到Reed Solomon解码器478，该ReedSolomon解码器478可被配置成部分地基于Reed Solomon编码比特来恢复基层比特。结果所得的基层比特被传送到源解码器(未示出)。
增强层处理器480与基层处理器470类似地操作。解扰码器482从增强比特度量模块460接收LLR值。其输出被耦合到比特解交织器484和turbo解码器486。turbo解码器486的输出被耦合到Reed Solomon解码器488。结果所得的增强层比特被传送到源解码器(未示出)。
LLR的确切表达式由下式给出：
LL R n = ln ( Σ G ( S ) : b n = 0 exp - ( | r - cG ( S ) ) | 2 N 0 ) ) - ln ( Σ G ( S ) : b n = 1 exp - ( | r - cG ( S ) ) | 2 N 0 ) ) .
在此式中，LLRn是由该调制码元编码的第n比特的LLR，而bn表示星座点G(S)的第n比特。值r表示接收码元，c表示信道估计，而N0表示噪声估计。计算精确解通常太复杂或是处理太密集以至于在实践中难以实现。一种逼近可被确定为变量的最大值。对于QPSK，此逼近实际上对应于精确的LLR表达式。对于能量比为k2的两层QPSK，此逼近将在以下详细说明。
在LLR计算块中，LLR值取决于来自信道估计块的信道估计。每一层的性能取决于正在信道估计算法中使用的阈值。该信道估计阈值在此值以上则使用信道估计。亦即，如果信道估计超过该阈值，则使用实际的信道估计。反之，如果信道估计小于该阈值，则信道估计被赋予一预定值，该预定值可以是例如0或其它某个足够小的值。如果信道估计等于该阈值，则接收机可被配置成使用实际信道估计或使用该预定值。只要决策被一致地贯彻，任一选项均是实用的。
接收机中的信道估计模块对诸如OFDM***等多信道***中的每个音调估计信道。由此，信道估计模块或每个比特度量模块可将信道估计与阈值相比较。在比特度量模块处执行信道估计与阈值的比较可能是有利的，因为最优阈值可能取决于能量比。
可针对以下两种信道模型来最优化该阈值；120千米/小时的反复的国际电信同盟(ITU)行人B(PEDB)模型，以及20千米/小时的反复的高级电视制式委员会(ATSC)模型。
图5是示出能量比中的变动的两层QPSK星座图的详细描述。图中示出了4、5.0625以及6.25的能量比(k2)。
再次参见图2B，图中描述了示出能量比(k2)为4的层之间的关系的两层QPSK星座。在此图中，值k可被描述为一基层点的实分量除以该基层点与增强层点之一之差的实分量。
在一些情况下，接收机可能不知道发射机所使用的能量比(即，4.0或6.25)。本发明记载一种在此情况下高效地解码两层QPSK数据的过程。即便能量比未知，并且turbo码率为1/3、1/2还是2/3也未知，接收机也定义如图2B中的星座层之间的关系。根据需要，输入和输出的比特宽度为9比特有符号整数(9s)和6比特有符号(6s)整数。解码度量通过使用对两个能量比极值均有效的失配能量比，仅以很小的性能降级为代价使接收机方硬件实现的复杂度最小化。亦即，可使用失配能量比来为turbo解码器生成比特LLR，并且反复的PEBD信道(120千米/小时)和反复的ATSC信道(20千米/小时)的最坏情形性能降级为0.1dB。
图6是示出一种在无线通信用户终端(UT)中生成用于两层QPSK turbo解码的比特LLR值的方法的流程图。尽管为清楚起见，该方法被描述为一系列编号的步骤，但是编号不一定指示这些步骤的次序。应当理解，其中一些步骤可被跳过，并行执行，或可不要求保持严格序列次序地执行。该方法始于步骤600。
步骤602接收具有通常为约k12或约k22的能量比的两层QPSK信号。步骤604选择k12与k22之间的一失配能量比(K2)。步骤606使用该失配的K2能量比生成用于两层QPSK turbo解码的比特LLR值。
图7是更加详细地示出图6的方法的流程图。该方法始于步骤700。步骤702接收具有未知的、但通常被定义为k12或k22的能量比的两层QPSK信号。步骤704选择k12与k22之间的一失配能量比(K2)。步骤706使用该失配的K2能量比生成用于两层QPSK turbo解码的比特LLR值。例如，步骤702可接收具有约4或约6.25的能量比的两层QPSK信号。然后，步骤704选择K2等于约5.0625。步骤708使用在步骤S706生成的比特LLR值来turbo解码。
在一个方面，在步骤704选择失配的K2能量比包括若干子步骤。步骤704a确定k12与k22之间大致的中点，并且步骤704b设置K2等于该大致中点。注意，该大致中点可在运行过程中确定，或可以是在工厂中、或在UT设备初始化时加载和设置的预定值。使用术语“大致”是为了虑及在发射和接收过程中的差错，以及通过将有限数目的比特位置用于计算所强加的限制。在另一个方面，步骤706以小于0.1dB的最坏情形降级(参见以下表1)生成用于两层QPSK turbo解码的比特LLR值。
如以上详细说明的，步骤702接收每码元有同相(I)和正交(Q)分量的两层QPSK信号，并且步骤706使用失配的K2能量比来对4比特(b3、b2、b1和b0)生成LLR值。
更明确地，因为b0和b2的LLR值仅取决于复接收信号(r)的实分量，所以可对b0和b2比特各自确定LLR值如下：
LL R 2,0 = 1 N 0 × 2 1 + k 2 × ( | J | - k · C * · C ) ;
其中对于b0，J为v，而对于b2，J为w；
v = 2 ( 1 + k 2 ) Re [ C * r ] ;
w = 2 ( 1 + k 2 ) Im [ C * r ] ;
r为复接收信号；
C为复信道估计；以及
C*为C的复共轭。
类似地，对b1和b3比特各自确定LLR值如下：
其中对于b1，J为v，而对于b3，J为w；
sgn(J)为J的符号位。
图8是示出v的一种示例性计算的详细描述。此计算可用软件、硬件、或软件与硬件的组合执行。如图所示，响应于以下运算来确定v：
将CI、CQ、rI和rQ表示为9比特有符号整数，并将
Figure A20068000476700175
表示为6比特无符号整数(6u)；
([(CI)·rI]+[(CQ)·rQ])＝M，饱和成17比特有符号整数；以及，
M · 1 + k 2 = v , 其中此结果被取整以创建一15比特有符号整数。
图9是示出w的一种示例性计算的详细描述。如图所示，响应于以下运算来确定w：
将CI、CQ、rI和rQ表示为9比特有符号整数，并将
Figure A20068000476700181
表示为6比特无符号整数；
([(CQ)·rQ]-[(CI)·rI])＝N，饱和成17比特有符号整数；以及，
N · 1 + k 2 = w , 其中此结果被取整以创建一15比特有符号整数。
图10是示出k·C*·C或Y的一种示例性计算的详细描述。如图所示，响应于以下运算来确定k·C*·C：
将CI和CQ表示为9比特有符号整数(27的比例因子)，并将k表示为3比特无符号整数；
[(CI)·(CI)]+[(CQ)·(CQ)]＝P，一17比特无符号整数(214的比例因子)；以及，
P·k＝k·C*·C，其中此结果被取整以创建一15比特无符号整数Y(211的比例因子)。
图11是b2和b0的一种示例性计算的详细描述。如图所示，响应于以下运算来确定b2和b0(b2，0)：
截去Y的最低有效位(LSB)，从而创建一14比特无符号整数YY；
取J的绝对值(在此对于b0，J为v，而对于b2，J为w)，从而创建一14比特无符号整数U；
U-YY＝R，一15比特有符号整数；
将R左移7比特(将R乘以27)；
将此结果取整，从而创建一12比特有符号整数DD；以及，
使DD饱和，从而创建一6比特有符号整数b2，0。
图12是b3和b1的一种示例性计算的详细描述。如图所示，响应于以下运算来确定b3和b1(b3，1)：
取J的绝对值(在此对于b1，J为v，而对于b3，J为w)，从而创建一14比特无符号整数U；
U·(k-1)＝X，一16比特无符号整数；
U·k)＝X′，一17比特无符号整数；
X′-Y，从而创建一18比特有符号整数S；
(2·U)-Y，从而创建一16比特有符号整数T；
通过使用T的符号位作为选择信号将X与S复用(MUX)，从而创建一18比特无符号整数Z；
将Z左移5比特(乘以25)；
将此结果取整，从而创建一12比特有符号整数AA；以及，
使AA饱和，从而创建一6比特有符号整数BB；
将BB乘以J的最高有效位(符号)，从而创建一6比特有符号整数b3，1。
来自固定点实现的模拟结果显示，对于反复的PEBD信道(120千米/小时)和反复的ATSC信道(20千米/小时)，由于能量比失配导致的最坏情形性能降级为0.1dB。
表1
由于接收机能量比为5.0625的失配导致的降级
    层   发射机能量比     ATSC1/3     ATSC1/2     ATSC2/3     PEDB1/3     PEDB1/2     PEDB2/3
    增强     4.0   ～0 dB   0,03 dB   ～0 dB   ～0 dB   -0.06 dB   本底
    增强     6.25   ～0 dB   ～0 dB   本底   0.05 dB   0.1 dB   本底
    基     4.0   -0..05 dB   -0.05 dB   -0.25 dB   ～0 dB   ～0 dB   0.05 dB
    基     6.25   0.03 dB   -0.1 dB   ～0 dB   ～0 dB   ～0 dB   0.08 dB
在所研究的分层调制中，基层和增强层被不等地防差错。基层通常比增强层得到更好的保护。表1中的负值意味着使用失配的k2的性能甚至好于使用匹配能量比所能获得的性能。
图13是无线通信UT的生成用于两层QPSK turbo解码的比特LLR值的示意框图。UT 1300包括接收机前端1302，该接收机前端1302具有在线路1304上的用于接受具有k12或k22的能量比的两层QPSK信号的空中接口输入端，以及在线路1306和1308上的用于分别提供复接收信号分量(r)和复信道估计(C)的输出端。对数似然比(LLR)模块1310具有在线路1306和1308上的用于接收这些复接收信号分量和复信道估计的输入端。图13是图4中所示的***的简化版本。图4的元件410、420、430和440可被理解成执行由图13的接收机前端1302执行的这些功能当中的许多功能。在一些方面，可使UT 1300能如图1的UT 110那样工作。
LLR模块1310选择k12与k22之间的一失配能量比(k2)，并使用该k2能量比在线路1312上的输出端处提供用于两层QPSK turbo解码的比特LLR值。输出端1312被连接至turbo解码器1314。通常，LLR模块1310选择k2作为k12与k22之间大致的中点。例如，如果接收机1302接受具有约4或约6.25的能量比的两层QPSK信号，则LLR模块1410选择k2等于约5.0625。
如以上在图7到11的说明中所记载的，接收机1402接受具有同相(I)和正交(Q)分量的两层QPSK信号，并且LLR模块1410生成4个LLR比特值(b3、b2、b1和b0)。
LLR模块1310对b0和b2比特各自确定LLR值如下：
R 2,0 = 1 N 0 × 2 1 + k 2 × ( | J | - k · C * · C ) ;
其中对于b0，J为v，而对于b2，J为w；
v = 2 ( 1 + k 2 ) Re [ C * r ] ;
w = 2 ( 1 + k 2 ) Im [ C * r ] ;
r为复接收信号；
C为复信道估计；以及
C*为C的复共轭。
LLR模块1310对b1和b3各自确定LLR值如下：
Figure A20068000476700204
其中对于b1，J为v，而对于b3，J为w；
sgn(J)为J的符号位。
LLR函数的其它详情可在以上对图7到11的说明中找到，在此为简洁起见不再重复。
图14是一种生成用于两层QPSK turbo解码的比特LLR值的处理器的示意框图。处理器1400包括在线路1402上的用于接收针对QPSK码元的复接收信号的输入端、以及在线路1404上的用于接收针对QPSK码元的复信道估计的输入端。
对数似然比(LLR)部分1406具有在线路1402和1404上的用于接收这些复接收信号(r)和复信道估计(C)的输入端。LLR部分1406选择k12与k22之间一失配能量比(k2)，并使用该k2能量比生成用于两层QPSK turbo解码的比特LLR值。线路1408上的输出被连接至turbo解码器(未示出)。通常，LLR部分1406选择k2作为k12与k22之间大致的中点。例如，如果处理器输入端1402/1404接受针对具有约4或约6.25的能量比的两层QPSK信号的复接收信号和复信道估计，则LLR部分1406选择k2等于约5.0625。
图中还示出了微处理器(μP)1410和存储器1412。上述过程中的部分或全部可在存储于存储器1412中的微处理器可执行指令的协助下执行。在该情形中，本发明可替换地被描述为有形地实施了存储在存储器1412中的、可由诸如微处理器1410等数字处理装置执行以进行生成用于两层QPSK turbo解码的比特LLR值的操作的机器可读指令程序的单个承载介质。这些操作包括以下步骤：接收具有能量比k12或k22的两层QPSK信号；在k12与k22之间选择一失配能量比(k2)；以及，使用该k2能量比生成用于两层QPSK turbo解码的比特LLR值。
选择失配的k2能量比可包括确定k12与k22之间大致的中点，并设置k2等于该大致中点。例如，如果能量比为约4或约6.25，则选择k2等于约5.0625。LLR函数的其它详情可在以上对图7到11的说明中找到，在此为简洁起见将不再重复。
图15是描述生成用于两层QPSK turbo解码的比特LLR值的无线通信UT的另一变体的示意框图。UT 1500包括用于接受具有能量比k12或k22的两层QPSK信号的装置1502。该UT包括用于提供复接收信号分量(r)和复信道估计(C)的装置1504。该UT还包括用于在k12与k22之间选择一失配能量比(k2)的装置1506、以及使用该k2能量比在输出端1510处提供用于两层QPSK turbo解码的比特LLR的装置1508。通常，装置1506选择k2作为k12与k22之间大致的中点。例如，如果装置1502接受具有已知为约4或约6.25的能量比的两层QPSK信号，则装置1506选择k2等于约5.0625。
结合本文中所公开的UT和处理器描述的各个说明性逻辑块、模块及电路可用通用处理器、数字信号处理器(DSP)、精简指令集计算机(RISC)处理器、专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)或其它可编程逻辑器件、分立门或晶体管逻辑、分立硬件组件、或其设计成执行本文所述功能的任意组合来实现或执行。通用处理器可以是微处理器，但替换地，该处理器可以是任意处理器、控制器、微控制器、或状态机。处理器还可被实现为计算设备的组合，例如DSP与微处理器的组合、多个微处理器、与DSP核心协作的一个或多个微处理器、或任何其它此类配置。
结合本文中公开的这些实施例描述的方法、过程或算法的步骤可直接用硬件、由处理器执行的软件模块、或这两者的组合实施。方法或过程中的各种步骤或动作可按所示的次序执行，或可按另一次序执行。另外，可省略一个或多个过程或方法步骤，或可向这些方法和过程添加一个或多个过程或方法步骤。另加的步骤、框或动作可添加在这些方法和过程的开头、结尾、或是居于其现有要素之间。
提供了一种以未知能量比来解码两层QPSK信号的***和方法。给出了特定能量比的例子和示例性计算方案来说明本发明。但是，本发明并不仅限于这些示例。类似地，尽管说明了两层QPSK信号，但是本发明的***和方法可等同地应用于多层QPSK。
提供所公开实施例的以上说明是为了使本领域任何普通技术人员皆可制作或使用所公开的发明。对这些实施例的各种修改易于为本领域普通技术人员显而易见，并且本文中所定义的一般化原理可被应用于其它实施例而不会偏离所公开发明的精神或范围。由此，所公开的发明并不旨在被限定于本文中所示出的这些实施例，而是应符合与本文中公开的原理和新颖特征一致的最广义的范围。本领域技术人员将可想出本发明的其它变体和实施例。

Claims (22)

1.在无线通信用户终端(UT)中的一种生成用于两层正交相移键控(QPSK)turbo解码的比特对数似然比(LLR)值的方法，所述方法包括：
接收具有从包括k12和k22的组当中选择的能量比的两层QPSK信号；
在k12与k22之间选择一失配能量比(k2)；以及，
使用所述失配k2能量比来生成用于两层QPSK turbo解码的比特LLR值。
2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，选择所述失配k2能量比包括：
确定k12与k22之间大致的中点；以及，
设置等k2于所述大致中点。
3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，接收所述两层QPSK包括接收具有从包括约4和约6.25的组当中选择的能量比的两层QPSK信号；并且，
选择所述失配k2能量比包括选择k2为约5.0625。
4.如权利要求3所述的方法，其特征在于，生成用于两层QPSK turbo解码的比特LLR值包括以小于约0.1dB的最坏情形降级来解码。
5.如权利要求1所述的方法，其特征在于，接收所述两层QPSK包括接收每码元有同相(I)和正交(Q)分量的两层QPSK信号；并且
生成用于两层QPSK turbo解码的比特LLR值包括对4比特(b3、b2、b1和b0)确定LLR值。
6.如权利要求5所述的方法，其特征在于，确定所述比特LLR值包括对b0和b2比特各自确定LLR值如下：
LLR 2,0 = 1 N 0 × 2 1 + k 2 × ( | J | - k · C * · C ) ;
其中对于b0，J为v，而对于b2，J为w；
v = 2 ( 1 + k 2 ) Re [ C * r ] ;
w = 2 ( 1 + k 2 ) Im [ C * r ] ;
r为复接收信号；
C为复信道估计；以及
C*为C的复共轭。
7.如权利要求6所述的方法，其特征在于，确定所述比特LLR值包括，对b1和b3比特各自确定LLR值如下：
其中对于b1，J为v，而对于b3，J为w；
sgn(J)为J的符号位。
8.一种无线通信用户终端(UT)，生成用于两层正交相移键控(QPSK)turbo解码的比特对数似然比(LLR)值，所述UT包括：
接收机，具有用于接受具有从包括k12和k22的组当中选择的能量比的两层QPSK信号的空中接口输入端；以及用于提供复接收信号分量的输出端和用于提供复信道估计的输出端；以及，
LLR模块，具有用于接收所述复接收信号分量和复信道估计的输入端，所述LLR模块在k12与k22之间选择一失配能量比(k2)，并使用所述k2能量比来在输出端处提供用于两层QPSK turbo解码的比特LLR值。
9.如权利要求8所述的UT，其特征在于，所述LLR模块选择k2为k12与k22之间大致的中点。
10.如权利要求8所述的UT，其特征在于，所述接收机接受具有从包括约4和约6.25的组当中选择的能量比的两层QPSK信号；并且，
所述LLR模块选择k2为约5.0625。
11.如权利要求8所述的UT，其特征在于，所述接收机接收有同相(I)和正交(Q)分量的两层QPSK信号；并且
所述LLR模块确定4比特LLR值(b3、b2、b1和b0)。
12.如权利要求11所述的UT，其特征在于，所述LLR模块对b0和b2比特各自确定LLR值如下：
LLR 2,0 = 1 N 0 × 2 1 + k 2 × ( | J | - k · C * · C ) ;
其中对于b0，J为v，而对于b2，J为w；
v = 2 ( 1 + k 2 ) Re [ C * r ] ;
w = 2 ( 1 + k 2 ) Im [ C * r ] ;
r为复接收信号；
C为复信道估计；以及
C*为C的复共轭。
13.如权利要求12所述的UT，其特征在于，所述LLR模块对b1和b3比特各自确定LLR值如下：
Figure A2006800047670004C1
其中对于b1，J为v，而对于b3，J为w；
sgn(J)为J的符号位。
14.一种生成用于两层正交相移键控(QPSK)turbo解码的比特对数似然比(LLR)值的处理器，所述处理器包括：
用于接收针对QPSK码元的复接收信号和复信道估计的输入端；
对数似然比(LLR)部分，具有接收所述复接收信号和复信道估计的输入端，所述LLR部分选择k12与k22之间的一失配能量比(k2)，并使用该k2能量比生成用于两层QPSK turbo解码的比特LLR值；以及，
连接到turbo解码器以提供比特LLR值的输出端。
15.如权利要求14所述的处理器，其特征在于，所述LLR部分选择k2为k12与k22之间大致的中点。
16.如权利要求14所述的处理器，其特征在于，所述处理器输入端接受针对具有从包括约4和约6.25的组当中选择的能量比的两层QPSK信号的复接收信号和复信道估计；并且，
所述LLR部分选择k2为约5.0625。
17.一种有形地实施了可由数字处理装置执行以进行生成用于两层QPSKturbo解码的比特似然比(LLR)值的操作的机器可读指令程序的单个承载介质，所述操作包括：
接收具有从包括k12或k22的组当中选择的能量比的两层QPSK信号；
在k12与k22之间选择一失配能量比(k2)；以及，
使用所述失配k2能量比生成用于两层QPSK turbo解码的比特LLR值。
18.如权利要求17所述的操作，其特征在于，选择所述失配k2能量比包括：
确定k12与k22之间大致的中点；以及，
设置k2等于所述大致中点。
19.如权利要求17所述的操作，其特征在于，接收所述两层QPSK包括接收具有从包括约4和约6.25的组当中选择的能量比的两层QPSK信号；以及，
选择所述失配k2能量比包括选择k2为约5.0625。
20.一种无线通信用户终端(UT)，生成用于两层正交相移键控(QPSK)turbo解码的比特对数似然比(LLR)值，所述UT包括：
用于接受具有从包括k12或k22的组当中选择的能量比的两层QPSK信号的装置；
用于提供复接收信号分量和复信道估计的装置；
用于在k12与k22之间选择一失配能量比(k2)的装置，以及，
使用该k2能量比提供用于两层QPSK turbo解码的比特LLR的装置。
21.如权利要求20所述的UT，其特征在于，所述用于选择失配能量比的装置选择k2为k12与k22之间大致的中点。
22.如权利要求20所述的UT，其特征在于，所述用于接受两层QPSK信号的装置接受具有从包括约4和约6.25的组当中选择的能量比的两层QPSK信号；并且
所述用于选择失配能量比的装置选择k2为约5.0625。
CN2006800047675A 2005-01-11 2006-01-11 生成用于两层QPSK turbo解码的比特LLR值的方法及相关UT、处理器 Expired - Fee Related CN101120567B (zh)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US64326205P 2005-01-11 2005-01-11
US60/643,262 2005-01-11
PCT/US2006/001285 WO2006076599A1 (en) 2005-01-11 2006-01-11 Multiresolution modulation using variable euclidean distance ratio and blind receiver

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN101120567A true CN101120567A (zh) 2008-02-06
CN101120567B CN101120567B (zh) 2011-09-28

Family

ID=36218478

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN2006800047675A Expired - Fee Related CN101120567B (zh) 2005-01-11 2006-01-11 生成用于两层QPSK turbo解码的比特LLR值的方法及相关UT、处理器

Country Status (8)

Country Link
EP (1) EP1836822B1 (zh)
JP (1) JP2008527931A (zh)
KR (1) KR100951029B1 (zh)
CN (1) CN101120567B (zh)
AT (1) ATE418832T1 (zh)
DE (1) DE602006004427D1 (zh)
TW (1) TW200637313A (zh)
WO (1) WO2006076599A1 (zh)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN106797359A (zh) * 2014-10-09 2017-05-31 高通股份有限公司 一种用于sc‑fdma的新调制方案：音调相移键控
US10554460B2 (en) 2015-09-24 2020-02-04 Sony Corporation Device, method, and program

Families Citing this family (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7660368B2 (en) 2005-01-11 2010-02-09 Qualcomm Incorporated Bit log likelihood ratio evaluation
CN101945080B (zh) * 2005-01-11 2012-11-14 高通股份有限公司 用于在一分层调制***中解码数据的方法和装置
KR100951029B1 (ko) * 2005-01-11 2010-04-05 콸콤 인코포레이티드 가변 유클리드 거리 비율 및 블라인드 수신기를 사용하는다중 해상도 변조
US7992070B2 (en) * 2006-12-27 2011-08-02 Nec Laboratories America, Inc. Bit-interleaved LDPC-coded modulation for high-speed optical transmission
JP5129323B2 (ja) * 2007-06-08 2013-01-30 クゥアルコム・インコーポレイテッド シングルキャリア周波数分割多元接続における通信チャネルに関する階層的変調
WO2009045069A2 (en) 2007-10-03 2009-04-09 Lg Electronics Inc. Optimizing transmission for broadcast multicast service
CN101447854B (zh) 2007-11-27 2012-11-07 上海华为技术有限公司 数据发送/转发/处理方法及装置
JP2010239272A (ja) * 2009-03-30 2010-10-21 Panasonic Corp Ｏｆｄｍ送信装置、ｏｆｄｍ受信装置、ｏｆｄｍ伝送システム及びｏｆｄｍ通信方法
EP2282470A1 (en) 2009-08-07 2011-02-09 Thomson Licensing Data reception using low density parity check coding and constellation mapping
EP2282471A1 (en) * 2009-08-07 2011-02-09 Thomson Licensing Data transmission using low density parity check coding and constellation mapping
KR102214101B1 (ko) * 2014-09-05 2021-02-09 삼성전자주식회사 반복 검출 및 복호 수신 방법 및 장치
EP3439209B1 (en) * 2016-03-30 2024-05-01 Panasonic Intellectual Property Corporation of America Reception device and reception method

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB9523578D0 (en) * 1995-11-17 1996-01-17 Philips Electronics Nv Demodulator
US5966412A (en) * 1997-06-30 1999-10-12 Thomson Consumer Electronics, Inc. Apparatus and method for processing a Quadrature Amplitude Modulated (QAM) signal
EP1089427B1 (fr) * 1999-09-28 2007-07-18 Koninklijke Philips Electronics N.V. Procédé de comparaison des amplitudes de deux signaux électriques
CN1449165A (zh) * 2000-02-25 2003-10-15 南京师范大学 瞬时位相连续化差分四相移键控调制技术
JP3545726B2 (ja) * 2001-02-27 2004-07-21 松下電器産業株式会社 受信側装置
JP3840435B2 (ja) * 2002-07-05 2006-11-01 松下電器産業株式会社 無線通信基地局装置、無線通信移動局装置および無線通信方法
JP2004128988A (ja) * 2002-10-03 2004-04-22 Ntt Docomo Inc 通信システム、受信装置、送信装置及び通信方法
KR100951029B1 (ko) * 2005-01-11 2010-04-05 콸콤 인코포레이티드 가변 유클리드 거리 비율 및 블라인드 수신기를 사용하는다중 해상도 변조

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN106797359A (zh) * 2014-10-09 2017-05-31 高通股份有限公司 一种用于sc‑fdma的新调制方案：音调相移键控
CN106797359B (zh) * 2014-10-09 2020-06-05 高通股份有限公司 一种用于sc-fdma的新调制方案：音调相移键控
US10554460B2 (en) 2015-09-24 2020-02-04 Sony Corporation Device, method, and program
US11044130B2 (en) 2015-09-24 2021-06-22 Sony Corporation Device, method, and program

Also Published As

Publication number Publication date
CN101120567B (zh) 2011-09-28
TW200637313A (en) 2006-10-16
EP1836822B1 (en) 2008-12-24
WO2006076599A9 (en) 2006-10-26
KR20070094962A (ko) 2007-09-27
ATE418832T1 (de) 2009-01-15
EP1836822A1 (en) 2007-09-26
DE602006004427D1 (de) 2009-02-05
KR100951029B1 (ko) 2010-04-05
JP2008527931A (ja) 2008-07-24
WO2006076599A1 (en) 2006-07-20

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN101120567B (zh) 生成用于两层QPSK turbo解码的比特LLR值的方法及相关UT、处理器
CN101120566B (zh) 用于在一分层调制***中解码数据的方法和装置
US7660368B2 (en) Bit log likelihood ratio evaluation
CN101208925B (zh) 控制解码器的方法以及对分级编码信号进行解码的装置
Van Zelst et al. Turbo-BLAST and its performance
WO2008024567A1 (en) Ecoding and decoding methods and apparatus for use in a wireless communication system
CN110691340A (zh) 涉及消息的重新传输的无线车辆通信
EP2149242A1 (en) Adaptive maxlogmap-type receiver structures
EP2041887B1 (en) Enabling mobile switched antennas
CN100502279C (zh) 通信***中的混合编码调制和功率分配方法
Arbi et al. Joint BER optimization and blind PAPR reduction of OFDM systems with signal space diversity
CN101753263A (zh) 一种应用qc-ldpc码族的***、方法及该码族
CN112311711A (zh) 一种m-fsk调制方法、装置及***
Kaiser Performance of multi-carrier CDM and COFDM in fading channels
Hlaing et al. Investigation of error performance in OFDM with network coding techniques in multiple relay networks
HONFOGA et al. Low complexity demapping algorithms survey in DVB-T2: Rotated constellation case study
Yih et al. Analysis of cochannel interference in multi-cell OFDM networks
Li et al. Maximum likelihood SNR estimator for coded MAPSK signals in slow fading channels
CN114337924B (zh) 一种物理层网络编码下映射设计方法
CN114598580B (zh) 无线分级广域覆盖发送/接收方法、***、发送端和接收端
Ferrett et al. Noncoherent digital network coding using multi-tone CPFSK modulation
Donati et al. Symbol-Level Constellation Shaping for Channel-coded Physical-layer Network Coding
Madhukumar et al. Incremental redundancy and link adaptation in wireless local area networks using residue number systems
Debessu New Coding/Decoding Techniques for Wireless Communication Systems

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
REG Reference to a national code

Ref country code: HK

Ref legal event code: DE

Ref document number: 1113870

Country of ref document: HK

C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant
REG Reference to a national code

Ref country code: HK

Ref legal event code: WD

Ref document number: 1113870

Country of ref document: HK

CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee
CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee

Granted publication date: 20110928

Termination date: 20190111