JP2008503933A - 通信システムにおけるスペクトル推定を用いる時間同期 - Google Patents

Abstract

スペクトル推定を用いて時間同期を実行するために、受信機はパイロット送信に用いる周波数サブバンドの各セットで受信するパイロットシンボルに対する周波数応答推定値を得る。受信機は、送信機からの送信の測定到着時間を得るために、異なるセットのサブバンドに対する周波数応答推定値についてスペクトル推定を実行する。スペクトル推定は周波数応答推定値の主周波数成分を決定し、この主周波数成分に基づいて測定到着時間を導出する。測定到着時間と所望到着時間の間の時間誤差が計算され、場合によりフィルタリングされる。フィルタリングされた、またはフィルタリングされない時間誤差は、固定、または調整可能な利得により基準化される。次に、基準化された時間誤差に基づきおよび線形および／または非線形関数を用いて、時間調整値が生成される。時間調整値は送信機に送られ、送信機における送信タイミングを調整するために用いられる。
【選択図】 図７

Description

関連出願
本出願は、２００４年６月１８日出願の米国仮出願番号60/580,811“Time Synchronization Using Spectral Estimation”（スペクトル推定を用いる時間同期）の利益を主張する。

発明の分野
本発明は、一般に通信に関する。より詳細には通信システムにおける時間同期に関する。

多元接続通信システムは、利用可能なシステム資源（例えば、時間、周波数および／または送信電力）を共有することによって複数のユーザ端末のための通信をサポートすることができる。各ユーザ端末は順方向および逆方向リンク上の伝送を介して１つ以上の基地局と交信する。順方向リンク（または、下りリンク）は基地局からユーザ端末への通信リンクを指す。また、逆方向リンク（または、上りリンク）はユーザ端末から基地局への通信リンクを指す。

基地局は、逆方向リンクで、複数のユーザ端末からの送信を受信するかもしれない。各ユーザ端末からの送信は異なるセットの信号経路を通って伝わる。異なるユーザ端末に対する信号経路には、通常、異なるチャンネル利得および伝搬遅延がある。その結果、これらのユーザ端末からの送信は、同じ送信開始時間に対して基地局では異なる時間に到着するかもしれない。それらの送信が基地局において適切に時間的配列がされない場合、それらの送信はお互いに干渉するかもしれない。この干渉は各ユーザ端末からの送信を復元する基地局能力に悪影響を与えるかもしれないし、影響を受けるすべてのユーザ端末に対する性能を低下させるかもしれない。

ユーザ端末からの送信が基地局において適切な時間に到着するように、各ユーザ端末のタイミングを調整するために時間制御ループが用いられるかもしれない。時間制御ループの設計は、例えば送信の到着時間の正確な測定値を得ることの困難さなどの種々の要因のために、難しいことであるかもしれない。この困難さは、送信が送られる方法、悪いチャネル状態、その他に起因するかもしれない。

したがって、当業者において、通信システム内の受信機において到着時間を正確に測定するための方法、および送信機において適切にタイミングを調整するための方法に対する要求がある。

スペクトル推定を用いて時間同期を実行するための方法をここに説明する。時間同期は、送信が受信機に所望の時間に到着するために、受信機においては送信（または信号）の到着時間の決定、送信機においては送信タイミングの調整を必要とする。送信機は任意の時刻に送信を開始するかもしれないし、また無線チャンネルが未知の遅延を生ぜしめるかもしれないため、通常、受信機は送信の到着時間を先験的には知らない。受信機は、スペクトル推定を用いて送信機からの送信に対する比較的正確な到着時間測定値を得ることができる。

スペクトル推定を用いて時間同期を実行するための一実施例において、受信機はパイロット送信に用いられる周波数サブバンドの各セットで受信したパイロットシンボルに対する周波数応答推定値を得る。受信機は、異なるセットのサブバンドに対して異なる周波数応答推定値を得るかもしれない。次に、受信機は、送信機からの送信に対する測定到着時間を得るために周波数応答推定値についてスペクトル推定を実行する。スペクトル推定は周波数応答推定値における主周波数成分を決定し、後で説明するように、この主周波数成分に基づいて測定到着時間を導出する。測定到着時間と所望到着時間の間の時間誤差が計算され、低域フィルタでフィルタリングされるかもしれない。フィルタリングされた、またはフィルタリングされない時間誤差は固定、または１つ以上の基準に基づいて調整可能であるかもしれない利得で基準化される。次に、基準化された時間誤差に基づき、および線形および／または非線形関数を用いて時間調整値が生成される。例えば時間調整値は、到着時間測定にあるかもしれない不正確さを考慮して予め定めた範囲の値内になるように制限（または飽和）されるかもしれない。時間調整値は送信機に送られ、送信機において送信タイミングを調整するために用いられる。

発明の種々態様と実施例は以下にさらに詳細に説明される。

同じ参照記号は全般にわたり同一として取り扱う図面と共に、本発明の特徴および本質は、以下に記載された詳細な説明からより明らかになるだろう。

「代表的」という言葉は、ここでは「例、実例、または例証として役立つこと」を意味するために用いられる。ここで「代表的」と説明されたいかなる実施例または設計も、必ずしも他の実施例より好ましいまたは有利であると解釈されるべきではない。

図１に無線多元接続通信システム１００を示す。システム１００は多数のユーザ端末１２０のための通信をサポートする多くの基地局１１０を含む。基地局は、通常、ユーザ端末と交信するために用いられる固定局であり、また、アクセスポイント、ノードＢ、または他の用語で呼ばれるかもしれない。通常、ユーザ端末１２０はシステム全体にわたり分散されており、各ユーザ端末は固定または移動であるかもしれない。ユーザ端末は移動局、ユーザ機器（ＵＥ）、無線通信デバイス、または他の用語で呼ばれるかもしれない。各ユーザ端末は、いつでも、順方向および逆方向リンクで１つ以上の基地局と交信するかもしれない。簡単さのために、図１は逆方向リンクでの伝送のみを示す。集中システムにおいて、システム制御器１３０は基地局と結合し、基地局のための調整および制御を提供する。

ここに説明される時間同期方法は種々の無線および有線通信システムに用いられるかもしれない。例えば、これらの方法は直交周波数分割多元接続（ＯＦＤＭＡ）システム、時分割多元接続（ＴＤＭＡ）システム、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）システム、周波数分割多元接続（ＦＤＭＡ）システムなどに用いられるかもしれない。そのような多元接続システムの他の例は、多重搬送波ＣＤＭＡ（ＭＣ-ＣＤＭＡ）、および広帯域ＣＤＭＡ（Ｗ-ＣＤＭＡ）、高速下りリンクパケット接続（ＨＳＤＰＡ）を含む。これらの方法は、基地局のタイミングを調整するために順方向リンクに、またユーザ端末のタイミングを調整するために逆方向リンクに用いられるかもしれない。明快さのために、以下では、これらの方法は無線ＯＦＤＭＡシステムにおける逆方向リンクについて説明される。

ＯＦＤＭＡシステムは直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）を利用する。ＯＦＤＭは、システム帯域全体を複数（Ｎ個）の直交周波数サブバンドに効果的に分割する多重搬送波変調法である。これらのサブバンドは一般的にトーン、副搬送波、ビン、および周波数チャンネルと呼ばれる。各サブバンドは、データで変調されるかもしれないそれぞれの副搬送波に関係づけられる。最大Ｎ個の変調シンボルが各ＯＦＤＭシンボル期間内のＮ個の全サブバンドで送られるかもしれない。これらの変調シンボルは、Ｎ個の時間領域チップまたはサンプルを含む変換シンボルを生成するために、Ｎ点逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）により時間領域に変換される。マルチパスチャネルにおける周波数選択性フェージングに起因するシンボル間干渉（ＩＳＩ）を克服するために、変換されたシンボルのＣ個のチップが繰り返され、Ｎ＋Ｃチップを含むＯＦＤＭシンボルを形成する。ここでＣは通常Ｎの小部分である。繰り返されたＣ個のチップはしばしば巡回プレフィックスと呼ばれ、Ｃは巡回プレフィックス長である。ＯＦＤＭシンボル期間は１ＯＦＤＭシンボルの継続時間であり、Ｎ＋Ｃチップ期間に等しい。

図１に示すように、複数のユーザ端末が各基地局へ送信するかもしれない。ユーザ端末はシステム全体にわたり位置しており、基地局への異なる伝搬遅延があるかもしれない。また、各ユーザ端末への伝搬遅延は、ユーザ端末の移動、無線チャネルの変化その他により、時間と共に変化するかもしれない。各ユーザ端末からの送信タイミングは、そのユーザ端末によって観測された伝搬遅延を考慮して調整されるかもしれない。このことは、異なるユーザ端末からの送信が各基地局において時間調整されて到着すること、および互いに干渉しないことを確実にする。

図２にユーザ端末から基地局への逆方向リンクでのデータ伝送のためにユーザ端末のタイミングを調整するための処理を示す。初めに、ユーザ端末は要求メッセージを基地局へ送信する。このメッセージはシステムへのアクセス、逆方向リンクでの送信許可、その他を要求するかもしれない。このメッセージはユーザ端末での送信タイミングに基づいて、メッセージが送られた開始時刻の表示を含むかもしれない。基地局は要求メッセージを受信し、ユーザ端末からの送信の到着時間を測定する。次に、基地局は例えば要求メッセージによって表示された送信開始時間、および基地局により測定された到着時間に基づいて、初期時間オフセットを決定する。この初期時間オフセットは、基地局がユーザ端末からの送信を適切な時刻に受信するための、ユーザ端末における送信タイミングに対する調整量である。基地局は信号チャンネル（ＳＣＨ）を介して初期時間オフセットを送る。ユーザ端末は初期時間オフセットを受信し、それに従って送信タイミングを調整し、初期時間オフセットを用いてデータを送信する。

基地局はユーザ端末からのデータ送信を受信し、この送信の到着時間を測定する。ユーザ端末に対する伝搬遅延は最後の送信から変化しているかもしれない。この場合、データ送信の到着時間は、基地局がユーザ端末に割り当ててある時間インターバルの開始点であるかもしれないデータ送信に対する所望到着時間と異なるかもしれない。基地局は測定到着時間と所望到着時間の間の差または誤差を計算し、ユーザ端末のための時間調整値を決定する。次に、基地局はＳＣＨを介して時間調整値を送る。ユーザ端末は時間調整値を受信し、それに従ってその送信タイミングを更新し、その更新された時間オフセットを用いてデータを送信する。

タイミング調整処理は通常ユーザ端末からのデータ送信全体にわたり続く。基地局は、ユーザ端末から受信した各送信の到着時間を測定し、時間調整値を決定する。ユーザ端末は、基地局から受信した各タイミング調整値に対する送信タイミングを更新する。ユーザ端末における最新の送信タイミングは、初期時間オフセットに、基地局から受信したすべての時間調整値を加えて決定される。ユーザ端末は基地局への送信のために最新の送信タイミングを用いる。

図３にユーザ端末１２０ｘと基地局１１０ｘ間の時間制御ループ（ＴＣＬ）の代表的モデル３００を示す。ユーザ端末は最新の送信タイミングを用いて逆方向リンクで送信する。送信は無線チャンネルの伝搬遅延を観測し、また無線チャネル内のマルチパスによって歪を受けているかもしれない。伝搬遅延は時間と共に、任意に変化するかもしれない。

基地局において、到着時間測定ユニット３１０はユーザ端末からの送信を受信し、受信した送信の到着時間を測定し、測定した到着時間を出力する。加算器３１２は所望到着時間から測定到着時間を減算し、受信した送信に対する時間誤差を出力する。遅延ユニット３１４は、１更新期間の遅延を時間制御ループに与える。遅延ユニット３１４は、時間制御ループを更新する際の遅延を考慮してモデル３００に含まれる。この更新遅延は、最新のＴＣＬ更新期間になされた到着時間測定が、次の更新期間までユーザ端末における送信タイミングに反映されないという事実によるものである。ＴＣＬ更新率、従ってＴＣＬ更新期間は、基地局からユーザ端末へ時間調整値が送られる割合により決定される。ＴＣＬ更新率はシステム設計によって、固定、または可変であるかもしれない。

乗算器３１６は遅延ユニット３１４からの遅延された時間誤差とＴＣＬ利得を乗算し、基準化された時間誤差を提供する。ＴＣＬ利得は、後で説明するように、時間制御ループのループ特性を決定する。後処理器３１８は基準化された時間誤差を量子化し、量子化した値に後処理（もしあれば）を実行して、受信した送信に対する時間調整値を出力する。例えば、後処理器３１８は、飽和を実行し、時間調整値を予め定めた値の範囲内になるように制限するかもしれない。時間調整値はユーザ端末からの送信が所望の到着時間に受信されるように、ユーザ端末がその送信タイミングを進めるべきか遅らせるべきかを示す。時間調整値は予め定めた単位（例えば、８チップ）で与えられるかもしれない。基地局は時間調整値を順方向リンクを介してユーザ端末へ送る。

ユーザ端末において、加算器３２０は基地局からの時間調整値を受信し、この時間調整値とレジスタ３２２に格納した前の送信タイミングとの和をとり、最新の送信タイミングを出力する。最新の送信タイミングはレジスタ３２２に格納され、また基地局への次の送信のために用いられる。加算器３２０およびレジスタ３２２は、基地局から受信した時間調整値に基づいてユーザ端末での送信タイミングを更新するアキュムレータを形成する。

初期時間オフセットのための処理は時間調整値のための処理と異なるかもしれない。例えば、ユーザ端末から受信した最初の送信に対する時間誤差は初期時間オフセットを得るために１倍（ＴＣＬ利得ではなく）されるかもしれない。また後処理は省略されるかもしれない。加算器３２０は初期時間オフセットと前の送信タイミングを時間調整用と同様の方法で加算するかもしれない。

図３にループ内の１個のアキュムレータによる一次時間制御ループを示す。ユーザ端末において無線チャネルにより生じた伝搬遅延を考慮して送信タイミングを調整するために他の時間制御ループが用いられるかもしれない。例えば、二次の時間制御ループが用いられるかもしれない。

送信の到着時間は、種々の方法を用いて測定されるかもしれない。適当な測定方法は、例えば、システム内でデータおよびパイロットの送信方法などの種々の要因に基づいて選択されるかもしれない。パイロットは既知の方法で処理され送信される既知のデータである。送信機は受信機が時間同期、チャネル推定、周波数補正、自動利得制御、その他など種々の機能を実行することを助けるために、パイロットを送信するかもしれない。データおよびパイロットを送信するためのいくつかの代表的送信方式を以下に説明する。

図４Ａに、ＯＦＤＭＡシステムに用いられるかもしれない周波数ホッピング（ＦＨ）送信方式４１０を示す。周波数ホッピングは、干渉をランダム化でき、また有害な経路効果に対して周波数ダイバーシチを提供することができる。周波数ホッピングにより、各ユーザ端末は各ホップ期間に用いる特定のサブバンドを示す異なるＦＨ系列を割り当てられる。各ホップ期間は１または複数のＯＦＤＭシンボル期間にわたるかもしれない。各ＦＨ系列は送信に用いるサブバンドを疑似ランダムに選択するかもしれない。同じ基地局と交信中の異なるユーザ端末に対するＦＨ系列は互いに直交しており、その結果いずれのホップ期間内でも２つのユーザ端末が同じサブバンドを用いることがない。これは同じ基地局と交信するユーザ端末間の「セル内」干渉を回避する。各基地局用のＦＨ系列は近接基地局用のＦＨ系列との関係において擬似ランダムである。これは異なる基地局と交信中のユーザ端末間の「セル間」干渉をランダム化する。

例えば、図４Ａに示すように、Ｓ個のセットのサブバンドはＮ個の全サブバンドで形成され、各セットはＭ個のサブバンドを含む。ここでＮ＝Ｍ×Ｓ、Ｍ＞１、Ｓ＞１である。各セット内のＭ個のサブバンドは、連続的（図４Ａで示されるように）であるかもしれないし、または非連続的であるかもしれない。各ユーザ端末は各ホップ期間内の１セットのサブバンドを割り当てられるかもしれない。データシンボル（データ用変調シンボル）は、図４Ａに示すように、パイロットシンボル（パイロット用変調シンボル）と時間分割多重化（ＴＤＭ）されるかもしれない。送信方式４１０は、例えばＯＦＤＭＡシステムにおいて逆方向リンクに用いられるかもしれない。

図４Ｂに、ＯＦＤＭＡシステムに同様に用いられるかもしれないインターレース送信方式４２０を示す。例えば、図４Ｂに示すように、Ｓ個のセットのサブバンドは各セットがＭサブバンドを含んで形成される。周波数ダイバーシチを提供するために、各セットにおけるＭ個のサブバンドはＳサブバンド間隔で一様に分散配置されるかもしれない。次に、図４Ｂで示されるように、Ｓ個のサブバンドセットは互いにインターレースされる。各ＯＦＤＭシンボル期間において、１セットのサブバンドがパイロット送信に用いられ、サブバンドの残りのＳ-１セットがデータ伝送に用いられるかもしれない。異なるサブバンドセットが異なるＯＦＤＭシンボル期間におけるパイロット送信に使用されるかもしれない。これらのサブバンドセットは擬似ランダムな手法で（例えば、ＰＮ系列で）、または決定論的な手法で（例えば、図４Ｂで示されるように長さＳの予め定めた系列で）選択されるかもしれない。送信方式４２０は、例えばＯＦＤＭＡシステムにおいて順方向リンクに用いられるかもしれない。

図４Ａおよび図４Ｂに示した２つの方式を組み合わせた送信方式が逆方向リンクに用いられるかもしれない。この送信方式において、例えば図４Ｂに示すようにＳ個のインターレースしたサブバンドセットが形成される。しかしながら、各ホップ期間は複数ＯＦＤＭシンボル期間にわたり、データおよびパイロットは図４Ａに示すように各ホップ期間に各サブバンド上で時分割多重化される。

一般に、任意数のサブバンドセットが形成されるかもしれない。また、各セットは任意数の並びに任意組合せのサブバンドを含むかもしれない。到着時間測定および時間同期はデータおよびパイロット送信に用いられる特定の方式に依存して異なる手法で実行されるかもしれない。

一実施例において、時間同期はスペクトル推定を用いて実行される。スペクトル推定はシステムの全帯域の一部のみ、例えば図４Ａまたは４Ｂに示すようにＮ個の全サブバンド中のＭ個のサブバンドで同時に送信される狭帯域パイロットに基づいて比較的正確な到着時間測定値を提供することができる。スペクトル推定は、例えばデータとのＴＤＭ手法でＮ個の全サブバンドのすべてまたは大きな部分で送信される広帯域パイロットに対して同様に用いられるかもしれない。

ＯＦＤＭＡシステムにおける無線チャンネルはチャンネルインパルス応答または対応するチャンネル周波数応答のいずれかで特性化されるかもしれない。チャンネルインパルス応答は、ここに用いられる場合、また従来の用語と一致して、無線チャンネルの時間領域応答であり、またチャンネル周波数応答はチャンネルの周波数領域応答である。サンプル値データシステムにおいて、チャンネル周波数応答はチャンネルインパルス応答の離散型フーリエ変換（ＤＦＴ）である。チャンネルインパルス応答は「チャンネルタップ」の１系列で構成されており、各チャンネルタップがチャンネルタップ利得（単に「タップ利得」）およびチャンネルタップ遅延（単に「タップ遅延」）で定義されている。チャンネル周波数応答は１セットの「チャンネル利得」で構成されており、各チャネル利得は特定のサブバンドに対している。

チャンネルインパルス応答には、Ｌ個の注目するチャンネルタップ、例えば、Ｌ＜Ｎとして十分な強度のＬ個のチャンネルタップがある。各チャネルタップはｈ_ｉの複素利得を持ち、ｄ_ｉの遅延の場所にある。一般に、各チャネルタップは１からＮの間のどこか（すなわち１≦ｄ_ｉ≦Ｎ）に位置している。ここでＮは無線チャネルの時間スパンまたは長さである。Ｌ個のタップ利得は、ｉ＝１，２，…Ｌに対して｛ｈ_ｉ｝またはｈ_ｉと表される。Ｌ個のタップ遅延は、ｉ＝１，２，…Ｌに対して｛ｄ_ｉ｝またはｄ_ｉと表される。タップ利得｛ｈ_ｉ｝は無線チャネルのドップラ拡がりで決定される率で変化する相関ランダム変数である。Ｌ個のタップ利得｛ｈ_ｉ｝はタップ遅延｛ｄ_ｉ｝と同様に未知であり、以下に述べるように推定されるかもしれない。

チャンネルインパルス応答Ｈ（ｚ）は、Ｌタップの有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタによりｚ領域内で次式で表されるかもしれない。

ここで、ｚ^-１は１チップ期間の遅延を表し、ｚ^-ｄｉはｉ番目のチャネルタップの遅延を表す。チャンネルインパルス応答はＬ×１のベクトルｈで、タップ遅延｛ｄ_ｉ｝への明示的参照をすることなく、次式のように表されるかもしれない。

ｈ＝［ｈ_１ ｈ_２ … ｈ_Ｌ］^Ｔ 式（２）
ここで「^Ｔ」は転置を表す。

チャンネルプロファイルは次式で定義されるかもしれない。

Ｐ＝ｄｉａｇ〈ｈ・ｈ ^Ｔ〉 式（３）
ここで、〈 〉は時間平均化操作、
ｄｉａｇ｛Ｍ｝は行列Ｍの対角要素だけを持つ対角行列、
Ｐはチャンネルプロファイルに対するＬ×Ｌの対角行列である。

対角行列は対角線に沿って可能性のある非ゼロの値および他の要素ではゼロを含む。Ｐの対角要素はｈで定義されたチャンネルプロファイルを表す。チャンネルプロファイルは、チャンネルインパルス応答におけるチャンネルタップの長期間時間平均化エネルギーを表す。チャンネルプロファイルはフェージング、ドップラ、その他のような短期間効果を含まない。従って、チャンネルプロファイルは、信号が伝わるかもしれない媒体の反射率／透過率を表している。

周波数領域チャンネル利得は、パイロット送信に用いられる各サブバンドについて、次式のように推定されるかもしれない。

Ｈ_ｋ＝ｙ_ｋ／Ｐ_ｋ、 ｋ＝１，２，…Ｍ 式（４）
ここで、ｙ_ｋはサブバンドｋに対する受信パイロットシンボル、
Ｐ_ｋはサブバンドｋで送信されるパイロットシンボル、
Ｈ_ｋはサブバンドｋに対するチャネル推定利得である。

簡単さのために、式（４）はサブバンド指数ｋが１からＭにおよぶようにＭ個の連続したサブバンドが、例えば図４Ａに示すようにパイロット送信に用いられると仮定する。一般に、任意のサブバンドがパイロット送信に用いられるかもしれない。またこれらのサブバンドは受信機で既知である。

パイロット送信に用いられるＭ個のサブバンドに対するＭ個のチャンネル利得｛Ｈ_ｋ｝は、式（４）に示すように、これらのサブバンドで受信されたパイロットシンボルに基づいて推定されるかもしれない。チャンネル利得は周波数領域の値である。各チャンネル利得は、次式のようにＬ個（未知）の時間領域チャンネルタップのフーリエ変換として表されるかもしれない。

ここで、ω_ｊ＝２πｄ_ｉ／Ｎはｉ番目のチャネルタップに対する角周波数（ラジアン）、
ｎ_ｉはｉ番目のチャネルタップに対する雑音である。

式（５）の指数にある係数「ｋ-１」（「ｋ」の代わりに）はサブバンド指数が０ではなく１から始まることによる。ｉ＝１，２，…Ｌに対する角周波数ω_ｉはチャネル利得｛Ｈ_ｋ｝の周波数成分であり、チャネルインパルス応答に対する未知タップ遅延に直接関連する。従って、タップ遅延はチャネル利得｛Ｈ_ｋ｝についてスペクトル推定を実行することによって、以下に説明するように推定されるかもしれない。

式（５）は次式のように行列形式で表現されるかもしれない。

または、Ｈ＝Ｑｈ＋ｎ （７）
ここで、ＨはＭ個のサブバンドに対するチャネル利得推定値を含むＭ×１のベクトル、
Ｑは式（６）に示される要素を含むＭ×Ｎの「フーリエ型」行列、
ｎはＬ×１の雑音ベクトルである。

パイロットは、例えば図４Ａまたは４Ｂに示すように、異なる時間インターバル内の異なるセットのＭ個のサブバンドで送信されるかもしれない。図４Ａに示す送信方式において、パイロットは１時間インターバル内のサブバンドｋ＝１，２，…Ｍで送信され、次に次の時間インターバル内のｋ＝１＋ｂ，２＋ｂ，…Ｍ＋ｂ、以下同様で、送信されるかもしれない。ここでｂはＦＨ系列により決定される任意のオフセット値であるかもしれない。サブバンドｋ＝１＋ｂ，２＋ｂ，…Ｍ＋ｂで送られるパイロットに対するチャンネル利得は、
Ｈ _ｂ＝Ｑ・Ｂ・ｈ＋ｎ 式（８）
と表されるかもしれない。

ここで、ＢはＢ＝ｄｉａｇ（ｅ^ｊｂω１，ｅ^ｊｂω２，…ｅ^ｊｂωＬ）で与えられるＬ×Ｌの対角行列である。

ＨのＭ×Ｍ相関（または、外積）行列はＨ・Ｈ ^Ｈで定義されるかもしれない。ここで、「^Ｈ」は共役転置を表す。Ｒで表されるＨの相関行列の長期間時間平均は、
Ｒ＝〈Ｈ・Ｈ ^Ｈ〉＝Ｑ・Ｐ・Ｑ ^Ｈ＋σ^２・Ｉ 式（９）
で表されるかもしれない。

ここで、Ｉは対角要素が１でその他の要素が０の単位行列、
σ^２は雑音の分散である。

式（９）は式（３）、（７）、および（８）に基づいて得られる。異なるオフセット値のアンサンブルに対するＢ行列が平均して０になるように、異なるｂのオフセット値が選択されるかもしれない（例えば図４Ａに示すような疑似ランダムな手法で、または図４Ｂに示すような決定論的手法で）。この場合、十分な平均化が異なる時間インターバルに対して得られた相関行列について実行されると、Ｂ行列は相殺され、Ｒ内には現れない。式（９）はチャネル雑音が平均０の付加白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ）、σ^２の分散、およびφ _ｎｎ＝σ^２・Ｉであると仮定している。

行列Ｒについて以下のように固有値分解が実行されるかもしれない。

Ｒ＝Ｖ・Ｄ・Ｖ ^Ｈ 式（１０）
ここで、ＶはＲの固有ベクトルのＭ×Ｍのユニタリ行列、
ＤはＲの固有値のＭ×Ｍの対角行列である。

ユニタリ行列ＭはＭ ^Ｈ Ｍ＝Ｉという性質で特徴づけられる。ユニタリ行列の列は互いに直交しており、各列は単位パワーを有している。固有値分解は、Gilbert Strang著"Linear Algebra and Its Applications"（「線形代数とその応用」）Second Edition, Academic Press, 1980に説明されている。

ＤのＭ個の対角線要素はＲの固有値と呼ばれる。ＶのＭ個の列はＲの固有ベクトルと呼ばれる。Ｖの各列はＤの１つの固有値に対応している。その結果、Ｖの第１列、すなわち、一番左の列はＤの第１列の対角要素に対応し、Ｖの第２列はＤの第２列の対角要素に対応しており、以下同様である。

ＤのＭ個の固有値は最小値から最大値へ順番に配列され、配列後に｛λ_１，λ_２，…λ_Ｍ｝と表されるかもしれない。ここでλ_１は最小固有値でありλ_Ｍは最大固有値である。Ｄの固有値が配列されると、Ｖの固有ベクトルはそれに対応して配列される。Ｍ＞Ｌの場合、ＤのＭ-Ｌ個の最小固有値（すなわちλ_１からλ_Ｍ-Ｌ）は雑音分散σ^２に等しく、「雑音」固有値と呼ばれる。Ｍ-Ｌ個の雑音固有値に対応するＶのＭ-Ｌ個の固有ベクトル（すなわち順番に配列した後のＶのＭ-Ｌ個の左側の列）は、Ｒの「雑音」固有ベクトルと呼ばれ、｛ｖ _１，ｖ _２，…ｖ _Ｍ-Ｌ｝と表される。雑音固有ベクトルはＱの列と直交している。

Ｌ個のタップ利得／パワーは行列Ｐに含まれ、Ｌ個のタップ遅延は行列Ｑに含まれる。ＱのＬ個の列の各々は以下の形式を有している。

ここで、ｌは未知のタップ遅延を表す指数であり、１からＮの範囲内にある。すなわちｌ∈｛１，２，…Ｎ｝。

コスト関数は次式で定義される。

Ｌ個の未知のタップ遅延はコスト関数Ｃ（ｌ）に基づいて以下のように求められるかもしれない。コスト関数はｌのＮ個の取り得る値の各々に対して、すなわちｌ＝１，２，…Ｎに対して評価されるかもしれない。ｌの各値はチャネルタップに対して仮定した遅延を表す。ｌの各値に関して、式（１１）に示すようにベクトルｑ _ｌが最初に決定され、ｋ＝１，２，…Ｍ-Ｌとして、Ｍ-Ｌ個の内積ｇ_ｋ＝ｑ _ｌ ^Ｈ・ｖ _ｋを求めるためにＭ-Ｌ個の雑音固有ベクトルの各々と乗算される。次に、各内積のパワーが｜ｇ_ｋ｜^２＝ｇ_ｋ・ｇ_ｋ ^＊で計算される。ここで「^＊」は複素共役を表す。次に、Ｍ-Ｌ個の内積のパワーの和が取られ、そのパワー和の逆数がｌの値に対するコスト関数Ｃ_ｌとして提供される。ｌ＝１，２，…ＮとしてＮ個のコスト値Ｃ_ｌがｌのＮ個の可能な値に対して得られる。

Ｑの列は雑音固有ベクトルと直交しているため、Ｑの任意の列と雑音固有ベクトルとの内積は小さいかまたは０である。従って、Ｑの各列のＭ-Ｌ個の内積のパワーの和は小さく、このパワー和の逆数は大きい。次に、Ｎ個のコスト値内でＬ個の最大値が特定される。これらのＬ個の最大コスト値に対応するＬ個のｌの値はチャネルインパルス応答に対する未知タップ遅延を表す。ｌのこれらのＬ個の特定された値は、行列Ｑを形成するために用いられ、また、行列Ｂを形成するために既知のｂオフセット値と共に用いられる。次にＬ個のタップ利得が次式で決定されるかもしれない。

ｈ _ｂ＝Ｂ ^-１・Ｑ ^-１・Ｈ _ｂ 式（１３）
ここで、Ｈ _ｂは１セットのＭパイロットシンボルに対する周波数応答推定に対するＭ×１ベクトル、
ｈ _ｂはＬ個のタップを持つチャネルインパルス応答推定に対するＬ×１ベクトルである。

インパルス応答推定値ｈ _ｂは、１セットのサブバンドで受信されたパイロット送信から得られる周波数応答推定値Ｈ _ｂに対して計算される。異なるセットのサブバンドに対するインパルス応答推定値は、Ｌ個のタップの平均インパルス応答推定値を得るために平均化されるかもしれない。

上の説明において、Ｌ＜Ｍとして、Ｌは推定されるべきチャネルタップ数を表す。一般に、Ｌは、無線チャネルの実際のインパルス応答におけるチャネルタップ数（Ｌ_ａｃｔ）に等しいかもしれないし、等しくないかもしれない。Ｌ＝Ｌ_ａｃｔ＜Ｍの場合、Ｌ_ａｃｔチャネルタップは上述したように推定されるかもしれない。Ｌ≠Ｌ_ａｃｔかつＬ＜Ｍの場合、無線チャネルに対するチャネルプロファイルの代表であるＬ個のチャネルタップが上述のように求められる。一般に、Ｍが増加するに従って、高精度で高分解能を備えたより多くのチャネルタップが推定されるかもしれない。Ｎに等しいかまたはほぼＮであるＭを有する広帯域パイロットにおいては、最大Ｎタップを有する完全なチャネルインパルス応答が広帯域パイロットに基づいて推定されるかもしれない。

無線チャンネルを介して受信された送信の到着時間を測定するために、式（１）から（１２）に示されたスペクトル推定方法は１と等しいＬセットにより実行されるかもしれない。Ｌ＝１の場合、スペクトル推定方法は、Ｍが１より大きいと仮定して、チャンネルプロファイルの中央に位置する単一のチャンネルタップを提供する。この単一チャンネルタップに対応するタップ遅延は送信の測定到着時間として用いられるかもしれない。

代表的ＯＦＤＭＡシステムにおける代表的無線チャンネルについて、スペクトル推定を用いた到着時間測定のための計算機シミュレーションを実行した。このＯＦＤＭＡシステムは５ＭＨｚの全システム帯域を持ち、１０２４個の全サブバンド（Ｎ＝１０２４）、各セットに１６個のサブバンド（Ｍ＝１６）、および４８チップの巡回プレフィックス長（Ｃ＝４８）を有するＯＦＤＭ構造を用いる。各ＯＦＤＭシンボル期間は２１４．４μｓｅｃ、すなわち（１０２４＋４８）／（５×ｌ０^６）である。各ホップ期間は７ＯＦＤＭシンボル期間、すなわち１．５ｍｓｅｃにわたる。１パイロットシンボルが、図４Ａに示すように各ホップ期間の中央で送られる。

無線チャンネルは、巡回プレフィックスの長さの約８０％である長さ３８チップ、すなわち｛ｄ_ｉ｝＝｛１，２，…３８｝のチャンネルプロファイルを有する。チャンネルプロファイルは、各ＴＣＬ更新期間に対して異なる系列のランダム値でモデル化される。チャンネルプロファイルはランダムに、１つのＴＣＬ更新期間から次へと変化する。その結果、最新のＴＣＬ更新期間におけるチャンネルプロファイルのためのランダム値の系列は前のＴＣＬ更新期間におけるランダム値の系列とは非相関である。チャンネル雑音はＡＷＧＮ雑音であり、受信パイロットの信号対雑音比（ＳＮＲ）は０デシベル（ｄＢ）である。

測定率がＴＣＬ更新率と同じくなるように、各ＴＣＬ更新期間に到着時間測定がなされる。ＴＣＬ更新期間は９０ｍｓｅｃであり、各到着時間測定は６０ホップ期間内に受信されたパイロットシンボルに基づく。チャネル周波数応答ベクトルＨ _ｂが各ホップ期間に対して、そのホップ期間内に受信されたパイロットシンボルに基づいて求められる。ベクトルＨ _ｂに基づいて、各ホップ期間にマトリクスＲが更新される。到着時間は、Ｌ＝１として式（１０）から（１２）を実行することにより、６０ホップ期間の後に計算される。

図５に１ＴＣＬ更新期間内の無線チャンネルに対するチャンネルタップをプロットした線５１０を示す。３８個のチャンネルタップがＴＣＬ更新期間に対してランダムに選択される。図５にスペクトル推定方法によって提供された到着時間測定応答をプロットした線５２０をさらに示す。線５２０のピークはスペクトル推定方法によって推定されるようにチャネルプロファイルの中央にある。図５は、スペクトル推定方法は、チャンネルタップ数が各ホップ期間内にパイロット送信に用いられるサブバンド数を超えても、チャンネルプロファイルの中央を決定することができることを示している。チャンネルプロファイルの中央に対応する時刻は測定到着時間として与えられる。

図３に戻り、加算器３１２からの時間誤差はＴＣＬ利得により乗算器３１６で基準化される。ＴＣＬ利得は、時間制御ループのループ帯域幅および減衰率を決定する。これは次に時間制御ループの過渡応答を決定する。一般に、より大きいＴＣＬ利得は、より広いループ帯域幅およびより速い応答時間に対応しているが、雑音性の無線チャンネルに対するより多いタイミングジッタに対応している。逆に、より小さいＴＣＬ利得は、より狭ループ帯域幅およびより遅い応答時間に対応しているが、雑音性の無線のチャンネルに対するより少ないタイミングジッタに対応している。

時間制御ループの性能は、図５について上で説明した代表的ＯＦＤＭＡシステムおよび代表的無線チャンネルに対してシミュレーションされる。このシミュレーションにおいて、受信された送信に対する初期到着時間は０チップオフセットであり、所望到着時間は-１５チップオフセットである。到着時間はＴＣＬ更新期間毎（６０ホップ期間毎すなわち９０ｍｓｅｃ毎）に測定され、時間制御ループはＴＣＬ更新期間毎に同様に更新される。

図６に、異なるＴＣＬ利得を持つ場合のステップ入力に対する時間制御ループの応答をプロットした線を示す。線６１０、６２０、および６３０は、それぞれＴＣＬ利得が０．１、１．０、および１．５の時間制御ループのステップ応答を示す。線６１０は、約３秒の収束時間を有するステップ応答を示す。これは遅過ぎるかもしれない。線６３０は、８チップのオーバシュートおよびリンギングを有するステップ応答を示す。これは望ましくないかもしれない。線６２０は、所望到着時間へ高速収束し、かつオーバシュートの無いステップ応答を示す。図６には示されないが、ＴＣＬ利得０．５で約２００ｍｓｅｃの時定数を持つステップ応答およびより少ない雑音が実現されるかもしれない。図６のステップ応答は図３の後処理器３１８による飽和を用いることなく得られる。

図６に示すように、ＴＣＬ利得は時間制御ループの雑音性能と同様に応答時間も決定するループ特性に影響を与える。ＴＣＬ利得はこれらの２つの性能基準間のトレードオフに基づいて選択される固定値であるかもしれない。また、ＴＣＬ利得はチャンネル状態に基づいて選択される設定可能な値であるかもしれない。例えば、トラッキング性能を向上させるために高ＳＮＲに対する高ＴＣＬ利得が用いられるかもしれない。また、雑音性能を向上させるために低ＳＮＲに対する低ＴＣＬ利得が用いられるかもしれない。ＳＮＲは受信パイロットに基づいて推定されるかもしれない。高ＴＣＬ利得は、またチャンネルプロファイルにおける高いシフト率に対して用いられるかもしれない。また、低ＴＣＬ利得は、チャンネルプロファイルにおける低いシフト率に対して用いられるかもしれない。チャンネルプロファイルにおけるシフト率は測定到着時間に基づいて推定されるかもしれない。例えば、複数の時間誤差（または時間誤差の大きな部分）が同じ方向にある場合、高いシフト率が推定されるかもしれない。また、到着時間測定値における低い分散に対して高いＴＣＬ利得が用いられるかもしれない。この低分散は固定または低速のユーザ端末に対する比較的静的または定常的なチャネルを示しているかもしれない。逆に、到着時間測定値における高い分散に対して低いＴＣＬ利得が用いられるかもしれない。この高分散は高速のユーザ端末に対する急速に変化するチャネルを示しているかもしれない。チャンネルプロファイルのシフト率は確定され、無線チャネルのある特性（例えば速度）を推定するためと同様にＴＣＬ利得を調整するために用いられるかもしれない。

また、ＴＣＬ利得は動作モードに基づいても設定可能であるかもしれない。例えば、高いＴＣＬ利得が捕捉段階中に用いられるかもしれない。また、低いＴＣＬ利得がトラッキング段階中に用いられるかもしれない。捕捉段階は最初のわずかなＴＣＬ更新期間にわたるかもしれない。また、トラッキング段階は残りのＴＣＬ更新期間にわたるかもしれない。

スペクトル推定方法は、一般に正確な到着時間の測定値を提供するが、時々不正確さの大きい到着時間推定値を生ずるかもしれない。チャンネルプロファイルがシフトするかもしれない最大率は通常ユーザ端末の速度で制限される。例えば、スペクトル推定方法は、数チップ（例えば、シミュレーションされたシナリオに対して±４チップ）の不正確さのある到着時間推定値を生ずるかもしれない。チャンネルプロファイルの最大シフト率は各ＴＣＬ更新期間に対して１チップの内の僅かな部分（例えば、０．１チップ）であるかもしれない。スペクトル推定方法が、先行する到着時間測定値から大きく異なる到着時間測定値を生ずる場合、測定値に不正確さがある可能性が高い。この場合、最新の到着時間測定値は時間制御ループを更新する時に、より小さい重みが与えられるかもしれない。より小さい重みは種々の手法で実現されるかもしれない。

一実施例において、図３の乗算器３１６からの基準化された時間誤差は、後処理器３１８により、値の予め定められた範囲内になるよう飽和される。この範囲はチャンネルプロファイルの最大シフト率に基づいて選択されるかもしれない。例えば、最大シフト率が１ＴＣＬ更新期間あたり０．１チップの場合、時間調整値は＋１から-１チップの範囲に制限されるかもしれない。この飽和は、不正確な到着時間推定に起因するタイミングジッタの量を減少させる。

他の実施例において、複数の大きい時間誤差を得る場合、後処理器３１８は大きい時間調整値を出力する。後処理器３１８は、上で説明したように最初の大きい時間誤差のための時間調整値を制限するかもしれない。後続の時間誤差も同様に大きい場合、後処理器３１８は大きい時間調整値を出力するかもしれない。これは前の到着時間測定値の精度を確認するかもしれない。この「待機後確認」方式は、多くの到着時間測定誤差を除去しながら、より速いループ応答を可能にするかもしれない。

さらに別の実施例において、遅延ユニット３１４は加算器３１２からの時間誤差をフィルタリングする低域フィルタで置き換えられる。この低域フィルタの帯域幅は、フィルタ応答が時間制御ループの閉ループ特性を悪化しないように十分広い。

さらに他の実施例において、後処理器３１８は、（１）時間誤差の振幅が予め定めた範囲内にある場合は時間誤差の第１の（例えば線形）関数に基づいて、（２）振幅が予め定めた範囲外にある場合は時間誤差の第２の（例えば非線形）関数に基づいて、時間調整値を導出する。非線形関数はクリッピングもしくは飽和、上述した待機後確認方式、または他の関数であるかもしれない。

上の説明では、基地局によって送られた時間調整値がユーザ端末で正しく受信されると仮定している。時間調整値の送り方によっては、受信時間調整値に誤差があるかもしれない。時間制御ループは、これらの誤差を考慮して設計されるかもしれない。例えば、タイミング調整値は、誤り率を減少させるために、より頻繁におよび／またはより高い送信電力で送られるかもしれない。

図７にスペクトル推定を用いて時間同期を実行するための処理７００を示す。周波数応答推定値がサブバンドの各セットで受信されたパイロットシンボルに対して得られる（ブロック７１０）。異なる周波数応答推定値が異なるセットのサブバンドに対して得られるかもしれない。次に、測定到着時間を得るためにスペクトル推定が周波数応答推定値について実行される（ブロック７１２）。スペクトル推定は周波数応答推定値の主周波数成分を決定し、この主周波数成分に基づいて測定到着時間を導出する。

測定到着時間と所望到着時間の間の時間誤差が決定される（ブロック７１４）。時間誤差は低域フィルタでフィルタリングされるかもしれない。フィルタリングされた、または、フィルタリングされない時間誤差はＴＣＬ利得で基準化される。このＴＣＬ利得は、固定値またはチャネル状態および／または選択された動作モードに基づいて決定される可調整な値であるかもしれない（ブロック７１６）。次に、基準化された時間誤差に基づいて時間調整値が生成される（ブロック７１８）。時間調整値は、測定の不正確さを考慮して予め定められた範囲の値内になるように制限されるかもしれないし、または線形および／または非線形関数に基づいて生成されるかもしれない。

上記の説明において、到着時間測定値は、確定されるべき未知のタップ遅延（ｄ_ｉ、ｉ＝１，２，…Ｌ）が受信パイロットシンボルから得た周波数領域のチャネル利得の周波数成分（ω_ｉ、ｉ＝１，２，…Ｌ）であるという認識に基づく。次に、スペクトル推定（または、スペクトル解析）がチャンネル利得の未知の周波数成分を決定するために実行される。これらの周波数成分は、いったん決定されると、チャネルインパルス応答推定のための未知のタップ遅延の推定値として役立つ。到着時間測定において、スペクトル推定方法はチャンネル利得の主周波数成分を出力する。これは、次に、測定到着時間を導出するために用いられる。

スペクトル推定方法は、（１）同時にシステム帯域幅の小部分だけで送られる狭帯域パイロット、および（２）システム帯域幅の全部または大きな部分で送られる広帯域パイロット、の双方に対する正確な到着時間測定を提供することができる。狭帯域パイロットにおいて、システム帯域幅の小さい部分のみがいつでも観測可能である。送信の到着時間を決定できる分解能はチャンネル観測の帯域幅によって制限される。例えば、パイロットが同時にＮより十分小さいＭ個のサブバンドだけで送られる場合、受信機はこれらＭ個のサブバンドで受信されたパイロットに基づく比較的狭帯域幅にわたる無線チャネルを観測することができるだけである。従って、Ｔ_ｏｆｄｍ／Ｍの時間分解能を有する粗な到着時間測定がＭ個のサブバンドのいずれかの１セットで受信される狭帯域パイロットに基づいて得られるかもしれない。ここで、Ｔ_ｏｆｄｍは巡回プレフィックスのないＯＦＤＭシンボルの持続期間である。スペクトル推定方法はＴ_ｏｆｄｍ／Ｎの時間分解能を有するより高精度な到着時間測定値を提供できる。上の例によって例証されるように、ＭがＮより十分小さい場合、Ｔ_ｏｆｄｍ／Ｎは、いずれか１つの狭帯域パイロット送信によって得たＴ_ｏｆｄｍ／Ｍの時間分解能よりも遙かに精細である。高精度な到着時間測定は時間同期が複数の送信間の干渉を回避または最小化するため、および受信処理が各受信ＯＦＤＭシンボル内のエネルギーをできるだけ大きくするために重要である。

明快さのために、しばしば多重信号分類（ＭＵＳＩＣ）法と呼ばれる特定のスペクトル推定方法をこれまで説明してきた。他のスペクトル推定方法も、周波数応答推定値の周波数成分、従ってインパルス応答推定のためのタップ遅延を確定するために用いられるかもしれない。これは本発明の範囲内である。例えば、スペクトル推定はピリオドグラム法、プロニー推定器、ピサレンコ高調波分解法、その他に基づいて実行されるかもしれない。各スペクトル推定方法は、通常、探索される周波数成分の良好な推定値を得るためにいくつかの形式の平均化を利用する。ＭＵＳＩＣ法を含むこれらの種々のスペクトル推定方法は、S. L. Marple Jr.著"A Tutorial Overview of Modern Spectral Estimation"（現代スペクトル推定のチュートリアルレビュー）、Proc.IEEE, 1989, pp.2152-2157、およびB. D. KaoおよびK. S. Arun著"Model Based Processing of Signals:A State Space Approach"（信号のモデルベース処理：状態空間法）、Proc.IEEE, Vol. 80, No. 2, Feb 1992, pp.283-309に述べられている。

図８にユーザ端末１２０ｘおよび基地局１１０ｘのブロックダイアグラムを示す。逆方向リンクで、ユーザ端末１２０ｘにおいて送信（ＴＸ）データプロセッサ８１０はトラヒックデータを受信し、フォーマットし、符号化し、インターリーブし、およびシンボル写像し、変調シンボル（またはデータシンボル）を出力する。ＯＦＤＭ変調器８２０は、データシンボルおよびパイロットシンボルを受信し、ＯＦＤＭ変調を実行し、ＯＦＤＭシンボルのストリームを出力する。パイロットおよびデータシンボルは、例えば図４Ａで示されるような種々の手法で送信されるかもしれない。送信ユニット（ＴＭＴＲ）８２２は、ＯＦＤＭシンボルのストリームを受信し、調整（例えば、アナログへ変換、増幅、フィルタリング、周波数アップコンバージョン）し、さらにアンテナ８２４を介して基地局１１０ｘへ送信される逆方向リンク信号を生成する。

基地局１１０ｘにおいて、アンテナ８５２は逆方向のリンク信号を受信し、受信信号を受信機ユニット（ＲＣＶＲ）８５４へ送る。受信機ユニット８５４は受信信号を調整（例えば、フィルタリング、増幅、周波数ダウンコンバージョン）し、調整された信号をディジタル化し、受信チップをＯＦＤＭ復調器８５６へ送る。ＯＦＤＭ復調器８５６は、受信したチップについてＯＦＤＭ復調を実行し、受信したデータシンボルについてデータ検出を実行し、送信データシンボルの推定値である検出データシンボルを出力する。受信データプロセッサ８５８は、送信データを復元するために、検出データシンボルをシンボル逆写像し、逆インターリーブし、復号する。ＯＦＤＭ復調器８５６およびＲＸデータプロセッサ８５８による処理は、それぞれユーザ端末１２０ｘにおけるＯＦＤＭ変調器８２０およびＴＸデータプロセッサ８１０による処理と相補的である。

順方向リンク上で、ＴＸデータプロセッサ８８２はトラヒックデータおよび制御データ（例えば時間調整用）を処理し、データシンボルを出力する。ＯＦＤＭ変調器８８４はデータシンボル並びにパイロットシンボルを受信並びに多重化し、ＯＦＤＭ変調を実行し、ＯＦＤＭシンボルのストリームを出力する。同じまたは異なる送信方式が順方向および逆方向リンクに用いられるかもしれない。例えば、図４Ａに示す送信方式は逆方向リンクに用いられるかもしれないし、また図４Ｂに示す送信方式は順方向リンクに用いられるかもしれない。送信機ユニット８８６はＯＦＤＭシンボルのストリームを受信および処理し、アンテナ８５２を介してユーザ端末へ送信される順方向リンク信号を生成する。

ユーザ端末１２０ｘにおいて、基地局１１０ｘからの順方向リンク信号はアンテナ８２４により受信され、受信チップを得るために受信機ユニット８４２で処理される。ＯＦＤＭ復調器８４４は受信チップを処理し、検出データシンボルをＲＸデータプロセッサ８４６へ出力する。ＲＸデータプロセッサ８４６は基地局１１０ｘによって送信されたトラヒックデータを復元するために検出データシンボルを処理する。

制御器８３０および８７０は、それぞれユーザ端末１２０ｘおよび基地局１１０ｘにおける操作を指示する。メモリユニット８３２および８７２は、それぞれ制御器８３０および８７０によって用いられるプログラムコードおよびデータを格納する。時間制御装置８２８および８６８は、それぞれユーザ端末１２０ｘおよび基地局１１０ｘに適用可能な時間同期機能を実行する。制御器８３０および８７０は、時間制御装置８２８および８６８をそれぞれ実施するかもしれないし、また端末１２０ｘおよび基地局１１０ｘそれぞれに対して時間同期機能を実行するかもしれない。

図９に基地局１１０ｘにおけるＯＦＤＭ復調器８５６および時間制御装置８６８の実施例を示す。ＯＦＤＭ復調器８５６内で、巡回プレフィックス除去ユニット９１２は、時間制御装置８６８によって提供された測定到着時間に基づいて各ＯＦＤＭシンボルに付加された巡回プレフィックスを除去する。次にＦＦＴユニット９１４は、受信された各変換シンボルに対するＮ個の受信チップをＮ点ＦＦＴを用いて周波数領域へ変換し、Ｎ個のサブバンドに対するＮ個の受信シンボルを得る。ＦＦＴユニット９１４は受信パイロットシンボルを時間制御装置８６８へ、および受信データシンボルをデータ検出器９１６へ提供する。データ検出器９１６は、周波数応答推定値を用いて受信データシンボルについて検出（例えば整合フィルタリングまたは等化）を実行し、検出したデータシンボルをＲＸデータプロセッサへ送る。

時間制御装置８６８はユーザ端末１２０ｘから基地局１１０ｘへの逆方向リンクのための時間制御ループに対する受信側の処理を実行する。到着時間測定ユニット９２０は受信したパイロットシンボルを得て、ユーザ端末１２０ｘからの送信の到着時間を測定する。ユニット９２０内で、パイロットプロセッサ９２２は受信したパイロットシンボルの各セットの変調を取り除き、ユーザ端末１２０ｘの逆方向リンクに対する周波数応答推定値を出力する。スペクトル推定器９２４は、パイロットシンボルの異なるセット（例えば、異なるホップ期間に送られた）に対する周波数応答推定値についてスペクトル推定を実行し、ユーザ端末１２０ｘからの送信に対する測定到着時間を出力する。加算器９３０は、所望到着時間から測定到着時間を減算し、時間誤差を出力する。制御器８７０は、ユーザ端末１２０ｘに対してスケジューリングされた時間に基づいて所望到着時間を決定する。図９には示さないが、低域フィルタが時間誤差をフィルタリングし、フィルタリングされた時間誤差を出力するかもしれない。乗算器９３２は、加算器９３０からの時間誤差（または低域フィルタからのフィルタリングされた時間誤差）とＴＣＬ利得を乗算し、基準化された時間誤差を出力する。

後処理器９４０は基準化された時間誤差を受け、ユーザ端末１２０ｘ用の時間調整値を生成する。後処理器９４０は例えば飽和、待機後確認、その他のような上述した方法のいずれかを実施するかもしれない。時間調整は基地局１１０ｘでユーザ端末１２０ｘの送信が所望の到着時間に到着するように、ユーザ端末１２０ｘにそのタイミングを進ませるかまたは遅らせるかを指示する。

チャンネル検出器９４２はチャンネル状態、例えば、ユーザ端末１２０ｘから受信した送信のＳＮＲ、逆方向リンクが静的か急速に変化しているか、その他、を検出する。ＴＣＬ利得選択器９４４は検出器９４２から検出したチャネル状態、制御器８７０からの時間制御ループに対して選択された動作モード（例えば捕捉またはトラッキングモード）その他の入力を受ける。利得選択器９４４は時間制御ループのための必要な性能を達成するためにＴＣＬ利得を調整する。

順方向リンクのための時間制御ループは、もし必要なら、逆方向リンクのために上で説明したと同様の手法で実施されるかもしれない。この時間制御ループにおいて、ユーザ端末１２０ｘは基地局１１０ｘから受信した送信の到着時間を、例えばスペクトル推定値を用いて測定する。次に、ユーザ端末は測定到着時間および順方向リンク送信に対する所望到着時間に基づいて順方向リンクに対する時間調整値を生成する。基地局は、順方向リンク送信がユーザ端末において所望の到着時間に到着するように、ユーザ端末に対する送信タイミングを調整する。

ここに説明された時間同期方法は種々の手法で実施されるかもしれない。例えば、これらの方法はハードウェア、ソフトウェア、またはそれらの組み合わせで実施されるかもしれない。ハードウェア実施において、受信機における時間同期のための処理ユニットは、１つ以上の特定用途向集積回路（ＡＳＩＣ）、ディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）、ディジタル信号制御処理デバイス（ＤＳＰＤ）、プログラム可能論理回路（ＰＬＤ）、プログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）、プロセッサ、制御器、マイクロ制御器、マイクロプロセッサ、ここに説明された機能を実行するように設計された他の電子ユニット、またはそれの組み合わせ内で実施されるかもしれない。送信機における時間同期のための処理ユニットは１つ以上のＡＳＩＣ、ＤＳＰ、その他内で同様に実施されるかもしれない。

ソフトウェア実施において、時間同期方法は、ここに説明された機能を実行するモジュール（例えば、手順、機能、その他）で実施されるかもしれない。ソフトウェアコードはメモリユニット（例えば、図８のメモリユニット８７２）に格納され、プロセッサ（例えば、制御器８７０）によって実行されるかもしれない。メモリユニットはプロセッサ内またはプロセッサ外で実施されるかもしれない。

開示された実施例のこれまでの説明は、いずれの当業者も本発明を製造しまたは使用することを可能にするように提供されている。これらの実施例への種々の変更は当業者に容易に明らかになるだろう。また、ここに定義された一般的原理は本発明の精神または範囲から逸脱することなく他の実施例に適用されるかもしれない。したがって、本発明はここに示した実施例に制限することを意図していず、ここに開示した原理および新規な機能に矛盾しない最も広い範囲と一致するということである。

無線多元接続通信システムを示す。 基地局へのデータ送信のためにユーザ端末のタイミングを調整するための処理を示す。 時間制御ループ（ＴＣＬ）のモデルを示す。 代表的送信方式を示す。 代表的送信方式を示す。 チャンネルプロファイルおよび到着時間測定応答を示す。 異なるＴＣＬ利得に対する時間制御ループのステップ応答を示す。 スペクトル推定値を用いて時間同期を実行するための処理を示す。 ユーザ端末および基地局のブロックダイアグラムを示す。 ＯＦＤＭ復調器および時間制御ユニットを示す。

Claims (42)

1. 通信システムにおける時間同期を実行する方法であって、
   通信チャネルを介して受信された送信の到着時間をスペクトル推定を用いて測定することと、
   測定された到着時間と送信に対する所望の到着時間との間の時間誤差を決定することと、
   時間誤差に基づいて時間調整値を生成することとを含む方法。
2. 送信の到着時間を測定することが、
   通信チャネルに対するチャネル推定を得ることと、
   送信に対する測定された到着時間を得るためにチャネル推定に関してスペクトル推定を実行することとを含む、請求項１に記載の方法。
3. 通信チャネルに対するチャネル推定を得ることが、
   複数セットの周波数サブバンドに対する複数の周波数応答推定値を得ることを含み、チャネル推定が、複数の周波数応答推定値を含む、請求項２に記載の方法。
4. チャネル推定に関してスペクトル推定を実行することが、
   チャネル推定における主周波数成分を決定することと、
   主周波数成分に基づいて測定到着時間を導出することとを含む、請求項２に記載の方法。
5. 利得により時間誤差を基準化することをさらに含み、時間調整値が基準化された時間誤差に基づいて生成される請求項１に記載の方法。
6. 通信チャネルの少なくとも１つの状態に基づいて利得を調整することをさらに含む請求項５に記載の方法。
7. 捕捉モードおよびトラッキングモードを含む複数の動作モードの中から選択された１つの動作モードに基づいて利得を調整することをさらに含む請求項５に記載の方法。
8. スペクトル推定から得たチャネルプロファイルにおけるシフト率を決定することと、
   チャンネルプロファイルにおけるシフト率に基づいて利得を調整することとをさらに含む、請求項５に記載の方法。
9. 時間誤差に基づいて時間調整値を生成することが、
   時間誤差をフィルタリングすることと、
   フィルタリングされた時間誤差に基づいて時間調整値を導出することとを含む、請求項１に記載の方法。
10. 時間調整値を予め定めた値の範囲内にあるように制限することをさらに含む請求項１に記載の方法。
11. 時間誤差に基づいて時間調整値を生成することが、
    時間誤差の大きさを決定することと、
    時間誤差の大きさが予め定めた範囲内である場合は第１の関数に基づいて時間調整値を生成することと、
    時間誤差の大きさが予め定めた範囲外である場合は第２の関数に基づいて時間調整値を生成することとを含む、請求項１に記載の方法。
12. 通信システムにおける時間同期を実行するように動作する装置であって、
    通信チャネルを介して受信された送信の到着時間をスペクトル推定を用いて測定するように動作する測定ユニットと、
    測定された到着時間と送信に対する所望の到着時間との間の時間誤差を提供するように動作する加算器と、
    時間誤差に基づいて時間調整値を生成するように動作する後処理器とを含む装置。
13. 測定ユニットが、
    通信チャネルを介して送られるパイロットを受信し、通信チャネルに対するチャネル推定を導出するように動作するパイロットプロセッサと、
    送信に対して測定された到着時間を得るためにチャネル推定に関してスペクトル推定を実行するように動作するスペクトル推定器とを含む、請求項１２に記載の装置。
14. パイロットプロセッサが、複数のセットの周波数サブバンドに対する複数の周波数応答推定を導出するように動作し、チャネル推定が複数の周波数応答推定値を含む請求項１３に記載の装置。
15. パイロットプロセッサが、複数のセットの周波数サブバンドの各々でパイロットシンボルを受信するように動作し、かつ周波数サブバンドのセットに対する受信されたパイロットシンボルに基づいて周波数サブバンドの各セットに対する周波数応答推定値を導出するように動作する請求項１４に記載の装置。
16. サブバンドの各セットが、Ｎを１より大きい整数としてシステム内のＮ個の全サブバンドのサブセットを含む請求項１４に記載の装置。
17. サブバンドの各セットが、Ｍを１より大きい整数としてシステム内のＭ個の連続するサブバンドを含む請求項１４に記載の装置。
18. ＭおよびＮは１より大きい整数、ＭはＮより小さいとして、サブバンドの各セットが、システム内のＮ個の全サブバンドにわたり均等に分布しているＭ個のサブバンドを含む請求項１４に記載の装置。
19. 複数のセットのサブバンドが、周波数ホッピングに用いられる疑似ランダム系列により決定される請求項１４に記載の装置。
20. パイロットプロセッサが、通信チャネルを介して送られる広帯域パイロットを受信し、広帯域パイロットに基づいてチャネル推定を導出するように動作する請求項１３に記載の装置。
21. スペクトル推定器が、チャネル推定内の主周波数成分を決定し、主周波数成分に基づいて測定到着時間を導出するように動作する請求項１３に記載の装置。
22. スペクトル推定器が、多重信号分類（ＭＵＳＩＣ）法、ピリオドグラム法、プロニー推定器、またはピサレンコ高調波分解法を用いてチャネル推定に関してスペクトル推定を実行するように動作する請求項１３に記載の装置。
23. 利得を用いて時間誤差を基準化するように動作する乗算器をさらに含み、後処理器が基準化された時間誤差に基づいて時間調整値を生成するように動作する請求項１２に記載の装置。
24. 利得が通信チャネルの少なくとも１つの状態に基づいて調整される請求項２３に記載の装置。
25. 利得が送信の信号対雑音比（ＳＮＲ）に基づいて調整される請求項２３に記載の装置。
26. 複数の動作モードの中から１つの動作モードを選択し、選択された動作に基づいて利得を調整するように動作する制御器をさらに含む請求項２３に記載の装置。
27. 時間誤差をフィルタリングするように動作するフィルタをさらに含む請求項１２に記載の装置。
28. 後処理器が、時間調整値を予め定めた値の範囲内にあるように制限するように動作する請求項１２に記載の装置。
29. 後処理器が、時間誤差の大きさを決定するように動作し、時間誤差の大きさが予め定めた範囲内である場合は第１の関数に基づいて時間調整値を生成し、時間誤差の大きさが予め定めた範囲外である場合は第２の関数に基づいて時間調整値を生成するように動作する、請求項１２に記載の装置。
30. 後処理器が、時間誤差に基づきおよび時間同期のための一次ループに従って時間調整値を生成するように動作する請求項１２に記載の装置。
31. 後処理器が、時間誤差に基づきおよび時間同期のための二次ループに従って時間調整値を生成するように動作する請求項１２に記載の装置。
32. 通信システムが、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）を利用する請求項１２に記載の装置。
33. 通信システムが、直交周波数分割多元接続（ＯＦＤＭＡ）システムである請求項１２に記載の装置。
34. 通信システムにおける時間同期を実行する動作が可能な装置であって、
    通信チャネルを介して受信された送信の到着時間をスペクトル推定を用いて測定するための手段と、
    測定された到着時間と送信に対する所望の到着時間との間の時間誤差を決定するための手段と、
    時間誤差に基づいて時間調整値を生成するための手段とを含む装置。
35. 送信の到着時間を測定するための手段が、
    通信チャネルに対するチャネル推定を得るための手段と、
    送信に対する測定された到着時間を得るためにチャネル推定に関してスペクトル推定を実行するための手段とを含む、請求項３４に記載の装置。
36. 通信チャネルに対するチャネル推定を得るための手段が、
    複数セットの周波数サブバンドに対する複数の周波数応答推定を得るための手段を含み、チャネル推定が、複数の周波数応答推定値を含む、請求項３５に記載の装置。
37. チャネル推定に関してスペクトル推定を実行するための手段が、
    チャネル推定における主周波数成分を決定するための手段と、
    主周波数成分に基づいて測定到着時間を導出するための手段とを含む、請求項３５に記載の装置。
38. 利得により時間誤差を基準化するための手段をさらに含み、時間調整値が基準化された時間誤差に基づいて生成される請求項３４に記載の装置。
39. 時間調整値を予め定めた値の範囲内にあるように制限するための手段をさらに含む請求項３４に記載の装置。
40. 通信システムにおける到着時間測定方法であって、
    通信チャネルに対するチャネル推定を得ることと、
    チャネル推定における主周波数成分を決定するためにチャネル推定に関してスペクトル推定を実行することと、
    主周波数成分に基づき測定到着時間を導出することとを含む方法。
41. 通信システムに対するチャネル推定を得ることが、
    複数セットの周波数サブバンドに対する複数の周波数応答推定値を得ることを含み、チャネル推定が、複数の周波数応答推定値を含む、請求項４０に記載の方法。
42. 通信システムにおける到着時間を測定するように動作する装置であって、
    通信チャネルに対するチャネル推定を得るための手段と、
    チャネル推定における主周波数成分を決定するためにチャネル推定に関してスペクトル推定を実行するための手段と、
    主周波数成分に基づき測定到着時間を導出するための手段とを含む装置。

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