JP2008278506A - 温度安定化発振器及び同発振器を含む近接スイッチ - Google Patents

Abstract

【課題】発振器の温度依存性を簡単に安定化すると共に、大きな切換え距離を有して広い温度範囲に渡って安全に機能する近接スイッチの簡単で低コストの製造を可能にする。
【解決手段】共振回路Ｌ，Ｃ，ＲCUと仮想負性抵抗として接続される増幅器回路Ｖ，Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３を含む発振器において、直流電流源Ｉ１は、共振回路Ｌ，Ｃ，ＲCUと直列に接続されている。こうして、発振器回路コイルＬの抵抗の尺度である電流ＵCUがもたらされる。この信号ＵCUを使用することによって、制御回路Ｖ１，Ｍは、発振器回路コイルＬの抵抗ＲCUに逆比例する仮想負性抵抗を制御する。
【選択図】図３

Description

本発明は、共振または発振器回路及び仮想負性抵抗として接続される増幅器回路を備えた抵抗安定化発振器に関する。この発明は更に、この新しい温度安定化発振器を含む近接スイッチに言及する。

ＬＣ共振周期を含む発振器は、例えば誘導性近接スイッチに使用され、所謂、標準測定板のアプローチは、発振器によって生成される発振の作用に影響を及ぼす。例えば、発振器の出力信号の振幅または発振の開始点が変化し、これらの変化は、近接スイッチの有益な出力信号を生成するしきい値検出器を制御することができる。

商用化された誘導性近接スイッチの主要な欠点は、その比較的小さな切換え距離である。この切換え距離は、増加させることができない。何故ならば、使用される発振器共振回路組合せの温度依存性は、切換え距離を増加したときに、通常受容不可能な高い温度係数につながることとなるからである。

図１ａは、誘導性近接スイッチの標準測定板の距離Ｓ（切換え距離）の関数として、相対的な発振器回路の品質係数Ｑ／Ｑ_０ の作用を示している。距離が増加するとき、標準測定板によって引き起こされる発振器回路の品質係数Ｑの有効変化（Ｑ_０ −Ｑ）は、減衰しない発振器回路の品質係数Ｑ_０ に関して迅速に極めて小さい値に減少する。通常の動作範囲が選択されて、所定の切換え距離に対して、相対的な発振器回路の品質係数が５０％（動作点Ａ）であれば、図１ａの曲線は、距離が３倍大きいとき（動作点Ｂ）、相対的な発振器回路の品質係数に及ぼす標準測定板の影響は約３％に低減されることとなることを示している。

相対的な発振器回路の品質係数に及ぼす周囲温度Ｔの影響は、温度が上昇するにつれて関係Ｑ／Ｑ_０ が減少することを示す図１ｂにおいて表わされている。図１ａとの比較によって、切換え距離がより大きくなるとき、Ｑ／Ｑ_０ に及ぼす温度の影響は、標準測定板によってもたらされる変化に比して急速に大きくなることが示される。この温度の影響は、発振器回路のコイルの抵抗の温度依存性によって、その主要部分が引き起こされる。

品質係数の小さな温度依存性を有するコイルの構成は、独国特許出願公開明細書第１，５８９，８２６号から既知である。コイルの品質係数に関する温度補償は、二次巻線が短絡されている変圧器の一次巻線としてコイルを接続することによって達成される。二次巻線の導電材料の固有抵抗は、一次巻線の導電材料と同一符号の温度依存性を有する。この巻線のオーミック抵抗と誘導性抵抗の比率と同様に結合係数を選択して、一次巻線の接続端部における品質係数が一次巻線のみの品質係数に比してより小さな温度依存性を有するようにする。しかしながら、この品質係数補償は、変圧器の二次巻線として接続される二次、即ち短絡巻線を要求し、絶対的なものではない補償は、品質係数の比較的高い損失を被る。

欧州特許出願公開明細書第０，０７０，７９６号は、発生器によって励起される発振器回路の発振振幅の、まさにこの影響によって引き起こされる劣悪な温度作用を補償するのに、発振器コイルの抵抗器の温度依存性を使用するプロセスを開示している。発振器は、発振器回路と同一の周波数を有するコイルの抵抗を通して一定の交流電流を生成する。この方法によって今までに最も大きい切換え距離が達成されている。

この方法では、温度依存性に関する所望の補償を得るための二本巻コイルが要求される。しかしながら、この種のコイルは、１つまたは２つの付加的ワイヤを接続しなければならないという欠点を有する。こうして、付加的コストは、電子回路に対する接続の際は勿論、コイルの製造の際に上昇する。更に、コイル及びその接続の自動製造は、極めて困難となる。

この発明の主要で最も重要な目的は、上述した欠点を有することなく、発振器回路の発振特性に及ぼす発振器回路のコイルの抵抗の温度依存性の影響に対する有効な補償を可能にすることによって、大きな切換え距離を有する誘導性近接スイッチの簡単で低コストの製造を可能にする上述の如く概説した発振器を提供することである。

この発明による発振器は、発振器回路コイルの抵抗に対する尺度である信号をもたらすために発振器回路と直列に接続された電流源を備えている。発振器は、更に、仮想の負性抵抗を前記信号を用いて発振器回路コイルの抵抗と実質的に逆比例させる制御回路を備えている。

発振器回路コイルの抵抗の尺度である信号を検出することにより、電流源と、この信号を使用するときに前記コイルの抵抗と逆比例する負性抵抗の制御とによって、発振器回路の発振状態が発振器回路コイルの抵抗と独立するようになり、こうして温度から実質的に独立するようになる。このことによって、回路発振の開始点の温度作用が安定化すると共に、安定した発振器と、大きな切換え距離を有して大きな温度範囲で機能する簡単な近接スイッチとが得られるようになる。

この発明の更なる目的、利点及び特徴は、図面に示された実施例に関する以下の説明から理解されることとなる。この発明は、単に例示的なものであり、任意の方法で、この発明を制限しようとするものではない。

図２は、仮想の負性抵抗と並列に接続されたＬＣ共振周期を有する発振器の回路図を示している。図２によるこの発振器は、既知の方法で構成されると共に、（誘導率Ｌを有する）コイルＬ及び（容量Ｃを有する）コンデンサＣによって形成される発振器回路と、この発振器回路のコイルＬの銅抵抗Ｒ_CUと、負性抵抗として接続される増幅器Ｖとを備え、この際、接続点（Ｄ）における仮想負性抵抗Ｒ_ｎ を決定する３つの抵抗器Ｒ_１ ，Ｒ_２ 及びＲ_３ が設けられている。それぞれの抵抗器Ｒ_ｉ のオーミック抵抗を簡略化のためにＲ_ｉ と指定する。

抵抗器Ｒ_１ は、アースと増幅器Ｖの反転入力（入力Ｎ）の間に接続されている。抵抗器Ｒ_２ は、増幅器Ｖの反転入力と、その出力の間に接続されている。抵抗器Ｒ_３ は、増幅器Ｖの非反転入力（入力Ｐ）と、その出力の間に接続されている。発振器回路Ｌ，Ｃ，Ｒ_CUは、増幅器Ｖの非反転入力とアースの間に接続されている。

第１のキルヒホッフの法則を増幅器Ｖの入力Ｎ及びＰに適用すると、図２の電流Ｉ_Ｎ ，Ｉ_ｐ それに電圧Ｕ_Ｎ ，Ｕ_Ｐ 及びＵ_ａ （増幅器Ｖの出力電圧）に対して以下の等式が与えられる。

（数１）
−Ｉ_Ｎ ＋（Ｕ_ａ −Ｕ_Ｎ ）／Ｒ_２ ＝０
Ｉ_Ｐ ＋（Ｕ_ａ −Ｕ_Ｐ ）／Ｒ_３ ＝０

更に、

（数２）
Ｕ_Ｎ ＝Ｕ_Ｐ
Ｕ_Ｎ −Ｉ_Ｎ ＊Ｒ_１ ＝０

上式から次式が得られる。

（数３）
Ｉ_Ｎ ＝（−Ｒ_３ ／Ｒ_２ ）＊Ｉ_Ｐ
Ｕ_Ｐ ＋（Ｒ_１ ＊Ｒ_３ ／Ｒ_２ ）＊Ｉ_Ｐ ＝０
従って、次式が得られる。
（数４）
Ｒ_ｎ ＝−Ｒ_１ ＊Ｒ_３ ／Ｒ_２ （１）

Ｌ，Ｃ及びＲ_CUを備える発振器回路は、共振時に等価共振抵抗Ｒ_Ｐ （図示せず）を有する。この際、次式が維持される。

（数５）
Ｒ_Ｐ ＝Ｌ／（Ｃ＊Ｒ_CU） （２）

図２による発振器に対する発振条件は、次式の通りである。

回路は、周波数Ｆ_ＯＳＣ （例えば、数百ｋＨｚのオーダ）で発振する。

コイルＬのワイヤ材料の抵抗Ｒ_CUは、数式（２）及び（３）に従って発振の開始点及び区切り点に影響を及ぼす比較的高い正の温度係数を有する。しかしながら、近接スイッチ発振器において、発振の開始または区切り点は、標準測定板のアプローチの結果として、本来既知の方法で処理回路によって、それぞれ決定され、近接スイッチに対する切換え点として使用される。従って、この切換え点に及ぼす如何なる温度の影響も望ましくない。主要な温度の影響は、既知の発振器における発振器回路コイルＬの抵抗Ｒ_CUから生ずる。

図３は、この発明の第１の実施例による発振器の回路図を示している。定電流源Ｉ_１ は、発振器回路のコイルＬの温度依存性のある銅抵抗Ｒ_CUを決定するのに使用される。この定電流源は、アースと増幅器Ｖの非反転入力の間に接続されると共に、発振器回路Ｌ，Ｃ，Ｒ_CUと直列に接続されている。電流源Ｉ_１ は、脈動直流電流または低周波数の交流電流（周波数はＦ_OSC に比して、はるかに低い）のソースであっても良い。この電流源は、発振器回路のコイルＬの抵抗Ｒ_CUを通した電圧降下Ｕ_CUを引き起こす測定電流を供給する。

（数７）
Ｕ_CU＝Ｒ_CU＊Ｉ_１ （４）

そのインピーダンスは、発振器回路Ｌ，Ｃ，Ｒ_CUが事実上、減衰しないように高く選択される。最初、コンデンサＣ_１ 及び抵抗器Ｒ_４ によって形成される低域フィルタを通して、電圧降下Ｕ_CUから交流電圧部分がろ過される。接続点（Ｅ）での定電圧（直流）部分は、係数Ｇを掛けて非反転直流増幅器Ｖ_１ において増幅される。銅抵抗Ｒ_CUに比例する直流電圧Ｕ_Ｖ１は、増幅器Ｖ_１ の出力（Ｆ）において得ることができる。

（数８）
Ｕ_ＶＩ＝Ｒ_CU＊Ｉ_１ ＊Ｇ （５）

図３によれば、定電圧源Ｕ_０ は、増幅器Ｖ_１ の出力（Ｆ）と乗算器Ｍの入力のうちの１つの間に接続されている。数式を簡略化するために、定数ｋを以下の通りに定義する。

（数９）
ｋ＝Ｒ_１ ／（Ｒ_１ ＋Ｒ_２ ） （６）

電源Ｕ_０ は、出力（Ｆ）での電圧Ｕ_ＶＩに定電圧ｋ＊Ｕ_０ を加算するのに使用される。これらの２つの電圧の和をＵ_ｅ２とする。直列に接続された電源Ｕ_０ を用いる代わりに、所望する電圧が加算回路によって得ることができるのは勿論である。

更に、既に述べた乗算器Ｍは、増幅器Ｖの出力と抵抗器Ｒ_３ の間に接続されている。この電流経路は、数式（１）によれば、接続点（Ｄ）における仮想の負性抵抗Ｒ_ｎ に寄与する。乗算器は、数式（７）に従ってＵ_ｍ を計算する。ここで、Ｕ_ｅ１は、増幅器Ｖの出力電圧である。

（数１０）
Ｕ_ｍ ＝Ｕ_ｅ１＊Ｕ_ｅ２／Ｕ_０ （７）

Ｕ_０ は乗算器Ｍの基準電圧である。

接続点（Ｄ）における仮想負性抵抗Ｒ_ｎ は、増幅器Ｖの入力Ｎ及びＰに第１のキルヒホッフの法則を適用することによって再度計算することができる（電流Ｉ_Ｎ ，Ｉ_Ｐ 及び電圧Ｕ_Ｎ ，Ｕ_Ｐ は図２に示す電流及び電圧に対応するが、図３では簡略化のために表わされてはいない）。

（数１１）
−Ｉ_Ｎ ＋（Ｕ_ｅ１−Ｕ_Ｎ ）／Ｒ_２ ＝０
Ｉ_Ｐ ＋（Ｕ_ｍ −Ｕ_Ｐ ）／Ｒ_３ ＝０

更に、次式が得られる。

（数１２）
Ｕ_Ｎ ＝Ｕ_Ｐ
Ｕ_Ｎ −Ｉ_Ｎ ＊Ｒ_１ ＝０

上式から、次式が得られる。

（数１３）
Ｕ_ｅ１＝Ｉ_Ｎ ＊（Ｒ_１ ＋Ｒ_２ ）＝Ｕ_Ｐ ／ｋ
Ｉ_Ｐ ＝（Ｕ_Ｐ −Ｕ_ｅ１＊Ｕ_ｅ２／Ｕ_０ ）／Ｒ_３
＝〔Ｕ_Ｐ −（Ｕ_Ｐ ／ｋ）＊（Ｕ_Ｖ１＋ｋ＊Ｕ_０ ）／Ｕ_０ 〕／Ｒ_３
＝−（Ｕ_Ｐ ＊Ｕ_ＶＩ）／（ｋ＊Ｕ_０ ＊Ｒ_３ ）
Ｕ_Ｐ ＝〔−（ｋ＊Ｕ_０ ＊Ｒ_３ ）／Ｕ_ＶＩ〕＊Ｉ_Ｐ

次いで、次式が得られる。
（数１４）
Ｒ_ｎ ＝−ｋ＊Ｒ_３ ＊Ｕ_０ ／Ｕ_ＶＩ （８）

数式（５）を数式（８）に代入して次式を得る。

（数１５）
Ｒ_ｎ ＝−（ｋ＊Ｒ_３ ＊Ｕ_０ ）／（Ｒ_CU＊Ｉ_１ ＊Ｇ） （９）

こうして、仮想負性抵抗Ｒ_ｎ は、発振器回路のコイルＬの銅抵抗Ｒ_CUに逆比例し、Ｒ_CUによって引き起こされる、図２による発振器の発振作用の温度依存性が理想的に補償される。発振器回路コイルＬの銅抵抗Ｒ_CUを評価すると共に、信号Ｕ_CUまたはＵ_Ｖ１をそれぞれフィードバックすることによって、発振器に対する発振条件（数式３を参照）は、即ちＲ_CUと独立すると共に、実質的に温度には依存しない。従って、回路は、二本巻コイルを必要とすること無く、発振回路Ｌ，Ｃ，Ｒ_CUの発振の開始点に及ぼす発振器回路コイルＬの抵抗Ｒ_CUの温度係数の影響を補償する。発振回路のコイルＬは、コイルに関係する特別な要求も必要とすることのない、一本の巻線と２つの接続部を有する簡単なコイルである。

発振器回路のコイルＬの銅抵抗に逆比例する仮想負性抵抗Ｒ_ｎ の制御、従って発振器の温度補償は、増幅器Ｖの出力電圧Ｕ_ｅ１にコイルＬの抵抗Ｒ_CUの線形関数がある係数を掛けることによって達成される。

この乗算及び適切な係数の発生は、図３による抵価格の制御回路によって得ることができて有益である。制御回路の他の実施例が可能であることは勿論である。例えば、図示の乗算器Ｍは、時分割装置で置換し得るか、または信号を先ずデジタル化して、デジタル−アナログ−トランスフォーマで逓倍することによって乗算を行っても良い。全体の制御は、また純粋にデジタル方式で、例えばデジタル信号プロセッサによって行うことができる。

電流源Ｉ_１ は、電圧源Ｕ_０ から得ることが好ましく、その逆もまた同様である。この方策によって、（数式（９）によれば、Ｕ_０ は分子で、Ｉ_１ は分母）負性抵抗Ｒ_ｎ は、電圧源Ｕ_０ または電流源Ｉ_１ の可能な不安定性によって否定的には影響を受けないことが達せられる。こうして、電圧源Ｕ_０ 及び電流源Ｉ_１ を安定化させる必要はない。

電圧源Ｕ_０ は、除外することもできる。これによって、仮想負性抵抗Ｒ_ｎ は、発振器回路のコイルＬの銅抵抗Ｒ_CUには正確には逆比例しなくなる。温度補償も幾分低下することとなる。

この発明による発振器を近接スイッチに使用する場合、温度補償された発振の開始または区切り点は、それ自体既知の方法で、評価回路、例えばしきい値検出器によって、標準測定板のアプローチに基づいて、それぞれ検出され、近接スイッチの切換点として使用される。

発振器回路のコイルＬの銅抵抗Ｒ_CUは、一般に数オームにしかならず、実用上有効な電流Ｉ_１ は、１ｍＡのオーダである。従って、使用可能な電圧Ｕ_CUは数ｍＶでしかない。こういった低電圧を正確に増幅するのは困難である。何よりも、増幅器Ｖ_１ のオフセット電圧がじゃまをする。この問題を回避するため、増幅器Ｖ_１ は、チョッパ増幅器の既知の原理に従って構成し得る。

図４は、この発明の別の実施例による発振器の配線回路を示している。増幅器Ｖ_１ をチョッパ増幅器として構成する代わりに、電圧降下Ｕ_CUを増幅するのにサンプルホールド回路が使用されている。電流源Ｉ_１ は、数Ｈｚのオーダであり、実質的にＦ_OSC に比して低い周波数Ｆ_ＴＧでクロック発生器ＴＧ及びスイッチＳ_１ によって刻時される。クロック発生器ＴＧのデューティ比は、電流源Ｉ_１ によって使用される電流を低減するために低く選択することができる。

接続点（Ｅ）での電圧の交流電圧成分は、非反転交流電圧増幅器Ｖ_２ において増幅される。直流電圧の小数部分は、スイッチＳ_２ 、保持コンデンサＣ_２ 及び電圧フォロアＶ_３ から成るサンプルホールド回路によってリストアされる。増幅器Ｖ_３ のオフセット電圧は、増幅器Ｖ_２ で既に増幅された有効電圧Ｕ_ＣＣに関して何らの影響も無く残存する。

ａは、切換え距離の関数として誘導性近接スイッチの相対的品質係数の作用を示す特性図であり、ｂは、温度の関数として誘導性近接スイッチの相対的品質係数の作用を示す特性図である。 仮想負性抵抗に並列に接続され、ＬＣ共振周期を有する発振器の回路図である。 この発明の第１の実施例による発振器の回路図である。 この発明の別の実施例による発振器の回路図である。

符号の説明

Ｌ コイル
Ｃ コンデンサ
Ｒ_CU 銅抵抗
Ｖ 増幅器
Ｒ_１ ，Ｒ_２ ，Ｒ_３ 抵抗器
Ｉ_１ 電流源
Ｃ_１ コンデンサ
Ｒ_４ 抵抗器
Ｕ_０ 電圧源
Ｖ_１ 増幅器
Ｍ 乗算器
Ｓ_１ ，Ｓ_２ スイッチ
ＴＧ クロック発生器
Ｃ_２ コンデンサ
Ｖ_２ 増幅器
Ｖ_３ 電圧フォロア
Ｕ_CU 信号

Claims (14)

1. 共振回路（Ｌ，Ｃ，Ｒ_CU）及び仮想の負性抵抗（Ｒ_ｎ ）として接続された増幅器回路（Ｖ，Ｒ_１ ，Ｒ_２ ，Ｒ_３ ）を含む温度安定化発振器において、前記発振器回路コイル（Ｌ）の抵抗（Ｒ_CU）に対する尺度である信号（Ｕ_CU）をもたらすために前記発振器回路（Ｌ，Ｃ，Ｒ_CU）と直列に電流源（Ｉ_１ ）が接続されていることと、前記信号（Ｕ_CU）を使用するときに前記仮想負性抵抗（Ｒ_ｎ ）を前記発振器回路コイル（Ｌ）の抵抗（Ｒ_CU）と実質的に逆比例させる制御回路（Ｖ_１ ，Ｍ；Ｖ_２ ，Ｖ_３ ，Ｍ）を設けたこと、とを特徴とする前記発振器。
2. 請求項１記載の発振器において、前記電流源（Ｉ_１ ）は、直流電流源、脈動直流電流源または低周波数の交流電流源であることを特徴とする前記発振器。
3. 請求項１または２記載の発振器において、前記制御回路（Ｖ_１ ，Ｍ；Ｖ_２ ，Ｖ_３ ，Ｍ）は、前記増幅器回路（Ｖ，Ｒ_１ ，Ｒ_２ ，Ｒ_３ ）の出力電圧（Ｕ_ｅ１）に対して、前記信号（Ｕ_CU）の線形関数である電圧を乗算することを特徴とする前記発振器。
4. 請求項１記載の発振器において、前記発振器回路（Ｌ，Ｃ，Ｒ_CU）は、第１の増幅器（Ｖ）の一方の入力に接続され、第１の抵抗器（Ｒ_１ ）は、前記増幅器（Ｖ）の他方の入力に接続され、第２の抵抗器（Ｒ_２ ）は、前記第１の増幅器（Ｖ）の前記他方の入力とその出力の間に接続され、第３の抵抗器（Ｒ_３ ）は、前記第１の増幅器（Ｖ）の前記一方の入力と前記制御回路（Ｖ_１ ，Ｍ；Ｖ_２ ，Ｖ_３ ，Ｍ）の間に接続されていることと、前記第１の増幅器（Ｖ）の前記一方の入力及びその出力は、前記制御回路（Ｖ_１ ，Ｍ；Ｖ_２ ，Ｖ_３ ，Ｍ）に接続されていることを特徴とする前記発振器。
5. 請求項４記載の発振器において、前記第１の増幅器（Ｖ）の前記一方の入力が、更なる増幅器（Ｖ_１ ；Ｖ_２ ）を介して、出力が前記第１の増幅器（Ｖ）の前記出力に接続されると共に、出力が前記第３の抵抗器（Ｒ_３ ）を介して前記第１の増幅器（Ｖ）の前記一方の入力に接続されている乗算器（Ｍ）の一方の入力に接続されていることを特徴とする前記発振器。
6. 請求項５記載の発振器において、低域フィルタ（Ｒ_４ ，Ｃ_１ ）が、前記第１の増幅器（Ｖ）の前記一方の入力及び前記更なる増幅器（Ｖ_１ ，Ｖ_２ ）の前記入力の間に接続されていることを特徴とする前記発振器。
7. 請求項５または６記載の発振器において、電圧源（Ｕ_０ ）が、前記更なる増幅器（Ｖ_１ ；Ｖ_２ ）の前記出力及び前記乗算器（Ｍ）の前記入力の間に接続されて、電圧を加えるようになっていることを特徴とする前記発振器。
8. 請求項７記載の発振器において、前記電圧源（Ｕ_０ ）は、前記更なる増幅器（Ｖ_１ ；Ｖ_２ ）の出力電圧（Ｕ_Ｖ１）に定電圧ｋ＊Ｕ_０ を加え、この際、ｋはＲ_１ ／（Ｒ_１ ＋Ｒ_２ ）に等しく、Ｕ_０ は前記乗算器（Ｍ）の基準電圧であることを特徴とする前記発振器。
9. 請求項７記載の発振器において、前記電圧源（Ｉ_１ ）は、前記電圧源（Ｕ_０ ）から得られるか、またはその逆も同様であることを特徴とする前記発振器。
10. 請求項５記載の発振器において、前記更なる増幅器は、非反転直流電圧増幅器（Ｖ_１ ）であることを特徴とする前記発振器。
11. 請求項５記載の発振器において、前記更なる増幅器は、チョッパ増幅器（Ｖ_１ ）であることを特徴とする前記発振器。
12. 請求項５記載の発振器において、前記更なる増幅器は、前記交流電流増幅器（Ｖ_２ ）によって増幅された前記信号の直流成分をリストアするサンプルホールド回路（Ｓ_２ ，Ｃ_２ ，Ｖ_３ ）と同様に、設けられた非反転交流電流増幅器（Ｖ_２ ）、クロック発生器（ＴＧ）及び電流源（Ｉ_１ ）を刻時するスイッチ（Ｓ_１ ）として構成されていることを特徴とする前記発振器。
13. 前記請求項の何れかに記載の発振器を具備する近接スイッチ。
14. 請求項１３記載の近接スイッチにおいて、標準測定板のアプローチの機能にて前記発振器によって発生される発振の開始及び区切り点を検出する評価回路を更に具備したことを特徴とする前記近接スイッチ。
    

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