JP2008220069A - Control device of motor - Google Patents

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To speedily and accurately detect a voltage of a motor without using a complicated and expensive detection circuit for a main circuit voltage, and to control the motor on the basis of the detection voltage. <P>SOLUTION: This control device 21 of the motor is constituted in such a manner that: the state of a three-phase output voltage of an inverter is obtained using a PWM signal from a current following-type PWM control means 32 or gate signals of all arms of the inverter 3; inverter output voltages Vd, Vq at dq-coordinates which rotate together with magnetic flux are obtained from a three-phase stator static coordinate conversion means 31 of a UVW axis using a position signal θ<SB>0</SB>of the rotating magnetic flux of the motor 4; and the motor 4 is controlled on the basis of the obtained inverter output voltages. A predetermined amount of waveform is temporarily stored in a memory in order to obtain a three-phase output voltage state, and a microcomputer is used for software processing for obtaining the Vd, Vq of coordinate conversion or the like at proper timing by using an interrupt signal which is generated for each prescribed amount. <P>COPYRIGHT: (C)2008,JPO&INPIT

Description

本発明は誘起電圧検出型のセンサレス方式における電動機の制御装置に関する。   The present invention relates to a control device for an electric motor in an induced voltage detection type sensorless system.

従来から回転センサ無しで電動機の高性能ドライブを実現する制御方式として誘起電圧検出型のセンサレス方式が用いられている。最近は永久磁石電動機のセンサレスドライブ、特に低回転数での回転検出の高性能化の開発が盛んに行なわれているが、高回転数では従来からの誘起電圧検出型のセンサレス方式に切り換えるのが一般的である。   Conventionally, an induced voltage detection type sensorless system is used as a control system for realizing a high-performance drive of an electric motor without a rotation sensor. Recently, sensorless drive of permanent magnet motors, especially the development of high-performance rotation detection at low rotation speeds, has been actively developed, but at high rotation speeds, switching to the conventional sensorless system of induced voltage detection type It is common.

この誘起電圧検出型センサレスドライブ方式（例えば、特許文献１参照）は、一般に誘導機ドライブに適用されるが、誘起電圧検出型の基本原理は、永久磁石電動機など他の電動機にも適用することができる。   This induced voltage detection type sensorless drive system (see, for example, Patent Document 1) is generally applied to induction machine drive, but the basic principle of the induced voltage detection type can be applied to other electric motors such as permanent magnet motors. it can.

すなわち、電動機のトルク（フレミングトルク）は、磁束と、磁束に直交した方向に流れる電流との積で発生する。このために、電流の磁束に平行な成分と直交する成分とを、それぞれ独立に制御することにより電動機を制御できる。つまり、電流の磁束に平行な成分により磁束だけを制御でき、電流の磁束に直交する成分によりトルクだけを制御でき、高性能ドライブを実現できる。このためには磁束の位置情報が必要である。   That is, the motor torque (framing torque) is generated by the product of the magnetic flux and the current flowing in the direction orthogonal to the magnetic flux. For this reason, the electric motor can be controlled by independently controlling the component parallel to the magnetic flux of the current and the component orthogonal to the current. That is, only the magnetic flux can be controlled by the component parallel to the magnetic flux of the current, and only the torque can be controlled by the component orthogonal to the magnetic flux of the current, thereby realizing a high performance drive. For this purpose, position information of the magnetic flux is necessary.

誘起電圧型センサレスは電動機端子電圧に含まれる誘起電圧が、回転磁束から９０度位相が進んでいることを利用する。また、電動機の端子電圧には電流によるインピーダンスドロップも含まれているから、電流検出値を用いてインピーダンスドロップを計算し減算して、誘起電圧を求める。インピーダンスの概略値は設計値から、より正確には事前の測定で知ることができる。   The induced voltage type sensorless utilizes the fact that the induced voltage included in the motor terminal voltage is advanced in phase by 90 degrees from the rotating magnetic flux. In addition, since the terminal voltage of the motor includes an impedance drop due to current, the induced voltage is obtained by calculating and subtracting the impedance drop using the current detection value. The approximate value of the impedance can be known from the design value, more precisely by prior measurement.

誘起電圧が磁束より９０度位相が進んでいるので、磁束と同位相の誘起電圧成分は０である。これを利用して誘起電圧の角度から９０度遅れた角度を検出し磁束方向とする。   Since the induced voltage is 90 degrees out of phase with the magnetic flux, the induced voltage component in phase with the magnetic flux is zero. Using this, an angle delayed by 90 degrees from the angle of the induced voltage is detected and set as the magnetic flux direction.

これを実現するためには電動機電圧の検出が必要だが、主回路から電動機電圧を検出すると複雑・高価なので、上記特許文献１の第２図のように、制御回路内に存在する電圧指令値を検出値に代用することが行なわれている。   In order to realize this, it is necessary to detect the motor voltage. However, if the motor voltage is detected from the main circuit, it is complicated and expensive. Therefore, as shown in FIG. Substituting for the detected value is performed.

図１０はこの種の従来の電動機の制御装置の構成を示すブロック図である。この電動機の制御装置は、直流電源１、平滑コンデンサ２、直流電力を３相交流電力に変換する電力変換装置であるインバータ３、誘導電動機４の電動機電流を検出するためのホールＣＴ５Ｕ，５Ｖ，５Ｗを具備している。   FIG. 10 is a block diagram showing the configuration of this type of conventional motor control device. This motor control device includes a DC power source 1, a smoothing capacitor 2, an inverter 3 that is a power conversion device that converts DC power into three-phase AC power, and halls CT 5 U, 5 V, 5 W for detecting the motor current of the induction motor 4. It has.

また、この電動機の制御装置は、誘導電動機４の回転速度の指令値ω_ｒ ^＊と速度検出値ω_ｒとの差である速度偏差（ω_ｒ ^＊−ω_ｒ）を出力する減算器６、この速度偏差（ω_ｒ ^＊−ω_ｒ）を増幅し、トルク指令Ｔ＊として出力する速度制御手段７、トルク指令Ｔ＊と磁束指令Φ_２ ^＊とからトルク分電流指令値ｉ_ｑ ^＊、磁束分電流指令値ｉ_ｄ ^＊、すべり周波数指令値ω_ｓ ^＊を演算し出力するベクトル制御手段８を具備している。 The motor control device also includes a subtractor 6 that outputs a speed deviation (ω _r ^* −ω _r ) that is a difference between the rotational speed command value ω _r ^* of the induction motor 4 and the detected speed value ω _r , A speed control means 7 that amplifies the speed deviation (ω _r ^* −ω _r ) and outputs it as a torque command T *, and a torque current command value i _q ^* and a magnetic flux current from the torque command T * and the magnetic flux command Φ ₂ ^* Vector control means 8 for calculating and outputting the command value i _d ^* and the slip frequency command value ω _s ^* is provided.

さらに、ホールＣＴ５Ｕ，５Ｖ，５Ｗで検出された電流値に比例した電圧の電流検出信号ｉＵ，ｉＶ，ｉＷを出力する電流検出手段９、電流検出信号を誘導電動機４の磁束の回転角度θ０に基づいてＵＶＷ座標上の座標量ｉＵ，ｉＶ，ｉＷから磁束と同時に回転するｄｑ座標上の座標量ｉｄ，ｉｑに変換する座標変換手段１０ｉ、電流指令信号ｉｄ ＊，ｉｑ ＊と電流検出信号ｉｄ，ｉｑとの差を取る減算器１０ｉ、電流検出信号ｉｄ，ｉｑが電流基準信号ｉｄ ＊，ｉｑ ＊に追従するよう偏差を増幅して電圧指令ｖｄ ＊，ｖｑ ＊を出力する電流制御手段１２、誘導電動機４の磁束の回転角度θ０に基づいて電圧指令をｄｑ座標上の量ｖｄ ＊，ｖｑ ＊からＵＶＷ座標上の量ｖＵ ＊，ｖＶ ＊，ｖＷ ＊に変換する座標変換手段１３、電圧指令ｖＵ ＊，ｖＶ ＊，ｖＷ ＊に基づいて、インバータ３を構成するスイッチング素子をオンオフするＰＷＭ信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗ，Ｓｘ，Ｓｙ，Ｓｚを出力する三角波比較ＰＷＭ制御回路１４を具備している。 Furthermore, current detection means 9 for outputting current detection signals i U , i V , i W of voltages proportional to the current values detected in the halls CT 5 U , 5 V , 5 W , and the current detection signal as the magnetic flux of the induction motor 4. The coordinate conversion means 10i for converting the coordinate amounts i U , i V , i W on the UVW coordinates to the coordinate amounts i d , i q on the dq coordinates rotating simultaneously with the magnetic flux based on the rotation angle θ 0 of the current, and the current command signal A subtractor 10i that takes the difference between i d * , i q * and the current detection signals i d , i q, and a deviation so that the current detection signals i d , i q follow the current reference signals i d * , i q *. Current control means 12 that amplifies and outputs voltage commands v d * and v q * , and based on the rotation angle θ 0 of the magnetic flux of induction motor 4, the voltage command is converted into UVW from the amounts v d * and v q * on the dq coordinate. the amount of the coordinate v U *, v V *, into a v W * Coordinate conversion means 13, * voltage command v U, v V *, based on the v W *, PWM signal Su of off the switching elements constituting the inverter 3, Sv, triangular wave comparison outputs Sw, Sx, Sy, and Sz A PWM control circuit 14 is provided.

なお、符号１５は電圧指令値ｖ_ｄ ^＊，ｖ_ｑ ^＊と電流検出値ｉ_ｄ，ｉ_ｑとから誘導電動機４の回転磁束の位置θ_０を推定演算し、その回転磁束の位置θ_０と回転周波数ωｏを出力するセンサレス回転検出手段である。 Reference numeral 15 denotes an estimated calculation of the rotational magnetic flux position θ ₀ of the induction motor 4 from the voltage command values v _d ^* and v _q ^* and the current detection values i _d and i _q, and the rotational magnetic flux position θ ₀ and the rotational speed. This is a sensorless rotation detecting means for outputting the frequency ωo.

１６はセンサレス回転検出部１５が出力する回転磁束の回転周波数ωｏからベクトル制御器８の出力するすべり周波数指令値ω_ｓ ^＊を減算（ωｏ−ω_ｓ）して誘導電動機４の回転周波数（回転速度）ω_ｒを出力する減算器である。 Reference numeral 16 denotes a rotational frequency (rotational speed) of the induction motor 4 by subtracting (ωo−ω _s ) a slip frequency command value ω _s ^* output from the vector controller 8 from the rotational frequency ω o of the rotating magnetic flux output from the sensorless rotation detector 15. ) A subtractor that outputs ω _r .

現在、この電動機の制御装置の制御部はマイコン化されているので、電流検出回路９の出力ｉ_Ｕ，ｉ_Ｖ，ｉ_Ｗを図１０では図示省略しているＡＤ変換器でデジタル量に変換してマイコンに取り込み、デジタル演算で得た電圧指令値ｖ_Ｕ ^＊，ｖ_Ｖ ^＊，ｖ_Ｗ ^＊をハードウエアで実現される三角波ＰＷＭ制御回路１４に出力する構成となる。
特許第３１２４０１９号公報 特許第３２６７５２４号公報 At present, the control unit of this motor control device is a microcomputer, so that the outputs i _U , i _V , i _W of the current detection circuit 9 are converted into digital quantities by an AD converter not shown in FIG. taken into the microcomputer Te, the voltage command value obtained by digital computation ^{_v U} _{*, v V *,} the _v ^{W *} a configuration for outputting a triangular wave PWM control circuit 14 which is implemented in hardware.
Japanese Patent No. 3124019 Japanese Patent No. 3267524

ところで、上記電動機の制御装置の制御構成はマイコン制御で実現される。マイコン制御では、制御系をいくつかの割込レベルに分けて処理する。ＰＷＭ制御をハードウエア処理するのは、最も高速性が必要であり、マイコン制御では間に合わないからである。すなわち、電流制御は速度制御のマイナループで電流応答として数ｍｓｅｃが要求されるので、数十μｓｅｃから数百μｓｅｃ程度の周期の割込を用いる。速度制御応答は数十ｍｓｅｃ以上なので、１ｍｓｅｃ〜数ｍｓｅｃ程度の割込で十分である。   By the way, the control configuration of the motor control device is realized by microcomputer control. In microcomputer control, the control system is divided into several interrupt levels for processing. The reason why the PWM control is processed by hardware is that the highest speed is required and the microcomputer control is not in time. That is, since current control requires several msec as a current response in the minor loop of speed control, interruption with a period of about several tens of μsec to several hundred μsec is used. Since the speed control response is several tens of msec or more, an interrupt of about 1 msec to several msec is sufficient.

しかし、センサレス回転検出手段１５に問題がある。すなわち、電流制御も、速度制御も検出した回転角、回転速度に基づいて行なわれるから、センサレス回転検出手段１５の性能が落ちると、速度変化の許容値が低くなり、必要な速度応答を実現できなくなって、脱調し易くなる、など装置の性能に直接関係する。   However, there is a problem with the sensorless rotation detection means 15. That is, since current control and speed control are performed based on the detected rotation angle and rotation speed, if the performance of the sensorless rotation detection means 15 decreases, the allowable value of the speed change becomes low and the required speed response can be realized. It is directly related to the performance of the device, such as being lost and becoming easier to step out.

したがって、本来、センサレス制御は最も高速に行うことが望まれる。しかし、上記電動機の制御装置の場合、電圧指令ｖ_ｄ ^＊，ｖ_ｑ ^＊の値が更新されるのは電流制御割込だから、それより短い周期で行なってもあまり意味がない。そこで、センサレス制御は電流制御割込の中で処理するのが一般的と考えられる。次に、この場合の問題点を考える。 Therefore, it is originally desired to perform sensorless control at the highest speed. However, in the case of the motor control device described above, the values of the voltage commands v _d ^* and v _q ^* are updated, so that it is not meaningful even if the cycle is shorter than that. Therefore, it is considered that sensorless control is generally processed in a current control interrupt. Next, the problem in this case is considered.

まず、インバータ３の変調周波数が低い場合の性能が問題である。インバータ出力電圧は変調周波数に関係したＰＷＭ波形であり、電動機電流にも変調周波数に関係した電流リップルが含まれる。電流・電圧検出に含まれる変調周波数成分が制御に悪影響を及ぼすのを避けるため、電流を三角波に同期したタイミングで検出し、制御することが行なわれている。電圧も三角波に同期して制御する。変調周波数が低い場合には、センサレス制御もそれに応じて遅くなってしまう。スイッチング損失が大きいため低変調周波数で運転する大電力のインバータでは、センサレス制御で高性能を得ることができないことになる。   First, the performance when the modulation frequency of the inverter 3 is low is a problem. The inverter output voltage is a PWM waveform related to the modulation frequency, and the motor current includes a current ripple related to the modulation frequency. In order to prevent the modulation frequency component included in the current / voltage detection from adversely affecting the control, the current is detected and controlled at a timing synchronized with the triangular wave. The voltage is also controlled in synchronization with the triangular wave. If the modulation frequency is low, the sensorless control will be delayed accordingly. Since the switching loss is large, a high-power inverter that operates at a low modulation frequency cannot achieve high performance by sensorless control.

一方、変調周波数を高くすればセンサレス制御性能が上がるかというとこれにも限界がある。   On the other hand, there is a limit to whether the sensorless control performance increases if the modulation frequency is increased.

すなわち、変調周波数を高くするためには、電流制御割込周期を短くせねばならない。しかし、マイコン処理には時間がかかる。このために、ある程度以上に変調周波数を上げる場合には、電流制御割込では電流制御だけしか処理しないことにして、割込周期を短くする。これによって変調周波数を上げることが可能となる。しかし電流制御割込から外されたセンサレス制御はより遅い周期の速度制御用割込などで処理せざるをえないので、センサレス制御性能は落ちてしまう。   That is, in order to increase the modulation frequency, the current control interrupt cycle must be shortened. However, microcomputer processing takes time. For this reason, when the modulation frequency is increased to a certain extent, only the current control is processed in the current control interrupt, thereby shortening the interrupt cycle. As a result, the modulation frequency can be increased. However, the sensorless control removed from the current control interrupt must be processed by a speed control interrupt with a slower cycle, and the sensorless control performance is degraded.

上記電動機の制御装置では、電圧指令ｖ_ｄ ^＊，ｖ_ｑ ^＊の挙動が電流制御の調整で変わるので、センサレス制御と電流制御の調整が相互に関係し、調整に手間がかかるという問題もある。すなわち、三角波比較ＰＷＭではデッドタイム補償という処理が行なわれる。デッドタイムはインバータの同一相の上下アームの素子の短絡故障を防ぐために持たせるスイッチング素子のオンの遅延時間のことである。デッドタイムにより素子が上下アームともオフとなる時間ができ、この間の出力電圧はインバータ出力電流がどちらのアームを流れているかによって変わってしまう。 In the motor control device described above, the behavior of the voltage commands v _d ^* and v _q ^* varies depending on the adjustment of the current control. Therefore, there is a problem that the adjustment of the sensorless control and the adjustment of the current control are related to each other, and the adjustment takes time. That is, the process of dead time compensation is performed in the triangular wave comparison PWM. The dead time is an on-delay time of the switching element to prevent a short circuit failure of the upper and lower arm elements of the same phase of the inverter. Due to the dead time, both the upper and lower arms are turned off, and the output voltage during this time varies depending on which arm the inverter output current is flowing through.

これを考慮して電圧指令ｖ_ｄ ^＊，ｖ_ｑ ^＊とインバータ出力電圧ｖ_ｄ，ｖ_ｑとの直線性を保たせるために行なうのがデッドタイム補償である。この補償が最適に行なわれているかどうかもセンサレス制御性能に関係する。 In consideration of this, dead time compensation is performed in order to maintain linearity between the voltage commands v _d ^* and v _q ^* and the inverter output voltages v _d and v _q . Whether this compensation is optimal is also related to the sensorless control performance.

インバータ３をＰＷＭ制御、電流制御する方式には、上記電動機の制御装置の方式とは全く異なる、例えば、特許文献２記載の発明のような制御方式がある。電流指令値と電流検出値とを突き合わせ、その大小関係から電流検出値が電流指令値に追従するようなＰＷＭ信号を直接発生させて、インバータ３を制御する方式である。このような電流追従型の制御方式にはｄｑ軸電流制御器が存在せず、したがって電圧指令ｖ_ｄ ^＊，ｖ_ｑ ^＊も存在しないので、上記電動機の制御装置の構成のセンサレス制御は不可能である。 The method of PWM control and current control of the inverter 3 includes a control method such as the invention described in Patent Document 2, which is completely different from the method of the motor control device. In this method, the current command value and the current detection value are matched, and a PWM signal is generated directly so that the current detection value follows the current command value based on the magnitude relationship between the current command value and the current detection value. In such a current tracking type control method, there is no dq-axis current controller, and therefore there are no voltage commands v _d ^* and v _q ^*. Therefore, sensorless control of the configuration of the motor control device is impossible. is there.

本発明はこのような事情を考慮してなされたもので、その目的は、電動機の電圧を複雑高価な主回路電圧の検出回路を用いることなく、高速高精度に検出し、その検出電圧に基づいて電動機を制御することにある。   The present invention has been made in consideration of such circumstances, and its purpose is to detect the voltage of the motor at high speed and high accuracy without using a complicated and expensive main circuit voltage detection circuit, and based on the detected voltage. To control the motor.

本発明に係る電動機の制御装置は、電力変換装置から電動機に供給される交流電流の瞬時値を検出する電流検出手段と、この電流検出手段により検出された交流電流瞬時値を前記電動機の回転磁束の角周波数により回転する座標量に変換することにより、この磁束に同相の励磁電流とこの磁束に直交するトルク電流とに変換する電流用座標変換手段と、これら励磁分とトルク分の電流検出値と電圧指令値とから回転磁束の位置と回転速度を演算し出力するセンサレス回転検出手段と、この回転速度演算値とすべり周波数指令値との偏差である回転速度検出値と、回転速度指令値との偏差である速度偏差に基づいてトルク指令値を演算しトルク指令信号として出力する速度制御手段と、このトルク指令信号と磁束指令信号とに基づいてトルク分電流指令値、磁束分電流指令値およびすべり周波数指令値を演算し出力するベクトル制御手段と、このトルク分電流指令値と磁束分電流指令値を前記回転磁束の位置に基づいて３相固定子静止座標上の座標量に変換して電流指令信号として出力する静止座標変換手段と、この静止座標変換手段からの電流指令信号と、前記電流検出手段からの電流検出値との偏差に基づいてＰＷＭ信号を生成し前記電力変換装置に供給する電流追従型ＰＷＭ制御手段と、このＰＷＭ信号に基づいて前記電動機の出力電圧を演算し電圧検出信号として出力する電圧検出手段と、この電圧検出手段からの電圧検出信号を前記回転磁束の座標量に変換することにより、磁束分とトルク分の電圧指令値に変換して前記センサレス回転検出手段に与える電圧用座標変換手段と、を具備していることを特徴とする電動機の制御装置である。   An electric motor control apparatus according to the present invention includes an electric current detection unit that detects an instantaneous value of an alternating current supplied from a power converter to the electric motor, and an alternating current instantaneous value detected by the electric current detection unit. Current coordinate conversion means for converting the excitation current in phase to the magnetic flux and the torque current orthogonal to the magnetic flux by converting the coordinate amount to rotate by the angular frequency of the magnetic flux, and the current detection value for the excitation and torque. Sensorless rotation detection means that calculates and outputs the position and rotation speed of the rotating magnetic flux from the voltage command value, a rotation speed detection value that is a deviation between the rotation speed calculation value and the slip frequency command value, a rotation speed command value, A speed control means for calculating a torque command value based on a speed deviation that is a deviation of the torque and outputting the torque command value as a torque command signal; and a torque component based on the torque command signal and the magnetic flux command signal. Vector control means for calculating and outputting a current command value, a magnetic flux component current command value, and a slip frequency command value, and the torque component current command value and the magnetic flux component current command value based on the position of the rotating magnetic flux. Based on the deviation between the static coordinate conversion means that converts the coordinate amount on the coordinates and outputs it as a current command signal, the current command signal from the static coordinate conversion means, and the current detection value from the current detection means Current follow-up type PWM control means for generating and supplying to the power converter, voltage detection means for calculating the output voltage of the motor based on the PWM signal and outputting it as a voltage detection signal, and voltage from the voltage detection means By converting the detection signal into the coordinate amount of the rotating magnetic flux, the voltage is converted into a voltage command value corresponding to the magnetic flux and the torque, and applied to the sensorless rotation detecting means. When a control unit for an electric motor, characterized in that it comprises a.

本発明によれば、電動機の電圧を、複雑高価な主回路電圧の検出回路を使用せずに高速高精度に求めることができ、このために、この検出電圧に基づいて電動機を制御することができる。   According to the present invention, the voltage of the electric motor can be obtained at high speed and high accuracy without using a complicated and expensive main circuit voltage detection circuit. For this reason, the electric motor can be controlled based on this detection voltage. it can.

以下、本発明の実施形態を添付図面に基づいて説明する。なお、複数の添付図面中、同一または相当部分には同一符号を付している。   Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the accompanying drawings. In addition, the same code | symbol is attached | subjected to the same or an equivalent part in several attached drawing.

（第１の実施形態）
図１は本発明の第１の実施形態に係る電動機の制御装置２１の全体構成を示すブロック図である。 (First embodiment)
FIG. 1 is a block diagram showing the overall configuration of an electric motor control device 21 according to the first embodiment of the present invention.

この図１に示すように、電動機の制御装置２１は、図１０で示す従来の電動機の制御装置と同様に、直流電源１、平滑コンデンサ２、直流電源１からの直流電力を３相交流電力に変換する電力変換装置の一例であるインバータ３、誘導電動機４、この電動機４の各相Ｕ，Ｖ，Ｗの電動機電流を検出するためのホールＣＴ５_Ｕ，５_Ｖ，５_Ｗを具備している。 As shown in FIG. 1, the motor control device 21 converts the DC power from the DC power source 1, the smoothing capacitor 2, and the DC power source 1 into three-phase AC power in the same manner as the conventional motor control device shown in FIG. 10. inverter 3 is an example of a power conversion device that converts, induction motor 4, which comprises a hole CT5 _{U, 5} V, _{5 W} for detecting the motor current of each phase U, V, W of the motor 4.

そして、電動機の制御装置２１は、電流検出手段２２、電流用座標変換手段２３、電圧用座標変換手段２４、センサレス回転検出手段２５、減算手段２６，２７，２８_Ｕ，２８_Ｖ，２８_Ｗ、速度制御手段２９、ベクトル制御手段３０、静止座標変換手段３１、電流追従型ＰＷＭ制御手段３２、電圧検出手段３３を具備している。これら各手段２２〜３３は、その一部または全部の機能が例えばマイクロプロセッサ（マイクロコンピュータ）により実現されるように構成されてもよく、または電子回路等のハードウエアにより構成されてもよい。 Then, the control unit 21 of the motor current detecting means 22, for current coordinate transformation unit 23, voltage coordinate conversion means 24, sensor-less rotation detecting means 25, subtraction means _{26,27,28 U, 28 V, 28 W} , speed A control unit 29, a vector control unit 30, a stationary coordinate conversion unit 31, a current follow-up type PWM control unit 32, and a voltage detection unit 33 are provided. Each of these means 22 to 33 may be configured such that part or all of the functions thereof are realized by, for example, a microprocessor (microcomputer), or may be configured by hardware such as an electronic circuit.

電流検出手段２２は、３相のホールＣＴ５_Ｕ，５_Ｖ，５_Ｗにより検出された誘導電動機４の３相Ｕ，Ｖ，Ｗの各電流（瞬時値）を受けて、これらを電流値に比例した電圧値に変換し、これを電流検出信号ｉ_Ｕ，ｉ_Ｖ，ｉ_Ｗとして、減算器２８_Ｕ，２８_Ｖ，２８_Ｗと電流用座標変換手段２３にそれぞれ与える。 The current detection means 22 receives the currents (instantaneous values) of the three-phase U, V, and W of the induction motor 4 detected by the three-phase halls CT5 _U , 5 _V , and 5 _W , and these are proportional to the current values. It was converted into a voltage value, which current detection signal _{i U,} i V, as _{i W,} giving respectively to the subtracter _{28 U, 28 V, 28 W} and a current for the coordinate transformation unit 23.

電流用座標変換手段２３はこれら電圧の電流検出信号ｉ_Ｕ，ｉ_Ｖ，ｉ_Ｗを、センサレス回転検出手段２５からの誘導電動機４の回転磁束の回転角度θ_０に基づいてＵＶＷ座標量ｉ_Ｕ，ｉ_Ｖ，ｉ_Ｗから回転磁束と同時に回転するｄｑ軸座標上の座標量ｉ_ｄ，ｉ_ｑに変換し、これら磁束に同相の励磁電流Ｉ_ｄと、この磁束に直交するトルク電流信号Ｉ_ｑを励磁電流信号Ｉ_ｄ，トルク電流信号Ｉ_ｑとしてセンサレス回転検出手段２５に与える。 The current coordinate conversion means 23 outputs the current detection signals i _U , i _V , i _W of these voltages based on the rotation angle θ ₀ of the rotating magnetic flux of the induction motor 4 from the sensorless rotation detection means 25 based on the UVW coordinate amounts i _U , i _v and i _W are converted into coordinate quantities i _d and i _q on the dq-axis coordinates that rotate simultaneously with the rotating magnetic flux, and in-phase excitation current I _d and torque current signal I _q orthogonal to the magnetic flux are converted into these magnetic fluxes. The excitation current signal I _d and the torque current signal I _q are given to the sensorless rotation detection means 25.

一方、電圧用座標変換手段２４は、後述する電圧検出手段３３からの３相の電圧検出信号Ｖ_Ｕ，Ｖ_Ｖ，Ｖ_Ｗを回転磁束の回転角度θ_０に基づいてｄｑ軸座標上の座標量Ｖ_ｄ，Ｖ_ｑに変換し、これら磁束電圧Ｖ_ｄ、トルク電圧Ｖ_ｑをそれぞれ励磁電圧指令信号Ｖ_ｄ ^＊、トルク電圧指令信号Ｖ_ｑ ^＊としてセンサレス回路検出手段２５に与える。 On the other hand, the voltage coordinate conversion unit 24 converts the three-phase voltage detection signals V _U , V _V , and V _W from the voltage detection unit 33 (described later) into coordinate amounts on the dq axis coordinate based on the rotation angle θ ₀ of the rotating magnetic flux. V _d and V _q are converted, and these magnetic flux voltage V _d and torque voltage V _q are given to sensorless circuit detection means 25 as excitation voltage command signal V _d ^* and torque voltage command signal V _q ^* , respectively.

センサレス回転検出手段２５は、これら励磁電流信号Ｉ_ｄ、トルク電流信号Ｉ_ｑ、励磁電圧指令信号Ｖ_ｄ ^＊、トルク電圧指令信号Ｖ^＊ _ｑと、インピーダンスやインダクタンス等のモータ定数を使用してモータ等価回路方程式から回転磁束の位置（回転角度）θ_０と回転周波数ω_０を推定演算し、回転角度θ_０を電流用座標変換手段２３、電圧用座標変換手段２４、静止座標変換手段３１にそれぞれ与える一方、回転周波数ω_０を減算器２６に与える。 The sensorless rotation detection means 25 uses the excitation current signal I _d , torque current signal I _q , excitation voltage command signal V _d ^* , torque voltage command signal V ^* _q and motor constants such as impedance and inductance to perform motor equivalent The position (rotation angle) θ ₀ and the rotation frequency ω ₀ of the rotating magnetic flux are estimated and calculated from the circuit equation, and the rotation angle θ _{0 is given} to the current coordinate conversion unit 23, the voltage coordinate conversion unit 24, and the stationary coordinate conversion unit 31, respectively. On the other hand, the rotational frequency ω ₀ is given to the subtractor 26.

減算器２６は、センサレス回転検出手段２５からの磁束の回転周波数ω_０から、ベクトル制御手段３０からのすべり周波数数指令値ω_ｓを減算（ω_０−ω_ｓ ^＊）して電動機４の回転周波数（回転速度）ω_ｒを求め、これを速度検出値として次段の減算器２７に与える。 The subtracter 26 subtracts (ω ₀ −ω _s ^* ) the slip frequency number command value ω _s from the vector control means 30 from the rotation frequency ω ₀ of the magnetic flux from the sensorless rotation detection means 25 and rotates the rotation frequency of the motor 4. (Rotational speed) ω _r is obtained and given to the subtractor 27 at the next stage as a speed detection value.

この減算器２７は、この回転速度検出値ω_ｒと回転速度の指令値ω_ｒ ^＊との差（ω_ｒ ^＊−ω_ｒ）を演算し、この差を速度偏差として速度制御手段２９に与える。 The subtractor 27 calculates a difference (ω _r ^* −ω _r ) between the rotational speed detection value ω _r and the rotational speed command value ω _r ^*, and gives this difference to the speed control means 29 as a speed deviation.

速度制御手段２９はこの速度偏差を増幅してトルク指令Ｔ^＊として出力し、ベクトル制御手段３０に与える。 The speed control means 29 amplifies this speed deviation, outputs it as a torque command T ^* , and gives it to the vector control means 30.

ベクトル制御手段３０は、このトルク指令Ｔ^＊と磁束指令φ_２ ^＊とからトルク分電流指令値ｉ_ｑ ^＊、磁束分電流指令値ｉ_ｄ ^＊、すべり周波数指令値ω_ｓ ^＊をそれぞれ演算し、トルク分電流指令値ｉ_ｑ ^＊、磁束分電流指令値ｉ_ｄ ^＊を静止座標変換手段３１に与え、すべり周波数指令値ω_ｓ ^＊を前記減算器２６に与える。減算器２６は前述したようにセンサレス回転検出手段２５からの磁束の回転周波数ω_０から、ベクトル制御手段３０からのすべり周波数指令値ω_ｓ ^＊を減算する。 Vector control means 30, the torque command ^{T *} and the magnetic flux command phi ₂ ^* torque current command value and _i ^{q *,} the magnetic flux current command value _i ^{d *,} calculates the slip frequency command value omega _s ^*, respectively, torque The divided current command value i _q ^* and the magnetic flux divided current command value i _d ^* are given to the stationary coordinate conversion means 31, and the slip frequency command value ω _s ^* is given to the subtractor 26. As described above, the subtracter 26 subtracts the slip frequency command value ω _s ^* from the vector control unit 30 from the rotation frequency ω ₀ of the magnetic flux from the sensorless rotation detection unit 25.

一方、静止座標変換手段３１はこれらトルク分電流指令値ｉ_ｑ ^＊、磁束分電流指令値ｉ_ｄ ^＊を、センサレス回転検出手段２５からの回転磁束の位置（回転角度）θ_０に基づいて、３相固定子静止座標上の座標量ｉ_Ｕ ^＊，ｉ_Ｖ ^＊，ｉ_Ｗ ^＊に変換し、これらを３相の電流基準値として３相減算器２８_Ｕ，２８_Ｖ，２８_Ｗに与える。 On the other hand, the static coordinate conversion means 31 uses these torque component current command value i _q ^* and magnetic flux component current command value i _d ^* based on the position (rotation angle) θ ₀ of the rotating magnetic flux from the sensorless rotation detection means 25 to 3 The coordinate values i _U ^* , i _V ^* , and i _W ^* on the phase stator stationary coordinates are converted into three-phase current reference values and supplied to the three-phase subtracters 28 _U , 28 _V , and 28 _W.

これら減算器２８_Ｕ，２８_Ｖ，２８_Ｗは、これら３相の電流基準値ｉ_Ｕ ^＊，ｉ_Ｖ ^＊，ｉ_Ｗ ^＊と、電流検出手段２２からの３相の電流検出値ｉ_Ｕ，ｉ_Ｖ，ｉ_Ｗとの偏差（Δｉ_Ｕ＝ｉ_Ｕ ^＊−ｉ_Ｕ，Δｉ_Ｖ＝ｉ_Ｖ ^＊−ｉ_Ｖ，Δｉ_Ｗ＝ｉ_Ｗ ^＊−ｉ_Ｗ）を算出し、これら電流偏差（Δｉ_Ｕ，Δｉ_Ｖ，Δｉ_Ｗ）を電流追従型ＰＷＭ制御手段３２に与える。 These subtractors 28 _U , 28 _V , 28 _W are connected to the three-phase current reference values i _U ^* , i _V ^* , i _W ^* and the three-phase current detection values i _U , i _V from the current detection means 22. , the deviation between the ^{_{i W (Δi U = i U}} * -i U, Δi V = i V * -i V, Δi W = i W * -i W) is calculated, and these current deviations (Δi _U, Δi _V , Δi _W ) is supplied to the current follow-up type PWM control means 32.

電流追従型ＰＷＭ制御手段３２は、これら電流偏差Δｉ_Ｕ，Δｉ_Ｖ，Δｉ_ＷからＰＷＭ信号を生成してインバータ３と電圧検出手段３３に与える。 The current follow-up type PWM control means 32 generates a PWM signal from these current deviations Δi _U , Δi _V , Δi _W and supplies them to the inverter 3 and the voltage detection means 33.

電圧検出手段３３は電流追従型ＰＷＭ制御手段３２からＰＷＭ信号に基づいて誘導電動機４の出力電圧を演算し、これらを電圧検出信号Ｖ_Ｕ，Ｖ_Ｖ，Ｖ_Ｗとして前記電圧用座標変換手段２４に与え、前述したように、ｄｑ軸座標上の座標量Ｖ_ｄ，Ｖ_ｑに変換させる。 The voltage detection means 33 calculates the output voltage of the induction motor 4 based on the PWM signal from the current follow-up type PWM control means 32, and outputs these to the voltage coordinate conversion means 24 as voltage detection signals V _U , V _V , V _W. As described above, the coordinates are converted into the coordinate amounts V _d and V _q on the dq axis coordinates.

図２はこの電圧検出手段３３の構成の一例を示すブロック図である。この電圧検出手段３３は、電流追従型ＰＷＭ制御手段３２からの３相Ｕ，Ｖ，ＷのＰＷＭ信号（ａ），（ｂ），（ｃ）の入力をそれぞれ受けるカウントイネーブル機能とカウント値クリア機能をそれぞれ有するカウンタ３４_Ｕ，３４_Ｖ，３４_Ｗ、ラッチ回路３５_Ｕ，３５_Ｖ，３５_Ｗ、誘導電動機４の制御全体を行なうマイクロコンピュータ（以下、マイコンという）３６、このマイコン３６と、カウンタ３４_Ｕ，３４_Ｖ，３４_Ｗおよびラッチ回路３５_Ｕ，３５_Ｖ，３５_Ｗと、の間の動作協調をとるためのタイミング信号を発生するシーケンサ３７を具備している。 FIG. 2 is a block diagram showing an example of the configuration of the voltage detection means 33. The voltage detection means 33 has a count enable function and a count value clear function that receive the inputs of the three-phase U, V, and W PWM signals (a), (b), and (c) from the current tracking type PWM control means 32, respectively. , Counters 34 _U , 34 _V , 34 _W , latch circuits 35 _U , 35 _V , 35 _W , a microcomputer (hereinafter referred to as a microcomputer) 36 that performs overall control of the induction motor 4, the microcomputer 36, and the counter 34 _U , 34 _V , 34 _W and the latch circuits 35 _U , 35 _V , 35 _W are provided with a sequencer 37 for generating timing signals for coordinating operations.

図３はこの電圧検出手段３３の作用を説明するためのタイミングチャートである。次に、この電圧検出手段３３の作用を説明する。図３中、（ａ）〜（ｊ）は図２中の各種信号（ａ）〜（ｊ）と同一の信号を示している。すなわち、カウンタ３４_Ｕ〜３４_Ｗのカウントイネーブル端子ＥＮには図１の電流追従型ＰＷＭ制御手段３２が出力する３相のＰＷＭ信号ＵＰＷＭ，ＶＰＷＭ，ＷＰＷＭが入力される。これらの信号は図３の（ａ）、（ｂ）、（ｃ）では実線で示されている。 FIG. 3 is a timing chart for explaining the operation of the voltage detection means 33. Next, the operation of the voltage detection means 33 will be described. In FIG. 3, (a) to (j) indicate the same signals as the various signals (a) to (j) in FIG. That is, the three-phase PWM signals UPWM, VPWM, and WPWM output from the current follow-up type PWM control means 32 of FIG. 1 are input to the count enable terminals EN of the counters 34 _{U to} 34 _W. These signals are indicated by solid lines in FIGS. 3A, 3B and 3C.

各カウンタ３４_Ｕ〜３４_Ｗにはシーケンサ３７からクロックパルス（ｄ）が与えられるので、カウントイネーブル端子ＥＮに与えられているそれぞれのＰＷＭ信号が”１”の期間にクロックパルスが入るとカウントアップする。 Since the clock pulse (d) is supplied from the sequencer 37 to each of the counters 34 _{U to} 34 _W , the counter 34 _{U to} 34 _W counts up when the clock pulse is input during the period when each PWM signal supplied to the count enable terminal EN is “1”. .

シーケンサ３７はクロックパルス（ｄ）の、例えば８個に１個の割合で、かつクロックパルスとは少しずれたタイミングでパルス（ｅ）を出力する。このパルス（ｅ）は各カウンタ３４_Ｕ〜３４_Ｗのクリア端子と、各ラッチ回路３５_Ｕ〜３５_Ｗのラッチタイミング信号として与えられる。これにより、カウンタ３４_Ｕは（ａ）の信号が”１”の期間でクロックパルス（ｄ）をカウントし、クリアパルス（ｅ）でクリアされるので、カウント値は（ｆ）のように変化して、例えば（ａ）で示した数値６／８のときは６まで、５／８のときは５までカウントする。ラッチ回路３５_Ｕ〜３５_Ｗには（ｅ）がラッチタイミング信号として与えられているのでカウンタ３４_Ｕ〜３４_Ｗのカウント値がクリアされる直前の値をラッチする。ラッチ回路３５_Ｕ〜３５_Ｗは（ｇ），（ｈ），（ｊ）に示すように次にラッチタイミング信号が与えられるまで値を保持する。ラッチタイミング信号はマイコン３６に割込み信号として与えられている。これによりマイコン３７は割込がかかるごとにラッチ回路３５_Ｕ〜３５_Ｗの値を読み取ることにより、カウンタ３４_Ｕ〜３４_Ｗで計数した値を得ることができる。 The sequencer 37 outputs the pulse (e) at a timing slightly different from the clock pulse at a rate of, for example, one out of eight clock pulses (d). This pulse (e) is a clear terminal of the counter ₃₄ U _{~34 W,} given as a latch timing signal for the latch circuits ₃₅ U to 35 _W. As a result, the counter 34 _U counts the clock pulse (d) while the signal (a) is “1” and is cleared by the clear pulse (e), so the count value changes as shown in (f). For example, when the numerical value shown in (a) is 6/8, it counts up to 6, and when it is 5/8, it counts up to 5. Since (e) is given to the latch circuits 35 _{U to} 35 _W as a latch timing signal, the value immediately before the count values of the counters 34 _{U to} 34 _W are cleared is latched. The latch circuits 35 _{U to} 35 _W hold the values until the next latch timing signal is given as shown in (g), (h), (j). The latch timing signal is given to the microcomputer 36 as an interrupt signal. Thereby, the microcomputer 37 can obtain the values counted by the counters 34 _{U to} 34 _W by reading the values of the latch circuits 35 _{U to} 35 _W each time an interrupt occurs.

ここで図２の構成からカウンタ３４_Ｕ〜３４_Ｗは０〜８の値を出力する。この０〜８の値はラッチタイミング間隔８に対するＰＷＭ信号のデューティが０／８〜８／８であることを示している。 Here, the counters 34 _U to 34 _W output values of 0 to 8 from the configuration of FIG. 2. The values 0 to 8 indicate that the duty of the PWM signal with respect to the latch timing interval 8 is 0/8 to 8/8.

図３は図示の簡単化のために、ＰＷＭ信号の周波数に対するクロックパルスの周波数の比率を例えば２０倍程度で示している。しかし、実際にはＰＷＭの周波数が数ｋＨｚであるのに対し、クロックパルス周波数はＭＨｚ単位となる。このために、シーケンサ３７が出力するクロックパルス周波数は例えば１ＭＨｚとする。このときクロックパルス間隔は１マイクロｓｅｃ、ラッチタイミング間隔は８マイクロｓｅｃである。これに対し、変調周波数が１ｋＨｚであればＰＷＭ信号は１ｍｓｅｃ間に１パルスしか含まれない。したがって図３のカウント値（ｇ），（ｈ），（ｊ）の値はほとんどの場合０または８であり、１〜７の値を示すのはＰＷＭ信号が変化する１ｍｓｅｃ間に２回だけであり、マイコン３６には８マイクロｓｅｃ毎に割込がかかり、図４のフローチャートで示す信号処理を行なう。   FIG. 3 shows the ratio of the frequency of the clock pulse to the frequency of the PWM signal, for example, about 20 times for simplification of illustration. However, in practice, the PWM frequency is several kHz, whereas the clock pulse frequency is in MHz. For this purpose, the clock pulse frequency output from the sequencer 37 is, for example, 1 MHz. At this time, the clock pulse interval is 1 microsecond, and the latch timing interval is 8 microseconds. On the other hand, if the modulation frequency is 1 kHz, the PWM signal includes only one pulse in 1 msec. Therefore, the count values (g), (h), and (j) in FIG. 3 are almost 0 or 8, and the values 1 to 7 are shown only twice during 1 msec when the PWM signal changes. Yes, the microcomputer 36 is interrupted every 8 microseconds and performs the signal processing shown in the flowchart of FIG.

すなわち、マイコン３６は、スタート後、ステップ１でラッチ回路３５_Ｕ〜３５_Ｗが出力するカウント値（ｇ），（ｈ），（ｊ）を読み取る。 That is, the microcomputer 36 reads the count values (g), (h), and (j) output from the latch circuits 35 _{U to} 35 _W in Step 1 after the start.

ステップ２では、これらカウント値（ｇ），（ｈ），（ｊ）を電圧値に変換する。ＰＷＭ信号が”１”のときはインバータ３の正側アームをオンさせるので、出力電圧は正、ＰＷＭ信号が”０”のときは出力電圧は負である。したがって電圧にするため、カウント値に符号をつける。具体的には例えば、カウント値８なら電圧値を＋８００、カウント値０を−８００とし、カウント値（ｇ），（ｈ），（ｉ）のきざみ１を電圧値としてはきざみ２００で扱うことにする。ここで得られた電圧検出値をＶｕ，Ｖｖ，Ｖｗとする。   In step 2, these count values (g), (h), (j) are converted into voltage values. Since the positive side arm of the inverter 3 is turned on when the PWM signal is “1”, the output voltage is positive, and when the PWM signal is “0”, the output voltage is negative. Therefore, in order to obtain a voltage, a sign is added to the count value. Specifically, for example, if the count value is 8, the voltage value is +800, the count value 0 is −800, and the step 1 of the count values (g), (h), and (i) is handled as the voltage value by the step 200. To do. The voltage detection values obtained here are Vu, Vv, and Vw.

次のステップ３では、電圧用座標変換手段２４により、センサレス回転検出手段２５により得られた磁束の角度θｏに基づき電圧検出手段３３からの電圧検出信号Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗをｄｑ軸座標上の量Ｖｄ，Ｖｑに変換する。   In the next step 3, the voltage coordinate conversion means 24 calculates the voltage detection signals Vu, Vv, Vw from the voltage detection means 33 on the dq axis coordinates based on the magnetic flux angle θo obtained by the sensorless rotation detection means 25. Convert to Vd, Vq.

そして、ステップ４では、これら電圧検出値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを積算して電圧検出積算値Ｖ_ｄｓｕｍ，Ｖ_ｑｓｕｍを求める。これにより、電圧検出の割込みプログラムを終了する。 In step 4, these voltage detection value Vu, Vv, by integrating the Vw voltage detection integrated value _{V dsum,} seek _{V Qsum.} This terminates the voltage detection interrupt program.

なお、マイコン３６により、センサレス演算を行なう割込みプログラムは、電圧検出よりも割り込み間隔を長く取る。電流追従型のＰＷＭ制御をハードウエアで行なえば電流制御割込が不要となるので、センサレス演算を行なうプログラムの割込周期を従来よりも短くすることができる。センサレス演算割込では、電圧検出積算値Ｖ_ｄｓｕｍ，Ｖ_ｑｓｕｍを読み取り、センサレス演算用電圧検出値ｖ_ｄ ^＊，ｖ_ｑ ^＊として、次回のために積算用レジスタＶ_ｄｓｕｍ，Ｖ_ｑｓｕｍをゼロクリアしておく。 Note that an interrupt program for performing sensorless computation by the microcomputer 36 takes a longer interrupt interval than voltage detection. If current tracking type PWM control is performed by hardware, a current control interrupt becomes unnecessary, so that the interrupt cycle of a program for performing sensorless computation can be made shorter than before. In the sensorless calculation interrupt, the voltage detection integrated values V _dsum and V _qsum are read, and the integration registers V _dsum and V _qsum are cleared to zero for the next time as the sensorless calculation voltage detection values v _d ^* and v _q ^*. .

以上により、ｄｑ軸電流制御と三角波比較ＰＷＭ制御の組合せ方式により、電流制御回路の出力として得られていたｖ_ｄ ^＊，ｖ_ｑ ^＊を電流追従型ＰＷＭ制手段３２の出力信号から得ることができる。これにより、電流追従型ＰＷＭ制御手段３２を用いた電動機の制御装置２１が実現可能となる。 As described above, v _d ^* and v _q ^* obtained as the output of the current control circuit can be obtained from the output signal of the current follow-up type PWM control means 32 by the combined method of the dq axis current control and the triangular wave comparison PWM control. . As a result, the motor control device 21 using the current tracking type PWM control means 32 can be realized.

したがって、この第１の実施形態によれば、従来は電流制御回路の出力として得られる電圧基準を基にしてセンサレス演算を行なっていたので、電流追従型ＰＷＭ制御を用いたセンサレス制御はできなかったが、本実施形態により、電流追従型ＰＷＭ制御を用いたセンサレス制御が可能になった。   Therefore, according to the first embodiment, since sensorless calculation is conventionally performed based on the voltage reference obtained as the output of the current control circuit, sensorless control using current tracking PWM control cannot be performed. However, according to the present embodiment, sensorless control using current tracking type PWM control becomes possible.

また、電流追従型ＰＷＭ制御手段３２は、その電流制御手段をハード化できるので、従来電流制御に要していたマイコン３６の処理時間を他の処理に利用することができる。例えば、その処理時間をセンサレス回転検出の演算処理時間に当てれば、このセンサレス回転検出の演算周期を短縮できる。また、変調周波数を高くしたとき、センサレス演算を遅くしなければならないという従来の制限がなくなる。このために、電流追従型ＰＷＭの高速電流応答と相俟ってセンサレス回転検出手段２５の応答速度を上げることができ、脱調しにくいセンサレスドライブを実現できる。センサレスドライブはセンサ付きのドライブに比べ応答速度が遅いことが短所の一つであるが、本実施形態により応答速度が高速になり、センサ付きドライブとの差が縮まれば、安価なセンサレスドライブの用途が広がる。   Further, since the current follow-up type PWM control means 32 can make the current control means hardware, it is possible to use the processing time of the microcomputer 36 conventionally required for current control for other processes. For example, if the processing time is applied to the calculation processing time for sensorless rotation detection, the calculation cycle for sensorless rotation detection can be shortened. Further, when the modulation frequency is increased, the conventional limitation that the sensorless calculation must be delayed is eliminated. For this reason, the response speed of the sensorless rotation detection means 25 can be increased in combination with the high-speed current response of the current follow-up type PWM, and a sensorless drive that does not easily step out can be realized. One of the disadvantages is that the sensorless drive has a slower response speed than the sensor-equipped drive.However, if the response speed is increased by this embodiment and the difference from the sensor-equipped drive is reduced, an inexpensive sensorless drive can be used. Applications are expanded.

そして、従来の比例積分型の電流制御と、三角波比較ＰＷＭとの組合せによるシステムでは、デッドタイム補償の調整、電流制御の比例・積分のゲインの調整が必要だった。さらに、デッドタイム補償が適正になされなければ電圧基準と出力電圧との間の直線性が悪くなり、電流制御応答が低いと、センサレス制御系の安定性に影響を与えるので、センサレス制御をさらに遅くする必要がある、などの調整が相互に関係しているため、要求性能を出せなければデッドタイム補償や電流制御の調整に後戻りすることがあった。   In a system using a combination of conventional proportional integral type current control and triangular wave comparison PWM, adjustment of dead time compensation and proportional / integral gain of current control are required. Furthermore, if the dead time compensation is not properly performed, the linearity between the voltage reference and the output voltage will deteriorate, and if the current control response is low, the stability of the sensorless control system will be affected. Since adjustments such as needing to be performed are related to each other, if the required performance cannot be achieved, there may be a return to adjustment of dead time compensation or current control.

しかし、本実施形態の電流追従型ＰＷＭ制御では、デッドタイム補償の必要がなく、電流制御のゲイン調整も必要でなく、それでいて電流応答は圧倒的に速くセンサレス制御系に干渉することがないので、センサレス制御の調整だけを行なえばよくなり、センサレスドライブシステムの価格低減、納期短縮などにつながる。   However, in the current follow-up type PWM control of the present embodiment, there is no need for dead time compensation, no need for current control gain adjustment, and yet the current response is overwhelmingly fast and does not interfere with the sensorless control system. It is only necessary to adjust sensorless control, which leads to price reduction and delivery time reduction of the sensorless drive system.

なお、前記第１の実施形態では、図２のようにカウンタ３４_Ｕ〜３４_Ｗとラッチ回路３５_Ｕ〜３５_Ｗを用いてハード的に正確なタイミングを得る回路としたが、マイコン３６が高速であれば、例えば３ｂｉｔ×８段のシフトレジスタにより波形を格納して図３で示すパルス信号のデューティ計算はマイコン３６により処理させるように構成してもよい。 In the first embodiment, as shown in FIG. 2, the counter 34 _U to 34 _W and the latch circuits 35 _{U to} 35 _W are used to obtain a hardware accurate timing. If there is, for example, the waveform may be stored by a shift register of 3 bits × 8 stages, and the duty calculation of the pulse signal shown in FIG.

（第２の実施形態）
図５は本発明の第２の実施形態に係る電動機の制御装置２１Ａの構成を示すブロック図である。この電動機の制御装置２１Ａは、前記第１の実施形態に係る電動機の制御装置２１において、電圧検出手段３３の前段にデッドタイム補正手段３８を挿入した点に特徴があり、第１の実施形態と同一の構成要素には同一符号を付している。 (Second Embodiment)
FIG. 5 is a block diagram showing a configuration of an electric motor control device 21A according to the second embodiment of the present invention. The motor control device 21A is characterized in that, in the motor control device 21 according to the first embodiment, a dead time correction means 38 is inserted in front of the voltage detection means 33. The same components are denoted by the same reference numerals.

図６に示すように、このデッドタイム補正手段３８はデッドタイム補正処理を行なう。デッドタイムはインバータ３の同一相の上下アームのスイッチング素子の短絡故障を防ぐために持たせるスイッチング素子のオンの遅延時間のことである。デッドタイムによりスイッチング素子が上下アームともオフとなる時間ができ、この間の出力電圧はインバータ出力電流がどちらのアームを流れているかによって変わってしまう。これを考慮して電圧指令ｖ_ｄ ^＊，ｖ_ｑ ^＊とインバータ出力電圧ｖ_ｄ，ｖ_ｑとの直線性を保たせるために行なうのがデッドタイム補償である。 As shown in FIG. 6, the dead time correction means 38 performs a dead time correction process. The dead time is an on-delay time of the switching element provided to prevent a short circuit failure of the switching elements of the upper and lower arms of the same phase of the inverter 3. Due to the dead time, the switching element is turned off for both the upper and lower arms, and the output voltage during this time varies depending on which arm the inverter output current is flowing through. In consideration of this, dead time compensation is performed in order to maintain linearity between the voltage commands v _d ^* and v _q ^* and the inverter output voltages v _d and v _q .

すなわち、デッドタイム補正手段３８は、インバータ３の同一相の上下アームの同時オンによるスイッチング素子の短絡故障を防ぐために一方のアームをオフしてから反対側のアームをオンするのを一定時間遅らせる処理を行なう。   In other words, the dead time correcting means 38 is a process for delaying a certain time from turning off one arm and then turning on the opposite arm in order to prevent a short circuit failure of the switching element due to simultaneous turning on of the upper and lower arms of the same phase of the inverter 3. To do.

図６は例えばＵ相のみを図示し、図中点線で示したパルスはデッドタイム制御前のパルスであり、デッドタイム制御後のパルスは実線で示してある。デッドタイムは図６中の丸２と丸４の区間である。   For example, FIG. 6 shows only the U phase, and the pulse indicated by the dotted line in the drawing is a pulse before dead time control, and the pulse after the dead time control is indicated by a solid line. The dead time is a section between circle 2 and circle 4 in FIG.

デッドタイムの時間はスイッチング素子としてＧＴＯを使用した場合で数百マイクロｓｅｃ程度、ＩＧＢＴを使用した場合で数十マイクロｓｅｃ程度、ＭＯＳＦＥＴを使用した場合で数マイクロｓｅｃ程度である。   The dead time is about several hundred microseconds when a GTO is used as a switching element, about several tens of microseconds when an IGBT is used, and about several microseconds when a MOSFET is used.

図６中、丸１の区間では、例えばＵアームがオンしている状態で正の電圧が出力されている。丸２の区間がデッドタイムとなっており、Ｕアームがオフしたので、点線で示すようにＸアームをオンさせるべきところをデッドタイム制御により、Ｘアームのオンが遅れ、Ｕ，Ｘともオフの状態となっている。丸３の区間はＸアームがオンとなっており、負の電圧が出力されている。丸４の区間では再度Ｕ，Ｘアームともオフのデッドタイム中になっている。   In FIG. 6, a positive voltage is output in a circle 1 in a state where, for example, the U arm is on. Since the section of circle 2 is dead time and the U arm is turned off, as shown by the dotted line, the turn on of the X arm is delayed by the dead time control where both the U and X are turned off. It is in a state. In the section of circle 3, the X arm is on, and a negative voltage is output. In the round 4 section, the U and X arms are again in the off dead time.

デッドタイム補正手段３８は、Ｕ，Ｘアームともオフのデッドタイム中は検出電圧の相に対応する電流の極性を求める。丸２の区間ではＵアームの電流ＩＵの極性が正となっているので、出力電圧を正とする。同様にして、丸４の区間ではＵアームの電流ＩＵの極性が負となっているので、出力電圧は負とする。オンしているアームの極性とデッドタイム中は電流の極性から電圧を判定し、ＵＰＷＭ’として出力する。   The dead time correction means 38 obtains the polarity of the current corresponding to the phase of the detected voltage during the dead time when both the U and X arms are off. Since the polarity of the current IU of the U arm is positive in the section of circle 2, the output voltage is positive. Similarly, since the polarity of the current IU of the U arm is negative in the section of circle 4, the output voltage is negative. During the polarity of the arm that is turned on and the dead time, the voltage is determined from the polarity of the current and output as UPWM '.

電圧検出手段３３では、このようにデッドタイムの補償された信号ＵＰＷＭ’，ＶＰＷＭ’，ＷＰＷＭ’から電圧検出を行うことによって、電圧を検出する。   The voltage detection means 33 detects the voltage by performing voltage detection from the signals UPWM ′, VPWM ′, and WPWM ′ compensated for the dead time as described above.

なお、図６ではＵ相についてのみ説明したが、Ｖ相，Ｗ相についても同様の処理を行う。   Although only the U phase has been described in FIG. 6, the same processing is performed for the V phase and the W phase.

この第２の実施形態に係る電動機の制御装置２１Ａは、このようにデッドタイム補正をしているので、電圧検出手段３３による電圧検出精度を向上させることができる。すなわち、前記第１の実施形態に係る電動機の制御装置２１では、デッドタイムの補正を行っていないため、デッドタイムの影響により電圧検出手段３３による検出電圧と、誘導電動機４の出力電圧は一致せず、誤差が生じる。また、ＰＷＭ変調周波数が高くなり、パルス幅が短くなるに従い、デッドタイムとの時間差が小さくなって行き、デッドタイムの影響が顕著になる。この誤差により、検出電圧の精度が低下する。   Since the motor control device 21A according to the second embodiment corrects the dead time in this way, the voltage detection accuracy by the voltage detection means 33 can be improved. That is, in the motor control device 21 according to the first embodiment, since the dead time is not corrected, the voltage detected by the voltage detecting means 33 and the output voltage of the induction motor 4 are matched due to the influence of the dead time. An error occurs. Also, as the PWM modulation frequency increases and the pulse width decreases, the time difference from the dead time decreases, and the influence of the dead time becomes significant. This error reduces the accuracy of the detection voltage.

しかし、この第２の実施形態においては、この誤差の原因となるデッドタイムの補正を行なっているので、電圧検出精度の低下を低減できる。この電圧検出精度が向上するので、センサレス制御の性能を向上させることができる。   However, in the second embodiment, since the dead time that causes this error is corrected, a decrease in voltage detection accuracy can be reduced. Since this voltage detection accuracy is improved, the performance of sensorless control can be improved.

（第３の実施形態）
本発明の第３の実施形態は前記第２の実施形態に係るデッドタイム補正手段３８を第２のデッドタイム補正手段３８ｂに置換した点に特徴があり、これ以外の構成は第２の実施形態と同一であるので、その説明は省略する。 (Third embodiment)
The third embodiment of the present invention is characterized in that the dead time correction unit 38 according to the second embodiment is replaced with a second dead time correction unit 38b, and other configurations are the second embodiment. The description thereof will be omitted.

図７はこの第３の実施形態に係るデッドタイム補正回路３８ｂによるデッドタイム補正処理のフローチャートであり、図４で示す第２の実施形態に係るデッドタイム補正回路３８によるデッドタイム補正処理のフローチャートとは、ステップ１，２において若干相違し、他のステップ３，４は同一である。   FIG. 7 is a flowchart of the dead time correction process by the dead time correction circuit 38b according to the third embodiment, and the flowchart of the dead time correction process by the dead time correction circuit 38 according to the second embodiment shown in FIG. Are slightly different in steps 1 and 2, and the other steps 3 and 4 are the same.

すなわち、図７に示すようにデッドタイム補正回路３８ｂは、ステップ１−１で正側アーム、負側アームのそれぞれのカウント値を読み取る。   That is, as shown in FIG. 7, the dead time correction circuit 38b reads the count values of the positive side arm and the negative side arm in step 1-1.

次のステップ２−１では正側アームのカウント値を電圧レベルに変換し、ステップ２−２では負側アームのカウント値を電圧レベルに変換する。このとき、例えばカウント値０を０とし、カウント値８を正側アームならば８００、負側アームならば−８００とする。電圧値をそれぞれＶｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１，Ｖｕ２，Ｖｖ２，Ｖｗ２とする。   In the next step 2-1, the count value of the positive arm is converted to a voltage level, and in step 2-2, the count value of the negative arm is converted to a voltage level. At this time, for example, the count value 0 is set to 0, and the count value 8 is set to 800 for the positive side arm and to -800 for the negative side arm. The voltage values are Vu1, Vv1, Vw1, Vu2, Vv2, and Vw2, respectively.

次に、ステップ２−３では電流極性からバイアス量の極性を決定し、これをＢｕ，Ｂｖ，Ｂｗとする。ステップ２−４では、正側のカウント値Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１、負側のカウント値Ｖｕ２，Ｖｖ２，Ｖｗ２、バイアス量Ｂｕ，Ｂｖ，Ｂｗをそれぞれ同相毎に加算して電圧値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを求める。ステップ３以降は第１の実施形態と同様であるので、説明は省略する。   Next, in step 2-3, the polarity of the bias amount is determined from the current polarity, and these are set as Bu, Bv, and Bw. In step 2-4, the positive count values Vu1, Vv1, Vw1, the negative count values Vu2, Vv2, Vw2, and the bias amounts Bu, Bv, Bw are added for each in-phase, and the voltage values Vu, Vv, Vw are added. Ask for. Since step 3 and subsequent steps are the same as those in the first embodiment, description thereof will be omitted.

この実施形態によれば、電流が正の期間中は一律に正の補正量を加算し、電流が負の期間中は一律に負の補正量を加算することにより、デッドタイムの補正が可能となる。   According to this embodiment, it is possible to correct the dead time by uniformly adding a positive correction amount during a period when the current is positive and uniformly adding a negative correction amount during a period when the current is negative. Become.

すなわち、前記第２の実施形態によるデッドタイム補正では、図２のシーケンサ３７からのパルス信号（ｅ）のタイミングごとにゲート信号の組み合わせパターンがデッドタイム中であるか否かの判定を行い、そのつど補正量を演算している。このため、補正量の演算回数が膨大となり、マイコン３６によっては、割込み周期中に処理しきれなくなる場合がある。   That is, in the dead time correction according to the second embodiment, it is determined whether or not the combination pattern of the gate signals is in the dead time at each timing of the pulse signal (e) from the sequencer 37 in FIG. The correction amount is calculated each time. For this reason, the number of calculation of the correction amount becomes enormous, and depending on the microcomputer 36, the processing may not be completed during the interrupt cycle.

これに対し、第３の実施形態によれば、デッドタイムの補正を座標変換や、センサレス回転検出と同じ周期の割込みで実行しても問題ないので、マイコンの演算量を減らすことが可能となる。このために、性能が低い安価なマイコン３６の使用が可能になり、コスト低減を図ることができる。   On the other hand, according to the third embodiment, there is no problem even if the dead time correction is executed by interruption of the same cycle as that of coordinate conversion or sensorless rotation detection, it is possible to reduce the calculation amount of the microcomputer. . For this reason, it becomes possible to use an inexpensive microcomputer 36 with low performance, and the cost can be reduced.

（第４の実施形態）
図８は本発明の第４の実施形態に係る電動機の制御装置２１Ｂの構成を示すブロック図である。この電動機の制御装置２１Ｂは、図１で示す第１の実施形態に係る電動機の制御装置２１において、直流電圧検出部３９、電圧補正手段４０、乗算手段４１ｕ，４１ｖ，４１ｗを新たに設けた点に特徴がある。これ以外の構成は、第１の実施形態に係る電動機の制御装置２１と同一であるので、その同一構成要素には同一符号を附している。 (Fourth embodiment)
FIG. 8 is a block diagram showing a configuration of an electric motor control device 21B according to the fourth embodiment of the present invention. This motor control device 21B is the same as the motor control device 21 according to the first embodiment shown in FIG. 1, except that a DC voltage detection unit 39, voltage correction means 40, multiplication means 41u, 41v, and 41w are newly provided. There is a feature. Since the other configuration is the same as that of the motor control device 21 according to the first embodiment, the same components are denoted by the same reference numerals.

直流電圧検出部３９はインバータ３の直流電圧Ｖｄを検出する検出回路であり、電圧補正手段４０は直流電圧検出部３９により検出された直流電圧Ｖｄから電圧補正値Ｋｄを求める電圧補正手段であり、乗算手段４１ｕ，４１ｖ，４１ｗは、次の（１）式に示すように直流電圧検出部３９の出力Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに電圧補正値Ｋｄを乗算する。   The DC voltage detection unit 39 is a detection circuit that detects the DC voltage Vd of the inverter 3, and the voltage correction unit 40 is a voltage correction unit that obtains a voltage correction value Kd from the DC voltage Vd detected by the DC voltage detection unit 39. The multiplying means 41u, 41v, 41w multiply the outputs Vu, Vv, Vw of the DC voltage detector 39 by the voltage correction value Kd as shown in the following equation (1).

［数１］
Ｖｕ’＝Ｋｄ×Ｖｕ，Ｖｖ’＝Ｋｄ×Ｖｖ，Ｖｗ’＝Ｋｄ×Ｖｗ ……（１）
そして、これら乗算手段４１ｕ，４１ｖ，４１ｗで求めた電圧検出値Ｖｕ’，Ｖｖ’，Ｖｗ’は前記電圧用座標手段２４に与えられ、ここで磁束分電圧指令値ｖ_ｄ ^＊とトルク分電圧指令値ｖ_ｑ ^＊に変換している。なお、インバータ３の直流電圧制御用を行っている場合、既に直流電圧検出回路があるので、新規に電圧検出部３９を追加する必要がなく、電圧補正手段４０のみの追加で実現可能となる。 [Equation 1]
Vu ′ = Kd × Vu, Vv ′ = Kd × Vv, Vw ′ = Kd × Vw (1)
The detected voltage values Vu ′, Vv ′, Vw ′ obtained by the multiplication means 41u, 41v, 41w are given to the voltage coordinate means 24, where the magnetic flux divided voltage command value v _d ^* and the torque divided voltage command are given. The value v _q ^* is converted. Note that when the DC voltage control for the inverter 3 is performed, since there is already a DC voltage detection circuit, it is not necessary to newly add the voltage detection unit 39, and only the voltage correction means 40 can be realized.

そして、この電動機の制御装置２１Ｂによれば、電圧検出部３９により検出したインバータ３の直流電圧Ｖｄに比例する補正値Ｋｄを求める。さらに、この補正値Ｋｄに、電圧検出手段３３により求めたＶｕ，Ｖｖ，Ｖｗを乗算手段４１ｕ，４１ｖ，４１ｗにより乗算し、直流電圧の補正された出力電圧Ｖｕ’，Ｖｖ’，Ｖｗ’を求める。   Then, according to the motor control device 21B, a correction value Kd proportional to the DC voltage Vd of the inverter 3 detected by the voltage detector 39 is obtained. Further, the correction value Kd is multiplied by Vu, Vv, Vw obtained by the voltage detection means 33 by the multiplication means 41u, 41v, 41w to obtain the output voltages Vu ′, Vv ′, Vw ′ corrected for the DC voltage. .

すなわち、インバータ３の出力電圧を電圧検出手段３３の次段に乗算手段４１ｕ，４１ｖ，４１ｗを追加し、直流電圧検出部３９により検出した直流電圧に、これに比例した補正量Ｋｄを乗算することによりＶｕ’，Ｖｖ’，Ｖｗ’を求め、これらを出力電圧とすることで直流電圧の補正が可能になる。   That is, multiplying means 41u, 41v, 41w are added to the output voltage of the inverter 3 in the next stage of the voltage detecting means 33, and the DC voltage detected by the DC voltage detecting section 39 is multiplied by a correction amount Kd proportional thereto. Thus, Vu ′, Vv ′, Vw ′ are obtained, and these are used as output voltages, whereby the DC voltage can be corrected.

したがって、この第３の実施形態に係る電動機の制御装置２１Ｂによれば、前記第１の実施形態に係る電動機の制御装置２１と相違してインバータ３のゲート信号から出力電圧を復元する場合に、直流電圧変動を補正するので、正確な出力電圧の検出精度を向上させることができる。   Therefore, according to the motor control device 21B according to the third embodiment, unlike the motor control device 21 according to the first embodiment, when the output voltage is restored from the gate signal of the inverter 3, Since the DC voltage fluctuation is corrected, accurate output voltage detection accuracy can be improved.

ところで、インバータの直流電源として、交流電源に接続された図示しない整流器やコンバータを用いているシステムの場合、通常、直流電圧は一定に保たれている。   By the way, in the case of a system using a rectifier or a converter (not shown) connected to an AC power source as a DC power source for the inverter, the DC voltage is usually kept constant.

一方、電池や、キャパシタを直流電源に利用した場合、直流電圧は一定でなく、放電により低下する場合がある。   On the other hand, when a battery or a capacitor is used for a DC power supply, the DC voltage is not constant and may be reduced by discharge.

このために、定格値からの偏差分だけインバータ３のゲート信号から検出された電圧と実際の電圧に誤差が生じることとなる。   For this reason, an error occurs between the voltage detected from the gate signal of the inverter 3 and the actual voltage by the deviation from the rated value.

しかし、この電動機の制御装置２１Ｂによれば、直流部に電圧検出武器３９を用い、直流電圧を計測することにより、電圧検出値にインバータ直流側の電圧値に比例した数値を乗算することによりインバータ出力電圧検出値を補正することができ、直流電圧が変動した場合でも高精度で検出することができるうえに、センサレス検出精度を向上させることができる。また、インバータ３のゲート信号から電圧検出が可能な条件として、直流電圧が一定の場合のみに制限されない。   However, according to this motor control device 21B, the voltage detection weapon 39 is used for the DC portion, and the DC voltage is measured, so that the voltage detection value is multiplied by a numerical value proportional to the voltage value on the inverter DC side. The output voltage detection value can be corrected, and even when the DC voltage fluctuates, it can be detected with high accuracy, and sensorless detection accuracy can be improved. Further, the condition for enabling voltage detection from the gate signal of the inverter 3 is not limited to a case where the DC voltage is constant.

さらに、誘導電動機４の出力電圧をインバータ３のゲート信号から正確に検出することができるので、誘起電圧型のセンサレス制御精度を向上させることができる。   Furthermore, since the output voltage of the induction motor 4 can be accurately detected from the gate signal of the inverter 3, the sensorless control accuracy of the induced voltage type can be improved.

（第５の実施形態）
図９は本発明の第５の実施形態に係る電動機の制御装置２１Ｃの構成を示すブロック図である。この電動機の制御装置２１Ｃは図１で示す第１の実施形態に係る電動機の制御装置２１において、電力検出手段４２と３相の乗算手段４３ｕ，４３ｖ，４３ｗを新たに設けた点に特徴がある。これ以外は第１の実施形態に係る電動機の制御装置２１の構成と同一であるので、その同一構成要素には同一符号を付している。 (Fifth embodiment)
FIG. 9 is a block diagram showing the configuration of an electric motor controller 21C according to the fifth embodiment of the present invention. This motor control device 21C is characterized in that, in the motor control device 21 according to the first embodiment shown in FIG. 1, power detection means 42 and three-phase multiplication means 43u, 43v, 43w are newly provided. . Other than this, since it is the same as the configuration of the motor control device 21 according to the first embodiment, the same components are denoted by the same reference numerals.

乗算手段４３ｕ，４３ｖ，４３ｗは、電圧検出手段３３からの検出電圧と電流検出手段２２からの電流を入力し、これらを各相Ｕ，Ｖ，Ｗ毎に乗算することにより３相の瞬時電力Ｗｕ，Ｗｖ，Ｗｗを計算する。電力検出手段４２は、乗算手段４３ｕ，４３ｖ，４３ｗで計算された瞬時電力Ｗｕ，Ｗｖ，Ｗｗを入力し、これらを電力検出手段４２により加算することにより、インバータ３の出力電力Ｗを求める。   The multiplying means 43u, 43v, 43w receive the detection voltage from the voltage detection means 33 and the current from the current detection means 22, and multiply them for each phase U, V, W to thereby obtain the three-phase instantaneous power Wu. , Wv, Ww are calculated. The power detection means 42 receives the instantaneous power Wu, Wv, Ww calculated by the multiplication means 43u, 43v, 43w, and adds them by the power detection means 42, thereby obtaining the output power W of the inverter 3.

したがって、この電動機の制御装置２１Ｃによれば、電圧検出手段３３により求めた誘導電動機４の出力電圧と、電流検出手段２２により検出した誘導電動機４の出力電流とが、対応する相ごとに乗算手段４３ｕ，４３ｖ，４３ｗにより乗算され、各相の瞬時電力Ｗｕ，Ｗｖ，Ｗｗが求められる。   Therefore, according to the motor control device 21C, the output voltage of the induction motor 4 obtained by the voltage detection means 33 and the output current of the induction motor 4 detected by the current detection means 22 are multiplied for each corresponding phase. Multiplying by 43u, 43v, 43w, the instantaneous power Wu, Wv, Ww of each phase is obtained.

電力検出手段４２では、これら各相の電力を加算処理することにより、インバータ３の出力電力が求められる。   In the power detection means 42, the output power of the inverter 3 is obtained by adding the power of each phase.

したがって、この電動機の制御装置２１Ｃによれば、電流検出手段２２のみで電圧検出器なしでもインバータ３の出力電力を求めることができる。   Therefore, according to the motor control device 21C, the output power of the inverter 3 can be obtained only by the current detection means 22 and without a voltage detector.

また、インバータ３のゲート信号により、動作しているスイッチング素子を判別できるため、スイッチング素子毎の電力も計測である。また、スイッチング素子毎の電力が計測でき、スイッチング素子によるロスは電力に依存するため、計測した電力から素子特性の設計値もしくは実際の計測値を用いることによってスイッチング素子での電力のロス分を利用して、温度センサなしのスイッチング素子保護回路を形成することが可能である。   Moreover, since the switching element which is operate | moving can be discriminate | determined with the gate signal of the inverter 3, the electric power for every switching element is also measured. In addition, since the power for each switching element can be measured and the loss due to the switching element depends on the power, the power loss in the switching element is used from the measured power by using the design value of the element characteristics or the actual measured value. Thus, a switching element protection circuit without a temperature sensor can be formed.

本発明の第１の実施形態に係る電動機の制御装置の構成を示すブロック図。The block diagram which shows the structure of the control apparatus of the electric motor which concerns on the 1st Embodiment of this invention. 図１で示す電圧検出手段の構成を示すブロック図。The block diagram which shows the structure of the voltage detection means shown in FIG. 図２で示す電圧検出手段の動作を説明するためのタイミングチャート。The timing chart for demonstrating operation | movement of the voltage detection means shown in FIG. 図２で示すマイコンの電圧検出プログラムのフローチャート。The flowchart of the voltage detection program of the microcomputer shown in FIG. 本発明の第２，３の実施形態に係る電動機の制御装置の構成を示すブロック図。The block diagram which shows the structure of the control apparatus of the electric motor which concerns on the 2nd, 3rd embodiment of this invention. 図５で示すデッドタイム補正手段のタイミングチャート。6 is a timing chart of the dead time correcting means shown in FIG. 第３の実施形態に係るデッドタイムの動作フローチャート。The operation | movement flowchart of the dead time which concerns on 3rd Embodiment. 本発明の第４の実施形態に係る電動機の制御装置の構成を示すブロック図。The block diagram which shows the structure of the control apparatus of the electric motor which concerns on the 4th Embodiment of this invention. 本発明の第５の実施形態に係る電動機の制御装置の構成を示すブロック図。The block diagram which shows the structure of the control apparatus of the electric motor which concerns on the 5th Embodiment of this invention. 従来の電動機の制御装置の構成を示すブロック図。The block diagram which shows the structure of the control apparatus of the conventional electric motor.

符号の説明Explanation of symbols

１ 直流電源
２ 平滑コンデンサ
３ インバータ
４ 誘導電動機
５Ｕ，５Ｖ，５Ｗ ホールＣＴ
２１，２１Ａ，２１Ｂ，２１Ｃ 電動機の制御装置
２２ 電流検出手段
２３ 電流用座標変換手段
２４ 電圧用座標変換手段
２５ センサレス回転検出回路
２６，２７，２８ｕ，２８ｖ，２８ｗ 減算器
２９ 速度制御手段
３０ ベクトル制御手段
３１ 静止座標変換手段
３２ 電流追従型ＰＷＭ制御手段
３３ 電圧検出手段
３４ｕ，３４ｖ，３４ｗ カウンタ
３５ｕ，３５ｖ，３５ｗ ラッチ回路
３６ マイコン
３７ シーケンサ
３８ デッドタイム補正手段
３９ 直流電圧検出手段
４０ 電圧補正手段
４１ｕ，４１ｖ，４１ｗ 乗算器
４２ 電力検出手段
４３ｕ，４３ｖ，４３ｗ 乗算器 1 DC power supply 2 Smoothing capacitor 3 Inverter 4 Induction motor 5U, 5V, 5W Hall CT
21, 21A, 21B, 21C Motor control device 22 Current detection means 23 Current coordinate conversion means 24 Voltage coordinate conversion means 25 Sensorless rotation detection circuit 26, 27, 28u, 28v, 28w Subtractor 29 Speed control means 30 Vector control Means 31 Static coordinate conversion means 32 Current tracking PWM control means 33 Voltage detection means 34u, 34v, 34w Counters 35u, 35v, 35w Latch circuit 36 Microcomputer 37 Sequencer 38 Dead time correction means 39 DC voltage detection means 40 Voltage correction means 41u, 41v, 41w multiplier 42 power detection means 43u, 43v, 43w multiplier

Claims (3)

電力変換装置から電動機に供給される交流電流の瞬時値を検出する電流検出手段と、
この電流検出手段により検出された交流電流瞬時値を前記電動機の回転磁束の角周波数により回転する座標量に変換することにより、この磁束に同相の励磁電流とこの磁束に直交するトルク電流とに変換する電流用座標変換手段と、
これら励磁分とトルク分の電流検出値と電圧指令値とから回転磁束の位置と回転速度を演算し出力するセンサレス回転検出手段と、
この回転速度演算値とすべり周波数指令値との偏差である回転速度検出値と、回転速度指令値との偏差である速度偏差に基づいてトルク指令値を演算しトルク指令信号として出力する速度制御手段と、
このトルク指令信号と磁束指令信号とに基づいてトルク分電流指令値、磁束分電流指令値およびすべり周波数指令値を演算し出力するベクトル制御手段と、
このトルク分電流指令値と磁束分電流指令値を前記回転磁束の位置に基づいて３相固定子静止座標上の座標量に変換して電流指令信号として出力する静止座標変換手段と、
この静止座標変換手段からの電流指令信号と、前記電流検出手段からの電流検出値との偏差に基づいてＰＷＭ信号を生成し前記電力変換装置に供給する電流追従型ＰＷＭ制御手段と、
このＰＷＭ信号に基づいて前記電動機の出力電圧を演算し電圧検出信号として出力する電圧検出手段と、
この電圧検出手段からの電圧検出信号を前記回転磁束の座標量に変換することにより、磁束分とトルク分の電圧指令値に変換して前記センサレス回転検出手段に与える電圧用座標変換手段と、
を具備していることを特徴とする電動機の制御装置。 Current detection means for detecting an instantaneous value of an alternating current supplied to the electric motor from the power converter;
By converting the instantaneous value of the alternating current detected by the current detecting means into a coordinate amount that rotates according to the angular frequency of the rotating magnetic flux of the motor, the magnetic flux is converted into an in-phase excitation current and a torque current orthogonal to the magnetic flux. Current current coordinate conversion means,
Sensorless rotation detection means for calculating and outputting the position and rotation speed of the rotating magnetic flux from the current detection value and voltage command value for these excitation and torque, and
Speed control means that calculates a torque command value based on a speed deviation that is a deviation between the rotation speed command value and a rotation speed command value that is a deviation between the rotation speed calculation value and a slip frequency command value, and outputs it as a torque command signal When,
Vector control means for calculating and outputting a torque component current command value, a magnetic flux component current command value and a slip frequency command value based on the torque command signal and the magnetic flux command signal;
Static coordinate conversion means for converting the torque component current command value and the magnetic flux component current command value into a coordinate amount on a three-phase stator stationary coordinate based on the position of the rotating magnetic flux and outputting it as a current command signal;
A current follow-up type PWM control unit that generates a PWM signal based on a deviation between the current command signal from the stationary coordinate conversion unit and the current detection value from the current detection unit and supplies the PWM signal to the power conversion device;
Voltage detection means for calculating the output voltage of the electric motor based on the PWM signal and outputting it as a voltage detection signal;
By converting the voltage detection signal from this voltage detection means into the coordinate amount of the rotating magnetic flux, the voltage coordinate conversion means for converting the voltage command value for the magnetic flux and torque into the sensorless rotation detection means,
An electric motor control device comprising: 前記電圧検出手段は、前記電流追従型ＰＷＭ制御手段からのＰＷＭ信号の波形を一時的に所定量記憶するメモリーを備え、
前記電圧用座標変換手段は、前記メモリーからの前記ＰＷＭ信号波形の所定量の読出し毎に発生する割込み信号のタイミングにより前記磁束分とトルク分の電圧指令値を演算するように構成されていることを特徴とする請求項１記載の電動機の制御装置。 The voltage detection means includes a memory that temporarily stores a predetermined amount of the waveform of the PWM signal from the current tracking type PWM control means,
The voltage coordinate conversion means is configured to calculate a voltage command value for the magnetic flux and torque according to the timing of an interrupt signal generated each time a predetermined amount of the PWM signal waveform is read from the memory. The motor control device according to claim 1. 前記電力変換装置であるインバータの上下アームのゲート信号を受ける入力部と、前記電動機電流の極性を検出するコンパレータと、を有し、前記上下アームのゲート信号が共にオフのデッドタイム中は電動機電流の極性から出力電圧の極性を判定し、デッドタイム中の出力電圧を補正する出力電圧補正手段を具備していることを特徴とする請求項１または２記載の電動機の制御装置。 An input unit that receives a gate signal of an upper and lower arm of an inverter that is the power conversion device; and a comparator that detects a polarity of the motor current, and the motor current during a dead time when both of the gate signals of the upper and lower arms are off. The motor control device according to claim 1 or 2, further comprising output voltage correction means for determining the polarity of the output voltage from the polarity of the output voltage and correcting the output voltage during the dead time.

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