JP2008216270A - 電流検出回路 - Google Patents
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Abstract
【課題】高速な負荷変動に対応でき、かつ、後段回路の低消費電流駆動に寄与できる電流検出回路の提供。
【解決手段】この発明は、電流を検出する電流検出回路であって、例えばバッテリの充電電流および放電電流を検出電圧に変換する検出抵抗Rsと、その検出電圧を増幅する差動アンプ1と、差動アンプ1の出力電圧に応じた電流を生成する電流生成回路11と、電流生成回路11が生成する電流の時間積分を行う積分回路12とを、少なくとも備えている。電流生成回路11は、第1のカレントミラー回路からなる。積分回路12は、第1のカレントミラー回路の出力電流を入力電流とする第2のカレントミラー回路と、第2のカレントミラー回路の出力電流を充電するコンデンサC1とからなる。
【選択図】図1
【解決手段】この発明は、電流を検出する電流検出回路であって、例えばバッテリの充電電流および放電電流を検出電圧に変換する検出抵抗Rsと、その検出電圧を増幅する差動アンプ1と、差動アンプ1の出力電圧に応じた電流を生成する電流生成回路11と、電流生成回路11が生成する電流の時間積分を行う積分回路12とを、少なくとも備えている。電流生成回路11は、第1のカレントミラー回路からなる。積分回路12は、第1のカレントミラー回路の出力電流を入力電流とする第2のカレントミラー回路と、第2のカレントミラー回路の出力電流を充電するコンデンサC1とからなる。
【選択図】図1
Description
本発明は、電流を検出する電流検出回路に関し、例えば、バッテリ(充電可能な2次電池、蓄電池など)の充電時の充電電流、およびバッテリから負荷に供給する放電電流を検出する電流検出回路に関するものである。
従来、この種の電流検出回路としては、例えば、図5に示すようなものが知られている。
この電流検出回路は、図5に示すように、検出抵抗Rs、差動アンプ1、A/Dコンバータ2などから構成されている。
このような構成からなる電流検出回路では、検出抵抗Rsにバッテリ(図示ぜず)の充電電流または放電電流を流し、その検出抵抗Rsの両端に発生する検出電圧が差動アンプ1で増幅されて出力される。この差動アンプ1のアナログ形態の出力電圧は、A/Dコンバータ2において、サンプリング処理などの各処理を経てデジタル形態の電圧値に変換される。そして、この変換されたデジタルの電圧値を積算することにより、充電電流または放電電流として計測していた。
また、従来の2次電池の充放電電流検出装置として、電池と直列に挿入した電流検出用抵抗の両端電圧を差動増幅器を用いて増幅し、その差動増幅器の出力を一定時間毎にアナログ積分器で積分し、そのアナログ積分器の積分電圧を用いて、マイクロコンピュータが充放電電流を演算するものがある(例えば、特許文献1参照)。
特開平11−135156号公報
この電流検出回路は、図5に示すように、検出抵抗Rs、差動アンプ1、A/Dコンバータ2などから構成されている。
このような構成からなる電流検出回路では、検出抵抗Rsにバッテリ(図示ぜず)の充電電流または放電電流を流し、その検出抵抗Rsの両端に発生する検出電圧が差動アンプ1で増幅されて出力される。この差動アンプ1のアナログ形態の出力電圧は、A/Dコンバータ2において、サンプリング処理などの各処理を経てデジタル形態の電圧値に変換される。そして、この変換されたデジタルの電圧値を積算することにより、充電電流または放電電流として計測していた。
また、従来の2次電池の充放電電流検出装置として、電池と直列に挿入した電流検出用抵抗の両端電圧を差動増幅器を用いて増幅し、その差動増幅器の出力を一定時間毎にアナログ積分器で積分し、そのアナログ積分器の積分電圧を用いて、マイクロコンピュータが充放電電流を演算するものがある(例えば、特許文献1参照)。
ところで、図5に示す電流検出回路では、上記のようにバッテリの充電電流および放電電流が検出されるが、そのバッテリを携帯電話に使用する場合には、バッテリの負荷変動が高速となる。このため、A/Dコンバータ2として高速に動作するものを使用し、サンプリングの回数を増やして充放電電流の検出精度の低下を防止する必要がある。
従って、バッテリの負荷変動が高速の場合には、サンプリング回数を増やす必要があるが、サンプリング回数の増加はA/Dコンバータの消費電流の増加を招くという不具合があった。
このため、高速な負荷変動に対応でき、A/Dコンバータを低消費電流駆動できる電流検出回路の出現が望まれていた。
従って、バッテリの負荷変動が高速の場合には、サンプリング回数を増やす必要があるが、サンプリング回数の増加はA/Dコンバータの消費電流の増加を招くという不具合があった。
このため、高速な負荷変動に対応でき、A/Dコンバータを低消費電流駆動できる電流検出回路の出現が望まれていた。
一方、特許文献1の従来装置では、アナログ積分器が、オペアンプ、コンデンサ、抵抗、2つのスイッチなどから構成され、その回路構成が複雑になる上に、回路規模が大きくなるという不具合がある。また、その従来装置は、マイクロコンピュータを含んでいるので、複雑な演算を必要とする上に、必要以上の消費電流も発生するという不具合がある。
このため、簡易な構成によりバッテリ表示などが可能な電流検出回路が求められていた。
そこで、本発明の第1の目的は、上記の点に鑑み、高速な負荷変動に対応できかつ、後段回路の低消費電流駆動に寄与できるようにした電流検出回路を提供することにある。
また、本発明の第2の目的は、簡易な構成によりバッテリの残量表示などが可能な電流検出回路を提供することにある。
このため、簡易な構成によりバッテリ表示などが可能な電流検出回路が求められていた。
そこで、本発明の第1の目的は、上記の点に鑑み、高速な負荷変動に対応できかつ、後段回路の低消費電流駆動に寄与できるようにした電流検出回路を提供することにある。
また、本発明の第2の目的は、簡易な構成によりバッテリの残量表示などが可能な電流検出回路を提供することにある。
上記の課題を解決し本発明の目的を達成するために、請求項1〜請求項8に記載の各発明は、以下のように構成した。
すなわち、請求項1に記載の発明は、電流を検出する電流検出回路であって、前記電流を検出電圧に変換する検出抵抗と、前記検出電圧を増幅する増幅手段と、前記増幅手段の出力電圧に応じた電流を生成する電流生成手段と、前記電流生成手段が生成する電流の時間積分を行う積分手段と、前記積分手段の出力電圧を基準値と比較し、前記出力電圧が前記基準値を上回った場合に出力信号を出力する比較手段と、前記出力信号を計数する計数手段と、を備えていることを特徴とするものである。
請求項2に記載の発明は、請求項1に記載の電流検出回路において、前記検出抵抗と前記増幅手段との間に介在し、前記検出抵抗の両端と前記増幅手段の両入力端子とを接続する2つの入力線を入れ換える切換スイッチをさらに備え、前記切換スイッチは前記検出抵抗に流れる電流の方向に応じて切り換えて使用するようになっていることを特徴とするものである。
すなわち、請求項1に記載の発明は、電流を検出する電流検出回路であって、前記電流を検出電圧に変換する検出抵抗と、前記検出電圧を増幅する増幅手段と、前記増幅手段の出力電圧に応じた電流を生成する電流生成手段と、前記電流生成手段が生成する電流の時間積分を行う積分手段と、前記積分手段の出力電圧を基準値と比較し、前記出力電圧が前記基準値を上回った場合に出力信号を出力する比較手段と、前記出力信号を計数する計数手段と、を備えていることを特徴とするものである。
請求項2に記載の発明は、請求項1に記載の電流検出回路において、前記検出抵抗と前記増幅手段との間に介在し、前記検出抵抗の両端と前記増幅手段の両入力端子とを接続する2つの入力線を入れ換える切換スイッチをさらに備え、前記切換スイッチは前記検出抵抗に流れる電流の方向に応じて切り換えて使用するようになっていることを特徴とするものである。
請求項3に記載の発明は、請求項1または請求項2に記載の電流検出回路において、計数手段はアップ/ダウンカウンタからなり、前記切り換えスイッチの切り換えに応じてアップカウント動作とダウンカウント動作とを行うようにしたことを特徴とするものである。
請求項4に記載の発明は、請求項1、請求項2または請求項3に記載の電流検出回路において、前記電流生成手段は、第1のカレントミラー回路を有し、前記積分手段は、前記第1のカレントミラー回路の出力電流を入力電流とする第2のカレントミラー回路と、前記第2のカレントミラー回路の出力電流を充電する充電用コンデンサとからなることを特徴とするものである。
請求項4に記載の発明は、請求項1、請求項2または請求項3に記載の電流検出回路において、前記電流生成手段は、第1のカレントミラー回路を有し、前記積分手段は、前記第1のカレントミラー回路の出力電流を入力電流とする第2のカレントミラー回路と、前記第2のカレントミラー回路の出力電流を充電する充電用コンデンサとからなることを特徴とするものである。
請求項5に記載の発明は、請求項4に記載の電流検出回路において、前記第1のカレントミラー回路は、N型のMOSトランジスタの組み合わせからなり、前記第2のカレントミラー回路は、P型のMOSトランジスタの組み合わせからなることを特徴とするものである。
請求項6に記載の発明は、請求項1乃至請求項5のうちのいずれかに記載の電流検出回路において、前記比較手段は、ヒステリス機能付きのコンパレータからなることを特徴とするものである。
請求項6に記載の発明は、請求項1乃至請求項5のうちのいずれかに記載の電流検出回路において、前記比較手段は、ヒステリス機能付きのコンパレータからなることを特徴とするものである。
請求項7に記載の発明は、請求項1乃至請求項6のうちのいずれかに記載の電流検出回路において、前記充電用コンデンサには、放電用のMOSトランジスタが並列に接続され、前記MOSトランジスタは前記比較手段の出力によりオンオフ制御されるようになっていることを特徴とするものである。
請求項8に記載の発明は、請求項1乃至請求項7のうちのいずれかに記載の電流検出回路において、前記電流検出回路は、2次電池への充電電流または前記2次電池から負荷に供給する放電電流を検出する充電電流/放電電流検出回路であることを特徴とするものである。
このような構成からなる請求項1〜請求項8に記載の各発明によれば、簡易な構成によりバッテリの残量表示などが可能となる。
請求項8に記載の発明は、請求項1乃至請求項7のうちのいずれかに記載の電流検出回路において、前記電流検出回路は、2次電池への充電電流または前記2次電池から負荷に供給する放電電流を検出する充電電流/放電電流検出回路であることを特徴とするものである。
このような構成からなる請求項1〜請求項8に記載の各発明によれば、簡易な構成によりバッテリの残量表示などが可能となる。
以下、本発明の実施形態について説明する。
本発明の電流検出回路の第1実施形態について、図1を参照して説明する。
この第1実施形態では、本発明の電流検出回路を、バッテリ(充電可能な2次電池、蓄電池など)の充電電流および放電電流を検出する充電電流/放電電流検出回路に適用した場合について説明する。
すなわち、この第1実施形態は、図1に示すように、検出抵抗Rsと、増幅手段としての差動アンプ1と、電流生成手段としての電流生成回路11と、積分手段としての積分回路12と、A/D変換手段としてのA/Dコンバータ13とを、少なくとも備えている。
本発明の電流検出回路の第1実施形態について、図1を参照して説明する。
この第1実施形態では、本発明の電流検出回路を、バッテリ(充電可能な2次電池、蓄電池など)の充電電流および放電電流を検出する充電電流/放電電流検出回路に適用した場合について説明する。
すなわち、この第1実施形態は、図1に示すように、検出抵抗Rsと、増幅手段としての差動アンプ1と、電流生成手段としての電流生成回路11と、積分手段としての積分回路12と、A/D変換手段としてのA/Dコンバータ13とを、少なくとも備えている。
検出抵抗Rsは、バッテリ(図示せず)への充電電流、またはバッテリから負荷(図示せず)に供給する放電電流を検出電圧に変換するための抵抗である。
差動アンプ1は、検出抵抗Rsの検出電圧を差動増幅するアンプであり、その増幅電圧を電流生成回路に11に出力するようになっている。
電流生成回路11は、差動アンプ1の出力電圧に応じた電流を生成する回路であり、抵抗R1と、N型のMOSトランジスタQ1、Q2からなるカレントミラー回路などで構成される。
差動アンプ1は、検出抵抗Rsの検出電圧を差動増幅するアンプであり、その増幅電圧を電流生成回路に11に出力するようになっている。
電流生成回路11は、差動アンプ1の出力電圧に応じた電流を生成する回路であり、抵抗R1と、N型のMOSトランジスタQ1、Q2からなるカレントミラー回路などで構成される。
すなわち、この電流生成回路11は、差動アンプ1の出力端子とアースとの間に、抵抗R1とN型のMOSトランジスタQ1を直列に接続し、これにより差動アンプ1の出力電圧に応じた電流をMOSトランジスタQ1に生成させ、この生成電流と同一または比例する電流をMOSトランジスタQ2に流すようになっている。
積分回路12は、電流生成回路11の生成電流を時間積分する回路であり、P型のMOSトランジスタQ3、Q4からなるカレントミラー回路と、充電用のコンデンサC1などで構成される。
積分回路12は、電流生成回路11の生成電流を時間積分する回路であり、P型のMOSトランジスタQ3、Q4からなるカレントミラー回路と、充電用のコンデンサC1などで構成される。
すなわち、この積分回路12は、MOSトランジスタQ2に直列にMOSトランジスタQ3を接続し、この直列回路を電源とアースとの間に接続するようにしている。また、電源とアースとの間にMOSトランジスタQ4とコンデンサC1を直列に接続している。そして、MOSトランジスタQ3と、MOSトランジスタQ4とはカレントミラー回路を構成し、MOSトランジスタQ3に流れる電流と同一または比例する電流をMOSトランジスタQ4に流すように構成されている。
従って、積分回路12は、電流生成回路11の生成電流と同一または比例する電流を、コンデンサC1に充電できるようになっている。
コンデンサC1には、そのコンデンサC1の充電電荷を放電させるためのスイッチとしてMOSトランジスタQ5が並列に接続されている。MOSトランジスタQ5は、外部からの制御信号によりオンオフ制御され、オン時にコンデンサC1の充電電荷が放電される。
A/Dコンバータ13は、積分回路12の積分出力、すなわちコンデンサC1のアナログ形態の充電電圧Vcを入力し、この入力した充電電圧Vcをデジタル値にA/D(アナログ/デジタル)変換するものである。
コンデンサC1には、そのコンデンサC1の充電電荷を放電させるためのスイッチとしてMOSトランジスタQ5が並列に接続されている。MOSトランジスタQ5は、外部からの制御信号によりオンオフ制御され、オン時にコンデンサC1の充電電荷が放電される。
A/Dコンバータ13は、積分回路12の積分出力、すなわちコンデンサC1のアナログ形態の充電電圧Vcを入力し、この入力した充電電圧Vcをデジタル値にA/D(アナログ/デジタル)変換するものである。
次に、このような構成からなる第1実施形態の動作例について、図1および図2を参照して説明する。
この動作例では、バッテリが負荷に負荷電流を供給し、この負荷電流を放電電流I2として検出する場合について説明する。
いま、検出抵抗Rsに流れる放電電流(負荷電流)の波形が、例えば図2(A)に示すような場合とする。この場合には、検出抵抗Rsの両端にその放電電流に応じた検出電圧が発生し、この検出電圧が差動アンプ1に入力される。差動アンプ1は、その検出電圧を増幅し、この増幅電圧を出力する。
この動作例では、バッテリが負荷に負荷電流を供給し、この負荷電流を放電電流I2として検出する場合について説明する。
いま、検出抵抗Rsに流れる放電電流(負荷電流)の波形が、例えば図2(A)に示すような場合とする。この場合には、検出抵抗Rsの両端にその放電電流に応じた検出電圧が発生し、この検出電圧が差動アンプ1に入力される。差動アンプ1は、その検出電圧を増幅し、この増幅電圧を出力する。
MOSトランジスタQ1には、差動アンプ1の出力電圧に応じた電流が流れる。ここで、MOSトランジスタQ1は、MOSトランジスタQ2との間でカレントミラー回路を構成するので、MOSトランジスタQ2には、MOSトランジスタQ1に流れる電流と同一の電流が流れる。
また、MOSトランジスタQ3とMOSトランジスタQ4とは、カレントミラー回路を構成するので、MOSトランジスタQ4に流れる電流は、MOSトランジスタQ3に流れる電流と同一の電流が流れる。そして、MOSトランジスタQ4に流れる電流は、コンデンサC1を充電させるので、コンデンサC1の充電電圧Vcは、図2(B)に示すように、徐々に増加していく。
また、MOSトランジスタQ3とMOSトランジスタQ4とは、カレントミラー回路を構成するので、MOSトランジスタQ4に流れる電流は、MOSトランジスタQ3に流れる電流と同一の電流が流れる。そして、MOSトランジスタQ4に流れる電流は、コンデンサC1を充電させるので、コンデンサC1の充電電圧Vcは、図2(B)に示すように、徐々に増加していく。
ここで、MOSトランジスタQ1とMOSトランジスタQ2はカレントミラー回路を構成し、MOSトランジスタQ3とMOSトランジスタQ4はカレントミラー回路を構成する。このため、MOSトランジスタQ4に流れるコンデンサC1を充電する充電電流は、MOSトランジスタQ1に流れる差動アンプ1の出力電圧に応じた電流となる。この結果、コンデンサC1の充電電圧Vcは、検出抵抗Rsに流れる放電電流I2を時間積分した電圧となる。
このように得られるコンデンサC1の充電電圧Vcは、A/Dコンバータ13の入力側に供給される。A/Dコンバータ13は、その充電電圧Vcを図2(B)に示すように所定のタイミングでサンプリングし、そのサンプリング時の充電電圧Vcをデジタル値に変換する。なお、上記のサンプリングは、所定のサンプリングパルスにより行なわれる。
また、このときには、上記のサンプリングパルスに基づいてMOSトランジスタQ5がオンとなるので、これによりコンデンサC1の充電電荷は急速に放電して、充電電圧Vcが急激に低下する(図2(B)参照)。
なお、A/Dコンバータ13の出力は、所定の演算処理などがされてバッテリの残量表示などに使用される。
また、このときには、上記のサンプリングパルスに基づいてMOSトランジスタQ5がオンとなるので、これによりコンデンサC1の充電電荷は急速に放電して、充電電圧Vcが急激に低下する(図2(B)参照)。
なお、A/Dコンバータ13の出力は、所定の演算処理などがされてバッテリの残量表示などに使用される。
以上説明したように、この第1実施形態では、差動アンプ1の出力電圧に応じた電流を生成し、この生成電流によりコンデンサC1を充電し、この充電電圧を利用してA/Dコンバータ13がA/D変換を行うようにした。このため、A/Dコンバータ13のサンプリング回数を大幅に削減でき、A/D変換動作を低速化できるようになるので、A/Dコンバータは低消費電流の駆動ができるようになる。
また、この第1実施形態によれば、バッテリの負荷の変動に対して、A/Dコンバータ13は対応する必要がなくなり、差動アンプ1の動作速度(追従性)のみで対応すれば足りる。
また、この第1実施形態によれば、バッテリの負荷の変動に対して、A/Dコンバータ13は対応する必要がなくなり、差動アンプ1の動作速度(追従性)のみで対応すれば足りる。
次に、本発明の電流検出回路の第2実施形態について、図3を参照して説明する。
この第2実施形態は、図3に示すように、検出抵抗Rsと、充放電切換スイッチ21と、増幅手段としての差動アンプ1と、電流生成手段としての電流生成回路11と、積分手段としての積分回路12と、比較手段としてのコンパレータ22と、バッファ回路23と、計数手段としてのアップ/ダウンカウンタ24とを、少なくとも備えている。
検出抵抗Rsは、バッテリ(図示せず)への充電電流I1、およびバッテリから負荷(図示せず)に供給する放電電流I2を検出電圧に変換するための抵抗である。
この第2実施形態は、図3に示すように、検出抵抗Rsと、充放電切換スイッチ21と、増幅手段としての差動アンプ1と、電流生成手段としての電流生成回路11と、積分手段としての積分回路12と、比較手段としてのコンパレータ22と、バッファ回路23と、計数手段としてのアップ/ダウンカウンタ24とを、少なくとも備えている。
検出抵抗Rsは、バッテリ(図示せず)への充電電流I1、およびバッテリから負荷(図示せず)に供給する放電電流I2を検出電圧に変換するための抵抗である。
充放電切換スイッチ21は、充電電流I1と放電電流I2とでは検出抵抗Rsに流れる電流の方向が異なり、これに伴ってその検出電圧の方向も異なるが、その異なる検出電圧を同一の差動アンプ1で増幅するために、充電時と放電時において、その検出電圧の差動アンプ1に対する印加状態を選択的に切り換えるための切換スイッチである。
このために、充放電切換スイッチ21は、検出抵抗Rsと差動アンプ1との間に介在され、かつ、検出抵抗Rsの両端と差動アンプ1の2つの入力端子とを接続する2つの入力線25、26を選択的に入れ換えることができるようになっている。
差動アンプ1、電流生成回路11、および積分回路12は、図1に示す第1実施形態の差動アンプ1、電流生成回路11、および積分回路12と同様に構成するので、同一の構成要素には同一符号を付してその説明は省略する。ただし、MOSトランジスタQ5が、コンパレータ22の出力に基づいてオンオフ制御される点が異なる。
このために、充放電切換スイッチ21は、検出抵抗Rsと差動アンプ1との間に介在され、かつ、検出抵抗Rsの両端と差動アンプ1の2つの入力端子とを接続する2つの入力線25、26を選択的に入れ換えることができるようになっている。
差動アンプ1、電流生成回路11、および積分回路12は、図1に示す第1実施形態の差動アンプ1、電流生成回路11、および積分回路12と同様に構成するので、同一の構成要素には同一符号を付してその説明は省略する。ただし、MOSトランジスタQ5が、コンパレータ22の出力に基づいてオンオフ制御される点が異なる。
コンパレータ22は、積分回路12の出力電圧、すなわちコンデンサC1の充電電圧Vcを基準電圧Vrefと比較し、充電電圧Vcが基準電圧Vrefを上回った場合に、「H」レベルの出力信号を出力するものである。このコンパレータ22としては、ヒステリシス機能付きのコンパレータが好ましい。
コンパレータ22の出力信号は、バッファ23を介して、アップ/ダウンカウンタ24の入力端子と、MOSトランジスタQ5のゲートにそれぞれ供給されている。
コンパレータ22の出力信号は、バッファ23を介して、アップ/ダウンカウンタ24の入力端子と、MOSトランジスタQ5のゲートにそれぞれ供給されている。
アップ/ダウンカウンタ24は、コンパレータ22の出力信号が「H」レベルになるたびに、その個数を計数するカウンタであり、アップカウント動作とダウンカウント動作ができるようになっている。すなわち、このカウンタ24は、充放電切換スイッチ21が充電電流I1を検出する側の場合には、アップ/ダウン切換信号が例えば「H」となってアップカウント動作を行い、その充放電切換スイッチ21が放電電流I2を検出する側の場合には、アップ/ダウン切換信号が例えば「L」となってダウンカウント動作を行うようになっている。
アップ/ダウンカウンタ24の計数値を表示するために、アップ/ダウンカウンタ24の後段には液晶表示器のような表示器(図示せず)が接続されるようになっている。
アップ/ダウンカウンタ24の計数値を表示するために、アップ/ダウンカウンタ24の後段には液晶表示器のような表示器(図示せず)が接続されるようになっている。
次に、このような構成からなる第2実施形態の動作例について、図3および図4を参照して説明する。
まず、バッテリ(図示せず)への充電電流I1を検出する場合について説明する。この場合には、充放電切換スイッチ21が充電電流I1を検出する側に切り換えられる。また、アップ/ダウンカウンタ24は、アップ/ダウン切換信号が「H」となって、アップカウント動作が可能な状態となる。
このときの充電電流I1の一例を示すと図4(A)に示すようになり、検出抵抗Rsの両端にその充電電流I1に応じた検出電圧が発生し、この検出電圧が差動アンプ1に入力される。差動アンプ1は、その検出電圧を増幅して出力するが、この出力電圧は図4(B)に示すようになる。
まず、バッテリ(図示せず)への充電電流I1を検出する場合について説明する。この場合には、充放電切換スイッチ21が充電電流I1を検出する側に切り換えられる。また、アップ/ダウンカウンタ24は、アップ/ダウン切換信号が「H」となって、アップカウント動作が可能な状態となる。
このときの充電電流I1の一例を示すと図4(A)に示すようになり、検出抵抗Rsの両端にその充電電流I1に応じた検出電圧が発生し、この検出電圧が差動アンプ1に入力される。差動アンプ1は、その検出電圧を増幅して出力するが、この出力電圧は図4(B)に示すようになる。
MOSトランジスタQ1には、差動アンプ1の出力電圧に応じた電流が流れる。ここで、MOSトランジスタQ1は、MOSトランジスタQ2との間でカレントミラー回路を構成するので、MOSトランジスタQ2には、MOSトランジスタQ1に流れる電流と同一の電流が流れる。
また、MOSトランジスタQ3とMOSトランジスタQ4とは、カレントミラー回路を構成するので、MOSトランジスタQ4に流れる電流は、MOSトランジスタQ3に流れる電流と同一の電流が流れる。そして、MOSトランジスタQ4に流れる電流は、コンデンサC1に充電されるので、コンデンサC1の充電電圧Vcは、図4(C)に示すように増加していく。
また、MOSトランジスタQ3とMOSトランジスタQ4とは、カレントミラー回路を構成するので、MOSトランジスタQ4に流れる電流は、MOSトランジスタQ3に流れる電流と同一の電流が流れる。そして、MOSトランジスタQ4に流れる電流は、コンデンサC1に充電されるので、コンデンサC1の充電電圧Vcは、図4(C)に示すように増加していく。
ここで、MOSトランジスタQ1とMOSトランジスタQ2はカレントミラー回路を構成し、MOSトランジスタQ3とMOSトランジスタQ4はカレントミラー回路を構成する。このため、MOSトランジスタQ4に流れるコンデンサC1を充電する充電電流は、MOSトランジスタQ1に流れる差動アンプ1の出力電圧に応じた電流となる。この結果、コンデンサC1の充電電圧Vcは、検出抵抗Rsに流れる充電電流I1を時間積分した電圧となる。
このように得られるコンデンサC1の充電電圧Vcは、コンパレータ22に供給される。コンパレータ22は、その充電電圧Vcを基準電圧Vrefと比較し、充電電圧Vcが基準電圧Vrefを上回った場合に、「H」レベルの出力信号を出力する(図4(D)参照)。コンパレータ22の「H」レベルの出力信号は、バッファ23を介して、アップ/ダウンカウンタ24の入力端子に供給される。このため、アップ/ダウンカウンタ24は、アップカウント動作を行い、計数値を「1」だけ増加させる(図4(E)参照)。
このように得られるコンデンサC1の充電電圧Vcは、コンパレータ22に供給される。コンパレータ22は、その充電電圧Vcを基準電圧Vrefと比較し、充電電圧Vcが基準電圧Vrefを上回った場合に、「H」レベルの出力信号を出力する(図4(D)参照)。コンパレータ22の「H」レベルの出力信号は、バッファ23を介して、アップ/ダウンカウンタ24の入力端子に供給される。このため、アップ/ダウンカウンタ24は、アップカウント動作を行い、計数値を「1」だけ増加させる(図4(E)参照)。
一方、コンパレータ22の「H」レベルの出力信号は、バッファ23を介して、MOSトランジスタQ5のゲートに供給されるので、これによりMOSトランジスタQ5がオンとなってコンデンサC1の充電電荷は急速に放電されて、充電電圧Vcは急激に低下する(図4(C)参照)。
このような動作を繰り返すことにより、アップ/ダウンカウンタ24の計数値は、図4(E)に示すように増加していく。そして、この計数値はバッテリの充電状態を示す値として表示器(図示せず)に表示される。
このような動作を繰り返すことにより、アップ/ダウンカウンタ24の計数値は、図4(E)に示すように増加していく。そして、この計数値はバッテリの充電状態を示す値として表示器(図示せず)に表示される。
次に、バッテリの充電が終了し、そのバッテリが負荷に負荷電流を供給し、この負荷電流を放電電流I2として検出する場合について説明する。
この場合には、充放電切換スイッチ21が放電電流I2を検出する側に切り換えられる。また、アップ/ダウンカウンタ24は、アップ/ダウン切換信号が「L」となって、ダウンカウント動作が可能な状態となる。
このときには、検出抵抗Rsの両端にその放電電流I2に応じた検出電圧が発生し、この検出電圧が差動アンプ1に入力される。差動アンプ1は、その検出電圧を増幅して出力する。
この場合には、充放電切換スイッチ21が放電電流I2を検出する側に切り換えられる。また、アップ/ダウンカウンタ24は、アップ/ダウン切換信号が「L」となって、ダウンカウント動作が可能な状態となる。
このときには、検出抵抗Rsの両端にその放電電流I2に応じた検出電圧が発生し、この検出電圧が差動アンプ1に入力される。差動アンプ1は、その検出電圧を増幅して出力する。
MOSトランジスタQ1には、差動アンプ1の出力電圧に応じた電流が流れ、これと同一の電流がMOSトランジスタQ2に流れる。また、MOSトランジスタQ2に流れる電流と同一の電流が、MOSトランジスタQ4に流れる。そして、MOSトランジスタQ4に流れる電流は、コンデンサC1を充電させるので、コンデンサC1の充電電圧Vcは増加していく。
このように得られるコンデンサC1の充電電圧Vcは、コンパレータ22に供給される。コンパレータ22は、その充電電圧Vcを基準電圧Vrefと比較し、充電電圧Vcが基準電圧Vrefを上回った場合に、「H」レベルの出力信号を出力する。コンパレータ22の「H」レベルの出力信号は、バッファ23を介して、アップ/ダウンカウンタ24の入力端子に供給される。このため、アップ/ダウンカウンタ24は、ダウンカウント動作を行って、計数値を「1」だけ減らす。
このように得られるコンデンサC1の充電電圧Vcは、コンパレータ22に供給される。コンパレータ22は、その充電電圧Vcを基準電圧Vrefと比較し、充電電圧Vcが基準電圧Vrefを上回った場合に、「H」レベルの出力信号を出力する。コンパレータ22の「H」レベルの出力信号は、バッファ23を介して、アップ/ダウンカウンタ24の入力端子に供給される。このため、アップ/ダウンカウンタ24は、ダウンカウント動作を行って、計数値を「1」だけ減らす。
一方、コンパレータ22の「H」レベルの出力信号は、バッファ23を介して、MOSトランジスタQ5のゲートに供給されるので、これによりMOSトランジスタQ5がオンとなってコンデンサC1の充電電荷は急速に放電されて、充電電圧Vcは急激に低下する。
このような動作を繰り返すことにより、アップ/ダウンカウンタ24の計数値は、充電終了時の計数値を基準に順次減少していく。そして、この計数値はバッテリの残量状態を示す値として表示器(図示せず)に表示される。
このような動作を繰り返すことにより、アップ/ダウンカウンタ24の計数値は、充電終了時の計数値を基準に順次減少していく。そして、この計数値はバッテリの残量状態を示す値として表示器(図示せず)に表示される。
以上説明したように、この第2実施形態では、差動アンプ1の出力電圧に応じた電流を生成し、この生成電流によりコンデンサC1を充電し、この充電電圧を利用してアップ/ダウンカウンタ24で計数動作を行うようにした。このため、簡易な構成によりバッテリの残量表示などが可能となる。
以上説明したように、本発明によれば、高速な負荷変動に対応でき、かつ、後段回路の低消費電流駆動に寄与できる。
また、本発明によれば、簡易な構成によりバッテリの残量表示などが可能となる。
以上説明したように、本発明によれば、高速な負荷変動に対応でき、かつ、後段回路の低消費電流駆動に寄与できる。
また、本発明によれば、簡易な構成によりバッテリの残量表示などが可能となる。
Rsは検出抵抗、I1は充電電流、I2は放電電流、1は差動アンプ、11は電流生成回路、12は積分回路、13はA/Dコンバータ、21は充放電切換スイッチ、22はコンパレータ、23はバッファ回路、24はアップ/ダウンカウンタである。
Claims (8)
- 電流を検出する電流検出回路であって、
前記電流を検出電圧に変換する検出抵抗と、
前記検出電圧を増幅する増幅手段と、
前記増幅手段の出力電圧に応じた電流を生成する電流生成手段と、
前記電流生成手段が生成する電流の時間積分を行う積分手段と、
前記積分手段の出力電圧を基準値と比較し、前記出力電圧が前記基準値を上回った場合に出力信号を出力する比較手段と、
前記出力信号を計数する計数手段と、
を備えていることを特徴とする電流検出回路。 - 前記検出抵抗と前記増幅手段との間に介在し、前記検出抵抗の両端と前記増幅手段の両入力端子とを接続する2つの入力線を入れ換える切換スイッチをさらに備え、前記切換スイッチは前記検出抵抗に流れる電流の方向に応じて切り換えて使用するようになっていることを特徴とする請求項1に記載の電流検出回路。
- 計数手段はアップ/ダウンカウンタからなり、前記切り換えスイッチの切り換えに応じてアップカウント動作とダウンカウント動作とを行うようにしたことを特徴とする請求項1または請求項2に記載の電流検出回路。
- 前記電流生成手段は、第1のカレントミラー回路を有し、前記積分手段は、前記第1のカレントミラー回路の出力電流を入力電流とする第2のカレントミラー回路と、前記第2のカレントミラー回路の出力電流を充電する充電用コンデンサとからなることを特徴とする請求項1、請求項2または請求項3に記載の電流検出回路。
- 前記第1のカレントミラー回路は、N型のMOSトランジスタの組み合わせからなり、前記第2のカレントミラー回路は、P型のMOSトランジスタの組み合わせからなることを特徴とする請求項4に記載の電流検出回路。
- 前記比較手段は、ヒステリス機能付きのコンパレータからなることを特徴とする請求項1乃至請求項5のうちのいずれかに記載の電流検出回路。
- 前記充電用コンデンサには、放電用のMOSトランジスタが並列に接続され、前記MOSトランジスタは前記比較手段の出力によりオンオフ制御されるようになっていることを特徴とする請求項1乃至請求項6のうちのいずれかに記載の電流検出回路。
- 前記電流検出回路は、2次電池への充電電流または前記2次電池から負荷に供給する放電電流を検出する充電電流/放電電流検出回路であることを特徴とする請求項1乃至請求項7のうちのいずれかに記載の電流検出回路。
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