JP2008206383A - Control device of multi-phase rotary electric machine - Google Patents

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JP2008206383A JP2007176428A JP2007176428A JP2008206383A JP 2008206383 A JP2008206383 A JP 2008206383A JP 2007176428 A JP2007176428 A JP 2007176428A JP 2007176428 A JP2007176428 A JP 2007176428A JP 2008206383 A JP2008206383 A JP 2008206383A
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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a control device of multi-phase rotary electric machine that can suitably suppress torque variations associated with switching from rectangular wave control to voltage control when performing voltage control to control a voltage applied to each phase of a multi-phase rotary electric machine to its command value, and a rectangular wave control. <P>SOLUTION: In a control device of multi-phase rotary electric machine as shown in Fig. 9 (d) when performing rectangular wave control, actual voltage vector Vr usually differs from a voltage vector Ve for generating a currently generated output torque by PWM control. During rectangular wave control, the voltage vector Ve is calculated one after another, and when this is equal to or less than a limit voltage VL, a control mode switches from rectangular wave control to PWM control. Here, the limit voltage VL is determined by an input voltage of an inverter. <P>COPYRIGHT: (C)2008,JPO&INPIT

Description

本発明は、多相回転機に電力を供給するインバータのスイッチング素子を操作することで該多相回転機の出力を制御する多相回転機の制御装置に関する。   The present invention relates to a control device for a multiphase rotating machine that controls an output of the multiphase rotating machine by operating a switching element of an inverter that supplies electric power to the multiphase rotating machine.

この種の制御装置としては、３相電動機の各相に流れる電流を所望に制御すべく、各相に印加すべき電圧の指令値（指令電圧）を算出し、算出される指令電圧とキャリアとの大小に基づきインバータのスイッチング素子を操作するＰＷＭ制御を行うものも提案されている。これにより、３相電動機の各相に印加される電圧を指令電圧とすることができ、ひいては各相に流れる電流を所望に制御することができる。   As this type of control device, a command value (command voltage) of a voltage to be applied to each phase is calculated in order to control the current flowing in each phase of the three-phase motor as desired, and the calculated command voltage and carrier There is also proposed one that performs PWM control for operating the switching element of the inverter based on the size of the inverter. Thereby, the voltage applied to each phase of the three-phase motor can be used as a command voltage, and the current flowing through each phase can be controlled as desired.

また、３相電動機の高速度回転領域において、インバータのスイッチング素子のオン・オフ周期と３相電動機の電気角の回転周期とを略一致させるいわゆる矩形波制御もなされている（特許文献１〜３）。
特開２０００−５０６８９号公報 特開２００４−２８２８０３号公報 特開２００４−７２９５４号公報 In addition, in the high-speed rotation region of the three-phase motor, so-called rectangular wave control is performed in which the ON / OFF cycle of the switching element of the inverter substantially matches the rotation cycle of the electrical angle of the three-phase motor (Patent Documents 1 to 3). ).
JP 2000-50689 A JP 2004-282803 A JP 2004-72954 A

ただし、高回転速度領域において矩形波制御を行い且つそれ以外の領域においてＰＷＭ制御を行う場合、矩形波制御からＰＷＭ制御へと切り替える際にトルクが急激に変化するおそれがある。   However, when the rectangular wave control is performed in the high rotation speed region and the PWM control is performed in other regions, the torque may change abruptly when switching from the rectangular wave control to the PWM control.

なお、上記矩形波制御とＰＷＭ制御とを行うものに限らず、多相回転機の各相に印加される電圧をその指令値に制御する電圧制御と、矩形波制御とを行う制御装置にあっては、矩形波制御と電圧制御との間の切り替えに伴ってトルク変動が生じるおそれのあるこうした実情も概ね共通したものとなっている。   Note that the present invention is not limited to the above-described rectangular wave control and PWM control, but is applicable to a voltage control that controls the voltage applied to each phase of the multiphase rotating machine to its command value and a control device that performs the rectangular wave control. Thus, such a situation where torque fluctuation may occur in accordance with switching between the rectangular wave control and the voltage control is generally common.

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、多相回転機の各相に印加される電圧をその指令値に制御する電圧制御と、矩形波制御とを行うに際し、矩形波制御と電圧制御との間の切り替えに伴うトルク変動を好適に抑制することのできる多相回転機の制御装置を提供することにある。   The present invention has been made in order to solve the above-described problems, and an object of the present invention is to perform voltage control for controlling the voltage applied to each phase of the multiphase rotating machine to its command value and rectangular wave control. At the time, an object of the present invention is to provide a control device for a multi-phase rotating machine capable of suitably suppressing torque fluctuations associated with switching between rectangular wave control and voltage control.

以下、上記課題を解決するための手段、及びその作用効果について記載する。   Hereinafter, means for solving the above-described problems and the operation and effects thereof will be described.

請求項１記載の発明は、前記多相回転機の各相に印加される電圧の変化の周期を前記多相回転機の電気角の回転周期と略一致させるべく前記スイッチング素子を操作する矩形波制御手段と、前記多相回転機の各相に印加される電圧をその指令値に制御すべく前記スイッチング素子を操作する電圧制御手段と、前記矩形波制御手段による制御がなされるとき、該制御によって生成されている出力トルクを前記電圧制御手段によって生成する場合に前記指令値として要求される電圧に関するパラメータの値を推定する推定手段とを備えることを特徴とする。   According to a first aspect of the present invention, a rectangular wave that operates the switching element so as to make the period of change in the voltage applied to each phase of the multiphase rotating machine substantially coincide with the rotation period of the electrical angle of the multiphase rotating machine. When the control means, the voltage control means for operating the switching element to control the voltage applied to each phase of the multiphase rotating machine to its command value, and the control by the rectangular wave control means, the control And an estimation means for estimating a parameter value relating to a voltage required as the command value when the output torque generated by the voltage control means is generated by the voltage control means.

電圧制御手段の制御性は、指令値の最大値に依存する。これは、多相回転機の各相に印加可能な電圧の最大値がインバータへの入力電圧程度であることによる。ここで、上記発明では、矩形波制御がなされるとき、同制御によって生成されている出力トルクを上記電圧制御手段によって実現するために要求される電圧に関するパラメータが推定される。このため、矩形波制御手段による制御がなされている際、その制御を電圧制御手段によって行う場合の制御性を把握することができる。このため、矩形波制御手段と電圧制御手段との間の切り替えに伴い生じ得るトルク変動を好適に抑制可能な状況であるか否かを判断することができる。   The controllability of the voltage control means depends on the maximum value of the command value. This is because the maximum value of the voltage that can be applied to each phase of the multiphase rotating machine is about the input voltage to the inverter. Here, in the above invention, when the rectangular wave control is performed, a parameter relating to a voltage required for realizing the output torque generated by the control by the voltage control means is estimated. For this reason, when the control by the rectangular wave control means is performed, the controllability when the control is performed by the voltage control means can be grasped. For this reason, it is possible to determine whether or not the torque fluctuation that can be caused by switching between the rectangular wave control means and the voltage control means can be suitably suppressed.

なお、上記パラメータとしては、上記電圧そのものの他、例えば３相回転機にあっては、ｄｑ軸上での電圧の長さや、ｄｑ軸上での電圧のｄ軸成分、ｄｑ軸上の電圧ベクトルの位相等がある。   In addition to the voltage itself, for example, in the case of a three-phase rotating machine, the parameters include the length of the voltage on the dq axis, the d-axis component of the voltage on the dq axis, and the voltage vector on the dq axis. There is a phase.

請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記推定手段は、前記多相回転機のｄ軸インダクタンス及びｑ軸インダクタンスを含むモデルに基づき前記パラメータを推定するものであって且つ、前記ｄ軸インダクタンスを定数とするとともに、前記ｑ軸インダクタンスを前記多相回転機を流れる電流に応じて可変設定することを特徴とする。   The invention according to claim 2 is the invention according to claim 1, wherein the estimation means estimates the parameter based on a model including a d-axis inductance and a q-axis inductance of the multiphase rotating machine, and The d-axis inductance is a constant, and the q-axis inductance is variably set according to a current flowing through the multiphase rotating machine.

多相回転機のインダクタンス成分は、多相回転機の温度や多相回転機を流れる電流に応じて変化する。このため、推定手段による推定はこの変化の影響を受けることとなるため、これらインダクタンス成分等が一定であると仮定して推定を行う場合には、その推定に誤差が生じる。   The inductance component of the multiphase rotating machine varies depending on the temperature of the multiphase rotating machine and the current flowing through the multiphase rotating machine. For this reason, since the estimation by the estimation means is affected by this change, when estimation is performed assuming that these inductance components are constant, an error occurs in the estimation.

ここで、上記仮定の下では、ｑ軸のインダクタンス成分の変動が上記推定に大きな影響を及ぼす一方、ｄ軸インダクタンス成分の変動が上記推定に及ぼす影響は小さいことが発明者によって見出されている。上記発明では、この点に着目し、ｑ軸インダクタンス成分を変化させる要因となる多相回転機を流れる電流に応じてｑ軸インダクタンス成分を可変設定することで、上記推定を高精度に行うことができる。   Here, under the above assumption, the inventor has found that the fluctuation of the q-axis inductance component has a large influence on the estimation, while the fluctuation of the d-axis inductance component has a small influence on the estimation. . In the above-mentioned invention, paying attention to this point, the above estimation can be performed with high accuracy by variably setting the q-axis inductance component according to the current flowing through the multiphase rotating machine that causes the q-axis inductance component to change. it can.

請求項３記載の発明は、請求項２記載の発明において、前記推定手段の推定誤差を、前記電圧制御手段による制御のなされているときに前記電圧制御手段によって前記多相回転機に印加される電圧に関するパラメータの値と前記推定手段によって推定される値とに基づき学習する誤差学習手段を更に備えることを特徴とする。   According to a third aspect of the present invention, in the second aspect of the present invention, the estimation error of the estimation means is applied to the multiphase rotating machine by the voltage control means when being controlled by the voltage control means. It further comprises error learning means for learning based on a parameter value relating to voltage and a value estimated by the estimation means.

上記電圧に関するパラメータをモデルに基づき推定するに際しｑ軸のインダクタンスを多相回転機を流れる電流に基づき可変設定することで、モデルを構成するパラメータの変動による推定値の変動を好適に補償することができるとはいえ、推定値の絶対値についてはｑ軸インダクタンスの可変設定のみによっては高精度に設定することができない。この点、上記発明では、電圧制御手段による制御がなされているときに同電圧制御手段によって多相回転機に印加される電圧に関するパラメータの値と上記推定される値とに基づくことで、多相回転機の任意の動作点におけるモデル誤差を高精度に学習することができる。そして、この動作点からの変化に対するモデルのパラメータの変化による影響をｑ軸インダクタンスの可変設定によって好適に補償することで、高精度な推定が可能となる。   When estimating the parameter relating to the voltage based on the model, the q-axis inductance is variably set based on the current flowing through the multiphase rotating machine, so that the fluctuation of the estimated value due to the fluctuation of the parameters constituting the model can be suitably compensated. However, the absolute value of the estimated value cannot be set with high accuracy only by the variable setting of the q-axis inductance. In this regard, in the above invention, when the control by the voltage control means is performed, based on the value of the parameter relating to the voltage applied to the multiphase rotating machine by the voltage control means and the estimated value, The model error at an arbitrary operating point of the rotating machine can be learned with high accuracy. Then, it is possible to estimate with high accuracy by preferably compensating the influence of the change of the parameter of the model with respect to the change from the operating point by the variable setting of the q-axis inductance.

請求項４記載の発明は、請求項３記載の発明において、前記誤差学習手段は、前記多相回転機の回転速度が所定以上であるときの前記多相回転機に印加される電圧に関するパラメータに基づき前記学習を行うことを特徴とする。   According to a fourth aspect of the present invention, in the third aspect of the present invention, the error learning means is a parameter relating to a voltage applied to the multiphase rotating machine when a rotational speed of the multiphase rotating machine is equal to or higher than a predetermined value. Based on this, the learning is performed.

モデルを用いた上記電圧に関するパラメータの推定値の変動の要因としてｑ軸インダクタンスの変動が特に顕著となるのは、多相回転機の高回転速度領域である。上記発明では、この点に着目し、ｑ軸インダクタンスを可変設定するのみでモデルパラメータの変動による推定値の変動を好適に補償し得るときに、すなわち、多相回転機の回転速度が所定以上であるときに、学習を行う。これにより、ｑ軸インダクタンスの可変設定と学習結果との協働により、上記推定をいっそう高精度に行うことができる。   The fluctuation of the q-axis inductance is particularly noticeable in the high rotation speed region of the multiphase rotating machine as a factor of the fluctuation of the estimated value of the parameter relating to the voltage using the model. In the above invention, paying attention to this point, when the variation of the estimated value due to the variation of the model parameter can be suitably compensated only by variably setting the q-axis inductance, that is, the rotational speed of the multiphase rotating machine is not less than a predetermined value. At some point, learn. Thereby, the above estimation can be performed with higher accuracy by the cooperation of the variable setting of the q-axis inductance and the learning result.

請求項５記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記推定手段の推定する前記パラメータの推定誤差を、前記電圧制御手段による制御のなされているときに前記電圧制御手段によって前記多相回転機に印加される電圧に関するパラメータの値と前記推定手段によって推定される値とに基づき学習する誤差学習手段を更に備えることを特徴とする。   According to a fifth aspect of the present invention, in the first aspect of the invention, the estimation error of the parameter estimated by the estimation means is controlled by the voltage control means when the polyphase rotation is controlled by the voltage control means. The apparatus further comprises error learning means for learning based on a parameter value relating to a voltage applied to the machine and a value estimated by the estimating means.

多相回転機の抵抗成分やインダクタンス成分は、多相回転機の温度や多相回転機を流れる電流に応じて変化することなどから、推定手段による推定はこの変化の影響を受けることとなる。この点、上記発明では、誤差学習手段を備えることで、モデルのパラメータの変化に起因する推定誤差を好適に学習することができる。   Since the resistance component and the inductance component of the multiphase rotating machine change according to the temperature of the multiphase rotating machine and the current flowing through the multiphase rotating machine, the estimation by the estimating means is affected by this change. In this regard, in the above-described invention, by including the error learning means, it is possible to preferably learn the estimation error caused by the change in the model parameter.

請求項６記載の発明は、請求項３〜５のいずれか１項に記載の発明において、前記誤差学習手段による学習結果と前記推定手段による推定とに基づき、前記要求される電圧の最大値が所定電圧以下であると判断されるとき、前記電圧制御手段による制御に切り替える切替手段を更に備えることを特徴とする。   According to a sixth aspect of the present invention, in the invention according to any one of the third to fifth aspects, the maximum value of the required voltage is based on the learning result by the error learning unit and the estimation by the estimation unit. When it is determined that the voltage is equal to or lower than the predetermined voltage, the apparatus further includes switching means for switching to control by the voltage control means.

上記発明では、所定電圧によって、矩形波制御手段から電圧制御手段への切り替えに伴うトルク変動を好適に抑制可能な状況であるか否かを定量化することができる。そして、この所定電圧に基づき切り替えを行うことで、矩形波制御から電圧制御への切り替えに伴うトルク変動を好適に抑制することができる。更に、所定電圧以下であるか否かの判断に際して、推定手段のみならず、誤差学習手段の学習結果を用いることで、推定手段による推定誤差の影響を好適に補償しつつ高精度な判断を行うことができる。   In the above-described invention, it is possible to quantify whether or not the torque fluctuation associated with the switching from the rectangular wave control means to the voltage control means can be suitably suppressed by the predetermined voltage. Then, by performing switching based on this predetermined voltage, it is possible to suitably suppress torque fluctuations associated with switching from rectangular wave control to voltage control. Further, when determining whether or not the voltage is equal to or lower than the predetermined voltage, the use of the learning result of the error learning unit as well as the estimation unit makes a highly accurate determination while preferably compensating for the influence of the estimation error by the estimation unit. be able to.

請求項７記載の発明は、請求項６記載の発明において、前記誤差学習手段は、前記電圧制御手段の制御から前記矩形波制御手段の制御へと切り替えられる際の前記推定手段の推定値を学習するものであり、前記切替手段は、前記推定手段によって推定される値と閾値とを比較することで前記要求される電圧の最大値が所定電圧以下であるか否かの判断を行うものであって且つ、前記閾値を、前記誤差学習手段の学習した値と、前記インバータの入力電圧についての前記誤差学習手段による学習時の値及び現在の値とに基づき設定することを特徴とする。   According to a seventh aspect of the present invention, in the sixth aspect of the invention, the error learning unit learns an estimated value of the estimating unit when switching from the control of the voltage control unit to the control of the rectangular wave control unit. The switching means determines whether the maximum value of the required voltage is equal to or lower than a predetermined voltage by comparing a value estimated by the estimating means with a threshold value. In addition, the threshold value is set based on a value learned by the error learning unit, a value at the time of learning by the error learning unit, and a current value for the input voltage of the inverter.

電圧制御手段による制御によって多相回転機に印加される電圧が所定電圧以上となると、その制御性が低下する。このため、上記印加される電圧が所定電圧以上となることで、通常、矩形波制御手段による制御への切り替えがなされる。このため、この切り替え時の推定手段の推定値、すなわち上記誤差学習手段の学習した値を、矩形波制御手段による制御から電圧制御手段による制御へと切り替えるための閾値とすることができると考えられる。ただし、インバータの入力電圧が変動した場合には、矩形波制御手段による制御と電圧制御手段による制御との間の切り替えに適した所定電圧が変化する。上記発明では、この点に着目し、学習手段の学習した値とインバータの入力電圧についての誤差学習手段による学習時の値及び現在の値に基づき閾値を設定することで、電圧制御手段による制御によって多相回転機に印加される電圧が所定電圧以下となったか否かの判断を適切に行うことができる。   When the voltage applied to the multiphase rotating machine becomes equal to or higher than a predetermined voltage by the control by the voltage control means, the controllability is lowered. For this reason, when the applied voltage is equal to or higher than the predetermined voltage, switching to control by the rectangular wave control means is usually performed. For this reason, it is considered that the estimated value of the estimation means at the time of switching, that is, the value learned by the error learning means can be used as a threshold for switching from control by the rectangular wave control means to control by the voltage control means. . However, when the input voltage of the inverter fluctuates, a predetermined voltage suitable for switching between control by the rectangular wave control means and control by the voltage control means changes. In the above invention, paying attention to this point, the threshold value is set based on the value learned by the learning means and the learning value by the error learning means and the current value for the input voltage of the inverter. It is possible to appropriately determine whether or not the voltage applied to the multiphase rotating machine has become equal to or lower than a predetermined voltage.

請求項８記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記電圧制御手段は、前記多相回転機を流れる電流をその指令値とするために各相に印加される電圧を指令値に制御するものであり、前記矩形波制御手段による制御がなされるとき、前記多相回転機を流れる電流が前記電流の指令値の近傍の領域内に入るか否かを判断する判断手段と、前記電流の指令値の近傍の領域内に入ると判断されてからの前記推定手段による推定値の変化量に基づき、前記電圧制御手段による制御に切り替える切替手段とを更に備えることを特徴とする。   The invention according to claim 8 is the invention according to claim 1, wherein the voltage control means controls the voltage applied to each phase to the command value in order to use the current flowing through the multi-phase rotating machine as its command value. And determining means for determining whether or not the current flowing through the multi-phase rotating machine falls within a region in the vicinity of the command value of the current when control by the rectangular wave control means is performed; and Switching means for switching to the control by the voltage control means based on the amount of change in the estimated value by the estimation means after it is determined that it falls within the region in the vicinity of the command value.

多相回転機の抵抗成分やインダクタンス成分は、多相回転機の温度や、多相回転機を流れる電流によって生じる磁界等によって変化する。このため、推定手段による推定はこの変化の影響を受けることとなるため、これら抵抗成分やインダクタンス成分等が一定であると仮定して推定を行う場合には、その推定に誤差が生じる。   The resistance component and the inductance component of the multiphase rotating machine change depending on the temperature of the multiphase rotating machine, a magnetic field generated by a current flowing through the multiphase rotating machine, and the like. For this reason, since the estimation by the estimation means is affected by this change, an error occurs in the estimation when the estimation is performed assuming that the resistance component, the inductance component, and the like are constant.

ここで、上記発明では、多相回転機を流れる電流が、前記電圧制御手段による電流の指令値の近傍の領域に入るか否かを判断する。この判断に際しては、電圧の推定値を用いていないため、この判断は、上記変化の影響を受けず高精度に行うことができる。一方、上記領域に入ってから、矩形波制御時に生成されている出力トルクを電圧制御手段によって生成する場合に電圧制御手段に要求される電圧が電圧制御手段の制御性を高く維持することのできる値となるまでの期間における多相回転機の抵抗成分やインダクタンス成分の変化は小さい。このため、この期間における上記電圧ベクトルの変化量は、上記領域に応じて一義的に定まると考えられる。上記発明では、この点に着目し、矩形波制御によって生成されている出力トルクを電圧制御手段によって生成する場合に電圧制御手段に要求される電圧が電圧制御手段の制御性を高く維持することのできる値となったか否かを高精度に判断することができ、ひいては電圧制御手段と矩形波制御手段との間の切り替えに伴い生じ得るトルク変動を好適に抑制することができる。   Here, in the above-described invention, it is determined whether or not the current flowing through the multiphase rotating machine enters a region in the vicinity of the current command value by the voltage control means. In this determination, since the estimated value of the voltage is not used, this determination can be made with high accuracy without being affected by the change. On the other hand, when the output torque generated during the rectangular wave control is generated by the voltage control means after entering the region, the voltage required for the voltage control means can maintain the controllability of the voltage control means high. Changes in the resistance component and the inductance component of the multiphase rotating machine during the period until reaching the value are small. For this reason, it is considered that the amount of change in the voltage vector during this period is uniquely determined according to the region. In the above invention, paying attention to this point, when the output torque generated by the rectangular wave control is generated by the voltage control means, the voltage required for the voltage control means maintains the controllability of the voltage control means high. It is possible to determine with high accuracy whether or not the value can be obtained, and thus, it is possible to suitably suppress the torque fluctuation that may be caused by switching between the voltage control unit and the rectangular wave control unit.

なお、「多相回転機を流れる電流が前記電流の指令値の近傍の領域内に入るか否か」は、３相回転機において、ｄｑ軸上の実電流のベクトルの先端がｄｑ軸上の指令値の近傍の領域内に入るか否かとすることが望ましい。   It should be noted that “whether or not the current flowing through the multiphase rotating machine falls within the region near the current command value” indicates that the tip of the actual current vector on the dq axis is on the dq axis in the three-phase rotating machine. It is desirable to determine whether or not to enter a region near the command value.

請求項９記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記推定手段による推定に基づき、前記要求される電圧の最大値が所定電圧以下であるとき、前記電圧制御手段による制御に切り替える切替手段を更に備えることを特徴とする。   According to a ninth aspect of the present invention, in the first aspect of the invention, the switching means for switching to the control by the voltage control means when the maximum value of the required voltage is not more than a predetermined voltage based on the estimation by the estimation means. Is further provided.

上記発明では、所定電圧によって、矩形波制御手段から電圧制御手段への切り替えに伴うトルク変動を好適に抑制可能な状況であるか否かを定量化することができる。そして、この所定電圧に基づき切り替えを行うことで、矩形波制御から電圧制御への切り替えに伴うトルク変動を好適に抑制することができる。   In the above-described invention, it is possible to quantify whether or not the torque fluctuation associated with the switching from the rectangular wave control means to the voltage control means can be suitably suppressed by the predetermined voltage. Then, by performing switching based on this predetermined voltage, it is possible to suitably suppress torque fluctuations associated with switching from rectangular wave control to voltage control.

請求項１０記載の発明は、請求項１又は９記載の発明において、前記推定手段は、前記多相回転機の回転速度の検出値及び前記多相回転機を流れる電流の検出値と前記パラメータとの関係を定めるマップを備えることを特徴とする。   According to a tenth aspect of the present invention, in the first or ninth aspect of the invention, the estimation means includes a detected value of a rotational speed of the multiphase rotating machine, a detected value of a current flowing through the multiphase rotating machine, and the parameter. It is characterized by having a map that defines the relationship of

多相回転機の抵抗成分やインダクタンス成分は、多相回転機の温度や、多相回転機を流れる電流によって生じる磁界等によって変化する。このため、推定手段による推定はこの変化の影響を受けることとなるため、これら抵抗成分やインダクタンス成分等が一定であると仮定して推定を行う場合には、その推定に誤差が生じる。   The resistance component and the inductance component of the multiphase rotating machine change depending on the temperature of the multiphase rotating machine, a magnetic field generated by a current flowing through the multiphase rotating machine, and the like. For this reason, since the estimation by the estimation means is affected by this change, an error occurs in the estimation when the estimation is performed assuming that the resistance component, the inductance component, and the like are constant.

この点、上記発明では、マップを用いて上記パラメータの値を推定するために、上記変化を反映した推定値を算出することができ、ひいてはパラメータの値の推定精度を向上させることができる。   In this regard, in the above invention, since the value of the parameter is estimated using the map, an estimated value reflecting the change can be calculated, and the estimation accuracy of the parameter value can be improved.

請求項１１記載の発明は、請求項１０記載の発明において、前記マップは、前記多相回転機の回転速度の検出値、前記多相回転機を流れる電流の検出値、及び前記多相回転機の温度と前記パラメータとの関係を定めることを特徴とする。   According to an eleventh aspect of the present invention, in the invention according to the tenth aspect, the map includes a detected value of a rotational speed of the multiphase rotating machine, a detected value of a current flowing through the multiphase rotating machine, and the multiphase rotating machine. The relationship between the temperature and the parameter is defined.

上記発明では、前記多相回転機の回転速度の検出値及び前記多相回転機を流れる電流の検出値に加えて、多相回転機の温度を用いることで、上記変化を反映した推定値をより高精度に算出することができ、ひいてはパラメータの値の推定精度をいっそう向上させることができる。   In the above invention, in addition to the detected value of the rotational speed of the multiphase rotating machine and the detected value of the current flowing through the multiphase rotating machine, the estimated value reflecting the change is obtained by using the temperature of the multiphase rotating machine. It is possible to calculate with higher accuracy, and as a result, it is possible to further improve the estimation accuracy of the parameter value.

請求項１２記載の発明は、前記多相回転機の各相に印加される電圧の変化の周期を前記多相回転機の電気角の回転周期と略一致させるべく前記スイッチング素子を操作する矩形波制御手段と、前記多相回転機の各相に印加される電圧をその指令値に制御すべく前記スイッチング素子を操作する電圧制御手段と、前記矩形波制御手段による制御がなされるとき、該制御によって生成されている出力トルクを前記電圧制御手段によって生成する場合に前記指令値として要求される電圧に関するパラメータを推定する推定手段と、前記推定手段の推定値に基づき、前記要求される電圧の最大値が前記電圧制御手段による制御への切り替えのための所定電圧以下となるときに前記電圧制御手段による制御に切り替える切替手段と、前記推定値に基づく前記切り替えのタイミングついての、前記多相回転機の抵抗成分及びインダクタンス成分の少なくとも一方の変化による誤差を抑制する抑制手段とを備えることを特徴とする。   According to a twelfth aspect of the present invention, there is provided a rectangular wave that operates the switching element so as to make the period of change in voltage applied to each phase of the multiphase rotating machine substantially coincide with the rotation period of the electrical angle of the multiphase rotating machine. When the control means, the voltage control means for operating the switching element to control the voltage applied to each phase of the multiphase rotating machine to its command value, and the control by the rectangular wave control means, the control Estimating the parameter relating to the voltage required as the command value when the output torque generated by the voltage control means is generated, and based on the estimated value of the estimating means, the maximum of the required voltage Based on the estimated value, switching means for switching to control by the voltage control means when the value is equal to or lower than a predetermined voltage for switching to control by the voltage control means The information about the timing of the serial switching, characterized in that it comprises a suppression means for suppressing the error according to at least one of change in the resistance component and the inductance component of the multi-phase rotary machine.

電圧制御手段の制御性は、指令値の最大値に依存する。これは、多相回転機の各相に印加可能な電圧の最大値がインバータへの入力電圧程度であることによる。ここで、上記発明では、矩形波制御がなされるとき、同制御によって生成されている出力トルクを上記電圧制御手段によって実現するために要求される電圧に関するパラメータが推定される。このため、矩形波制御手段による制御がなされている際、その制御を電圧制御手段によって行う場合の制御性を把握することができる。このため、矩形波制御手段と電圧制御手段との間の切り替えに伴い生じ得るトルク変動を好適に抑制可能な状況であるか否かを判断することができる。   The controllability of the voltage control means depends on the maximum value of the command value. This is because the maximum value of the voltage that can be applied to each phase of the multiphase rotating machine is about the input voltage to the inverter. Here, in the above invention, when the rectangular wave control is performed, a parameter relating to a voltage required for realizing the output torque generated by the control by the voltage control means is estimated. For this reason, when the control by the rectangular wave control means is performed, the controllability when the control is performed by the voltage control means can be grasped. For this reason, it is possible to determine whether or not the torque fluctuation that can be caused by switching between the rectangular wave control means and the voltage control means can be suitably suppressed.

ところで、多相回転機の抵抗成分やインダクタンス成分は、多相回転機の温度や、多相回転機を流れる電流によって生じる磁界等によって変化する。このため、推定手段による推定はこの変化の影響を受けることとなるため、これら抵抗成分やインダクタンス成分等が一定であると仮定して推定を行う場合には、その推定に誤差が生じる。このため、推定値に基づく切り替えタイミングに誤差が生じる。この点、上記発明では、上記抵抗成分及びインダクタンス成分の少なくとも一方の変化による誤差を抑制する抑制手段を備えることで、こうした事態に好適に対処することができる。   By the way, the resistance component and the inductance component of the multiphase rotating machine vary depending on the temperature of the multiphase rotating machine, the magnetic field generated by the current flowing through the multiphase rotating machine, and the like. For this reason, since the estimation by the estimation means is affected by this change, an error occurs in the estimation when the estimation is performed assuming that the resistance component, the inductance component, and the like are constant. For this reason, an error occurs in the switching timing based on the estimated value. In this regard, in the above invention, such a situation can be suitably coped with by including suppression means for suppressing an error due to a change in at least one of the resistance component and the inductance component.

なお、上記パラメータとしては、上記電圧そのものの他、例えば３相回転機にあっては、ｄｑ軸上での電圧の長さや、ｄｑ軸上での電圧のｄ軸成分、ｄｑ軸上の電圧ベクトルの位相等がある。   In addition to the voltage itself, for example, in the case of a three-phase rotating machine, the parameters include the length of the voltage on the dq axis, the d-axis component of the voltage on the dq axis, and the voltage vector on the dq axis. There is a phase.

請求項１３記載の発明は、請求項１２記載の発明において、前記電圧制御手段は、前記多相回転機を流れる電流をその指令値とするために各相に印加される電圧を指令値に制御するものであり、前記抑制手段は、前記矩形波制御手段による制御がなされるとき、前記多相回転機を流れる電流が前記電流の指令値の近傍の領域内に入るか否かを判断する手段と、前記電流の指令値の近傍の領域内に入ると判断されてからの前記推定手段による推定値の変化量に基づき、前記要求される電圧の最大値が前記電圧制御手段による制御への切り替えのための所定電圧以下となるときを判断する手段とを備えることを特徴とする。   According to a thirteenth aspect of the present invention, in the twelfth aspect of the present invention, the voltage control means controls the voltage applied to each phase to a command value so that the current flowing through the multiphase rotating machine is a command value. The suppression means is means for determining whether or not the current flowing through the multiphase rotating machine falls within a region near the command value of the current when the control by the rectangular wave control means is performed. And the maximum value of the required voltage is switched to the control by the voltage control means based on the amount of change in the estimated value by the estimation means since it is determined that the current value falls within the region near the command value. And a means for determining when the voltage is equal to or lower than a predetermined voltage.

上記発明では、多相回転機を流れる電流が、前記電圧制御手段による電流の指令値の近傍の領域に入るか否かを判断する。この判断に際しては、電圧の推定値を用いていないため、この判断は、上記抵抗値やインダクタンスの変化の影響を受けず高精度に行うことができる。一方、上記領域に入ってから、矩形波制御時に生成されている出力トルクを電圧制御手段によって生成する場合に電圧制御手段に要求される電圧が電圧制御手段の制御性を高く維持することのできる値となるまでの期間における多相回転機の抵抗成分やインダクタンス成分の変化は小さい。このため、この期間における上記電圧ベクトルの変化量は、上記領域に応じて一義的に定まると考えられる。上記発明では、この点に着目し、矩形波制御によって生成されている出力トルクを電圧制御手段によって生成する場合に電圧制御手段に要求される電圧が電圧制御手段の制御性を高く維持することのできる値となったか否かを高精度に判断することができ、ひいては電圧制御手段への切り替えに伴い生じ得るトルク変動を好適に抑制することができる。   In the said invention, it is judged whether the electric current which flows through a multiphase rotary machine enters the area | region of the vicinity of the command value of the electric current by the said voltage control means. In this determination, since the estimated value of the voltage is not used, this determination can be made with high accuracy without being affected by the change in the resistance value and the inductance. On the other hand, when the output torque generated during the rectangular wave control is generated by the voltage control means after entering the region, the voltage required for the voltage control means can maintain the controllability of the voltage control means high. Changes in the resistance component and the inductance component of the multiphase rotating machine during the period until reaching the value are small. For this reason, it is considered that the amount of change in the voltage vector during this period is uniquely determined according to the region. In the above invention, paying attention to this point, when the output torque generated by the rectangular wave control is generated by the voltage control means, the voltage required for the voltage control means maintains the controllability of the voltage control means high. It is possible to determine with high accuracy whether or not the value can be achieved, and thus it is possible to favorably suppress torque fluctuations that can be caused by switching to the voltage control means.

なお、「多相回転機を流れる電流が前記電流の指令値の近傍の領域内に入るか否か」は、３相回転機において、ｄｑ軸上の実電流のベクトルの先端がｄｑ軸上の指令値の近傍の領域内に入るか否かとすることが望ましい。   It should be noted that “whether or not the current flowing through the multiphase rotating machine falls within the region near the current command value” indicates that the tip of the actual current vector on the dq axis is on the dq axis in the three-phase rotating machine. It is desirable to determine whether or not to enter a region near the command value.

請求項１４記載の発明は、請求項１２記載の発明において、前記抑制手段は、前記推定手段を、前記多相回転機の回転速度の検出値及び前記多相回転機を流れる電流の検出値と前記パラメータとの関係を定めるマップを備えて構成することで実現されてなることを特徴とする。   According to a fourteenth aspect of the present invention, in the twelfth aspect of the present invention, the suppression means includes a detection value of a rotation speed of the multiphase rotating machine and a detection value of a current flowing through the multiphase rotating machine. It is realized by comprising a map that defines the relationship with the parameter.

上記発明では、マップを用いて上記パラメータの値を推定するために、上記インダクタンス等の変化を反映した推定値を算出することができ、ひいてはパラメータの値の推定精度を向上させることができる。   In the above invention, in order to estimate the value of the parameter using the map, it is possible to calculate an estimated value reflecting a change in the inductance or the like, and to improve the estimation accuracy of the parameter value.

請求項１５記載の発明は、請求項１４記載の発明において、前記マップは、前記多相回転機の回転速度の検出値、前記多相回転機を流れる電流の検出値、及び前記多相回転機の温度と前記パラメータとの関係を定めることを特徴とする。   The invention according to a fifteenth aspect is the invention according to the fourteenth aspect, wherein the map includes a detected value of a rotational speed of the multiphase rotating machine, a detected value of a current flowing through the multiphase rotating machine, and the multiphase rotating machine. The relationship between the temperature and the parameter is defined.

上記発明では、前記多相回転機の回転速度の検出値及び前記多相回転機を流れる電流の検出値に加えて、多相回転機の温度を用いることで、上記インダクタンス等の変化を反映した推定値をより高精度に算出することができ、ひいてはパラメータの値の推定精度をいっそう向上させることができる。   In the above invention, in addition to the detected value of the rotational speed of the multiphase rotating machine and the detected value of the current flowing through the multiphase rotating machine, the temperature of the multiphase rotating machine is used to reflect changes in the inductance and the like. The estimated value can be calculated with higher accuracy, and as a result, the estimated accuracy of the parameter value can be further improved.

請求項１６記載の発明は、前記多相回転機の各相に印加される電圧の変化の周期を前記多相回転機の電気角の回転周期と略一致させるべく前記スイッチング素子を操作する矩形波制御手段と、前記多相回転機の各相に印加される電圧をその指令値に制御すべく前記スイッチング素子を操作する電圧制御手段と、前記矩形波制御手段による制御がなされるとき、該制御によって生成されている出力トルクを前記電圧制御手段によって生成する場合に前記指令値として要求される電圧及びその相当値のいずれかを推定する推定手段とを備えることを特徴とする。   According to a sixteenth aspect of the present invention, there is provided a rectangular wave for operating the switching element so as to make the period of change in the voltage applied to each phase of the multiphase rotating machine substantially coincide with the rotation period of the electrical angle of the multiphase rotating machine. When the control means, the voltage control means for operating the switching element to control the voltage applied to each phase of the multiphase rotating machine to its command value, and the control by the rectangular wave control means, the control And an estimation means for estimating either the voltage required as the command value or an equivalent value when the output torque generated by the voltage control means is generated by the voltage control means.

電圧制御手段の制御性は、指令値の最大値に依存する。これは、多相回転機の各相に印加可能な電圧の最大値がインバータへの入力電圧程度であることによる。ここで、上記構成では、矩形波制御がなされるとき、同制御によって生成されている出力トルクを上記電圧制御手段によって実現するために要求される電圧及びその相当値のいずれかが推定される。このため、矩形波制御手段による制御がなされている際、その制御を電圧制御手段によって行う場合の制御性を把握することができる。このため、矩形波制御手段から電圧制御手段への切り替えに伴い生じ得るトルク変動を好適に抑制可能な状況であるか否かを判断することができる。   The controllability of the voltage control means depends on the maximum value of the command value. This is because the maximum value of the voltage that can be applied to each phase of the multiphase rotating machine is about the input voltage to the inverter. Here, in the above configuration, when the rectangular wave control is performed, either the voltage required to realize the output torque generated by the control by the voltage control unit or an equivalent value thereof is estimated. For this reason, when the control by the rectangular wave control means is performed, the controllability when the control is performed by the voltage control means can be grasped. For this reason, it can be determined whether or not the torque fluctuation that can be caused by switching from the rectangular wave control means to the voltage control means can be suitably suppressed.

請求項１７記載の発明は、請求項１６記載の発明において、前記推定手段による推定に基づき、前記要求される電圧の最大値が所定電圧以下であるとき、前記電圧制御手段による制御に切り替える切替手段を備えることを特徴とする。   The invention according to claim 17 is the switching means for switching to the control by the voltage control means when the maximum value of the required voltage is not more than a predetermined voltage based on the estimation by the estimation means in the invention of claim 16. It is characterized by providing.

上記構成では、所定電圧によって、矩形波制御手段から電圧制御手段への切り替えに伴うトルク変動を好適に抑制可能な状況であるか否かを定量化することができる。そして、この所定電圧に基づき切り替えを行うことで、矩形波制御から電圧制御への切り替えに伴うトルク変動を好適に抑制することができる。   In the above-described configuration, it is possible to quantify whether or not the torque fluctuation associated with the switching from the rectangular wave control means to the voltage control means can be suitably suppressed by the predetermined voltage. Then, by performing switching based on this predetermined voltage, it is possible to suitably suppress torque fluctuations associated with switching from rectangular wave control to voltage control.

請求項１８記載の発明は、請求項６，７，９又は１２〜１５，１７記載の発明において、前記所定電圧は、前記インバータへの入力電圧の「１．２８×１／２」倍の値以下に設定されてなることを特徴とする。   The invention described in claim 18 is the invention described in claim 6, 7, 9 or 12-15, 17, wherein the predetermined voltage is a value that is "1.28 × 1/2" times the input voltage to the inverter. It is characterized by being set as follows.

電圧制御手段の制御性を高く維持することができる指令値の最大値は、理論上、インバータの入力電圧の「１．２８×１／２」倍の値であることが周知である。すなわち、これ以上に指令値が大きいときには、電圧制御手段によって多相回転機を所望の出力とする制御性が低下する。この点、上記構成では、上記所定電圧を、電圧制御手段による制御性を高く維持することのできる最大値以下に設定することで、矩形波制御手段から電圧制御手段への切り替えに際し、電圧制御手段による制御性を高く維持することができる。このため、矩形波制御手段から電圧制御手段への切り替えに際し、矩形波制御手段によって生成されていた出力トルクからの変化を抑制する制御を好適に行うことができる。   It is well known that the maximum value of the command value that can maintain the controllability of the voltage control means is theoretically a value that is “1.28 × ½” times the input voltage of the inverter. That is, when the command value is larger than this, the controllability that makes the multi-phase rotating machine a desired output is lowered by the voltage control means. In this regard, in the above configuration, the predetermined voltage is set to be equal to or lower than the maximum value that can maintain high controllability by the voltage control unit, so that the voltage control unit can be switched from the rectangular wave control unit to the voltage control unit. High controllability can be maintained. For this reason, at the time of switching from the rectangular wave control means to the voltage control means, it is possible to suitably perform control for suppressing a change from the output torque generated by the rectangular wave control means.

また、請求項１８記載の発明と同様の目的の発明として、請求項６，７，９又は１２〜１５，１７記載の発明において、前記所定電圧は、前記インバータへの入力電圧の「１．２７×１／２」倍の値以下に設定されてなることを特徴としてもよい。   Further, as an invention having an object similar to that of the invention described in claim 18, in the invention described in claim 6, 7, 9 or 12 to 15, 17, the predetermined voltage is “1.27 of an input voltage to the inverter. It may be characterized in that it is set to a value not more than × 1/2 ”.

請求項１９記載の発明は、請求項１〜９，１２，１３，１６〜１８のいずれか１項に記載の発明において、前記推定手段は、前記多相回転機に対する要求トルクと前記多相回転機の出力軸の回転速度とに基づき、前記推定を行うことを特徴とする。   According to a nineteenth aspect of the present invention, in the invention according to any one of the first to ninth, twelfth, thirteenth, and sixteenth to eighteenth aspects, the estimation means includes: a required torque for the multiphase rotating machine; The estimation is performed based on the rotational speed of the output shaft of the machine.

矩形波制御手段による制御がなされている場合、この制御が正常になされているなら、多相回転機の出力トルクは、要求トルクに近似すると考えられる。この点、上記発明では、要求トルクを利用することで、「矩形波制御手段によって生成されている出力トルク」の値を簡易に取得することができる。   When the control by the rectangular wave control means is performed, if this control is performed normally, the output torque of the multiphase rotating machine is considered to approximate the required torque. In this regard, in the above-described invention, the value of “the output torque generated by the rectangular wave control means” can be easily obtained by using the required torque.

請求項２０記載の発明は、請求項１９記載の発明において、前記推定手段は、前記矩形波制御手段によって生成されている出力トルクとしての前記要求トルクを前記電圧制御手段の制御によって生成する場合に前記多相回転機の各相を流れる電流及びその相当値のいずれかを推定する手段と、該電流を流すために前記電圧制御手段の指令値として要求される電圧に関するパラメータを前記回転速度の検出値に基づき推定する手段とを備えて構成されることを特徴とする。   According to a twentieth aspect of the present invention, in the invention according to the nineteenth aspect, the estimation unit generates the required torque as the output torque generated by the rectangular wave control unit under the control of the voltage control unit. Detecting the rotational speed using a means for estimating either a current flowing through each phase of the multiphase rotating machine or an equivalent value thereof, and a parameter relating to a voltage required as a command value of the voltage control means for flowing the current And a means for estimating based on the value.

矩形波制御によって生成されている出力トルクがわかれば、これを電圧制御手段によって生成する場合に多相回転機を流れる電流を推定することができる。そして、この電流を流すために多相回転機に印加される電圧（電圧の指令値）に関するパラメータは、上記電流と回転速度とによって定まる。このため、上記発明では、矩形波制御手段による制御がなされるとき、該制御によって生成されている出力トルクを電圧制御手段によって生成する場合に指令値として要求される電圧に関するパラメータを推定することができる。   If the output torque generated by the rectangular wave control is known, the current flowing through the multiphase rotating machine can be estimated when the output torque is generated by the voltage control means. And the parameter regarding the voltage (voltage command value) applied to a multiphase rotating machine in order to flow this electric current is decided by the above-mentioned electric current and rotation speed. Therefore, in the above invention, when the control by the rectangular wave control means is performed, the parameter relating to the voltage required as the command value when the output torque generated by the control is generated by the voltage control means can be estimated. it can.

請求項２１記載の発明は、請求項１〜９，１２，１３，１６〜１８のいずれか１項に記載の発明において、前記推定手段は、前記多相回転機を流れる電流の検出値と前記多相回転機の出力軸の回転速度とに基づき、前記推定を行うことを特徴とする。   According to a twenty-first aspect of the invention, in the invention according to any one of the first to ninth, twelfth, thirteenth, and sixteenth to eighteenth aspects, the estimation means includes a detected value of a current flowing through the multiphase rotating machine, and the The estimation is performed based on the rotational speed of the output shaft of the multiphase rotating machine.

電圧制御手段によって任意の出力トルクを生成するために要求される電圧の指令値は、回転速度に依存する。一方、矩形波制御手段による制御によって生成されている出力トルクは、多相回転機を流れる電流によって推定可能である。この点、上記構成では、これら回転速度の検出値及び電流の検出値に基づき、矩形波制御によって生成されている出力トルクを電圧制御手段によって生成する場合に要求される電圧を好適に推定することができる。   The command value of the voltage required for generating an arbitrary output torque by the voltage control means depends on the rotational speed. On the other hand, the output torque generated by the control by the rectangular wave control means can be estimated by the current flowing through the multiphase rotating machine. In this regard, in the above configuration, the voltage required when the output torque generated by the rectangular wave control is generated by the voltage control means is preferably estimated based on the detected value of the rotational speed and the detected value of the current. Can do.

請求項２２記載の発明は、請求項２１記載の発明において、前記推定手段は、前記電流の検出値に基づき前記多相回転機の出力トルクを推定する手段と、該出力トルクを前記電圧制御手段の制御によって生成する場合に前記多相回転機の各相を流れる電流及びその相当値のいずれかを推定する手段と、該電流を流すために前記多相回転機の各相に印加される電圧及びその相当値のいずれかを前記回転速度の検出値に基づき推定する手段とを備えて構成されることを特徴とする。   According to a twenty-second aspect of the present invention, in the twenty-first aspect, the estimating means estimates the output torque of the multiphase rotating machine based on the detected value of the current, and the output torque is the voltage control means. Means for estimating either the current flowing through each phase of the multi-phase rotating machine or its equivalent value when generated by the control of, and the voltage applied to each phase of the multi-phase rotating machine to flow the current And a means for estimating one of the corresponding values based on the detected value of the rotation speed.

多相回転機を流れる電流の検出値は、多相回転機の出力トルクと相関を有するパラメータである。上記構成では、この点に鑑み、電流の検出値に基づき上記出力トルクを推定する。また、矩形波制御によって生成されている出力トルクがわかれば、これを電圧制御手段によって生成する場合に多相回転機を流れる電流を推定することができる。そして、この電流を流すために多相回転機に印加される電圧、換言すれば電圧の指令値は、上記電流と回転速度とによって定まる。このため、上記構成では、矩形波制御手段による制御がなされるとき、該制御によって生成されている出力トルクを電圧制御手段によって生成する場合に指令値として要求される電圧及びその相当値のいずれかを推定することができる。   The detected value of the current flowing through the multiphase rotating machine is a parameter having a correlation with the output torque of the multiphase rotating machine. In the above configuration, in view of this point, the output torque is estimated based on the detected current value. If the output torque generated by the rectangular wave control is known, the current flowing through the multiphase rotating machine can be estimated when the output torque is generated by the voltage control means. The voltage applied to the multi-phase rotating machine to flow this current, in other words, the voltage command value is determined by the current and the rotational speed. For this reason, in the above configuration, when the control by the rectangular wave control means is performed, either the voltage required as the command value or the equivalent value is required when the output torque generated by the control is generated by the voltage control means. Can be estimated.

請求項２３記載の発明は、請求項１〜２２のいずれか１項に記載の発明において、前記多相回転機が３相回転機であり、前記推定手段は、前記要求される電圧に関するパラメータ又は前記要求される電圧の相当値としてのｄｑ軸上の電圧を推定することを特徴とする。   The invention according to claim 23 is the invention according to any one of claims 1 to 22, wherein the multi-phase rotating machine is a three-phase rotating machine, and the estimating means includes a parameter relating to the required voltage or A voltage on the dq axis as an equivalent value of the required voltage is estimated.

上記構成では、要求される電圧の相当値として、ｄｑ軸上の電圧を推定することで、矩形波制御手段から電圧制御手段への切り替えを、直流電圧に基づき行うことができる。このため、電圧の振幅を考慮する必要がないことから、切り替えにかかる処理を簡易に行うことができる。   In the above configuration, the voltage on the dq axis is estimated as an equivalent value of the required voltage, so that switching from the rectangular wave control means to the voltage control means can be performed based on the DC voltage. For this reason, since it is not necessary to consider the amplitude of a voltage, the process concerning switching can be performed simply.

請求項２４記載の発明は、請求項１〜２３のいずれか１項に記載の発明において、前記電圧制御手段による前記指令値の最大値が前記インバータへの入力電圧の「１．２８×１／２」倍の値以上となるとき、前記電圧制御手段による制御から前記矩形波制御手段による制御に切り替えることを特徴とする。   According to a twenty-fourth aspect of the invention, in the invention according to any one of the first to twenty-third aspects, a maximum value of the command value by the voltage control means is “1.28 × 1 / of an input voltage to the inverter. When the value is 2 times or more, the control by the voltage control unit is switched to the control by the rectangular wave control unit.

電圧制御手段による制御における指令値についての臨界値は、インバータの入力電圧の「１．２８×１／２」倍の値であることが周知である。すなわち、これ以上に指令値が大きいときには、電圧制御手段によって多相回転機の出力を所望の出力とする制御性が低下する。この点、上記構成では、指令値が上記値以上であるときに矩形波制御に切り替えることで、電圧制御手段による指令値が上記値以上となる領域であっても多相回転機の出力トルクの制御性を高く維持することができる。   It is well known that the critical value for the command value in the control by the voltage control means is a value “1.28 × ½” times the input voltage of the inverter. That is, when the command value is larger than this, the controllability that makes the output of the multiphase rotating machine a desired output by the voltage control means decreases. In this regard, in the above configuration, when the command value is equal to or greater than the above value, switching to rectangular wave control allows the output torque of the multiphase rotating machine to be controlled even in a region where the command value by the voltage control means is equal to or greater than the above value. High controllability can be maintained.

請求項２５記載の発明は、前記多相回転機の各相に印加される電圧の変化の周期を前記多相回転機の電気角の回転周期と略一致させるべく前記スイッチング素子を操作する矩形波制御手段と、前記多相回転機の各相に印加される電圧をその指令値に制御すべく前記スイッチング素子を操作する電圧制御手段と、前記多相回転機の各相を流れる電流の検出値と前記多相回転機の出力軸の回転速度の検出値とに基づき、前記矩形波制御手段による制御から前記電圧制御手段による制御に切り替える切替手段とを備えることを特徴とする。   According to a twenty-fifth aspect of the present invention, there is provided a rectangular wave for operating the switching element so as to make the period of change in voltage applied to each phase of the multiphase rotating machine substantially coincide with the rotation period of the electrical angle of the multiphase rotating machine. Control means, voltage control means for operating the switching element to control the voltage applied to each phase of the multiphase rotating machine to its command value, and a detected value of the current flowing through each phase of the multiphase rotating machine And switching means for switching from control by the rectangular wave control means to control by the voltage control means based on the detected value of the rotational speed of the output shaft of the multiphase rotating machine.

多相回転機の各相を流れる電流の検出値は、多相回転機の出力トルクと相関を有する。このため、電流の検出値に基づき矩形波制御手段から電圧制御手段への切り替えを行うことで、切り替えに際して出力トルクの変動を抑制し得る。しかも、回転速度の検出値を用いて切り替えを行うことで、矩形波制御手段による制御がなされるべき高回転速度領域にあるのか、あるいは同回転速度が電圧制御手段による制御が適切な領域に移行しつつあるのかを判断することもできる。また、下記請求項１８の構成を有することで、電圧制御手段の制御性を高く維持することができる領域であるのかを判断することもできる。このため、電圧制御手段による制御が適切な領域において、出力トルクの変動を抑制しつつ電圧制御手段への切り替えを行うことができる。   The detected value of the current flowing through each phase of the multiphase rotating machine has a correlation with the output torque of the multiphase rotating machine. For this reason, by switching from the rectangular wave control means to the voltage control means based on the detected current value, fluctuations in the output torque can be suppressed during the switching. In addition, by switching using the detected value of the rotational speed, it is in a high rotational speed region that should be controlled by the rectangular wave control means, or the rotational speed is shifted to an appropriate region controlled by the voltage control means. You can also determine whether you are doing it. Moreover, by having the structure of the following Claim 18, it can also be judged whether it is an area | region which can maintain the controllability of a voltage control means highly. For this reason, it is possible to perform switching to the voltage control means while suppressing fluctuations in the output torque in a region where the control by the voltage control means is appropriate.

請求項２６記載の発明において、請求項２５記載の発明において、前記切替手段は、前記矩形波制御手段による制御によって生成されている出力トルクを前記電圧制御手段によって生成する場合に前記指令値として要求される電圧の最大値が所定電圧以下であるときに前記切り替えを行うことを特徴とする。   In the invention of claim 26, in the invention of claim 25, the switching means is required as the command value when the output torque generated by the control by the rectangular wave control means is generated by the voltage control means. The switching is performed when the maximum value of the applied voltage is equal to or lower than a predetermined voltage.

（第１の実施形態）
以下、本発明にかかる多相回転機の制御装置をハイブリッド車に搭載される３相電動機の制御装置に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。 (First embodiment)
Hereinafter, a first embodiment in which a control device for a multiphase rotating machine according to the present invention is applied to a control device for a three-phase motor mounted in a hybrid vehicle will be described with reference to the drawings.

図１に、電動機４の制御システムの全体構成を示す。   In FIG. 1, the whole structure of the control system of the electric motor 4 is shown.

図示される電動機４は、埋込磁石同期電動機（ＩＰＭＳＭ）からなる。また、電動機４の３つの相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）には、インバータ１０が接続されている。このインバータ１０は、３相インバータであり、３つの相のそれぞれとバッテリ４２の正極側又は負極側とを導通させるべく、スイッチング素子１２，１４とスイッチング素子１６，１８とスイッチング素子２０，２２との並列接続体を備えて構成されている。更に、インバータ１０は、各スイッチング素子１２〜２２に逆並列に接続されたフライホイールダイオード２４〜３４を備えている。そして、スイッチング素子１２及びスイッチング素子１４を直列接続する接続点が電動機４のＵ相と接続されている。また、スイッチング素子１６及びスイッチング素子１８を直列接続する接続点が電動機４のＶ相と接続されている。更に、スイッチング素子２０及びスイッチング素子２２を直列接続する接続点が電動機４のＷ相と接続されている。ちなみに、これらスイッチング素子１２〜２２は、本実施形態では、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）によって構成されている。   The illustrated electric motor 4 is composed of an embedded magnet synchronous motor (IPMSM). In addition, an inverter 10 is connected to the three phases (U phase, V phase, and W phase) of the electric motor 4. This inverter 10 is a three-phase inverter, and includes switching elements 12, 14, switching elements 16, 18, and switching elements 20, 22 to connect each of the three phases to the positive side or negative side of the battery 42. It is configured with a parallel connection. Furthermore, the inverter 10 includes flywheel diodes 24 to 34 connected in antiparallel to the switching elements 12 to 22. A connection point for connecting the switching element 12 and the switching element 14 in series is connected to the U phase of the electric motor 4. A connection point for connecting the switching element 16 and the switching element 18 in series is connected to the V phase of the motor 4. Furthermore, a connection point for connecting the switching element 20 and the switching element 22 in series is connected to the W phase of the electric motor 4. Incidentally, these switching elements 12-22 are comprised by the insulated gate bipolar transistor (IGBT) in this embodiment.

インバータ１０の各１組のスイッチング素子１２，１４とスイッチング素子１６，１８とスイッチング素子２０，２２との両端には、平滑コンデンサ４０が接続されている。   A smoothing capacitor 40 is connected to both ends of each pair of switching elements 12 and 14, switching elements 16 and 18, and switching elements 20 and 22 of the inverter 10.

一方、マイクロコンピュータ５０は、バッテリ４２の両端の電圧ＶＢを検出する電圧センサ４４や、電動機４の出力軸の回転角度を検出する位置センサ５２、Ｕ相及びＶ相に流れる電流を検出する電流センサ５４，５６の出力を取り込む。そして、マイクロコンピュータ５０は、Ｗ相に流れる電流を、キルヒホッフの法則に基づき、Ｕ相を流れる電流ｉｕとＶ相を流れる電流ｉｖとから算出する。そして、マイクロコンピュータ５０は、上記電動機４の出力軸の回転角度や３つの相を流れるそれぞれの電流等に基づき、ゲート駆動回路６０〜７０を介してスイッチング素子１２〜２２を操作する。   On the other hand, the microcomputer 50 includes a voltage sensor 44 that detects the voltage VB across the battery 42, a position sensor 52 that detects the rotation angle of the output shaft of the electric motor 4, and a current sensor that detects current flowing in the U phase and V phase. The output of 54 and 56 is taken in. The microcomputer 50 calculates the current flowing in the W phase from the current iu flowing in the U phase and the current iv flowing in the V phase based on Kirchhoff's law. The microcomputer 50 operates the switching elements 12 to 22 via the gate drive circuits 60 to 70 based on the rotation angle of the output shaft of the electric motor 4 and the currents flowing through the three phases.

図２に、マイクロコンピュータ５０の行なう処理についてのブロック線図を示す。本実施形態では、三角波ＰＷＭ制御及び矩形波制御によって、電動機４の出力トルクを要求トルクに制御する。以下では、図２に示す処理について、三角波ＰＷＭ制御に関する処理、矩形波制御に関する処理、及びこれら両制御の切り替えに関する処理の順に説明する。   FIG. 2 shows a block diagram of processing performed by the microcomputer 50. In the present embodiment, the output torque of the electric motor 4 is controlled to the required torque by triangular wave PWM control and rectangular wave control. In the following, the processing shown in FIG. 2 will be described in the order of processing related to triangular wave PWM control, processing related to rectangular wave control, and processing related to switching between these two controls.

＜ＰＷＭ制御＞
３相２相変換部８０は、上記電流センサ５４，５６によって検出されるＵ相を流れる実電流ｉｕ及びＶ相を流れる実電流ｉｖと、これらに基づき算出されるＷ相を流れる実電流ｉｗとを、ｄｑ軸に座標変換して実電流ｉｄ及び実電流ｉｑを生成する部分である。ちなみに、この座標変換に際しては、電動機４の回転角度が用いられるために、３相２相変換部８０には、位置センサ５２によって検出される回転角度θが入力される。一方、指令電流生成部８２は、要求トルクＴｃに応じて指令電流ｉｑｃ，ｉｄｃを生成する部分である。これら指令電流ｉｑｃ，ｉｄｃは、ｄｑ軸上での電流の指令値となっている。 <PWM control>
The three-phase / two-phase conversion unit 80 includes an actual current iu flowing through the U phase and an actual current iv flowing through the V phase detected by the current sensors 54 and 56, and an actual current iw flowing through the W phase calculated based on these. Is a part for generating a real current id and a real current iq by converting the coordinates to the dq axis. Incidentally, since the rotation angle of the electric motor 4 is used for the coordinate conversion, the rotation angle θ detected by the position sensor 52 is input to the three-phase / two-phase conversion unit 80. On the other hand, the command current generator 82 is a part that generates command currents iqc and idc in accordance with the required torque Tc. These command currents iqc and idc are current command values on the dq axis.

上記指令電流ｉｄｃと実電流ｉｄとの差に基づき、ＰＩ制御部８４によって比例項と積分項とが算出される。そして、これら算出値の和は、第１指令電圧ｖｄ１としてＰＩ制御部８４から出力される。また、指令電流ｉｑｃと実電流ｉｑとの差に基づき、ＰＩ制御部８６によって比例項と積分項とが算出される。そして、これら算出値の和は、第１指令電圧ｖｑ１としてＰＩ制御部８６によって出力される。ここで、これら第１指令電圧ｖｄ１，ｖｑ１の振る舞いについて説明する。   Based on the difference between the command current idc and the actual current id, the PI control unit 84 calculates a proportional term and an integral term. The sum of these calculated values is output from the PI controller 84 as the first command voltage vd1. Further, based on the difference between the command current iqc and the actual current iq, the proportional term and the integral term are calculated by the PI control unit 86. The sum of these calculated values is output by the PI controller 86 as the first command voltage vq1. Here, the behavior of the first command voltages vd1 and vq1 will be described.

上記３つの相のそれぞれに印加される電圧ｖｕ，ｖｖ，ｖｗ、３相のそれぞれを流れる電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ、３相のそれぞれに生じる逆起電力ｅｕ，ｅｖ，ｅｗ、電動機４の抵抗Ｒ、自己インダクタンスＬ´、相互インダクタンスＭ、時間微分演算子Ｐとの関係は下式となる。

ｖｕ＝（Ｒ＋ＰＬ´）×ｉｕ −１／２×ＰＭ×ｉｖ −１／２×ＰＭ×ｉｗ＋ｅｕ
ｖｖ＝−１／２×ＰＭ×ｉｕ＋（Ｒ＋ＰＬ´）×ｉｖ −１／２×ＰＭ×ｉｗ＋ｅｖ
ｖｗ＝−１／２×ＰＭ×ｉｕ −１／２×ＰＭ×ｉｖ＋（Ｒ＋ＰＬ´）×ｉｗ＋ｅｗ

ここで、ｄｑ軸変換を行なうと、ｄ軸及びｑ軸の電圧ｖｄ，ｖｑは、電気角の回転速度ωと、ｄ軸上のインダクタンスＬｄ及びｑ軸上のインダクタンスＬｑと、逆起電力ωφとを用いて下式（ｃｄ）及び（ｃｑ）となる。なお、電気角の回転速度は、電動機４の回転速度に電動機４の極対数を乗算した値である。

ｖｄ＝（Ｒ＋ＰＬｄ）×ｉｄ −ωＬｑ×ｉｑ …（ｃｄ）
ｖｑ＝ ωＬｄ×ｉｄ＋（Ｒ＋ＰＬｑ）×ｉｑ ＋ωφ …（ｃｑ）

上記の式（ｃｄ）、（ｃｑ）に示されるように、電動機４に印加される電圧の各軸成分は、電動機４を流れる電流のうち同一の軸成分に比例する項のみならず、異なる軸成分に比例する項や逆起電力ωφ（以下、これらを干渉項という）を含む。 Voltages vu, vv, vw applied to each of the three phases, currents iu, iv, iw flowing through the three phases, and counter electromotive forces eu, ev, ew generated in the three phases, respectively, and the resistance R of the motor 4 The relationship between the self-inductance L ′, the mutual inductance M, and the time differential operator P is as follows.

vu = (R + PL ′) × iu−1 / 2 × PM × iv−1 / 2 × PM × iw + eu
vv = -1 / 2 * PM * iu + (R + PL ') * iv-1 / 2 * PM * iw + ev
vw = −1 / 2 × PM × iu −1 / 2 × PM × iv + (R + PL ′) × iw + ew

Here, when dq-axis conversion is performed, the voltages vd and vq of the d-axis and the q-axis are represented by the rotation speed ω of the electrical angle, the inductance Ld on the d-axis, the inductance Lq on the q-axis, and the counter electromotive force ωφ. The following formulas (cd) and (cq) are obtained. Note that the rotation speed of the electrical angle is a value obtained by multiplying the rotation speed of the electric motor 4 by the number of pole pairs of the electric motor 4.

vd = (R + PLd) × id−ωLq × iq (cd)
vq = ωLd × id + (R + PLq) × iq + ωφ (cq)

As shown in the above formulas (cd) and (cq), each axis component of the voltage applied to the motor 4 is not only a term proportional to the same axis component of the current flowing through the motor 4, but also different axes. It includes terms proportional to the components and back electromotive force ωφ (hereinafter referred to as interference terms).

そこで、本実施形態では、非干渉化制御部８８により、これら干渉項を、実電流ｉｄ及び実電流ｉｑに基づき算出して第０指令電圧ｖｄ０，ｖｑ０を算出する。そして、第１指令電圧ｖｄ１と第０指令電圧ｖｄ０との和としてｄ軸の指令電圧ｖｄｃ１を算出し、第１指令電圧ｖｑ１と第０指令電圧ｖｑ０との和としてｑ軸の指令電圧ｖｑｃ１を算出する。   Therefore, in the present embodiment, the non-interacting control unit 88 calculates these interference terms based on the actual current id and the actual current iq to calculate the zeroth command voltages vd0 and vq0. Then, the d-axis command voltage vdc1 is calculated as the sum of the first command voltage vd1 and the zeroth command voltage vd0, and the q-axis command voltage vqc1 is calculated as the sum of the first command voltage vq1 and the zeroth command voltage vq0. To do.

ｄ軸の指令電圧ｖｄｃ１とｑ軸の指令電圧ｖｑｃ１とは、２相３相変換部９２に取り込まれる。２相３相変換部９２では、ｄ軸の指令電圧ｖｄｃ１とｑ軸の指令電圧ｖｑｃ１とを、Ｕ相の指令電圧ｖｕｃ１と、Ｖ相の指令電圧ｖｖｃ１と、Ｗ相の指令電圧ｖｗｃ１とに変換する。これら指令電圧ｖｕｃ１，ｖｖｃ１，ｖｗｃ１は、電動機４の各相に指令電流を流すときに各相に印加すべき電圧となっている。これら指令電圧ｖｕｃ１，ｖｖｃ１，ｖｗｃ１は、基本的には、正弦波となって且つその電圧の中心がゼロとなっている。ただし、電圧センサ４４によって検出されるバッテリ４２の電圧に基づき、指令電圧ｖｕｃ１，ｖｖｃ１，ｖｗｃ１の変調率が大きいときには、正弦波に所定の高調波を重畳したものが最終的な指令電圧ｖｕｃ１，ｖｖｃ１，ｖｗｃ１とされる。なお、電動機４の各相の上記指令電流とは、上記指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃによって定まる３相のそれぞれにおける指令電流を意味する。   The d-axis command voltage vdc1 and the q-axis command voltage vqc1 are taken into the two-phase / three-phase converter 92. The two-phase / three-phase converter 92 converts the d-axis command voltage vdc1 and the q-axis command voltage vqc1 into a U-phase command voltage vuc1, a V-phase command voltage vvc1, and a W-phase command voltage vwc1. To do. These command voltages vuc 1, vvc 1, vwc 1 are voltages to be applied to each phase when a command current is passed through each phase of the electric motor 4. These command voltages vuc1, vvc1, and vwc1 are basically sine waves and the centers of the voltages are zero. However, when the modulation rate of the command voltages vuc1, vvc1, and vwc1 is large based on the voltage of the battery 42 detected by the voltage sensor 44, the final command voltage vuc1, vvc1 is obtained by superimposing a predetermined harmonic on the sine wave. , Vwc1. The command current of each phase of the electric motor 4 means a command current in each of the three phases determined by the command currents idc and iqc.

これら指令電圧ｖｕｃ１，ｖｖｃ１，ｖｗｃ１は、各々比較器９４，９６，９８の非反転入力端子に印加される。比較器９４，９６，９８では、指令電圧ｖｕｃ１，ｖｖｃ１，ｖｗｃ１と、三角波生成部１００によって生成される三角形状の搬送波との大小が比較される。そして、これら各比較器９４、９６、９８の出力信号ｇｕ１、ｇｖ１、ｇｗ１は、指令電圧ｖｕｃ１，ｖｖｃ１，ｖｗｃ１を各々パルス幅変調（ＰＷＭ）したものとなる。   These command voltages vuc1, vvc1, and vwc1 are applied to the non-inverting input terminals of the comparators 94, 96, and 98, respectively. Comparators 94, 96, and 98 compare the command voltages vuc 1, vvc 1, and vwc 1 with the triangular carrier wave generated by the triangular wave generator 100. The output signals gu1, gv1, and gw1 of the comparators 94, 96, and 98 are obtained by pulse width modulation (PWM) of the command voltages vuc1, vvc1, and vwc1, respectively.

出力信号ｇｕ１，ｇｖ１，ｇｗ１は、切替部１０２に取り込まれる。そして、切替部１０２から出力される信号及びインバータ１０４，１０６，１０８によるそれらの反転信号が、Ｄｅａｄｔｉｍｅ生成部１１０に取り込まれる。Ｄｅａｄｔｉｍｅ生成部１１０では、上記出力される各信号とこれに対応する上記反転信号とを、これらのエッジ部分同士のタイミングの重なりを避けるように波形整形する。そして、波形整形された信号は、Ｕ相のスイッチング素子１２を操作する操作信号ｇｕｐ、Ｕ相のスイッチング素子１４を操作する操作信号ｇｕｎ、Ｖ相のスイッチング素子１６を操作する操作信号ｇｖｐ、Ｖ相のスイッチング素子１８を操作する操作信号ｇｖｎ、Ｗ相のスイッチング素子２０を操作する操作信号ｇｗｐ、Ｗ相のスイッチング素子２２を操作する操作信号ｇｗｎとなる。   The output signals gu1, gv1, and gw1 are taken into the switching unit 102. Then, a signal output from the switching unit 102 and an inverted signal thereof by the inverters 104, 106, and 108 are taken into the deadtime generation unit 110. The Deadtime generating unit 110 shapes the waveform of each of the output signals and the inverted signal corresponding to the signals so as to avoid the overlapping of the timings of the edge portions. The waveform-shaped signal includes an operation signal gup for operating the U-phase switching element 12, an operation signal gun for operating the U-phase switching element 14, and an operation signal gvp for operating the V-phase switching element 16, V-phase. The operation signal gvn for operating the switching element 18, the operation signal gwp for operating the W-phase switching element 20, and the operation signal gwn for operating the W-phase switching element 22.

上記構成において切替部１０２により出力信号ｇｕ１，ｇｖ１，ｇｗ１が選択されているときには、実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃによって定まる３相の電流（指令電流）に追従させるべく、ＰＩ制御によりスイッチング素子１２〜２２の操作がなされる。この際には、３相に印加される電圧は、指令電圧ｖｕｃ１，ｖｖｃ１，ｖｗｃ１に追従する。   In the above configuration, when the output signals gu1, gv1, and gw1 are selected by the switching unit 102, the actual currents iu, iv, and iw are made to follow the three-phase currents (command currents) determined by the command currents idc and iqc. The switching elements 12 to 22 are operated by the control. At this time, the voltages applied to the three phases follow the command voltages vuc1, vvc1, and vwc1.

＜矩形波制御＞
トルク推定部１２０は、２相３相変換部８０の出力するｄｑ軸上での実電流ｉｄ，ｉｑに基づき、電動機４の出力トルクを推定する。この推定トルクＴｅは、例えば電動機４のトルク定数Ｋｔ、ｄ軸インダクタンスＬｄ、ｑ軸インダクタンスＬｑを用いて、下記の式によって算出すればよい。 <Rectangular wave control>
The torque estimation unit 120 estimates the output torque of the electric motor 4 based on the actual currents id and iq on the dq axis output from the two-phase / three-phase conversion unit 80. The estimated torque Te may be calculated by the following equation using, for example, the torque constant Kt, d-axis inductance Ld, and q-axis inductance Lq of the electric motor 4.

Ｔｅ＝Ｋｔ×ｉｑ−（Ｌｄ−Ｌｑ）×ｉｄ×ｉｑ
ｖｑｃ算出部１２２は、要求トルクＴｃと推定トルクＴｅとの差に基づき、ｑ軸上の指令電圧ｖｑｃ２を算出する。一方、ｖｄｃ算出部１２４は、指令電圧ｖｑｃ２とバッテリ４２の電圧ＶＢとに基づき、ｄ軸上の指令電圧ｖｄｃ２を算出する。これらｖｑｃ算出部１２２及びｖｄｃ算出部１２４は、指令電圧ｖｑｃ２，ｖｄｃ２によって定まる電圧ベクトルの長さをバッテリ４２の電圧ＶＢに応じて定まる長さとしつつ、同電圧ベクトルの位相を定める処理を行っている。そして、２相３相変換部１２６は、指令電圧ｖｑｃ２、ｖｄｃ２を、３相の指令電圧ｖｕｃ２，ｖｖｃ２，ｖｗｃ２に変換する。これら指令電圧ｖｕｃ２，ｖｖｃ２，ｖｗｃ２は、略正弦波形状の信号である。また、出力信号生成部１２８では、指令電圧ｖｕｃ２，ｖｖｃ２，ｖｗｃ２に基づき、出力信号ｇｕ２，ｇｖ２，ｇｗ２を生成する。ここで、出力信号ｇｕ２は、指令電圧ｖｕｃ２がゼロ以上のときに論理「Ｈ」となり、ゼロ未満のときに論理「Ｌ」となる。また、出力信号ｇｖ２は、指令電圧ｖｖｃ２がゼロ以上のときに論理「Ｈ」となり、ゼロ未満のときに論理「Ｌ」となる。更に、出力信号ｇｗ２は、指令電圧ｖｗｃ２がゼロ以上のときに論理「Ｈ」となり、ゼロ未満のときに論理「Ｌ」となる。なお、これら出力信号ｇｕ２，ｇｖ２，ｇｗ２は、切替部１０２に出力される。 Te = Kt × iq− (Ld−Lq) × id × iq
The vqc calculation unit 122 calculates the command voltage vqc2 on the q axis based on the difference between the required torque Tc and the estimated torque Te. On the other hand, the vdc calculation unit 124 calculates the command voltage vdc2 on the d axis based on the command voltage vqc2 and the voltage VB of the battery 42. The vqc calculation unit 122 and the vdc calculation unit 124 perform processing for determining the phase of the voltage vector while the length of the voltage vector determined by the command voltages vqc2 and vdc2 is determined according to the voltage VB of the battery 42. . Then, the two-phase / three-phase conversion unit 126 converts the command voltages vqc2 and vdc2 into three-phase command voltages vuc2, vvc2, and vwc2. These command voltages vuc2, vvc2, and vwc2 are substantially sinusoidal signals. In addition, the output signal generation unit 128 generates output signals gu2, gv2, and gw2 based on the command voltages vuc2, vvc2, and vwc2. Here, the output signal gu2 becomes logic “H” when the command voltage vuc2 is zero or more, and becomes logic “L” when it is less than zero. Further, the output signal gv2 becomes logic “H” when the command voltage vvc2 is equal to or greater than zero, and becomes logic “L” when the command voltage vvc2 is less than zero. Further, the output signal gw2 becomes logic “H” when the command voltage vwc2 is zero or more, and becomes logic “L” when the command voltage vwc2 is less than zero. These output signals gu2, gv2, and gw2 are output to the switching unit 102.

上記指令電圧ｖｕｃ２，ｖｖｃ２，ｖｗｃ２は、電動機４の電気角の回転周期と略等しい周期を有する。このため、出力信号ｇｕ２，ｇｖ２，ｇｗ２は、その論理「Ｈ」及び論理「Ｌ」の繰り返しの周期が電気角の１周期と略一致する。このため、上記構成において切替部１０２により出力信号ｇｕ２、ｇｖ２、ｇｗ２が選択されているときには、各相のアームの上段のスイッチング素子１２，１６，２０及び下段のスイッチング素子１４，１８，２２が交互にオン・オフされる周期が、電気角の１周期と略一致する。このため、切替部１０２によって出力信号ｇｕ２，ｇｖ２，ｇｗ２が選択される矩形波制御時には、電動機４の各相に印加される電圧が矩形波状に変化して且つ、その変化の周期が電気角の１周期と略等しくなる。   The command voltages vuc2, vvc2, and vwc2 have a period that is substantially equal to the rotation period of the electrical angle of the electric motor 4. For this reason, in the output signals gu2, gv2, and gw2, the repetition cycle of the logic “H” and the logic “L” substantially coincides with one cycle of the electrical angle. For this reason, when the output signals gu2, gv2, and gw2 are selected by the switching unit 102 in the above configuration, the upper switching elements 12, 16, and 20 and the lower switching elements 14, 18, and 22 of each phase arm are alternated. The cycle of turning on and off substantially coincides with one cycle of the electrical angle. For this reason, at the time of the rectangular wave control in which the output signals gu2, gv2, and gw2 are selected by the switching unit 102, the voltage applied to each phase of the electric motor 4 changes to a rectangular wave shape, and the cycle of the change is an electrical angle. It becomes substantially equal to one cycle.

＜切替処理＞
図３に、ＰＷＭ制御を行う領域と矩形波制御を行う領域とを示す。図示されるように、低回転速度領域から中回転速度領域まではＰＷＭ制御を行う領域であり、高回転速度領域は矩形波制御を行う領域である。そして、ＰＷＭ制御を行う領域と矩形波制御を行う領域との境界は、要求トルクＴｃが大きいほど低回転速度側となる。ここで、高回転速度領域において、ＰＷＭ制御から矩形波制御へ切り替えるのは、次の理由による。 <Switching process>
FIG. 3 shows a region where PWM control is performed and a region where rectangular wave control is performed. As shown in the figure, the PWM control is performed from the low rotation speed region to the medium rotation speed region, and the high rotation speed region is the region where the rectangular wave control is performed. The boundary between the region for performing PWM control and the region for performing rectangular wave control is on the lower rotational speed side as the required torque Tc is larger. Here, the reason why the PWM control is switched to the rectangular wave control in the high rotation speed region is as follows.

電動機４の各相に印加可能な電圧の上限値は、バッテリ４２の電圧ＶＢである。このため、指令電圧ｖｕｃ１，ｖｖｃ１，ｖｗｃ１の最大値が電圧ＶＢの「１／２」以上となる状態、換言すれば変調率が「１」以上の状態では、電動機４の各相に実際に印加される電圧を指令電圧ｖｕｃ１，ｖｖｃ１，ｖｗｃ１とすることができない。図４（ａ）に、変調率が「１」のときの各相に印加される電圧の推移を示し、図４（ｂ）に、変調率が「１」よりも大きいときの各相に印加される電圧の推移を示す。図示されるように、変調率が「１」よりも大きいときには各相に印加される電圧の振幅は、バッテリ４２の電圧ＶＢの「１／２」によって制限されるため、正弦波形状の電圧とはならない。しかし、この場合であっても、図４（ａ）に示される電圧と比較すると、図４（ｂ）中斜線にて示す領域だけ電圧の利用度が向上している。これにより、各相に印加される電圧の実効値を、先の図４（ａ）に示したものと比較して大きくすることができる。このため、指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃによって定まる３相の指令電流を電動機４に流すことが可能となる。したがって、指令電圧ｖｕｃ１，ｖｖｃ１，ｖｗｃ１の最大値が電圧ＶＢの「１／２」以上となったとしても、ＰＷＭ制御を継続することで、電動機４に、指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃによって定まる３相の電流を流すことは可能である。   The upper limit value of the voltage that can be applied to each phase of the electric motor 4 is the voltage VB of the battery 42. Therefore, when the maximum value of the command voltages vuc1, vvc1, and vwc1 is “½” or more of the voltage VB, in other words, when the modulation factor is “1” or more, the voltage is actually applied to each phase of the motor 4. Cannot be set to the command voltages vuc1, vvc1, vwc1. FIG. 4A shows the transition of the voltage applied to each phase when the modulation rate is “1”, and FIG. 4B shows the change applied to each phase when the modulation rate is greater than “1”. The transition of the applied voltage is shown. As shown in the figure, when the modulation rate is larger than “1”, the amplitude of the voltage applied to each phase is limited by “½” of the voltage VB of the battery 42. Must not. However, even in this case, as compared with the voltage shown in FIG. 4A, the utilization of the voltage is improved only in the region indicated by the oblique line in FIG. Thereby, the effective value of the voltage applied to each phase can be increased as compared with that shown in FIG. For this reason, it is possible to flow a three-phase command current determined by the command currents idc and iqc to the motor 4. Therefore, even if the maximum value of the command voltages vuc1, vvc1, and vwc1 is equal to or greater than “½” of the voltage VB, the PWM control is continued to cause the motor 4 to have a three-phase determined by the command currents idc and iqc. It is possible to pass an electric current.

上記指令電圧ｖｕｃ１，ｖｖｃ１，ｖｗｃ１の最大値が増大していくと、最終的には、電動機４の各相に印加される電圧は、指令電圧ｖｕｃ１，ｖｖｃ１，ｖｗｃ１と同一周期で「ＶＢ／２」と「−ＶＢ／２」とに交互に変化する矩形波状となる。しかし、理論的には、変調率が「１．２８」となることでＰＷＭ制御による制御性が極度に低下することが知られている。このため、本実施形態では、指令電圧ｖｕｃ１，ｖｖｃ１，ｖｗｃ１の最大値が、バッテリ４２の電圧ＶＢの「１．２８／２」倍の値となることでＰＷＭ制御から矩形波制御へ切り替える。   As the maximum values of the command voltages vuc1, vvc1, and vwc1 increase, finally, the voltage applied to each phase of the motor 4 is “VB / 2” in the same cycle as the command voltages vuc1, vvc1, and vwc1. ”And“ −VB / 2 ”. However, theoretically, it is known that the controllability by PWM control is extremely lowered when the modulation rate becomes “1.28”. For this reason, in this embodiment, the maximum value of the command voltages vuc1, vvc1, and vwc1 is a value that is “1.28 / 2” times the voltage VB of the battery 42, thereby switching from PWM control to rectangular wave control.

詳しくは、図２に示す切替制御部１３０では、指令電圧ｖｕｃ１，ｖｖｃ１，ｖｗｃ１を定める指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１を取り込み、これに基づき、切替部１０２を操作する。図５に、切替制御部１３０の行う処理のうち、特にＰＷＭ制御から矩形波制御への切り替えにかかる処理の手順を示す。なお、この処理は、マイクロコンピュータ５０により、ＰＷＭ制御がなされている期間において例えば所定周期で繰り返し実行される。   Specifically, the switching control unit 130 illustrated in FIG. 2 takes in the command voltages vdc1 and vqc1 that define the command voltages vuc1, vvc1, and vwc1, and operates the switching unit 102 based on the command voltages. FIG. 5 shows a procedure of processing related to switching from PWM control to rectangular wave control among the processing performed by the switching control unit 130. This process is repeatedly executed by the microcomputer 50, for example, at a predetermined cycle during a period in which PWM control is performed.

この一連の処理においては、まずステップＳ１０において、指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１によって定まる電圧ベクトルの長さが、制限電圧ＶＬ以上であるか否かを判断する。ここで、制限電圧ＶＬは、電圧ＶＢに「１．２８」及び「３／８」の平方根を乗算した値である。指令電圧ｖｕｃ１，ｖｖｃ１，ｖｗｃ１の最大値に「３／２」の平方根を乗算したものがｄｑ軸上の電圧ベクトルの長さとなる。そして、最大値として上記変調率が「１．２８」であるときの値を用いると、これは、「ＶＢ／２」に「１．２８」を乗算した値となる。このため、上記ステップＳ１０によって、指令電圧ｖｕｃ１，ｖｖｃ１，ｖｗｃ１の最大値が、「ＶＢ／２」に「１．２８」を乗算した値以上であるか否かを判断することができる。そして、ステップＳ１０において肯定判断されると、ステップＳ１２において、上記切替部１０２を操作して出力信号ｇｕ２，ｇｖ２，ｇｗ２を選択することで、ＰＷＭ制御から矩形波制御に切り替える処理がなされる。   In this series of processes, first, in step S10, it is determined whether or not the length of the voltage vector determined by the command voltages vdc1 and vqc1 is greater than or equal to the limit voltage VL. Here, the limit voltage VL is a value obtained by multiplying the voltage VB by the square roots of “1.28” and “3/8”. The voltage vector length on the dq axis is obtained by multiplying the maximum value of the command voltages vuc1, vvc1, and vwc1 by the square root of “3/2”. When the value when the modulation factor is “1.28” is used as the maximum value, this is a value obtained by multiplying “VB / 2” by “1.28”. For this reason, it is possible to determine whether or not the maximum value of the command voltages vuc1, vvc1, and vwc1 is equal to or larger than the value obtained by multiplying “VB / 2” by “1.28” by the above step S10. When an affirmative determination is made in step S10, in step S12, the switching unit 102 is operated to select the output signals gu2, gv2, and gw2, thereby switching from PWM control to rectangular wave control.

なお、ステップＳ１０において否定判断されるときや、ステップＳ１２の処理が完了するときには、この一連の処理を一旦終了する。   When a negative determination is made in step S10 or when the process of step S12 is completed, this series of processes is temporarily ended.

図６に、ＰＷＭ制御と矩形波制御とによってとり得るｄｑ軸上の電流を示す。図中、実線にて示す指令電流曲線ＣＬは、上記指令電流生成部８２によって生成される指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃの描く曲線である。この曲線（指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃ）は、電動機４の制御に対する要求に応じて適宜設定されるものであるが、本実施形態では、要求トルクＴｃを最小の電流で実現することのできるｄｑ軸上の電流によって設定されている。一方、図中、２点鎖線にて示すのは、実際に電動機４に流すことの可能な電流の境界をｄｑ上で定義する制限曲線ＬＬである。この制限曲線ＬＬは、バッテリ４２の電圧ＶＢ及び回転速度に基づき定まるものである。このため、ＰＷＭ制御時には、実電流ｉｄ，ｉｑは、指令電流曲線ＣＬと制限曲線ＬＬとの交点である上限ＰＭを超えることはできない。したがって、指令電流ｉｑｃ，ｉｄｃが上限ＰＭに達することで矩形波制御に切り替えられることとなる。   FIG. 6 shows currents on the dq axis that can be taken by PWM control and rectangular wave control. In the figure, a command current curve CL indicated by a solid line is a curve drawn by the command currents idc and iqc generated by the command current generator 82. This curve (command current idc, iqc) is appropriately set according to a request for control of the electric motor 4, but in the present embodiment, the required torque Tc can be realized with a minimum current on the dq axis. Is set by the current. On the other hand, what is indicated by a two-dot chain line in the figure is a limit curve LL that defines a boundary of current that can actually flow through the electric motor 4 on dq. The limit curve LL is determined based on the voltage VB of the battery 42 and the rotation speed. For this reason, during PWM control, the actual currents id and iq cannot exceed the upper limit PM that is the intersection of the command current curve CL and the limit curve LL. Therefore, when the command currents iqc and idc reach the upper limit PM, the control is switched to the rectangular wave control.

矩形波制御がなされているときには、一般に、ｄｑ軸上の電流は、上記指令電流曲線ＣＬによって規定される電流とは一致しない。すなわち、矩形波制御とＰＷＭ制御とでは、例えば図６のベクトルＶ１とベクトルＶ２とが互いに等しいトルクを実現するにもかかわらず電流が異なるというように、要求トルクＴｃが同一でも、ｄｑ軸上の電流が相違する。しかし、矩形波制御によって生成されるトルクをＰＷＭ制御によって実現する際のｄｑ軸上の電流ベクトルの長さが上限ＰＭ以下であるなら、矩形波制御によって生成されていた出力トルクをＰＷＭ制御によって生成することが可能である。このため、矩形波制御からＰＷＭ制御への切り替えに際して出力トルクの変動を抑制することができると考えられる。   When rectangular wave control is performed, generally, the current on the dq axis does not coincide with the current defined by the command current curve CL. That is, in the rectangular wave control and the PWM control, for example, even if the required torque Tc is the same, the vector V1 and the vector V2 in FIG. The current is different. However, if the current vector length on the dq axis when the torque generated by the rectangular wave control is realized by the PWM control is less than the upper limit PM, the output torque generated by the rectangular wave control is generated by the PWM control. Is possible. For this reason, it is considered that fluctuations in output torque can be suppressed when switching from rectangular wave control to PWM control.

そこで本実施形態では、矩形波制御によって生成されている出力トルクをＰＷＭ制御によって生成する場合に要求される指令電圧ｖｕｃ１，ｖｖｃ１，ｖｗｃ１の相当値を推定し、これに基づき、指令電圧ｖｕｃ１，ｖｖｃ１，ｖｗｃ１が所定電圧以下であるか否かを判断する。ここで、所定電圧は、上記制限曲線ＬＬに応じて定まるものである。そして、所定電圧以下であるときにＰＷＭ制御に切り替えることで、切り替えに伴う出力トルクの変動を抑制する。   Therefore, in this embodiment, the equivalent values of the command voltages vuc1, vvc1, and vwc1 required when the output torque generated by the rectangular wave control is generated by the PWM control are estimated, and based on this, the command voltages vuc1, vvc1 are estimated. , Vwc1 is determined to be equal to or lower than a predetermined voltage. Here, the predetermined voltage is determined according to the limit curve LL. And when it is below a predetermined voltage, it changes to PWM control, and the fluctuation | variation of the output torque accompanying switching is suppressed.

図７に、本実施形態にかかるＰＷＭ制御への切り替えにかかる処理の手順を示す。この処理は、先の図２のトルク推定部１２０及び切替制御部１３０によってなされるものであり、具体的には、マイクロコンピュータ５０によって、矩形波制御のなされる期間において所定周期で繰り返し実行される。   FIG. 7 shows a procedure of processing related to switching to PWM control according to the present embodiment. This process is performed by the torque estimation unit 120 and the switching control unit 130 of FIG. 2, and specifically, is repeatedly executed by the microcomputer 50 at a predetermined cycle during a period of rectangular wave control. .

この一連の処理では、まずステップＳ２０において、実電流ｉｄ，ｉｑを取得する。続くステップＳ２２においては、実電流に基づき推定トルクＴｅを算出する。これらステップＳ２０，Ｓ２２の処理は、先の図２に示したトルク推定部１２０によってなされる処理である。続くステップＳ２４では、推定トルクＴｅに基づき、これをＰＷＭ制御によって生成するための指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃを推定する。これは、図８に示すように、上記指令電流曲線ＣＬにおいて出力トルクが推定トルクＴｅとなるときの指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃを求める処理となる。これは、推定トルクＴｅと指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃのそれぞれとの関係を定める２つの関数によって求めてもよいし、また、推定トルクＴｅと指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃのそれぞれとの関係を定める２つのマップによって求めてもよい。   In this series of processing, first, actual currents id and iq are acquired in step S20. In the subsequent step S22, the estimated torque Te is calculated based on the actual current. The processes in steps S20 and S22 are performed by the torque estimating unit 120 shown in FIG. In subsequent step S24, based on the estimated torque Te, command currents idc and iqc for generating this by PWM control are estimated. As shown in FIG. 8, this is a process for obtaining the command currents idc and iqc when the output torque becomes the estimated torque Te in the command current curve CL. This may be obtained by two functions that define the relationship between the estimated torque Te and the command currents idc and iqc, or two maps that define the relationship between the estimated torque Te and the command currents idc and iqc. You may ask for.

続くステップＳ２６においては、推定される指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃに基づき、これを生成するための指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１を推定する。これは、上記の式（ｃｄ）、（ｃｑ）のｄｑ軸上の電流として、上記推定される指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃを代入することで算出することができる。   In subsequent step S26, based on the estimated command currents idc and iqc, command voltages vdc1 and vqc1 for generating the estimated currents are estimated. This can be calculated by substituting the estimated command currents idc and iqc as currents on the dq axes of the above formulas (cd) and (cq).

続くステップＳ２８においては、推定された指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１によって定まる電圧ベクトルの長さが、上記制限電圧ＶＬから所定値αを減算した値以下であるか否かを判断する。この処理は、推定トルクＴｅをＰＷＭ制御によって生成する際に要求される指令電圧ｖｕｃ１，ｖｖｃ１，ｖｗｃ１が、変調率「１．２８」よりも小さい値となるか否かを判断するためのものである。なお、ここで所定値αは正の数であり、先の図５に示した処理によるＰＷＭ制御から矩形波制御への切替と、この図７に示す処理による矩形波制御からＰＷＭ制御への切替とのハンチングを回避するために設けられている。そして、ステップＳ２８において肯定判断されるときには、ステップＳ３０において、先の図２の切替部１０２が操作されることで出力信号ｇｕ１，ｇｖ１，ｇｗ１が選択され、ＰＷＭ制御への切替がなされる。ちなみに、矩形波制御がなされているときには、先の図２に示したＰＩ制御部８４，８６における積分項はゼロに保持される設定とする。   In the subsequent step S28, it is determined whether or not the length of the voltage vector determined by the estimated command voltages vdc1 and vqc1 is equal to or less than a value obtained by subtracting the predetermined value α from the limit voltage VL. This process is for determining whether or not the command voltages vuc1, vvc1, and vwc1 required when the estimated torque Te is generated by the PWM control become a value smaller than the modulation factor “1.28”. is there. Here, the predetermined value α is a positive number, and switching from PWM control to rectangular wave control by the process shown in FIG. 5 and switching from rectangular wave control to PWM control by the process shown in FIG. It is provided to avoid hunting. When an affirmative determination is made in step S28, the output signals gu1, gv1, and gw1 are selected in step S30 by operating the switching unit 102 of FIG. 2, and switching to PWM control is performed. Incidentally, when the rectangular wave control is performed, the integral term in the PI control units 84 and 86 shown in FIG. 2 is set to be kept at zero.

なお、ステップＳ２８において否定判断されるときや、ステップＳ３０の処理が完了するときには、この一連の処理を一旦終了する。   When a negative determination is made in step S28 or when the process of step S30 is completed, this series of processes is temporarily terminated.

図９に、本実施形態にかかるＰＷＭ制御と矩形波制御との切替に伴うｄｑ軸上での電圧ベクトルの推移を示す。詳しくは、図９において、実線にて実際の電圧ベクトルＶｒを示し、一点鎖線にて、現在の出力トルクをＰＷＭ制御によって生成するために要求される電圧ベクトルＶｅを示しており、２点鎖線にて、制限電圧ＶＬを示している。   FIG. 9 shows the transition of the voltage vector on the dq axis accompanying switching between PWM control and rectangular wave control according to the present embodiment. Specifically, in FIG. 9, an actual voltage vector Vr is indicated by a solid line, and a voltage vector Ve required for generating the current output torque by PWM control is indicated by a one-dot chain line. The limit voltage VL is shown.

図９（ａ）においては、ｄｑ軸上の電圧ベクトルの長さが制限電圧ＶＬよりも短く、ＰＷＭ制御を行っているときを示している。また図９（ｂ）は、電圧ベクトルＶｅの長さが制限電圧ＶＬとなり、ＰＷＭ制御から矩形波制御へ切り替えるときを示している。そして、図９（ｃ）は、矩形波制御を行うときを示している。このときには、生成されている出力トルクをＰＷＭ制御によって生成するために要求される電圧ベクトルＶｅの長さが制限電圧ＶＬよりも長くなっている。ここでは、電圧ベクトルＶｒの長さは制限電圧ＶＬと一致するが、ＰＷＭ制御時よりも位相を進めることで高回転速度制御を実現している。同様に、図９（ｄ）も、生成されている出力トルクをＰＷＭ制御によって生成するために要求される電圧ベクトルＶｅの長さが制限電圧ＶＬよりも長く、矩形波制御を行うときを示している。これに対し、図９（ｅ）は、生成されている出力トルクをＰＷＭ制御によって生成するために要求される電圧ベクトルＶｅの長さが制限電圧ＶＬよりも所定値αだけ短く、矩形波制御からＰＷＭ制御へ切り替えるときを示している。そして、図９（ｆ）は、切替後のＰＷＭ制御を行うときを示している。   FIG. 9A shows a case where the length of the voltage vector on the dq axis is shorter than the limit voltage VL and PWM control is performed. FIG. 9B shows a case where the length of the voltage vector Ve becomes the limit voltage VL and the PWM control is switched to the rectangular wave control. FIG. 9C shows a case where rectangular wave control is performed. At this time, the length of the voltage vector Ve required for generating the generated output torque by PWM control is longer than the limit voltage VL. Here, the length of the voltage vector Vr coincides with the limit voltage VL, but the high rotation speed control is realized by advancing the phase compared with the PWM control. Similarly, FIG. 9D also shows a case where the length of the voltage vector Ve required for generating the generated output torque by PWM control is longer than the limit voltage VL and rectangular wave control is performed. Yes. On the other hand, in FIG. 9E, the length of the voltage vector Ve required for generating the generated output torque by the PWM control is shorter than the limit voltage VL by a predetermined value α, and the rectangular wave control is performed. A time when switching to PWM control is shown. FIG. 9F shows the time when the PWM control after switching is performed.

図１０に、図９（ａ）〜図９（ｆ）に示した電圧ベクトルの推移についてのタイムチャートを示す。ここで、図１０（ａ）は、先の図９（ａ）〜図９（ｃ）に示した推移と対応しており、図１０（ｂ）は、先の図９（ｄ）〜図９（ｆ）に示した推移と対応している。図１０（ａ）に示されるように、電圧ベクトルＶｒの長さが制限電圧ＶＬとなることで矩形波制御に切り替えることで、出力トルク（推定トルクＴｅ）の変動を抑制しつつ、切り替えを行うことができる。しかも、矩形波制御に切り替えることで、高回転速度領域における電圧利用率（バッテリ４２の電圧ＶＢに対する線間電圧の１次成分の実効値）を向上させることができ、電動機４の回転速度を高回転速度に制御することが可能となる。また、図１０（ｂ）に示すように、生成されている出力トルクをＰＷＭ制御によって生成するために要求される電圧ベクトルＶｅの長さが制限電圧ＶＬより短くなるときにＰＷＭ制御に切り替えることで、出力トルク（推定トルクＴｅ）の変動を好適に抑制しつつ切り替えを行うことができる。   FIG. 10 shows a time chart regarding the transition of the voltage vector shown in FIGS. 9 (a) to 9 (f). Here, FIG. 10A corresponds to the transition shown in FIG. 9A to FIG. 9C, and FIG. 10B shows FIG. 9D to FIG. This corresponds to the transition shown in (f). As shown in FIG. 10 (a), switching to rectangular wave control by switching the length of the voltage vector Vr to the limit voltage VL performs switching while suppressing fluctuations in the output torque (estimated torque Te). be able to. Moreover, by switching to the rectangular wave control, the voltage utilization factor (effective value of the primary component of the line voltage with respect to the voltage VB of the battery 42) in the high rotation speed region can be improved, and the rotation speed of the motor 4 can be increased. It is possible to control the rotation speed. Further, as shown in FIG. 10B, when the length of the voltage vector Ve required to generate the generated output torque by PWM control is shorter than the limit voltage VL, switching to PWM control is performed. The switching can be performed while suitably suppressing the fluctuation of the output torque (estimated torque Te).

更に、本実施形態のように、生成されている出力トルクをＰＷＭ制御によって生成するために要求される指令電圧ｖｄｃ１，ｖｑｃ１（電圧ベクトルＶｅ）に基づき、矩形波制御からＰＷＭ制御への切り替えを行うことで、出力トルクの変動の抑制のみならず、先の図３に示した両制御の境界近傍にて適切に切り替えを行うこともできる。すなわち、図１１（ａ）に示す高回転速度且つ低トルク領域の動作点Ｐにあっては、矩形波制御時の電流ベクトルは、図１１（ｂ）に示されるようなものとなることがある。そして、この場合、電流ベクトルは、指令電流曲線ＣＬによって定まる電流ベクトルと近似するために、矩形波制御からＰＷＭ制御への切り替えタイミングと誤判断されるおそれがある。これに対し、本実施形態では、先の図７のステップＳ２６において指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１を推定する際、上記の式（ｃｄ）、（ｃｑ）を用いるために、切り替えタイミングを、実電流ｉｄ，ｉｑに加えて、回転速度に基づき判断していることとなる。このため、図１１（ａ）に示した動作点Ｐにおいて、矩形波制御からＰＷＭ制御への切り替えタイミングと誤判断されることを好適に回避することもできる。   Further, as in the present embodiment, switching from rectangular wave control to PWM control is performed based on command voltages vdc1 and vqc1 (voltage vector Ve) required for generating the generated output torque by PWM control. Thus, not only suppression of fluctuations in the output torque but also appropriate switching can be performed near the boundary between the two controls shown in FIG. That is, at the operating point P in the high rotational speed and low torque region shown in FIG. 11A, the current vector during the rectangular wave control may be as shown in FIG. 11B. . In this case, since the current vector approximates the current vector determined by the command current curve CL, there is a possibility that it is erroneously determined as the switching timing from the rectangular wave control to the PWM control. On the other hand, in this embodiment, when the command voltages vdc1 and vqc1 are estimated in step S26 of FIG. 7, the switching timing is set to the actual current id, in order to use the above formulas (cd) and (cq). In addition to iq, the determination is based on the rotation speed. For this reason, it can be suitably avoided that the operation point P shown in FIG. 11A is erroneously determined as the switching timing from the rectangular wave control to the PWM control.

以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。   According to the embodiment described in detail above, the following effects can be obtained.

（１）矩形波制御によって生成されている出力トルクをＰＷＭ制御によって生成する場合の指令電圧ｖｄｃ１，ｖｑｃ１を推定した。これにより、矩形波制御からＰＷＭ制御へと切り替える際の出力トルクの変動を抑制することができる状況か否かを判断することができる。   (1) The command voltages vdc1 and vqc1 when the output torque generated by the rectangular wave control is generated by the PWM control are estimated. Accordingly, it can be determined whether or not the output torque fluctuation can be suppressed when switching from the rectangular wave control to the PWM control.

（２）推定される指令電圧ｖｄｃ１，ｖｑｃ１によって定義される電圧ベクトルの長さが所定電圧以下であるとき、ＰＷＭ制御に切り替えた。このため、所定電圧によって、矩形波制御からＰＷＭ制御への切り替えに伴うトルク変動を好適に抑制可能な状況であるか否かを定量化することができる。   (2) When the length of the voltage vector defined by the estimated command voltages vdc1 and vqc1 is equal to or less than a predetermined voltage, the mode is switched to PWM control. For this reason, it is possible to quantify whether or not the torque fluctuation associated with the switching from the rectangular wave control to the PWM control can be suitably suppressed by the predetermined voltage.

（３）上記所定電圧を、バッテリ４２の電圧ＶＢに「１．２８」及び「３／８」の平方根を乗算した値である制限電圧ＶＬに設定した。これにより、矩形波制御からＰＷＭ制御への切り替えに際し、ＰＷＭ制御の制御性を高く維持することができる。このため、矩形波制御からＰＷＭ制御への切り替えに際し、出力トルクの急変を抑制するように適切な制御をすることができる。   (3) The predetermined voltage is set to the limit voltage VL which is a value obtained by multiplying the voltage VB of the battery 42 by the square root of “1.28” and “3/8”. Thereby, when switching from the rectangular wave control to the PWM control, the controllability of the PWM control can be kept high. For this reason, when switching from the rectangular wave control to the PWM control, appropriate control can be performed so as to suppress a sudden change in the output torque.

（４）電動機４の実電流ｉｄ，ｉｑと電動機４の回転速度とに基づき、矩形波制御によって生成されている出力トルクをＰＷＭ制御で生成するための指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１を推定した。これにより、指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１を好適に推定することができる。   (4) Based on the actual currents id, iq of the electric motor 4 and the rotational speed of the electric motor 4, the command voltages vdc1, vqc1 for generating the output torque generated by the rectangular wave control by PWM control are estimated. Thereby, the command voltages vdc1 and vqc1 can be suitably estimated.

（５）出力トルクをＰＷＭ制御によって生成するための指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃを推定し、指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃと回転速度の検出値とに基づき、指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１を推定した。これにより、上記の式（ｃｄ）、（ｃｑ）に基づき、指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１を好適に推定することができる。   (5) The command currents idc and iqc for generating the output torque by PWM control were estimated, and the command voltages vdc1 and vqc1 were estimated based on the command currents idc and iqc and the detected rotation speed. Thereby, based on said formula (cd) and (cq), command voltage vdc1 and vqc1 can be estimated suitably.

（６）矩形波制御によって生成されている出力トルクをＰＷＭ制御によって生成するために要求される３相の電圧の代わりに、その相当値としてのｄｑ軸上の電圧を推定した。これにより、電圧の振幅を考慮する必要がないため、切り替えにかかる処理を簡易に行うことができる。   (6) The voltage on the dq axis as an equivalent value was estimated instead of the three-phase voltage required for generating the output torque generated by the rectangular wave control by the PWM control. Thereby, since it is not necessary to consider the amplitude of a voltage, the process concerning switching can be performed simply.

（７）ＰＷＭ制御による指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１によって定義される電圧ベクトルの長さが、制限電圧ＶＬとなることで、ＰＷＭ制御から矩形波制御に切り替えた。これにより、極力ＰＷＭ制御を用いつつも、ＰＷＭ制御による出力トルクの制御性が低下する以前に矩形波制御に切り替えることができる。   (7) Since the length of the voltage vector defined by the command voltages vdc1 and vqc1 by the PWM control becomes the limit voltage VL, the PWM control is switched to the rectangular wave control. Thus, while using PWM control as much as possible, it is possible to switch to rectangular wave control before the controllability of output torque by PWM control decreases.

（第２の実施形態）
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。 (Second Embodiment)
Hereinafter, the second embodiment will be described with reference to the drawings with a focus on differences from the first embodiment.

上記実施形態では、実電流ｉｄ，ｉｑに基づき推定トルクＴｅを算出し、推定トルクＴｅ及び回転速度に基づき、矩形波制御からＰＷＭ制御への切り替えタイミングか否かを判断した。このことは、実電流ｉｄ，ｉｑと回転速度と（バッテリ４２の電圧ＶＢと）によって、矩形波制御からＰＷＭ制御へと切り替えるタイミングを判断することができることを意味する。そこで、本実施形態では、実電流ｉｄ，ｉｑと回転速度とに基づき、矩形波制御からＰＷＭ制御へと切り替えるタイミングをマップによって判断する。   In the above embodiment, the estimated torque Te is calculated based on the actual currents id and iq, and it is determined whether or not it is the switching timing from the rectangular wave control to the PWM control based on the estimated torque Te and the rotation speed. This means that the timing for switching from the rectangular wave control to the PWM control can be determined based on the actual currents id, iq, the rotation speed, and the voltage VB of the battery 42. Therefore, in this embodiment, the timing for switching from the rectangular wave control to the PWM control is determined based on the map based on the actual currents id, iq and the rotation speed.

図１２に、本実施形態において用いるマップを示す。図示されるように、本実施形態では、バッテリ４２の電圧ＶＢと実電流ｉｄ，ｉｑと回転速度とによって定義される４次元上の各点毎に、マップ値として「１」及び「０」のいずれかの値が定められている。そして、「１」は、現在生成されている出力トルクをＰＷＭ制御によって生成するために要求される電圧ベクトル（ｖｄｃ１，ｖｑｃ１）の長さが、制限電圧ＶＬ（より正確には、ＶＬ−α）よりも大きいことを示している。また、「０」は、現在生成されている出力トルクをＰＷＭ制御によって生成するために要求される指令電圧ｖｄｃ１，ｖｑｃ１によって定義される電圧ベクトルの長さが、制限電圧ＶＬ（より正確には、ＶＬ−α）以下であることを示している。このマップは、実電流ｉｄ，ｉｑ及び回転速度によって定まる動作点毎に、先の図７に示す処理を行うことで作成することができる。そして、このマップをマイクロコンピュータ５０に格納することで、上記第１の実施形態と同様、矩形波制御からＰＷＭ制御への切り替えを行うことができる。   FIG. 12 shows a map used in the present embodiment. As shown in the figure, in this embodiment, map values of “1” and “0” are obtained for each point on the four dimensions defined by the voltage VB of the battery 42, the actual currents id, iq, and the rotation speed. Either value is defined. “1” indicates that the length of the voltage vector (vdc1, vqc1) required for generating the currently generated output torque by PWM control is the limit voltage VL (more precisely, VL−α). It is bigger than that. Also, “0” indicates that the length of the voltage vector defined by the command voltages vdc1 and vqc1 required for generating the currently generated output torque by PWM control is the limit voltage VL (more precisely, VL-α) or less. This map can be created by performing the process shown in FIG. 7 for each operating point determined by the actual currents id, iq and the rotation speed. By storing this map in the microcomputer 50, switching from rectangular wave control to PWM control can be performed as in the first embodiment.

図１３に、本実施形態にかかる矩形波制御からＰＷＭ制御への切り替えにかかる処理の手順を示す。この処理は、矩形波制御がなされている期間において、マイクロコンピュータ５０により、所定周期で繰り返し実行される。   FIG. 13 shows a procedure of processing related to switching from rectangular wave control to PWM control according to the present embodiment. This process is repeatedly executed at a predetermined cycle by the microcomputer 50 during the period in which the rectangular wave control is performed.

この一連の処理では、まずステップＳ４０において、上記電圧ＶＢと実電流ｉｄ，ｉｑと回転速度とから、先の図１２に示したマップを用いてマップ値を算出する。ここで、実電流ｉｄ，ｉｑ及び回転速度によって定まる動作点や、電圧ＶＢがマップ値の定義されている点ではない場合には、補間演算を行えばよい。そして、ステップＳ４２においては、算出されたマップ値が「０」であるか否かを判断する。この処理は、現在生成されている出力トルクをＰＷＭ制御によって生成するために要求される電圧ベクトル（ｖｄｃ１，ｖｑｃ１）の長さが、制限電圧ＶＬ（より正確には、ＶＬ−α）以下であるか否かを判断するものである。そして、ステップＳ４２において「０」と判断されるときには、ステップＳ４４において、ＰＷＭ制御に切り替える。   In this series of processing, first, in step S40, a map value is calculated using the map shown in FIG. 12 from the voltage VB, the actual currents id, iq, and the rotation speed. Here, in the case where the operating point determined by the actual currents id, iq and the rotational speed or the voltage VB is not a point where the map value is defined, an interpolation calculation may be performed. In step S42, it is determined whether or not the calculated map value is “0”. In this process, the length of the voltage vector (vdc1, vqc1) required for generating the currently generated output torque by PWM control is equal to or less than the limit voltage VL (more precisely, VL-α). Whether or not. And when it is judged as "0" in Step S42, it changes to PWM control in Step S44.

なお、ステップＳ４２において否定判断されるときや、ステップＳ４４の処理が完了するときには、この一連の処理を一旦終了する。   When a negative determination is made in step S42 or when the process of step S44 is completed, this series of processes is temporarily terminated.

以上説明した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。   According to the embodiment described above, the following effects can be obtained.

（８）実電流ｉｄ，ｉｑと回転速度とに基づき矩形波制御からＰＷＭ制御への切り替えを行った。これにより、ＰＷＭ制御による制御が適切な領域において、出力トルクの変動を抑制しつつＰＷＭ制御への切り替えを行うことができる。   (8) Switching from rectangular wave control to PWM control was performed based on the actual currents id, iq and the rotation speed. As a result, in a region where control by PWM control is appropriate, switching to PWM control can be performed while suppressing fluctuations in output torque.

（第３の実施形態）
以下、第３の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。 (Third embodiment)
Hereinafter, the third embodiment will be described with reference to the drawings with a focus on differences from the first embodiment.

上記実施形態では、矩形波制御時に生成されている出力トルクをＰＷＭ制御によって実現するための指令電圧ｖｄｃ１，ｖｑｃ１を、モデル（上記式（ｃｄ）、（ｃｑ））によって推定した。ところで、上記モデルは、電動機４の状態に応じて変化する。詳しくは、例えば電動機４を流れる電流によって生じる磁界に応じてインダクタンスＬｄ，Ｌｑが変化する。また、電動機４の温度によって抵抗Ｒが変化する。このため、これらインダクタンスＬｄ，Ｌｑや抵抗Ｒを一定として上記指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１を推定したのでは、上記インダクタンスＬｄ，Ｌｑや抵抗Ｒの変化に依存して推定精度が変動するおそれがある。   In the above embodiment, the command voltages vdc1 and vqc1 for realizing the output torque generated during the rectangular wave control by the PWM control are estimated by the models (the above formulas (cd) and (cq)). By the way, the model changes in accordance with the state of the electric motor 4. Specifically, the inductances Ld and Lq change according to the magnetic field generated by the current flowing through the electric motor 4, for example. Further, the resistance R varies depending on the temperature of the electric motor 4. Therefore, if the command voltages vdc1 and vqc1 are estimated with the inductances Ld and Lq and the resistance R being constant, the estimation accuracy may vary depending on changes in the inductances Ld and Lq and the resistance R.

そこで本実施形態では、図１４に示す態様にて、推定される指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１に基づくＰＷＭ制御への切り替えタイミングの誤差を抑制する。   Therefore, in the present embodiment, an error in switching timing to PWM control based on the estimated command voltages vdc1 and vqc1 is suppressed in the mode shown in FIG.

図１４（ａ）において、実線にて示す曲線は、先の図６同様、指令電流曲線ＣＬである。今、矩形波制御によって電動機４を流れる電流が電流ベクトルＶ１であるとする。このとき、図中、１点鎖線にて示す等トルク曲線と指令電流曲線ＣＬとの交点ＳＰの近傍の領域を切替領域ＳＡとする。そして、矩形波制御による電流ベクトルが電流ベクトルＶ１から電流ベクトルＶ３に移行することで、その先端が切替領域ＳＡ内に入るとき、上記の式（ｃｄ）（ｃｑ）によって推定される指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１を記憶する。   In FIG. 14A, the curve indicated by the solid line is the command current curve CL as in the case of FIG. Now, it is assumed that the current flowing through the electric motor 4 by the rectangular wave control is the current vector V1. At this time, a region in the vicinity of the intersection SP between the equal torque curve indicated by the one-dot chain line and the command current curve CL in FIG. Then, when the current vector by the rectangular wave control shifts from the current vector V1 to the current vector V3, and the tip of the current vector enters the switching area SA, the command voltage vdc1 estimated by the above formulas (cd) (cq), Store vqc1.

図１４（ｂ）に、このとき記憶される電圧ベクトルＶＶ３を示す。ここで、本実施形態では、矩形波制御からＰＷＭ制御へ切り替えるための電圧ベクトルの変化量の閾値Δを定める。この閾値Δは、電流ベクトルが切替領域ＳＡ内に入ってから上記交点ＳＰとなるまでの期間における推定される電圧ベクトルの長さの変化量に基づき設定されている。このため、図１４（ｂ）に示すように、推定される電圧ベクトルが電圧ベクトルＶＶ３から電圧ベクトルＶＶ４に変化することで、その長さの変化量が閾値Δとなったときに、実際の電圧ベクトルの長さを、図１４（ｂ）に２点鎖線にて示す制限電圧ＶＬ（より正確には、ＶＬ−α）以下とすることができると考えられる。ここで、図１４（ｂ）では、電圧ベクトルＶＶ４の長さが、制限電圧ＶＬよりも長い場合を例示している。これは、上記の式（ｃｄ）、（ｃｑ）において、インダクタンスＬｄ，Ｌｑや抵抗Ｒを一定とすることに起因した推定誤差のためである。しかし、この場合であっても、電圧ベクトルＶＶ３から閾値Δだけ長さが変化した電圧ベクトルＶＶ４については、その長さが正確に制限電圧ＶＬ以下となっていると考えられる。これは、上記推定される電圧ベクトルが電圧ベクトルＶＶ３から電圧ベクトルＶＶ４へと移行する期間内における上記インダクタンスＬｄ，Ｌｑや抵抗Ｒの変化が無視できることによる。   FIG. 14B shows a voltage vector VV3 stored at this time. Here, in the present embodiment, a threshold value Δ for the change amount of the voltage vector for switching from the rectangular wave control to the PWM control is determined. This threshold value Δ is set based on the estimated amount of change in the length of the voltage vector in the period from when the current vector enters the switching area SA to the intersection SP. For this reason, as shown in FIG. 14B, when the estimated voltage vector changes from the voltage vector VV3 to the voltage vector VV4, and the amount of change in the length becomes the threshold value Δ, the actual voltage It is considered that the length of the vector can be made equal to or less than the limit voltage VL (more precisely, VL-α) indicated by a two-dot chain line in FIG. Here, FIG. 14B illustrates a case where the length of the voltage vector VV4 is longer than the limit voltage VL. This is due to an estimation error caused by making the inductances Ld and Lq and the resistance R constant in the above formulas (cd) and (cq). However, even in this case, it is considered that the length of the voltage vector VV4 whose length has changed from the voltage vector VV3 by the threshold Δ is precisely equal to or less than the limit voltage VL. This is because changes in the inductances Ld and Lq and the resistance R during the period in which the estimated voltage vector shifts from the voltage vector VV3 to the voltage vector VV4 can be ignored.

こうした処理を行うことで、本実施形態では、上記の式（ｃｄ）、（ｃｑ）においてインダクタンスＬｄ，Ｌｑや抵抗Ｒを一定とすることによるＰＷＭ制御への切り替えに際しての誤差を抑制する。図１５に、上記処理の手順を示す。この処理は、マイクロコンピュータ５０により、矩形波制御時において例えば所定周期で繰り返し実行される。   By performing such processing, in this embodiment, errors in switching to PWM control due to the constant inductances Ld, Lq and resistance R in the above formulas (cd) and (cq) are suppressed. FIG. 15 shows the procedure of the above processing. This process is repeatedly executed by the microcomputer 50 at a predetermined cycle, for example, during rectangular wave control.

この一連の処理では、まずステップＳ５０において、現在の要求トルクＴｃに基づき、先の図１４（ａ）に示した指令電流曲線ＣＬと等トルク曲線との交点ＳＰ（切替点）を算出する。この処理は、例えば、先の図２に示した指令電流生成部８２に現在の要求トルクＴｃを入力した際の指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃを切替点とすることで行うことができる。続くステップＳ５２においては、先の図１４（ａ）に示した切替領域ＳＡを設定する。ここでは例えば、切替点とのｄ軸成分及びｑ軸成分における差がそれぞれ所定量以下の領域を切替領域とすればよい。   In this series of processing, first, in step S50, based on the current required torque Tc, an intersection SP (switching point) between the command current curve CL and the equal torque curve shown in FIG. 14A is calculated. This process can be performed, for example, by using the command currents idc and iqc when the current requested torque Tc is input to the command current generator 82 shown in FIG. In subsequent step S52, the switching area SA shown in FIG. 14A is set. Here, for example, an area where the difference between the d-axis component and the q-axis component from the switching point is a predetermined amount or less may be set as the switching area.

続くステップＳ５４においては、実電流ｉｄ，ｉｑが切替領域内に入ったか否かを判断する。そして、切替領域内にない場合には、ステップＳ５０、Ｓ５２の処理を繰り返す。そしてステップＳ５４において切替領域内であると判断されるときには、ステップＳ５６に移行する。ステップＳ５６〜Ｓ６０の処理では、先の図７のステップＳ２２〜Ｓ２６の処理を行う。そして、ステップＳ６０の処理が完了すると、ステップＳ６２において、切替領域となった直後のステップＳ６０において推定される指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１の長さを記憶済みであるか否かを判断する。そして、ステップＳ６２において否定判断されるときには、ステップ６４において、指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１の長さを記憶し、ステップＳ５６に戻る。   In a succeeding step S54, it is determined whether or not the actual currents id and iq have entered the switching region. If it is not within the switching area, the processes of steps S50 and S52 are repeated. If it is determined in step S54 that it is within the switching area, the process proceeds to step S56. In the processes of steps S56 to S60, the processes of steps S22 to S26 of FIG. 7 are performed. When the process of step S60 is completed, it is determined in step S62 whether or not the lengths of the command voltages vdc1 and vqc1 estimated in step S60 immediately after the switching region has been stored. When a negative determination is made in step S62, the lengths of the command voltages vdc1 and vqc1 are stored in step 64, and the process returns to step S56.

一方、ステップＳ６２において記憶済みであると判断されるときには、ステップＳ６６において、ステップＳ６０にて推定された指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１の長さに対する記憶された長さの差が上記閾値Δ以上となるか否かを判断する。そして、閾値Δ未満であるときには、ステップＳ５６に戻る。   On the other hand, when it is determined in step S62 that the data has been stored, in step S66, is the difference between the stored lengths of the command voltages vdc1 and vqc1 estimated in step S60 equal to or greater than the threshold value Δ? Judge whether or not. And when it is less than threshold value (DELTA), it returns to step S56.

これに対し閾値Δ以上であると判断されるときには、ステップＳ６８において、ＰＷＭ制御に切り替える処理を行う。   On the other hand, when it is determined that the value is equal to or greater than the threshold value Δ, processing for switching to PWM control is performed in step S68.

図１６（ａ）に、本実施形態にかかるＰＷＭ制御から矩形波制御への切り替えに伴う回転速度及び出力トルクの推移を示す。これに対し、図１６（ｂ）に、先の第１の実施形態におけるＰＷＭ制御から矩形波制御への切り替え時における回転速度及び出力トルクの推移例を示す。図１６（ｂ）に示す例では、ＰＷＭ制御から矩形波制御への切り替えに際して、出力トルクが変動している。これは、矩形波制御への切り替えに伴い、先の図７に示した処理がなされるのであるが、この際、指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１の推定に誤差が生じていると、矩形波制御を継続すべき状態であるにもかかわらず、ＰＷＭ制御への切り替え時であると誤判断がなされ、ＰＷＭ制御に切り替えられることによる。この場合、ＰＷＭ制御によって要求トルクＴｃを生成するために要求される電圧を電動機４に印加することができないため、電動機４を流れる電流を所望に制御することができず、ひいては出力トルクが変動する。   FIG. 16A shows changes in the rotational speed and output torque associated with switching from PWM control to rectangular wave control according to the present embodiment. On the other hand, FIG. 16B shows a transition example of the rotation speed and the output torque at the time of switching from the PWM control to the rectangular wave control in the first embodiment. In the example shown in FIG. 16B, the output torque fluctuates when switching from PWM control to rectangular wave control. This is because the process shown in FIG. 7 is performed in accordance with the switching to the rectangular wave control. At this time, if there is an error in the estimation of the command voltages vdc1 and vqc1, the rectangular wave control is continued. This is because it is erroneously determined that it is time to switch to the PWM control in spite of the state to be changed, and the control is switched to the PWM control. In this case, since the voltage required for generating the required torque Tc by the PWM control cannot be applied to the electric motor 4, the current flowing through the electric motor 4 cannot be controlled as desired, and the output torque varies accordingly. .

これに対し、本実施形態では、先の図１５に示した処理を行うことで、矩形波制御からＰＷＭ制御への不適切な切り替えを抑制又は回避することができるため、ＰＷＭ制御から矩形波制御への切り替えに伴う出力トルクの変動を好適に抑制することができる。   On the other hand, in the present embodiment, by performing the processing shown in FIG. 15 above, inappropriate switching from rectangular wave control to PWM control can be suppressed or avoided. The fluctuation of the output torque accompanying the switching to can be suitably suppressed.

以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１）、（３）〜（７）の効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。   According to this embodiment described above, the following effects can be obtained in addition to the effects (1) and (3) to (7) of the first embodiment.

（９）推定される指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１に基づくＰＷＭ制御への切り替えのタイミングついての、電動機４の抵抗Ｒ及びインダクタンスＬｄ、Ｌｑの変化による誤差を抑制する処理を行った。これにより、ＰＷＭ制御時の電動機４の出力トルクの変化を好適に抑制することができる。   (9) Processing for suppressing errors due to changes in the resistance R and the inductances Ld and Lq of the motor 4 with respect to the timing of switching to PWM control based on the estimated command voltages vdc1 and vqc1 was performed. Thereby, the change of the output torque of the electric motor 4 at the time of PWM control can be suppressed suitably.

（１０）電動機４を流れる電流が切替領域内に入ると判断されてからの指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１の長さの変化量に基づき、ＰＷＭ制御によって要求される電圧が同制御への切り替えのための所定電圧以下となるときを判断した。これにより、矩形波制御によって生成されている出力トルクをＰＷＭ制御によって生成する場合に要求される電圧の指令値がＰＷＭ制御の制御性を高く維持することのできる値であるか否かを高精度に判断することができる。   (10) Based on the amount of change in the length of the command voltages vdc1 and vqc1 since it is determined that the current flowing through the motor 4 enters the switching region, the voltage required by the PWM control is for switching to the same control. The case where it became below a predetermined voltage was judged. Thereby, it is highly accurate whether or not the command value of the voltage required when the output torque generated by the rectangular wave control is generated by the PWM control is a value that can maintain the controllability of the PWM control high. Can be judged.

（第４の実施形態）
以下、第４の実施形態について、先の第３の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。 (Fourth embodiment)
Hereinafter, the fourth embodiment will be described with reference to the drawings with a focus on differences from the third embodiment.

図１７に、本実施形態にかかる矩形波制御からＰＷＭ制御への切替処理の手順を示す。この処理は、マイクロコンピュータ５０により、矩形波制御時において例えば所定周期で繰り返し実行される。なお、図１７において、先の図１５に示した処理と対応する処理には、便宜上同一のステップ番号を付している。   FIG. 17 shows a procedure for switching processing from rectangular wave control to PWM control according to the present embodiment. This process is repeatedly executed by the microcomputer 50 at a predetermined cycle, for example, during rectangular wave control. In FIG. 17, the same step numbers are assigned to the processes corresponding to the processes shown in FIG.

図示されるように、本実施形態では、切替領域に入ると判断されてからの電圧ベクトルの長さの変化量に代えて、位相の変化量に基づきＰＷＭ制御への切り替えを行う。すなわち、切替領域に入ると、ステップＳ７０において、そのときにステップＳ６０にて推定される指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１の位相φを記憶する。そして、その後、推定される電圧ベクトルの変化を監視し、その位相に対する上記位相φの差が閾値β以下となると（ステップＳ７２：ＹＥＳ）、ＰＷＭ制御に切り替える（ステップＳ６８）。すなわち、先の図１４（ｂ）に示したように、ＰＷＭ制御を行う際のベクトルは、矩形波制御を行う際のベクトルよりもその位相が遅れている。このため、記憶された位相φよりも閾値β以上遅角側に位相が変化することで、ＰＷＭ制御に切り替える。   As shown in the figure, in the present embodiment, switching to PWM control is performed based on the amount of change in phase instead of the amount of change in length of the voltage vector after it is determined that the switching region is entered. That is, when entering the switching region, in step S70, the phase φ of the command voltages vdc1 and vqc1 estimated at that time in step S60 is stored. Thereafter, the estimated change in the voltage vector is monitored, and when the difference of the phase φ with respect to the phase becomes equal to or less than the threshold β (step S72: YES), the control is switched to PWM control (step S68). That is, as shown in FIG. 14B, the phase when the PWM control is performed is delayed from the vector when the rectangular wave control is performed. For this reason, when the phase changes from the stored phase φ to the retard side by the threshold β or more, the control is switched to PWM control.

このように、矩形波制御によって生成されている出力トルクをＰＷＭ制御によって生成する場合に指令値として要求される電圧に関するパラメータとして、電圧ベクトル（指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１）の位相φを用いることによっても、電圧ベクトルの長さが制限電圧ＶＬ以下となるタイミングを高精度に判断することができる。   As described above, when the output torque generated by the rectangular wave control is generated by the PWM control, the phase φ of the voltage vector (command voltages vdc1, vqc1) is used as a parameter related to the voltage required as the command value. The timing at which the length of the voltage vector becomes equal to or less than the limit voltage VL can be determined with high accuracy.

以上説明した本実施形態によっても、先の第３の実施形態と同様の効果を得ることができる。   Also according to the present embodiment described above, the same effects as those of the third embodiment can be obtained.

（第５の実施形態）
以下、第５の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。 (Fifth embodiment)
Hereinafter, a fifth embodiment will be described with reference to the drawings, focusing on differences from the first embodiment.

図１８に、本実施形態にかかる矩形波制御からＰＷＭ制御への切替処理の手順を示す。この処理は、マイクロコンピュータ５０により、矩形波制御時において例えば所定周期で繰り返し実行される。   FIG. 18 shows a procedure for switching processing from rectangular wave control to PWM control according to the present embodiment. This process is repeatedly executed by the microcomputer 50 at a predetermined cycle, for example, during rectangular wave control.

この一連の処理では、まずステップＳ８０において、実電流ｉｄ，ｉｑ、回転速度、及び電動機４の温度に基づき、矩形波制御によって生成されている出力トルクをＰＷＭ制御によって生成するために要求される指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１をマップ演算する。ここで、マップは、上記実電流ｉｄ，ｉｑ、回転速度、及び電動機４の温度の４つのパラメータを入力とし、これらから上記指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１を定めるものである。これは、指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１のそれぞれについて、上記４つのパラメータとの関係を定めるマップを予め作成しておくことで実現することができる。このマップは、上記４つのパラメータによる上記インダクタンスＬｄ，Ｌｑや抵抗Ｒの変化に応じて上記要求される指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１が変化するように予め実験等によって適合されてたものである。このため、このマップを用いて推定される指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１には、上記インダクタンスＬｄ，Ｌｑや抵抗Ｒを一定とみなしつつ上記の式（ｃｄ）、（ｃｑ）によって推定されたもののような誤差が生じない。   In this series of processing, first, in step S80, a command required to generate the output torque generated by the rectangular wave control based on the actual currents id, iq, the rotation speed, and the temperature of the motor 4 by the PWM control. The voltages vdc1 and vqc1 are map-calculated. Here, the map receives four parameters such as the actual currents id and iq, the rotation speed, and the temperature of the electric motor 4, and determines the command voltages vdc1 and vqc1 based on these parameters. This can be realized by creating in advance a map that defines the relationship between the command voltages vdc1 and vqc1 and the above four parameters. This map is adapted in advance by experiments or the like so that the required command voltages vdc1 and vqc1 change according to changes in the inductances Ld and Lq and the resistance R according to the four parameters. For this reason, the command voltages vdc1 and vqc1 estimated using this map have errors such as those estimated by the above formulas (cd) and (cq) while assuming that the inductances Ld and Lq and the resistance R are constant. Does not occur.

上記ステップＳ８０の処理が完了すると、ステップＳ８２、Ｓ８４の処理において、先の図７に示したステップＳ２８、Ｓ３０と同様の処理を行う。   When the process of step S80 is completed, the same processes as steps S28 and S30 shown in FIG. 7 are performed in the processes of steps S82 and S84.

（第６の実施形態）
以下、第６の実施形態について、先の第５の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。 (Sixth embodiment)
Hereinafter, the sixth embodiment will be described with reference to the drawings with a focus on differences from the fifth embodiment.

図１９に、本実施形態にかかる矩形波制御からＰＷＭ制御への切替処理の手順を示す。この処理は、マイクロコンピュータ５０により、矩形波制御時において例えば所定周期で繰り返し実行される。   FIG. 19 shows a procedure for switching processing from rectangular wave control to PWM control according to the present embodiment. This process is repeatedly executed by the microcomputer 50 at a predetermined cycle, for example, during rectangular wave control.

この一連の処理では、まずステップＳ９０において、実電流ｉｄ，ｉｑ、回転速度、及び電動機４の温度に基づき、矩形波制御によって生成されている出力トルクをＰＷＭ制御によって生成するために要求される指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１の位相φをマップ演算する。ここで、マップは、上記実電流ｉｄ，ｉｑ、回転速度、及び電動機４の温度の４つのパラメータを入力とし、これらから上記指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１の位相φを定めるものである。これは、指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１の位相について、上記４つのパラメータとの関係を定めるマップを予め作成しておくことで実現することができる。このマップは、上記４つのパラメータによる上記インダクタンスＬｄ，Ｌｑや抵抗Ｒの変化に応じて上記要求される指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１の位相が変化するように予め実験等によって適合されたものである。このため、このマップを用いて推定される指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１の位相には、上記インダクタンスＬｄ，Ｌｑや抵抗Ｒを一定とみなしつつ上記の式（ｃｄ）、（ｃｑ）によって推定されたもののような誤差が生じない。   In this series of processing, first, in step S90, based on the actual currents id, iq, the rotation speed, and the temperature of the motor 4, a command required for generating the output torque generated by the rectangular wave control by the PWM control. A map operation is performed on the phase φ of the voltages vdc1 and vqc1. Here, the map receives four parameters, ie, the actual currents id, iq, the rotation speed, and the temperature of the motor 4, and determines the phase φ of the command voltages vdc1, vqc1 based on these parameters. This can be realized by preparing in advance a map that defines the relationship between the command voltages vdc1 and vqc1 and the above four parameters. This map is adapted in advance through experiments or the like so that the phases of the required command voltages vdc1 and vqc1 change according to changes in the inductances Ld and Lq and the resistance R due to the four parameters. For this reason, the phase of the command voltages vdc1 and vqc1 estimated using this map seems to be estimated by the above formulas (cd) and (cq) while assuming that the inductances Ld and Lq and the resistance R are constant. No errors occur.

上記ステップＳ９０の処理が完了すると、ステップＳ９２において、上記位相φが所定値γと略一致するか否かを判断する。この処理は、矩形波制御によって生成されている出力トルクをＰＷＭ制御によって生成可能であるか否かを判断するものである。ここで、所定値γは、回転速度、トルク、及びバッテリ４２の電圧ＶＢによってマップ演算される。これは、電動機４の出力制御では、通常、電動機４の状態に応じて力率が可変設定されることによる。このため、ＰＷＭ制御に切り替えることが適切な位相は、電動機４の運転状態に応じて変化する。この変化に応じて適切な所定値γを設定するためのパラメータが、回転速度、トルク、及び電圧ＶＢである。   When the process of step S90 is completed, it is determined in step S92 whether or not the phase φ substantially matches the predetermined value γ. In this process, it is determined whether or not the output torque generated by the rectangular wave control can be generated by the PWM control. Here, the predetermined value γ is map-calculated based on the rotation speed, the torque, and the voltage VB of the battery 42. This is because the power factor is normally variably set according to the state of the motor 4 in the output control of the motor 4. For this reason, the phase suitable for switching to PWM control changes in accordance with the operating state of the electric motor 4. Parameters for setting an appropriate predetermined value γ according to this change are the rotational speed, torque, and voltage VB.

上記位相φが所定値γとなると、ステップＳ９４において、先の図７に示したステップＳ３０と同様の処理を行う。   When the phase φ reaches the predetermined value γ, in step S94, processing similar to that in step S30 shown in FIG. 7 is performed.

以上説明した本実施形態においても、先の第５の実施形態の効果に準じた効果を得ることができる。   Also in the present embodiment described above, an effect according to the effect of the fifth embodiment can be obtained.

（第７の実施形態）
以下、第７の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。 (Seventh embodiment)
Hereinafter, the seventh embodiment will be described with reference to the drawings with a focus on differences from the first embodiment.

本実施形態では、矩形波制御時に生成されている出力トルクをＰＷＭ制御によって実現するための指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１をモデル（上記の式（ｃｄ）、（ｃｑ））によって推定する際の推定誤差を、ＰＷＭ制御時に電動機４に印加されている電圧に基づき学習する。具体的には、本実施形態では、ＰＷＭ制御から矩形波制御への切り替え時において、要求トルクＴｃに基づき先の図７のステップＳ２４の要領で指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃを推定し、推定される指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃと回転速度とに基づき指令電圧ｖｄｃ１，ｖｑｃ１を推定する。これら推定される指令電圧ｖｄｃ１，ｖｑｃ１と、ＰＷＭ制御によって電動機４に印加される電圧（先の図２に示した２相３相変換部９２に入力される指令電圧ｖｄｃ１，ｖｑｃ１）とのずれは、上記推定誤差と考えられる。このため、本実施形態では、この際推定される電圧ベクトル（指令電圧ｖｄｃ１，ｖｑｃ１）の長さを、上記制限電圧ＶＬが上記モデルの推定誤差を補償するように補正された値として用いる。   In the present embodiment, the estimation error when estimating the command voltages vdc1 and vqc1 for realizing the output torque generated during the rectangular wave control by the PWM control by the model (the above formulas (cd) and (cq)) is calculated. Learning is performed based on the voltage applied to the motor 4 during PWM control. Specifically, in the present embodiment, at the time of switching from PWM control to rectangular wave control, the command currents idc and iqc are estimated in the manner of step S24 of FIG. The command voltages vdc1 and vqc1 are estimated based on the currents idc and iqc and the rotation speed. The difference between these estimated command voltages vdc1 and vqc1 and the voltage applied to the motor 4 by PWM control (command voltages vdc1 and vqc1 input to the two-phase three-phase converter 92 shown in FIG. 2) This is considered to be the above estimation error. Therefore, in this embodiment, the length of the voltage vector (command voltages vdc1, vqc1) estimated at this time is used as a value corrected so that the limit voltage VL compensates for the estimation error of the model.

図２０に、本実施形態にかかる矩形波制御からＰＷＭ制御への切り替えの原理を示す。詳しくは、図２０（ａ）に、回転速度の推移を示し、図２０（ｂ）に、インバータ１０の出力する電圧ベクトルの長さ（出力電圧）の推移を示し、図１０（ｃ）に上記推定される電圧ベクトルの長さ（推定電圧）の推移を示す。図示されるように、出力電圧が制限電圧ＶＬとなることでＰＷＭ制御から矩形波制御へと切り替えられる時刻ｔ１において、そのときの推定電圧を記憶する。そして、推定電圧が記憶値以下となる時刻ｔ２において、矩形波制御からＰＷＭ制御へと切り替える。これにより、矩形波制御によって生成されている出力トルクをＰＷＭ制御によって生成する場合に要求される出力電圧が制限電圧ＶＬ以下となることで切り替えを行うことができる。   FIG. 20 shows the principle of switching from rectangular wave control to PWM control according to this embodiment. Specifically, FIG. 20A shows the transition of the rotation speed, FIG. 20B shows the transition of the length (output voltage) of the voltage vector output from the inverter 10, and FIG. The transition of the length (estimated voltage) of the estimated voltage vector is shown. As shown in the drawing, the estimated voltage at that time is stored at time t1 when the PWM voltage is switched to the rectangular wave control when the output voltage becomes the limit voltage VL. Then, at time t2 when the estimated voltage becomes equal to or lower than the stored value, the rectangular wave control is switched to the PWM control. Thereby, switching can be performed when the output voltage required when the output torque generated by the rectangular wave control is generated by the PWM control becomes equal to or lower than the limit voltage VL.

ただし、実際には、上記モデル誤差は、電動機４を流れる電流や温度に応じて変動する。このため、ＰＷＭ制御から矩形波制御へと切り替えた際に電動機４に流れていた電流や電動機４の温度と、矩形波制御からＰＷＭ制御へと切り替える際に電動機４に流れている電流や電動機４の温度との間に相違がある場合、上記推定される電圧ベクトルの長さは、制限電圧ＶＬが上記モデルの推定誤差を補償するように補正された値とはならないおそれがある。すなわち、例えば図２１の1)に示すように、高回転速度・小トルクにてＰＷＭ制御から矩形波制御へと切り替えられた後、中回転速度・大トルクにて矩形波制御からＰＷＭ制御へと切り替えられる場合には、両切り替え時における電流が大きく相違するためにモデル誤差も変化していると考えられる。また、例えば2)に示すように、高回転速度・中トルクにてＰＷＭ制御から矩形波制御へと切り替えられた後、中回転速度・大トルクにて矩形波制御からＰＷＭ制御へと切り替えられる場合にも、両切り替え時における電流が大きく相違するためにモデル誤差が変化していると考えられる。   However, in practice, the model error varies depending on the current flowing through the motor 4 and the temperature. For this reason, the current and the temperature of the motor 4 that flowed to the motor 4 when switching from PWM control to rectangular wave control, and the current and the motor 4 that flow to the motor 4 when switching from rectangular wave control to PWM control. If there is a difference between the temperature and the estimated voltage vector, the length of the estimated voltage vector may not be a value corrected so that the limit voltage VL compensates for the estimation error of the model. That is, for example, as shown in 1) of FIG. 21, after switching from PWM control to rectangular wave control at high rotational speed and small torque, from rectangular wave control to PWM control at medium rotational speed and large torque. In the case of switching, it is considered that the model error also changes because the current at the time of switching is greatly different. Also, for example, as shown in 2), after switching from PWM control to rectangular wave control at high rotational speed and medium torque, switching from rectangular wave control to PWM control at medium rotational speed and large torque In addition, it is considered that the model error changes because the current at the time of switching is greatly different.

そこで本実施形態では、上記モデルのうち、ｑ軸インダクタンスを、電流に基づき可変設定する。このように、ｑ軸インダクタンスのみを可変設定するのは、次の理由による。矩形波制御がなされる領域は、基本的に回転速度が大きいため、上記モデルのうち、干渉項が支配的となる。このため、推定誤差に対するモデルの抵抗の変動等による影響は無視し得る。このため、モデルのパラメータのうち変動し得るものとしては、ｄ軸インダクタンス、ｑ軸インダクタンス、及び逆起電力定数φが問題となる。   Therefore, in the present embodiment, among the above models, the q-axis inductance is variably set based on the current. Thus, the reason why only the q-axis inductance is variably set is as follows. In the region where the rectangular wave control is performed, the rotational speed is basically large, and therefore, the interference term is dominant in the model. For this reason, the influence of the fluctuation of the model resistance on the estimation error can be ignored. For this reason, the d-axis inductance, the q-axis inductance, and the back electromotive force constant φ are problematic as the parameters that can be varied among the model parameters.

図２２に、これらｄ軸インダクタンス、ｑ軸インダクタンス、及び逆起電力定数φのいずれか１つを変動させた場合における推定される電圧ベクトルの長さ（推定電圧）の変動の算出結果を示す。図２２では、全てのパラメータを固定した場合の推定電圧に対するいずれか１つのパラメータを変動させた場合の推定電圧の比の変動量の百分率を示している。図示されるように、ｑ軸インダクタンスを変動させた場合（実線）には、電圧の推定誤差が大きく変化するのに対し、ｄ軸インダクタンスや逆起電力定数φ（破線、１点鎖線）を変動させても推定誤差はほとんど変化しない。このため、Ｌｑインダクタンスのみを可変設定することで、マイクロコンピュータ５０の演算負荷の増大を極力抑制しつつも上記モデルの推定誤差を好適に補償することが可能となる。   FIG. 22 shows a calculation result of the fluctuation of the estimated voltage vector length (estimated voltage) when any one of the d-axis inductance, the q-axis inductance, and the counter electromotive force constant φ is changed. FIG. 22 shows the percentage of the variation amount of the ratio of the estimated voltage when any one parameter is varied with respect to the estimated voltage when all the parameters are fixed. As shown in the figure, when the q-axis inductance is changed (solid line), the voltage estimation error changes greatly, whereas the d-axis inductance and the counter electromotive force constant φ (broken line, one-dot chain line) are changed. Even if it is made, the estimation error hardly changes. Therefore, by variably setting only the Lq inductance, it is possible to favorably compensate for the estimation error of the model while suppressing an increase in the calculation load of the microcomputer 50 as much as possible.

ただし、インバータ１０の入力電圧は、変動する。一方、ＰＷＭ制御から矩形波制御への切り替え時に推定される電圧ベクトルの長さは、インバータ１０の入力電圧が変動していない場合に、上記推定誤差を補償するように上記制限電圧ＶＬを補正した値として適切な値となる。したがって、インバータ１０の入力電圧が変動する際には、入力電圧の変動に応じて上記推定される電圧ベクトルの長さを補正する。   However, the input voltage of the inverter 10 varies. On the other hand, the length of the voltage vector estimated when switching from PWM control to rectangular wave control is obtained by correcting the limit voltage VL so as to compensate for the estimation error when the input voltage of the inverter 10 does not fluctuate. It is an appropriate value. Therefore, when the input voltage of the inverter 10 varies, the length of the estimated voltage vector is corrected according to the variation of the input voltage.

図２３に、本実施形態にかかるＰＷＭ制御への切り替えにかかる処理の手順を示す。この処理は、マイクロコンピュータ５０によって、例えば矩形波制御のなされる領域近傍において所定周期で繰り返し実行される。   FIG. 23 shows a procedure of processing related to switching to PWM control according to the present embodiment. This process is repeatedly executed by the microcomputer 50 at a predetermined cycle, for example, in the vicinity of a region where rectangular wave control is performed.

この一連の処理では、まずステップＳ１００において、電動機４を流れている電流に基づき、上記モデルのｑ軸インダクタンスをマップ演算する。ここで、マップは、図２４に示されるように、電動機４を流れる電流の振幅が大きいほど小さい値とされている。続くステップＳ１０２においては、要求トルクＴｃに基づき、指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃを推定する。この処理は、先の図８に示した要領で行うことができる。ただし、要求トルクＴｃが急激する際には、実際の電流の変化はこれに追従できないため、電動機４の出力トルクがこれに一致しない。このため、本実施形態では、先の図８に示した要領で推定された電流をフィルタ処理することで最終的な推定値とする。これにより、要求トルクＴｃを用いつつも、出力トルクを生成するための電流を高精度に推定することができる。   In this series of processing, first, in step S100, the q-axis inductance of the above model is map-calculated based on the current flowing through the electric motor 4. Here, as shown in FIG. 24, the map has a smaller value as the amplitude of the current flowing through the electric motor 4 is larger. In the subsequent step S102, the command currents idc and iqc are estimated based on the required torque Tc. This process can be performed in the manner shown in FIG. However, when the required torque Tc is abrupt, the actual current change cannot follow this, so the output torque of the electric motor 4 does not match this. For this reason, in the present embodiment, a final estimated value is obtained by filtering the current estimated in the manner shown in FIG. As a result, the current for generating the output torque can be estimated with high accuracy while using the required torque Tc.

続くステップＳ１０４においては、指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃと回転速度とに基づき、上記モデルを用いて指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１を推定する。そして、ステップＳ１０６では、推定電圧ベクトルの長さＮｒｍを算出する。続くステップＳ１０８では、ＰＷＭ制御から矩形波制御への切り替え時であるか否かを判断する。この判断は、先の図５のステップＳ１０において肯定判断されるか否かの判断となる。そして、切り替え時であると判断されると、ステップＳ１１０において、そのときの制限電圧ＶＬと、推定電圧ベクトルの長さＮｒｍとを、それぞれＶＬ０，Ｎｒｍ０として記憶する。   In the subsequent step S104, the command voltages vdc1 and vqc1 are estimated using the model based on the command currents idc and iqc and the rotation speed. In step S106, the length Nrm of the estimated voltage vector is calculated. In the subsequent step S108, it is determined whether or not it is time to switch from PWM control to rectangular wave control. This determination is a determination as to whether or not an affirmative determination is made in step S10 of FIG. If it is determined that it is time to switch, in step S110, the limit voltage VL at that time and the length Nrm of the estimated voltage vector are stored as VL0 and Nrm0, respectively.

これに対し、ステップＳ１０８において切り替え時でないと判断されるときには、ステップＳ１１２において、制限電圧変動量ΔＶＬを算出する。これは、上記ステップＳ１１０において記憶される制限電圧ＶＬ０に対する現在の制限電圧ＶＬの変動量を算出する処理である。続くステップＳ１１４においては、矩形波制御からＰＷＭ制御への切り替えタイミングであるか否かを判断する。具体的には、現在の推定電圧ベクトルの長さＮｒｍを、閾値と比較する処理となる。ここで、閾値は、ステップＳ１１０にて記憶された制限電圧ＶＬ０に対する長さＮｒｍ０の比に変動量ΔＶＬを乗算した値「（Ｎｒｍ０／ＶＬ０）ΔＶＬ」にて長さＮｒｍ０を補正したものとする。ここで、長さＮｒｍ０は、バッテリ４２の電圧が変動しないなら閾値として適切な値と考えられる。一方、値「（Ｎｒｍ０／ＶＬ０）ΔＶＬ」は、バッテリ４２の電圧変動量ΔＶＬによる推定電圧ベクトルの長さの変化を補償するための補正量である。   On the other hand, when it is determined in step S108 that it is not the time of switching, a limit voltage fluctuation amount ΔVL is calculated in step S112. This is a process of calculating the fluctuation amount of the current limit voltage VL with respect to the limit voltage VL0 stored in step S110. In a succeeding step S114, it is determined whether or not it is a switching timing from the rectangular wave control to the PWM control. Specifically, the current estimated voltage vector length Nrm is compared with a threshold value. Here, the threshold value is obtained by correcting the length Nrm0 by a value “(Nrm0 / VL0) ΔVL” obtained by multiplying the ratio of the length Nrm0 to the limit voltage VL0 stored in step S110 by the variation amount ΔVL. Here, the length Nrm0 is considered to be an appropriate value as a threshold if the voltage of the battery 42 does not fluctuate. On the other hand, the value “(Nrm0 / VL0) ΔVL” is a correction amount for compensating for the change in the length of the estimated voltage vector due to the voltage fluctuation amount ΔVL of the battery 42.

ステップＳ１１４にて肯定判断されるときには、ステップＳ１１６にてＰＷＭ制御へと切り替える。これに対し、ステップＳ１１０、Ｓ１１６の処理が完了するときや、ステップＳ１１４にて否定判断されるときには、この一連の処理を一旦終了する。   When an affirmative determination is made in step S114, switching to PWM control is performed in step S116. On the other hand, when the processes of steps S110 and S116 are completed, or when a negative determination is made in step S114, this series of processes is temporarily terminated.

図２５（ａ）に、本実施形態にかかるＰＷＭ制御への切り替えに伴う出力トルクの推移例を示す。図示されるように、本実施形態によれば、ＰＷＭ制御に切り替える際の出力トルクの変動が好適に抑制されている。これに対し、図２５（ｂ）には、先の第１の実施形態にかかる処理によって切り替えをした場合を示す。図示されるように、この場合、ＰＷＭ制御への切り替えに伴い出力トルクが変動する。   FIG. 25A shows a transition example of output torque accompanying switching to PWM control according to the present embodiment. As shown in the drawing, according to the present embodiment, fluctuations in output torque when switching to PWM control are suitably suppressed. On the other hand, FIG. 25B shows a case where switching is performed by the processing according to the first embodiment. As shown in the figure, in this case, the output torque varies with switching to PWM control.

図２６（ａ）に、上記切り替えに伴う出力トルクについての別の推移例（先の図２１の2)の経路を通りＰＷＭ制御へと切り替える際のトルクの推移例）を示す。これに対し、図２６（ｂ）には、ｑ軸インダクタンスを固定したモデルを用いて、先の図２１の2)の経路を通りＰＷＭ制御へと切り替える際のトルクの推移例を示す。図示されるように、この場合、切り替えに際してトルクが変動する。   FIG. 26 (a) shows another transition example of the output torque accompanying the switching (transition example of torque when switching to PWM control through the path 2 in FIG. 21). On the other hand, FIG. 26 (b) shows an example of torque transition when switching to PWM control through the route 2) of FIG. 21 using a model with a fixed q-axis inductance. As shown in the figure, in this case, the torque varies upon switching.

以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記各効果に加えて更に以下の効果が得られるようになる。   According to the present embodiment described above, the following effects can be obtained in addition to the effects of the first embodiment.

（１１）モデルのパラメータのうちのｄ軸インダクタンスを定数とするとともにｑ軸インダクタンスを電動機４を流れる電流に応じて可変設定しつつ、所定のトルクをＰＷＭ制御によって生成する場合の指令電圧ｖｄｃ１，ｖｑｃ１を推定した。これにより、上記モデルによる推定を高精度に行うことができる。   (11) Command voltages vdc1 and vqc1 when a predetermined torque is generated by PWM control while the d-axis inductance of the model parameters is a constant and the q-axis inductance is variably set according to the current flowing through the motor 4. Estimated. Thereby, the estimation by the said model can be performed with high precision.

(１２)ＰＷＭ制御から矩形波制御へと切り替えられる際の推定電圧ベクトル（指令電圧ｖｄｃ１，ｖｑｃ１）に基づき、上記モデルの推定誤差を学習した。これにより、切り替え時におけるモデル誤差を高精度に学習することができる。そして、切り替え時からの変化に対するモデルのパラメータの変化による影響をｑ軸インダクタンスの可変設定によって好適に補償することで、上記モデルの推定精度を向上させることができる。   (12) Based on the estimated voltage vector (command voltages vdc1, vqc1) when switching from PWM control to rectangular wave control, the estimation error of the model was learned. Thereby, the model error at the time of switching can be learned with high accuracy. Then, the estimation accuracy of the model can be improved by preferably compensating the influence of the change of the model parameter on the change from the time of switching by the variable setting of the q-axis inductance.

(１３)ＰＷＭ制御から矩形波制御へと切り替えられる際の推定電圧ベクトルの長さを、同切り替え時に対する現在のバッテリ４２の電圧ＶＢの変動量にて補正することで、ＰＷＭ制御への切り替え判断用の閾値を設定した。これにより、上記閾値によって、矩形波制御手段から電圧制御への切り替えに伴うトルク変動を好適に抑制可能な状況であるか否かを適切に判断することができる。   (13) Judgment of switching to PWM control by correcting the length of the estimated voltage vector when switching from PWM control to rectangular wave control with the current fluctuation amount of voltage VB of battery 42 at the time of switching. A threshold was set. As a result, it is possible to appropriately determine whether or not the torque fluctuation associated with the switching from the rectangular wave control means to the voltage control can be suitably suppressed based on the threshold value.

(１４)電動機４に対する要求トルクＴｃと電動機４の回転速度とに基づき、上記推定を行った。これにより、「矩形波制御によって生成されている出力トルク」を簡易に取得することができる。   (14) The above estimation is performed based on the required torque Tc for the motor 4 and the rotational speed of the motor 4. Thereby, “the output torque generated by the rectangular wave control” can be easily obtained.

(１５)要求トルクＴｃをＰＷＭ制御によって生成する場合に電動機４の各相を流れる指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃを推定し、該指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃを流すためのＰＷＭ制御の指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１を、回転速度の検出値に基づき推定した。これにより、指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１を適切に推定することができる。   (15) When the required torque Tc is generated by PWM control, the command currents idc and iqc flowing through each phase of the electric motor 4 are estimated, and the PWM control command voltages vdc1 and vqc1 for flowing the command currents idc and iqc are It was estimated based on the detected value of the rotation speed. Thereby, the command voltages vdc1 and vqc1 can be estimated appropriately.

（第８の実施形態）
以下、第８の実施形態について、先の第７の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。 (Eighth embodiment)
Hereinafter, the eighth embodiment will be described with reference to the drawings with a focus on differences from the previous seventh embodiment.

図２７に、本実施形態にかかるＰＷＭ制御への切り替えにかかる処理の手順を示す。この処理は、マイクロコンピュータ５０によって、矩形波制御のなされる期間において所定周期で繰り返し実行される。なお、図２７において、先の図２３と対応する処理については、便宜上同一のステップ番号を付してその説明を割愛する。   FIG. 27 shows a procedure of processing related to switching to PWM control according to the present embodiment. This process is repeatedly executed by the microcomputer 50 at a predetermined cycle during the period in which the rectangular wave control is performed. In FIG. 27, the processing corresponding to FIG. 23 is given the same step number for convenience, and the description thereof is omitted.

この一連の処理では、ステップＳ１０４の処理が完了すると、ステップＳ１０６ａにおいて、推定電圧ベクトルの位相Φを算出する。そして、ステップＳ１０８において肯定判断されるときには、ステップＳ１１０ａにおいて、バッテリ４２の電圧ＶＢと、位相Φとを、それぞれＶＢ０、Φ０として記憶する。また、ステップＳ１１２の処理が完了するときには、ステップＳ１１４ａにおいて、現在の位相Φを閾値と比較することで、ＰＷＭ制御への切り替えタイミングであるか否かを判断する。この閾値は、上記ステップＳ１１０ａにて記憶される位相Φ０を電圧の変動量ΔＶＢに応じた補正量ｔａｂｌｅ（ΔＶＢ）にて補正することで設定される。   In this series of processes, when the process of step S104 is completed, the phase Φ of the estimated voltage vector is calculated in step S106a. If an affirmative determination is made in step S108, the voltage VB and phase Φ of the battery 42 are stored as VB0 and Φ0, respectively, in step S110a. When the process of step S112 is completed, in step S114a, the current phase Φ is compared with a threshold value to determine whether it is the timing for switching to PWM control. This threshold is set by correcting the phase Φ0 stored in step S110a with a correction amount table (ΔVB) corresponding to the voltage fluctuation amount ΔVB.

以上説明した本実施形態によっても、先の第７の実施形態に準じた効果が得られる。   Also according to the present embodiment described above, the effect according to the seventh embodiment can be obtained.

（第９の実施形態）
以下、第９の実施形態について、先の第７の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。 (Ninth embodiment)
Hereinafter, the ninth embodiment will be described with reference to the drawings, centering on differences from the previous seventh embodiment.

図２８に、本実施形態にかかるＰＷＭ制御への切り替えにかかる処理の手順を示す。この処理は、マイクロコンピュータ５０によって、例えば矩形波制御のなされる領域近傍において所定周期で繰り返し実行される。なお、図２７において、先の図２３と対応する処理については、便宜上同一のステップ番号を付してその説明を割愛する。   FIG. 28 shows a procedure of processing related to switching to PWM control according to the present embodiment. This process is repeatedly executed by the microcomputer 50 at a predetermined cycle, for example, in the vicinity of a region where rectangular wave control is performed. In FIG. 27, the processing corresponding to FIG. 23 is given the same step number for convenience, and the description thereof is omitted.

この一連の処理では、ステップＳ１０８において否定判断されるときには、ステップＳ１１４ｂにおいて、現在の推定電圧ベクトルの長さＮｒｍを補正したものが制限電圧ＶＬから所定値αを減算した値以下となるか否かに基づき、ＰＷＭ制御への切り替えタイミングであるか否かを判断する。ここで、現在の長さＮｒｍの補正は、上記ステップＳ１１０ｂにて記憶した長さＮｒｍ０に対する制限電圧ＶＬ０の比「ＶＬ０／Ｎｒｍ０」を長さＮｒｍに乗算することで行う。この比「ＶＬ０／Ｎｒｍ０」は、推定誤差を補償すべく推定電圧ベクトルの長さを補正する補正係数である。   In this series of processes, when a negative determination is made in step S108, whether or not the value obtained by correcting the current estimated voltage vector length Nrm is equal to or smaller than the value obtained by subtracting the predetermined value α from the limit voltage VL in step S114b. Based on the above, it is determined whether it is the timing for switching to PWM control. Here, the correction of the current length Nrm is performed by multiplying the length Nrm by the ratio “VL0 / Nrm0” of the limit voltage VL0 to the length Nrm0 stored in step S110b. The ratio “VL0 / Nrm0” is a correction coefficient that corrects the length of the estimated voltage vector to compensate for the estimation error.

以上説明した本実施形態によっても、先の第７の実施形態に準じた効果が得られる。   Also according to the present embodiment described above, the effect according to the seventh embodiment can be obtained.

（第１０の実施形態）
以下、第１０の実施形態について、先の第７の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。 (Tenth embodiment)
Hereinafter, the tenth embodiment will be described with reference to the drawings with a focus on differences from the previous seventh embodiment.

図２９に、本実施形態にかかるＰＷＭ制御への切り替えにかかる処理の手順を示す。この処理は、マイクロコンピュータ５０によって、例えば矩形波制御のなされる領域近傍において所定周期で繰り返し実行される。なお、図２９において、先の図２３と対応する処理については、便宜上同一のステップ番号を付してその説明を割愛する。   FIG. 29 shows a processing procedure for switching to PWM control according to the present embodiment. This process is repeatedly executed by the microcomputer 50 at a predetermined cycle, for example, in the vicinity of a region where rectangular wave control is performed. In FIG. 29, the processing corresponding to FIG. 23 is given the same step number for convenience, and the description thereof is omitted.

この一連の処理では、ステップＳ１０８ｃにおいて、上記モデルの推定誤差を学習することができるタイミングであるか否かを判断する。具体的には、ＰＷＭ制御中且つ回転速度が所定速度以上であるか否かを判断する。ここで、回転速度が所定速度以上であるときとするのは、ｑ軸インダクタンスを先の図２４に示したマップにて可変設定するモデルの適用領域が高回転速度領域であることによる。すなわち、上述したように、ｑ軸インダクタンスの変動による推定精度の変動が支配的となるのは上記モデルの干渉項が支配的となる高回転速度領域であるため、回転速度が高回転速度領域か否かを判断する。また、ＰＷＭ制御中であるときとするのは、モデルの推定値との比較対象となる値を取得するためである。   In this series of processing, it is determined in step S108c whether or not it is the timing at which the estimation error of the model can be learned. Specifically, it is determined whether PWM control is being performed and the rotational speed is equal to or higher than a predetermined speed. Here, the reason why the rotation speed is equal to or higher than the predetermined speed is that the application area of the model in which the q-axis inductance is variably set in the map shown in FIG. 24 is the high rotation speed area. That is, as described above, the fluctuation of the estimation accuracy due to the fluctuation of the q-axis inductance is dominant in the high rotation speed region where the interference term of the model is dominant. Judge whether or not. Also, the time when the PWM control is being performed is to acquire a value to be compared with the estimated value of the model.

ステップＳ１０８ｃにて肯定判断されるときには、ステップＳ１０９において、ＰＷＭ制御の指令電圧ベクトルの長さＮＲＭ（先の図２に示した２相３相変換部９２に入力されるベクトルの長さ）を取得する。続くステップＳ１１０ｃにおいては、推定電圧ベクトルの長さＮｒｍをＮｒｍ０として記憶する。   When an affirmative determination is made in step S108c, in step S109, the length NRM of the command voltage vector for PWM control (the length of the vector input to the two-phase three-phase converter 92 shown in FIG. 2) is acquired. To do. In the subsequent step S110c, the length Nrm of the estimated voltage vector is stored as Nrm0.

一方、ステップＳ１０８ｃにて否定判断されるときには、ステップＳ１１４ｃにおいて、推定電圧ベクトルの現在の長さＮｒｍを補正したものが制限電圧ＶＬから所定値αを引いたもの以下となるか否かに基づき、ＰＷＭ制御への切り替えタイミングであるか否かを判断する。ここで、現在の長さＮｒｍの補正は、ステップＳ１１０ｃにて記憶した長さＮｒｍ０に対するステップＳ１０９にて記憶した長さＮＲＭの比「ＮＲＭ／Ｎｒｍ０」を現在の長さＮｒｍに乗算することで行う。この比「ＮＲＭ／Ｎｒｍ０」は、推定誤差を補償すべく推定電圧ベクトルの長さを補正する補正係数である。   On the other hand, when a negative determination is made in step S108c, in step S114c, based on whether or not the correction of the current length Nrm of the estimated voltage vector is equal to or less than the limit voltage VL minus the predetermined value α. It is determined whether it is the timing for switching to PWM control. Here, the correction of the current length Nrm is performed by multiplying the current length Nrm by the ratio “NRM / Nrm0” of the length NRM stored in step S109 to the length Nrm0 stored in step S110c. . This ratio “NRM / Nrm0” is a correction coefficient for correcting the length of the estimated voltage vector to compensate for the estimation error.

以上説明した本実施形態によっても、先の第７の実施形態に準じた効果が得られる。   Also according to the present embodiment described above, the effect according to the seventh embodiment can be obtained.

（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。 (Other embodiments)
Each of the above embodiments may be modified as follows.

・先の第１の実施形態において、先の図７のステップＳ２０〜Ｓ２６の処理に代えて、実電流ｉｄ，ｉｑ及び回転速度から、指令電圧ｖｄｃ１，ｖｑｃ１や電圧ベクトル（ｖｄｃ１，ｖｑｃ１）の長さをマップ演算する処理を行ってもよい。この際のマップも、先の第２の実施形態と同様にして作成することができる。   In the first embodiment, instead of the processing in steps S20 to S26 of FIG. 7, the lengths of the command voltages vdc1, vqc1 and the voltage vectors (vdc1, vqc1) are calculated from the actual currents id, iq and the rotation speed. You may perform the process which carries out map calculation. The map at this time can also be created in the same manner as in the second embodiment.

・先の第１の実施形態では、矩形波制御によって生成されている出力トルクをＰＷＭ制御によって生成する場合に指令電圧として要求される３相の電圧を直接推定する代わりに、その相当値としてのｄｑ軸上の電圧を推定したがこれに限らない。例えばαβ軸上での電圧を推定してもよく、３相の電圧を直接推定してもよい。   In the first embodiment, instead of directly estimating the three-phase voltage required as the command voltage when the output torque generated by the rectangular wave control is generated by the PWM control, Although the voltage on the dq axis is estimated, the present invention is not limited to this. For example, the voltage on the αβ axis may be estimated, or the three-phase voltage may be estimated directly.

・矩形波制御からＰＷＭ制御への切り替えは、矩形波制御によって生成されている出力トルクをＰＷＭ制御によって生成する場合に指令電圧として要求される３相の電圧が、バッテリ４２の電圧ＶＢに「１．２８／２」を乗算した値（あるいはＰＷＭ制御から矩形波制御へ切り替える値よりもヒステリシス幅だけ小さい値）以下とするものに限らない。バッテリ４２の電圧ＶＢに「１．２８／２」を乗算した値以下の任意の所定電圧を設け、上記３相の電圧が所定電圧以下となるときにＰＷＭ制御に切り替えることで、ＰＷＭ制御に切り替えた際のＰＷＭ制御の制御性を良好なものとすることができる。   Switching from the rectangular wave control to the PWM control is performed by changing the voltage VB of the battery 42 to “1” when the three-phase voltage required as the command voltage when the output torque generated by the rectangular wave control is generated by the PWM control. .28 / 2 "(or a value that is smaller by a hysteresis width than a value for switching from PWM control to rectangular wave control) or less. Switch to PWM control by providing an arbitrary predetermined voltage equal to or lower than the value obtained by multiplying the voltage VB of the battery 42 by “1.28 / 2” and switching to PWM control when the three-phase voltage falls below the predetermined voltage. In this case, the controllability of the PWM control can be improved.

・更に、ＰＷＭ制御から矩形波制御への切り替えは、指令電圧ｖｕｃ１，ｖｖｃ１，ｖｗｃ１が、バッテリ４２の電圧ＶＢに「１．２８／２」を乗算した値以上となるときに行うものに限らない。ただし、バッテリ４２の電圧ＶＢに「１．２８／２」を乗算した値以下の所定値以上となるときに切り替えを行うことが望ましい。   In addition, switching from PWM control to rectangular wave control is not limited to that performed when the command voltages vuc1, vvc1, and vwc1 are equal to or higher than the value obtained by multiplying the voltage VB of the battery 42 by “1.28 / 2”. . However, it is desirable to perform switching when the voltage VB of the battery 42 is equal to or greater than a predetermined value equal to or less than a value obtained by multiplying the voltage VB of “1.28 / 2”.

・上記各実施形態では、ＰＷＭ制御の制御性を高く維持することのできる指令値の最大値を、インバータの入力電圧の「１．２８×１／２」とした。ここでは、理論的に算出さされる正確な値である「１．２７」代の値を切り上げて「１．２８」としていた。しかし、小数点の３桁目を切り捨てて「１．２７」としてもよい。   In each of the above embodiments, the maximum value of the command value that can maintain high controllability of the PWM control is set to “1.28 × 1/2” of the input voltage of the inverter. Here, the value of the “1.27” range, which is an accurate value calculated theoretically, is rounded up to “1.28”. However, the third digit of the decimal point may be rounded down to “1.27”.

・先の第２の実施形態において、矩形波制御を行う領域で実電流ｉｄ，ｉｑが取り得る値が広範囲にわたることに鑑みれば、先の図１２に示したマップデータは大規模なものとなりやすい。このため、現在生成されている出力トルクをＰＷＭ制御によって生成するために要求される電圧ベクトル（ｖｄｃ１，ｖｑｃ１）の長さが、制限電圧ＶＬ（より正確には、ＶＬ−α）以下となる動作点のみについてマップを作成し、先の図１３に示した処理においては、実電流ｉｄ，ｉｑ及び回転速度によって定義される動作点が、マップ値を定める動作点と不一致又は同動作点によって補間演算することのできない点であるときには、マップ値を「１」と算出するようにしてもよい。これにより、記憶されるデータ数を削減することができる。   In the previous second embodiment, the map data shown in FIG. 12 is likely to be large in view of the wide range of values that the actual currents id and iq can take in the rectangular wave control region. . Therefore, an operation in which the length of the voltage vector (vdc1, vqc1) required for generating the currently generated output torque by PWM control is equal to or less than the limit voltage VL (more precisely, VL-α). A map is created only for the points, and in the process shown in FIG. 13, the operating point defined by the actual currents id, iq and the rotational speed does not match the operating point that defines the map value or is interpolated by the same operating point. When the point cannot be used, the map value may be calculated as “1”. As a result, the number of stored data can be reduced.

・先の図７のステップＳ２６の処理の完了後、推定された指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１の位相を算出し、この位相と先の図１９のステップＳ９２に示す閾値γとが一致するときに、ＰＷＭ制御に切り替えてもよい。   After completion of the process of step S26 of FIG. 7, the phases of the estimated command voltages vdc1 and vqc1 are calculated, and when this phase matches the threshold value γ shown in step S92 of FIG. You may switch to control.

・先の第３の実施形態や第４の実施形態においては切替点を要求トルクＴｃに基づき算出したが、これに限らず、例えば推定トルクＴｅや、実電流ｉｄ，ｉｑに基づき算出してもよい。   In the previous third and fourth embodiments, the switching point is calculated based on the required torque Tc. However, the present invention is not limited to this. For example, the switching point may be calculated based on the estimated torque Te or the actual currents id and iq. Good.

・先の第３の実施形態や第４の実施形態における切替領域の境界と切替点との距離を、実電流ｉｄ，ｉｑ等に応じて可変設定してもよい。   -You may variably set the distance between the boundary of the switching region and the switching point in the third embodiment and the fourth embodiment according to the actual current id, iq, and the like.

・上記第３の実施形態や第４の実施形態における切替領域を都度算出する代わりに、指令電流曲線ＣＬよりもｄ軸よりの領域として予め設定しておいてもよい。   -Instead of calculating the switching region in the third embodiment and the fourth embodiment each time, it may be set in advance as a region from the d-axis rather than the command current curve CL.

・上記第１、第３、第４の実施形態においては、矩形波制御によって生成されている出力トルクをＰＷＭ制御によって生成する場合に指令値として要求される電圧に関するパラメータを実電流ｉｄ，ｉｑ及び回転速度に基づき推定したが、これに限らず、例えば先の第７〜第１０の実施形態のように、要求トルクＴｃと回転速度とに基づき推定してもよい。   In the first, third, and fourth embodiments, when the output torque generated by the rectangular wave control is generated by the PWM control, the parameters relating to the voltage required as the command value are the actual currents id, iq and Although the estimation is based on the rotational speed, the present invention is not limited to this. For example, the estimation may be based on the required torque Tc and the rotational speed as in the previous seventh to tenth embodiments.

・上記第２の実施形態においては、バッテリ４２の電圧ＶＢ、実電流ｉｄ，ｉｑ及び回転速度に基づきＰＷＭ制御への切り替えタイミングを判断したが、これに限らず、例えばバッテリ４２の電圧ＶＢ、要求トルクＴｃ及び回転速度に基づきＰＷＭ制御への切り替えタイミングを判断してもよい。   In the second embodiment, the switching timing to the PWM control is determined based on the voltage VB of the battery 42, the actual currents id, iq, and the rotation speed. However, the present invention is not limited to this, for example, the voltage VB of the battery 42, the request The timing for switching to PWM control may be determined based on the torque Tc and the rotation speed.

・先の第７〜第１０の実施形態においては、矩形波制御によって生成されている出力トルクをＰＷＭ制御によって生成する場合に指令値として要求される電圧に関するパラメータの値を要求トルクと回転速度とに基づき推定したが、これに限らず、例えば実電流ｉｄ，ｉｑ及び回転速度に基づき推定してもよい。   In the previous seventh to tenth embodiments, when the output torque generated by the rectangular wave control is generated by the PWM control, the parameter value relating to the voltage required as the command value is the required torque and the rotation speed. However, the present invention is not limited to this, and may be estimated based on the actual currents id, iq and the rotation speed, for example.

・先の第７の実施形態において、ＰＷＭ制御へと切り替えるための制限電圧の設定手法としては、上述したものに限らない。例えば「Ｎｒｍ０×ＶＬ／ＶＬ０」としてもよい。   In the previous seventh embodiment, the method for setting the limiting voltage for switching to PWM control is not limited to the above. For example, “Nrm0 × VL / VL0” may be used.

・先の第８の実施形態において、推定される位相φを学習結果に基づき補正したものと基準となる位相とを比較することで切替タイミングを判断してもよい。   In the eighth embodiment, the switching timing may be determined by comparing the estimated phase φ based on the learning result with the reference phase.

・先の第７、第８及び第９の実施形態では、ＰＷＭ制御から矩形波制御に切り替わる度にモデルの誤差を学習し、また、第１０の実施形態では、ＰＷＭ制御において回転速度が所定速度以上となる度にモデルの誤差を学習したが、これに限らない。例えば、ＰＷＭ制御から矩形波制御に切り替わる際や、ＰＷＭ制御において回転速度が所定速度以上となる際に一旦学習を行った後には、走行距離が所定以上となるまで再学習を行わないようにしてもよい。この場合であっても、学習結果を用いることで、矩形波によって生成されている出力トルクをＰＷＭ制御によって生成する場合に指令値として要求される電圧に関するパラメータの値を高精度に推定することができる。   In the previous seventh, eighth and ninth embodiments, the model error is learned each time the PWM control is switched to the rectangular wave control. In the tenth embodiment, the rotational speed is a predetermined speed in the PWM control. Although the error of the model is learned each time, the present invention is not limited to this. For example, once learning is performed when switching from PWM control to rectangular wave control or when the rotational speed exceeds a predetermined speed in PWM control, re-learning is not performed until the traveling distance exceeds a predetermined value. Also good. Even in this case, by using the learning result, it is possible to estimate the parameter value relating to the voltage required as the command value with high accuracy when the output torque generated by the rectangular wave is generated by the PWM control. it can.

・上記第７の実施形態において、ＰＷＭ制御への切り替えタイミングの判断のための閾値を、上記実施形態で用いた値から所定値αを減算した値としてもよい。   In the seventh embodiment, the threshold for determining the timing for switching to PWM control may be a value obtained by subtracting the predetermined value α from the value used in the above embodiment.

・ｑ軸インダクタンスを固定する場合であっても、各トルクの値毎に推定誤差を学習することで、モデルの推定誤差を補償しつつＰＷＭ制御への切り替えタイミングを高精度に判断することはできる。   ・ Even if q-axis inductance is fixed, learning the estimation error for each torque value allows the timing for switching to PWM control to be determined with high accuracy while compensating for the estimation error of the model. .

・矩形波制御によって生成されている出力トルクをＰＷＭ制御によって生成する場合に指令値として要求される電圧に関するパラメータとしては、上記各実施形態で例示したものに限らない。例えばｄ軸の指令電圧であってもよい。   The parameter relating to the voltage required as the command value when the output torque generated by the rectangular wave control is generated by the PWM control is not limited to those exemplified in the above embodiments. For example, it may be a d-axis command voltage.

・矩形波制御としては、先の図２に例示した処理に限らない。例えば上記特許文献１に記載されている手法を用いてもよい。   The rectangular wave control is not limited to the process illustrated in FIG. For example, the technique described in Patent Document 1 may be used.

・ＰＷＭ制御としては、先の図２に例示した処理に限らない。例えば、非干渉化制御部８８を備えなくてもよい。また、ＰＷＭ制御のための搬送波としては、三角波に限らず、鋸波等であってもよい。更に、要求トルクＴｃからｄｑ軸上の指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃを求めるものに限らず、要求トルクＴｃから３相の指令電流ｉｕｃ，ｉｖｃ，ｉｗｃを直接求め、これに基づき指令電圧ｖｕｃ１，ｖｖｃ１，ｖｗｃ１を算出してもよい。ここで、指令電流ｉｕｃ，ｉｖｃ，ｉｗｃから指令電圧ｖｕｃ１，ｖｖｃ１，ｖｗｃ１を求める際には、上述した３相の電流と３相の電圧との関係を定める関係式を用いればよい。   The PWM control is not limited to the process illustrated in FIG. For example, the non-interacting control unit 88 may not be provided. Further, the carrier wave for PWM control is not limited to a triangular wave but may be a sawtooth wave or the like. Further, not only the command currents idc and iqc on the dq axis are obtained from the request torque Tc, but the three-phase command currents iuc, ivc and iwc are directly obtained from the request torque Tc, and the command voltages vuc1, vvc1 and vwc1 are obtained based on this. May be calculated. Here, when the command voltages vuc1, vvc1, and vwc1 are obtained from the command currents iuc, ivc, and iwc, the relational expression that determines the relationship between the three-phase current and the three-phase voltage may be used.

・電動機４の各相に印加される電圧をその指令値に制御すべくスイッチング素子１２〜２２を操作する電圧制御としては、上記ＰＷＭ制御に限らない。例えば、ヒステリシスコンパレータの２つの入力端子のいずれか一方に各１相の指令電圧ｖｕｃ１，ｖｖｃ１，ｖｗｃ１を、また他方に同１相の実電圧ｖｕ，ｖｖ，ｖｗを入力することで、瞬時電圧値制御を行ってもよい。   The voltage control for operating the switching elements 12 to 22 to control the voltage applied to each phase of the electric motor 4 to the command value is not limited to the PWM control. For example, by inputting one-phase command voltages vuc1, vvc1, and vwc1 to one of two input terminals of the hysteresis comparator and the same one-phase actual voltages vu, vv, and vw to the other, the instantaneous voltage value Control may be performed.

・上記各実施形態では、インバータ１０の入力電圧をバッテリ４２の電圧としたが、これに限らない。例えばバッテリ４２の電圧を昇圧する昇圧回路を備えて、昇圧回路によって昇圧された電圧をインバータ１０の入力電圧としてもよい。   In each of the above embodiments, the input voltage of the inverter 10 is the voltage of the battery 42, but the present invention is not limited to this. For example, a booster circuit that boosts the voltage of the battery 42 may be provided, and the voltage boosted by the booster circuit may be used as the input voltage of the inverter 10.

・３相電動機としては、ＩＰＭＳＭに限らない。また、多相回転機としては、３相電動機に限らず、例えば３相発電機であってもよい。   -The three-phase motor is not limited to IPMSM. Further, the multiphase rotating machine is not limited to a three-phase motor, and may be, for example, a three-phase generator.

・多相回転機の制御装置としては、上記マイクロコンピュータ５０に限らず、例えば専用の集積回路（ＩＣ）であってもよい。   The control device for the multi-phase rotating machine is not limited to the microcomputer 50 but may be a dedicated integrated circuit (IC), for example.

第１の実施形態にかかる電動機及びその制御システムを示す図。The figure which shows the electric motor concerning 1st Embodiment, and its control system. 同実施形態にかかる電動機の出力制御の処理を示すブロック図。The block diagram which shows the process of the output control of the electric motor concerning the embodiment. 同実施形態にかかるＰＷＭ制御と矩形波制御との領域を示す図。The figure which shows the area | region of PWM control and rectangular wave control concerning the embodiment. ＰＷＭ制御の問題点を示すタイムチャート。The time chart which shows the problem of PWM control. 上記実施形態にかかるＰＷＭ制御から矩形波制御への切替処理の手順を示すフローチャート。The flowchart which shows the procedure of the switching process from PWM control concerning the said embodiment to rectangular wave control. 上記実施形態にかかる矩形波制御からＰＷＭ制御への切替条件を説明する図。The figure explaining the switching conditions from the rectangular wave control concerning the said embodiment to PWM control. 同実施形態にかかる矩形波制御からＰＷＭ制御への切替処理の手順を示すフローチャート。6 is a flowchart showing a procedure for switching processing from rectangular wave control to PWM control according to the embodiment; 上記切替処理における電流の推定態様を示す図。The figure which shows the estimation aspect of the electric current in the said switching process. 上記切替処理による電圧ベクトルの推移を示す図。The figure which shows transition of the voltage vector by the said switching process. 上記切替処理による電圧ベクトルの推移を示すタイムチャート。The time chart which shows transition of the voltage vector by the said switching process. 実電流のみに基づく切替の問題点を説明する図。The figure explaining the problem of switching based only on an actual current. 第２の実施形態にかかる矩形波制御からＰＷＭ制御への切替に用いるマップを示す図。The figure which shows the map used for switching from the rectangular wave control concerning 2nd Embodiment to PWM control. 同実施形態にかかる矩形波制御からＰＷＭ制御への切替処理の手順を示すフローチャート。6 is a flowchart showing a procedure for switching processing from rectangular wave control to PWM control according to the embodiment; 第３の実施形態にかかる矩形波制御からＰＷＭ制御への切替手法を説明する図。The figure explaining the switching method from the rectangular wave control to PWM control concerning 3rd Embodiment. 同実施形態にかかる矩形波制御からＰＷＭ制御への切替処理の手順を示すフローチャート。6 is a flowchart showing a procedure for switching processing from rectangular wave control to PWM control according to the embodiment; 同実施形態にかかるＰＷＭ制御から矩形波制御への切り替え態様を示すタイムチャート。The time chart which shows the switching aspect from PWM control concerning the embodiment to rectangular wave control. 第４の実施形態にかかる矩形波制御からＰＷＭ制御への切替処理の手順を示すフローチャート。The flowchart which shows the procedure of the switching process from the rectangular wave control concerning 4th Embodiment to PWM control. 第５の実施形態にかかる矩形波制御からＰＷＭ制御への切替処理の手順を示すフローチャート。The flowchart which shows the procedure of the switching process from the rectangular wave control concerning 5th Embodiment to PWM control. 第６の実施形態にかかる矩形波制御からＰＷＭ制御への切替処理の手順を示すフローチャート。The flowchart which shows the procedure of the switching process from the rectangular wave control to PWM control concerning 6th Embodiment. 第７の実施形態にかかる矩形波制御からＰＷＭ制御への切替処理の原理を説明するタイムチャート。The time chart explaining the principle of the switching process from the rectangular wave control to PWM control concerning 7th Embodiment. 上記切替原理に基づく切り替えの問題点を示す図。The figure which shows the problem of switching based on the said switching principle. 電圧推定モデルのパラメータの変動量と誤差との関係を示す図。The figure which shows the relationship between the variation | change_quantity of the parameter of a voltage estimation model, and an error. 上記実施形態にかかる矩形波制御からＰＷＭ制御への切替処理の手順を示すフローチャート。The flowchart which shows the procedure of the switching process from the rectangular wave control concerning the said embodiment to PWM control. 同実施形態にかかる電圧推定モデルのｑ軸インダクタンスの設定手法を示す図。The figure which shows the setting method of the q-axis inductance of the voltage estimation model concerning the embodiment. 同実施形態にかかる切り替えの効果を示すタイムチャート。The time chart which shows the effect of the switching concerning the embodiment. 同実施形態にかかる切り替えの効果を示すタイムチャート。The time chart which shows the effect of the switching concerning the embodiment. 第８の実施形態にかかる矩形波制御からＰＷＭ制御への切替処理の手順を示すフローチャート。The flowchart which shows the procedure of the switching process from the rectangular wave control to PWM control concerning 8th Embodiment. 第９の実施形態にかかる矩形波制御からＰＷＭ制御への切替処理の手順を示すフローチャート。The flowchart which shows the procedure of the switching process from the rectangular wave control to PWM control concerning 9th Embodiment. 第１０の実施形態にかかる矩形波制御からＰＷＭ制御への切替処理の手順を示すフローチャート。The flowchart which shows the procedure of the switching process from the rectangular wave control to PWM control concerning 10th Embodiment.

符号の説明Explanation of symbols

４…電動機、１０…インバータ、１２〜２２…スイッチング素子、５０…マイクロコンピュータ（多相回転機の制御装置の一実施形態）。   DESCRIPTION OF SYMBOLS 4 ... Electric motor, 10 ... Inverter, 12-22 ... Switching element, 50 ... Microcomputer (one Embodiment of the control apparatus of a multiphase rotary machine).

Claims (26)

多相回転機に電力を供給するインバータのスイッチング素子を操作することで該多相回転機の出力を制御する多相回転機の制御装置において、
前記多相回転機の各相に印加される電圧の変化の周期を前記多相回転機の電気角の回転周期と略一致させるべく前記スイッチング素子を操作する矩形波制御手段と、
前記多相回転機の各相に印加される電圧をその指令値に制御すべく前記スイッチング素子を操作する電圧制御手段と、
前記矩形波制御手段による制御がなされるとき、該制御によって生成されている出力トルクを前記電圧制御手段によって生成する場合に前記指令値として要求される電圧に関するパラメータの値を推定する推定手段とを備えることを特徴とする多相回転機の制御装置。 In a control device for a multi-phase rotating machine that controls the output of the multi-phase rotating machine by operating a switching element of an inverter that supplies power to the multi-phase rotating machine,
Rectangular wave control means for operating the switching element to make the period of change of the voltage applied to each phase of the multiphase rotating machine substantially coincide with the rotation period of the electrical angle of the multiphase rotating machine;
Voltage control means for operating the switching element to control the voltage applied to each phase of the multiphase rotating machine to its command value;
Estimating means for estimating a parameter value relating to a voltage required as the command value when the output torque generated by the control is generated by the voltage control means when the rectangular wave control means is controlled; A control device for a multi-phase rotating machine, comprising: 前記推定手段は、前記多相回転機のｄ軸インダクタンス及びｑ軸インダクタンスを含むモデルに基づき前記パラメータを推定するものであって且つ、前記ｄ軸インダクタンスを定数とするとともに、前記ｑ軸インダクタンスを前記多相回転機を流れる電流に応じて可変設定することを特徴とする請求項１記載の多相回転機の制御装置。   The estimation means estimates the parameter based on a model including a d-axis inductance and a q-axis inductance of the multi-phase rotating machine, sets the d-axis inductance as a constant, and sets the q-axis inductance to the 2. The control device for a multi-phase rotating machine according to claim 1, wherein the controller is variably set according to a current flowing through the multi-phase rotating machine. 前記推定手段の推定誤差を、前記電圧制御手段による制御のなされているときに前記電圧制御手段によって前記多相回転機に印加される電圧に関するパラメータの値と前記推定手段によって推定される値とに基づき学習する誤差学習手段を更に備えることを特徴とする請求項２記載の多相回転機の制御装置。   The estimation error of the estimation means is converted into a parameter value relating to a voltage applied to the multiphase rotating machine by the voltage control means and a value estimated by the estimation means when the voltage control means is under control. The controller for a multi-phase rotating machine according to claim 2, further comprising error learning means for learning based on the learning. 前記誤差学習手段は、前記多相回転機の回転速度が所定以上であるときの前記多相回転機に印加される電圧に関するパラメータに基づき前記学習を行うことを特徴とする請求項３記載の多相回転機の制御装置。   The multi-phase rotating machine according to claim 3, wherein the error learning means performs the learning based on a parameter relating to a voltage applied to the multi-phase rotating machine when a rotation speed of the multi-phase rotating machine is not less than a predetermined value. Control device for phase rotating machine. 前記推定手段の推定する前記パラメータの推定誤差を、前記電圧制御手段による制御のなされているときに前記電圧制御手段によって前記多相回転機に印加される電圧に関するパラメータの値と前記推定手段によって推定される値とに基づき学習する誤差学習手段を更に備えることを特徴とする請求項１記載の多相回転機の制御装置。   The estimation error of the parameter estimated by the estimation means is estimated by the estimation means and the value of the parameter relating to the voltage applied to the multiphase rotating machine by the voltage control means when being controlled by the voltage control means. 2. The control device for a multi-phase rotating machine according to claim 1, further comprising error learning means for learning based on the value to be determined. 前記誤差学習手段による学習結果と前記推定手段による推定とに基づき、前記要求される電圧の最大値が所定電圧以下であると判断されるとき、前記電圧制御手段による制御に切り替える切替手段を更に備えることを特徴とする請求項３〜５のいずれか１項に記載の多相回転機の制御装置。   And switching means for switching to control by the voltage control means when it is determined that the maximum value of the required voltage is equal to or lower than a predetermined voltage based on the learning result by the error learning means and the estimation by the estimation means. The control device for a multi-phase rotating machine according to any one of claims 3 to 5, wherein 前記誤差学習手段は、前記電圧制御手段の制御から前記矩形波制御手段の制御へと切り替えられる際の前記推定手段の推定値を学習するものであり、
前記切替手段は、前記推定手段によって推定される値と閾値とを比較することで前記要求される電圧の最大値が所定電圧以下であるか否かの判断を行うものであって且つ、前記閾値を、前記誤差学習手段の学習した値と、前記インバータの入力電圧についての前記誤差学習手段による学習時の値及び現在の値とに基づき設定することを特徴とする請求項６記載の多相回転機の制御装置。 The error learning means learns an estimated value of the estimating means when switching from the control of the voltage control means to the control of the rectangular wave control means,
The switching unit is configured to determine whether the maximum value of the required voltage is equal to or lower than a predetermined voltage by comparing the value estimated by the estimating unit with a threshold value, and the threshold value 7. The multiphase rotation according to claim 6, wherein: is set based on a value learned by the error learning means, a value at the time of learning by the error learning means and a current value for the input voltage of the inverter. Machine control device. 前記電圧制御手段は、前記多相回転機を流れる電流をその指令値とするために各相に印加される電圧を指令値に制御するものであり、
前記矩形波制御手段による制御がなされるとき、前記多相回転機を流れる電流が前記電流の指令値の近傍の領域内に入るか否かを判断する判断手段と、
前記電流の指令値の近傍の領域内に入ると判断されてからの前記推定手段による推定値の変化量に基づき、前記電圧制御手段による制御に切り替える切替手段とを更に備えることを特徴とする請求項１記載の多相回転機の制御装置。 The voltage control means controls the voltage applied to each phase to the command value in order to set the current flowing through the multiphase rotating machine as its command value.
A judgment means for judging whether or not a current flowing through the multi-phase rotating machine falls within a region in the vicinity of the command value of the current when the control by the rectangular wave control means is performed;
And switching means for switching to control by the voltage control means on the basis of a change amount of the estimated value by the estimation means after it is determined that the current value is within a region near the command value. Item 4. The control device for a multiphase rotating machine according to Item 1. 前記推定手段による推定に基づき、前記要求される電圧の最大値が所定電圧以下であるとき、前記電圧制御手段による制御に切り替える切替手段を更に備えることを特徴とする請求項１に記載の多相回転機の制御装置。   2. The multiphase according to claim 1, further comprising switching means for switching to control by the voltage control means when the maximum value of the required voltage is not more than a predetermined voltage based on the estimation by the estimation means. Control device for rotating machine. 前記推定手段は、前記多相回転機の回転速度の検出値及び前記多相回転機を流れる電流の検出値と前記パラメータとの関係を定めるマップを備えることを特徴とする請求項１又は９記載の多相回転機の制御装置。   The said estimation means is provided with the map which determines the relationship between the detected value of the rotational speed of the said multiphase rotating machine, the detected value of the electric current which flows through the said multiphase rotating machine, and the said parameter. Multiphase rotating machine control device. 前記マップは、前記多相回転機の回転速度の検出値、前記多相回転機を流れる電流の検出値、及び前記多相回転機の温度と前記パラメータとの関係を定めることを特徴とする請求項１０記載の多相回転機の制御装置。   The map defines a detected value of a rotational speed of the multiphase rotating machine, a detected value of a current flowing through the multiphase rotating machine, and a relationship between the temperature of the multiphase rotating machine and the parameter. Item 11. The control device for a multiphase rotating machine according to Item 10. 多相回転機に電力を供給するインバータのスイッチング素子を操作することで該多相回転機の出力を制御する多相回転機の制御装置において、
前記多相回転機の各相に印加される電圧の変化の周期を前記多相回転機の電気角の回転周期と略一致させるべく前記スイッチング素子を操作する矩形波制御手段と、
前記多相回転機の各相に印加される電圧をその指令値に制御すべく前記スイッチング素子を操作する電圧制御手段と、
前記矩形波制御手段による制御がなされるとき、該制御によって生成されている出力トルクを前記電圧制御手段によって生成する場合に前記指令値として要求される電圧に関するパラメータを推定する推定手段と、
前記推定手段の推定値に基づき、前記要求される電圧の最大値が前記電圧制御手段による制御への切り替えのための所定電圧以下となるときに前記電圧制御手段による制御に切り替える切替手段と、
前記推定値に基づく前記切り替えのタイミングついての、前記多相回転機の抵抗成分及びインダクタンス成分の少なくとも一方の変化による誤差を抑制する抑制手段とを備えることを特徴とする多相回転機の制御装置。 In a control device for a multi-phase rotating machine that controls the output of the multi-phase rotating machine by operating a switching element of an inverter that supplies power to the multi-phase rotating machine,
Rectangular wave control means for operating the switching element to make the period of change of the voltage applied to each phase of the multiphase rotating machine substantially coincide with the rotation period of the electrical angle of the multiphase rotating machine;
Voltage control means for operating the switching element to control the voltage applied to each phase of the multiphase rotating machine to its command value;
When the control by the rectangular wave control means is performed, an estimation means for estimating a parameter relating to a voltage required as the command value when the output torque generated by the control is generated by the voltage control means;
Switching means for switching to control by the voltage control means when the maximum value of the required voltage is equal to or lower than a predetermined voltage for switching to control by the voltage control means based on the estimated value of the estimation means;
A control device for a multi-phase rotating machine, comprising: suppression means for suppressing an error caused by a change in at least one of a resistance component and an inductance component of the multi-phase rotating machine with respect to the switching timing based on the estimated value. . 前記電圧制御手段は、前記多相回転機を流れる電流をその指令値とするために各相に印加される電圧を指令値に制御するものであり、
前記抑制手段は、前記矩形波制御手段による制御がなされるとき、前記多相回転機を流れる電流が前記電流の指令値の近傍の領域内に入るか否かを判断する手段と、前記電流の指令値の近傍の領域内に入ると判断されてからの前記推定手段による推定値の変化量に基づき、前記要求される電圧の最大値が前記電圧制御手段による制御への切り替えのための所定電圧以下となるときを判断する手段とを備えることを特徴とする請求項１２記載の多相回転機の制御装置。 The voltage control means controls the voltage applied to each phase to the command value in order to set the current flowing through the multiphase rotating machine as its command value.
The suppression means, when controlled by the rectangular wave control means, determines whether or not the current flowing through the multiphase rotating machine falls within a region in the vicinity of the current command value; Based on the amount of change in the estimated value by the estimating means since it is determined that it falls within the area near the command value, the maximum value of the required voltage is a predetermined voltage for switching to the control by the voltage controlling means. 13. The control device for a multi-phase rotating machine according to claim 12, further comprising means for determining when: 前記抑制手段は、前記推定手段を、前記多相回転機の回転速度の検出値及び前記多相回転機を流れる電流の検出値と前記パラメータとの関係を定めるマップを備えて構成することで実現されてなることを特徴とする請求項１２記載の多相回転機の制御装置。   The suppression means is realized by configuring the estimation means with a map that defines a detected value of a rotational speed of the multiphase rotating machine, a detected value of a current flowing through the multiphase rotating machine, and the parameter. The control device for a multi-phase rotating machine according to claim 12, wherein 前記マップは、前記多相回転機の回転速度の検出値、前記多相回転機を流れる電流の検出値、及び前記多相回転機の温度と前記パラメータとの関係を定めることを特徴とする請求項１４記載の多相回転機の制御装置。   The map defines a detected value of a rotational speed of the multiphase rotating machine, a detected value of a current flowing through the multiphase rotating machine, and a relationship between the temperature of the multiphase rotating machine and the parameter. Item 15. The control device for a multiphase rotating machine according to Item 14. 多相回転機に電力を供給するインバータのスイッチング素子を操作することで該多相回転機の出力を制御する多相回転機の制御装置において、
前記多相回転機の各相に印加される電圧の変化の周期を前記多相回転機の電気角の回転周期と略一致させるべく前記スイッチング素子を操作する矩形波制御手段と、
前記多相回転機の各相に印加される電圧をその指令値に制御すべく前記スイッチング素子を操作する電圧制御手段と、
前記矩形波制御手段による制御がなされるとき、該制御によって生成されている出力トルクを前記電圧制御手段によって生成する場合に前記指令値として要求される電圧及びその相当値のいずれかを推定する推定手段とを備えることを特徴とする多相回転機の制御装置。 In a control device for a multi-phase rotating machine that controls the output of the multi-phase rotating machine by operating a switching element of an inverter that supplies power to the multi-phase rotating machine,
Rectangular wave control means for operating the switching element to make the period of change of the voltage applied to each phase of the multiphase rotating machine substantially coincide with the rotation period of the electrical angle of the multiphase rotating machine;
Voltage control means for operating the switching element to control the voltage applied to each phase of the multiphase rotating machine to its command value;
When the control by the rectangular wave control means is performed, the estimation for estimating either the voltage required as the command value or its equivalent value when the output torque generated by the control is generated by the voltage control means And a control device for a multi-phase rotating machine. 前記推定手段による推定に基づき、前記要求される電圧の最大値が所定電圧以下であるとき、前記電圧制御手段による制御に切り替える切替手段を備えることを特徴とする請求項１６記載の多相回転機の制御装置。   17. The multiphase rotating machine according to claim 16, further comprising a switching unit that switches to control by the voltage control unit when the maximum value of the required voltage is equal to or less than a predetermined voltage based on the estimation by the estimation unit. Control device. 前記所定電圧は、前記インバータへの入力電圧の「１．２８×１／２」倍の値以下に設定されてなることを特徴とする請求項６，７，９又は１２〜１５，１７記載の多相回転機の制御装置。   The said predetermined voltage is set to the value below "1.28 * 1/2" times the input voltage to the said inverter, The 6, 7, 9, or 12-15, 17 characterized by the above-mentioned. Control device for multi-phase rotating machine. 前記推定手段は、前記多相回転機に対する要求トルクと前記多相回転機の出力軸の回転速度とに基づき、前記推定を行うことを特徴とする請求項１〜９，１２，１３，１６〜１８のいずれか１項に記載の多相回転機の制御装置。   The said estimation means performs the said estimation based on the request | required torque with respect to the said multi-phase rotary machine, and the rotational speed of the output shaft of the said multi-phase rotary machine, The said estimation means are characterized by the above-mentioned. The control device for a multiphase rotating machine according to any one of 18. 前記推定手段は、前記矩形波制御手段によって生成されている出力トルクとしての前記要求トルクを前記電圧制御手段の制御によって生成する場合に前記多相回転機の各相を流れる電流及びその相当値のいずれかを推定する手段と、該電流を流すために前記電圧制御手段の指令値として要求される電圧に関するパラメータを前記回転速度の検出値に基づき推定する手段とを備えて構成されることを特徴とする請求項１９記載の多相回転機の制御装置。   The estimation unit is configured to calculate a current flowing through each phase of the multiphase rotating machine and an equivalent value when the required torque as the output torque generated by the rectangular wave control unit is generated by the control of the voltage control unit. And a means for estimating any one of them, and a means for estimating a parameter related to a voltage required as a command value of the voltage control means to flow the current based on a detected value of the rotational speed. The control device for a multi-phase rotating machine according to claim 19. 前記推定手段は、前記多相回転機を流れる電流の検出値と前記多相回転機の出力軸の回転速度とに基づき、前記推定を行うことを特徴とする請求項１〜９，１２，１３，１６〜１８のいずれか１項に記載の多相回転機の制御装置。   The said estimation means performs the said estimation based on the detected value of the electric current which flows through the said multiphase rotary machine, and the rotational speed of the output shaft of the said multiphase rotary machine. , 16 to 18. The control device for a multiphase rotating machine according to claim 1. 前記推定手段は、前記電流の検出値に基づき前記多相回転機の出力トルクを推定する手段と、該出力トルクを前記電圧制御手段の制御によって生成する場合に前記多相回転機の各相を流れる電流及びその相当値のいずれかを推定する手段と、該電流を流すために前記多相回転機の各相に印加される電圧及びその相当値のいずれかを前記回転速度の検出値に基づき推定する手段とを備えて構成されることを特徴とする請求項２１記載の多相回転機の制御装置。   The estimating means estimates the output torque of the multi-phase rotating machine based on the detected value of the current, and generates each phase of the multi-phase rotating machine when the output torque is generated by the control of the voltage control means. Based on the detected value of the rotational speed, a means for estimating one of the flowing current and its equivalent value, and a voltage applied to each phase of the multiphase rotating machine to flow the current and its equivalent value The control device for a multi-phase rotating machine according to claim 21, comprising: an estimating means. 前記多相回転機が３相回転機であり、
前記推定手段は、ｄｑ軸上の電圧を推定することを特徴とする請求項１〜２２のいずれか１項に記載の多相回転機の制御装置。 The multi-phase rotating machine is a three-phase rotating machine;
The control device for a multi-phase rotating machine according to any one of claims 1 to 22, wherein the estimating means estimates a voltage on a dq axis. 前記電圧制御手段による前記指令値の最大値が前記インバータへの入力電圧の「１．２８×１／２」倍の値以上となるとき、前記電圧制御手段による制御から前記矩形波制御手段による制御に切り替えることを特徴とする請求項１〜２３のいずれか１項に記載の多相回転機の制御装置。   When the maximum value of the command value by the voltage control means is equal to or greater than "1.28 × 1/2" times the input voltage to the inverter, control from the voltage control means to control by the rectangular wave control means The control device for a multi-phase rotating machine according to any one of claims 1 to 23, wherein 多相回転機に電力を供給するインバータのスイッチング素子を操作することで該多相回転機の出力を制御する多相回転機の制御装置において、
前記多相回転機の各相に印加される電圧の変化の周期を前記多相回転機の電気角の回転周期と略一致させるべく前記スイッチング素子を操作する矩形波制御手段と、
前記多相回転機の各相に印加される電圧をその指令値に制御すべく前記スイッチング素子を操作する電圧制御手段と、
前記多相回転機の各相を流れる電流の検出値と前記多相回転機の出力軸の回転速度の検出値とに基づき、前記矩形波制御手段による制御から前記電圧制御手段による制御に切り替える切替手段とを備えることを特徴とする多相回転機の制御装置。 In a control device for a multiphase rotating machine that controls the output of the multiphase rotating machine by operating a switching element of an inverter that supplies electric power to the multiphase rotating machine,
Rectangular wave control means for operating the switching element to make the period of change of the voltage applied to each phase of the multiphase rotating machine substantially coincide with the rotation period of the electrical angle of the multiphase rotating machine;
Voltage control means for operating the switching element to control the voltage applied to each phase of the multiphase rotating machine to its command value;
Switching from the control by the rectangular wave control means to the control by the voltage control means based on the detection value of the current flowing through each phase of the multiphase rotating machine and the detection value of the rotation speed of the output shaft of the multiphase rotating machine And a control device for a multi-phase rotating machine. 前記切替手段は、前記矩形波制御手段による制御によって生成されている出力トルクを前記電圧制御手段によって生成する場合に前記指令値として要求される電圧の最大値が所定電圧以下であるときに前記切り替えを行うことを特徴とする請求項２５記載の多相回転機の制御装置。   The switching means performs the switching when the maximum value of the voltage required as the command value is less than or equal to a predetermined voltage when the output torque generated by the control by the rectangular wave control means is generated by the voltage control means. The control device for a multi-phase rotating machine according to claim 25, wherein:
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