JP2008205857A

JP2008205857A - デッドタイム補償デジタルアンプ

Info

Publication number: JP2008205857A
Application number: JP2007040037A
Authority: JP
Inventors: Akihiko Yonetani; 昭彦米谷; Kazuya Niimura; 一也新村; Mitsushiro Torii; 三城鳥居
Original assignee: Nagoya Institute of Technology NUC
Current assignee: Nagoya Institute of Technology NUC
Priority date: 2007-02-20
Filing date: 2007-02-20
Publication date: 2008-09-04
Anticipated expiration: 2027-02-20
Also published as: JP4934814B2

Abstract

【課題】オーディオアンプなどに用いられるデジタルアンプにおいて、スイッチング出力段のデッドタイムが原因で発生する歪を抑制する。
【解決手段】スイッチング出力段の出力電流を推定または測定し、その値をもとにスイッチング出力段のデッドタイムが出力信号に与える影響の量を推定し、ノイズ・シェーピング・フィルタを通してフィードバックすることにより、出力段のデッドタイムによって出力信号に与える影響をフィードバック補償し、歪を抑制する。
【選択図】図１

Description

本発明は、スピーカを駆動し音響信号を生成することを想定したオーディオアンプであるデジタルアンプに関するものである。

音響信号のためのスピーカを駆動するアンプとしてフルデジタルアンプがある。これは、入力がＰＣＭ信号であるとき、デジタル的な手段により入力信号に相当するＰＷＭ信号を生成し、得られたＰＷＭ信号によりスイッチングアンプを駆動し、出力信号である電力信号を得るものである。フルデジタルアンプは入力信号がＰＣＭ信号であるとき、A/D変換器を必要としない、扱うアナログ信号が最小限で済む、電力効率が高いなどの利点を持っている。

図２に従来のフルデジタルアンプの構成例を示す。ＰＣＭ信号である入力信号r[i]はオーバサンプルされ、ノイズ・シェーピング・フィルタ３を通ったあと、再量子化器１において粗い量子化が成された後、パルス幅変調器２によりＰＷＭ信号に変換され、スイッチングアンプ５を駆動し、その出力はローパスフィルタ６を経たあと、スピーカに入力される。再量子化はパルス幅変調器２の分解能が低いことにより必要となるので、ノイズ・シェーピング・フィルタ３により再量子化によって発生した量子化ノイズをフィードバック補償し、可聴帯域内における量子化ノイズのレベルを抑えている。

ノイズ・シェーピング・フィルタ３はデジタル信号処理により実行されるので、所望の精度での信号処理が可能となるが、ＰＣＭ信号をＰＷＭ信号に変換する際の信号歪やスイッチングアンプ５のデッドタイムに起因する信号歪などがフルデジタルアンプの性能を悪化させていた。

この問題に対し、特許文献１ではＰＣＭ信号をＰＷＭ信号に変換する際の歪を抑制する方法（図３）を提案しており、この結果、スイッチングアンプ５の入力信号には歪の少ない信号が供給できるようになった。しかし、スイッチングアンプ５の内部において発生するデッドタイムに起因する歪の問題は残されたままである。デッドタイムを短くすればその歪も小さくなるが、デッドタイムはある程度確保しておく必要がある。
特開２００６−５４８００号公報

解決しようとする問題点は、デジタルアンプのスイッチングアンプにおけるデッドタイムに起因する信号歪を抑制することである。

本発明は、スイッチングアンプの出力電流を推定または測定し、出力電流の値からスイッチングアンプのデッドタイムが出力信号に与える影響を推定し、それをノイズ・シェーピング・フィルタを通してフィードバック補償することにより、デッドタイムにより発生する信号歪を抑止することを最も主要な特徴とする。

本発明の第１の局面としては、ＰＣＭ信号を入力し、スイッチング回路により出力信号を生成するデジタルアンプにおいて、ノイズ・シェーピング・フィルタ、および再量子化器、および前記スイッチング回路の出力電流を推定する電流推定器を持ち、前記ノイズ・シェーピング・フィルタは前記ＰＣＭ信号および前記再量子化器の出力信号と前記電流推定器が推定した電流に係る量の差を入力することを特徴とし、そのことにより比較的簡単な機構によりデジタルアンプのデッドタイム歪を補償することができる。

本発明の第２の局面としては、ＰＣＭ信号を入力し、スイッチング回路により出力信号を生成するデジタルアンプにおいて、ノイズ・シェーピング・フィルタ、および再量子化器、および前記スイッチング回路の出力電流を推定する電流推定器を持ち、前記ノイズ・シェーピング・フィルタは前記ＰＣＭ信号および前記再量子化器の出力信号および前記電流推定器が推定した電流に係る量を入力することを特徴とし、デッドタイムの影響を精度良くノイズ・シェーピング・フィルタにフィードバックすることにより、精度の良いデッドタイム歪補償を可能にする。

本発明の第３の局面としては、ＰＣＭ信号を入力し、スイッチング回路により出力信号を生成するデジタルアンプにおいて、ノイズ・シェーピング・フィルタ、および再量子化器、および前記スイッチング回路の出力電流に係る量を測定する電流検出器を持ち、前記ノイズ・シェーピング・フィルタは前記ＰＣＭ信号および前記再量子化器の出力信号および前記電流検出器の出力信号を入力することを特徴とし、出力電流を検知する手段を設けることにより、出力電流を推定する計算を省略することができる。

本発明のデジタルアンプは、スイッチングアンプのデッドタイムの影響をフィードバック補償するため、デッドタイムが存在しても、そのことによるデジタルアンプの信号歪を抑えることができるという利点がある。

（実施の形態１）
図４は本発明の実施の形態１でるフルデジタルアンプの構成図である。ＰＣＭ信号である信号r[i]を入力し、入力信号に応じた信号によりスピーカを駆動するものである。

入力信号r[i]はサンプリング周波数44.1kHzのＰＣＭ信号である。この信号はオーバサンプラ４によりサンプリング周波数が１６倍である705.6kHzのＰＣＭ信号u[k]に変換される。信号u[k]はノイズ・シェーピング・フィルタ３を経て再量子化器１に入力され、５ビットの信号に量子化され、サンプリング周波数705.6kHz分解能５ビットのＰＣＭ信号y[k]に変換される。ノイズ・シェーピング・フィルタ３においては、再量子化器１における量子化ノイズなどを検出し、その出力信号にフィードバックする。そのようにして、信号y[k]に含まれる量子化ノイズの可聴域成分を抑制する。ＰＣＭ信号である信号y[k]はパルス幅変調器２に入力され、ＰＷＭ信号w(t)に変換される。パルス幅変調器２の分解能は５ビットであり、キャリア周波数は705.6kHzである。ＰＷＭ信号w(t)はスイッチングアンプ５に対するスイッチング信号であり、その出力はＬＣにより構成されるローパスフィルタ６を通して負荷であるスピーカを駆動する。

スイッチングアンプ５の出力段の回路例を図５に示す。バイポーラ電源を用いた場合の回路であるが、単電源を用いてＢＴＬ接続する場合においても、同様である。理想的にはスイッチング素子Ｍ１またはＭ２のどちらかが常に同通状態となるようにして、出力電圧は+Vddまたは-Vddのどちらかの値をとる。スイッチング素子Ｍ１がオンになるかＭ２がオンになるかは、スイッチングアンプ５の入力信号であるＰＷＭ信号w(t)のその瞬間における値によって決まる。

しかし、現実問題としては、スイッチング素子Ｍ１とＭ２が同時にオンになると、スルー電流が流れてしまい、スイッチング素子の破壊を引き起こすため、例えばスイッチング素子Ｍ１がオフになってから少し時間を置いた後にスイッチング素子Ｍ２をオンにしている。このスイッチング素子Ｍ１およびＭ２が両方ともオフになっている時間はデッドタイムと呼ばれている。一般に素子のスイッチング時間にはバラツキがあるため、デッドタイムは必ず設ける必要がある。

そして、このデッドタイムの間の出力電圧がデジタルアンプの歪を引き起こす。デッドタイムの間、出力Outの電圧がゼロになっていればそのような歪は発生しないが、実際にはローパスフィルタ６に含まれるインダクタとスイッチングアンプ５の出力段におけるダイオードＤ１およびＤ２により、デッドタイムの間は+Vddまたは-VddにダイオードＤ１またはＤ２の順方向降下電圧を加えた電圧が発生することになる（図６）。そのどちらの電圧になるかは、出力Outに流れる電流の方向によって決まる。すなわち、出力Outに流れる電流の方向によって、実質的なパルス幅が増減することになる。

そこで、本実施の形態においては、出力Outに流れる電流を電流推定器７１によって推定し、デッドタイムにより発生する出力Outのパルス幅の変化分を電流推定値から非線形関数８により推定する。そして推定したパルス幅の変化分をノイズ・シェーピング・フィルタ３へフィードバックするパルス幅指令値信号であるＰＣＭ信号y[k]に加味することにより、スイッチングアンプ５において発生するデッドタイムによる歪をフィードバック補償することができる。

非線形関数８の形としては次のものを用いる。

ここで、I₁は電流の閾値であり、hは定数である。定数hの値は、スイッチングアンプ５のデッドタイムに依存する。- I₁＜i＜I₁のときにf(i)=0であるのは、１周期のうちに二つ存在するデッドタイムにおいて、流れる電流の向きがそれぞれ逆方向になるために、デッドタイムの影響が相殺されるためである。１周期のうちに二つ存在するデッドタイムの長さが異なる場合には、f(i)の値を０ではなく、その差に応じた定数とする。

本発明の実施の形態１においては、電流の閾値I₁を一定としていたが、実際にはその値はパルス幅に依存するので、電流の閾値I₁をＰＣＭ信号y[k]の関数としてもよい。

なお、本発明の実施の形態１を実施する上においてはスイッチングアンプ５のデッドタイムを精度良く知る必要がある。上述の方法において実際のデッドタイムと想定したデッドタイムが異なると、高調波歪を発生する。そこで、例えばデッドタイムを0ns、5ns、10nsといったように３種類の値に想定し、その上で実際に入力信号r[i]を入れて高調波歪を測定する。その際、ツートーンテストを行うと便利である。すなわち、915Hzと872.5Hzの正弦波を重畳させた信号を入力信号としてr[i]に設定し、出力信号における第５高調波（相互変調波）に相当する1000Hzの信号成分の大きさを計測する。そして、各想定したデッドタイムにおける第５高調波の大きさからスイッチングアンプ５のデッドタイムを推定する。デッドタイムによって発生する歪は高調波の次数が高くなってもあまり小さくならないといった特徴があるのに対し、他の電源電圧変動などの影響による歪は第３高調波までの成分が大きく、第５高調波成分は小さいので、精度の良いデッドタイム推定が可能となる。

（実施の形態２）
図１は本発明の実施の形態２であるデジタルアンプの構成図を示すものである。本発明の実施の形態１と異なる点は、出力電流の推定値からのフィードバック方法のみであり、その他の点は本発明の実施の形態１と同じである。

扱う音響信号は時刻とともに変化する信号であるので、デッドタイムの影響は、デッドタイムの長さだけではなく、デッドタイムの発生するタイミングによっても変わってくる。デッドタイムが発生するタイミングはＰＣＭ信号y[k]の値によって決まってくるので、デッドタイムの影響を、電流の値とＰＣＭ信号y[k]の値の両方によって補償する。その際には単純にＰＣＭ信号y[k]のフィードバック信号を補正するだけではすまないので、ノイズ・シェーピング・フィルタ３の状態変数に対して補正をかける。図中、電流フィードバック関数ベクトル３６はベクトルを値とする非線形関数であり、その関数であるg(i,y)は特許文献１において述べられているアプローチを用いて計算することができる。

実施の形態２においては、実施の形態１に比べて、デッドタイムの影響をより厳密に評価することができるので、デッドタイム歪をより精度良く補償することができる。

（実施の形態３）
図７は本発明の実施の形態３であるデジタルアンプの構成図を示すものである。本発明の実施の形態１と異なる点は、本発明の実施の形態１においては推定した出力電流の値からデッドタイム補償を行っているのに対して、本発明の実施の形態２においては、出力電流を測定し、その測定した電流の値からデッドタイム補償を行っている点のみであり、その他の点は本発明の実施の形態１と同じである。

スイッチングアンプ５の出力電流は電流検出器７２において検出される。この電流検出はホールセンサを用いて検出してもよいし、ＣＴを用いて検出してもよい。また、図５におけるスイッチング素子Ｍ１またはＭ２に対してマルチソースのものを用いて検出してもよい。

そのように検出された電流は数１に示される式にしたがってＰＣＭ信号y[k]の補正値に変換される。したがって、電流検出器７２においては電流を精度良く検出してもよいが、数１の計算に必要な３値の情報のみを検出するようにしてもよい。得られた補正値はパルス１周期につき１回サンプルされる。対称ＰＷＭを用いるときは、サンプルされるタイミングは図６におけるT1である。そしてサンプルされた補正値はＰＣＭ信号y[k]の値と加算され、ノイズ・シェーピング・フィルタへフィードバックされる。

実施の形態３においては、実施の形態１に比べて、出力電流を推定する計算が不要になるため、デジタルアンプの実行に必要な計算量を従来のものと同じにできるといった利点を有する。

本発明を用いることにより、スイッチングアンプのデッドタイムによって発生する信号歪を補償することができ、歪の小さいフルデジタルアンプを実現することができる。

デッドタイム歪補償つきデジタルアンプのＰＷＭ信号発生部の構成図。（実施の形態２）フルデジタルアンプの構成図。従来のデジタルアンプのＰＷＭ信号発生部の構成図。デッドタイム歪補償つきデジタルアンプのＰＷＭ信号発生部の構成図。（実施の形態１）スイッチングアンプの出力段の回路図。スイッチングアンプにおける出力段のタイミング図。デッドタイム歪補償つきデジタルアンプのＰＷＭ信号発生部の構成図。（実施の形態３）

符号の説明

１・・・再量子化器
２・・・パルス幅変調器
３・・・ノイズ・シェーピング・フィルタ
３１・・・遅延器
３２・・・システム行列
３３・・・出力ベクトル
３４・・・入力ベクトル
３５・・・非線形フィードバック・ベクトル
３６・・・電流フィードバック関数ベクトル
４・・・オーバサンプラ
５・・・スイッチングアンプ
６・・・ローパスフィルタ
７１・・・電流推定器
７２・・・電流検出器
８・・・非線形関数
Ｍ１，Ｍ２・・・スイッチング素子
Ｄ１，Ｄ２・・・ダイオード

Claims

ＰＣＭ信号を入力し、スイッチング回路により出力信号を生成するデジタルアンプにおいて、ノイズ・シェーピング・フィルタ、および再量子化器、および前記スイッチング回路の出力電流を推定する電流推定器を持ち、前記ノイズ・シェーピング・フィルタは前記ＰＣＭ信号および前記再量子化器の出力信号と前記電流推定器が推定した電流に係る量の差を入力することを特徴とするデッドタイム補償デジタルアンプ。
ＰＣＭ信号を入力し、スイッチング回路により出力信号を生成するデジタルアンプにおいて、ノイズ・シェーピング・フィルタ、および再量子化器、および前記スイッチング回路の出力電流を推定する電流推定器を持ち、前記ノイズ・シェーピング・フィルタは前記ＰＣＭ信号および前記再量子化器の出力信号および前記電流推定器が推定した電流に係る量を入力することを特徴とするデッドタイム補償デジタルアンプ。
ＰＣＭ信号を入力し、スイッチング回路により出力信号を生成するデジタルアンプにおいて、ノイズ・シェーピング・フィルタ、および再量子化器、および前記スイッチング回路の出力電流に係る量を測定する電流検出器を持ち、前記ノイズ・シェーピング・フィルタは前記ＰＣＭ信号および前記再量子化器の出力信号および前記電流検出器の出力信号を入力することを特徴とするデッドタイム補償デジタルアンプ。