JP2008161051A - Control unit of ac motor - Google Patents
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Abstract
Description
この発明は、三相交流電動機の制御装置に関するものである。 The present invention relates to a control device for a three-phase AC motor.
一般に、三相交流電動機を所望の速度に制御する制御装置は、三相交流を直流に変換するコンバータ装置と、コンバータ装置の直流出力に対する平滑コンデンサと、この平滑コンデンサと並列にコンバータ装置２出力側に設置されていて、コンバータ装置の直流電力を三相交流に再変換するインバータ装置を備え、インバータ装置の交流出力によって三相交流電動機が駆動される。
In general, a control device that controls a three-phase AC motor to a desired speed includes a converter device that converts three-phase AC to DC, a smoothing capacitor for the DC output of the converter device, and a
また、三相交流電動機を制御するため、三相交流電動機のＵ、Ｖ、Ｗの各相の電流を検出する電流検出器と、三相交流電動機の回転子位置を検出する位置検出器が備えられており、位置検出器の出力を微分器により時間微分することにより回転子の速度フィードバック信号が得られる。そして、与えられた速度指令に対して、加算器により、微分器からの速度フィードバック信号と速度指令との速度偏差を算出し、電流指令発生器により、加算器からの速度偏差および現在の速度信号から、ベクトル制御による二相の電流指令値を作成する。 In addition, in order to control the three-phase AC motor, a current detector that detects the currents of the U, V, and W phases of the three-phase AC motor and a position detector that detects the rotor position of the three-phase AC motor are provided. Thus, the rotor speed feedback signal is obtained by time-differentiating the output of the position detector with a differentiator. For the given speed command, the adder calculates the speed deviation between the speed feedback signal from the differentiator and the speed command, and the current command generator calculates the speed deviation from the adder and the current speed signal. From this, a two-phase current command value by vector control is created.
一方、電流検出器により検出された三相交流電動機の各相の電流は、Ａ／Ｄ変換器によりデジタル信号に変換され、ベクトル制御を行うために、座標変換器により位置検出器の信号は制御座標軸上に三相／二相変換される。また、加算器により、電流指令発生器から出力される二相の電流指令と、座標変換器からの二相の電流フィードバック信号との偏差を算出し、この偏差は電流制御器により増幅して出力される。そして、この電流制御器からの出力は、座標変換器により二相／三相変換されて三相の電圧指令信号が作成され、これをＰＷＭ信号発生器によりスイッチング信号に変換される。これをゲートドライブ回路に入力してドライブ信号を作成し、このドライブ信号によりインバータ装置内の半導体パワー素子を所定のデューティー比でスイッチングさせることにより、所望の三相交流電力を三相交流電動機に出力するようにしている。 On the other hand, the current of each phase of the three-phase AC motor detected by the current detector is converted into a digital signal by the A / D converter, and the signal of the position detector is controlled by the coordinate converter to perform vector control. Three-phase / two-phase conversion is performed on the coordinate axes. The adder calculates the deviation between the two-phase current command output from the current command generator and the two-phase current feedback signal from the coordinate converter, and this deviation is amplified and output by the current controller. Is done. The output from the current controller is two-phase / three-phase converted by a coordinate converter to create a three-phase voltage command signal, which is converted to a switching signal by a PWM signal generator. This is input to the gate drive circuit to create a drive signal, and the semiconductor power element in the inverter device is switched at a predetermined duty ratio by this drive signal, thereby outputting the desired three-phase AC power to the three-phase AC motor. Like to do.
このような一般的な三相交流電動機の制御装置において、電流検出器およびＡ／Ｄ変換器の変換ゲインにアンバランスがあると、電動機に流れる三相電流の各相間にアンバランスが発生して、電動機のトルクに脈動を引き起こす場合があった。 In such a general three-phase AC motor control device, if there is an imbalance in the conversion gain of the current detector and the A / D converter, an imbalance occurs between the phases of the three-phase current flowing through the motor. In some cases, pulsation was caused in the torque of the electric motor.
上記の問題を解決するための三相電動機の制御装置として、三相交流電動機の各相の電流検出値のうち、１相を基準相とし、この基準相および他の１相の巻線にのみ所定の直流が流れるようにし、このときの各電流検出値から、基準相の電流検出ゲインと他の１相の電流検出ゲインの比を求め、また、前記基準相および別の他の１相の導線にのみ所定の直流が流れるようにし、このときの電流検出値から、基準相の電流検出ゲインと別の他の１相の電流検出ゲインの比を求め、電動機の運転時には、求めた変換ゲイン比を用いて電流検出値の補正係数を算出し、この係数を乗じて電流検出ゲインのアンバランスを補正したものがある（例えば、特許文献１参照）。 As a control device for a three-phase motor for solving the above-mentioned problem, among the detected current values of each phase of the three-phase AC motor, one phase is used as a reference phase, and only this reference phase and the other one-phase winding are used. A predetermined direct current flows, and from each current detection value at this time, a ratio between the current phase detection gain of the reference phase and the current detection gain of the other one phase is obtained. A predetermined direct current flows only through the conducting wire, and a ratio between the current detection gain of the reference phase and another one phase current detection gain is obtained from the current detection value at this time, and the obtained conversion gain is obtained during operation of the motor. There is a method in which a current detection value correction coefficient is calculated using a ratio, and the current detection gain imbalance is corrected by multiplying the coefficient (for example, see Patent Document 1).
ところで、上述した従来交流電動機の制御装置においては、例えばＶ相の電流変換ゲインの補正係数を求める際には、Ｕ相およびＶ相の巻線にのみ所定の直流が流れるように、ＰＷＭ信号発生器への入力を設定するとされている。しかしながら、Ｕ相とＶ相の巻線の抵抗値に差がある場合、あるいは電圧指令とインバータ装置が出力する電圧との間に誤差がある場合には、大きさが同じで符号が逆の電圧を交流電動機のＵ相とＶ相の間に加えても、Ｗ相に流れる電流を０とすることが出来ず、Ｗ相に流れる電流を０にするには、Ｗ相電流を観測しながらＰＷＭ信号発生器への電圧指令を微調整する必要があり、作業が複雑になるという問題点があった。 By the way, in the above-described conventional AC motor control device, for example, when obtaining a correction coefficient for the V-phase current conversion gain, a PWM signal is generated so that a predetermined direct current flows only through the U-phase and V-phase windings. It is supposed to set the input to the instrument. However, if there is a difference in the resistance values of the U-phase and V-phase windings, or if there is an error between the voltage command and the voltage output from the inverter device, the voltage having the same magnitude but the opposite sign Even if is added between the U phase and V phase of the AC motor, the current flowing in the W phase cannot be reduced to 0. To reduce the current flowing in the W phase to 0, PWM is performed while observing the W phase current. There was a problem that the voltage command to the signal generator had to be finely adjusted, and the work was complicated.
この発明は上記のような問題点を解消するためになされたもので、交流電動機の巻線間で抵抗値に差がある場合、あるいは電圧指令とインバータ装置が出力する電圧との間に誤差がある場合でも、電圧を微調整することなく電流変換ゲインの補正係数を求めることができる交流電動機の制御装置を提供することを目的とするものである。 The present invention has been made to solve the above-described problems. When there is a difference in resistance value between windings of the AC motor, or there is an error between the voltage command and the voltage output from the inverter device. It is an object of the present invention to provide a control device for an AC motor that can obtain a correction coefficient of a current conversion gain without finely adjusting a voltage even in some cases.
この発明に係る交流電動機の制御装置は、交流電力を直流電力に変換するコンバータ装置と、前記コンバータ装置の直流電力を可変電圧可変周波数の交流に変換して交流電動機に供給するインバータ装置と、前記インバータ装置から出力される各相電流を検出する電流検出器と、前記電流検出器により検出される検出値に補正係数を乗じて電流検出値の補正を行う補正手段と、外部からの補正指令に基づいて前記補正係数の測定、算出を行う係数計算器と、電圧指令に基づいて前記インバータ装置をＰＷＭ制御する信号を発生するＰＷＭ信号発生器と、前記補正手段により補正された電流検出値を三相の電圧指令信号に変換した電圧指令を出力する制御部と、通常の運転時は、前記制御部からの電圧指令を前記ＰＷＭ信号発生器に出力し、外部からの補正指令の入力時は、前記ＰＷＭ信号発生器に出力する電圧指令を前記係数計算器から出力される補正係数の測定用の値に切り替える信号スイッチとを備え、前記係数計算器は、各相に直流電流を流した状態で三相電流を検出し、この三相電流の検出値を用いて補正係数を求めることを特徴とする。 A control device for an AC motor according to the present invention includes a converter device that converts AC power into DC power, an inverter device that converts the DC power of the converter device into AC of variable voltage and variable frequency, and supplies the AC power to the AC motor, and A current detector for detecting each phase current output from the inverter device; a correction means for correcting the detected current value by multiplying the detected value detected by the current detector by a correction coefficient; and a correction command from the outside. A coefficient calculator for measuring and calculating the correction coefficient based on the voltage, a PWM signal generator for generating a signal for PWM control of the inverter device based on the voltage command, and a current detection value corrected by the correction means. A control unit that outputs a voltage command converted into a phase voltage command signal; and during normal operation, outputs a voltage command from the control unit to the PWM signal generator A signal switch for switching a voltage command output to the PWM signal generator to a value for measurement of a correction coefficient output from the coefficient calculator when the correction command is input from the coefficient calculator, A three-phase current is detected in a state where a direct current is passed through the phase, and a correction coefficient is obtained using a detected value of the three-phase current.
また、他の発明に係る交流電動機の制御装置は、交流電力を直流電力に変換するコンバータ装置と、前記コンバータ装置の直流電力を可変電圧可変周波数の交流に変換して交流電動機に供給するインバータ装置と、前記インバータ装置から出力される各相電流を検出する電流検出器と、前記電流検出器により検出される検出値に補正係数を乗じて電流検出値の補正を行う補正手段と、前記インバータ装置の所定の制御電気角位相に基づいて前記補正係数の測定、算出、更新を行う係数計算器と、電圧指令に基づいて前記インバータ装置をＰＷＭ制御する信号を発生するＰＷＭ信号発生器と、前記補正手段により補正された電流検出値を三相の電圧指令信号に変換した電圧指令を前記ＰＷＭ信号発生器に出力する制御部とを備え、前記係数計算器は、運転中の三相電流の瞬時値を同一タイミングで検出して、この三相の電流検出値を用いて補正係数を求めることを特徴とする。 Further, an AC motor control device according to another invention includes a converter device that converts alternating current power into direct current power, and an inverter device that converts the direct current power of the converter device into alternating current of variable voltage and variable frequency and supplies the alternating current to the alternating current motor. A current detector for detecting each phase current output from the inverter device, a correction means for correcting the detected current value by multiplying the detected value detected by the current detector by a correction coefficient, and the inverter device A coefficient calculator that measures, calculates, and updates the correction coefficient based on a predetermined control electrical angle phase, a PWM signal generator that generates a signal for PWM control of the inverter device based on a voltage command, and the correction A control unit that outputs a voltage command obtained by converting the detected current value corrected by the means into a three-phase voltage command signal to the PWM signal generator, and calculating the coefficient It is the instantaneous value of the three-phase currents during operation is detected at the same timing, and obtains the correction coefficient by using a current value detected by the three-phase.
この発明によれば、電流検出値を補正するための補正係数を求める係数計算器により、ある相の補正係数を求める際に、その相および基準相の電流検出値以外に、その他の相の電流検出値をも用いて計算を行うようにしたので、補正係数の測定時にいずれかの相の電流を零にする必要がなくなり、電圧指令を微調整する必要がなくなり、電流変換ゲインの補正係数を求めることができる。 According to the present invention, when a correction coefficient for a certain phase is obtained by a coefficient calculator for obtaining a correction coefficient for correcting the current detection value, in addition to the current detection values for the phase and the reference phase, Since the calculation is also performed using the detected value, it is not necessary to make the current of any phase zero when measuring the correction coefficient, there is no need to fine-tune the voltage command, and the correction coefficient for the current conversion gain is set. Can be sought.
実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態に係る交流電動機の制御装置の構成を示すブロック図である。図１に示すように、三相交流電動機を所望の速度に制御する制御装置は、三相交流１を直流に変換するコンバータ装置２と、コンバータ装置２の直流出力を平滑する平滑コンデンサ３と、この平滑コンデンサ３と並列にコンバータ装置２の出力側に設置されていて、コンバータ装置２の直流電力を三相交流に再変換するインバータ装置４とを備え、このインバータ装置４の交流出力によって三相交流電動機５、例えば永久磁石電動機などの同期電動機が駆動される。
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of an AC motor control device according to an embodiment of the present invention. As shown in FIG. 1, the control device that controls the three-phase AC motor to a desired speed includes a
また、三相交流電動機５を制御するための制御装置として、三相交流電動機５のＵ、Ｖ、Ｗの各相の電流を検出する電流検出器１０ａ、１０ｂ、１０ｃと、三相交流電動機５の回転子位置を検出する位置検出器１１が備えられており、位置検出器１１の出力を微分器１２により時間微分することにより、回転子の速度フィードバック信号が得られる。また、与えられたモータ速度指令に対して、加算器１３ａにより、微分器１２からの速度フィードバック信号と速度指令との速度偏差を算出し、電流指令発生器１４は、加算器１３ａからの速度偏差および現在の速度信号から、ベクトル制御による二相の電流指令値を作成する。
In addition, as control devices for controlling the three-
一方、電流検出器１０ａ、１０ｂ、１０ｃにより検出された三相交流電動機５の各相の電流は、Ａ／Ｄ変換器１５ａ、１５ｂ、１５ｃによりデジタル信号に変換され、Ａ／Ｄ変換器１５ｂ、１５ｃの出力は、補正演算器２１ａ，２１ｂにより補正係数Ｋｖ，Ｋｗが乗ぜられ、ベクトル制御を行うために、Ａ／Ｄ変換器１５ａの出力と、補正演算器２１ａ，２１ｂを介したＡ／Ｄ変換器１５ｂ、１５ｃの出力は、座標変換器１６により、位置検出器１１の信号による制御座標軸上に三相／二相変換される。
On the other hand, the current of each phase of the three-
また、加算器１３ｂ、１３ｃは、電流指令発生器１４から出力される二相の電流指令と、座標変換器１６からの二相の電流フィードバック信号との偏差を算出し、この偏差は電流制御器１７ａ、１７ｂにより増幅して出力される。そして、この電流制御器１７ａ、１７ｂからの出力は、座標変換器１８により二相／三相変換され、三相の電圧指令信号が作成される。
The
また、外部からの電流センサゲイン係数補正指令により、補正演算器２１ａ，２１ｂの補正係数Ｋｖ、ｋｗの測定、算出を行う電流センサゲイン係数計算器２２と、外部からの電流センサゲイン係数補正指令により、ＰＷＭ信号発生器１９に与える電圧指令を、電流センサゲイン係数計算器２２から出力される電流検出ゲインの補正係数の測定用の値に切り替える信号スイッチ２３を備えている。なお、通常の運転動作では、電流センサゲイン係数補正指令は与えられず、そのため、信号スイッチ２３は座標変換器１８からの電圧指令をＰＷＭ信号発生器１９に出力され、三相交流電動機５のベクトル制御が行われる。
Further, a current sensor
信号スイッチ２３を介した電圧指令は、ＰＷＭ信号発生器１９に入力されて、スイッチング信号に変換され、これをゲートドライブ回路２０に入力してドライブ信号を作成し、このドライブ信号によりインバータ装置４内の半導体パワー素子を所定のデューティー比でスイッチングさせることにより、所望の三相交流電力を三相交流電動機５に出力するようにしている。なお、以上の構成のうち、一点鎖線で囲んだ部分の制御装置は、ＣＰＵ、メモリ、論理回路等（いずれも図示せず）によるデジタル回路、および同回路に搭載されたソフトウェアにより実現されている場合が多い。
The voltage command via the
上記の如く構成された図１に示す三相交流電動機の制御装置によれば、三相交流電動機の各相の電流検出値のうち、１相（例えばＵ相）を基準相とし、この基準相および他の１相の巻線にのみ所定の直流が流れるようにし、このときの各電流検出値から、基準相の電流検出ゲインと他の１相の電流検出ゲインの比を求める。また、前記基準相および別の他の１相の導線にのみ所定の直流が流れるようにし、このときの電流検出値から、基準相の電流検出ゲインと別の他の１相の電流検出ゲインの比を求める。電動機の運転時には、求めた変換ゲイン比を用いて電流検出値の補正係数を算出し、この係数を乗じて電流検出ゲインのアンバランスを補正する。 According to the control device for the three-phase AC motor shown in FIG. 1 configured as described above, one phase (for example, the U phase) among the detected current values of each phase of the three-phase AC motor is used as the reference phase. Further, a predetermined direct current flows only through the other one-phase winding, and the ratio of the current detection gain of the reference phase and the current detection gain of the other one phase is obtained from each current detection value at this time. In addition, a predetermined direct current flows only through the reference phase and another other one-phase conductor, and from the current detection value at this time, the current detection gain of the reference phase and another one-phase current detection gain Find the ratio. During operation of the electric motor, a correction coefficient for the current detection value is calculated using the obtained conversion gain ratio, and the coefficient is multiplied to correct an imbalance in the current detection gain.
すなわち、図１に示す制御装置においては、Ａ／Ｄ変換器１５ｂ、１５ｃの出力に、補正係数Ｋｖ、Ｋｗを乗じて電流検出値の補正を行う補正演算器２１ａ、２１ｂ、電流検出ゲインの補正係数の測定を指示する電流センサゲイン係数補正指令により、補正係数Ｋｖ、Ｋｗの測定、算出を行う電流センサゲイン係数計算器２２、および電流センサゲイン係数補正指令により、ＰＷＭ信号発生器１９に与える電圧指令を、電流センサゲイン係数計算器２２から出力される電流検出ゲインの補正係数の測定用の値に切り替える信号スイッチ２３が加えられている。
That is, in the control device shown in FIG. 1, correction
通常の運転動作では、電流センサゲイン係数補正指令は与えられず、そのため信号スイッチ２３は座標変換器１８からの電圧指令をＰＷＭ信号発生器１９に出力され、三相交流電動機５のベクトル制御が行われる。この時、図１に示した制御装置においては、Ａ／Ｄ変換器１５ｂ、１５ｃの出力に、補正演算器２１ａ、２１ｂにより補正係数Ｋｖ、Ｋｗが乗ぜられて、基準相であるＵ相に対するＶ、Ｗ相の電流検出およびＡ／Ｄ変換のゲインのアンバランスが補正され、補正後の電流値によりベクトル制御が行われる。電流センサゲイン係数補正指令は与えられない通常の運転動作では、補正係数Ｋｖ、Ｋｗは一定に保たれる。上記の補正後の電流検出値を座標変換器１６により三相二相変換したものを、フィードバック信号として用いて電流を制御することにより、各相の電流検出器による変換ゲインの差は解消され、電流のアンバランスがなくなり、トルク脈動を低減できる。
In a normal driving operation, the current sensor gain coefficient correction command is not given, so that the
次に、電流検出ゲインの補正係数の測定を行う時の動作について説明する。
まず、ある瞬間に交流電動機５の各相に流れる電流のデジタル信号値Ｘｕ、Ｘｖ、Ｘｗと、電流変換ゲインＡｖ、Ａｗの関係について検討してみる。中性点が外部に接続されていない一般の三相交流電動機においては、各相の電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗについて式（１）が成り立つ。
Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０ （１）
Next, the operation when measuring the correction coefficient of the current detection gain will be described.
First, consider the relationship between the digital signal values Xu, Xv, Xw of the current flowing in each phase of the
Iu + Iv + Iw = 0 (1)
各相の電流値をデジタル変換すると、前述したように検出・変換による誤差が生じるが、例えばＵ相のデジタル変換ゲインを基準として、これに対するＶ、Ｗ相の電流変換ゲインの補正係数をＫｖ、Ｋｗとすると、デジタル変換後の信号値の間には、式（２）が成り立つ。
Ｘｕ＋Ｋｖ・Ｘｖ＋Ｋｗ・Ｘｗ＝０ （２）
When the current value of each phase is digitally converted, an error due to detection / conversion occurs as described above. For example, with reference to the U-phase digital conversion gain, the correction coefficient for the V and W-phase current conversion gain is Kv, Assuming Kw, Equation (2) holds between signal values after digital conversion.
Xu + Kv.Xv + Kw.Xw = 0 (2)
これより、ある瞬間（タイミング１）と別の瞬間（タイミング２）の各相電流のデジタル信号値の間には、次の式（３−１）、（３−２）が成り立つ（添字１はタイミング１の信号、添字２はタイミング２の信号を表す）。
Ｘｕ１＋Ｋｖ・Ｘｖ１＋Ｋｗ・Ｘｗ１＝０ （３−１）
Ｘｕ２＋Ｋｖ・Ｘｖ２＋Ｋｗ・Ｘｗ２＝０ （３−２）
Thus, the following equations (3-1) and (3-2) hold between the digital signal values of the respective phase currents at a certain moment (timing 1) and another moment (timing 2) (
Xu1 + Kv.Xv1 + Kw.Xw1 = 0 (3-1)
Xu2 + Kv.Xv2 + Kw.Xw2 = 0 (3-2)
上記の式（３−１）、（３−２）において、未知数はＫｖ、Ｋｗの二つであるから、二式を連立して解けばＫｖ、Ｋｗを求めることができる。この場合、測定時にいずれかの相の電流を零にする必要はないので、ＰＷＭ信号発生器１９への電圧指令を微調整する必要がなくなる。
In the above equations (3-1) and (3-2), there are two unknowns, Kv and Kw. Therefore, Kv and Kw can be obtained by solving the two equations simultaneously. In this case, since it is not necessary to make the current of any phase zero during measurement, it is not necessary to finely adjust the voltage command to the
次に、式（３−１）、（３−２）より、電流変換ゲインの補正係数Ｋｖ、Ｋｗを求める具体的方法について説明する。 Next, a specific method for obtaining the current conversion gain correction coefficients Kv and Kw from Equations (3-1) and (3-2) will be described.
式（３−１）、（３−２）を整理してマトリクス表現すると、式（４）のように表せる。 If the expressions (3-1) and (3-2) are arranged and expressed in a matrix, they can be expressed as the expression (4).
式（４）を変形して式（５）を得る。 Equation (4) is transformed to obtain equation (5).
上記式（５）を用いれば、２つのタイミングでの２組の各相電流のデジタル信号値（Ｘｕ１,Ｘｖ１,Ｘｗ１）と（Ｘｕ２,Ｘｖ２,Ｘｗ２）から、電流変換ゲインの補正係数Ｋｖ、Ｋｗを求めることができる。なお、式（５）右辺の逆行列は、具体的には式（６）で表される。 Using the above equation (5), the current conversion gain correction coefficients Kv, Kw are obtained from the digital signal values (Xu1, Xv1, Xw1) and (Xu2, Xv2, Xw2) of the two sets of phase currents at two timings. Can be requested. The inverse matrix on the right side of Equation (5) is specifically expressed by Equation (6).
ここで、もし大きさが一定の誤差が測定ノイズ等により各デジタル信号値に混入した場合に、式（５）で求めるＫｖ、Ｋｗの計算精度に着目すれば、Ｕ相に流れる電流が同じ場合、式（６）右辺の分母が大きいほど、誤差の影響が少なくなることが分かる。これは、Ｕ相とＶ相の間に電流が流れてＷ相にはほとんど流れない状態（タイミング１）と、Ｕ相とＷ相の間に電流が流れてＶ相にはほとんど流れない状態（タイミング２）の２組のデジタル信号値を用いた場合に、上記の電流変換ゲインの補正係数Ｋｖ、Ｋｗの計算精度が良くなることを示している。 Here, if an error with a constant magnitude is mixed in each digital signal value due to measurement noise or the like, if the current flowing in the U phase is the same, paying attention to the calculation accuracy of Kv and Kw obtained by Equation (5) It can be seen that the larger the denominator on the right side of Equation (6), the less the influence of the error. This is because the current flows between the U phase and the V phase and hardly flows in the W phase (timing 1), and the current flows between the U phase and the W phase and hardly flows in the V phase ( This shows that the calculation accuracy of the current conversion gain correction coefficients Kv and Kw is improved when two sets of digital signal values at timing 2) are used.
次に、この発明の実施の形態１による交流電動機の制御装置において、電流変換ゲインの補正係数を求める際の電流センサゲイン係数計算器２２の動作を図２に示すフローチャートを参照して説明する。
Next, in the AC motor control apparatus according to
まず、第１ステップ４０にて、電流センサゲイン係数計算器２２は、ＰＷＭ信号発生器１９への入力に、Ｕ相およびＶ相の巻線に概ね所定の直流が流れ、一方、Ｗ相巻線にはほとんど電流が流れないような、電圧設定値を与える。例えば、Ｕ相とＶ相に大きさが同じで符号が逆の電圧指令を与え、Ｗ相には０電圧指令を与える。次に、第２ステップ４１にて、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各巻線に流れる電流を、電流検出器１０ａ、１０ｂ、１０ｃにより検出してＡ／Ｄ変換器１５ａ、１５ｂ、１５ｃによりデジタル変換し、そのデジタル信号値をそれぞれＸｕ１（Ｕ相）、Ｘｖ１（Ｖ相）、Ｘｗ１（Ｗ相）として記憶する。
First, in the
次に、第３ステップ４２にて、今度はＵ相およびＷ相の巻線について、第１ステップ同様に一定の直流電流が流れるようにする。次に、第４ステップ４３にて、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各巻線に流れる電流を、第２ステップ同様に検出して、デジタル変換し、そのデジタル信号値を、それぞれＸｕ２（Ｕ相）、Ｘｖ２（Ｖ相）、Ｘｗ２（Ｗ相）として記憶する。
Next, in a
最後に、各デジタル信号値Ｘｕ１、Ｘｖ１、Ｘｗ１およびＸｕ２、Ｘｖ２、Ｘｗ２の各値を用いて、補正係数計算を行う第５ステップ４４にて、前述の式（５）からＵ相に対するＶ相およびＷ相の補正係数Ｋｖ、Ｋｗをそれぞれ求める。
Finally, in each of the digital signal values
以上の動作により補正係数Ｋｖ、Ｋｗを求めた後、補正演算器２１ａ、２１ｂに設定された係数を新たに計算した係数に更新して、電流検出ゲインの補正係数の測定動作を完了する。
After obtaining the correction coefficients Kv and Kw by the above operation, the coefficient set in the
なお、電流検出器を使用する際には、使用に先立って時間的に減衰する交流電流を流して、電流検出器内の磁気回路のヒステリシスを除去する消磁動作を行うこと、さらに消磁動作後の電流０の状態での検出出力を記憶し、この値を電流検出のオフセット値として、実際の測定時の検出値から減じたものを電流検出値とすることが一般的である。これらの動作については、この発明の実施の形態には記載していないが、これらの動作を電流検出ゲインの補正係数の測定を行う前に実施することにより、この発明においても電流検出および電流検出ゲインの補正係数の精度を向上できることは言うまでもない。さらに、電流検出値を適切なローパスフィルタを介して処理することにより、ノイズの影響を少なくできることはもちろんである。 In addition, when using the current detector, an AC current that decays in time prior to use is flowed to perform a degaussing operation to remove the hysteresis of the magnetic circuit in the current detector, and further after the degaussing operation. In general, the detection output in the state of current 0 is stored, this value is used as an offset value for current detection, and the value obtained by subtracting the detection value at the time of actual measurement is used as the current detection value. Although these operations are not described in the embodiment of the present invention, the current detection and the current detection are performed also in the present invention by performing these operations before measuring the correction coefficient of the current detection gain. It goes without saying that the accuracy of the gain correction coefficient can be improved. Furthermore, it is a matter of course that the influence of noise can be reduced by processing the current detection value through an appropriate low-pass filter.
また、上記の実施の形態では、電流変換ゲインの補正係数を求める際、交流電動機の三相中の二相に主に電流が流れるようにしたが、式（５）は各相の電流の大きさにかかわらず成立するので、任意の通電状態でも電流変換ゲインの補正係数を求めることができるのは勿論である。さらに、上記の実施の形態では、直流電流を流して電流検出値を測定し、電流変換ゲインの補正係数を求めたが、流す電流は直流である必要はなく、測定に支障の無い程度の低い周波数の交流電流でもかまわない。さらに、上記の実施の形態では、図２に示した処理を１回行って、電流変換ゲインの補正係数を求めるものとしたが、図２の動作を複数回行って、得られた複数の電流変換ゲインの補正係数の平均値を算出すれば、より高い精度の電流変換ゲインの補正係数が得られることは言うまでもない。 In the above embodiment, when the current conversion gain correction coefficient is obtained, the current mainly flows in two phases of the three phases of the AC motor. However, Equation (5) indicates the magnitude of the current in each phase. Since it is established regardless of the above, it is a matter of course that the correction coefficient of the current conversion gain can be obtained even in any energized state. Further, in the above embodiment, the current detection value is measured by flowing a direct current, and the correction coefficient of the current conversion gain is obtained. However, the flowing current does not need to be a direct current and is low enough not to interfere with the measurement. An alternating current with a frequency may be used. Further, in the above embodiment, the processing shown in FIG. 2 is performed once to obtain the current conversion gain correction coefficient. However, the operation shown in FIG. It goes without saying that a higher accuracy current conversion gain correction coefficient can be obtained by calculating the average value of the conversion gain correction coefficient.
従って、上記実施の形態１によれば、電流センサゲイン係数計算器２２がある相の補正係数を求める際に、その相および基準相の電流検出値以外に、その他の相の電流検出値をも用いて計算を行うようにしたので、補正係数の測定時にいずれかの相の電流を零にする必要がなくなり、電圧指令を微調整する必要がなくなる。
Therefore, according to the first embodiment, when the current sensor
なお、上記実施の形態では位置検出器を用いて交流電動機をベクトル制御し、速度制御を行う場合について説明したが、速度検出器を用いる誘導電動機のベクトル制御、及び速度制御・位置検出器を用いないセンサレスベクトル制御等においても同様な効果があることはいうまでもなく、また、速度制御以外の制御方式（位置制御、トルク制御など）においても有効であることは勿論である。さらに、この発明の範囲は、電流フィードバックを行うベクトル制御に限定されるものではなく、検出した電流を用いて電圧指令を演算する制御方式に適用可能なものであり、同様の効果を有する。 In the above embodiment, the case where the AC motor is vector-controlled using the position detector and the speed control is performed has been described. However, the induction motor vector control using the speed detector and the speed control / position detector are used. Needless to say, the same effect can be obtained in sensorless vector control and the like, and it is also effective in control methods other than speed control (position control, torque control, etc.). Furthermore, the scope of the present invention is not limited to vector control for performing current feedback, but can be applied to a control method for calculating a voltage command using a detected current, and has the same effect.
実施の形態２．
次に、上記の実施の形態１とは異なるアルゴリズムによる、この発明による交流電動機の制御装置の実施の形態２の動作について説明する。図３は、この発明の実施の形態２による交流電動機の制御装置において、電流変換ゲインの補正係数を求める際の電流センサゲイン係数計算器２２の動作を示すフローチャートである。
Next, the operation of
実施の形態２においても、ステップ４１〜４３の動作は実施の形態１と同じであり、２回の電流測定のデジタル信号値Ｘｕ１、Ｘｖ１、Ｘｗ１、およびＸｕ２、Ｘｖ２、Ｘｗ２が記憶される。第５ステップ４５では、Ｕ相に対するＶ相およびＷ相の補正係数Ｋｖ、Ｋｗをそれぞれ求めるが、そのアルゴリズムは実施の形態１とは異なる。
Also in the second embodiment, the operations in
実施の形態２の第５ステップ４５においては、補正係数Ｋｖ、Ｋｗは繰り返し計算により求められる。まず、計算初期値設定部となるステップ４６にて、繰り返し計算のカウンタｎを０に設定すると共に、計算過程の補正係数Ｋｖ（ｎ）、Ｋｗ（ｎ）の初期値Ｋｖ（０）、Ｋｗ（０）を０に設定する。
In the
次に、計算部となるステップ４７では補正係数の計算を行う。まず、Ｖ相の補正係数Ｋｖ（ｎ）を計算するが、前回の計算で求めたＫｗ（ｎ）を用いて、Ｗ相のデジタル信号値Ｘｗ１をも用いて計算を行う。なお、一回目であるｎ＝０の時には前回計算値が存在しないので、補正係数Ｋｗ（ｎ）の初期値Ｋｗ（０）は計算初期値設定部４６にて１に設定してある。次に、同様にＷ相の補正係数Ｋｗ（ｎ）を計算するが、このときには直前に求めたＫｖ（ｎ）を用いて、Ｖ相のデジタル信号値Ｘｖ２も用いて計算を行う。
Next, in
繰り返し制御部となるステップ４８は、前回と今回の計算での補正係数の差Ｋｖ（ｎ＋１）−Ｋｖ（ｎ）、Ｋｗ（ｎ＋１）−Ｋｗ（ｎ）を計算し、その差が所定の許容値ｅより大きければ再度計算部４７を動作させ、許容値ｅ以下であれば計算を終了させる。最後に、係数設定部となるステップ４９にて、計算が終わった補正係数Ｋｖ（ｎ＋１）、Ｋｗ（ｎ＋１）を最終的な補正係数Ｋｖ、Ｋｗとして保存する。
従って、この実施の形態２による計算では、逆行列計算を行うことなく計算が行われるので、計算結果が直感的に理解しやすいという特徴があり、また、補正係数Ｋｖ、Ｋｗが元々１に近い場合、収束が速い為、計算量が少なくなることが期待できる。 Therefore, in the calculation according to the second embodiment, since the calculation is performed without performing the inverse matrix calculation, there is a feature that the calculation result is easy to understand intuitively, and the correction coefficients Kv and Kw are originally close to 1. In this case, since the convergence is fast, it can be expected that the calculation amount is reduced.
また、上記の場合は、所定の許容値ｅの範囲にまた補正係数Ｋｖ、Ｋｗが収束した状態で計算を終了するが、補正係数Ｋｖ、Ｋｗの必要な精度を得るために要求される繰り返し計算回数が、あらかじめ予想できる場合は、所定のｎ０回の所定の回数ｎ０だけ、カウンタｎを増やしながら計算部となるステップ４７を繰り返し動作させてもよく、アルゴリズムを単純化することが出来る。 In the above case, the calculation ends with the correction coefficients Kv and Kw converged again within the range of the predetermined allowable value e. However, iterative calculation required to obtain the required accuracy of the correction coefficients Kv and Kw. When the number of times can be predicted in advance, step 47 as a calculation unit may be repeatedly operated while increasing the counter n by a predetermined number n0 of predetermined n0 times, and the algorithm can be simplified.
実施の形態３．
以上の説明では、電流変換ゲインの補正係数を求める際に、通常の運転とは異なる動作をインバータ装置に行わせる方法について説明したが、インバータが通常の運転を行っている場合でも、同様に電流変換ゲインの補正係数を求めることが可能である。図４に、通常同期モータの制御でよく用いられるｄ軸電流０制御を行っている場合の、回転子電気角と各相電流の関係を示すが、図より分かるように、タイミング１付近（電気角６０°付近）ではＵ相とＶ相に電流が流れてＷ相にはほとんど電流が流れず、またタイミング２付近（電気角１２０°付近）ではＵ相とＷ相に電流が流れてＶ相にはほとんど電流が流れなくなることが分かる。これらのタイミングにあわせて電流の測定を行えば、通常の運転中のインバータにおいても電流変換ゲインの補正係数を求めることが可能になる。
In the above description, the method for causing the inverter device to perform an operation different from the normal operation when obtaining the correction coefficient of the current conversion gain has been described. It is possible to obtain a conversion gain correction coefficient. FIG. 4 shows the relationship between the rotor electrical angle and each phase current when d-axis current zero control, which is often used in the control of a synchronous motor, is performed. As can be seen from FIG. Near the angle of 60 °, current flows in the U phase and V phase, and almost no current flows in the W phase, and in the vicinity of timing 2 (around 120 ° electrical angle), current flows in the U phase and W phase. Shows that almost no current flows. If the current is measured in accordance with these timings, the current conversion gain correction coefficient can be obtained even in an inverter during normal operation.
図５は、この発明の実施の形態３による交流電動機の制御装置の構成を示すブロック図である。図５に示す実施の形態３において、電流センサゲイン補正計算部２２は、Ａ／Ｄ変換器１５ａ、１５ｂ、１５ｃから得られるデジタル信号値、および位置検出器１１からの回転子位置信号から補正係数Ｋｖ、Ｋｗを算出する。
FIG. 5 is a block diagram showing the configuration of an AC motor control device according to
図６は、電流センサゲイン補正計算部２２の動作を示すフローチャートである。以下ではこの図に基づいて、この発明の実施の形態３の動作を説明する。なお、両図において、図１、図２と同じ番号の部分は同様の機能を有する。
FIG. 6 is a flowchart showing the operation of the current sensor gain
この発明の実施の形態３では、電流変換ゲインの補正係数を求める際にもインバータは通常の運転を持続する。電流変換ゲインの補正係数を求める際に、電流センサゲイン補正計算部２２は、まず、第１ステップ５０にて回転子位置信号をモニタして、タイミング１の状態になるまで待機し、回転子がタイミング１に相当する電気角になると、第２ステップ４１にて各相電流を検出、記憶する。
In
次に、第３ステップ５１にてタイミング２の状態になるまで待機し、回転子がタイミング２に相当する電気角になると、第４ステップ４３にて各相電流を検出、記憶する。最後に第５ステップにて補正係数Ｋｖ、Ｋｗを計算する。計算が完了した時点で、誤差補正演算器２１ａ、２１ｂに設定された補正係数は、新しく計算された補正係数に更新される。
Next, it waits until it will be in the state of the
なお、上記の説明では、各相電流を検出するタイミングを電気角６０°と１２０°の二つとしたが、同様のタイミングは電気角２４０°と３００°にも現れ、後者のタイミングを用いても効果が同様であることは言うまでも無い。式（５）による補正係数Ｋｖ、Ｋｗの計算は、原理的には特に上記で述べたタイミング以外でも成立するので、計算精度があまり重要でない場合は、上記以外のタイミングで電流検出を行っても良い。 In the above description, the timing for detecting each phase current is set to two electrical angles of 60 ° and 120 °. However, the same timing appears at electrical angles of 240 ° and 300 °, and the latter timing can be used. Needless to say, the effects are similar. Since the calculation of the correction coefficients Kv and Kw according to the equation (5) is in principle also established at timings other than those described above, if the calculation accuracy is not so important, current detection may be performed at timings other than the above. good.
また、実施の形態３による運転中の電流変換ゲイン補正係数の計算は、各相電流の振幅が大きいほど、また電流の周波数が低いほど、計算に用いる電流値が大きくなりかつ安定して、計算の精度が向上することは自明であるから、運転状態にかかわりなく電流変換ゲイン補正係数を計算、更新するのではなく、上に述べた大電流・低周波数駆動時には補正係数の計算、更新を行い、そうでない運転条件の場合には、補正係数の計算、更新を停止するようにした方が、適切な電流変換ゲイン補正係数の更新を行うことが出来る。 The calculation of the current conversion gain correction coefficient during operation according to the third embodiment is such that the current value used for the calculation increases and becomes stable as the amplitude of each phase current increases and the current frequency decreases. It is self-evident that the accuracy of the current is improved, so instead of calculating and updating the current conversion gain correction factor regardless of the operating condition, the correction factor is calculated and updated during the high current / low frequency drive described above. In the case of other operating conditions, it is possible to update the current conversion gain correction coefficient appropriately by stopping the calculation and updating of the correction coefficient.
また、上記の実施の形態３では、電流センサゲイン補正計算部は回転子位置信号をモニタして電流測定のタイミングを判断していたが、回転子位置のかわりにベクトル制御の制御軸位相により測定タイミングを判断してもかまわないことはもちろんであり、同様の効果が得られる。
In
従って、実施の形態３によれば、電流センサゲイン係数計算器２２がインバータ装置の所定の制御電気角位相に基づいて補正係数の測定、算出、更新を行うようにし、ある相の補正係数を求める際に、その相および基準相の電流検出値以外に、その他の相の電流検出値をも用いて計算を行うようにしたので、通常の運転中のインバータにおいても電流変換ゲインの補正係数を求めることが出来る。
Therefore, according to the third embodiment, the current sensor
１ 三相交流、２ コンバータ装置、３ 平滑コンデンサ、４ インバータ装置、５ 三相交流電動機、１０ａ、１０ｂ、１０ｃ 電流検出器、１１ 位置検出器、１２ 微分器、１３ａ 加算器、１４ 電流指令発生器、１５ａ、１５ｂ、１５ｃ Ａ／Ｄ変換器、１６ 座標変換器、１７ａ、１７ｂ 電流制御器、１８ 座標変換器、１９ ＰＷＭ信号発生器、２０ ゲートドライブ回路、２１ａ、２１ｂ 補正演算器、２２ 電流センサゲイン係数計算器、２３ 信号スイッチ。
1 three-phase AC, 2 converter device, 3 smoothing capacitor, 4 inverter device, 5 3-phase AC motor, 10a, 10b, 10c current detector, 11 position detector, 12 differentiator, 13a adder, 14
Claims (3)
前記コンバータ装置の直流電力を可変電圧可変周波数の交流に変換して交流電動機に供給するインバータ装置と、
前記インバータ装置から出力される各相電流を検出する電流検出器と、
前記電流検出器により検出される検出値に補正係数を乗じて電流検出値の補正を行う補正手段と、
外部からの補正指令に基づいて前記補正係数の測定、算出を行う係数計算器と、
電圧指令に基づいて前記インバータ装置をＰＷＭ制御する信号を発生するＰＷＭ信号発生器と、
前記補正手段により補正された電流検出値を三相の電圧指令信号に変換した電圧指令を出力する制御部と、
通常の運転時は、前記制御部からの電圧指令を前記ＰＷＭ信号発生器に出力し、外部からの補正指令の入力時は、前記ＰＷＭ信号発生器に出力する電圧指令を前記係数計算器から出力される補正係数の測定用の値に切り替える信号スイッチと
を備え、
前記係数計算器は、各相に直流電流を流した状態で三相電流を検出し、この三相電流の検出値を用いて補正係数を求める
ことを特徴とする交流電動機の制御装置。 A converter device for converting AC power into DC power;
An inverter device that converts the DC power of the converter device into AC of variable voltage and variable frequency and supplies the AC power to the AC motor;
A current detector for detecting each phase current output from the inverter device;
Correction means for correcting the detected current value by multiplying the detected value detected by the current detector by a correction coefficient;
A coefficient calculator for measuring and calculating the correction coefficient based on an external correction command;
A PWM signal generator for generating a signal for PWM controlling the inverter device based on a voltage command;
A control unit that outputs a voltage command obtained by converting the detected current value corrected by the correction unit into a three-phase voltage command signal;
During normal operation, a voltage command from the control unit is output to the PWM signal generator, and when a correction command is input from the outside, a voltage command to be output to the PWM signal generator is output from the coefficient calculator. And a signal switch for switching to a measurement value for the correction factor to be measured,
The control device for an AC motor, wherein the coefficient calculator detects a three-phase current in a state where a direct current is passed through each phase, and obtains a correction coefficient using the detected value of the three-phase current.
前記コンバータ装置の直流電力を可変電圧可変周波数の交流に変換して交流電動機に供給するインバータ装置と、
前記インバータ装置から出力される各相電流を検出する電流検出器と、
前記電流検出器により検出される検出値に補正係数を乗じて電流検出値の補正を行う補正手段と、
前記インバータ装置の所定の制御電気角位相に基づいて前記補正係数の測定、算出、更新を行う係数計算器と、
電圧指令に基づいて前記インバータ装置をＰＷＭ制御する信号を発生するＰＷＭ信号発生器と、
前記補正手段により補正された電流検出値を三相の電圧指令信号に変換した電圧指令を前記ＰＷＭ信号発生器に出力する制御部と
を備え、
前記係数計算器は、運転中の三相電流の瞬時値を同一タイミングで検出して、この三相の電流検出値を用いて補正係数を求める
ことを特徴とする交流電動機の制御装置。 A converter device for converting AC power into DC power;
An inverter device that converts the DC power of the converter device into AC of variable voltage and variable frequency and supplies the AC power to the AC motor;
A current detector for detecting each phase current output from the inverter device;
Correction means for correcting the detected current value by multiplying the detected value detected by the current detector by a correction coefficient;
A coefficient calculator that measures, calculates, and updates the correction coefficient based on a predetermined control electrical angle phase of the inverter device;
A PWM signal generator for generating a signal for PWM controlling the inverter device based on a voltage command;
A control unit that outputs a voltage command obtained by converting the detected current value corrected by the correction unit into a three-phase voltage command signal to the PWM signal generator, and
The coefficient calculator detects an instantaneous value of a three-phase current during operation at the same timing, and obtains a correction coefficient using the detected three-phase current value.
前記係数計算器は、前記位置検出器による回転子位置の検出に基づいて所定の制御電気角位相を求める
ことを特徴とする交流電動機の制御装置。 In the control apparatus for an AC motor according to claim 2,
The coefficient calculator calculates a predetermined control electrical angle phase based on detection of a rotor position by the position detector.
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