JP2008135974A - 光受信回路 - Google Patents

Abstract

【課題】信号光量が小さい場合であっても信号振幅を精度よく検出できる光受信回路を提供する。
【解決手段】光受信回路１ａは、光信号Ｐｉｎを受けるＰＤ２からの光電流Ｉｐｄに基づいて電気的な受信信号Ｓｒを生成する回路であって、光信号Ｐｉｎの振幅を検出する振幅検出回路９を備えている。振幅検出回路９は、光電流Ｉｐｄに基づく信号Ｓ_２と閾値電圧Ｖ_０との比較を示す二値信号Ｓａを出力する識別部１７と、振幅が所定の確率密度分布を有する重畳信号Ｓｘを信号Ｓ_２または閾値電圧Ｖ_０のいずれか一方に重畳する信号重畳部１３と、二値信号Ｓａを平均化する平均化部１９とを有する。振幅検出回路９は、光信号Ｐｉｎの振幅を示す信号Ｓａｍｐを平均化部１９の出力に基づいて生成する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、光受信回路に関するものである。

一般的に、光通信に用いられる光受信器においては、入力した光信号を電気信号に復号する信号系回路とは別に、通信状態が良好か否かを確認する目的から、光信号の有無や光強度を検出するためのＳＤ（Signal Detect）回路が設けられている。通常、その方式としては例えば次の二つがある。一つは、光電流を平均化した後に電流電圧変換を行う方式である。これには、フォトダイオード（以下、ＰＤと略記する）のバイアス端子（入力した光信号を電気信号に復号する信号系回路の電流電圧変換部が接続される端子と反対側の端子）に光電流の平均化回路を接続し、高周波のパルス状である光電流の平均値に応じたＤＣ信号を生成するものが多い。また、他の一つは、光電流を電流電圧変換して得られた電圧信号の振幅に応じた信号を生成する方式である。

このうち、後者の方式は、ＳＤ回路以外にも、バースト信号を受信する回路における閾値決定に用いられる場合があり、様々な方式が考えられている。例えば、特許文献１に記載された回路は、図１０に示すように、光信号Ｐｉｎを光電流Ｉに変換する受光素子１０１と、光電流Ｉを電圧信号Ｓに変換する電流電圧変換部１０３と、電圧信号Ｓのピークを平滑化し、この平滑化信号から閾値信号Ｓｔｈを生成するピークホールド回路１０５及び分圧回路１０７と、電圧信号Ｓ及び閾値信号Ｓｔｈの差電圧を増幅する差動増幅部１０９と、差動増幅部１０９の出力の大きさに応じて信号を識別するコンパレータ１１１とを備えている。また、特許文献２に記載された回路は、電流電圧変換部に入力される光電流の一部をモニタし、ピーク検出を行うことによりバイアス電圧を生成して、このバイアス電圧を後段の主増幅器（オートゲインコントロールアンプ）に提供している。
特開平５−７１１３号公報 特開平１１−２３４０５６号公報

しかしながら、上述した従来のＳＤ回路には次の問題点がある。すなわち、従来のＳＤ回路の入力信号においては、入力される光信号の光量が少ないと、前置増幅器や主増幅器において発生するノイズが支配的となってしまう。図１１は、光信号の光量とＳＤ回路の出力との典型的な相関を示すグラフである。このグラフに示すように、光信号の光量が大きい場合は光量とＳＤ回路出力とが良好な比例関係を保つが、光信号の光量が小さくなると、ＳＤ回路出力がノイズに影響されてしまい、ＳＤ回路出力と光信号の光量とが乖離してしまう。

本発明は、上記した問題点を鑑みてなされたものであり、信号光量が小さい場合であってもノイズの影響を抑えて信号振幅を精度よく検出できる光受信回路を提供することを目的とする。

上記した課題を解決するために、本発明による光受信回路は、光信号を受けるフォトダイオードからの光電流に基づいて電気的な受信信号を生成する光受信回路であって、光信号の振幅を検出する振幅検出回路を備えており、振幅検出回路が、光電流と閾値との比較を示す二値信号を出力する識別部と、振幅が所定の確率密度分布を有する重畳信号を光電流または閾値のいずれか一方に重畳する信号重畳部と、二値信号を平均化する平均化部とを有し、振幅検出回路は、光信号の振幅を示す信号を平均化部の出力に基づいて生成することを特徴とする。

上記した光受信回路においては、識別部に入力される前の光電流または閾値のいずれか一方に、重畳信号が重畳される。重畳信号は、所定の確率密度分布を有する信号であり、例えばガウス分布に従って変動する白色雑音や、或いは所定の電圧範囲内に一様に分布する正弦波などが好適に用いられる。以下、白色ガウス雑音が光電流に重畳された場合を例に説明する。このとき、識別部に入力される光電流の値は、白色雑音が重畳される前のＨレベルに相当する電圧値及びＬレベルに相当する電圧値を極大とする二つのガウス分布の重ね合わせに応じた頻度で出現することとなる。

識別部は、白色ガウス雑音が重畳された光電流と閾値とを比較して二値信号を生成する。このとき、重畳前における光電流のＨレベルが大きいほど、光電流が閾値を頻繁に超えることとなり、光電流が閾値を超えたことを示す二値信号値（例えば１［Ｖ］）の合計出現時間が増大する。逆に、重畳前における光電流のＨレベルが小さいほど、光電流が閾値を超える頻度が少なくなり、この二値信号値の合計出現時間が減少する。

そして、二値信号は平均化部により時間的に平均化される。例えば、二値信号値の他方（光電流が閾値を超えないことを示す二値信号値）が０［Ｖ］である場合、平均化部からの出力の大きさは、光電流が閾値を超えたことを示す信号値１［Ｖ］の出現確率と同値となる。すなわち、平均化部からの出力は、白色ガウス雑音が重畳される前の光電流のＨレベルに応じた値となる。従って、光信号の振幅を示す信号を平均化部の出力に基づいて生成することにより、信号振幅を好適に検出できる。なお、白色ガウス雑音が光電流ではなく閾値に重畳された場合であっても、識別部において上記と同様の二値信号が得られるので、信号振幅を同様に検出できる。

重畳信号が白色ガウス雑音である場合について説明したが、重畳信号が所定の確率密度分布で時間的に変動する信号であれば、上記作用と同様の作用が得られる。このように、上記した光受信回路によれば、重畳信号を光電流または閾値に重畳し、光電流が閾値を超える合計時間（すなわち平均化部からの出力）に基づいて信号振幅を検出するので、前置増幅器などでノイズが発生してもその影響は極めて軽微であり、光信号の振幅を精度よく検出できる。

また、光受信回路は、閾値が一定値であることを特徴としてもよい。或いは、閾値が平均化部の出力に応じて変化することを特徴としてもよい。例えばこれらの構成によって、上述した本発明の効果を好適に得ることができる。

また、光受信回路は、所定の確率密度分布がガウス分布であることを特徴としてもよく、或いは、所定の確率密度分布が、所定の電圧範囲内における一様分布であることを特徴としてもよい。これらのうち何れかの確率密度分布を有する重畳信号を光電流または閾値に重畳することにより、光電流のＨレベルに応じた二値信号を好適に得ることができる。

本発明による光受信回路によれば、光信号の光量が小さい場合であってもノイズの影響を抑えて光信号の振幅を精度よく検出できる。

以下、添付図面を参照しながら本発明による光受信回路の実施の形態を詳細に説明する。なお、図面の説明において同一の要素には同一の符号を付し、重複する説明を省略する。

（第１の実施の形態）
図１は、本発明による光受信回路の第１実施形態として、光受信回路１ａの構成を示すブロック図である。同図に示す光受信回路１ａは、フォトダイオード（以下ＰＤとする）２といった受光素子に入力された光信号Ｐｉｎを、電気信号である受信信号Ｓｒに変換する。光受信回路１ａは、バイアス回路３、前置増幅器５、主増幅器７、及び振幅検出回路９を備えている。

バイアス回路３は、ＰＤ２のカソード側に接続されており、ＰＤ２にバイアス電圧を供給する。これにより、ＰＤ２には光信号Ｐｉｎに応じた大きさの光電流Ｉｐｄが高速に流れる。

前置増幅器５は、ＰＤ２が出力する光電流Ｉｐｄを電圧信号Ｓ_１に変換する。前置増幅器５は、いわゆるトランスインピーダンスアンプか、またはハイインピーダンスアンプといった回路を含む。前置増幅器５は、光電流Ｉｐｄを入力し、光電流Ｉｐｄに応じた大きさの信号Ｓ_１を出力する。

主増幅器７は、前置増幅器５から出力された信号Ｓ_１に対して波形成形および増幅を行い、受信信号Ｓｒを生成する。主増幅器７から出力された受信信号Ｓｒは、出力端子８を介して光受信回路１ａの外部へ提供される。

振幅検出回路９は、前置増幅器５の出力端に接続されており、前置増幅器５から出力された信号Ｓ_１に基づいて、光信号Ｐｉｎの振幅を示す信号Ｓａｍｐを生成する。本実施形態の振幅検出回路９は、バッファ１１、信号重畳部１３、定電圧源１５、識別部１７、及び平均化部１９を有する。

バッファ１１は、前置増幅器５の後段に設けられており、信号Ｓ_１を受けて同信号を出力する。信号重畳部１３は、バッファ１１から出力された信号Ｓ_１に重畳信号Ｓｘを重畳する。ここで、重畳信号Ｓｘとは、その振幅がガウス分布などの所定の確率密度分布を有する信号であり、例えば白色ガウス雑音とすることができる。信号重畳部１３は、重畳信号源１３ａ及び加算器１３ｂを含み、加算器１３ｂは、バッファ１１からの信号Ｓ_１に重畳信号源１３ａからの重畳信号Ｓｘを重畳した信号Ｓ_２を識別部１７へ出力する。なお、本実施形態では、加算器１３ｂと識別部１７との間に交流結合用のコンデンサ２１が接続されており、加算器１３ｂから出力された信号Ｓ_２の直流成分が除去される。なお、加算器１３ｂはトランジスタを用いたアナログ加算器を用いてもよいが、重畳信号源１３ａの出力を、抵抗を介してコンデンサ２１に接続し、バッファ１１の出力も別の抵抗を介してコンデンサ２１に接続するという抵抗ネットワークでも簡易に構成できる。

定電圧源１５は、識別部１７へ入力される閾値電圧Ｖ_０を生成する。なお、本実施形態では閾値電圧Ｖ_０を定電圧源１５において生成しているが、閾値電圧Ｖ_０は、光受信回路１ａの外部から入力されてもよい。なお、コンデンサ２１と識別部１７を結ぶ配線もＶ_０とは異なる電圧でバイアスされていなければならない。以下では説明のため、当該配線は接地電位にバイアスされているものとする。

識別部１７は、信号Ｓ_２と閾値電圧Ｖ_０とを比較した結果を示す二値信号Ｓａを生成する。その同相入力は加算器１３ｂ及びバッファ１１を介して前置増幅器５に接続されており、逆相入力は定電圧源１５に接続されている。識別部１７は、信号Ｓ_２が閾値電圧Ｖ_０を超えた場合に、二値信号Ｓａとして所定電圧（例えば１Ｖ）を出力する。また、信号Ｓ_２が閾値電圧Ｖ_０よりも小さい場合に、別の所定電圧（例えば０Ｖ）を出力する。

平均化部１９は、識別部１７から出力された二値信号Ｓａを平均化する。平均化部１９は、例えば抵抗及び容量からなる積分回路とすることができる。平均化部１９は、二値信号Ｓａを入力してその平均値を出力する。平均化部１９の出力は外部出力端子２３に接続されており、平均化部１９からの出力信号は、光信号Ｐｉｎの振幅を示す信号Ｓａｍｐとして、外部出力端子２３を介して光受信回路１ａの外部に取り出される。

続いて、光受信回路１ａによる作用について詳細に説明する。なお、以下の説明において、光信号ＰｉｎがＨレベルの時の光強度に対応する信号Ｓ_１の値をＶＨとし、光信号ＰｉｎがＬレベルの時の光強度に対応する信号Ｓ_１の値をＶＬとする。

いま、説明を容易にするため、識別部１７に入力される信号Ｓ_２が閾値電圧Ｖ_０を超えたときに識別部１７から出力される二値信号Ｓａの大きさを１Ｖとし、信号Ｓ_２が閾値電圧Ｖ_０を超えないときに識別部１７から出力される二値信号Ｓａの大きさを０Ｖとする。また、図２に示すグラフのように、前置増幅器５から出力される信号Ｓ_１のＨレベルの割合、すなわち光信号Ｐｉｎのマーク率が１／２で、且つ信号Ｓ_１の各ビットの立ち上がり及び立ち下がりが瞬時に行われるような場合を仮定する。

今、説明のために、重畳される信号の振幅がガウス分布に従う雑音信号（信号Ｓ_１とは無相関）であるとする。信号Ｓ_１には重畳信号Ｓｘが加算されて（Ｓ_２＝Ｓ_１＋Ｓｘ）識別部１７に入力される。ここで、図３（ａ）及び図３（ｂ）は、この例において信号Ｓ_２の振幅分布を説明する図である。図３（ａ）は信号Ｓ_１の波形であり、図３（ｂ）は信号Ｓ_２の振幅分布（すなわち、各電圧値の出現確率を示す確率密度関数）を示している。図３（ａ）に示す信号Ｓ_１に、振幅がガウス分布を有する信号Ｓｘが重畳された場合、識別部１７に入力される信号Ｓ_２の値は、図３（ｂ）に示すように、Ｈレベルの電圧値ＶＨ及びＬレベルの電圧値ＶＬを極大とする二つのガウス分布の重ね合わせに応じた頻度で出現することとなる。なお、本実施形態では信号Ｓ_２が交流結合用のコンデンサ２１を通過しているので、電圧値ＶＨ及びＶＬの中間値（ＶＨ＋ＶＬ）／２は接地電位となる。

本実施形態の光受信回路１ａでは、図３（ｂ）に示したような信号Ｓ_２の電圧分布を利用して、信号Ｓ_１の振幅（Ｈレベルの電圧値ＶＨとＬレベルの電圧値ＶＬとの差）を以下のように求める。

二値信号Ｓａが１Ｖになる頻度（すなわち、信号Ｓ_２が閾値電圧Ｖ_０を超える頻度）をＰ（Ｖ_０）とすると、二値信号Ｓａが０Ｖになる頻度は、１−Ｐ（Ｖ_０）である。なお、Ｐ（Ｖ_０）は、信号Ｓ_２の確率密度分布に対応し、Ｖ_０から＋∞まで積分したもの（図３（ｂ）参照）である。従って、二値信号Ｓａを平均化した信号Ｓａｍｐが、Ｐ（Ｖ_０）となる。いま、光信号Ｐｉｎの振幅が増大して電圧ＶＨが大きくなると、Ｐ（Ｖ_０）も増大するので信号Ｓａｍｐの値が大きくなる。逆に、光信号Ｐｉｎの振幅が減少して電圧ＶＨが小さくなると、Ｐ（Ｖ_０）も減少するので信号Ｓａｍｐの値が小さくなる。つまり、信号Ｓａｍｐの値は、光信号Ｐｉｎの振幅に応じて変動することとなり、信号Ｓａｍｐの値を参照することによって光信号Ｐｉｎの振幅を知ることができる。

図４（ａ）〜図４（ｃ）は、重畳信号Ｓｘとして好ましくない信号の一例を説明するための図である。図４（ａ）は、信号Ｓ_１の波形を示し、図４（ｂ）及び図４（ｃ）は、重畳信号Ｓｘが重畳された信号Ｓ_２の振幅分布のうち、Ｈレベル電圧値ＶＨに対応する電圧分布の一例（図４（ｂ））及びＬレベル電圧値ＶＬに対応する電圧分布の一例（図４（ｃ））をそれぞれ示す。この例では、重畳信号Ｓｘとして一定範囲内での電圧分布が一様である信号（三角波など）を例に挙げて説明する。

図４（ａ）〜図４（ｃ）に示すように、重畳信号Ｓｘの分布の半分（振幅ａ）が信号Ｓ_１の振幅（ＶＨ−ＶＬ）よりも大きい場合、Ｈレベル時の信号Ｓ_２の電圧分布（図４（ｂ））とＬレベル時の信号Ｓ_２の電圧分布（図４（ｃ））とが部分的に打ち消し合ってしまう。このような場合には、重畳信号Ｓｘとして不適となる。なお、重畳信号Ｓｘの電圧分布がガウス分布などの一様でない分布である場合には、このような問題は生じない。

従って、重畳信号Ｓｘが三角波のように電圧分布が一様である場合には、例えば図５（ｂ），図５（ｃ）に示すように、重畳信号Ｓｘの分布範囲（振幅ａ）を信号Ｓ_１の振幅（ＶＨ−ＶＬ）より小さく設定することが望ましい。なお、図５（ｂ）及び図５（ｃ）は、信号Ｓ_２の振幅分布のうち、Ｈレベル電圧値ＶＨに対応する確率密度分布の一例（図５（ｂ））及びＬレベル電圧値ＶＬに対応する確率密度分布の一例（図５（ｃ））をそれぞれ示す。また、図５（ａ）は、図５（ａ）と同様の信号Ｓ_１の波形を示す。図５（ｂ），図５（ｃ）に示すグラフにおいては、重畳信号Ｓｘの分布の半分（振幅ａ）が信号Ｓ_１の振幅（ＶＨ−ＶＬ）よりも十分に小さくなっており、Ｐ（Ｖ_０）すなわち信号Ｓａｍｐの値が光信号Ｐｉｎの振幅を好適に表すことができる。この場合においては、平均化部１９の出力からフィードバックをかけて、振幅ａを制御した方が回路のダイナミックレンジを大きく取れる。

なお、本実施形態の前置増幅器５は、トランスインピーダンスアンプ及びハイインピーダンスアンプの何れであってもよい。トランスインピーダンスアンプは、大きな利得を実現できる。また、ハイインピーダンスアンプは、一般的にオフセット（無入力時の出力電圧）の変動が小さい。また、重畳信号Ｓｘとしては、デジタル回路を用いて擬似ランダム信号を発生させることにより生成された擬似ノイズを用いてもよい。また、前置増幅器５の出力雑音が十分大きい場合には、信号重畳部１３を前置増幅器５に兼ねさせることができる。

次に、本実施形態の光受信回路１ａにおいて、従来のピーク検出方式と比較してノイズによる影響が軽微である理由について説明する。

従来のピーク検出方式においては、電流電圧変換によって得られた信号に関し、或る時間内で最も高い電圧値を保持する方式が採用されていた。従って、信号にノイズが重畳されると、そのノイズによるピークレベルを保持してしまう。これにより、検出されたピークレベルは、本来のピークレベルに対して大きな誤差を含むこととなる。

これに対し、本実施形態の光受信回路１ａにおいては、信号Ｓ_１の電圧値に分布を与え、所定値（閾値電圧Ｖ_０）を超えた時間（すなわち確率密度関数における閾値電圧Ｖ_０以上の積分値）を測定し、その測定結果（すなわち平均化部１９からの出力信号Ｓａｍｐ）に基づいて光信号Ｐｉｎの振幅を推定している。従って、ノイズによって瞬間的に信号Ｓ_１の電圧値が高くなったとしても、平均化部１９において平均化することにより、その影響を極めて小さくできる。また、信号Ｓ_１に重畳されるノイズの多くは、時間的に平均化すると相殺されてほぼゼロになるので、平均化部１９においてその影響をほぼ相殺できる。

次に、重畳信号Ｓｘを信号Ｓ_１に重畳する理由、及び重畳信号Ｓｘの電圧分布としてガウス分布が好ましい理由について説明する。

いま、仮に重畳信号Ｓｘを重畳しない場合について検討する。ここで、図６（ａ）〜図６（ｃ）は、重畳信号Ｓｘを重畳しない場合の信号の電圧分布を示す。図６（ａ）に示すようなＨレベル電圧値ＶＨ、Ｌレベル電圧値ＶＬの信号Ｓ_１がそのまま識別部１７に入力されると、その振幅の確率密度分布は、図６（ｂ）に示すように二つのデルタ関数Ｂ_１，Ｂ_２からなる分布となる。この場合、Ｈレベル電圧値ＶＨが識別部１７の閾値電圧Ｖ_０よりも小さければ識別部１７は二値信号Ｓａとしてローレベル（０Ｖ）を出力し続ける。逆に、Ｈレベル電圧値ＶＨが閾値電圧Ｖ_０より大きいと、識別部１７が二値信号Ｓａとしてハイレベル（１Ｖ）を出力し続ける。従って、信号Ｓａｍｐは連続的な量ではなくなり、光信号Ｐｉｎの振幅の大きさを表すことはできない。

これに対し、本実施形態のように信号Ｓ_１に重畳信号Ｓｘを重畳して識別部１７へ入力すれば、識別部１７からの二値信号Ｓａを平均化することによって信号Ｓ_１と閾値電圧Ｖ_０との乖離の程度がわかる。これにより、光信号Ｐｉｎの振幅の大きさを知ることができる。

特に、重畳信号Ｓｘとしてその振幅の確率密度がガウス分布に従う信号（白色ガウス雑音など）を用いると、（１）重畳信号Ｓｘのパワー（電力）の制御精度は低くてもよい、（２）信号Ｓ_１のＨレベル電圧値ＶＨがいかなる電圧値であっても安定的に光信号Ｐｉｎの振幅を知ることができる、といった利点が得られる。

なお、図６（ａ）〜（ｃ）に基づいて説明したような現象は、重畳信号Ｓｘの電圧範囲が極端に狭いとき（すなわちＨレベル電圧値ＶＨ及びＬレベル電圧値ＶＬの近傍でのみ０にならないような分布のとき）にも生じ易い。つまり、Ｈレベル電圧値ＶＨが閾値電圧Ｖ_０に近く、閾値電圧Ｖ_０が重畳信号Ｓｘの狭い電圧範囲内にあれば問題ないが、Ｈレベル電圧値ＶＨが閾値電圧Ｖ_０から離れてしまうと、前記現象と同様の現象が引き起こされる。このことからも、所定の電圧範囲内で一様に分布するような信号を重畳信号Ｓｘとして用いる場合には、その電圧範囲を、予想される信号Ｓ_１の振幅変動幅に応じて設定することが好ましい。なお、ガウス分布は平均値近傍に大部分が集中しており、平均値から離れるにつれて減少している。重畳信号Ｓｘとしてこのような分布を有する雑音信号を用いた場合には、この電圧範囲（ガウス分布の場合には電力）の設定をしてもよいが、その制御精度が低くてもよいという利点がある。

以上に説明したように、本実施形態の光受信回路１ａにおいては、光電流Ｉｐｄに基づく信号Ｓ_１に重畳信号Ｓｘを重畳し、重畳後の信号Ｓ_２が閾値電圧Ｖ_０を超える頻度（すなわち平均化部１９からの出力信号Ｓａｍｐ）に基づいて光信号Ｐｉｎの振幅を検出している。従って、信号Ｓ_１にノイズが含まれていてもその影響は極めて軽微であり、光信号Ｐｉｎの振幅を精度よく検出できる。

また、重畳信号Ｓｘとしてその振幅がガウス分布を有する雑音信号を用いると、前置増幅器５の低い入力インピーダンスに起因する雑音とほぼ同じ分布のため設計も簡易である。

なお、ここまでは主に光受信回路１ａ内で発生した雑音に対する効果について記述したが、本実施形態は外部からのノイズに対しても有効である。外部から回り込んでくる雑音は、単発的ではあるが、従来の技術ではやはり、雑音のレベルを保持してしまうという欠点がある。しかしながら、外部からの雑音も、その回りこみの経路が静電結合にせよ、誘導型にせよ、時間平均すれば０になるため、上記の理由により本実施形態は外部からのノイズの影響を殆ど受けないのである。

（第２の実施の形態）
図７は、本発明による光受信回路の第２実施形態の構成を示すブロック図である。同図に示す光受信回路１ｂは、ＰＤ２に入力された光信号Ｐｉｎを、電気信号である受信信号Ｓｒに変換する。光受信回路１ｂは、バイアス回路３、前置増幅器５、主増幅器７、及び振幅検出回路９１を備えている。これらのうち、バイアス回路３、前置増幅器５、及び主増幅器７の構成については、上記した第１実施形態と同様なので詳細な説明を省略する。

本実施形態の振幅検出回路９１は、バッファ１１、信号重畳部１３、識別部２５、平均化部２７、誤差アンプ２９、及び可変電圧源３１を有する。

バッファ１１は、前置増幅器５の後段に設けられており、信号Ｓ_１を受けて同信号を出力する。信号重畳部１３は、バッファ１１から出力された信号Ｓ_１に重畳信号Ｓｘを重畳する。信号重畳部１３の構成（重畳信号源１３ａ及び加算器１３ｂ）および機能（重畳信号Ｓｘの性質）については、第１実施形態と同様である。また、本実施形態においても、加算器１３ｂの後段に交流結合用のコンデンサ２１が接続されており、信号Ｓ_２の直流成分が除去される。

識別部２５は、後述する可変電圧源３１から出力された閾値電圧Ｖ_１と信号Ｓ_２とを比較した結果を示す二値信号Ｓａを生成する。その同相入力は加算器１３ｂ及びバッファ１１を介して前置増幅器５に接続されており、逆相入力は可変電圧源３１に接続されている。識別部２５は、信号Ｓ_２が閾値電圧Ｖ_１を超えた場合に、二値信号Ｓａとして所定電圧（例えば１Ｖ）を出力する。また、信号Ｓ_２が閾値電圧Ｖ_１よりも小さい場合に、別の所定電圧（例えば０Ｖ）を出力する。

平均化部２７は、識別部２５から出力された二値信号Ｓａを平均化する。平均化部２７は、例えば抵抗及び容量からなる積分回路とすることができる。平均化部２７は、二値信号Ｓａを入力し、その平均値を示す信号Ｓａｖｅを誤差アンプ２９へ出力する。誤差アンプ２９は、平均化部２７からの信号Ｓａｖｅと所定の電圧値Ｖ_２との差電圧を示す信号Ｓｄを出力する。

可変電圧源３１は、識別部２５へ入力される閾値電圧Ｖ_１を信号Ｓｄに基づいて生成する。可変電圧源３１は、誤差アンプ２９から信号Ｓｄを受け、信号Ｓｄが大きくなると閾値電圧Ｖ_１を上昇させ、信号Ｓｄが小さくなると閾値電圧Ｖ_１を低下させる。つまり、光信号Ｐｉｎの振幅が小さくなり信号Ｓａｖｅが低下すると、可変電圧源３１は閾値電圧Ｖ_１を下げることによって信号Ｓａｖｅを上昇させる。逆に、光信号Ｐｉｎの振幅が大きくなり信号Ｓａｖｅが上昇すると、可変電圧源３１は閾値電圧Ｖ_１を上げることによって信号Ｓａｖｅを低下させる。

誤差アンプ２９の出力には外部出力端子３３が接続されており、光信号Ｐｉｎの振幅を示す信号として信号Ｓｄが取り出される。或いは、図７に破線で示すように、可変電圧源３１の出力に外部出力端子３５が接続され、光信号Ｐｉｎの振幅を示す信号として閾値電圧Ｖ_１が取り出されても良い。

本実施形態のように、光受信回路１ｂにおいては閾値電圧Ｖ_１が平均化部２７の出力に応じて変化してもよい。このような構成の場合、光信号Ｐｉｎの振幅が小さくなると信号Ｓｄ及び閾値電圧Ｖ_１が低下し、光信号Ｐｉｎの振幅が大きくなると信号Ｓｄ及び閾値電圧Ｖ_１が上昇する。従って、信号Ｓｄ及び閾値電圧Ｖ_１が光信号Ｐｉｎの振幅を表すこととなり、外部出力端子３３において信号Ｓｄを参照するか、或いは外部出力端子３５において閾値電圧Ｖ_１を参照することによって、光信号Ｐｉｎの振幅を好適に検出できる。なお、本実施形態においても第１実施形態と同様、信号Ｓ_１に重畳信号Ｓｘが重畳されるので、前置増幅器５等において発生するノイズの影響を軽減し、光信号Ｐｉｎの振幅を精度よく検出できる。

（第３の実施の形態）
図８は、本発明による光受信回路の第３実施形態の構成を示すブロック図である。同図に示す光受信回路１ｃは、ＰＤ２に入力された光信号Ｐｉｎを、電気信号である受信信号Ｓｒに変換する。光受信回路１ｃは、バイアス回路３、前置増幅器５１、主増幅器７１、及び振幅検出回路９３を備えている。

前置増幅器５１は、ＰＤ２が出力する光電流Ｉｐｄを、差動電圧信号である信号Ｓ_３に変換する。前置増幅器５１は、いわゆるトランスインピーダンスアンプか、またはハイインピーダンスアンプといった回路を含む。前置増幅器５１は、光電流Ｉｐｄを入力し、光電流Ｉｐｄに応じた大きさの信号Ｓ_３を出力する。主増幅器７１は、前置増幅器５１から出力された信号Ｓ_３に対して波形成形および増幅を行い、受信信号Ｓｒを生成する。主増幅器７１から出力された受信信号Ｓｒは、出力端子８を介して光受信回路１ｃの外部へ提供される。

振幅検出回路９３は、前置増幅器５１の出力端に接続されており、前置増幅器５１から出力された信号Ｓ_３に基づいて、光信号Ｐｉｎの振幅を示す信号を生成する。本実施形態の振幅検出回路９３は、バッファ３５、信号重畳部３７、識別部３９、平均化部２７、誤差アンプ２９、及び可変電圧源４５を有する。これらのうち、平均化部２７及び誤差アンプ２９の構成は、第２実施形態と同様である。

バッファ３５は、前置増幅器５１の後段に設けられており、差動信号である信号Ｓ_３を受けて同信号を出力する。信号重畳部３７は、バッファ３５から出力された信号Ｓ_３の正相信号及び逆相信号の双方に重畳信号Ｓｘを重畳する。本実施形態の信号重畳部３７は、重畳信号源３７ａ及び加算器３７ｂ，３７ｃを含む。加算器３７ｂは、バッファ３５からの信号Ｓ_３の正相側に重畳信号源３７ａからの重畳信号Ｓｘ_１を重畳し、識別部３９へ出力する。加算器３７ｃは、バッファ３５からの信号Ｓ_３の逆相側に重畳信号源３７ａからの重畳信号Ｓｘ_２を重畳し、識別部３９へ出力する。重畳信号Ｓｘ_１及びＳｘ_２は、第１実施形態の重畳信号Ｓｘと同様の信号（振幅がガウス分布や一様分布といった所定の確率密度分布を有する信号）であり、信号Ｓｘ_１と信号Ｓｘ_２とは互いに反転した関係にある。なお、加算器３７ｂと識別部３９との間、及び加算器３７ｃと識別部３９との間には、それぞれ交流結合用のコンデンサ４７ａ及び４７ｂが接続されており、加算器３７ｂ，３７ｃから出力された差動信号Ｓ_４の直流成分が除去される。

識別部３９は、可変電圧源４５によって生成される閾値電圧Ｖ_２と差動信号Ｓ_４とを比較した結果を示す二値信号Ｓａを生成する。識別部３９の同相入力は加算器３７ｂ及びバッファ３５を介して前置増幅器５１に接続されており、逆相入力は加算器３７ｃ及びバッファ３５を介して前置増幅器５１に接続されている。また、可変電圧源４５は、可変電流源４５ａ及び抵抗４５ｂを有する。抵抗４５ｂは識別部３９の同相入力と逆相入力との間に接続されており、可変電流源４５ａは抵抗４５ｂへ電流を供給する。この構成によって、抵抗４５ｂの両端に閾値電圧Ｖ_２が発生し、この閾値電圧Ｖ_２が差動信号Ｓ_４にバイアス成分として重畳される。識別部３９は、信号Ｓ_４が入力される同相入力端子の電圧と逆相入力端子の差が−Ｖ_２を超えた場合に、二値信号Ｓａとして所定電圧（例えば１Ｖ）を出力する。また、信号Ｓ_４が閾値電圧−Ｖ_２よりも小さい場合に、二値信号Ｓａとして別の所定電圧（例えば０Ｖ）を出力する。二値信号Ｓａは、平均化部２７において平均化される。

可変電圧源４５の可変電流源４５ａは、抵抗４５ｂへ流す電流を信号Ｓｄに基づいて生成する。可変電流源４５ａは、誤差アンプ２９から信号Ｓｄを受け、信号Ｓｄが大きくなると閾値電圧−Ｖ_２が上昇し、信号Ｓｄが小さくなると閾値電圧−Ｖ_２が低下するように、電流を生成する。つまり、光信号Ｐｉｎの振幅が小さくなり信号Ｓａｖｅが低下すると、可変電圧源４５は閾値電圧−Ｖ_２を下げることによって信号Ｓａｖｅを上昇させる。逆に、光信号Ｐｉｎの振幅が大きくなり信号Ｓａｖｅが上昇すると、可変電圧源４５は閾値電圧−Ｖ_２を上げることによって信号Ｓａｖｅを低下させる。

誤差アンプ２９の出力には外部出力端子３３が接続されており、光信号Ｐｉｎの振幅を示す信号として信号Ｓｄが取り出される。

本実施形態の光受信回路１ｃのように、前置増幅器５１の後段が差動ラインを構成している場合であっても、光信号Ｐｉｎの振幅を好適に検出できる。また、信号Ｓ_３の正相側及び逆相側のそれぞれに重畳信号Ｓｘ_１，Ｓｘ_２が重畳されるので、前置増幅器５１等において発生するノイズの影響を軽減し、光信号Ｐｉｎの振幅を精度よく検出できる。また、本実施形態の光受信回路１ｃは前述の光受信回路１ｂの変形例である。この変形例では、簡易な回路構成で識別器３９の正相入力と逆相入力の間に精度よく電位差Ｖ_２を発生させることができるという利点もある。

（第４の実施の形態）
図９は、本発明による光受信回路の第４実施形態の構成を示すブロック図である。同図に示す光受信回路１ｄは、ＰＤ２に入力された光信号Ｐｉｎを、電気信号である受信信号Ｓｒに変換する。光受信回路１ｄは、バイアス回路３、前置増幅器５、主増幅器７、及び振幅検出回路９５を備えている。これらのうち、振幅検出回路９５を除く構成については第１実施形態と同様である。

本実施形態の振幅検出回路９５は、前置増幅器５の出力端に接続されており、前置増幅器５から出力された信号Ｓ_１に基づいて、光信号Ｐｉｎの振幅を示す信号Ｓａｍｐを生成する。振幅検出回路９５は、バッファ１１、定電圧源１５、平均化部１９、信号重畳部４１、及び識別部４３を有する。

バッファ１１は、前置増幅器５の後段に設けられており、信号Ｓ_１を受けて同信号を識別部４３へ出力する。バッファ１１と識別部４３との間には交流結合用のコンデンサ４９が接続されており、バッファ１１から出力された信号Ｓ_１の直流成分が除去される。

定電圧源１５は、識別部４３へ入力される閾値電圧Ｖ_０を生成する。信号重畳部４１は、定電圧源１５から出力された閾値電圧Ｖ_０に重畳信号Ｓｘを重畳する。信号重畳部４１は、重畳信号源４１ａ及び加算器４１ｂを含む。加算器４１ｂは、定電圧源１５からの閾値電圧Ｖ_０に重畳信号源４１ａからの重畳信号Ｓｘを重畳した電圧Ｖ_４を識別部４３へ出力する。なお、重畳信号Ｓｘは、その振幅がガウス分布や一様分布といった所定の確率密度分布を有する信号である。また、閾値電圧Ｖ_０は、光受信回路１ｄの外部から入力されてもよい。

識別部４３は、信号Ｓ_１と電圧Ｖ_４とを比較した結果を示す二値信号Ｓａを生成する。その同相入力はバッファ１１を介して前置増幅器５に接続されており、逆相入力は加算器４１ｂを介して定電圧源１５に接続されている。識別部４３は、信号Ｓ_１が電圧Ｖ_４を超えた場合に、二値信号Ｓａとして所定電圧（例えば１Ｖ）を出力する。また、信号Ｓ_１が電圧Ｖ_４よりも小さい場合に、別の所定電圧（例えば０Ｖ）を出力する。平均化部１９は、識別部１７から出力された二値信号Ｓａを平均化し、光信号Ｐｉｎの振幅を示す信号Ｓａｍｐを出力する。信号Ｓａｍｐは外部出力端子２３を介して光受信回路１ａの外部に取り出される。

本実施形態のように、その振幅が所定の確率密度分布を有する重畳信号Ｓｘは、ＰＤ２からの光電流Ｉｐｄに基づいて生成された信号Ｓ_１ではなく閾値電圧Ｖ_０に重畳されてもよい。これにより、識別部４３において第１実施形態と同様の二値信号Ｓａが得られるので、光信号Ｐｉｎの振幅を好適に検出できる。従って、本実施形態の光受信回路１ｄによれば、前置増幅器５等において発生するノイズの影響を軽減し、光信号Ｐｉｎの振幅を精度よく検出できる。前述した各実施形態の光受信回路１ａ〜１ｃでは、高周波成分を持つ信号ラインに重畳信号が加算されていた。しかしながら、本実施形態の光受信回路１ｄでは重畳信号は定電圧源１５の出力に加えられるため、回路構成が簡易という利点もある。

本発明による光受信回路は、上記した実施形態に限られるものではなく、他に様々な変形が可能である。例えば、上記各実施形態では、光信号の振幅を示す信号として平均化部の出力を採用しているが、平均化部の後段にアナログ−デジタル変換器及びデジタルプロセッサを設けてもよい。この場合、デジタルプロセッサが、その内部に予め記憶されたルックアップテーブルを参照しつつ、平均化部の出力値に基づいて振幅情報を線形化（光信号の振幅に比例する量に換算）してもよい。

また、前置増幅器のノイズが温度によって変動するような場合には、光受信回路の温度に応じて、信号重畳部の重畳信号の大きさや、識別部に入力される閾値の大きさを変化させてもよい。

図１は、本発明による光受信回路の第１実施形態として、光受信回路の構成を示すブロック図である。 図２は、前置増幅器から出力される信号の波形の一例を示すグラフである。 図３（ａ）及び図３（ｂ）は、識別部に入力される信号の振幅分布を説明する図である。図３（ａ）は前置増幅器から出力された信号の波形の一例を示しており、図３（ｂ）は重畳信号が重畳された当該信号の振幅分布を示している。 図４（ａ）〜図４（ｃ）は、重畳信号として好ましくない信号の一例を説明するためのグラフである。図４（ａ）は、前置増幅器から出力された信号の波形の一例を示している。図４（ｂ）は、Ｈレベル電圧値に対応する電圧分布の一例を示している。図４（ｃ）は、Ｌレベル電圧値に対応する電圧分布を示している。 図５（ａ）〜図５（ｃ）は、重畳信号として好ましい信号の一例を説明するためのグラフである。図５（ａ）は、前置増幅器から出力された信号の波形の一例を示している。図５（ｂ）は、Ｈレベル電圧値に対応する電圧分布の一例を示している。図５（ｃ）は、Ｌレベル電圧値に対応する電圧分布を示している。 図６（ａ）〜図６（ｃ）は、重畳信号を重畳しない場合の信号の電圧分布について説明するための図である。 図７は、本発明による光受信回路の第２実施形態の構成を示すブロック図である。 図８は、本発明による光受信回路の第３実施形態の構成を示すブロック図である。 図９は、本発明による光受信回路の第４実施形態の構成を示すブロック図である。 図１０は、従来の光受信回路の構成を示す図である。 図１１は、光信号の光量と従来のＳＤ回路の出力との典型的な相関を示すグラフである。

符号の説明

１ａ〜１ｄ…光受信回路、３…バイアス回路、５，５１…前置増幅器、７，７１…主増幅器、８…出力端子、９，９１，９３，９５…振幅検出回路、１３，３７，４１…信号重畳部、１５…定電圧源、１７，２５，３９，４３…識別部、１９，２７…平均化部、２９…誤差アンプ、３１，４５…可変電圧源。

Claims (5)

1. 光信号を受けるフォトダイオードからの光電流に基づいて電気的な受信信号を生成する光受信回路であって、
   前記光信号の振幅を検出する振幅検出回路を備えており、
   前記振幅検出回路が、
   前記光電流と閾値との比較を示す二値信号を出力する識別部と、
   振幅が所定の確率密度分布を有する重畳信号を前記光電流または前記閾値のいずれか一方に重畳する信号重畳部と、
   前記二値信号を平均化する平均化部と
   を有し、
   前記振幅検出回路は、前記光信号の振幅を示す信号を前記平均化部の出力に基づいて生成することを特徴とする、光受信回路。
2. 前記閾値が一定値であることを特徴とする、請求項１に記載の光受信回路。
3. 前記閾値が前記平均化部の出力に応じて変化することを特徴とする、請求項１に記載の光受信回路。
4. 前記所定の確率密度分布がガウス分布であることを特徴とする、請求項１〜３のいずれか一項に記載の光受信回路。
5. 前記所定の確率密度分布が、所定の電圧範囲内における一様分布であることを特徴とする、請求項１〜３のいずれか一項に記載の光受信回路。

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