JP2008099471A - 昇降圧コンバータ - Google Patents

Abstract

【課題】昇圧スイッチング素子のスイッチング制御信号を生成することなく、回路構成を単純化させる昇降圧コンバータを提供する。
【解決手段】スイッチング制御信号によって降圧スイッチング素子をスイッチング制御し、降圧モードで、昇圧スイッチング素子をオフ動作させ、昇圧モードでは、降圧スイッチング素子のスイッチング動作によりその出力端に現れるスイッチ出力信号を昇圧スイッチング素子のスイッチング制御信号として、昇圧スイッチング素子を降圧スイッチング素子に同期させてスイッチング制御する。
【選択図】図１

Description

本発明は、不安定な直流入力電圧を、スイッチング方式で安定した出力電圧に変換して出力する昇降圧コンバータに関し、更に詳しくは、非絶縁型であるチョッパ方式の昇降圧コンバータに関する。

非絶縁型チョッパ方式のＤＣ−ＤＣコンバータには、入力電圧を昇圧して出力する昇圧コンバータと、降圧して出力する降圧コンバータのいずれかが用いられるが、変動する入力電圧の範囲内で安定化した出力電圧を出力するために、両者を兼ねた昇降圧コンバータが知られている（特許文献１）。

特開２００３−１１１３９２号公報（第２頁右欄第１５行乃至第３頁左欄第２７行、第６図）

この従来の昇降圧コンバータ１００を、図４のブロック図で説明すると、一対の高圧側入力端子１０１ａと低圧側入力端子１０１ｂが直流電源１３０の両側に接続し、直流電源１３０の不安定な入力電圧Ｅｉが入力端子１０１ａ、１０１ｂ間に印加される。低圧側入力端子１０１ｂと出力側の低圧側出力端子１０２ｂは、接地された低圧電源線１１０に接続し、一方、高圧側入力端子１０１ａと他側の高圧側出力端子１０２ａ間には、入力側から降圧スイッチング素子１０３、インダクタ１０４、直列ダイオード１０５が直列に接続されている。

また、直列に接続された降圧スイッチング素子１０３とインダクタ１０４の接続点、インダクタ１０４と直列ダイオード１０５の接続点、及び直列ダイオード１０５と高圧側出力端子１０２ａの各接続点と、低圧電源線１１０との間には、それぞれフライホイールダイオード１０６、昇圧スイッチング素子１０７、及び平滑コンデンサ１０８が接続され、これにより、インダクタ１０４とフライホイールダイオード１０６と昇圧スイッチング素子１０７とでπ形回路が形成され、このπ形回路に降圧スイッチング素子１０３を介して入力電圧Ｅｉが加わり、π形回路の出力が直列ダイオード１０５を介して平滑コンデンサ１０８によって平滑化され、負荷１３１が接続される一対の出力端子１０２ａ、１０２ｂ間に出力電圧Ｅｏとして出力される。

出力電圧Ｅｏは、高圧側出力端子１０２ａに接続する制御部１０９により監視され、制御部１０９は、出力電圧Ｅｏを予め設定した設定電圧として定電圧出力制御するように決定されるデューティ比δ１、δ２で、それぞれ降圧スイッチング素子１０３と昇圧スイッチング素子１０７をスイッチング制御する。

例えば、出力電圧Ｅｏが設定電圧より高い場合には、昇圧スイッチング素子１０７をオフ制御し（δ２＝０）、降圧スイッチング素子１０３をデューティ比δ１でスイッチング制御する。降圧スイッチング素子１０３をスイッチング制御することによって、その出力側には、入力電圧Ｅｉの矩形波の電圧波形が現れ、直列に接続されるインダクタ１０４と並列に接続される平滑コンデンサ１０８のＬＣ平滑化回路を通して出力端子１０２ａ、１０２ｂ間に定電圧の出力電圧Ｅｏが出力される。インダクタ１０４に蓄積・放出される磁気エネルギーが均衡し、フライホイールダイオード１０６やインダクタ１０４の直列抵抗分等による損失を無視すれば、エネルギー保存の法則から、出力電圧Ｅｏ＝入力電圧Ｅｉ＊δ１の関係が得られるので、制御部１０９は、降圧スイッチング素子１０３をデューティ比δ１を変化させて出力電圧Ｅｏを設定電圧まで降圧させることができる。

一方、出力電圧Ｅｏが設定電圧より低い場合には、降圧スイッチング素子１０３をオン制御し（δ１＝１）、昇圧スイッチング素子１０７をデューティ比δ２でスイッチング制御し昇圧動作させる。昇圧スイッチング素子１０７をスイッチング制御することによって、インダクタ１０４の出力には、昇圧した電圧が現れ、直列ダイオード１０５と平滑コンデンサ１０８の整流平滑化回路を通して出力端子１０２ａ、１０２ｂ間に定電圧の出力電圧Ｅｏが出力される。同様に、インダクタ１０４に蓄積・放出される磁気エネルギーが均衡し、直列ダイオード１０５やインダクタ１０４の直列抵抗分等による損失を無視すれば、出力電圧Ｅｏ＝入力電圧Ｅｉ／（１−δ２）の関係が得られるので、制御部１０９は、昇圧スイッチング素子１０７をデューティ比δ２を変化させて出力電圧Ｅｏを設定電圧まで昇圧させることができる。

一般に、１≧δ１＞δ２≧０の関係で、昇圧スイッチング素子１０７のスイッチング制御を、降圧スイッチング素子１０３のオン期間内でオン制御するとの条件で制御すると、出力電圧Ｅｏは、入力電圧Ｅｉ＊δ１／（１−δ２）の関係で表され、それぞれのスイッチング素子１０３、１０７のデューティ比δ１、δ２を調整しながら、任意に設定する出力電圧Ｅｏに入力電圧Ｅｉを昇降圧させ、出力電圧を安定化することができる。

しかしながら、この従来の昇降圧コンバータ１００は、それぞれ２種類のデューティ比δ１、δ２のスイッチング制御信号を生成し、降圧スイッチング素子１０３と昇圧スイッチング素子１０７のそれぞれを個別に制御するので、制御部１０９の回路構成が複雑となる。

また、昇圧モードで動作するコンバータの変換効率は、降圧モードで動作する変換効率に比べて、昇圧スイッチング素子１０７のスイッチング損失などが大きいために、１０％程度低いにもかかわらず、上述の昇降圧コンバータ１００では、各デューティ比δ１、δ２を調整し、降圧スイッチング素子１０３ととともに昇圧スイッチング素子１０７も連続してスイッチング制御するので、変換効率が低下するものであった。

特に、車載用のバッテリーを直流電源とし、車の各電気機器へ設定した定電圧で出力する車載用の昇降圧コンバータとして用いる場合には、バッテリーからの入力電圧が、設定電圧を下回るのは、エンジンをスタートさせる際にセルモーターを駆動させるわずかな期間であり、降圧モードの期間に比べて昇圧モードで動作する期間が極めて短いにもかかわらず、動作期間中の長時間、昇圧スイッチング素子１０７がスイッチングすることから、エネルギー損失が大きいものであった。

本発明は、このような従来の問題点を考慮してなされたものであり、昇圧スイッチング素子のスイッチング制御信号を生成することなく、回路構成を単純化させる昇降圧コンバータを提供することを目的とする。

また、降圧モードの動作中に、簡単な構成で昇圧スイッチング素子をオフ動作させ、変換効率を向上させる昇降圧コンバータを提供することを目的とする。

上述の目的を達成するため、請求項１の昇降圧コンバータは、直流電源の一方に接続する第１入力端子から順に直列に接続された降圧スイッチング素子とインダクタンス素子と直列ダイオードと、前記降圧スイッチング素子と前記インダクタンス素子の接続点と前記直流電源の他方に接続する第２入力端子との間に接続されたフライホイールダイオードと、前記インダクタンス素子と前記直列ダイオードとの接続点と第２入力端子との間に接続された昇圧スイッチング素子と、前記直列ダイオードの出力端と第２入力端子との間に接続された平滑コンデンサと、前記平滑コンデンサの両端に接続された一対の出力端子とを備え、前記第１入力端子と第２入力端子間に印加される不安定な直流入力電圧に対して、前記降圧スイッチング素子をスイッチング制御して降圧制御し、若しくは前記昇圧スイッチング素子をスイッチング制御して昇圧制御し、前記一対の出力端子間の出力電圧を設定電圧に安定化させる昇降圧コンバータであって、
前記入力電圧若しくは前記出力電圧を監視し、前記入力電圧若しくは前記出力電圧に応じてデューティ比を調整したスイッチング制御信号により、前記降圧スイッチング素子をスイッチング制御する制御回路と、前記降圧スイッチング素子の出力端と前記昇圧スイッチング素子の制御端子との間に接続されたモード切換スイッチと、前記第１入力端子と第２入力端子間の前記直流入力電圧を前記設定電圧と比較し、前記直流入力電圧が前記設定電圧以上である場合に降圧モードとして、モード切換スイッチをオフ制御し、前記直流入力電圧が前記設定電圧未満である場合に昇圧モードとして、モード切換スイッチをオン制御する昇降圧モード切り替え手段を備え、前記昇圧スイッチング素子の制御端子は、前記降圧スイッチング素子の出力端との接続が遮断された降圧モードで、前記昇圧スイッチング素子をオフ制御し、前記降圧スイッチング素子の出力端と接続する昇圧モードで、前記降圧スイッチング素子のスイッチング動作によりその出力端に現れるスイッチ出力信号を入力し、前記昇圧スイッチング素子を前記降圧スイッチング素子のスイッチング動作に同期させてスイッチング制御することを特徴とする。

直流入力電圧が設定電圧以上である降圧モードで、昇圧スイッチング素子の制御端子と降圧スイッチング素子の出力端との接続が遮断され、昇圧スイッチング素子はオフ制御された状態でスイッチング動作が停止している。降圧スイッチング素子は、スイッチング制御信号によってスイッチング制御され、スイッチング制御信号のデューティ比をδとすれば、出力電圧Ｅｏは、デューティ比δに比例する。従って、制御回路は、スイッチング制御信号のデューティ比δを調整することにより、出力電圧Ｅｏは設定電圧で安定する。この降圧モードでの動作中は、昇圧スイッチング素子がオフ制御されているので、スイッチング動作による損失がなく、変換効率が上昇する。

直流入力電圧が前記設定電圧未満である昇圧モードでも、降圧スイッチング素子は、スイッチング制御信号によってスイッチング制御され、スイッチング動作により、その出力端に、スイッチング制御信号に同期するスイッチ出力信号が表れる。モード切換スイッチがオン制御され、降圧スイッチング素子の出力端と昇圧スイッチング素子の制御端子が接続するので、昇圧スイッチング素子は、降圧スイッチング素子のスイッチング制御信号に同期し、同一デューティ比δのスイッチ出力信号によりスイッチング制御される。

降圧スイッチング素子と昇圧スイッチング素子を、それぞれ同時にオン、オフ制御するスイッチング制御信号とスイッチ出力信号のデューティ比をδとすれば、出力電圧Ｅｏ＝直流入力電圧Ｅｉ＊δ／（１−δ）の関係で表されるので、デューティ比δが０．５（５０％）以上のスイッチング制御信号で、直流入力電圧Ｅｉは昇圧変換される。従って、制御回路は、スイッチング制御信号のデューティ比δを調整することにより、出力電圧Ｅｏは設定電圧で安定する。

請求項２の昇降圧コンバータは、昇圧スイッチング素子が、ベースを制御端子としてコレクタ、エミッタ間を開閉するトランジスタであることを特徴とする。

降圧スイッチング素子の出力端にスイッチング動作により現れるスイッチ出力信号は、直流入力電圧と降圧スイッチング素子がオフ制御された際のフライホイールダイオード両端の電圧とからなる矩形波の電圧波形であり、ベース電圧を矩形波の立ち上がりでトランジスタを飽和状態に、立ち下がりで遮断状態にそれぞれ移行するように設定すれば、トランジスタは、降圧スイッチング素子のスイッチング動作に同期してスイッチング動作する。

請求項３の昇降圧コンバータは、直流電源は、車載用バッテリーであり、設定電圧が、エンジン始動時のセルモーターの動作時電圧より高く、エンジン始動後に安定する車載用バッテリーの電圧より低い電圧に設定されることを特徴とする。

エンジン始動後は、通常、昇圧スイッチング素子がスイッチング動作しない降圧モードで動作するので、スイッチング損失が少なく、高い効率で車載用バッテリーの入力電圧が変換される。

請求項１の発明によれば、昇圧スイッチング素子をスイッチング制御するスイッチ出力信号は、スイッチング制御信号による降圧スイッチング素子のスイッチング動作から得るので、２種類のスイッチング制御信号を生成して、昇圧スイッチング素子と降圧スイッチング素子をスイッチング制御する必要がない。従って昇圧スイッチング素子をスイッチング制御するスイッチング制御信号の生成回路や制御回路が不要となり、回路構成が簡略化される。

また、昇圧モードにおいて、昇圧スイッチング素子をオン制御する間は、必ず降圧スイッチング素子をオン制御しておく必要があるが、昇圧スイッチング素子を制御するスイッチ出力信号は、スイッチング制御信号による降圧スイッチング素子のスイッチング動作から得られるので、両者は自然に同期するものとなり、従来のように昇圧モードの全期間で降圧スイッチング素子をオン制御させたり、昇圧スイッチング素子のスイッチング動作を考慮して降圧スイッチング素子をオン制御するタイミングを検討する必要がない。

更に、降圧モードでは、昇圧モードで必要な昇圧スイッチング素子をオフ制御し、スイッチング動作させないので、変換効率が向上する。

これに加えて請求項２の発明によれば、スイッチ出力信号が、降圧スイッチング素子のスイッチング動作で変化する矩形波の電圧波形で表されるので、スイッチ出力信号をベースへ入力する簡単な構成で、トランジスタを、降圧スイッチング素子のスイッチング動作に同期する昇圧スイッチング素子とすることができる。

また、請求項３の発明によれば、車載用バッテリーを直流電源とし、車両の各電気機器へ安定した直流の出力電圧の出力する昇降圧コンバータの効率を、簡単な構成で向上させることができる。

以下、本発明の一実施の形態に係る昇降圧コンバータ１を、図１乃至図３を用いて説明する。図１は、昇降圧コンバータ１のブロック図、図２は、昇降圧コンバータ１の変換効率を、降圧モードと昇圧モードで比較して示すグラフ、図３は、車載用バッテリーからの入力電圧Ｖｉと、昇降圧コンバータ１の出力電圧Ｖｏとして設定する設定電圧Ｖｓとの関係を示すグラフである。

本実施の形態に係る昇降圧コンバータ１は、車載用バッテリーを直流電源とし、直流電源から入力される不安定な入力電圧Ｖｉを、設定電圧Ｖｓの安定した出力電圧Ｖｏに変換して車の各電気機器へ出力するもので、入力側の一対の高圧側入力端子２ａと低圧側入力端子２ｂ間に直流電源である車載用バッテリーが、出力側の一対の高圧側出力端子３ａと低圧側出力端子３ｂ間に、負荷となる車の各電気機器が接続される。

図１に示すように、低圧側入力端子２ｂと低圧側出力端子３ｂ間は、グランドライン４に接続し、接地電位となっている。一方、高圧側入力端子２ａと他側の高圧側出力端子３ａ間には、入力側から降圧スイッチング素子５、インダクタ６、及び入力側から出力側を順方向とする直列ダイオード７が直列に接続されている。

また、この直列に接続された降圧スイッチング素子５とインダクタ６の接続点、インダクタ６と直列ダイオード７の接続点、及び直列ダイオード７と高圧側出力端子３ａの各接続点と、グランドライン４との間に、それぞれフライホイールダイオード８、昇圧スイッチング素子９、及び平滑コンデンサ１０が接続されている構成は、前記従来の昇降圧コンバータ１００に係る構成と共通するものである。

降圧スイッチング素子５は、入力端５ａとなるコレクタが高圧側入力端子２ａに、出力端５ｂとなるエミッタがインダクタ６に接続するＮＰＮ形トランジスタで構成され、ベースは、出力制御回路１１に接続し、出力制御回路１１から降圧スイッチング素子５をスイッチング動作するスイッチング制御信号を入力するようになっている。

出力制御回路１１は、高圧側出力端子３ａと低圧側出力端子３ｂ間に、直列に接続された一対の分圧抵抗１２、１３の中間タップに接続し、分圧した出力電圧Ｖｏを入力し、出力電圧Ｖｏから決定されるデューティー比δにＰＷＭ変調したスイッチング制御信号を生成するが、その詳細は後述する。

昇降圧コンバータ１は、更に、入力電圧Ｖｉから昇降圧コンバータ１の動作モードを決定する昇降圧モード切り替え回路１４を備えている。昇降圧モード切り替え回路１４は、ここでは不安定な入力電圧Ｖｉと定電圧出力制御しようとする設定電圧Ｖｓとを比較するコンパレータで構成され、コンパレータ１４の非反転入力端子を、高圧側入力端子２ａと低圧側入力端子２ｂ間に直列に接続された分圧抵抗１５、１６の中間タップに、反転入力端子を可変型基準電源１７に接続させている。可変型基準電源１７の基準電源電圧は、一対の高圧側入力端子２ａと低圧側入力端子２ｂ間の入力電圧Ｖｉが設定電圧Ｖｓである場合に、入力電圧Ｖｉを分圧して非反転入力端子に入力される電圧に設定され、これによりコンパレータ１４は、入力電圧Ｖｉが設定電圧Ｖｓ以上となると、降圧モードを表す「Ｈ」レベルを、入力電圧Ｖｉが設定電圧Ｖｓ未満となると、昇圧モードを表す「Ｌ」レベルのモード信号を出力する。

コンパレータ１４の出力は、他端が高圧側入力端子２ａに接続された一対の直列抵抗２０、２１の一端に接続し、直列抵抗２０、２１の中間タップを、後述するＰＮＰ形トランジスタ１９のベースに接続し、ＰＮＰ形トランジスタ１９を、モード信号に応じて開閉動作させている。

昇圧スイッチング素子９は、コレクタがインダクタ６と直列ダイオード７の接続点に、エミッタがグランドライン４に接続するＮＰＮ形トランジスタで構成され、ベースは、モード切換スイッチ回路１８の出力１８ａに接続し、モード切換スイッチ回路１８から出力されるスイッチング制御信号によりＮＰＮ形トランジスタをスイッチング動作する制御端子となっている。

モード切換スイッチ回路１８は、降圧スイッチング素子５の出力端５ｂとグランドライン４との間に、直列に接続されるＰＮＰ形トランジスタ１９と一対の直列抵抗２２、２３とから構成され、直列抵抗２２、２３の中間タップをモード切換スイッチ回路１８の出力１８ａとしている。このＰＮＰ形トランジスタ１９は、コンパレータ１４からベースに入力されるモード信号によって開閉動作し、エミッタを降圧スイッチング素子５の出力端５ｂに、コレクタを直列抵抗２２、２３の高圧側一端に接続することにより、オープンコレクタ形式で、降圧スイッチング素子５の出力端５ｂに現れるスイッチ出力信号を、出力１８ａから昇圧スイッチング素子９をスイッチング制御するスイッチング制御信号として出力する。

しかしながら、エミッタが接続する降圧スイッチング素子５の出力端５ｂは、降圧スイッチング素子５のスイッチング動作によってその電位が変動するので、降圧スイッチング素子５の出力端５ｂとグランドライン４との間に、一対の調整抵抗２５、２６を直列に接続し、その中間タップをＰＮＰ形トランジスタ１９のベースに接続して、エミッタ−ベース間の電圧変動に対して、直列抵抗２０、２１の中間タップから入力されるモード信号の変化が優先する大きさとなるようにしている。すなわち、ＰＮＰ形トランジスタ１９のエミッタ−ベース間の電圧は、調整抵抗２５両端の電圧で表されるが、降圧スイッチング素子５の出力端５ｂの電位が変動しても、調整抵抗２５両端の電圧は、モード信号が「Ｈ」レベルである間、ＰＮＰ形トランジスタ１９を能動状態（オン動作）とする電圧以下に、モード信号が「Ｌ」レベルである間は、飽和状態とする電圧以上となるように、直列抵抗２０、２１と調整抵抗２５、２６の各抵抗値が設定される。

また、ＰＮＰ形トランジスタ１９と直列抵抗２２に並列に、アノードを昇圧スイッチング素子９のベースへ、カソードを降圧スイッチング素子５の出力端５ｂへ接続させたダイオード２４が接続している。このダイオード２４は、降圧スイッチング素子５がオフ動作した際に、ＰＮＰ形トランジスタ１９のベース電圧を速やかに低下させ、降圧スイッチング素子５のオフ動作に同期させて昇圧スイッチング素子９をオフ動作させるためのものである。

以下、このように構成された昇降圧コンバータ１の昇降圧動作について説明する。図３に示すように、車載用バッテリーの入力電圧Ｖｉは、エンジンを起動させる為にセルモーターを駆動させる期間に７乃至８Ｖまで低下し、安定後は１５乃至１６Ｖに上昇するもので、この昇降圧コンバータ１では、その出力電圧Ｖｏを、車の各電気機器を動作させる例えば１１Ｖに安定させるために、設定電圧Ｖｓを１１Ｖに設定している。

セルモーターを駆動しないエンジン起動前と安定後は、図３に示すように、入力電圧Ｖｉが設定電圧Ｖｓ以上となり、コンパレータ１４の非反転入力端子の電圧は、反転入力端子の可変型基準電源１７の基準電源電圧以上となるので、コンパレータ１４から一対の直列抵抗２０、２１に、降圧モードを表す「Ｈ」レベルのモード信号が出力され、昇降圧コンバータ１の全体は、１１Ｖ以上の入力電圧Ｖｉを、１１Ｖの設定電圧Ｖｓで出力するように降圧モードで動作する。「Ｈ」レベルのモード信号が出力されると、モード切換スイッチ回路１８を構成するＰＮＰ形トランジスタ１９は、オフ動作し、モード切換スイッチ回路１８の出力１８ａの電位も接地電位となるので、昇圧スイッチング素子９もオフ動作する。

昇圧スイッチング素子９がオフ動作する状態で、降圧スイッチング素子５のベースには、出力制御回路１１で決定されるデューティ比δのスイッチング制御信号が入力され、降圧スイッチング素子５がスイッチング動作することにより、インダクタ６と接続するその出力端５ｂには、オン動作期間中の入力電圧Ｖｉとオフ動作期間中のフライホイールダイオード８電圧とからなる矩形波の電圧波形が現れる。

この矩形波の入力電圧は、直列に接続されるインダクタ６と並列に接続された平滑コンデンサ１０とのＬＣ平滑化回路を通して平滑化され、一対の高圧側出力端子３ａと低圧側出力端子３ｂ間に出力電圧Ｅｏとして出力される。インダクタ６に蓄積・放出される磁気エネルギーが均衡し、フライホイールダイオード８やインダクタ６の直列抵抗分等による損失を無視すれば、エネルギー保存の法則から、平滑化した出力電圧Ｅｏは、入力電圧Ｅｉとスイッチング制御信号のデューティ比に比例するので、この昇降圧コンバータ１では、出力制御回路１１で、出力電圧Ｅｏを監視し、出力電圧Ｅｏが設定電圧Ｖｓとなるように、デューティ比δを調整したＰＷＭ信号のスイッチング制御信号を生成する。

例えば、一対の分圧抵抗１２、１３の中間タップから入力される分圧した出力電圧Ｖｏと、同じ比率で設定電圧Ｖｓを分圧した基準電圧を誤差増幅器で比較し、その出力を三角波などの発信器の出力とコンパレータで出力し、出力電圧Ｖｏが設定電圧Ｖｓに等しく、誤差増幅器の出力が０であるときに、デューティー比δが５０％となるＰＷＭ変調したスイッチング制御信号を生成する。三角波の出力が誤差増幅器の出力を越える期間を、降圧スイッチング素子５をオン動作させる期間としたスイッチング制御信号を降圧スイッチング素子５のベースへ出力すれば、出力電圧Ｖｏが設定電圧Ｖｓを大きく越えるほど、デューティー比δが小さくなり、出力電圧Ｖｏは、設定電圧Ｖｓに近づくように制御される。

一方、セルモーターを駆動するエンジン起動中は、図３に示すように、入力電圧Ｖｉが設定電圧Ｖｓ未満となり、コンパレータ１４の非反転入力端子の電圧は、反転入力端子の可変型基準電源１７の基準電源電圧未満となるので、コンパレータ１４から一対の直列抵抗２０、２１に、昇圧モードを表す「Ｌ」レベルのモード信号が出力され、昇降圧コンバータ１の全体は、１１Ｖ未満の入力電圧Ｖｉを、１１Ｖの設定電圧Ｖｓで出力するように昇圧モードで動作する。

しかしながら、出力制御回路１１は、モード信号にかかわらず、出力電圧Ｅｏによりデューティ比δを調整したＰＷＭ信号のスイッチング制御信号を降圧スイッチング素子５のベースへ連続して出力する。その結果、昇圧モードであっても、降圧スイッチング素子５のスイッチング動作により、その出力端５ｂに、オン動作期間中の入力電圧Ｖｉとオフ動作期間中のフライホイールダイオード８電圧とからなる矩形波の電圧波形のスイッチ出力信号が現れる。

「Ｌ」レベルのモード信号が出力されると、モード切換スイッチ回路１８を構成するＰＮＰ形トランジスタ１９は、オン動作し、降圧スイッチング素子５の出力端５ｂに現れるスイッチ出力信号を、直列抵抗２２、２３の中間タップの出力１８ａから昇圧スイッチング素子９のベースへ出力する。従って、昇圧スイッチング素子９は、このスイッチ出力信号によってスイッチング動作するが、スイッチ出力信号は、降圧スイッチング素子５をスイッチング制御するスイッチング制御信号と同期するものであるので、昇圧スイッチング素子９は、降圧スイッチング素子５と同時にオンオフ動作を繰り返す。

ここで、降圧スイッチング素子５がターンオフした後に、昇圧スイッチング素子９のベース電圧の低下が遅れ、オフ動作が遅れると、昇圧スイッチング素子９に流れる電流によってインダクタ６に蓄えられるエネルギーが消失するので、降圧スイッチング素子５がオフ動作した際には、ダイオード２４を通して電流を流し、ＮＰＮ形トランジスタ９のベース電圧を速やかに低下させている。

昇圧スイッチング素子９がスイッチング動作をおこなっている間、少なくとも降圧スイッチング素子５はオン動作しているので、インダクタ６の入力側は、常に高圧側入力端子２ａの電位となり、インダクタ６には、昇圧スイッチング素子９がオン動作する間、入力電圧Ｅｉが加わり、オフ動作すると出力側に昇圧した電圧が発生する。昇圧した電圧は、直列ダイオード７で整流され、平滑コンデンサ１０により平滑化され、平滑コンデンサ１０両端の一対の高圧側出力端子３ａと低圧側出力端子３ｂ間から、入力電圧Ｅｉを昇圧し安定した電圧の出力電圧Ｅｏが出力される。

この昇圧モードでは、昇圧スイッチング素子９と降圧スイッチング素子５が同期してスイッチング動作を行うが、その間の両者に共通するスイッチング制御信号のデューティ比をδとすれば、出力電圧Ｅｏ＝直流入力電圧Ｅｉ＊δ／（１−δ）の関係で表され、出力電圧Ｅｏは、δ／（１−δ）に比例する。つまり、デューティ比δが０．５（５０％）以上のスイッチング制御信号で、直流入力電圧Ｅｉは昇圧変換される。

上述のように、出力制御回路１１では、出力電圧Ｅｏが設定電圧Ｖｓに等しいときに、誤差増幅器の出力が０となり、スイッチング制御信号のデューティー比δが５０％となるので、出力電圧Ｖｏが設定電圧Ｖｓに比べて低くなればなるほど、分圧した出力電圧Ｖｏから設定電圧Ｖｓを分圧した基準電圧を減じた誤差増幅器の出力は、負値で増加する。その結果、三角波の出力が誤差増幅器の出力を越える期間をオン動作期間とするスイッチング制御信号のデューティー比δは、５０％から更に上限を１００％として大きくなり、出力電圧Ｖｏが設定電圧Ｖｓに近づくように昇圧制御される。

このように、本実施の形態によれば、降圧スイッチング素子５をスイッチング制御するスイッチング制御信号を利用して、昇圧スイッチング素子９を降圧スイッチング素子５に同期させてスイッチング制御するので、昇圧モードの全期間で降圧スイッチング素子５をオン制御したり、降圧スイッチング素子５のデューティ比を昇圧スイッチング素子９のデューティ比より長くとる等の条件でスイッチング制御する必要がなく、更に、昇圧スイッチング素子９をスイッチング制御するスイッチング制御信号を別に生成する必要がなくなる。

また、降圧モードでは、降圧スイッチング素子５のスイッチ出力信号を昇圧スイッチング素子９へ出力せず、昇圧スイッチング９をオフ動作させるので、電力損失が少なく、高い変換効率で設定電圧Ｖｓに変換できる。図２は、昇降圧コンバータ１により、異なる４種類の入力電圧Ｅｉを、１１Ｖとした設定電圧Ｖｓに変換する際の変換効率（入力電力に対する出力電力の比）を示すグラフであり、入力電圧Ｅｉが８Ｖ、９Ｖの昇圧モードで動作する場合には、７０％、入力電圧Ｅｉが１２Ｖ、１６Ｖの降圧モードで動作する場合には、８０％の変換効率となっている。図３に示すように、昇圧モードで動作する期間は、全体の動作期間に比較して極めて短いので、ほぼ８０％の高い変換効率で車載用バッテリーから入力される入力電圧を変換できる。

上述の実施の形態において、降圧スイッチング素子５のみがデューテイ比δでスイッチング動作する降圧モードでは、出力電圧Ｅｏ＝入力電圧Ｅｉ＊δ１の関係で表され、また、降圧スイッチング素子５と昇圧スイッチング素子９が同期して同一デューテイ比δでスイッチング動作する降圧モードでは、出力電圧Ｅｏ＝入力電圧Ｅｉ＊δ／（１−δ）の関係で表されるので、出力制御回路１１では、入力電圧Ｅｉを監視し、出力電圧Ｅｏを設定電圧Ｖｓとしてこれらの式から得られるデューテイ比δのスイッチング制御信号を生成し、降圧スイッチング素子５をスイッチング制御するものであってもよい。

上述の実施の形態は、降圧スイッチング素子５、昇圧スイッチング素子９及びモード切換スイッチ回路１８に、バイポーラ・トランジスタを用いたが、スイッチング素子として機能するものであればこれに限らない。

本発明は、不安定な入力電圧の入力を、安定した出力電圧として出力する昇降圧コンバータに適している。

本発明の一実施の形態に係る昇降圧コンバータ１のブロック図である。 出力電流により変化する昇降圧コンバータ１の変換効率を、入力電圧Ｖｉ毎に比較して示すグラフである。 車載用バッテリーからの入力電圧Ｖｉと、昇降圧コンバータ１の出力電圧Ｖｏとして設定する設定電圧Ｖｓとの関係を示すグラフである。 従来の昇降圧コンバータ１００を示すブロック図である。

符号の説明

１ 昇降圧コンバータ
２ａ 高圧側入力端子（第１入力端子）
２ｂ 低圧側入力端子（第２入力端子）
３ａ 高圧側出力端子（出力端子）
３ｂ 低圧側出力端子（出力端子）
５ 降圧スイッチング素子
５ｂ 出力端
６ インダクタ（インダクタンス素子）
７ 直列ダイオード
８ フライホイールダイオード
９ 昇圧スイッチング素子
１０ 平滑コンデンサ
１１ 出力制御回路（制御回路）
１４ コンパレータ（昇降圧モード切り替え手段）
１８ モード切換スイッチ回路

Claims (3)

1. 直流電源の一方に接続する第１入力端子から順に直列に接続された降圧スイッチング素子とインダクタンス素子と直列ダイオードと、
   前記降圧スイッチング素子と前記インダクタンス素子の接続点と前記直流電源の他方に接続する第２入力端子との間に接続されたフライホイールダイオードと、
   前記インダクタンス素子と前記直列ダイオードとの接続点と前記第２入力端子との間に接続された昇圧スイッチング素子と、
   前記直列ダイオードの出力端と前記第２入力端子との間に接続された平滑コンデンサと、
   前記平滑コンデンサの両端に接続された一対の出力端子とを備え、
   前記第１入力端子と前記第２入力端子間に印加される不安定な直流入力電圧に対して、前記降圧スイッチング素子をスイッチング制御して降圧制御し、若しくは前記昇圧スイッチング素子をスイッチング制御して昇圧制御し、前記一対の出力端子間の出力電圧を設定電圧に安定化させる昇降圧コンバータであって、
   前記入力電圧若しくは前記出力電圧を監視し、前記入力電圧若しくは前記出力電圧に応じてデューティ比を調整したスイッチング制御信号により、前記降圧スイッチング素子をスイッチング制御する制御回路と、
   前記降圧スイッチング素子の出力端と前記昇圧スイッチング素子の制御端子との間に接続されたモード切換スイッチと、
   前記第１入力端子と第２入力端子間の前記直流入力電圧を前記設定電圧と比較し、前記直流入力電圧が前記設定電圧以上である場合に降圧モードとして、モード切換スイッチをオフ制御し、前記直流入力電圧が前記設定電圧未満である場合に昇圧モードとして、モード切換スイッチをオン制御する昇降圧モード切り替え手段を備え、
   前記昇圧スイッチング素子の制御端子は、
   前記降圧スイッチング素子の出力端との接続が遮断された降圧モードで、前記昇圧スイッチング素子をオフ制御し、
   前記降圧スイッチング素子の出力端と接続する昇圧モードで、前記降圧スイッチング素子のスイッチング動作によりその出力端に現れるスイッチ出力信号を入力し、前記昇圧スイッチング素子を前記降圧スイッチング素子のスイッチング動作に同期させてスイッチング制御することを特徴とする昇降圧コンバータ。
2. 昇圧スイッチング素子は、ベースを制御端子としてコレクタ、エミッタ間を開閉するトランジスタであることを特徴とする請求項１に記載の昇降圧コンバータ。
3. 直流電源は、車載用バッテリーであり、設定電圧が、エンジン始動時のセルモーターの動作時電圧より高く、エンジン始動後に安定する車載用バッテリーの電圧より低い電圧に設定されることを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の昇降圧コンバータ。

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