JP2008067540A - Ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents

Abstract

【課題】出力電圧の精度の低下を防ぐとともに小型化を図ることが可能なＤＣ−ＤＣコンバータを提供する。
【解決手段】ＤＣ−ＤＣコンバータ１０１は、直流入力電圧を１次コイル３Ａへ出力するか否かを切り替えるスイッチ素子２と、２次コイル３Ｂに発生した誘起電圧に基づいて生成した直流電圧を負荷９に供給する変換回路５２と、コンデンサ１４と、補助コイル３Ｄとコンデンサ１４との間に結合される整流素子１０と、コンデンサ１４と整流素子１０との間に並列に結合される整流素子１１および抵抗１３と、第１端が整流素子１１および抵抗１３を介してコンデンサ１４に結合され、第２端が所定電位に結合される抵抗１２と、コンデンサ１４の両端電圧に基づいてスイッチ素子２のオン／オフを切り替えるスイッチング制御回路５１とを備え、整流素子１０と整流素子１１とはそれぞれの導通方向が逆になるように結合される。
【選択図】図１

Description

本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータに関し、特に、トランスの補助コイルに発生する誘起電圧から出力電圧を間接的に推定してスイッチング制御を行なうＤＣ−ＤＣコンバータに関する。

トランスの補助コイルに発生する誘起電圧から出力電圧を間接的に推定してスイッチング制御を行なう間接制御型のＤＣ−ＤＣコンバータが開発されている。このような間接制御型のＤＣ−ＤＣコンバータでは、トランスの１次側に配置されるスイッチ素子がオフ状態である期間のうち、トランスのリセットが終了した後の期間においてトランスの２次コイルにおいて励磁電流が発生し、トランスの２次側の回路を循環する場合がある。このとき、トランスの補助コイルに発生する誘起電圧が、トランスの２次側の回路を循環する励磁電流の影響を受けることによって、ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング制御が適切に行なわれず、出力電圧の精度が低下してしまう場合がある。

このような問題点を解決するために、たとえば、特許文献１には、以下のようなＤＣ−ＤＣコンバータが開示されている。すなわち、トランスの２次側の回路を循環する励磁電流は、トランスの１次側に配置されるスイッチ素子がオフ状態である期間のうち、トランスのリセットが終了した後の期間において発生することから、スイッチ素子がオフ状態となると開始されるトランスのリセット期間をスイッチ素子がオン状態となるまで延長させる回路を設ける。このような構成により、トランスの２次側の回路を循環する励磁電流の発生を防止することができる。

また、たとえば、特許文献２には、以下のようなＤＣ−ＤＣコンバータが開示されている。すなわち、トランスの一次コイルと直列にメインスイッチ素子を接続し、該メインスイッチ素子のオン／オフ駆動により、負荷に供給するトランスの二次コイルの出力電圧を一定電圧に制御するための出力電圧検出回路を、トランスの三次コイルに設けた同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータであって、トランスの三次コイルと出力電圧検出回路との間に直列に接続したスイッチ素子を設け、スイッチ素子に対し、出力電圧検出回路の検出電圧を基にメインスイッチ素子がオンする信号の時オンし、オフする信号の時オフするように駆動制御するスイッチ素子駆動回路を備えている。
特開２００６−６０５７号公報 特許第３６９４２９２号公報

しかしながら、特許文献１記載のＤＣ−ＤＣコンバータでは、トランスのリセット期間をスイッチ素子がオン状態となるまで延長させるために、トランスの１次側の回路においてスイッチ素子をさらに追加する必要が生じ、また、トランスの１次側のスイッチ素子を制御する回路が複雑になるため、製造コストの増加を招くという問題点があった。

また、特許文献１および特許文献２記載のＤＣ−ＤＣコンバータでは、補助コイルに発生する誘起電圧を平滑化するためのチョークコイルを備える構成である。さらに、特許文献２記載のＤＣ−ＤＣコンバータでは、補助コイル側の回路にスイッチ素子が配置される構成である。一般的に、このスイッチ素子にはＦＥＴ（Field Effect Transistor）が使用される。ここで、チョークコイルおよびＦＥＴは、抵抗等と比べると面積が非常に大きい。したがって、特許文献１および特許文献２記載のＤＣ−ＤＣコンバータでは、小型化を図ることが困難であるという問題点があった。

それゆえに、本発明の目的は、出力電圧の精度の低下を防ぐとともに小型化を図ることが可能なＤＣ−ＤＣコンバータを提供することである。

上記課題を解決するために、この発明のある局面に係わるＤＣ−ＤＣコンバータは、負荷に直流電圧を供給するＤＣ−ＤＣコンバータであって、１次コイル、２次コイルおよび補助コイルを有するトランスと、直流入力電圧を１次コイルへ出力するか否かを切り替える第１のスイッチ素子と、２次コイルに発生した誘起電圧に基づいて直流電圧を生成し、生成した直流電圧を負荷に供給する変換回路と、コンデンサと、補助コイルとコンデンサとの間に結合される第１の整流素子と、コンデンサと第１の整流素子との間に並列に結合される第２の整流素子および第１の抵抗と、第１端が第２の整流素子および第１の抵抗を介してコンデンサに結合され、第２端が所定電位に結合される第２の抵抗と、コンデンサの両端電圧に基づいて第１のスイッチ素子のオン状態およびオフ状態を切り替えるスイッチング制御回路とを備え、第１の整流素子と第２の整流素子とはそれぞれの導通方向が逆になるように結合される。

またこの発明のさらに別の局面に係わるＤＣ−ＤＣコンバータは、負荷に直流電圧を供給するＤＣ−ＤＣコンバータであって、１次コイル、２次コイル、第１の補助コイルおよび第２の補助コイルを有するトランスと、直流入力電圧を１次コイルへ出力するか否かを切り替える第１のスイッチ素子および第２のスイッチ素子と、２次コイルに発生した誘起電圧に基づいて直流電圧を生成し、生成した直流電圧を負荷に供給する変換回路と、コンデンサと、第１の補助コイルの第１端に結合される第１の整流素子と、第２の補助コイルの第１端に結合される第２の整流素子と、第１端が第１の補助コイルの第２端および第２の補助コイルの第２端に結合され、第２端が所定電位に結合される第１の抵抗と、第１の抵抗の第１端とコンデンサとの間に並列に結合される第２の抵抗および第３の整流素子と、コンデンサの両端電圧に基づいて第１のスイッチ素子および第２のスイッチ素子のオン状態およびオフ状態をそれぞれ切り替えるスイッチング制御回路とを備え、第１の整流素子および第２の整流素子と第３の整流素子とはそれぞれの導通方向が逆になるように結合される。

またこの発明のさらに別の局面に係わるＤＣ−ＤＣコンバータは、負荷に直流電圧を供給するＤＣ−ＤＣコンバータであって、１次コイル、２次コイルおよび補助コイルを有するトランスと、直流入力電圧を１次コイルへ出力するか否かを切り替える第１のスイッチ素子と、２次コイルに発生した誘起電圧に基づいて直流電圧を生成し、生成した直流電圧を負荷に供給する変換回路と、コンデンサと、第１の抵抗と、第２の抵抗とを含み、補助コイルに発生した誘起電圧に基づく電荷を第１の抵抗を介してコンデンサに充電し、かつ充電された電荷を第２の抵抗を介してコンデンサから放電することにより、負荷に供給される直流電圧を推定する出力電圧推定回路と、推定された直流電圧に基づいて第１のスイッチ素子のオン状態およびオフ状態を切り替えるスイッチング制御回路と、第１のスイッチ素子がオン状態の場合、補助コイルに発生した誘起電圧を出力電圧推定回路へ出力し、第１のスイッチ素子がオフ状態の場合、補助コイルに発生した誘起電圧の出力電圧推定回路への出力を停止する切り替え回路とを備える。

好ましくは、ＤＣ−ＤＣコンバータは、さらに、直流入力電圧を１次コイルへ出力するか否かを切り替える第２のスイッチ素子を備え、第１のスイッチ素子および第２のスイッチ素子は、それぞれ１次コイルの異なる端部へ直流入力電圧を出力し、スイッチング制御回路は、推定された直流電圧に基づいて第１のスイッチ素子および第２のスイッチ素子のオン状態およびオフ状態をそれぞれ切り替え、切り替え回路は、第１のスイッチ素子または第２のスイッチ素子がオン状態の場合、補助コイルに発生した誘起電圧を出力電圧推定回路へ出力し、第１のスイッチ素子および第２のスイッチ素子がオフ状態の場合、補助コイルに発生した誘起電圧の出力電圧推定回路への出力を停止する。

好ましくは、ＤＣ−ＤＣコンバータは、さらに、直流入力電圧を１次コイルへ出力するか否かを切り替える第２のスイッチ素子を備え、第１のスイッチ素子および第２のスイッチ素子は、それぞれ１次コイルの異なる端部へ直流入力電圧を出力し、スイッチング制御回路は、コンデンサの両端電圧または推定された直流電圧に基づいて第１のスイッチ素子および第２のスイッチ素子のオン状態およびオフ状態をそれぞれ切り替える。

好ましくは、ＤＣ−ＤＣコンバータは、さらに、ＤＣ−ＤＣコンバータが備えるスイッチ素子の出力電流を検出する電流検出回路を備え、スイッチング制御回路は、電流検出回路の検出結果と、コンデンサの両端電圧または推定された直流電圧とに基づいてＤＣ−ＤＣコンバータが備えるスイッチ素子のオン状態およびオフ状態を切り替える。

好ましくは、ＤＣ−ＤＣコンバータは、さらに、周囲温度を検出する温度検出回路を備え、スイッチング制御回路は、温度検出回路の検出結果と、コンデンサの両端電圧または推定された直流電圧とに基づいてＤＣ−ＤＣコンバータが備えるスイッチ素子のオン状態およびオフ状態を切り替える。

好ましくは、ＤＣ−ＤＣコンバータが備える整流素子はダイオードである。

本発明によれば、出力電圧の精度の低下を防ぐとともに小型化を図ることができる。

以下、本発明の実施の形態について図面を用いて説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。

＜第１の実施の形態＞
図１は、本発明の第１の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す図である。

図１を参照して、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０１は、スイッチ素子２と、トランス３と、スイッチング制御回路５１と、変換回路５２と、出力電圧推定回路５３と、切り替え回路５４と、制御電力供給回路５５とを備える。トランス３は、１次コイル３Ａと、２次コイル３Ｂと、補助コイル３Ｄとを含む。スイッチング制御回路５１は、抵抗１５および１６と、基準電圧源１７と、誤差アンプ１８と、制御ＩＣ（Integrated Circuit）２８とを含む。制御ＩＣ２８は、三角波発生回路１９と、コンパレータ２０とを含む。変換回路５２は、同期整流器４および５と、同期整流器駆動回路６と、チョークコイル７と、出力平滑コンデンサ８とを含む。切り替え回路５４は、ダイオード（第１の整流素子）１０を含む。出力電圧推定回路５３は、ダイオード（第２の整流素子）１１と、抵抗（第２の抵抗）１２と、抵抗（第１の抵抗）１３と、コンデンサ１４とを含む。

ＤＣ−ＤＣコンバータ１０１の外部に直流電源１と、負荷９とが配置される。スイッチ素子２ならびに同期整流器４および５は、たとえばＮチャネルＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタである。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０１は、遅相コンデンサおよび進相コンデンサ等の位相補正部品を備える場合があるが、特には図示していない。

ダイオード１０は、補助コイル３Ｄの第１端とコンデンサ１４の第１端との間に結合される。ダイオード１１および抵抗１３は、コンデンサ１４の第１端とダイオード１０のカソードとの間に並列に結合される。抵抗１２は、第１端がダイオード１１および抵抗１３を介してコンデンサ１４に結合される。補助コイル３Ｄの第２端と、抵抗１２の第２端と、コンデンサ１４の第２端とが接地電位に結合される。なお、ダイオード１０および１１はそれぞれの導通方向が逆になるように結合されていればよく、カソードおよびアノードの位置関係は限定されるものではない。

ダイオード１０および抵抗１３はコンデンサ１４の充電回路９１を構成し、ダイオード１１および抵抗１２はコンデンサ１４の放電回路９２を構成する。充電回路９１は、補助コイル３Ｄに発生した誘起電圧に基づく電荷をコンデンサ１４へ充電する。放電回路９２は、充電された電荷をコンデンサ１４から放電する。

スイッチ素子２は、直流電源１から受けた直流入力電圧をトランス３の１次コイル３Ａへ出力するか否かを切り替える。スイッチング制御回路５１は、出力電圧推定回路５３から受けた推定電圧に基づいてスイッチ素子のオン状態およびオフ状態を交互に切り替える。すなわち、スイッチング制御回路５１は、出力電圧推定回路５３から受けた推定電圧に基づいてスイッチ素子２のオン状態およびオフ状態を交互に切り替えることにより直流電源１から受けた直流入力電圧を交流電圧に変換し、変換した交流電圧をトランス３の１次コイル３Ａに供給する。１次コイル３Ａに供給された交流電圧は２次コイル３Ｂおよび補助コイル３Ｄに伝達される、すなわち２次コイル３Ｂおよび補助コイル３Ｄに誘起電圧が発生する。

変換回路５２は、トランス３の２次コイル３Ｂに発生した誘起電圧に基づいて直流電圧を生成し、生成した直流電圧を負荷９に供給する。

切り替え回路５４は、スイッチ素子２がオン状態の場合、補助コイル３Ｄに発生した誘起電圧を出力電圧推定回路５３へ出力し、スイッチ素子２がオフ状態の場合、補助コイル３Ｄに発生した誘起電圧の出力電圧推定回路５３への出力を停止する。

出力電圧推定回路５３は、補助コイル３Ｄに発生した誘起電圧に基づいて、負荷９に供給されている直流電圧を推定し、推定した直流電圧をスイッチング制御回路５１へ出力する。

制御電力供給回路５５は、制御ＩＣ２８すなわち三角波発生回路１９およびコンパレータ２０等に制御電力を供給する。制御電力供給回路５５は、特許文献１記載のＤＣ−ＤＣコンバータのように、ダイオード１０のカソードから電力を取得するのではなく、別の場所から電力を取得することが可能である。たとえば、トランス３のコイルに生じる誘起電圧を整流平滑して電力を生成する構成であってもよい。より詳細には、たとえば、補助コイル３Ｄに接続される別の整流ダイオードが配置され、制御電力供給回路５５は、その整流ダイオードから電力を取得し、取得した電力を三角波発生回路１９およびコンパレータ２０等に制御電力として供給する構成とすることができる。また、チョークコイル７の代わりにチョークトランスを配置し、制御電力供給回路５５は、チョークトランスから電力を取得する構成であってもよい。より詳細には、たとえば、制御電力供給回路５５は、チョークコイル７に対してトランスのように別のインダクタンスを磁気結合させ、そのインダクタンスに生じる誘起電圧を整流平滑して電力を生成する構成とすることができる。

次に、本発明の第１の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの動作について詳細に説明する。

図２（ａ）〜（ｇ）は、本発明の第１の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの動作を示す波形図である。

スイッチ素子２は、ゲートに供給される電圧Ｖ１すなわちコンパレータ２０から受けたＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号に基づいてオン状態およびオフ状態を交互に切り替えるスイッチング動作を行なう（図２（ａ））。スイッチ素子２は、スイッチング動作により直流電源１からの直流入力電圧を交流電圧に変換し、変換した交流電圧をトランス３の１次コイル３Ａに供給する。スイッチ素子２のドレイン電圧Ｖ２およびドレイン電流Ｉ１は、それぞれ図２（ｂ）および（ｃ）で示すような波形となる。

１次コイル３Ａに供給された交流電圧は２次コイル３Ｂに伝達される、すなわち２次コイル３Ｂに誘起電圧が発生する。

同期整流器４および５は、同期整流器駆動回路６から受けた制御信号に基づいて、２次コイル３Ｂに発生した誘起電圧を整流する。たとえば、同期整流器駆動回路６は、スイッチ素子２がオフ状態である場合、同期整流器４をオフ状態とし、かつ同期整流器５をオン状態とする。また、同期整流器駆動回路６は、スイッチ素子２がオン状態である場合、同期整流器４をオン状態とし、かつ同期整流器５をオフ状態とする。

チョークコイル７およびコンデンサ８は、同期整流器４および５によって整流された交流電圧を平滑化して直流電圧に変換する。このとき、チョークコイル７に流れる電流Ｉ２は、図２（ｄ）で示すような波形となる。

ここで、スイッチ素子２がオフ状態になると（時刻ｔ０）、トランス３の１次コイル３Ａには、１次コイル３Ａに発生する励磁電流およびスイッチ素子２の出力容量に起因してＬＣ共振が起こる。このＬＣ共振により１次コイル３Ａに発生するＬＣ共振波形（図２（ｂ））によってトランス３がリセットされる。ＬＣ共振波形の半周期が経過すると（時刻ｔ１）、トランス３のリセットが解除される。

また、１次コイル３Ａに供給された交流電圧は補助コイル３Ｄに伝達される、すなわち補助コイル３Ｄに誘起電圧Ｖ３が発生する（図２（ｅ））。ダイオード１０は、補助コイル３Ｄから受けた誘起電圧Ｖ３を半波整流する。

ダイオード１０は、スイッチ素子２がオン状態である期間においてオン状態となり、オフ状態である期間においてオフ状態となる。

ダイオード１０がオン状態である場合、補助コイル３Ｄからの電流がダイオード１０および抵抗１３を介してコンデンサ１４へ流れてコンデンサ１４が充電される。コンデンサ１４は、抵抗１３の抵抗値およびコンデンサ１４の容量値によって決まる時定数に基づいて充電される。

ダイオード１０がオフ状態である場合、コンデンサ１４からの電流がダイオード１１を介して抵抗１２へ流れてコンデンサ１４が放電される。コンデンサ１４は、抵抗１２の抵抗値およびコンデンサ１４の容量値によって決まる時定数に基づいて放電される。

ここで、たとえば抵抗１２および１３の抵抗値は等しい。このような構成により、コンデンサ１４の充電時定数および放電時定数が等しくなるため、コンデンサ１４の両端電圧ＶＣ１４は、以下の式で表わされる。

ＶＣ１４≒（Ｎ４／Ｎ１）×Ｄ×ＶＩＮ・・・（Ａ）
但し、Ｎ４は補助コイル３Ｄの巻き数であり、Ｎ１は１次コイル３Ａの巻き数であり、Ｄはスイッチ素子２が受けるＰＷＭ信号のデューティー比であり、ＶＩＮは直流入力電圧である。式（Ａ）より、コンデンサ１４の両端電圧ＶＣ１４は、補助コイル３Ｄに発生する誘起電圧を半波整流した電圧の平均値となることが分かる。

一方、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０１の出力電圧ＶＯＵＴすなわち負荷９に供給される直流電圧は、以下の式で表わされる。

ＶＯＵＴ≒（Ｎ２／Ｎ１）×Ｄ×ＶＩＮ・・・（Ｂ）
但し、Ｎ２は２次コイル３Ｂの巻き数である。式（Ａ）および式（Ｂ）より、コンデンサ１４の両端電圧ＶＣ１４およびＤＣ−ＤＣコンバータ１０１の出力電圧ＶＯＵＴは、比例関係を有することが分かる。したがって、コンデンサ１４の両端電圧ＶＣ１４を安定化することにより、間接的に出力電圧ＶＯＵＴを安定化することができる。

抵抗１５および１６は、コンデンサ１４の両端電圧を分圧し、分圧した電圧を誤差アンプ１８の反転入力端子へ出力する。基準電圧源１７は、基準電圧を誤差アンプ１８の非反転入力端子へ出力する。

誤差アンプ１８は、抵抗１５および１６から受けた電圧と、基準電圧源１７から受けた基準電圧とを比較して、基準電圧に対する抵抗１５および１６から受けた電圧の誤差を表わす誤差信号Ｖ５Ａを生成し、生成した誤差信号Ｖ５Ａをコンパレータ２０の非反転入力端子へ出力する（図２（ｇ））。

コンパレータ２０は、非反転入力端子において受けた三角波発生回路１９からの三角波と、反転入力端子において受けた誤差アンプ１８からの誤差信号とを比較する（図２（ｇ））。そして、コンパレータ２０は、比較結果に基づいてＰＷＭ信号Ｖ１をスイッチ素子２へ出力する（図２（ａ））。ＰＷＭ信号は、三角波のレベルが誤差信号のレベルより高い場合にはハイレベルの信号となり、また、三角波のレベルが誤差信号のレベルより低い場合にはローレベルの信号となる。すなわち、ＰＷＭ信号は、出力電圧推定回路５３から受けた誤差信号のレベルに応じてデューティー比が変わるパルス状の信号である。

ここで、前述のように同期整流器駆動回路６は、スイッチ素子２がオフ状態である場合、同期整流器４をオフ状態とし、かつ同期整流器５をオン状態とする。そして、スイッチ素子２がオフ状態であり、かつトランス３がリセット状態でない図２に示す期間Ａにおいて、トランス３の２次コイル３Ｂにおいて励磁電流が発生し、トランス３の２次側の回路すなわち２次コイル３Ｂ、同期整流器４および同期整流器５で構成されるループ経路を循環する。そうすると、オフ状態である同期整流器４の寄生ダイオードの順方向の電圧降下に相当する電圧が２次コイル３Ｂに印加されるため、補助コイル３Ｄの巻き数および２次コイル３Ｂの巻き数の比に応じた誘起電圧が補助コイル３Ｄに発生する。

しかしながら、図２に示す期間Ａにおいて補助コイル３Ｄに誘起電圧が発生しても、ダイオード１０のアノード電位より、コンデンサ１４の放電によるダイオード１０のカソード電位の方が大きい場合には、ダイオード１０がオン状態とならない。

ここで、ダイオード１０がオフ状態である場合、前述のようにコンデンサ１４からの電流がダイオード１１を介して抵抗１２へ流れてコンデンサ１４が放電される。このとき、抵抗１２にはコンデンサ１４の両端電圧ＶＣ１４とほぼ等しい電圧Ｖ４が供給されている（図２（ｆ））。すなわち、コンデンサ１４の両端電圧ＶＣ１４が以下の式を満たす場合には、ダイオード１０がオン状態とならないため、期間Ａにおいて補助コイル３Ｄに発生する誘起電圧Ｖ３がコンデンサ１４の両端電圧ＶＣ１４に影響することを防ぐことができ、出力電圧ＶＯＵＴを安定化することができる。

ＶＣ１４≧（Ｎ４／Ｎ２）×Ｖｆ・・・（Ｃ）
但し、Ｎ４は補助コイル３Ｄの巻き数であり、Ｎ２は２次コイル３Ｂの巻き数であり、Ｖｆは同期整流器１４の寄生ダイオードの順方向の電圧降下値である。

ところで、従来の間接制御型のＤＣ−ＤＣコンバータでは、トランスの補助コイルに発生する誘起電圧が、トランスの２次側の回路を循環する励磁電流の影響を受けることによって、ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング制御が適切に行なわれず、出力電圧の精度が低下してしまう場合がある。また、特許文献１記載のＤＣ−ＤＣコンバータでは、トランスのリセット期間をスイッチ素子がオン状態となるまで延長させるために、トランスの１次側の回路においてスイッチ素子をさらに追加する必要が生じ、また、トランスの１次側のスイッチ素子を制御する回路が複雑になるため、製造コストの増加を招くという問題点があった。

しかしながら、本発明の第１の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータでは、切り替え回路５４が、スイッチ素子２がオン状態の場合、補助コイル３Ｄに発生した誘起電圧を出力電圧推定回路５３へ出力し、スイッチ素子２がオフ状態の場合、補助コイル３Ｄに発生した誘起電圧の出力電圧推定回路５３への出力を停止する。このような構成により、トランスの１次側の回路の簡易化を図るとともに、期間Ａにおいて補助コイル３Ｄに発生する誘起電圧Ｖ３が出力電圧推定回路５３に影響することを防ぐことができ、出力電圧の精度の低下を防ぐことができる。

そして、特許文献１および２記載のＤＣ−ＤＣコンバータはチョークコイルを備える構成であるため、小型化を図ることが困難であるという問題点があった。ここで、チョークコイルは比較的高価である。また、チョークコイルは小型の面実装（Surface Mount）タイプのインダクタで構成することもできるが、小型化を図りかつ高いインダクタンスを得るために、細いワイヤで巻線を形成する必要があり、ワイヤ表面のポリウレタン絶縁皮膜が薄くなる。そうすると、高温多湿の環境下で長期間使用した場合、ポリウレタン絶縁皮膜の加水分解に起因して絶縁破壊が生じる可能性がある。しかしながら、本発明の第１の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータでは、出力電圧推定回路５３は、チョークコイルを使用することなく、負荷９に供給されている直流電圧を推定することが可能である。したがって、本発明の第１の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータでは、ＤＣ−ＤＣコンバータの小型化、低価格化および信頼性の向上を図ることができる。

また、特許文献２記載のＤＣ−ＤＣコンバータはスイッチ素子としてＦＥＴを備える構成であるため、小型化を図ることが困難であるという問題点があった。しかしながら、本発明の第１の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータでは、切り替え回路５４は、スイッチ素子としてダイオード１０を含む構成である。したがって、本発明の第１の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータでは、ＤＣ−ＤＣコンバータの小型化を図ることができる。

また、特許文献１記載のＤＣ−ＤＣコンバータでは、出力電圧の推定結果を表わすフィードバック信号と、制御電力とを同じ回路から取得しているため、フィードバック信号の経路と、制御電力用の経路との間の干渉に起因して間接制御の応答性が劣化する。ここで、制御電力用の経路に配置するバイパスコンデンサの容量を大きくして干渉を低減する構成が考えられるが、入力電圧および出力電流の急激な変化に対する平滑用コンデンサの電圧変化が緩やかになり、間接制御の応答性が劣化してしまう。また、逆に制御電力用の経路に配置するバイパスコンデンサの容量を小さくすると、入力電圧および出力電流の急激な変化に対する平滑用コンデンサの電圧変化が急峻になるので間接制御の応答性が向上するが、制御電力がノイズの影響で変動しやすくなり、間接制御の安定性が劣化してしまう。

しかしながら、本発明の第１の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータでは、制御電力供給回路５５は、ダイオード１０のカソードから電力を取得するのではなく、別の場所から電力を取得し、誤差アンプ１８およびコンパレータ２０等に制御電力として供給する。このような構成により、間接制御を行なうためのフィードバック信号の経路すなわち補助コイル３Ｄ、誤差アンプ１８およびコンパレータ２０間の経路と、制御電力を取得するための経路との間の干渉に起因する間接制御の応答性の劣化を防ぐことができる。

次に、本発明の他の実施の形態について図面を用いて説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。

＜第２の実施の形態＞
本実施の形態は、第１の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータと比べて直流入力電圧をスイッチングする回路、および切り替え回路の構成等を変更したＤＣ−ＤＣコンバータに関する。

図３は、本発明の第２の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す図である。

図３を参照して、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０２は、スイッチ素子２６および２７と、コンデンサ２９および３０と、トランス８１と、スイッチング制御回路６１と、変換回路６２と、出力電圧推定回路５３と、切り替え回路６４と、制御電力供給回路５５と、電流検出回路６５と、温度検出回路６６とを備える。

トランス８１は、１次コイル３Ａと、２次コイル３Ｂおよび３Ｃと、補助コイル（第１の補助コイル）３Ｄと、補助コイル（第２の補助コイル）３Ｅとを含む。スイッチング制御回路６１は、抵抗１５および１６と、制御ＩＣ（Integrated Circuit）２８と、抵抗３４と、シャントレギュレータ３６と、制御電力端子３７とを含む。変換回路６２は、同期整流器４および５と、同期整流器駆動回路６と、チョークコイル７と、出力平滑コンデンサ８とを含む。切り替え回路６４は、ダイオード（第１の整流素子）１０と、ダイオード（第２の整流素子）３２とを含む。出力電圧推定回路５３は、ダイオード（第３の整流素子）１１と、抵抗（第１の抵抗）１２と、抵抗（第２の抵抗）１３と、コンデンサ１４とを含む。電流検出回路６５は、抵抗３８および３９を含む。温度検出回路６６は、ダイオード４０および抵抗４１を含む。スイッチ素子２６および２７は、たとえばＮチャネルＭＯＳトランジスタである。

ダイオード１０のカソードは、補助コイル３Ｄの第１端に結合される。ダイオード３２のカソードは、補助コイル３Ｅの第１端に結合される。抵抗１２は、第１端が補助コイル３Ｄの第２端および補助コイル３Ｅの第２端に結合される。抵抗１３およびダイオード１１は、抵抗１２の第１端とコンデンサ１４の第１端との間に並列に結合される。ダイオード１０および３２のアノードと、抵抗１２の第２端と、コンデンサ１４の第２端とが接地電位に結合される。なお、ダイオード１０および３２と、ダイオード１１とは、それぞれの導通方向が逆になるように結合されていればよく、カソードおよびアノードの位置関係は限定されるものではない。

スイッチ素子２６は、ドレインが直流電源１のプラス端子と、コンデンサ２９の第１端とに接続され、ソースがスイッチ素子２７のドレインと、１次コイル３Ａの第１端とに接続される。スイッチ素子２７は、ソースが抵抗３８の第１端と、制御ＩＣ２８の接地端子２８Ｄとに接続される。コンデンサ２９の第２端がコンデンサ３０の第１端と、１次コイル３Ａの第２端とに接続される。抵抗３８の第２端がコンデンサ３０の第２端と、抵抗３９の第１端と、直流電源１のマイナス端子とに接続される。抵抗３９の第２端がシャントレギュレータ３６のレファレンス端子と、抵抗１５の第１端と、抵抗１６の第１端と、抵抗４１の第１端とに接続される。抵抗４１の第２端がダイオード４０のカソードに接続される。ダイオード４０のアノードが抵抗Ｒ１５の第２端と、出力電圧推定回路５３の出力とに接続される。

スイッチ素子２６および２７は、直流電源１から受けた直流入力電圧をトランス８１の１次コイル３Ａへ出力するか否かを切り替える。スイッチ素子２６および２７は、それぞれコンデンサ３０および２９を介して１次コイル３Ａの異なる端部へ直流入力電圧を出力する。すなわち、スイッチ素子２６がオン状態の場合にはスイッチ素子２６、１次コイル３Ａおよびコンデンサ３０の順番の経路で電流が流れる。また、スイッチ素子２７がオン状態の場合にはコンデンサ２９、１次コイル３Ａおよびスイッチ素子２７の順番の経路で電流が流れる。

電流検出回路６５は、スイッチ素子２６および２７の出力電流を検出する。温度検出回路６６は、周囲温度を検出する。

スイッチング制御回路６１は、出力電圧推定回路５３から受けた推定電圧、電流検出回路６５の検出結果および温度検出回路６６の検出結果に基づいてスイッチ素子２６および２７のオン状態およびオフ状態をそれぞれ切り替える。

変換回路６２は、トランス８１の２次コイル３Ｂおよび３Ｃに発生した誘起電圧に基づいて直流電圧を生成し、生成した直流電圧を負荷９に供給する。

切り替え回路６４は、スイッチ素子２６または２７がオン状態の場合、補助コイル３Ｄまたは３Ｅに発生した誘起電圧を出力電圧推定回路５３へ出力し、スイッチ素子２６および２７がオフ状態の場合、補助コイル３Ｄおよび３Ｅに発生した誘起電圧の出力電圧推定回路５３への出力を停止する。

出力電圧推定回路５３は、補助コイル３Ｄおよび３Ｅに発生した誘起電圧に基づいて、負荷９に供給されている直流電圧を推定し、推定した直流電圧を出力する。

制御電力供給回路５５は、制御ＩＣ２８に制御電力を供給する。制御電力供給回路５５は、ダイオード１０または３２のカソードから電力を取得するのではなく、第１の実施の形態に係る制御電力供給回路５５と同様に、別の場所から電力を取得することが可能である。

次に、本発明の第２の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの動作について詳細に説明する。

図４（ａ）〜（ｊ）は、本発明の第２の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの動作を示す波形図である。

スイッチ素子２６および２７は、それぞれゲートに供給される電圧Ｖ１２およびＶ１１すなわち制御ＩＣ２８から受けたＰＷＭ信号に基づいてオン状態およびオフ状態を切り替えるスイッチング動作を行なう。スイッチ素子２６および２７は、排他的なタイミングでオン状態となる。すなわち、一方のスイッチ素子がオン状態である場合、他方のスイッチ素子はオフ状態となる。また、スイッチ素子２６および２７が受けるＰＷＭ信号のデューティー比は５０％未満である。このため、スイッチ素子２６および２７の両方がオフ状態となる期間が存在する（図４（ａ）および（ｂ））。また、スイッチ素子２６および２７が受けるＰＷＭ信号のデューティー比は略等しいため、コンデンサ２９および３０の接続点における電圧は、直流入力電圧の略１／２となる。

スイッチ素子２６および２７は、このようなスイッチング動作により直流電源１からの直流入力電圧を交流電圧に変換し、変換した交流電圧をトランス３の１次コイル３Ａに供給する。ここで、スイッチ素子２７のドレイン−ソース間電圧Ｖ１３および１次コイル３Ａに流れる電流Ｉ１１は、それぞれ図４（ｃ）および（ｄ）で示すような波形となる。

１次コイル３Ａに供給された交流電圧は２次コイル３Ｂおよび３Ｃに伝達される、すなわち２次コイル３Ｂおよび３Ｃに誘起電圧が発生する。

同期整流器４および５は、同期整流器駆動回路６から受けた制御信号に基づいて、２次コイル３Ｂおよび３Ｃに発生した誘起電圧を整流する。たとえば、同期整流器駆動回路６は、スイッチ素子２７がオン状態である場合、同期整流器４をオフ状態とし、かつ同期整流器５をオン状態とする。また、同期整流器駆動回路６は、スイッチ素子２６がオン状態である場合、同期整流器４をオン状態とし、かつ同期整流器５をオフ状態とする。また、同期整流器駆動回路６は、スイッチ素子２６および２７がオフ状態である場合、同期整流器４および５をオン状態とする（図４（ｆ）および（ｇ））。

チョークコイル７およびコンデンサ８は、同期整流器４および５によって整流された交流電圧を平滑化して直流電圧に変換する。このとき、チョークコイル７に流れる電流Ｉ２は、図４（ｅ）で示すような波形となる。

１次コイル３Ａに供給された交流電圧は補助コイル３Ｄおよび３Ｅに伝達される、すなわち補助コイル３Ｄおよび３Ｅに誘起電圧が発生する。ダイオード１０および３２は、補助コイル３Ｄおよび３Ｅから受けた誘起電圧を全波整流する。全波整流された誘起電圧は、コンデンサ１４に充電される。

すなわち、ダイオード１０は、スイッチ素子２６がオン状態である期間においてオン状態となり、オフ状態である期間においてオフ状態となる。ダイオード３２は、スイッチ素子２７がオン状態である期間においてオン状態となり、オフ状態である期間においてオフ状態となる。このとき、ダイオード１１のカソード電圧Ｖ１６、ダイオード１０のカソード電圧Ｖ１７およびダイオード３２のカソード電圧Ｖ１８は、それぞれ図４（ｈ）、（ｉ）および（ｊ）で示すような波形となる。

ダイオード１０または３２がオン状態である場合、補助コイル３Ｄおよび３Ｅからの電流が抵抗１３を介してコンデンサ１４へ流れてコンデンサ１４が充電される。コンデンサ１４は、抵抗１３の抵抗値およびコンデンサ１４の容量値によって決まる時定数に基づいて充電される。

ダイオード１０および３２がオフ状態である場合、コンデンサ１４からの電流がダイオード１１を介して抵抗１２へ流れてコンデンサ１４が放電される。コンデンサ１４は、抵抗１２の抵抗値およびコンデンサ１４の容量値によって決まる時定数に基づいて放電される。

ここで、第１の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータと同様に、抵抗１２および１３の抵抗値を等しく設定すると、コンデンサ１４の充電時定数および放電時定数は等しくなるため、式（Ａ）および式（Ｂ）より、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０２の出力電圧ＶＯＵＴに比例する電圧をコンデンサ１４の両端電圧ＶＣ１４として得ることできる。したがって、コンデンサ１４の両端電圧ＶＣ１４を安定化することにより、間接的に出力電圧ＶＯＵＴを安定化することができる。

抵抗１５および１６は、コンデンサ１４の両端電圧を分圧し、分圧した電圧をシャントレギュレータ３６のレファレンス端子へ出力する。

抵抗１５および１６から受けた電圧がシャントレギュレータ３６固有の基準電圧より大きくなると、シャントレギュレータ３６のカソード−アノード間が導通し、抵抗３４に電流が流れるため、制御ＩＣ２８のデューティー制御端子２８Ｃが受ける電圧が小さくなる。そうすると、制御ＩＣ２８は、スイッチ素子２６および２７へ出力するＰＷＭ信号のデューティー比を小さくする。

すなわち、スイッチング制御回路６１は、入力サージ電圧等に起因してＤＣ−ＤＣコンバータ１０２の出力電圧が定常範囲外に増加した場合には、スイッチ素子２６および２７に出力するＰＷＭ信号のデューティー比を小さくして出力電圧を抑制する。

また、電流検出回路６５は、スイッチ素子２６および２７の出力電流を検出する。スイッチング制御回路６１は、電流検出回路６５の検出結果に基づいてスイッチ素子２６および２７へ出力するＰＷＭ信号のデューティー比を補正する。より詳細には、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０２の出力電流が増加すると、スイッチング素子２７のソース電流が増加して、抵抗３８の両端電圧が増加する。抵抗３８の両端電圧が増加すると、抵抗３９がシャントレギュレータ３６のレファレンス端子における電位を下げるため、制御ＩＣ２８のデューティー制御端子２８Ｃが受ける電圧が大きくなる。そうすると、制御ＩＣ２８は、スイッチ素子２６および２７へ出力するＰＷＭ信号のデューティー比を大きくする。一方、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０２の出力電流が減少すると、スイッチング素子２７のソース電流が減少して、抵抗３８の両端電圧が減少する。抵抗３８の両端電圧が減少すると、抵抗３９がシャントレギュレータ３６のレファレンス端子における電位を上げるため、制御ＩＣ２８のデューティー制御端子２８Ｃが受ける電圧が小さくなる。そうすると、制御ＩＣ２８は、スイッチ素子２６および２７へ出力するＰＷＭ信号のデューティー比を小さくする。このような構成により、トランス８１の２次側の回路における電圧降下を補正することができる。

温度検出回路６６は、周囲温度を検出する。スイッチング制御回路６１は、温度検出回路６６の検出結果に基づいてスイッチ素子２６および２７へ出力するＰＷＭ信号のデューティー比を補正する。

図３に示す温度検出回路６６は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０２が、周囲温度が低い場合には出力電圧が小さくなり、周囲温度が高い場合には出力電圧が大きくなる傾向を有する場合に用いる。より詳細には、ダイオード４０の順方向の電圧降下は、周囲温度が低い場合に大きくなり、周囲温度が高い場合に小さくなる。周囲温度が低い場合には、シャントレギュレータ３６のレファレンス端子における電位が下がるため、前述のように、制御ＩＣ２８はスイッチ素子２６および２７へ出力するＰＷＭ信号のデューティー比を大きくする。一方、周囲温度が高い場合には、シャントレギュレータ３６のレファレンス端子における電位が上がるため、前述のように、制御ＩＣ２８はスイッチ素子２６および２７へ出力するＰＷＭ信号のデューティー比を小さくする。このような構成により、周囲温度に起因するＤＣ−ＤＣコンバータ１０２の出力電圧のずれを補正することができる。

なお、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０２が、周囲温度が低い場合には出力電圧が大きくなり、周囲温度が高い場合には出力電圧が小さくなる傾向を有する場合には、ダイオード４０および抵抗４１と抵抗１６とが並列に結合される構成とすることにより、周囲温度に起因するＤＣ−ＤＣコンバータ１０２の出力電圧のずれを補正することができる。

その他の構成および動作は第１の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータと同様であるため、ここでは詳細な説明を繰り返さない。したがって、本発明の第２の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータでは、第１の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータと同様に、出力電圧の精度低下の防止および小型化等を図ることができる。

＜第３の実施の形態＞
本実施の形態は、第１の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの一部および第２の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの一部を組み合わせたＤＣ−ＤＣコンバータに関する。

図５は、本発明の第３の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す図である。

図５を参照して、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０３は、スイッチ素子２６および２７と、コンデンサ２９および３０と、トランス８１と、スイッチング制御回路７１と、変換回路６２と、出力電圧推定回路５３と、切り替え回路５４と、制御電力供給回路５５とを備える。

ＤＣ−ＤＣコンバータ１０３では、直流入力電圧をスイッチング制御して交流電圧をトランスの１次コイルへ出力し、かつトランスの２次コイルに発生する誘起電圧に基づいて直流電圧を生成する回路として第２の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータと同様のハーフブリッジコンバータを使用している。そして、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０３では、トランスの補助コイルに発生する誘起電圧から出力電圧を間接的に推定する回路として第１の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータと同様の出力電圧推定回路５３および切り替え回路５４を使用している。

図６（ａ）〜（ｉ）は、本発明の第３の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの動作を示す波形図である。

図６（ａ）〜（ｇ）に示す波形は図４（ａ）〜（ｇ）に示す波形と同様であるため、ここでは詳細な説明を繰り返さない。

１次コイル３Ａに供給された交流電圧は補助コイル３Ｄに伝達される、すなわち補助コイル３Ｄに誘起電圧Ｖ２７が発生する（図６（ｉ））。ダイオード１０は、補助コイル３Ｄから受けた誘起電圧Ｖ２７を半波整流する。

ダイオード１０は、スイッチ素子２６がオン状態である期間においてオン状態となり、オフ状態である期間においてオフ状態となる。ダイオード１０のカソード電圧Ｖ２６は、図６（ｈ）で示すような波形となる。

ダイオード１０がオン状態である場合、補助コイル３Ｄからの電流がダイオード１０および抵抗１３を介してコンデンサ１４へ流れてコンデンサ１４が充電される。コンデンサ１４は、抵抗１３の抵抗値およびコンデンサ１４の容量値によって決まる時定数に基づいて充電される。

ダイオード１０がオフ状態である場合、コンデンサ１４からの電流がダイオード１１を介して抵抗１２へ流れてコンデンサ１４が放電される。コンデンサ１４は、抵抗１２の抵抗値およびコンデンサ１４の容量値によって決まる時定数に基づいて放電される。

ここで、第１の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータと同様に、抵抗１２および１３の抵抗値を等しく設定すると、コンデンサ１４の充電時定数および放電時定数は等しくなるため、式（Ａ）および式（Ｂ）より、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０３の出力電圧ＶＯＵＴに比例する電圧をコンデンサ１４の両端電圧ＶＣ１４として得ることできる。したがって、コンデンサ１４の両端電圧ＶＣ１４を安定化することにより、間接的に出力電圧ＶＯＵＴを安定化することができる。

その他の構成および動作は、出力電圧推定回路５３および切り替え回路５４に関しては本発明の第１の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータと同様であり、スイッチ素子２６および２７、コンデンサ２９および３０、スイッチング制御回路７１、変換回路６２ならびに制御電力供給回路５５に関しては本発明の第２の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータと同様であるため、ここでは詳細な説明を繰り返さない。したがって、本発明の第３の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータでは、第１の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータと同様に、出力電圧の精度低下の防止および小型化等を図ることができる。また、第２の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータと比べて回路の簡易化を図ることができる。

なお、本発明の第１の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータとしてシングルエンド型のフォワードコンバータを使用し、本発明の第２の実施の形態および第３の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータとしてダブルエンド型のハーフブリッジコンバータを使用したが、これらの構成に限定するものではない。本発明は、シングルエンド型のフライバックコンバータ、ダブルエンド型のプッシュプルコンバータおよびダブルエンド型のフルブリッジコンバータ等のＤＣ−ＤＣコンバータに適用可能である。また、間接制御の方法は電圧モードに限らず、電流モードであってもよい。また、間接制御の応答性を高めるため、他のフィードバック信号およびフィードフォワード信号を使用する構成であってもよい。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

本発明の第１の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す図である。 （ａ）〜（ｇ）は、本発明の第１の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの動作を示す波形図である。 本発明の第２の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す図である。 （ａ）〜（ｊ）は、本発明の第２の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの動作を示す波形図である。 本発明の第３の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す図である。 （ａ）〜（ｉ）は、本発明の第３の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの動作を示す波形図である。

符号の説明

２，２６，２７ スイッチ素子、３，８１ トランス、３Ａ １次コイル、３Ｂ，３Ｃ ２次コイル、３Ｄ，３Ｅ 補助コイル、４，５ 同期整流器、６ 同期整流器駆動回路、７ チョークコイル、８ 出力平滑コンデンサ、１０，３２ ダイオード、１１ ダイオード、１２ 抵抗、１３ 抵抗、１４，２９，３０ コンデンサ、１５，１６，３４，３８，３９，４１ 抵抗、１７ 基準電圧源、１８ 誤差アンプ、１９ 三角波発生回路、２０ コンパレータ、２８ 制御ＩＣ、３６ シャントレギュレータ、３７ 制御電力端子、４０ ダイオード、５１，６１，７１ スイッチング制御回路、５２，６２ 変換回路、５３ 出力電圧推定回路、５４，６４ 切り替え回路、５５ 制御電力供給回路、６５ 電流検出回路、６６ 温度検出回路、１０１〜１０３ ＤＣ−ＤＣコンバータ。

Claims (8)

1. 負荷に直流電圧を供給するＤＣ−ＤＣコンバータであって、
   １次コイル、２次コイルおよび補助コイルを有するトランスと、
   直流入力電圧を前記１次コイルへ出力するか否かを切り替える第１のスイッチ素子と、
   前記２次コイルに発生した誘起電圧に基づいて直流電圧を生成し、前記生成した直流電圧を前記負荷に供給する変換回路と、
   コンデンサと、
   前記補助コイルと前記コンデンサとの間に結合される第１の整流素子と、
   前記コンデンサと前記第１の整流素子との間に並列に結合される第２の整流素子および第１の抵抗と、
   第１端が前記第２の整流素子および前記第１の抵抗を介して前記コンデンサに結合され、第２端が所定電位に結合される第２の抵抗と、
   前記コンデンサの両端電圧に基づいて前記第１のスイッチ素子のオン状態およびオフ状態を切り替えるスイッチング制御回路とを備え、
   前記第１の整流素子と前記第２の整流素子とはそれぞれの導通方向が逆になるように結合されるＤＣ−ＤＣコンバータ。
2. 負荷に直流電圧を供給するＤＣ−ＤＣコンバータであって、
   １次コイル、２次コイル、第１の補助コイルおよび第２の補助コイルを有するトランスと、
   直流入力電圧を前記１次コイルへ出力するか否かを切り替える第１のスイッチ素子および第２のスイッチ素子と、
   前記２次コイルに発生した誘起電圧に基づいて直流電圧を生成し、前記生成した直流電圧を前記負荷に供給する変換回路と、
   コンデンサと、
   前記第１の補助コイルの第１端に結合される第１の整流素子と、
   前記第２の補助コイルの第１端に結合される第２の整流素子と、
   第１端が前記第１の補助コイルの第２端および前記第２の補助コイルの第２端に結合され、第２端が所定電位に結合される第１の抵抗と、
   前記第１の抵抗の第１端と前記コンデンサとの間に並列に結合される第２の抵抗および第３の整流素子と、
   前記コンデンサの両端電圧に基づいて前記第１のスイッチ素子および第２のスイッチ素子のオン状態およびオフ状態をそれぞれ切り替えるスイッチング制御回路とを備え、
   前記第１の整流素子および前記第２の整流素子と前記第３の整流素子とはそれぞれの導通方向が逆になるように結合されるＤＣ−ＤＣコンバータ。
3. 負荷に直流電圧を供給するＤＣ−ＤＣコンバータであって、
   １次コイル、２次コイルおよび補助コイルを有するトランスと、
   直流入力電圧を前記１次コイルへ出力するか否かを切り替える第１のスイッチ素子と、
   前記２次コイルに発生した誘起電圧に基づいて直流電圧を生成し、前記生成した直流電圧を前記負荷に供給する変換回路と、
   コンデンサと、第１の抵抗と、第２の抵抗とを含み、前記補助コイルに発生した誘起電圧に基づく電荷を前記第１の抵抗を介して前記コンデンサに充電し、かつ前記充電された電荷を前記第２の抵抗を介して前記コンデンサから放電することにより、前記負荷に供給される直流電圧を推定する出力電圧推定回路と、
   前記推定された直流電圧に基づいて前記第１のスイッチ素子のオン状態およびオフ状態を切り替えるスイッチング制御回路と、
   前記第１のスイッチ素子がオン状態の場合、前記補助コイルに発生した誘起電圧を前記出力電圧推定回路へ出力し、前記第１のスイッチ素子がオフ状態の場合、前記補助コイルに発生した誘起電圧の前記出力電圧推定回路への出力を停止する切り替え回路とを備えるＤＣ−ＤＣコンバータ。
4. 前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、さらに、
   前記直流入力電圧を前記１次コイルへ出力するか否かを切り替える第２のスイッチ素子を備え、
   前記第１のスイッチ素子および前記第２のスイッチ素子は、それぞれ前記１次コイルの異なる端部へ前記直流入力電圧を出力し、
   前記スイッチング制御回路は、前記推定された直流電圧に基づいて前記第１のスイッチ素子および第２のスイッチ素子のオン状態およびオフ状態をそれぞれ切り替え、
   前記切り替え回路は、前記第１のスイッチ素子または前記第２のスイッチ素子がオン状態の場合、前記補助コイルに発生した誘起電圧を前記出力電圧推定回路へ出力し、前記第１のスイッチ素子および前記第２のスイッチ素子がオフ状態の場合、前記補助コイルに発生した誘起電圧の前記出力電圧推定回路への出力を停止する請求項３に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
5. 前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、さらに、
   前記直流入力電圧を前記１次コイルへ出力するか否かを切り替える第２のスイッチ素子を備え、
   前記第１のスイッチ素子および前記第２のスイッチ素子は、それぞれ前記１次コイルの異なる端部へ前記直流入力電圧を出力し、
   前記スイッチング制御回路は、前記コンデンサの両端電圧または前記推定された直流電圧に基づいて前記第１のスイッチ素子および第２のスイッチ素子のオン状態およびオフ状態をそれぞれ切り替える請求項１または３に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
6. 前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、さらに、
   前記ＤＣ−ＤＣコンバータが備えるスイッチ素子の出力電流を検出する電流検出回路を備え、
   前記スイッチング制御回路は、前記電流検出回路の検出結果と、前記コンデンサの両端電圧または前記推定された直流電圧とに基づいて前記ＤＣ−ＤＣコンバータが備えるスイッチ素子のオン状態およびオフ状態を切り替える請求項１ないし３に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
7. 前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、さらに、
   前記周囲温度を検出する温度検出回路を備え、
   前記スイッチング制御回路は、前記温度検出回路の検出結果と、前記コンデンサの両端電圧または前記推定された直流電圧とに基づいて前記ＤＣ−ＤＣコンバータが備えるスイッチ素子のオン状態およびオフ状態を切り替える請求項１ないし３に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
8. 前記ＤＣ−ＤＣコンバータが備える整流素子はダイオードである請求項１ないし３に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。

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