JP2008067530A - Resonator drive control circuit - Google Patents

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Masafumi Tanabe
雅史 田邉
Takekiyo Okumura
武清 奥村
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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To obtain silencing and improvement of power efficiency, with balance in the driving of a capacitive resonator. <P>SOLUTION: A resonator drive control circuit for controlling the driving of the capacitive resonator has an H bridge circuit for disposing the resonator between a connection portion of a first serial connector, by using a first source-side drive transistor and a first sync side driving transistor which are disposed between a source-side power supply voltage and a sync-side power supply voltage as a half-wave rectification power supply voltage; a connection portion of a second serial connector by using a second source-side drive transistor and second sync-side drive transistor which are disposed between the source side power supply voltage and the sync-side power supply voltage; and an H bridge control circuit for generating a drive control signal for alternately saturation-driving at a predetermined cycle the first source-side drive transistor and the second sync-side drive transistor, and the second source-side drive transistor and the first sync-side drive transistor. <P>COPYRIGHT: (C)2008,JPO&INPIT

Description

本発明は、振動子駆動制御回路に関する。   The present invention relates to a vibrator drive control circuit.

容量性の振動子は、２枚の電極と、両電極の間に厚さ方向に分極させた誘電体（圧電セラミック素子、電歪セラミック素子等）と、によって構成され、両電極それぞれに電圧を印加した場合に、それらの印加電圧の電位差に応じた電気エネルギーを、超音波振動を発生するための機械エネルギーに変換するものである。詳述すると、図５（ａ）に示すように２枚の電極２０２、２０３の間に分極させた誘電体２０１に、図５（ｂ）に示す極性の電圧を印加した場合、外部電荷のプラスと誘電体２０１の分極のプラスとが反発するとともに、外部電荷のマイナスと誘電体２０１の分極のマイナスとが反発する。この電荷の反発によって、誘電体２０１は厚さ方向に縮み、その結果として、振動子２００全体としては長さ方向に伸びることになる。一方、図５（ｃ）に示すように印加電圧の極性が逆になると、外部電荷のマイナスと誘電体２０１の分極のプラスは引き合うとともに、外部電荷のプラスと誘電体２０１の分極のマイナスは引き合う。この電荷の引き合いによって、誘電体２０１は厚さ方向に伸び、その結果として、振動子２００全体としては長さ方向に縮むことになる。よって、電極２０２、２０３に交流電圧を印加すれば、その交流電圧の周波数で振動子２００が歪み、超音波振動が発生することが分かる。超音波モータや超音波アクチュエータは、このような振動子２００の特性を利用したものであり、交流電圧を印加することで振動子２００を超音波振動させて、振動子２００の表面に接触した移動子（モータの回転子等）を駆動することになる。   The capacitive vibrator is composed of two electrodes and a dielectric (piezoelectric ceramic element, electrostrictive ceramic element, etc.) polarized in the thickness direction between the two electrodes, and a voltage is applied to each of the electrodes. When applied, the electrical energy corresponding to the potential difference between the applied voltages is converted into mechanical energy for generating ultrasonic vibrations. More specifically, when a voltage having the polarity shown in FIG. 5B is applied to the dielectric 201 polarized between the two electrodes 202 and 203 as shown in FIG. And the plus of the polarization of the dielectric 201 are repelled, and the minus of the external charge and the minus of the polarization of the dielectric 201 are repelled. Due to the repulsion of the electric charge, the dielectric 201 contracts in the thickness direction, and as a result, the entire vibrator 200 extends in the length direction. On the other hand, when the polarity of the applied voltage is reversed as shown in FIG. 5C, the minus of the external charge and the plus of the polarization of the dielectric 201 are attracted, and the plus of the external charge and the minus of the polarization of the dielectric 201 are attracted. . Due to this charge attraction, the dielectric 201 extends in the thickness direction, and as a result, the vibrator 200 as a whole contracts in the length direction. Therefore, it can be seen that if an AC voltage is applied to the electrodes 202 and 203, the vibrator 200 is distorted at the frequency of the AC voltage, and ultrasonic vibration is generated. The ultrasonic motor and the ultrasonic actuator utilize such characteristics of the vibrator 200, and the vibrator 200 is ultrasonically vibrated by applying an alternating voltage to be moved in contact with the surface of the vibrator 200. A child (such as a rotor of a motor) is driven.

振動子の駆動を具体的に実現する方式としては、モータ駆動方式において一般的に用いられるＨブリッジ回路の採用が考えられる（例えば、以下に示す特許文献１を参照）。尚、Ｈブリッジ回路とは、例えば、図６に示すように、ソース側電源電圧ＶＨＢとシンク側電源電圧ＧＮＤ間に配設した第１のソース側駆動トランジスタＵ１と第１のシンク側駆動トランジスタＤ１による第１の直列接続体の接続部ＯＵＴＦと、ソース側電源電圧ＶＨＢとシンク側電源電圧ＧＮＤ間に配設した第２のソース側駆動トランジスタＵ２と第２のシンク側駆動トランジスタＤ２による第２の直列接続体の接続部ＯＵＴＲとの間に、振動子２００を配設したアルファベットのＨ字状の構成を呈する回路である。
特開２００５−２３７１４５号公報 As a method for specifically realizing the driving of the vibrator, an H bridge circuit generally used in a motor driving method can be adopted (for example, see Patent Document 1 shown below). The H bridge circuit is, for example, as shown in FIG. 6, a first source side drive transistor U1 and a first sink side drive transistor D1 disposed between the source side power supply voltage VHB and the sink side power supply voltage GND. And a second source-side drive transistor U2 and a second sink-side drive transistor D2 disposed between the source-side power supply voltage VHB and the sink-side power supply voltage GND. This is a circuit exhibiting an alphabetic H-shaped configuration in which the vibrator 200 is disposed between the connection part OUTR of the series connection body.
JP 2005-237145 A

ところで、Ｈブリッジ回路を用いて矩形波で飽和駆動する場合（図７中に示す実線参照）、振動子２００の振動量を大きくするためには振動子２００の両電極２０２、２０３への印加電圧をより高レベルにする必要があるが、その一方で、印加電圧に比例した振動子２００の騒音が大きくなるという問題が生じ得る。そこで、静音化の点を重視し、振動子２００の両電極２０２、２０３を、Ｈブリッジ回路を用いて正弦波で非飽和駆動する場合が考えられる（図７中に示す一点鎖線参照）。しかし、非飽和駆動の場合、前述した飽和駆動の場合と対比して、Ｈブリッジ回路を構成する各駆動トランジスタの電力効率の低下（図７中に示す斜線部参照）が生じ得る。このように、飽和駆動の場合には騒音の問題が生じ、非飽和駆動の場合には各駆動トランジスタの電力効率の低下という問題が生じるので、単純にＨブリッジ回路を採用することができなかった。   Incidentally, when saturation driving is performed with a rectangular wave using an H bridge circuit (see the solid line in FIG. 7), in order to increase the vibration amount of the vibrator 200, the applied voltage to both electrodes 202 and 203 of the vibrator 200. However, there is a problem that the noise of the vibrator 200 increases in proportion to the applied voltage. In view of this, it is conceivable that the two electrodes 202 and 203 of the vibrator 200 are desaturated and driven with a sine wave using an H bridge circuit (see the one-dot chain line shown in FIG. 7). However, in the case of non-saturation driving, the power efficiency of each driving transistor constituting the H-bridge circuit may be reduced (see the hatched portion in FIG. 7) as compared with the case of saturation driving described above. As described above, in the case of saturation driving, a problem of noise occurs, and in the case of non-saturation driving, there arises a problem of reduction in power efficiency of each driving transistor. Therefore, an H-bridge circuit cannot be simply adopted. .

前記課題を解決するための主たる発明は、容量性の振動子の駆動を制御する振動子駆動制御回路において、半波整流電源電圧であるソース側電源電圧とシンク側電源電圧間に配設した第１のソース側駆動トランジスタと第１のシンク側駆動トランジスタによる第１の直列接続体の接続部と、当該ソース側電源電圧と当該シンク側電源電圧間に配設した第２のソース側駆動トランジスタと第２のシンク側駆動トランジスタによる第２の直列接続体の接続部との間に、前記振動子を配設するＨブリッジ回路と、前記第１のソース側駆動トランジスタ及び前記第２のシンク側駆動トランジスタと、前記第２のソース側駆動トランジスタ及び前記第１のシンク側駆動トランジスタと、を所定周期で交互に飽和駆動するための駆動制御信号を生成するＨブリッジ制御回路と、を有することとする。   A main invention for solving the above problem is that in a vibrator drive control circuit for controlling driving of a capacitive vibrator, a first arrangement provided between a source-side power supply voltage and a sink-side power supply voltage that is a half-wave rectified power supply voltage. A connection part of the first serially connected body by one source side driving transistor and a first sink side driving transistor, a second source side driving transistor disposed between the source side power supply voltage and the sink side power supply voltage; An H-bridge circuit in which the vibrator is disposed between the connection portion of the second series connection body by the second sink-side drive transistor, the first source-side drive transistor, and the second sink-side drive. H for generating a drive control signal for alternately saturating the transistor, the second source side drive transistor, and the first sink side drive transistor in a predetermined cycle And having a ridge control circuit.

本発明によれば、容量性の振動子の駆動に際して静音化と電力効率向上をバランス良く実現することが可能な振動子駆動制御回路を提供することができる。   According to the present invention, it is possible to provide a vibrator drive control circuit capable of achieving a good balance between noise reduction and power efficiency improvement when driving a capacitive vibrator.

＜＜振動子駆動制御回路の構成＞＞
図１をもとに、本発明の一実施形態に係る容量性の振動子２００の駆動を制御する振動子駆動制御回路１００について説明する。尚、振動子２００は、図５を用いて説明したとおり、２枚の電極２０２、２０３と、両電極２０２、２０３の間に厚さ方向に分極させた誘電体（圧電セラミック素子、電歪セラミック素子等）２０１と、によって構成され、両電極２０２、２０３それぞれに電圧を印加した場合に、それらの印加電圧の電位差に応じた電気エネルギーを、超音波振動を発生するための機械エネルギーに変換するものである。 << Configuration of vibrator drive control circuit >>
A vibrator drive control circuit 100 that controls the drive of a capacitive vibrator 200 according to an embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. As described with reference to FIG. 5, the vibrator 200 includes two electrodes 202 and 203, and a dielectric (piezoelectric ceramic element, electrostrictive ceramic) polarized in the thickness direction between the electrodes 202 and 203. When a voltage is applied to each of the electrodes 202 and 203, electrical energy corresponding to the potential difference between the applied voltages is converted into mechanical energy for generating ultrasonic vibrations. Is.

＝＝＝入出力端子＝＝＝
振動子駆動制御回路１００が有する入出力端子について説明する。
ＨＢＯＵＴＦ端子は、Ｈブリッジ回路１０における第１のソース側駆動トランジスタＵ１と第１のシンク側駆動トランジスタＤ１による第１の直列接続体の接続部ＯＵＴＦから振動子２００の一方の電極２０２に向けて電圧ＨＢＯＵＴＦを印加する端子である。
ＨＢＯＵＴＲ端子は、Ｈブリッジ回路１０における第２のソース側駆動トランジスタＵ２と第２のシンク側駆動トランジスタＤ２による第２の直列接続体の接続部ＯＵＴＲから振動子２００の他方の電極２０３に向けて電圧ＨＢＯＵＴＲを印加する端子である。 === Input / output terminals ===
The input / output terminals included in the vibrator drive control circuit 100 will be described.
The HBOUTF terminal has a voltage from the connection part OUTF of the first series connection body formed by the first source side driving transistor U1 and the first sink side driving transistor D1 in the H bridge circuit 10 toward the one electrode 202 of the vibrator 200. This is a terminal to which HBOUTF is applied.
The HBOUTR terminal is a voltage from the connection part OUTR of the second series connection body by the second source side driving transistor U2 and the second sink side driving transistor D2 in the H bridge circuit 10 toward the other electrode 203 of the vibrator 200. This is a terminal to which HBOUTR is applied.

ＶＨＢ端子は、Ｈブリッジ回路１０に対してソース側電源電圧ＶＨＢを印加する電源端子であり、第１及び第２のソース側駆動トランジスタＵ１及びＵ２の共通接続部（ソース電極）と接続される。
ＨＢＧＮＤ端子は、Ｈブリッジ回路１０に対してシンク側電源電圧ＨＢＧＮＤを印加するＧＮＤ端子であり、第１及び第２のシンク側駆動トランジスタＤ１及びＤ２の共通接続部（ソース電極）と接続される。 The VHB terminal is a power supply terminal that applies the source side power supply voltage VHB to the H bridge circuit 10 and is connected to a common connection portion (source electrode) of the first and second source side drive transistors U1 and U2.
The HBGND terminal is a GND terminal that applies the sink-side power supply voltage HBGND to the H bridge circuit 10 and is connected to a common connection portion (source electrode) of the first and second sink-side drive transistors D1 and D2.

ＥＯ端子は、誤差増幅器５０から出力される誤差信号ＥＯを出力する端子である。
ＦＢＶＨＢ端子は、Ｈブリッジ回路１０に対するソース側電源電圧ＶＨＢを抵抗素子Ｒ１、Ｒ２によって抵抗分圧させた帰還信号ＦＢＶＨＢを、誤差増幅器５０の反転入力へと帰還入力させる端子である。 The EO terminal is a terminal that outputs an error signal EO output from the error amplifier 50.
The FBVHB terminal is a terminal that feeds back a feedback signal FBVHB obtained by resistance-dividing the source-side power supply voltage VHB to the H bridge circuit 10 by the resistance elements R 1 and R 2 to the inverting input of the error amplifier 50.

ＯＳＣ１端子は、三角波発生回路７０における三角波発振用の容量素子Ｃ１を接続するための端子である。
ＯＳＣ２端子は、発振回路２０における基準クロックＣＬＫ発振用の容量素子Ｃ２を接続するための端子である。 The OSC1 terminal is a terminal for connecting the triangular wave oscillation capacitive element C1 in the triangular wave generation circuit 70.
The OSC2 terminal is a terminal for connecting the capacitor C2 for oscillation of the reference clock CLK in the oscillation circuit 20.

ＵＰＰＤ端子並びにＤＷＰＤ端子は、ＦＢＶＨＢ端子に帰還入力された半波整流電源電圧のレベルに応じて所定周期で当該昇圧動作並びに当該降圧動作を切り替える制御を行うための昇圧制御信号ＵＰＰＤ並びに降圧制御信号ＤＷＰＤを出力する端子である。詳述すると、ＵＰＰＤ端子は、昇圧側プリドライバ９０から昇圧回路３１０の昇圧制御用トランジスタＭ２のゲート電極に向けて昇圧制御信号ＵＰＰＤを出力する端子であり、ＤＷＰＤ端子は、降圧側プリドライバ９５から降圧回路３２０の昇圧制御用トランジスタＭ２のゲート電極に向けて降圧制御信号ＤＷＰＤを出力する端子である。   The UPPD terminal and the DWPD terminal are provided with a boost control signal UPPD and a step-down control signal DWPD for performing control for switching between the step-up operation and the step-down operation in a predetermined cycle according to the level of the half-wave rectified power supply voltage fed back to the FBVHB terminal. Is a terminal that outputs. More specifically, the UPPD terminal is a terminal that outputs a boost control signal UPPD from the boost side pre-driver 90 to the gate electrode of the boost control transistor M2 of the boost circuit 310. The DWPD terminal is connected to the step-down pre driver 95. This is a terminal for outputting a step-down control signal DWPD toward the gate electrode of the step-up control transistor M2 of the step-down circuit 320.

＝＝＝周辺回路構成＝＝＝
振動子駆動制御回路１００の振動子２００以外の周辺回路について説明する。
半波整流電源発生回路３００は、Ｈブリッジ回路１０におけるソース電源ＶＨＢとして利用される半波整流電源を発生するための回路である。詳述すると、直流電源Ｖｉｎをもとに、昇圧回路３１０における昇圧動作並びに降圧回路３２０における降圧動作を、Ｈブリッジ回路１０の通電タイミングと同期を合わせて所定周期で交互に繰り返すことで、半波整流電源電圧を生成する。 === Peripheral Circuit Configuration ===
Peripheral circuits other than the vibrator 200 of the vibrator drive control circuit 100 will be described.
The half-wave rectified power supply generation circuit 300 is a circuit for generating a half-wave rectified power supply used as the source power supply VHB in the H bridge circuit 10. More specifically, a half wave is obtained by alternately repeating the step-up operation in the step-up circuit 310 and the step-down operation in the step-down circuit 320 in synchronism with the energization timing of the H-bridge circuit 10 in a predetermined cycle based on the DC power source Vin. A rectified power supply voltage is generated.

昇圧回路３１０は、直流電源Ｖｉｎ、インダクタンスＬ２、昇圧制御用トランジスタＭ２によって構成され、ＶＨＢ端子に印加させるソース電源ＶＨＢの昇圧を行う回路である。詳述すると、インダクタンスＬ２の一方の端子には直流電源Ｖｉｎと接続され、インダクタンスＬ２の他方の端子にはソース接地の昇圧制御用トランジスタＭ２のドレイン電極並びにダイオード素子Ｄ２のアノード電極と接続される。また、昇圧制御用トランジスタＭ２のゲート電極はＵＰＰＤ端子と接続される。尚、本実施形態における昇圧制御用トランジスタＭ２は、ＮＭＯＳトランジスタを採用するが、これに限定されず、ＰＭＯＳトランジスタ等であってもよい。   The booster circuit 310 includes a DC power source Vin, an inductance L2, and a boost control transistor M2, and is a circuit that boosts the source power source VHB to be applied to the VHB terminal. More specifically, one terminal of the inductance L2 is connected to the DC power source Vin, and the other terminal of the inductance L2 is connected to the drain electrode of the source-grounded boost control transistor M2 and the anode electrode of the diode element D2. The gate electrode of the boost control transistor M2 is connected to the UPPD terminal. The boost control transistor M2 in this embodiment employs an NMOS transistor, but is not limited to this, and may be a PMOS transistor or the like.

ここで、昇圧制御用トランジスタＭ２をオンすると、直流電源Ｖｉｎ、インダクタンスＬ２並びに昇圧制御用トランジスタＭ２を経由した経路が形成され、直流電源ＶｉｎをもとにインダクタンスＬ２に磁気エネルギーが蓄積される。一方、昇圧制御用トランジスタＭ２がオフすると、インダクタンスＬ２に蓄積された磁気エネルギーが降圧回路３２０のダイオード素子Ｄ２に向けて放電される。この結果、直流電源Ｖｉｎによって提供されるソース電源ＶＨＢの昇圧がなされるとともに、第１のソース側駆動トランジスタＵ１又はＵ２を介して振動子２００の誘電体２０１に電荷が充電されていく。尚、振動子２００は、電流を消費しない容量性の負荷であるため、誘電体２０１に充電された電荷が放電されない限り、振動子２００の印加電圧は現状維持となる。   Here, when the boosting control transistor M2 is turned on, a path through the DC power source Vin, the inductance L2, and the boosting control transistor M2 is formed, and magnetic energy is accumulated in the inductance L2 based on the DC power source Vin. On the other hand, when the step-up control transistor M2 is turned off, the magnetic energy stored in the inductance L2 is discharged toward the diode element D2 of the step-down circuit 320. As a result, the source power source VHB provided by the DC power source Vin is boosted, and charges are charged in the dielectric 201 of the vibrator 200 via the first source side drive transistor U1 or U2. Since the vibrator 200 is a capacitive load that does not consume current, the applied voltage of the vibrator 200 is maintained as it is unless the electric charge charged in the dielectric 201 is discharged.

降圧回路３２０は、ダイオード素子Ｄ１、インダクタンスＬ１、抵抗素子Ｒ４、降圧制御用トランジスタＭ１によって構成され、ＶＨＢ端子に印加させるソース電源ＶＨＢの降圧を行う回路である。詳述すると、ダイオード素子Ｄ２のカソード電極にはインダクタンスＬ１の一方の端子と接続され、インダクタンスＬ１の他方の端子には抵抗素子Ｒ４の一方の端子が接続され、抵抗素子Ｒ４の他方の端子にはソース接地の降圧制御用トランジスタＭ１のドレイン電極が接続される。また、ダイオード素子Ｄ２のカソード電極と抵抗素子Ｒ４の他方の端子の間にはインダクタンスＬ１の回生用ダイオード素子Ｄ１が配設される。尚、本実施形態における降圧制御用トランジスタＭ１は、ＮＭＯＳトランジスタを採用するが、これに限定されず、ＰＭＯＳトランジスタ等であってもよい。   The step-down circuit 320 includes a diode element D1, an inductance L1, a resistance element R4, and a step-down control transistor M1, and is a circuit that steps down the source power supply VHB to be applied to the VHB terminal. Specifically, the cathode electrode of the diode element D2 is connected to one terminal of the inductance L1, the other terminal of the inductance L1 is connected to one terminal of the resistance element R4, and the other terminal of the resistance element R4 is connected to the other terminal. The drain electrode of the source-grounded step-down control transistor M1 is connected. Further, a regenerative diode element D1 having an inductance L1 is disposed between the cathode electrode of the diode element D2 and the other terminal of the resistor element R4. The step-down control transistor M1 in the present embodiment employs an NMOS transistor, but is not limited thereto, and may be a PMOS transistor or the like.

ここで、降圧制御用トランジスタＭ１をオフすると、昇圧回路３１０によって昇圧されたソース電源ＶＨＢがそのままＶＨＢ端子に印加される。一方、降圧制御用トランジスタＭ１をオンすると、振動子２００から第１のソース側駆動トランジスタＵ１又はＵ２、インダクタンスＬ１、抵抗素子Ｒ４並びに降圧制御用トランジスタＭ１を経由した放電経路が形成され、昇圧の際に振動子２００の誘電体２０１に充電された電荷が放電される。   When the step-down control transistor M1 is turned off, the source power source VHB boosted by the booster circuit 310 is applied to the VHB terminal as it is. On the other hand, when the step-down control transistor M1 is turned on, a discharge path is formed from the vibrator 200 through the first source-side drive transistor U1 or U2, the inductance L1, the resistance element R4, and the step-down control transistor M1. Then, the electric charge charged in the dielectric 201 of the vibrator 200 is discharged.

抵抗分圧器４００は、抵抗素子Ｒ１、Ｒ２による直列接続体で構成され、それぞれの抵抗値を変えることによって、誤差増幅器５０における正弦波信号ＶＣＴＬＩＮに追従させる帰還信号ＦＢＶＨＢを生成する。尚、帰還信号ＦＢＶＨＢは、つぎの式（１）で表されるように、ソース側電源電圧ＶＨＢを分圧比「Ｒ１／（Ｒ１＋Ｒ２）」によって分圧させた電圧となる。
ＦＢＶＨＢ ＝ ＶＨＢ × Ｒ１ ÷ （Ｒ１＋Ｒ２） ・・・ 式（１） The resistance voltage divider 400 is configured by a series connection body including resistance elements R1 and R2, and generates a feedback signal FBVHB that follows the sine wave signal VCTLIN in the error amplifier 50 by changing the resistance value of each. The feedback signal FBVHB is a voltage obtained by dividing the source-side power supply voltage VHB by the voltage dividing ratio “R1 / (R1 + R2)” as expressed by the following equation (1).
FBVHB = VHB × R1 ÷ (R1 + R2) (1)

容量素子Ｃ５並びに抵抗素子Ｒ３は、ＥＯ端子とＦＢＶＨＢ端子間に配設され、誤差増幅器５０における負帰還経路上の積分回路を構成する。
容量素子Ｃ１は、ＯＳＣ１端子に接続され、三角波発生回路７０における発振動作に用いられ、容量素子Ｃ２は、ＯＳＣ２端子に接続され、発振回路２０における発振動作に用いられる。 The capacitive element C5 and the resistive element R3 are disposed between the EO terminal and the FBVHB terminal, and constitute an integrating circuit on the negative feedback path in the error amplifier 50.
The capacitive element C1 is connected to the OSC1 terminal and used for an oscillation operation in the triangular wave generation circuit 70, and the capacitive element C2 is connected to the OSC2 terminal and used for an oscillation operation in the oscillation circuit 20.

＝＝＝内部構成＝＝＝
Ｈブリッジ回路１０は、ＶＨＢ端子を介して印加されたソース側電源電圧ＶＨＢとＨＢＧＮＤ端子を介して印加されたシンク側電源電圧ＧＮＤ間に配設した第１のソース側駆動トランジスタＵ１と第１のシンク側駆動トランジスタＤ１による第１の直列接続体の接続部ＯＵＴＦと、電源電位ＶＨＢと接地電位ＧＮＤ間に配設した第２のソース側駆動トランジスタＵ２と第２のシンク側駆動トランジスタＤ２による第２の直列接続体の接続部ＯＵＴＲとの間に、振動子２００を配設したアルファベットのＨ字状の構成を呈する回路である。 === Internal structure ===
The H-bridge circuit 10 includes a first source-side drive transistor U1 and a first source-side drive transistor U1 disposed between a source-side power supply voltage VHB applied via the VHB terminal and a sink-side power supply voltage GND applied via the HBGND terminal. A connection part OUTF of the first serial connection body by the sink side drive transistor D1, and a second source side drive transistor U2 and a second sink side drive transistor D2 arranged between the power supply potential VHB and the ground potential GND. This is a circuit having an alphabetic H-shaped configuration in which the vibrator 200 is disposed between the connecting portion OUTR of the serial connection body.

発振回路２０は、ＯＳＣ２端子に接続された容量素子Ｃ２への充放電によって発振動作が行われることで基準クロックＣＬＫを生成する回路である。
正弦波発生回路３０は、発振回路２０において生成された基準クロックＣＬＫをもとに所定周期でアップダウンカウントを繰り返すことで疑似正弦波を生成し、さらには、その疑似正弦波をフィルタリングすることで滑らかな正弦波信号ＶＣＴＬＩＮを生成する回路である。 The oscillation circuit 20 is a circuit that generates a reference clock CLK by performing an oscillation operation by charging / discharging the capacitive element C2 connected to the OSC2 terminal.
The sine wave generation circuit 30 generates a pseudo sine wave by repeating up / down counting at a predetermined cycle based on the reference clock CLK generated in the oscillation circuit 20, and further filters the pseudo sine wave. This is a circuit for generating a smooth sine wave signal VCTLIN.

誤差増幅器５０は、差動オペアンプと、その差動オペアンプの負帰還経路上に容量素子Ｃ５、抵抗素子Ｒ３を設けることで、いわゆる積分回路を構成している。また、かかる差動オペアンプの非反転入力には正弦波発生回路３０において生成された正弦波信号ＶＣＴＬＩＮが入力され、反転入力にはＦＢＶＨＢ端子に入力された帰還信号ＦＢＶＨＢが入力される。   The error amplifier 50 forms a so-called integrating circuit by providing a differential operational amplifier and a capacitive element C5 and a resistive element R3 on the negative feedback path of the differential operational amplifier. Further, the sine wave signal VCTLIN generated in the sine wave generation circuit 30 is input to the non-inverting input of the differential operational amplifier, and the feedback signal FBVHB input to the FBVHB terminal is input to the inverting input.

誤差増幅器５０は、正弦波信号ＶＣＴＬＩＮと帰還信号ＦＢＶＨＢの差分であり且つ積分された誤差信号Ｅ０が出力される。ここで、差動オペアンプの非反転入力と反転入力はイマジナリーショートされ、正弦波信号ＶＣＴＬＩＮと帰還信号ＦＢＶＨＢは概略同レベルとなる。そして、この場合、帰還信号ＦＢＶＨＢは、式（１）のとおり、ソース側電源電圧ＶＨＢを分圧させた電圧であるので、ソース側電源電圧ＶＨＢの波形は、つぎの式（２）で表現されるように、正弦波信号ＶＣＴＬＩＮの波形に対応した半波正弦波となる。換言すると、このソース側電源電圧ＶＨＢの半波正弦波が、直流電源Ｖｉｎを半波整流した電源電圧の波形となる。
ＶＨＢ ＝ ＶＣＴＲＬＩＮ × （Ｒ１＋Ｒ２） ÷ Ｒ１ ・・・式（２） The error amplifier 50 is a difference between the sine wave signal VCTLIN and the feedback signal FBVHB and outputs an integrated error signal E0. Here, the non-inverting input and the inverting input of the differential operational amplifier are imaginary shorted, and the sine wave signal VCTLIN and the feedback signal FBVHB are approximately at the same level. In this case, since the feedback signal FBVHB is a voltage obtained by dividing the source-side power supply voltage VHB as shown in Expression (1), the waveform of the source-side power supply voltage VHB is expressed by the following Expression (2). Thus, a half-wave sine wave corresponding to the waveform of the sine wave signal VCTLIN is obtained. In other words, the half-wave sine wave of the source-side power supply voltage VHB becomes a power supply voltage waveform obtained by half-wave rectifying the DC power supply Vin.
VHB = VCTRLIN × (R1 + R2) ÷ R1 Formula (2)

Ｈブリッジ制御回路４０は、発振回路２０において生成された基準クロックＣＬＫをもとに、第１のソース側駆動トランジスタＵ１及び第２のシンク側駆動トランジスタＤ２と、第２のソース側駆動トランジスタＵ２及び第１のシンク側駆動トランジスタＤ１と、を所定周期で交互に飽和駆動するための駆動制御信号ＨＢＣＴＬを生成する。尚、飽和駆動とは、第１のソース側駆動トランジスタＵ１、Ｕ２並びに第１のシンク側駆動トランジスタＤ１、Ｄ２を、いわゆるフルスイングした矩形波状の飽和電圧で駆動する方式のことである。飽和駆動を採用することで、第１のソース側駆動トランジスタＵ１及び第２のシンク側駆動トランジスタＤ２と、第２のソース側駆動トランジスタＵ２及び第１のシンク側駆動トランジスタＤ１は、最大限の電力効率が補償できる。   Based on the reference clock CLK generated in the oscillation circuit 20, the H bridge control circuit 40 includes a first source side drive transistor U1, a second sink side drive transistor D2, a second source side drive transistor U2, and A drive control signal HBCTL is generated for alternately driving the first sink-side drive transistor D1 in saturation with a predetermined period. Note that the saturation drive is a method of driving the first source side drive transistors U1 and U2 and the first sink side drive transistors D1 and D2 with a so-called full swing rectangular saturation voltage. By adopting the saturation driving, the first source side driving transistor U1 and the second sink side driving transistor D2, the second source side driving transistor U2 and the first sink side driving transistor D1 have the maximum power. Efficiency can be compensated.

Ｈブリッジ用プリドライバ６０は、Ｈブリッジ駆動制御信号ＨＢＣＴＬをもとに、第１のソース側駆動トランジスタＵ１、Ｕ２並びに第１のシンク側駆動トランジスタＤ１、Ｄ２を駆動する回路である。   The H-bridge pre-driver 60 is a circuit that drives the first source-side drive transistors U1 and U2 and the first sink-side drive transistors D1 and D2 based on the H-bridge drive control signal HBCTL.

例えば、Ｈブリッジ用プリドライバ６０が、Ｈブリッジ制御回路４０において生成された駆動制御信号ＨＢＣＴＬをもとに、第１のソース側駆動トランジスタＵ１及び第２のシンク側駆動トランジスタＤ２をオンし、第２のソース側駆動トランジスタＵ２及び第１のシンク側駆動トランジスタＤ１をオフする場合、接続部ＯＵＴＦの電位はソース側電源電圧ＶＨＢ（Ｈレベル）に引っ張られ、接続部ＯＵＴＲの電位はシンク側電源電圧ＧＮＤ（Ｌレベル）に引っ張られる。一方、第１のソース側駆動トランジスタＵ１及び第２のシンク側駆動トランジスタＤ２をオフし、第２のソース側駆動トランジスタＵ２及び第１のシンク側駆動トランジスタＤ１をオンする場合、接続部ＯＵＴＦの電位はシンク側電源電圧ＧＮＤ（Ｌレベル）に引っ張られ、接続部ＯＵＴＲの電位はソース側電源電圧ＶＨＢ（Ｈレベル）に引っ張られる。   For example, the H-bridge pre-driver 60 turns on the first source-side drive transistor U1 and the second sink-side drive transistor D2 based on the drive control signal HBCTL generated in the H-bridge control circuit 40. When the source-side drive transistor U2 and the first sink-side drive transistor D1 are turned off, the potential of the connection portion OUTF is pulled to the source-side power supply voltage VHB (H level), and the potential of the connection portion OUTR is the sink-side power supply voltage. Pulled to GND (L level). On the other hand, when the first source side driving transistor U1 and the second sink side driving transistor D2 are turned off and the second source side driving transistor U2 and the first sink side driving transistor D1 are turned on, the potential of the connection portion OUTF Is pulled to the sink side power supply voltage GND (L level), and the potential of the connection part OUTR is pulled to the source side power supply voltage VHB (H level).

三角波発生回路７０は、ＯＳＣ１端子に接続された容量素子Ｃ１への充放電を行うことで、昇圧制御用トランジスタＭ１及び降圧制御用トランジスタＭ２をパルス幅変調によってオン・オフさせるための昇圧用三角波信号ＵＷＡＶＥ及び降圧用三角波信号ＤＷＡＶＥを生成する回路である。尚、昇圧用三角波信号ＵＷＡＶＥは、ピークレベルＶＨＵＷＡＶＥとボトムレベルＶＬＵＷＡＶＥ間の振幅を有しており、降圧用三角波信号ＤＷＡＶＥは、ボトムレベルＶＬＵＷＡＶＥよりもレベルの低いピークレベルＶＨＤＷＡＶＥとボトムレベルＶＬＤＷＡＶＥ間の振幅を有する
昇圧用コンパレータ８０は、昇圧制御用トランジスタＭ１の昇圧制御信号ＵＰＰＤを生成するための差動コンパレータであり、その反転入力には誤差信号Ｅ０が入力され、その非反転入力には昇圧用三角波信号ＵＷＡＶＥが入力される。よって、昇圧用コンパレータ８０は、昇圧用三角波信号ＵＷＡＶＥよりも誤差信号Ｅ０の方が高レベルの場合にはＨレベルの昇圧制御信号ＵＰＰＤを出力し、昇圧用三角波信号ＵＷＡＶＥよりも誤差信号Ｅ０の方が低レベルの場合にはＬレベルの昇圧制御信号ＵＰＰＤを出力する。 The triangular wave generation circuit 70 charges and discharges the capacitive element C1 connected to the OSC1 terminal, thereby turning on and off the step-up control transistor M1 and the step-down control transistor M2 by pulse width modulation. This is a circuit that generates UWAVE and a step-down triangular wave signal DWAVE. The step-up triangular wave signal UWAVE has an amplitude between the peak level VHUWAVE and the bottom level VLUWAVE, and the step-down triangular wave signal DWAVE has an amplitude between the peak level VHDWAVE lower than the bottom level VLUWAVE and the bottom level VLDWAVE. A boosting comparator 80 is a differential comparator for generating a boosting control signal UPPD of the boosting control transistor M1, an error signal E0 being input to its inverting input, and a boosting triangular wave to its non-inverting input. A signal UWAVE is input. Therefore, when the error signal E0 is higher than the boosting triangular wave signal UWAVE, the boosting comparator 80 outputs the H level boosting control signal UPPD, and the error signal E0 is higher than the boosting triangular wave signal UWAVE. When L is low, the L level boost control signal UPPD is output.

昇圧用プリドライバ９０は、昇圧用コンパレータ８０において生成された昇圧制御信号ＵＰＰＤをもとに昇圧制御用トランジスタＭ１をオン・オフする回路である。   The boosting pre-driver 90 is a circuit that turns on and off the boosting control transistor M1 based on the boosting control signal UPPD generated by the boosting comparator 80.

降圧用コンパレータ８５は、降圧制御用トランジスタＭ２の降圧制御信号ＤＷＰＤを生成するための差動コンパレータであり、その反転入力には誤差信号Ｅ０が入力され、その非反転入力には降圧用三角波信号ＤＷＡＶＥが入力される。よって、降圧用コンパレータ８５は、降圧用三角波信号ＤＷＡＶＥよりも誤差信号Ｅ０の方が高レベルの場合にはＨレベルの降圧制御信号ＤＷＰＤを出力し、降圧用三角波信号ＤＷＡＶＥよりも誤差信号Ｅ０の方が低レベルの場合にはＬレベルの降圧制御信号ＤＷＰＤを出力する。   The step-down comparator 85 is a differential comparator for generating the step-down control signal DWPD of the step-down control transistor M2. The error signal E0 is input to its inverting input, and the step-down triangular wave signal DWAVE is input to its non-inverting input. Is entered. Therefore, the step-down comparator 85 outputs an H-level step-down control signal DWPD when the error signal E0 is higher than the step-down triangular wave signal DWAVE, and the error signal E0 is output more than the step-down triangular wave signal DWAVE. When L is low, the L level step-down control signal DWPD is output.

降圧用プリドライバ９５は、降圧用コンパレータ８５において生成された降圧制御信号ＤＷＰＤをもとに降圧制御用トランジスタＭ２をオン・オフする回路である。   The step-down pre-driver 95 is a circuit that turns on / off the step-down control transistor M2 based on the step-down control signal DWPD generated by the step-down comparator 85.

＜＜振動子駆動制御回路の動作＞＞
図２乃至図４を参照しつつ、振動子駆動制御回路１００の動作について説明する。
まず、正弦波発生回路３０は、周期Ｔの１／２周期毎に、半波整流電源発生回路３００において昇圧・降圧が繰り返し行われるべく、周期Ｔの正弦波信号ＶＣＴＬＩＮを生成する。例えば、図２（ａ）に示すように、時刻Ｔ０〜Ｔ２並びに時刻Ｔ２〜Ｔ４を周期Ｔとした場合、時刻Ｔ０〜Ｔ１の間は昇圧、時刻Ｔ１〜Ｔ２の間は降圧、時刻Ｔ２〜Ｔ３の間は昇圧、時刻Ｔ３〜Ｔ４の間は降圧とする。 << Operation of vibrator drive control circuit >>
The operation of the vibrator drive control circuit 100 will be described with reference to FIGS.
First, the sine wave generation circuit 30 generates a sine wave signal VCTLIN having a period T so that the half-wave rectified power supply generation circuit 300 repeatedly performs step-up and step-down every half cycle of the period T. For example, as shown in FIG. 2A, when the time T0 to T2 and the time T2 to T4 are set to the period T, the voltage is increased during the time T0 to T1, the voltage is decreased during the time T1 to T2, and the time T2 to T3. During the period, the voltage is increased, and during time T3 to T4, the voltage is decreased.

また、Ｈブリッジ制御回路４０は、周期Ｔ毎に、ＨＢＯＵＴＦ端子とＨＢＯＵＴＲ端子のレベルを交互に切り替えるべく、第１及び第２のソース側駆動トランジスタＵ１及びＵ２並びに第１及び第２のシンク側駆動トランジスタＤ１及びＤ２を飽和駆動するための駆動制御信号ＨＢＣＴＬを生成する。例えば、図２（ｂ）に示すように、時刻Ｔ０〜Ｔ２の間は、ＨＢＯＵＴＦ端子をＨレベル且つＨＢＯＵＴＲ端子はＬレベルとし、時刻Ｔ２〜Ｔ４の間は、ＨＢＯＵＴＦ端子をＬレベル且つＨＢＯＵＴＲ端子はＨレベルとする。   The H bridge control circuit 40 also switches the first and second source side driving transistors U1 and U2 and the first and second sink side driving so as to alternately switch the levels of the HBOUTF terminal and the HBOUTR terminal every period T. A drive control signal HBCTL for driving the transistors D1 and D2 in saturation is generated. For example, as shown in FIG. 2B, the HBOUTF terminal is set to the H level and the HBOUTR terminal is set to the L level during the time T0 to T2, and the HBOUTF terminal is set to the L level and the HBOUTR terminal is set between the times T2 and T4. Set to H level.

尚、周期Ｔ毎（時刻Ｔ０、Ｔ２、Ｔ４）に、振動子２００の印加電圧の補正を行うために、ＨＢＯＵＴＦ端子及びＨＢＯＵＴＲ端子をともにＬレベルとする補正期間ＴＡを設定しておく。補正期間ＴＡの間では、第１のソース側駆動トランジスタＵ１、Ｕ２をオフし且つ第１のシンク側駆動トランジスタＤ１、Ｄ２をオンするので、振動子２００の両電極２０２、２０３に印加される電圧はＧＮＤレベルに引っ張られる。よって、振動子２００の印加電圧は、より理想的な正弦波状の波形となる。   In order to correct the voltage applied to the vibrator 200 for each period T (time T0, T2, T4), a correction period TA in which both the HBOUTF terminal and the HBOUTR terminal are set to the L level is set. During the correction period TA, the first source-side drive transistors U1 and U2 are turned off and the first sink-side drive transistors D1 and D2 are turned on, so that the voltages applied to both electrodes 202 and 203 of the vibrator 200 Is pulled to the GND level. Therefore, the voltage applied to the vibrator 200 has a more ideal sine wave waveform.

さらに、三角波発生回路７０は、昇圧用コンパレータ８０及び降圧用コンパレータ８５に対して昇圧用三角波信号ＵＷＡＶＥ及び降圧用三角波信号ＤＷＡＶＥを生成する。例えば、図２（ｃ）に示すように、昇圧用三角波信号ＵＷＡＶＥは、ピークレベルＶＨＵＷＡＶＥからボトムレベルＶＬＵＷＡＶＥまでの間の振幅を有し、降圧用三角波信号ＤＷＡＶＥは、ピークレベルＶＨＤＷＡＶＥからボトムレベルＶＬＤＷＡＶＥまでの振幅を有する。ここで、昇圧用三角波信号ＵＷＡＶＥのボトムレベルＶＬＵＷＡＶＥは、降圧用三角波信号ＤＷＡＶＥのピークレベルＶＨＤＷＡＶＥよりも高レベルとしておき、昇圧用三角波信号ＵＷＡＶＥのボトムレベルＶＬＵＷＡＶＥから降圧用三角波信号ＤＷＡＶＥピークレベルＶＨＤＷＡＶＥまでの間にいわゆる不感帯を設定しておく。   Further, the triangular wave generation circuit 70 generates a step-up triangular wave signal UWAVE and a step-down triangular wave signal DWAVE for the step-up comparator 80 and the step-down comparator 85. For example, as shown in FIG. 2C, the step-up triangular wave signal UWAVE has an amplitude between the peak level VHUWAVE and the bottom level VLUWAVE, and the step-down triangular wave signal DWAVE is from the peak level VHDWAVE to the bottom level VLDWAVE. Have an amplitude of. Here, the bottom level VLUWAVE of the step-up triangular wave signal UWAVE is set to a level higher than the peak level VHDWAVE of the step-down triangular wave signal DWAVE. A so-called dead zone is set between them.

従って、図３（ａ）、（ｂ）に示すような昇圧用三角波信号ＵＷＡＶＥ、降圧用三角波信号ＤＷＡＶＥ並びに誤差信号Ｅ０の関係が成立している場合、誤差信号Ｅ０が、昇圧用三角波信号ＵＷＡＶＥのピークレベルＶＨＵＷＡＶＥからボトムレベルＶＬＵＷＡＶＥまでの間のレベルを示す場合には、図３（ｃ）、（ｄ）に示すように、昇圧用コンパレータ８０より出力される昇圧制御信号ＵＰＰＤの方は昇圧用三角波信号ＵＷＡＶＥと誤差信号Ｅ０との比較によりＨレベル又はＬレベルを示すが、降圧用コンパレータ８５より出力される降圧制御信号ＤＷＰＤの方はＬレベルに固定される。すなわち、この場合、昇圧制御用トランジスタＭ２はオン・オフされるが、降圧制御用トランジスタＭ１はオフに固定されるので、半波整流電源発生回路３００において昇圧のみが行われる。   Therefore, when the relationship of the boosting triangular wave signal UWAVE, the stepping down triangular wave signal DWAVE, and the error signal E0 as shown in FIGS. 3A and 3B is established, the error signal E0 is the same as that of the boosting triangular wave signal UWAVE. When the level between the peak level VHUWAVE and the bottom level VLUWAVE is indicated, as shown in FIGS. 3C and 3D, the boosting control signal UPPD output from the boosting comparator 80 is the boosting triangular wave. A comparison between the signal UWAVE and the error signal E0 indicates an H level or an L level, but the step-down control signal DWPD output from the step-down comparator 85 is fixed at the L level. That is, in this case, the step-up control transistor M2 is turned on / off, but the step-down control transistor M1 is fixed off, so that only the step-up operation is performed in the half-wave rectified power generation circuit 300.

誤差信号Ｅ０が、前述した不感帯の範囲内のレベルを示す場合には、図３（ｃ）、（ｄ）に示すように、昇圧制御信号ＵＰＰＤ、ＤＷＰＤはともにＬレベルに固定される。   When the error signal E0 indicates a level within the above-described dead zone, both the boost control signals UPPD and DWPD are fixed at the L level, as shown in FIGS. 3 (c) and 3 (d).

誤差信号Ｅ０が、降圧用三角波信号ＤＷＡＶＥのピークレベルＶＨＤＷＡＶＥからボトムレベルＶＬＤＷＡＶＥまでの間のレベルを示す場合には、図３（ｃ）、（ｄ）に示すように、昇圧用コンパレータ８０より出力される昇圧制御信号ＵＰＰＤの方はＬレベルに固定されるが、降圧用コンパレータ８５より出力される降圧制御信号ＤＷＰＤの方は、降圧用三角波信号ＤＷＡＶＥと誤差信号Ｅ０との比較によりＨレベル又はＬレベルを示す。すなわち、この場合、昇圧制御用トランジスタＭ１はオフに固定されるが、降圧制御用トランジスタＭ１はオン・オフするので、半波整流電源発生回路３００において降圧のみが行われる。   When the error signal E0 indicates a level between the peak level VHDWAVE and the bottom level VLDWAVE of the step-down triangular wave signal DWAVE, it is outputted from the step-up comparator 80 as shown in FIGS. The step-up control signal UPPD is fixed at L level, but the step-down control signal DWPD output from the step-down comparator 85 is H level or L level by comparing the step-down triangular wave signal DWAVE with the error signal E0. Indicates. That is, in this case, the step-up control transistor M1 is fixed off, but the step-down control transistor M1 is turned on / off, so that only the step-down operation is performed in the half-wave rectified power supply generation circuit 300.

このように、昇降圧がなされた結果、誤差増幅器５０における反転入力と非反転入力間のイマジナリーショートによって、帰還信号ＦＢＶＨＢは正弦波信号ＶＣＴＬＩＮの波形に追従するので、ソース側電源電圧ＶＨＢは、図２（ｄ）に示すように、正弦波信号ＶＣＴＬＩＮに比例した半波正弦波となる。換言すると、このソース側電源電圧ＶＨＢの半波正弦波が、直流電源Ｖｉｎを半波整流した電源電圧となる。   As a result of the step-up / step-down as described above, the feedback signal FBVHB follows the waveform of the sine wave signal VCTLIN due to an imaginary short between the inverting input and the non-inverting input in the error amplifier 50. Therefore, the source-side power supply voltage VHB is As shown in FIG. 2D, a half-wave sine wave proportional to the sine wave signal VCTLIN is obtained. In other words, the half-wave sine wave of the source-side power supply voltage VHB becomes a power supply voltage obtained by half-wave rectifying the DC power supply Vin.

図４（ａ）、（ｂ）は、第１のソース側駆動トランジスタＵ１、Ｕ２並びに第１のシンク側駆動トランジスタＤ１、Ｄ２を飽和駆動させる駆動制御信号ＨＢＣＴＬと、半波整流電源電圧の波形を成すソース側電源電圧ＶＨＢと、によって、Ｈブリッジ回路１０が駆動された場合の接続部ＯＵＴＦ、ＯＵＴＲの各電位の波形を示す。図４（ａ）、（ｂ）に示すように、接続部ＯＵＴＦ、ＯＵＴＲの各電位は、飽和駆動ではあるものの、ソース側電源電圧ＶＨＢの半波正弦波に追従した波形となる。尚、補正期間ＴＡの間は、ソース側電源電圧ＶＨＢはＧＮＤレベルまで下がらないが、接続部ＯＵＴＦ、ＯＵＴＲの各電位はＧＮＤレベルまで下がる。   4A and 4B show the waveforms of the drive control signal HBCTL for driving the first source side drive transistors U1 and U2 and the first sink side drive transistors D1 and D2 in saturation and the half-wave rectified power supply voltage. A waveform of each potential of the connection portions OUTF and OUTR when the H-bridge circuit 10 is driven by the source-side power supply voltage VHB is shown. As shown in FIGS. 4A and 4B, the potentials of the connection parts OUTF and OUTR are waveforms that follow the half-wave sine wave of the source-side power supply voltage VHB, although they are saturated. During the correction period TA, the source-side power supply voltage VHB does not drop to the GND level, but the potentials of the connection parts OUTF and OUTR drop to the GND level.

図４（ｃ）は、図４（ａ）、（ｂ）に対応した接続部ＯＵＴＦ、ＯＵＴＲの各電位の電位差（ＯＵＴＦ−ＯＵＴＲ）の波形を示す図である。図４（ｃ）に示すように、電位差（ＯＵＴＦ−ＯＵＴＲ）は、略正弦波状の波形となり、振動子２００の両電極２０２、２０３の間に電位差（ＯＵＴＦ−ＯＵＴＲ）が印加される。この結果、振動子駆動制御回路１００は、容量性の振動子２００を駆動するに際して、静音化と電力効率向上をバランス良く実現することができる。   FIG. 4C is a diagram illustrating a waveform of a potential difference (OUTF−OUTR) between the potentials of the connection portions OUTF and OUTR corresponding to FIGS. 4A and 4B. As shown in FIG. 4C, the potential difference (OUTF−OUTR) has a substantially sinusoidal waveform, and the potential difference (OUTF−OUTR) is applied between both electrodes 202 and 203 of the vibrator 200. As a result, when driving the capacitive vibrator 200, the vibrator drive control circuit 100 can achieve a good balance between noise reduction and power efficiency improvement.

以上、本実施の形態について、その実施の形態に基づき具体的に説明したが、これに限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能である。   As described above, the present embodiment has been specifically described based on the embodiment. However, the present embodiment is not limited to this, and various modifications can be made without departing from the scope of the present embodiment.

本発明の一実施形態に係る振動子駆動制御回路の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the vibrator drive control circuit which concerns on one Embodiment of this invention. 本発明の一実施形態に係る振動子駆動制御回路の動作を説明するための主要信号の波形図である。FIG. 6 is a waveform diagram of main signals for explaining the operation of the vibrator drive control circuit according to the embodiment of the present invention. 本発明の一実施形態に係る昇圧用コンパレータ並びに降圧用コンパレータの動作を説明するための主要信号の波形図である。FIG. 4 is a waveform diagram of main signals for explaining operations of a boost comparator and a buck comparator according to an embodiment of the present invention. 本発明の一実施形態に係る振動子の印加電圧の波形を示す図である。It is a figure which shows the waveform of the applied voltage of the vibrator | oscillator which concerns on one Embodiment of this invention. 容量性の振動子の圧電効果を説明するための図である。It is a figure for demonstrating the piezoelectric effect of a capacitive vibrator. Ｈブリッジ回路の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of an H bridge circuit. 飽和駆動並びに非飽和駆動の場合の振動子の印加電圧の波形を示す図である。It is a figure which shows the waveform of the applied voltage of a vibrator | oscillator in the case of saturation drive and non-saturation drive.

符号の説明Explanation of symbols

１０ Ｈブリッジ回路
１００ 振動子駆動制御回路
２００ 振動子
２０１ 誘電体
２０２、２０３ 電極
２０ 発振回路
３０ 正弦波発生回路
４０ Ｈブリッジ制御回路
５０ 誤差増幅器
６０ Ｈブリッジ用プリドライバ
７０ 三角波発生回路
８０ 昇圧用コンパレータ
８５ 降圧用コンパレータ
９０ 昇圧側プリドライバ
９５ 降圧側プリドライバ
３００ 半波整流電源発生回路
３１０ 昇圧回路
３２０ 降圧回路 DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 H bridge circuit 100 Vibrator drive control circuit 200 Vibrator 201 Dielectric 202, 203 Electrode 20 Oscillation circuit 30 Sine wave generation circuit 40 H bridge control circuit 50 Error amplifier 60 H bridge pre-driver 70 Triangle wave generation circuit 80 Boost comparator 85 Step-down comparator 90 Step-up pre-driver 95 Step-down pre-driver 300 Half-wave rectified power generation circuit 310 Step-up circuit 320 Step-down circuit

Claims (4)

容量性の振動子の駆動を制御する振動子駆動制御回路において、
半波整流電源電圧であるソース側電源電圧とシンク側電源電圧間に配設した第１のソース側駆動トランジスタと第１のシンク側駆動トランジスタによる第１の直列接続体の接続部と、当該ソース側電源電圧と当該シンク側電源電圧間に配設した第２のソース側駆動トランジスタと第２のシンク側駆動トランジスタによる第２の直列接続体の接続部との間に、前記振動子を配設するＨブリッジ回路と、
前記第１のソース側駆動トランジスタ及び前記第２のシンク側駆動トランジスタと、前記第２のソース側駆動トランジスタ及び前記第１のシンク側駆動トランジスタと、を所定周期で交互に飽和駆動するための駆動制御信号を生成するＨブリッジ制御回路と、
を有することを特徴とする振動子駆動制御回路。 In the vibrator drive control circuit that controls the drive of the capacitive vibrator,
The connection part of the 1st serial connection body by the 1st source side drive transistor and 1st sink side drive transistor which were arrange | positioned between the source side power supply voltage which is a half wave rectification power supply voltage, and a sink side power supply voltage, and the said source | sauce The vibrator is disposed between the second source-side drive transistor disposed between the side power supply voltage and the sink-side power supply voltage and the connection portion of the second series connection body formed by the second sink-side drive transistor. An H-bridge circuit that
Drive for alternately driving the first source-side drive transistor and the second sink-side drive transistor and the second source-side drive transistor and the first sink-side drive transistor in saturation with a predetermined period An H-bridge control circuit for generating a control signal;
A vibrator drive control circuit comprising: 直流電源の昇圧動作並びに降圧動作を前記所定周期で交互に繰り返して前記半波整流電源電圧を生成する半波整流電源発生回路に対して、
当該半波整流電源電圧を帰還入力させる入力端子と、
当該帰還入力された半波整流電源電圧のレベルに応じて前記所定周期で当該昇圧動作並びに当該降圧動作を切り替える制御を行うための昇圧制御信号並びに降圧制御信号を出力する出力端子と、
を有することを特徴とする請求項１に記載の振動子駆動制御回路。 With respect to the half-wave rectified power supply generating circuit for generating the half-wave rectified power supply voltage by alternately repeating the step-up operation and the step-down operation of the DC power supply at the predetermined period,
An input terminal for feedback input of the half-wave rectified power supply voltage;
An output terminal for outputting a step-up control signal and a step-down control signal for performing control to switch between the step-up operation and the step-down operation in the predetermined period according to the level of the half-wave rectified power supply voltage input as feedback;
The vibrator drive control circuit according to claim 1, comprising: 正弦波信号を発生する正弦波発生回路と、
前記正弦波信号と前記帰還入力された半波整流電源電圧との誤差信号をもとに当該正弦波信号と当該半波整流電源電圧とをイマジナリーショートさせる誤差増幅器と、
第１のピークレベルと第１のボトムレベル間の振幅を有した昇圧用三角波信号並びに当該第１のボトムレベルよりも低い第２のピークレベルと第２のボトムレベル間の振幅を有した降圧用三角波信号を発生する三角波発生回路と、
前記誤差信号と前記昇圧用三角波信号の比較により前記昇圧制御信号を出力する昇圧用コンパレータと、
前記誤差信号と前記降圧用三角波信号の比較により前記降圧制御信号を出力する降圧用コンパレータと、
を有することを特徴とする請求項２に記載の振動子駆動制御回路。 A sine wave generation circuit for generating a sine wave signal;
An error amplifier that imaginarily shorts the sine wave signal and the half-wave rectified power supply voltage based on an error signal between the sine wave signal and the feedback-input half-wave rectified power supply voltage;
A step-up triangular wave signal having an amplitude between the first peak level and the first bottom level, and a step-down triangular wave signal having an amplitude between the second peak level and the second bottom level lower than the first bottom level. A triangular wave generating circuit for generating a triangular wave signal;
A boost comparator that outputs the boost control signal by comparing the error signal and the boost triangular wave signal;
A step-down comparator that outputs the step-down control signal by comparing the error signal and the step-down triangular wave signal;
The vibrator drive control circuit according to claim 2, wherein: 前記Ｈブリッジ制御回路は、前記駆動制御信号の前記所定周期毎に、前記第１及び前記第２のソース側駆動トランジスタをオフし且つ前記第１及び前記第２のシンク側駆動トランジスタをオンする期間を設定すること、を特徴とする請求項３に記載の振動子駆動制御回路。   The H-bridge control circuit turns off the first and second source-side drive transistors and turns on the first and second sink-side drive transistors at every predetermined period of the drive control signal. The vibrator drive control circuit according to claim 3, wherein: is set.
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* Cited by examiner, † Cited by third party
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JP2010130732A (en) * 2008-11-25 2010-06-10 Sanyo Electric Co Ltd Output driver
JP2014150534A (en) * 2013-02-01 2014-08-21 Rogers Corp Direct drive waveform amplifier
KR101531972B1 (en) * 2014-10-29 2015-06-26 파스코이엔지(주) Vibrator drive diagram
JP2016005323A (en) * 2014-06-16 2016-01-12 オリジン電気株式会社 Converter and control method of converter

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