JP2008022668A - ハーフブリッジ回路を用いる電力供給装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】周波数可変とパルス幅制御を適用して出力制御ダイナミック特性を向上させた安定器やインバータなどに使用可能なハーフブリッジ回路を用いる電力供給装置を提供することにある。
【解決手段】負荷に伝達される入力電源の電圧を検出するライン電圧検出手段と、前記ライン電圧検出手段により検出された電圧を基準電圧と比較して、その差に対応する電圧を出力するライン電圧変換増幅手段と、パルスを出力するパルス幅変換手段と、前記パルス幅変換手段から提供されるパルスとして、ハイサイドに対応する第1パルスとローサイドに対応する第2パルスとを生成して出力し、第1パルスと第2パルスにそれぞれ異なるパルス幅、立上り(rising)及び立下り(fa11ing)時点を持たせるように出力するデッドタイム制御手段と、前記第1パルスと前記第2パルスによって前記負荷に供給される電源を定電流状態で駆動する駆動手段と、を備える。
【選択図】図1
【解決手段】負荷に伝達される入力電源の電圧を検出するライン電圧検出手段と、前記ライン電圧検出手段により検出された電圧を基準電圧と比較して、その差に対応する電圧を出力するライン電圧変換増幅手段と、パルスを出力するパルス幅変換手段と、前記パルス幅変換手段から提供されるパルスとして、ハイサイドに対応する第1パルスとローサイドに対応する第2パルスとを生成して出力し、第1パルスと第2パルスにそれぞれ異なるパルス幅、立上り(rising)及び立下り(fa11ing)時点を持たせるように出力するデッドタイム制御手段と、前記第1パルスと前記第2パルスによって前記負荷に供給される電源を定電流状態で駆動する駆動手段と、を備える。
【選択図】図1
Description
本発明は、ハーフブリッジ回路を用いる電力供給装置に関し、より詳細には安定器やインバータなどに適用されて力率補償、低い波高率の具現、及び定出力を維持するためのハーフブリッジ方式駆動回路を用いる電力供給装置に関するものである。
一般にランプに適用される電子式安定器やインバータは常用電源周波数を高周波に変換させて、過電流が流れないように電流を調節する役目をする。上述した安定器は電流消耗、寿命改善及び製品の信頼性向上のための多様な方法の力率補償回路が採用されている。
その一例として、ダイオード力率補償回路を利用して周波数を可変させて高力率及び低い波高率を具現する方法が提示されている。
しかし、この方法は高価な力率補償専用集積回路を利用しないので安価で力率補償及び低い波高率を具現することができるが、周波数可変範囲が大きくなるので、これによる問題点があった。
具体的に、周波数が高くなる時、共振回路の効率が低下されるので安定器の効率が低下されて周波数変化の幅が広くなるのでEMIノイズ問題が増加されるし、スイッチング素子のスイッチング電力損失も増加されるし、フィラメントに供給されるエネルギーが増加されるのでランプチューブの寿命が短縮されて安定器の効率が低下する。
そして、周波数のみを可変にして出力を制御しようとする場合、出力制御ダイナミック特性が低いので制御のためのフィードバック回路のセッティングが難しくなるだけではなく、安定器の効率特性が悪いので事実上の使用が難しい。
特に、入力電圧が変動する場合は消費電力、波高率、フィラメント電力などの変化が大きくなり、目標とした特性値とはその差が大きくなる。
一方、ダイオード力率補償回路の代わりに力率補償専用集積回路を利用する方法は、力率補償専用集積回路が高価であるのでそれによる経済的な負担が大きく、具現するための必要な部品が大いのでサイズが大きくなるという困難があった。
本発明の目的は、周波数可変とパルス幅制御を適用して出力制御ダイナミック特性を向上させた安定器やインバータなどに使用可能なハーフブリッジ回路を用いる電力供給装置を提供することにある。
本発明の他の目的は、別途の高力率回路が必要なく、高力率、定出力、低い波高率特性を持つ安定器やインバータなどに使用可能なハーフブリッジ回路を用いる電力供給装置を提供することにある。
さらに本発明の他の目的は、電力効率を高めてランプチューブの寿命短縮を防止し、光変換効率が改善された安定器やインバータなどに使用可能なハーフブリッジ回路を用いる電力供給装置を提供することにある。
本発明に係る交流電源を整流して負荷に伝達するハーフブリッジ回路を用いる電力供給装置は、前記負荷に伝達される入力電源の電圧を検出するライン電圧検出手段と、前記ライン電圧検出手段により検出された電圧を基準電圧と比較して、その差に対応する電圧を出力するライン電圧変換増幅手段と、前記ライン電圧変換増幅手段の出力レベルに対応して可変のパルス幅を持つパルスを出力するパルス幅変換手段と、前記パルス幅変換手段から提供されるパルスとして、ハイサイドに対応する第1パルスとローサイドに対応する第2パルスとを生成して出力し、第1パルスと第2パルスにそれぞれ異なるパルス幅 、立上りと立下り時点を持たせるように出力するデッドタイム制御手段と、前記第1パルスと前記第2パルスによって前記負荷に供給される電源を定電流状態で駆動する駆動手段と、を備えることを特定とする。
ここで、前記ライン電圧検出手段は、前記入力電源を平滑してDC電圧に変換するローパスフィルターと、前記ローパスフィルターの電圧が一定値未満であれば、それを前記ライン電圧変換増幅手段に伝達するライン電圧検出器と、を備える。
そして、前記ライン電圧検出器は、前記ローパスフィルターの電圧が一定値以上であれば、ロジック値を有する出力信号をさらに出力するシャットダウン部を駆動する。
そして、前記ライン電圧変換増幅手段は、前記ライン電圧検出手段により検出された電圧を定電圧と比較して出力する比較器と、前記比較器の出力値と分圧された基準電圧と合わせて出力する電圧分配部と、前記電圧分配部から提供される電圧を、前記ランプに供給する電圧のフィードバック電圧と比較し、その差に対応する信号を出力するライン電圧変換増幅部と、を備える。
そして、前記電圧分配部は、基準電圧の代りに調光制御電圧が印加されるように構成する。
そして、前記ライン電圧変換増幅手段の出力レベルに対応して可変された周波数を、前記パルス幅変換手段に提供する周波数発生部をさらに備え、前記パルス幅変換手段は、前記周波数発生部から提供される信号の周波数を有するとともに、前記ライン電圧変換増幅手段の出力レベルに対応して可変されたパルス幅を持つパルスを出力する。
そして、前記周波数発生部と前記ライン電圧変換増幅手段とを初期起動時に制御して、電源印加の初期に高い周波数と最大パルス幅の出力を可能とし、その後、次第に周波数を下げ、一定時間経過後に動作を停止するソフトスタートタイマーをさらに備える。
そして、前記デッドタイム制御手段は、前記パルス幅変換手段の出力立上り時点を所定時間遅延させた第1デッドタイムが適用された前記第1パルスを出力するディレイ手段と、前記パルス幅変換手段の出力を反転させ、前記反転された信号の立上り時点を所定時間遅延させた第2デッドタイムが適用された前記第2パルスを出力するディレイ手段と、を備える。
そして、前記駆動手段は、第1パルスとしてハイサイドのための駆動信号を出力するハイサイドドライバーと、第2パルスとしてローサイドのための駆動信号を出力するローサイドドライバーと、前記ハイサイドドライバーの出力によって前記負荷に伝達される交流電源のハイサイドをスイッチングする第1スイッチング素子と、前記ローサイドドライバーの出力によって前記負荷に伝達される交流電源のローサイドをスイッチングする第2スイッチング素子と、を備える。
そして、前記負荷に伝達される入力電源の力率を制御する高力率回路をさらに備えるし、負荷は、CCF1で構成される。
本発明によれば、ハーフブリッジ方式の蛍光燈安定器及びCCF1インバータ回路に適用可能であり、より低い帯域の周波数を可変させながらパルス幅を制御することによって出力制御ダイナミック特性を向上させることができる。
これによって、バレー(Va11ey)電圧を持つポジティブ方式の高力率整流回路条件でも、広範囲な入力電圧変動に対応し定出力とチューブ電流CFを非常に低い状態で安定的に制御することができる安定器とインバータが具現できる。
また、周波数可変幅を小さくしながら、非常に高いダイナミック特性を実現することができるので、最適の共振条件下で回路が作動できるので安定器、またはインバータの光変換効率を高め、蛍光登用安定器の場合にはフィラメントに流れるエネルギーの変化も非常に小さいのでチューブの寿命を延長することができる。
また、既存のハーフブリッジ回路を用いると、電圧変動とチューブの偏差などがある場合制御ダイナミック特性が悪くなる。従ってチューブの電流CF値が顕著に悪くなって定電力も不完全になり、周波数変化幅が大きいのでフィラメントに流れる電流変化も大きくなり、光変換効率が悪くチューブの寿命も短くなるので現実に使用は出来ない。
また、本技術は蛍光燈またはCCF1などの調光にも活用できるし、これによると既存の制御方式とは比較できない程の非常に低い照度でも安定的な調光を制御することができる。
以下、添付図面を参照しなから本発明に係る実施例を説明する。
本発明に係る実施例は、周波数可変とパルス幅制御を具現する構成を持つ。すなわち、電源から供給される電圧の高低によって負荷に提供される信号のパルス幅が可変で、選択的に負荷に提供される信号の周波数が同時に可変である。それによって負荷に一定な出力を提供する技術である。
本発明に係る実施例は、周波数可変とパルス幅制御を具現する構成を持つ。すなわち、電源から供給される電圧の高低によって負荷に提供される信号のパルス幅が可変で、選択的に負荷に提供される信号の周波数が同時に可変である。それによって負荷に一定な出力を提供する技術である。
図1は、本発明の実施例が安定器に適用されたものであり、これを参照すると整流回路10は、四つのダイオードのブリッジ結合構成であり、交流電源VACを電波整流して出力する。
整流回路10の負荷ランプ36を駆動するための経路と、負荷に提供される出力が常に一定に維持されるための制御経路が提供される。
先に、負荷ランプ36を駆動するための整流回路10の出力は、ハイサイドトランジスターM1とローサイドトランジスターM2が直列接続された方に提供される。ハイサイドトランジスターM1とローサイドトランジスターM2は交差スイッチングしながら整流回路10から提供される電流を負荷ランプ36に伝達し、それぞれのスイッチング時間の調節によって、ランプ36に提供される電力が制御される。
ハイサイドトランジスターM1とローサイドトランジスターM2のスイッチングを調節するための構成が、負荷に提供される出力を常に一定に維持するための制御経路に当たる。
ハイサイドトランジスターM1とローサイドトランジスターM2の間にノードが形成され、このノードに、直列接続された補助電源34とランプ36との間の接続ノードが接続される。そして、ランプ36の接地側に負荷抵抗R1が挿入されて、ローサイドトランジスターM2の接地側にセンシング抵抗RSが挿入される。負荷抵抗R1はランプ36に供給される電流の量を電圧として検出するための構成であり、センシング抵抗RSはローサイドトランジスターM2に流れる電流の量を電圧として検出するためのものである。
補助電源34側にはシャットダウン部42からの出力DSが入力されてVrefの活性化を制御するVref部421、UV1O部422、並列接続されたリースタート用抵抗RS及びコンデンサCV、逆方向に接続されたダイオードD4が挿入されて、これらと並列にツェナーダイオードDZが接続される。ダイオードD4とツェナーダイオードDZは逆起電力とリップルを制御するためのものである。ここで、UV1O部422は、低電圧ロックアウト(Under Voltage Lock Out)を行うためのものであり、具体的には初期起動時に高いVccで起動を始まり、起動されるとコンデンサCVに充電された電荷が瞬間に放電する。その時Vccが瞬間に下がることがある。Vccが瞬間に下がっても回路動作に影響を及ばないように、回路動作を停止する電圧を起動電圧より約1.5V乃至2V低く設定し、初期起動を円滑にするものである。これは、ヒステリシスを有する比較器に当たる。
一方、負荷に提供される出力が、常に一定に維持されるための制御経路にあたって、整流回路10の出力は、ローパスフィルター(1PP)12に提供される。
ローパスフィルター12は、整流回路10から電波が整流されて供給されるAC電圧を平滑してこれに相応するDC電圧を出力するものであり、このDC電圧がライン電圧検出器14に提供される。
ライン電圧検出器14は、ロジック値を有する出力信号DAと線形値を有する出力信号DBを持つ。
すなわち、ライン電圧検出器12は、ローパスフィルター1PFの出力が一定レベル以上である場合、これを検出して全体回路をシャットダウン(Shut down)させるための出力信号DAを生成してノアーゲート40に提供し、逆にローパスフィルター1PFの出力が一定レベル未満に下がり始めると、それに対応する線形値を有する出力信号DBを比較器16のプラス端子に出力する。
具体的に、ライン電圧検出器12は、図2のような構成であり、これを参照するとライン電圧検出器12は、ローパスフィルター12の出力がそれぞれハイレベルデテクター142とローレベルデテクター144に入力され、ハイレベルデテクター142は入力された電圧が一定レベル以上である場合、それに相応する信号DAを出力して、ローレベルデテクター144は、入力された電圧が一定レベル未満に下がる状態になると、入力された電圧を線形増幅器148に伝達する構成を有する。それによって線形増幅器148は入力される電圧が線形状態を維持しながら出力が調節された状態で出力信号DBを出力する。
出力信号DBによってライン電圧変換増幅器EAに提供される基準電圧が徐々に減少されて結果的に負荷に伝達される電力が減少される結果を得る。
一方、図1を参照すると比較器16は、マイナス端子に所定電圧VBが印加されることであり、ライン電圧検出器14の出力信号DBを比較増幅して電圧分配部18に提供する構成である。
電圧分配部18は、ライン電圧変換増幅部EAのプラス端子と接続されるノードに並列接続される抵抗R1、R2からなり、分圧された基準電圧Vrefに比較器16の出力を合わせ、ライン電圧変換増幅部EAのプラス端子に提供する。
ライン電圧変換増幅部EAは、ソフトスタートタイマー26によって動作が制御されるし、周波数発生部(VCO)20とパルス幅変換部(PWM)20に出力を提供して、周波数発生部20とライン電圧変換増幅部EAの間に使用者が任意に操作できるスイッチ24を挿入することによって周波数可変の適用可否が選択される。
そして、周波数発生部20は、ライン電圧変換増幅部EAから出力が伝達される場合、入力電圧のレベルに対応する周波数信号が発生されパルス幅変換部20に提供し、ライン電圧変換増幅部EAから出力が伝達されない場合、固定された周波数信号が発生されパルス幅変換部20に提供される。
そして、パルス幅変換部20は、周波数発生部23から提供される周波数信号によって該当周波数を有するパルスを出力して、ライン電圧変換増幅部EAから提供される電圧のレベルに対応してパルス幅が可変されたパルスを出力する。
ソフトスタートタイマー26は、初期起動時に徐々に電力を伝達するために周波数を制御する回路であり、電源印加初期に高い周波数と最大パルス幅で出力できるように制御し、その後次第に周波数を下げ一定時間経過後にソフトスタートタイマー26の動作を停止され、フィードバック回路が動作され全体閉回路が制御される。前記動作に対する状態は図3のように説明できる。
一方、デッドタイム制御部28は、パルス幅変換部20から出力される信号をハイサイドとローサイドの間にデッドタイムd1、d2が存在するようにそれぞれ制御することであり、デッドタイム制御部28は図4のように構成される。
すなわち、デッドタイム制御部28はパルス幅変換部20の出力信号PWM_INの立上り時点をd1ほど遅延させるディレイ282と、パルス幅変換部20の出力信号PWM_INを反転させ信号PWM_IN_Bを出力するインバータ284と、インバータ284の出力信号の立下り時点をd2ほど遅延させるディレイ283とを具備する。
上述したデッドタイム制御部28の動作は図5aを参照しながら説明する。
パルス幅変換部20は、ライン電圧変換増幅部EAの出力を基準として周波数発生部20から提供される周波数信号をトリガし所定パルス幅を持つパルスを出力して、ライン電圧変換増幅部EAの出力レベルの高低によってパルス幅変換部20がそれに対応されてパルス幅の広狭が決定されて出力される。
パルス幅変換部20は、ライン電圧変換増幅部EAの出力を基準として周波数発生部20から提供される周波数信号をトリガし所定パルス幅を持つパルスを出力して、ライン電圧変換増幅部EAの出力レベルの高低によってパルス幅変換部20がそれに対応されてパルス幅の広狭が決定されて出力される。
すなわち、図5bのようにデッドタイムは、ライン電圧変換増幅部EAの出力電圧によってパルス幅変換部20からHOの出力パルス幅が可変されるが、この時、常にHOと1Oの間に一定な時間間隔(DEAD TIME)を維持しなければならない。
具体的に、図5aを参照するとパルス幅変換部20の出力PWM_INはディレイ282によってハイサイドを駆動するためのパルスH_DRVに変換される。パルスH_DRVは、立上り時点を信号PWM_INの立上り時点と比較してd1ほど遅延されて、立下り時点はお互いに同一なパルス幅を持つ。
そして、パルス幅変換部20の出力PWM_INは、インバータ284によって信号PWM_1N_Bに反転され、この反転された信号PWM_1N_Bがディレイ286によって、ローサイドを駆動するためのパルス1_DRVに変換される。パルス1_DRVと立上り時点は同一であり、立下り時点を信号PWM_1N_Bと比較してd2ほど遅延されるパルス幅を持つ。
ここで、ディレイ282とディレイ284はデッドタイム(DEAD TIME)d1、d2を決める遅延時間を持ち、お互いに類似の遅延時間を持つ。
上述したように、ライン電圧変換増幅部EAの出力が図6のV1乃至V3のように可変であると、これに沿って図6のそれぞれの下部パルスによって、デッドタイム制御部280は、ライン電圧変換増幅部EAの出力レベルに対応するパルス幅を持つパルスを出力する。この時パルス幅は変化されてもデッドタイムは同一である。
デッドタイムは、ハイサイドトランジスターM1とローサイドトランジスターM2が同時にターンオンされることを防止するために、一定な時間間隔を維持するためのものである。
図6は、固定された周波数に対応してライン電圧変換増幅部EAの出力の変化によるデッドタイム制御部28から出力されるパルスの変化を説明したものである。
これとは別に整流回路10から出力される電流が減り入力電圧が低くなる場合、周波数も同時に可変となりダイナミック特性が向上する。
具体的に、図7a乃至図7cのように周波数可変とライン電圧変換増幅部EAの出力変化が同時に対応してパルスを多様に調節することができる。
図7aは周波数は高くてライン電圧変換増幅部EAの出力が低い場合のパルス幅が狭いときのことであり、図7bは周波数は中間でありライン電圧変換増幅部EAの出力も中間である場合のパルス幅が中間であるときのことであり、図7cは周波数は低くライン電圧変換増幅部EAの出力が高い場合のパルス幅が広いときのことである。図7a乃至図7cを参照すると周波数によってハイサイドとローサイドのパルス幅の比が変更されることが分かる。
前記のようなパルスが、ハイサイドドライバー30とローサイドドライバー32にそれぞれ入力され、これに沿ってハイサイドトランジスターM1とローサイドトランジスターM2はそれぞれ異なるタイミングでターンオンされ、結局ランプ36は定出力を維持するようになる。
本発明は、ACライン入力電圧が低い場合でも負荷電力を效果的に供給するために、ハーフブリッジ駆動回路のハイサイドに対するパルスのデューティを一般的なハーフブリッジ回路のように50%固定することではなく、状況によって50%以上または以下に変化できるようにしたものである。これに対するハイサイド(上部パルス)とローサイド(下部パルス)の間のパルス関係は図7dのようである。
上述したように、整流回路10から負荷ランプ36に提供される電流に変動が発生すると、これに対応してハイサイドトランジスターM1とローサイドトランジスターM2のターンオン時間が可変となるのでランプ36に対する定出力維持が保障される。
一方、負荷ランプ36に異常ができてトランジスタに過電流が流れると、これが抵抗RSによって検出されるので、回路動作が停止される。前記回路動作の制御は、ノアーゲート40の出力を受けたシャットダウン部42から成り、シャットダウン部42から出力される信号CSによってVREF部421がVrefを非活性化させて発振を止め、それに連動され補助電源の供給が停止されて負荷に電流供給が停止される。
そして、周辺の温度が高くなるとこれが熱検出器38によって検出されて、前記のように回路動作停止が遂行される。
また、負荷に異常ができて過電流が流れると、これが抵抗R1によって検出されてリースタート判断部43がそれに対応する信号をシャットダウン部42に伝達して、その後、前記のように回路動作停止が遂行される。
上述した本発明は、バレー(Valley)電圧を持つ整流方式である簡易高力率回路を適用した安定器を図8のように適用することができる。
図8は、簡易高力率回路800と負荷側の一部構成が異なり、その外は図1の実施例と構成部品が同一なので、これに対する構成及び動作説明は略する。ここで、簡易高力率回路800は複数のダイオードD1、D2、D3と複数のコンデンサC1、C2と抵抗R1とを具備する公知の構成であるのでこれに対する具体的な動作説明も略する。
簡易高力率回路800によるブリッジダイオード10の出力は、図9aのようになり、それによってライン電圧変換増幅部EAの出力波形は図9bのようになる。
すなわち、入力電圧が高い区間では、周波数は高くパルス幅は小さくし、入力電圧が低い区間では、周波数は低くパルス幅は大きくして、定出力を維持するように制御するが、この際ライン電圧変換増幅部EAの出力電圧は、図9bのように入力と逆上になる。
また、本発明の実施例は圧力電源電圧が、ある一定レベル以下に下るとライン電圧検出器によって出力電圧が漸次減り駆動用トランジスタに過電流が流れることを防止し、これは図10aのように制御される。
これはライン電圧検出器14の出力が、比較器16の基準電圧より低くなり始めると、比較器の出力電流が低くなる電圧に反比例して増加して、ライン電圧変換増幅部EAのフィ-ドバック基準電圧であるプラス端子の電圧を低くするので出力もそれによって低くなる。
本発明に係る実施例は、全区間にわたってパルス幅及び周波数を可変にして電力を制御して出力するので、高力率を具現すると同時に交流電力が180V〜300Vの全区間にわたって定出力と、1.5以下のランプ電流波高率を達成することができ、フィラメント電力も+/−10%以内で制御できる。
言い換えれば、入力電圧の変化が小さい場合には、パルス幅を主に制御して出力を制御することができ、入力電圧変化が大きい場合には、周波数可変範囲を広げて入力電圧に沿って周波数及びパルス幅が連動され動くようにし、 広帯域の入力電圧変動に対しても常に定出力を維持することができるようにする。
これに対する図面は、図10bに示してある。
図10bを参照すると、Aは入力電圧変動範囲が小さい場合、周波数変動範囲は小さくすると同時にパルス幅を変化させて出力を制御しようとする時のライン電圧変換アンプの出力波形を示すものであり、Bは入力電圧変動範囲が大きい場合、周波数変動範囲を大きくすると同時にパルス幅を変化させて出力を制御しようとする時のライン電圧変換増幅部EAの出力を示す波形図である。
図10bを参照すると、Aは入力電圧変動範囲が小さい場合、周波数変動範囲は小さくすると同時にパルス幅を変化させて出力を制御しようとする時のライン電圧変換アンプの出力波形を示すものであり、Bは入力電圧変動範囲が大きい場合、周波数変動範囲を大きくすると同時にパルス幅を変化させて出力を制御しようとする時のライン電圧変換増幅部EAの出力を示す波形図である。
また、本発明は調光安定器に適用することができるし、調光安定器に適用した実施例は、図11のように図1の電圧分配器18に基準電圧の代わりに調光制御電圧を提供する構成である。
ライン電圧変換増幅部EAの基準電圧を変更すると、これによって出力が変わる。したがって調光をするためにライン電圧変換増幅部EAの基準電圧を決定する抵抗R1に調光コントロール電圧を印加すると、印加された電圧によって出力電流が制御されるのでランプの明るさが調節できる。
照度を落とすために、ライン電圧変換増幅部EAの基準電圧を低くしてフィードバック量を減らすことにおいて、周波数を高めると同時にパルス幅を減らすことが、周波数のみを増加させ照度を落とす方式に比べて、フィラメントに伝達されるエネルギーを効率的に制限することができる。また、周波数変化量が非常に小さいので、最適の共振条件から外れない状態で低照度調光が可能なので、照度を落とすことが非常に有利である。
また、本発明に係る実施例は図12のようにバレー電圧を有する整流方式の簡易高力率回路を用いたCCF1インバータ回路に適用できるし、これに対する動作は上述したそれぞれの実施例と同一なので略する。
上述したそれぞれの実施例において、入力対比負荷の電圧及び電流特性を評価すると図13a乃至し図13cのようである。
具体的に、図13aは入力電流及び電圧の波形図であり、図13bは出力電圧の波形図であり、図13cは出力電流の波形図である。図13a乃至図13cを参照すると本発明のそれぞれの実施例は出力電圧及び電流が安定化され、高力率及び低い波高率が具現できることがわかる。
Claims (11)
- 交流電源を整流して負荷に伝達するハーフブリッジ回路を用いる電力供給装置において、
前記負荷に伝達される入力電源の電圧を検出するライン電圧検出手段と、
前記ライン電圧検出手段により検出された電圧を基準電圧と比較して、その差に対応する電圧を出力するライン電圧変換増幅手段と、
前記ライン電圧変換増幅手段の出力レベルに対応して可変のパルス幅を持つパルスを出力するパルス幅変換手段と、
前記パルス幅変換手段から提供されるパルスとして、ハイサイドに対応する第1パルスとローサイドに対応する第2パルスとを生成して出力し、第1パルスと第2パルスにそれぞれ異なるパルス幅、立上り(rising)及び立下り(falling)時点を持たせるように出力するデッドタイム制御手段と、
前記第1パルスと前記第2パルスによって前記負荷に供給される電源を定電流状態で駆動する駆動手段と、を備えることを特徴とするハーフブリッジ回路を用いる電力供給装置。 - 前記ライン電圧検出手段は、
前記入力電源を平滑してDC電圧に変換するローパスフィルターと、
前記ローパスフィルターの電圧が一定値未満であれば、それを前記ライン電圧変換増幅手段に伝達するライン電圧検出器と、を備えることを特徴とする請求項1に記載のハーフブリッジ回路を用いる電力供給装置。 - 前記ライン電圧検出器は、前記ローパスフィルターの電圧が一定値以上であれば、ロジック値を有する出力信号をさらに出力することを特徴とする請求項2に記載のハーフブリッジ回路を用いる電力供給装置。
- 前記ライン電圧変換増幅手段は、
前記ライン電圧検出手段により検出された電圧を定電圧と比較して出力する比較器と、
前記比較器の出力値を分圧した基準電圧と合わせて出力する電圧分配部と、
前記電圧分配部から提供される電圧を、前記ランプに供給する電圧のフィードバック電圧と比較し、その差に対応する信号を出力するライン電圧変換増幅部と、を備えることを特徴とする請求項1に記載のハーフブリッジ回路を用いる電力供給装置。 - 前記電圧分配部は、基準電圧の代わりに調光(dimming)制御電圧を印加されることを特徴とする請求項4に記載のハーフブリッジ回路を用いる電力供給装置。
- 前記ライン電圧変換増幅手段の出力レベルに対応して可変の周波数を、前記パルス幅変換手段に提供する周波数発生部をさらに備え、
前記パルス幅変換手段は、前記周波数発生部から提供される信号の周波数を有するとともに、前記ライン電圧変換増幅手段の出力レベルに対応して可変のパルス幅を持つパルスを出力することを特徴とする請求項1に記載のハーフブリッジ回路を用いる電力供給装置。 - 前記周波数発生部と前記ライン電圧変換増幅手段とを初期起動時に制御して、電源印加の初期に高い周波数と最大パルス幅の出力を可能とし、その後、次第に周波数を下げ、一定時間経過後に動作を停止するソフトスタートタイマーをさらに備えることを特徴とする請求項6に記載のハーフブリッジ回路を用いる電力供給装置。
- 前記デッドタイム制御手段は、
前記パルス幅変換手段の出力立上り時点を所定時間遅延させた第1デッドタイムが適用された前記第1パルスを出力するディレイ手段と、
前記パルス幅変換手段の出力を反転させ、前記反転した信号の立上り時点を所定時遅延させた第2デッドタイムが適用された前記第2パルスを出力するディレイ手段と、を備えることを特定とする請求項1に記載のハーフブリッジ回路を用いる電力供給装置。 - 前記駆動手段は、
第1パルスとしてハイサイドのための駆動信号を出力するハイサイドドライバーと、
第2パルスとしてローサイドのための駆動信号を出力するローサイドドライバーと、
前記ハイサイドドライバーの出力によって前記負荷に伝達される交流電源のハイサイドをスイッチングする第1スイッチング素子と、
前記ローサイドドライバーの出力によって前記負荷に伝達される交流電源のローサイドをスイッチングする第2スイッチング素子と、を備えることを特徴とする請求項1に記載のハーフブリッジ回路を用いる電力供給装置。 - 前記負荷に伝達される入力電源の力率を制御する高力率回路をさらに備えることを特徴とする請求項1に記載のハーフブリッジ回路を用いる電力供給装置。
- 前記負荷は、冷陰極管(Cold Cathode Fluorescent Lamp:CCF1)であることを特徴とする請求項1乃至9のいずれかに記載のハーフブリッジ回路を用いる電力供給装置。
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CN102136803A (zh) * | 2010-01-21 | 2011-07-27 | 深圳市汇川技术股份有限公司 | 一种脉宽调制变频电源及其死区补偿方法 |
CN103001481A (zh) * | 2011-09-13 | 2013-03-27 | 通嘉科技股份有限公司 | 停滞时间的控制方法以及具有自调停滞时间的控制器 |
JP2018064380A (ja) * | 2016-10-13 | 2018-04-19 | 株式会社プラスアルファー | ハーフブリッジ回路を用いた電源装置 |
CN113922658A (zh) * | 2021-10-12 | 2022-01-11 | 珠海格力电器股份有限公司 | 一种驱动信号处理装置及电机*** |
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Cited By (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN102136803A (zh) * | 2010-01-21 | 2011-07-27 | 深圳市汇川技术股份有限公司 | 一种脉宽调制变频电源及其死区补偿方法 |
CN103001481A (zh) * | 2011-09-13 | 2013-03-27 | 通嘉科技股份有限公司 | 停滞时间的控制方法以及具有自调停滞时间的控制器 |
CN103001481B (zh) * | 2011-09-13 | 2016-11-16 | 通嘉科技股份有限公司 | 停滞时间的控制方法以及具有自调停滞时间的控制器 |
JP2018064380A (ja) * | 2016-10-13 | 2018-04-19 | 株式会社プラスアルファー | ハーフブリッジ回路を用いた電源装置 |
CN113922658A (zh) * | 2021-10-12 | 2022-01-11 | 珠海格力电器股份有限公司 | 一种驱动信号处理装置及电机*** |
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