JP2008005633A - リニアモータ制御システムならびにそれが用いられたスターリング冷凍機制御システムおよびリニア圧縮機制御システム - Google Patents

Abstract

【課題】ピストンのストロークを検出することができないことに起因する不具合の発生が抑制されたリニアモータ制御システムを提供する。
【解決手段】ストローク制御部は、リニアモータが起動した後、相対的に低いキャリア周波数の指令値を出力するとともに、予め実験結果から決定された値であってピストンのストロークを算出することができる所定値まで変調率を大きくする。その後、ストローク制御部は、実際のストロークの値がストローク指令値以下の値である場合に、変調率を増加させ、一方、実際のストロークの値がストローク指令値よりも大きい場合に、変調率を減少させる。さらに、ストローク制御部は、変調率が所定値と所定値よりも大きな特定値との間の値である場合に、相対的に低いキャリア周波数の指令値を出力し、一方、変調率が特定値以上である場合に、相対的に高いキャリア周波数の指令値を出力する。
【選択図】図１２

Description

本発明は、可動子を往復運動させるリニアモータを備えたリニアモータ制御システムならびにそれが用いられたスターリング冷凍機制御システムおよびリニア圧縮機制御システムに関するものである。

可動子を往復運動させるリニアモータを備えたリニアモータ制御システムが用いられている。リニアモータ制御システムにおいては、リニアモータに印加されている電圧の値およびリニアモータに流れている電流の値を用いて、可動子のストロークを算出する制御が行なわれている。
特開平９−１２６１４７号公報 特開２００３−３３９１８８号公報 特開２００３−３１４９１９号公報 特開２００３−６５２４４号公報

上記従来のリニアモータ制御システムにおいては、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御によってリニアモータに供給される交流電力が生成されている。このＰＷＭ制御におけるパルスの幅が小さい場合には、リニアモータに流れている電流の正確な値を測定することが困難になる。たとえば、リニアモータ制御システムが起動した直後等のリニアモータに供給する電力が小さい場合には、ＰＷＭ制御におけるパルスの幅が小さいため、電流の正確な値を測定することができない。そのため、可動子のストロークを算出することができない。したがって、可動子のストロークが目標とするストロークよりも大きくなり過ぎている場合には、可動子が他の部位に衝突してしまう等の不具合が生じるおそれがある。

本発明は、上述の問題に鑑みてなされたものであり、その目的は、リニアモータに供給される電力が小さい期間においても、できる限り可動子のストロークの算出を可能にすることにより、可動子のストロークを検出することができないことに起因する不具合の発生が抑制されたリニアモータ制御システムならびにそれが用いられたスターリング冷凍機制御システムおよびリニア圧縮機制御システムを提供することである。

本発明の一の局面のリニアモータ制御システムは、可動子を往復運動させるリニアモータと、直流電源から供給される直流電力を交流電力へ変換して交流電力をリニアモータへ供給するインバータ回路と、インバータ回路をＰＷＭ（Pulse Width Modulation）によって制御するマイクロコンピュータとを備えている。また、そのシステムは、リニアモータに印加されている電圧を検出し、電圧の値を特定可能な電圧信号をマイクロコンピュータへ送信する電圧検出器と、リニアモータに流れている電流を検出し、電流の値を特定可能な電流信号をマイクロコンピュータへ送信する電流検出器とを備えている。

マイクロコンピュータは、可動子の目標ストローク指令値を出力するストローク指令値出力部と、電圧信号および電流信号によって特定される電圧の値および電流の値を用いて可動子の実際のストロークの値を算出するストローク算出部と、目標ストローク指令値と実際のストロークとの比較結果に基づいて、ＰＷＭの変調率の指令値およびキャリア周波数の指令値を出力するストローク制御部と、ＰＷＭの変調率の指令値およびＰＷＭのキャリア周波数の指令値に従って、インバータ回路を制御するＰＷＭ制御部と含んでいる。

ストローク制御部は、リニアモータの動作が開始された後、相対的に低いキャリア周波数の指令値を出力するとともに、予め実験結果から決定された値であって可動子のストロークを算出することができる所定値まで変調率を大きくする。その後、ストローク制御部は、実際のストロークの値がストローク指令値以下の値である場合に、変調率を増加させ、一方、実際のストロークの値がストローク指令値よりも大きい場合に、変調率を減少させる。さらに、ストローク制御部は、変調率が所定値と所定値よりも大きな特定値との間の値である場合に、相対的に低いキャリア周波数の指令値を出力し、一方、変調率が特定値以上である場合に、相対的に高いキャリア周波数の指令値を出力する。

上記の構成によれば、変調率が小さい場合には、キャリア周波数が低くなる。そのため、変調率が同一であっても、電流パルスの幅が大きくなる。その結果、変調率が小さな期間においても、電流パルスを適正に検出することが可能になる。したがって、変調率が小さな期間においても、可動子の実際のストロークを算出することができる。その結果、変調率が小さい期間において、可動子の実際のストロークを算出することができなことに起因する不具合の発生が抑制される。

また、マイクロコンピュータは、変調率が特定値以上になった直後に、その時点の変調率を第１所定変調率として記憶するとともに、インバータ回路にリニアモータへの電力の供給を停止させてもよい。その後、マイクロコンピュータは、相対的に高いキャリア周波数のＰＷＭにおいて第１所定変調率まで変調率を大きくしながらインバータ回路にリニアモータへ電力を供給させてもよい。また、マイクロコンピュータは、変調率が特定値以下になった直後に、その時点の変調率を第２所定変調率として記憶するとともに、インバータ回路にリニアモータへの電力の供給を停止させてもよい。その後、マイクロコンピュータは、相対的に低いキャリア周波数のＰＷＭにおいて第２所定変調率まで変調率を大きくしながらインバータ回路にリニアモータへ電力を供給させてもよい。

上記の構成によれば、相対的に高いキャリア周波数のＰＷＭと相対的に低いキャリア周波数のＰＷＭとの切り換えの前に、一旦、可動子の動作が停止し、前述の切り換えの後、可動子の動作が再度開始される。つまり、可動子の動作が停止している間に前述の切り換えが行なわれる。したがって、可動子の動作中に前述の切り換えに起因して可動子の動作が急激に変化することはない。

また、ストローク算出部は、変調率が所定値に以上になった後に実際のストロークの算出を開始することが望ましい。

一般に、変調率が小さいために電流の値を正確に検出することができない場合には、ストローク算出部が算出した実際のストロークの値に含まれる誤差が大きい。この場合に、実際のストロークを算出して、その実際のストロークの値を用いて可動子の動作を制御すると、可動子の動作に不具合が生じることがある。したがって、予め電流値を正確に検出することができないことが分かっている期間においては、ストロークの算出を行なうことにより、前述の不具合の発生が防止される。

本発明の他の局面のリニアモータ制御システムは、可動子を往復運動させるリニアモータと、直流電源から供給される直流電力を交流電力へ変換して交流電力をリニアモータへ供給するインバータ回路と、インバータ回路をＰＷＭ（Pulse Width Modulation）によって制御するマイクロコンピュータとを備えている。また、そのシステムは、リニアモータに印加されている電圧を検出し、電圧の値を特定可能な電圧信号をマイクロコンピュータへ送信する電圧検出器と、リニアモータに流れている電流を検出し、電流の値を特定可能な電流信号をマイクロコンピュータへ送信する電流検出器と、直流電力を生成する直流電力生成回路とを備えている。

また、マイクロコンピュータは、可動子の目標ストローク指令値を出力するストローク指令値出力部と、電圧信号および電流信号によって特定される電圧の値および電流の値を用いて可動子の実際のストロークの値を算出するストローク算出部と、ストローク指令値と実際のストロークとの比較結果に基づいて、ＰＷＭの変調率の指令値を出力するとともに、直流電力制御回路を制御するストローク制御部と、ＰＷＭの変調率の指令値に従って、インバータ回路を制御するＰＷＭ制御部と含んでいる。

ストローク制御部は、リニアモータの動作が開始された後、相対的に低い直流電圧がインバータ回路に印加されるように直流電力生成回路を制御するとともに、予め実験結果から決定された値であって可動子のストロークを算出することができる所定値まで変調率を大きくする。その後、ストローク制御部は、実際のストロークの値がストローク指令値以下の値である場合に、変調率を増加させ、一方、実際のストロークの値がストローク指令値よりも大きい場合に、変調率を減少させる。さらに、ストローク制御部は、変調率が所定値と所定値よりも大きな特定値との間の値である場合に、相対的に低い直流電圧がインバータ回路に印加されるように直流電力生成回路を制御（維持）し、一方、変調率が特定値以上である場合に、相対的に高い直流電圧がインバータ回路に印加されるように直流電力生成回路を制御する。

上記の構成によれば、相対的に低い直流電圧がインバータ回路に印加される期間においては、変調率が大きくなっても、リニアモータに印加される交流電圧の最大値はそれほど大きくならない。つまり、この期間においては、可動子のストロークをそれほど大きくすることなく変調率をより大きく、すなわち、電流パルスの幅を大きくすることができる。その結果、リニアモータに印加される交流電圧が小さい期間において、可動子の実際のストロークを算出することができないことに起因する不具合の発生が抑制される。

また、マイクロコンピュータは、変調率が特定値以上になった直後に、その時点の変調率を第１所定変調率として記憶するとともに、インバータ回路にリニアモータへの電力の供給を停止させてもよい。その後、マイクロコンピュータは、相対的に高い直流電圧がインバータ回路に印加されるように直流電力生成回路を制御しながらインバータ回路にリニアモータへ電力を供給させてもよい。

また、マイクロコンピュータは、変調率が特定値以下になった直後に、その時点の変調率を第２所定変調率として記憶するとともに、インバータ回路にリニアモータへの電力の供給を停止させてもよい。その後、マイクロコンピュータは、相対的に低い直流電圧がインバータ回路に印加されるように直流電力生成回路を制御しながらインバータ回路にリニアモータへ電力を供給させてもよい。

上記の構成によれば、相対的に高い直流電圧と相対的に低い直流電圧との切り換えの前に、一旦、可動子の動作が停止し、前述の切り換えの後、可動子の動作が再度開始される。つまり、可動子の動作が停止している間に、前述の切り換えが行なわれる。その結果、可動子の動作中に前述の切り換えに起因して可動子の動作が急激に変化することはない。

また、ストローク算出部は、変調率が所定値に以上になった後に実際のストロークの算出を開始することが望ましい。

一般に、変調率が小さいために電流の値を正確に検出することができない場合には、ストローク算出部が算出した実際のストロークの値に含まれる誤差が大きい。この場合に、実際のストロークを算出して、その実際のストロークの値を用いて可動子の動作を制御すると、可動子の動作に不具合が生じることがある。したがって、予め電流値を正確に検出することができないことが分かっている期間においては、ストロークの算出を行なわないことにより、前述の不具合の発生が防止される。

また、直流電力生成回路は、直流電圧を変更し得る電圧変更回路を含んでいてもよい。この場合、相対的に高い直流電圧は、電圧変更回路のオンによって生成され、相対的に低い直流電圧は、電圧変更回路のオフによって生成される。

上記の構成によれば、簡単な構成で相対的に高い直流電圧と相対的に低い直流電圧との切り換えを実行することができる。

また、本発明のスターリング冷凍システムにおいては、前述のリニアモータ制御システムがスターリング冷凍機の可動子を制御するために用いられている。

上記の構成によれば、可動子のストロークが大きくなり過ぎて、ディスプレーサ等の周辺構造と可動子とが衝突することが防止される。

また、本発明のリニア圧縮システムにおいては、前述のリニアモータ制御システムがリニア圧縮機の可動子を制御するために用いられている。

上記の構成によれば、可動子のストロークが大きくなり過ぎて、圧縮空間を構成する部位等の周辺構造と可動子とが衝突することが防止される。

本発明によれば、リニアモータに供給される電力が小さい期間においても、できる限りピストンのストロークの算出を可能にすることによって、ピストンのストロークを検出することができないことに起因する不具合の発生が抑制される。

（実施の形態１）
まず、実施の形態のリニアモータ制御システムおよびそれが用いられたスターリング冷凍機制御システムを説明する。

まず、図１を用いて、本実施の形態のリニアモータ制御システムによって制御されるスターリング冷凍機を説明する。

図１は、実施の形態のスターリング冷凍機４０を示す断面図である。スターリング冷凍機４０においては、２つの部分で構成されている円筒形状のシリンダ３内に、円柱形のピストン１およびディスプレーサ２が嵌め込まれている。ピストン１とディスプレーサ２とは、圧縮空間９を介して設けられ、共通の駆動軸として軸Ｙを有している。

ディスプレーサ２の先端側に膨張空間１０が形成されている。圧縮空間９と膨張空間１０とはヘリウム等の作動媒体が流通する媒体流通路１１を介して連通している。媒体流通路１１内には、再生器１２が設けられている。再生器１２は、作動媒体の熱を蓄積するとともに、蓄積した熱を作動媒体に供給する。シリンダ３の略中間には鍔部（フランジ）３ａが設けられている。鍔部３ａにはドーム状の耐圧容器４が取り付けられることによって密閉されたバウンス空間（背圧空間）８が形成されている。

ピストン１は後端側で支持バネ５と一体化されている。ディスプレーサ２はピストン１の中心孔１ａを貫通するロッド２ａを介して支持バネ６と一体化されている。支持バネ５と支持バネ６とはボルトおよびナット２２により連結されている。後述するように、ピストン１が往復運動すると、ディスプレーサ２は、ピストン１に対して所定の位相差を有する状態で往復運動を行なう。

バウンス空間８内のシリンダ３の外周側には内側ヨーク１８が嵌め込まれている。内側ヨーク１８は隙間１９を介して外側ヨーク１７に対向している。外側ヨーク１７の内側には駆動用コイル１６が嵌め込まれている。隙間１９には環状の永久磁石１５が移動可能に設けられている。永久磁石１５はカップ状スリーブ１４を介してピストン１と一体化されている。内側ヨーク１８、外側ヨーク１７、駆動用コイル１６、および永久磁石１５によって、ピストン１を軸Ｙに沿って移動させるリニアモータ１３が構成されている。駆動用コイル１６には、リード線２０および２１が接続され、制御装置３０によってリニアモータ１３に駆動電力が供給されるようになっている。

上記構成のスターリング冷凍機４０は、リニアモータ１３によってピストン１が往復運動すると、ピストン１に対して所定の位相差を有する状態でディスプレーサ２が往復運動する。これにより、圧縮空間９と膨張空間１０との間を作動媒体が移動する。その結果、逆スターリングサイクルが形成される。

上述の実施の形態のスターリング冷凍機４０は、所定の交流波形の駆動電圧がリニアモータ１３に印加されると、ピストン１がその所定の交流波形の駆動電圧に対応した周期およびストロークで往復運動を行なう。したがって、リニアモータ１３に印加される駆動電圧を制御することにより、ピストン１の往復運動の周期およびストロークを制御することができる。

次に、上記実施の形態のフリーピストン型スターリング冷凍機の動作原理をより詳細に説明する。ピストン１が、その位置と時間との関係が正弦波を描くように運動することにより、圧縮空間９内の作動ガスは、その圧力と時間との関係が正弦波を描くように変化し、圧縮空間９から熱を放出し、ディスプレーサ２の周囲に設けられた再生器１２で冷却されながら膨張空間１０へ流入する。

膨張空間１０の作動ガスは、ディスプレーサ２の動きにより膨張し、その温度が低下する。膨張空間１０内の作動ガスは、その圧力と時間との関係が正弦波を描くように変化し、ディスプレーサ２をピストン１に対して所定の位相差を有する状態で往復運動させる。

次に、図２〜図４Ａおよび図４Ｂを用いて、実施の形態の制御装置３０内に設けられたＩＰＭ（Intelligent Power Module）２００およびマイクロコンピュータ１０００を説明する。図２に示すように、本実施の形態のリニアモータ１３つまり前述のリニアモータ１３の駆動電圧の制御においては、ＩＰＭ２００が用いられる。ＩＰＭ２００には、インバータ回路１００が内蔵されている。インバータ回路１００は、４つのスイッチング素子を有し、図２に示すような態様で、スターリング冷凍機４０に内装されたリニアモータ１３に接続されている。４つのスイッチング素子は、トランジスタＧｕ、Ｇｘ、Ｇｖ、およびＧｙであり、それぞれには、ソース電極とドレイン電極との間にフライホイールダイオードが接続されている。

図２から分かるように、トランジスタＧｕとトランジスタＧｘとは直列に接続され、トランジスタＧｖとトランジスタＧｙとは直列に接続されている。また、リニアモータ１３は、一方の端子がトランジスタＧｕとトランジスタＧｘとの間のノードに接続され、他方の端子がトランジスタＧｖとトランジスタＧｙとの間のノードに接続されている。

また、インバータ回路１００に対して並列にコンデンサＣとコンデンサＣＣとの直列回路が接続されている。この直列回路にダイオード回路Ｄの出力側が接続され、このダイオード回路Ｄの入力側に交流電源Ｇが接続されて、コンデンサＣおよびコンデンサＣＣによる倍電圧回路Ｂが構成されている。また、コンデンサＣおよびコンデンサＣＣとインバータ回路１００との間には、コンデンサＣおよびＣＣに対して並列に抵抗器Ｒ１および抵抗器Ｒ２が接続され、インバータ回路１００の入力端子間電圧を分圧する分圧回路が構成されている。

また、抵抗器Ｒ１と抵抗器Ｒ２との間のノードの電位を安定させるためのコンデンサＣＣＣが抵抗器Ｒ２に対して並列に接続され、抵抗器Ｒ１と抵抗器Ｒ２との間のノードがマイクロコンピュータ１０００の電圧センサポートに接続されている。マイクロコンピュータ１０００には、インバータ回路１００へ入力される直流電力の電圧を特定する電圧信号が直流電圧センサに入力される。

さらに、リニアモータ１３の２つの端子に、電圧計として機能する回路Ｖの入力端子が１対１の関係で接続され、回路Ｖで得られた電圧値がマイクロコンピュータ１０００のＵ相電圧センサポート及びＶ相電圧センサポートのそれぞれへ送信される。また、直流電源とリニアモータ１３との間には、電流計として機能する回路Ａが設けられ、回路Ａで得られた電流値を特定可能な電流信号がマイクロコンピュータ１０００の電流センサポートへ送信される。

電圧値および電流値の取得手法は次のようなものである。電圧値の取得は、リニアモータ（Ｍ）に印加される電圧が回路Ｖによって分圧され、その分圧された電圧値がマイクロコンピュータ１０００に入力される。マイクロコンピュータ１０００は、その電圧値をＡ／Ｄ変換し実際の電圧値を算出する。また、電流値の取得は、シャント抵抗器Ｓの両端の電位差がオペアンプを含む回路Ａによって増幅され、その増幅された電位差の値を特定可能な電圧信号がマイクロコンピュータ１０００の電圧センサポートへ送信される。マイクロコンピュータ１０００は、その増幅された電位差の値をＡ／Ｄ変換し電流値を算出する。

また、マイクロコンピュータ１００は、倍電圧切換スイッチＳＷのオン／オフを切り換えるためのＯＮ／ＯＦＦ切換信号を倍電圧切換スイッチＳＷに送信する。つまり、マイクロコンピュータ１０００は、インバータ回路１００に供給される直流電圧の大きさを大きくしたりし小さくしたりすることができる。ただし、本実施の形態においては、倍電圧切換スイッチＳＷの切り換えによって、インバータ回路１００に供給される電圧は、倍電圧切換スイッチＳＷがオフのときをＶとすると、倍電圧切換スイッチＳＷがオンのときには２Ｖとなる。

図３は、ＰＷＭインバータ制御用のタイマが１つ（１チャンネル）内蔵されたリニアモータ制御用のマイクロコンピュータ１０００の構成を説明するためのブロック図である。
図３に示すように、本実施の形態のマイクロコンピュータ１０００は、発振器としてのクロック回路と、演算手段としてのＣＰＵ（Central Processing Unit）と、書替え可能な
記憶手段としてのＲＡＭ（Random Access Memory）と、読出専用のＲＯＭ（Read Only Memory）とを備えている。ＲＯＭには、４つのスイッチング素子としてのトランジスタを制御するためのプログラムが格納されている。また、ＲＡＭは、ＲＯＭに格納されたプログラムに従ってＣＰＵで行なわれた演算結果を一時的に記憶するための記憶手段であり、レジスタなどの一時記憶手段も含まれていてもよい。さらに、クロックは、発振器から送信されてきた信号を用いて、後述するタイマを動作させるための基本となるクロックパルスを形成するためのものである。

次に、図４Ａおよび図４Ｂを用いて、Ｕ相コントロール回路およびＶ相コントロール回路のそれぞれに設けられたコンパレータについて説明する。

コンパレータは、図４Ａに示すように、２つの入力端子を有している。２つの入力端子関しては、その一方にＰＷＭ制御の信号波が入力され、その他方に搬送波が入力される。信号波のデータは、ＲＯＭ内のデータテーブルに格納されている。また、搬送波は、クロックによって発生した計時信号に基づいて、アップ／ダウンタイマ１によって生成される。

コンパレータに入力される信号波と搬送波との関係は、図４Ｂの（ａ）に示されている。コンパレータは、信号波のデータと搬送波のデータとを比較し、信号波のデータが搬送波のデータよりも大きい場合に、ＰＷＭ制御信号を出力する。交流波形の一周期の前半においては、トランジスタＧｕおよびＧｘがオン／オフされ、トランジスタＧｙはオンされ、Ｇｖがオフされる。一方、交流波形の一周期の後半においては、トランジスタＧｖおよびＧｙがオン／オフされ、トランジスタＧｘはオンされ、Ｇｕがオフされる。それにより、図４Ｂの（ｂ）に示されるようなパルス波形が形成され、リニアモータＭには、点線で示すような波形の交流電圧が印加される。すなわち、サインカーブの波形の交流電圧がリニアモータＭに印加される。

前述のアップ／ダウンタイマ１の周波数がＰＷＭ制御のキャリア周波数となる。キャリア周波数は、１秒間にインバータ回路１００から出力される対称三角波パルスの数を示すものであって、ＰＷＭ制御の搬送波の周波数である。このキャリア周波数を大きくしたり小さくしたりすることによって、リニアモータ１３に印加される電圧の実効値を変更することが可能である。なお、キャリア周波数の逆数がキャリア周期となる。つまり、搬送波を構成する対称三角波の１周期がキャリア周期となる。

なお、スターリング冷凍機の制御において、ピストン１とディスプレーサ２とは、所定周波数で駆動しなければ共振しない。つまり、ピストン１の往復運動の周波数が、ピストン１とディスプレーサ２との共振周波数から大きく異なると、スターリング冷凍機４０を駆動させることができない。したがって、ＰＷＭの信号波を構成する前述の設定値のデータ列と時間との関係は、必ず所定の共振周波数のサインカーブを描くように設定されている必要がある。

次に、リニアモータ（Ｍ）のピストン１のストロークＸpを検出する方法について説明する。本実施の形態のスターリング冷凍機４０においては、次のようにして、ピストン１のストロークＸpが検知される。

まず、制御装置３０の定常時の駆動状態について図５および図６を用いて説明をする。
図５は、定常時においてリニアモータ（Ｍ）に印加される電圧Ｖ、リニアモータ（Ｍ）のコイル１６に流れる電流Ｉ、リニアモータ（Ｍ）のコイル１６に発生する誘起電圧Ｅ、および、ピストン１の変位Ｔの関係を示した図である。図６は、リニアモータ（Ｍ）の等価回路図である。また、図６に示すように、誘起電圧Ｅによって生じる電流Ｉの流れの方向と、印加電圧Ｖによって生じる電流の流れの方向とは逆である。

図５に示すように、電流Ｉはリニアモータ（Ｍ）のインダクタンス（図６に示すＬ）の影響で、印加電圧Ｖよりもθだけ位相が遅れている。ここで、リニアモータ（Ｍ）に作用する推力の大きさは、電流Ｉの値に推力定数αを乗じた値となる。また、図６に示す等価回路図から分かるように、誘起電圧Ｅは、次の式（１）で表される。

したがって、モータ巻線抵抗ＲおよびインダクタンスＬが予め分かっていれば、図３に示す回路Ｖによって取得される電圧Ｖと図２に示す回路Ａによって取得される電流Ｉとを用いて誘起電圧Ｅを計算することができる。なお、位相差θは電圧Ｖがピーク時の位相の値と電流Ｉがピークの時の位相の値との差を算出することによって得られる。また、推力定数αは予め実験によって算出され、モータ巻き線抵抗ＲおよびインダクタンスＬは、予め測定された値である。

また、ピストンのストロークＸpは、次の式（２）によって規定される。

このように、位相差θ、モータ巻線抵抗Ｒ、電圧Ｖ、電流Ｉ、印加周波数ｆ、および推力定数αが分かっていれば、ストロークＸpを算出することができる。なお、前述のストロークＸpの算出方法は、特開２００３−３１４９１９号公報および特開２００３−６５２４４号公報により詳細に開示されている。

次に、図７を用いて、「現在のストロークＸｐの算出処理」を説明する。
図８に示す「現在のストロークＸｐの算出処理」においては、まず、Ｓ８１において、電流波形のピークの位相と電圧波形のピークの位相との差である位相差θが算出される。次に、Ｓ８２において、マイクロコンピュータ１０００は、図２に示す回路Ａから送信されてきた信号を用いてシャント抵抗器Ｓを流れる電流Ｉを算出する。その後、Ｓ８３において、マイクロコンピュータ１０００は、図２に示す回路Ｖから送信されてきた信号を用いてリニアモータ（Ｍ）に印加される電圧Ｖを算出する。次に、Ｓ８４において、位相差θ、電圧Ｖ、電流Ｉ、巻線抵抗値Ｒ、および前述の式（Ａ）を用いて、誘起電圧Ｅを算出する。その後、Ｓ８５においては、ストロークＸｐを前述の式（Ｂ）を用いて算出する。

上述した本実施の形態のリニアモータ制御システムは、具体的には、図８に示すように、往復運動する可動子を有するリニアモータ１３と、直流電源を構成する交流電源Ｇおよび平滑回路Ｐ（Ｄ，Ｃ，ＣＣ）と、前述の直流電源から供給される直流電力を交流電力に変換し、リニアモータ１３に交流電力を供給するインバータ回路１００と、インバータ回路１００をＰＷＭ（Pulse Width Modulation)によって制御するマイクロコンピュータ１０００とを備えている。

また、リニアモータ制御システムは、所定のサンプリング周期でリニアモータ１３に印加されているモータ電圧ｖ（ｔ）の瞬時値を検出するためのモータ電圧検出器Ｖと、所定のサンプリング周期でリニアモータ１３に流れているモータ電流の瞬時値ｉ（ｔ）を検出するためのモータ電流検出器Ａ，Ｓとを備えている。

なお、本実施の形態におけるモータ電流検出器Ａ，Ｓは、インバータ回路１００と直流電源との間においてリニアモータ１３に直列に接続されたシャント抵抗器Ｓおよびその両端の電位差を増幅するオペアンプ（Operational Amplifier）回路Ａ等を有している。モータ電圧検出器Ｕ（Ｖ）は、リニアモータ１３の両端のそれぞれに接続された電位測定用の分圧器としての抵抗器を有している。また、モータ電圧検出器Ｖおよびモータ電流検出器Ａ，Ｓは、それぞれ、モータ電圧ｖ（ｔ）の瞬時値を特定可能な電圧信号およびモータ電流ｉ（ｔ）の瞬時値を特定可能な電流信号をマイクロコンピュータ１００へ送信する。

マイクロコンピュータ１００は、リニアモータ１３の可動子としてのピストン１の目標とするストロークを出力するストローク指令値出力部１０１と、ストローク指令値のデータを受けるストローク制御部１０２と、ストローク制御部１０２から送信されてきたＰＷＭの変調率指令値に基づいて、インバータ回路１００へＰＷＭパルス信号を送信するＰＷＭ制御部１０３とを備えている。

ストローク指令値は、負荷状況に応じて決定されるものであり、ピストン１と他の部位とが衝突する限界値よりも小さい値である。また、変調率指令はＰＷＭの変調率を特定可能な信号である。また、ＰＷＭ制御部１０３は、所定の角速度ωと変調率指令値に基づいて、インバータ回路１００を構成するスイッチング素子Ｇｘ，Ｇｙ，Ｇｕ，Ｇｖのオン／オフを制御するためのパルス信号を出力する。これにより、所定の交流電圧がリニアモータ１３に印加される。

また、マイクロコンピュータ１０００は、ＡＤ（Analog to Digital）変換器を内蔵しており、電圧信号および電流信号に基づいて可動子の実際のストロークＸｐを算出するストローク算出部１０４を有している。算出された実際のストロークＸｐのデータは、ストローク制御部１０２へ送信される。

ストローク制御部１０２は、変調率指令値を特定可能な信号とキャリア周波数の指令値を特定可能な信号とをＰＷＭ制御部１０３に送信する。

また、モータ電圧検出器Ｖは、リニアモータ１３のモータ電圧ｖ（ｔ）の瞬時値を特定可能な電圧信号をマイクロコンピュータ１０００へ送信する。マイクロコンピュータ１０００は、そのＡＤ変換機能を使用して、リニアモータ１３の両端子間の電位差を特定可能な信号に基づいて、リニアモータ１３に印加されているモータ電圧ｖ（ｔ）を算出する。

また、モータ電流検出器Ａ，Ｓは、インバータの入力側のＤＣ（Direct Current）ラインに接続されたシャント抵抗器Ｓに流れているモータ電流ｉ（ｔ）を検出する。モータ電流ｉ（ｔ）は、ＰＷＭのパルスのＯＮ期間にのみ、シャント抵抗器Ｓへ流れ込む。そのため、モータ電流検出器Ａ，Ｓは、前述のＯＮ期間のシャント抵抗器Ｓの両端の電位差信号をマイクロコンピュータ１０００へ送信する。マイクロコンピュータ１０００は、その電位差信号をＡＤ変換機能によって、モータ電流ｉ（ｔ）を特定可能な電流信号に変換する。したがって、モータ電流ｉ（ｔ）のサンプリング周期は、ＰＷＭのキャリア周期に一致していることが望ましい。

また、ストローク算出部１０４は、モータ電圧ｖ（ｔ）の瞬時値を特定可能な電圧信号およびモータ電流ｉ（ｔ）の瞬時値を特定可能な電流信号を受け、正弦波の一周期毎にモータ電圧の実効値Ｖ、モータ電流の実効値Ｉ、および位相差θを算出する。

本実施の形態のＰＷＭ制御においては、図９に示す標準キャリア周波数のＰＷＭ制御および図１０に示す低キャリア周波数（標準キャリア数の１／２）のＰＷＭ制御のうちいずれか一方が選択的に行なわれる。

本実施の形態においては、インバータ回路１００およびマイクロコンピュータ１０００における電流の検出のために必要な最低パルス幅は、Ｔａ（sec）であるものとする。このＴａは、インバータ回路１００およびマイクロコンピュータ１００に固有に値である。図９に示される標準キャリア周波数の制御が実行される場合には、つまりキャリア周期がＴｃである場合には、一周期分のパルスのうち少なくとも１パルスについて、電流値が正確に検出され得るための最低変調率は、Ｔａ／Ｔｃ（ピーク電圧Ｖpeak＝Ｖdc×Ｔａ／Ｔｃ（Ｖ））である。一方、図１０に示される低キャリア周波数の制御によれば、キャリア周期が標準キャリア周波数の制御におけるキャリア周期Ｔｃの２倍（２×Ｔｃ）であるため、一周期分のパルスのうちの少なくとも１パルスの電流値が正確に検出され得るための最低変調率は、Ｔａ／Ｔｃ／２（ピーク電圧Ｖpeak＝Ｖｄｃ×Ｔａ／Ｔｃ／２（Ｖ））であり、標準キャリア周波数の制御に比較して、変調率が１／２であり、ピーク電圧も１／２である。しかしながら、通常、ストロークＸｐの検知のために必要な電流の実効値の計算においては、一周期部のパルスのうちの１パルスの電流値が検出され得るだけでは不十分であるため、上記の変調率に係数ｋ（ｋ＞１）を乗じた値が電流の実効値が算出され得る変調率の下限値、つまりストロークＸｐの検知を実行し得る変調率の下限値として規定される。係数ｋおよびストロークＸpが検知され得る変調率の下限値は、インバータ回路１００およびマイクロコンピュータ１００に固有の値であり、経験的に決定されるものである。なお、その決定方法によれば、予めスターリング冷凍機４０が駆動している状態で、ピストン１のストロークＸｐが測定され、ストロークＸｐが正確に得られるときの変調率の値が、変調率の下限値として規定される。つまり、前述の変調率の下限値は、予め実験によって得られた値であって、パルス電流を正確に検出することが可能な変調率の実質的な最低値である。また、本実施の形態のインバータ回路１００およびマイクロコンピュータ１０００における標準キャリア周波数の制御が実行されるときのストロークＸpが検知され得る変調率の下限値が仮にＭ（％）であるとすると、低キャリア周波数の制御が実行されるときのストロークＸpが検知され得る変調率の下限値は、標準キャリア周波数の制御が実行されるときのストロークＸｐが検知され得る変調率の下限値の半分の値であるＭ／２（％）である。したがって、変調率（パルス幅Ｔａ／キャリア周期Ｔｃ）が同一であれば、リニアモータ１３に印加される交流電圧のピーク電圧Ｖpeakを小さくすることができる。言い換えれば、ピーク電圧Ｖpeakが同一であれば、変調率が同一であっても、パルス幅を大きくすることができる。そのため、図１０に示す低キャリア周波数の制御によれば、図９に示す標準キャリア周波数の制御に比較して、ピストン１のストロークＸｐを大きせずに、パルス幅Ｔａを大きくすることができる。したがって、リニアモータ１３に印加される電圧が小さい場合にも、ストロークＸｐの検知を正確に行なうことができる。そのため、ピストン１とディスプレーサ２との衝突を防止することができる確率がより高くなる。

また、本実施の形態においては、図１１に示すように、スターリング冷凍機４０の負荷が大きいまたは小さいか、すなわち、ストローク指令値出力部１０１が決定したストローク指令値が、ストローク算出部１０４が算出した実際のストロークＸｐ以下であるか否かを基準として、ＰＷＭの変調率を下げたり上げたりして、すなわち、ピストン１のストロークＸｐを小さくしたり大きくしたりして、ピストン１とディスプレーサ２との衝突の防止を図っている。

なお、スターリング冷凍機４０の負荷が小さいときには、圧縮空間９が低温低圧状態になっており、リニアモータ１３に印加される電圧が小さい場合においても、ストロークＸｐが大きくなりがちである。このような場合には、スターリング冷凍機４０の運転が開始された直後に、変調率がストロークＸｐの検知が実行され得る下限値に達する前に、ピストン１とディスプレーサ２とが衝突するような不具合が発生し易い。

以下、図１１を用いて、本実施の形態のキャリア周波数変更制御を説明する。
本実施の形態のキャリア周波数変更制御においては、まず、ステップＳ１において、マイクロコンピュータ１０００に、スターリング冷凍機４０を起動するための制御指令が入力されたか否かが判別される。スターリング冷凍機４０を起動するための制御指令の入力は、ユーザによって行なわれる。

ステップＳ１において、スターリング冷凍機４０の起動制御指令の入力がなければ、ステップＳ１を繰返す。一方、ステップＳ１において、スターリング冷凍機４０を起動するための制御指令の入力があれば、Ｓ２において、キャリア周波数が標準値の半分の値に設定される。次に、ステップＳ３において、インバータ制御が開始される。また、インバータ制御が開始された後においては、ＰＷＭ制御の変調率がゼロからＭ／２（％）まで除々に増加される。その後、ステップＳ４において、ストロークＸｐの検知が開始される。

次に、ストローク算出部１０４が算出したピストン１の実際のストロークＸｐがストローク指令値出力部１０１からストローク制御部１０２へ出力されてきたストローク指令値以下の値であるか否かが判別される。Ｓ５において、実際のストロークＸｐがストローク指令値以下の値であれば、Ｓ６において、変調率の値が増加される。つまり、マイクロコンピュータ１０００は、ピストン１の実際のストロークＸｐが目標ストロークよりも大きくはなっていないため、ピストン１の実際のストロークＸｐを大きくすることに問題はないと判断している。

一方、Ｓ５において、実際のストロークＸｐがストローク指令値よりも大きければ、ステップＳ７において、電圧変調率がＭ／２以下であるか否かが判別される。Ｓ７において、電圧変調率がＭ／２以下であれば、再度、ステップＳ５のステップが実行される。一方、ステップＳ７において、電圧変調率がＭ／２以下でなければ、ステップＳ８において、電圧変調率が低減される。つまり、マイクロコンピュータ１０００は、ピストン１のストロークＸｐが目標ストロークよりも大きくなっているため、ピストン１のストロークＸｐを小さくしなければならないと判断している。

また、ステップＳ６およびＳ８のいずれかの処理が実行された後には、ステップＳ９において、電圧変調率がＭ＋α（％）以上であるか否かが判別される。ステップＳ９において、電圧変調率がＭ＋α（％）以上でなければ、ステップＳ５の処理が再度実行される。

一方、ステップＳ９において、電圧変調率がＭ＋α（％）以上であれば、ステップＳ１０において、低キャリア周波数から標準キャリア周波数への切換が行なわれる。

なお、この切換は、低キャリア周波数から標準キャリア周波数へ一気に切り換えるものであってもよいが、低キャリア周波数から標準キャリア周波数へ徐々にキャリア周波数が大きくなるような切換であってもよい。また、αは、前述の切り換えが頻繁に生じないようにするためのヒステリシス幅である。

次に、ステップＳ１１において、ピストン１の実際のストロークＸｐがストローク指令値以下の値であるか否かが判別される。ステップＳ１１において、ストロークＸｐがストローク指令値以下の値であれば、ステップＳ１２において、ＰＷＭの変調率が増加される。一方、ステップＳ１１において、ストロークＸｐがストローク指令値以下の値でなければ、ステップＳ１３において、ＰＷＭの変調率が低下される。

次に、ステップＳ１２およびＳ１３のいずれが終了した場合にも、ステップＳ１４において、電圧変調率がＭ（％）以下であるか否かが判別される。ステップＳ１４において、電圧変調率がＭ（％）以下でなければ、ステップ１１の処理が再度実行される。一方、ステップＳ１４において、電圧変調率がＭ（％）以下の値であれば、Ｓ１５において、キャリア周波数が、標準キャリア周波数から低キャリア周波数へ切り換えられる。

なお、このキャリア周波数の切換も、標準キャリア周波数から低キャリア周波数へ一気に切り換えるものであっても、また、標準キャリア周波数から低キャリア周波数へ徐々にキャリア周波数が小さくなるような切換であってもよい。

その後、Ｓ５の処理が再度行なわれる。なお、Ｓ５〜Ｓ１５までの処理が繰返される間に、スターリング冷凍機４０の駆動を停止させる信号の入力があれば、次に、スターリング冷凍機を起動するための信号の入力があるまで、ステップＳ１の処理が繰返される。

図１１に示すキャリア周波数変更制御によれば、図１２に示すような出力電圧の実効値とＰＷＭの変調率との関係が得られる。

図１２に示すように、スターリング冷凍機４０が起動されたときには、変調率はゼロからＭ／２まで徐々に増加する。このとき、マイクロコンピュータ１０００は、変調率がＭ／２になるまではストロークＸｐの検知を行なうことができない。

その後、変調率がＭ／２より大きくなれば、ストロークＸｐの検知が開始される。
次に、変調率がＭ／２からＭまで増加する。ただし、変調率Ｍ／２から変調率Ｍまでの間で変動するときには、スターリング冷凍機４０の負荷の増減およびストロークＸｐの指令値に応じて、変調率が増加したり低下したりする。

その後、変調率がＭ＋αになれば、低キャリア周波数のＰＷＭ制御から標準キャリア周波数のＰＷＭ制御への切換のための処理が実行される。その後、変調率がＭ以上であれば、標準キャリア周波数でのＰＷＭ制御が継続される。

しかしながら、スターリング冷凍機４０の負荷が大きくなり、すなわち、圧縮空間９の圧力が高くなっている場合には、ストローク検知によって得られた実際のストロークＸｐがストローク指令値よりも小さくなれば、変調率が徐々に低下するような制御が実行される。変調率が、Ｍ以下の値になれば、標準キャリア周波数のＰＷＭ制御から低キャリア周波数のＰＷＭ制御へ切り換るための処理が実行される。

従来においては、スターリング冷凍機４０の負荷が小さくなり、それにより変調率がＭ以下の値になり、さらにストローク検知によって得られた実際のストロークＸｐがストローク指令値よりも大きい場合には、ストロークＸｐを検知することができなくなる。したがって、ピストン１とディスプレーサ２との衝突を防止するためには、スターリング冷凍機４０の運転を停止するしかない。

また、スターリング冷凍機４０が起動した直後においては、変調率が０からＭまで無条件で増加する。このときに、特にスターリング冷凍機４０の負荷が小さい場合には、ピストン１とディスプレーサ２とが衝突する危険性がある。

一方、本実施の形態のリニアモータ制御システムによれば、標準キャリア周波数の制御が実行されているときにスターリング冷凍機４０の負荷が小さくなり、それにより変調率がＭ以下の値になった場合には、キャリア周波数を低くすることによって、変調率がＭ／２まで下げられる。そのため、スターリング冷凍機４０を停止しなければならない状態の発生率が低下する。また、スターリング冷凍機４０が起動したときに、予めキャリア周波数が低く設定されていれば、無条件で増加させることができる変調率をＭからＭ／２まで減少させることによって、スターリング冷凍機４０の負荷が小さい場合におけるピストン１とディスプレーサ２との衝突を防止することができる。

また、本実施の形態のキャリア周波数変更制御は、図１３に示すようなキャリア周波数変更制御であってもよい。

図１３に示すキャリア周波数変更制御は、図１１に示すキャリア周波数変更制御とほぼ同様である。ただし、図１３に示すキャリア周波数変更制御においては、ステップＳ９ａ〜ステップＳ１０ａおよびステップＳ１４ａ〜ステップＳ１５ａの処理が、図１１に示すキャリア周波数変更制御の処理とは異なっている。

図１３に示すキャリア周波数変更制御においては、ステップ９ａにおいて、現在の変調率（ｍ）の値が記憶され、リニアモータ１３への電圧の印加が停止される。すなわち、その時点でのＰＷＭの変調率の値が記憶されるとともに、スターリング冷凍機４０の運転が一旦停止される。それにより、ピストン１の動作が一旦停止する。次に、Ｓ１０において、低キャリア周波数から標準キャリア周波数へ制御状態が変更される。その後、Ｓ１０ａにおいて、ピストン１の動作が開始される。つまり、スターリング冷凍機４０の運転が開始される。このとき、変調率は、ゼロからｍまで除々に増加される。

また、ステップＳ１４ａにおいては、現在の変調率（ｍ）の値が記憶され、リニアモータ１３への電圧の印加が停止される。すなわち、現在の変調率の値が記憶されるとともに、ＰＷＭ制御が停止される。それにより、ピストン１の動作が停止する。次に、Ｓ１５において、低キャリア周波数でスターリング冷凍機の運転が開始される。次に、Ｓ１５ａにおいて、変調率がゼロからｍまで増加される。

上記のように、図１３に示すキャリア周波数変調制御によれば、キャリア周波数を変更するときに、一旦スターリング冷凍機４０が停止される。したがって、標準キャリア周波数のＰＷＭ制御と低キャリア周波数のＰＷＭ制御との切換のときに、ピストン１の動作に不具合が生じてスターリング冷凍機４０が損傷するような事態の発生が防止される。

なお、図１３に示すキャリア周波数変更制御における出力電圧の実効値と変調率との関係が図１４および図１５に示されている。図１４は、変調率が増加しているときの、出力電圧の実効値と変調率との関係を示している。図１５は、変調率が低下しているときの、出力電圧の実効値と変調率の関係を示している。

図１４に示すように、スターリング冷凍機４０が起動されたときには、変調率はゼロからＭ／２まで徐々に増加する。このとき、マイクロコンピュータ１０００は、変調率がＭ／２になるまではストロークＸｐの検知を行なうことができない。その後、変調率がＭ／２より大きくなれば、ストロークＸｐの検知が開始される。

次に、変調率がＭ／２からＭまで増加する。ただし、変調率Ｍ／２から変調率Ｍまでの値においては、スターリング冷凍機４０の負荷の増減次第で、変調率が増加したり低下したりする。その後、変調率がＭ＋αになれば、マイクロコンピュータ１０００は、変調率ｍの値を記憶し、スターリング冷凍機４０の動作を停止し、低キャリア周波数のＰＷＭ制御から標準キャリア周波数のＰＷＭ制御への切換のための処理が実行される。その後、スターリング冷凍機４０の運転が開始され、変調率がゼロからｍまで除々に増加される。その後、ストローク検知によって得られた実際のストロークＸｐとストローク指令値との比較結果に基づいて、変調率が、増加されたり、低下されたりする。

一方、図１５に示すように、マイクロコンピュータ１０００は、変調率が低下して、Ｍ以下の値になれば、そのときの変調率ｍの値を記憶し、スターリング冷凍機４０の運転を停止させ、変調率をゼロにする。また、マイクロコンピュータ１０００は、標準キャリア周波数のＰＷＭ制御から低キャリア周波数のＰＷＭ制御への切り換えを行なう。その後、マイクロコンピュータ１０００は、スターリング冷凍機４０の運転を開始し、変調率をゼロからｍまで除々に増加させる。その後、ストローク検知によって得られた実際のストロークＸｐとストローク指令値との比較結果に基づいて、変調率が、増加されたり、低下されたりする。

（実施の形態２）
次に、図１６〜図２５を用いて実施の形態２のリニアモータ制御システムおよびスターリング冷凍機制御システムを説明する。

本実施の形態のリニアモータ制御システムおよびスターリング冷凍機制御システムは、実施の形態１のリニアモータ制御システムおよびスターリング冷凍機制御システムとほぼ同様であるため、以下においては、本実施の形態のリニアモータ制御システムおよびスターリング冷凍機制御システムと実施の形態１のリニアモータ制御システムおよびスターリング冷凍機制御システムとの相違点を主に説明する。

図１６に示すように、本実施の形態のスターリング冷凍機制御システムにおいては、図２において説明されたような倍電圧切換スイッチＳＷが利用される。倍電圧切換スイッチＳＷは、図２、図１７、および図１８に示すように、ダイオード回路Ｄ（ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４）のうちのダイオードＤ３とダイオードＤ４との間のノードとコンデンサＣとコンデンサＣＣとの間のノードとに接続されている。また、図１６に示すように、ストローク制御部１０２は、倍電圧切換スイッチＳＷに対してＯＮ／ＯＦＦ切換信号を送信し、倍電圧をインバータ回路１００に与えるかまたは倍電圧の半分の電圧をインバータ回路１００に与えるかを切り換えることが可能である。

なお、図１７および図１８においては、それぞれ、倍電圧切換スイッチＳＷがＯＮの状態および倍電圧切換スイッチＳＷがＯＦＦの状態が示されている。また、倍電圧切換スイッチがＯＮの状態のＰＷＭのパルス波形および交流電圧波形、ならびに、倍電圧切換スイッチＳＷがＯＦＦの場合のＰＷＭのパルス波形および交流電圧波形が、それぞれ、図１９および図２０に示されている。

図１９と図２０との対比から分かるように、倍電圧切換スイッチＳＷがオンの状態においてインバータ回路１００に供給される直流電圧Ｖｄｃは、倍電圧切換スイッチＳＷがオフの状態においてインバータ回路１００に供給される直流電圧１／２Ｖｄｃの２倍である。したがって、倍電圧切換スイッチＳＷがオフの状態においては、変調率が同一であれば、リニアモータ１３に印加される電圧は、倍電圧切換スイッチＳＷがオンの状態においてリニアモータ１３に印加されている電圧の半分になる。言い換えれば、倍電圧切換スイッチＳＷがオフの状態においては、変調率が倍電圧切換スイッチがオンのときの変調率の２倍であれば、リニアモータ１３に印加される電圧は、倍電圧切換スイッチがオンのときにリニアモータ１３に印加される電圧とほぼ同一であり、倍電圧切換スイッチがオンのときのストロークと同一のストロークでピストン１が往復する運転状態が維持される。

上記の本実施の形態においては、キャリア周波数が変化せず、かつ、前述したストロークＸpが検され得る変調率の下限値は、倍電圧切換スイッチＳＷがオンであるかオフであるかにかかわらず一定値（同一）である。したがって、リニアモータ１３に印加される最低電圧に関しては、倍電圧切換スイッチＳＷがオフであるときにストロークＸpの検知のために必要な電圧値は、倍電圧切換スイッチがオンのときにストロークＸpの検知のために必要な電圧値の半分である。その結果、リニアモータ１３に印加されている電圧が小さい期間においても、適正なストローク検知が行なわれ得る。

次に、図２１を用いて、本実施の形態のスターリング冷凍機の制御方法における倍電圧切換制御が説明される。なお、本実施の形態のストロークＸpが検され得る変調率の下限値は、実施の形態１のそれと同様に、Ｍ（％）であるとされる。Ｍの決定方法は、前述と同様に、予め実行される実験において、スターリング冷凍機４０が駆動されている状態で、ピストン１のストロークＸｐが測定され、ストロークＸｐが正確に得られるときの変調率の値として規定される。つまり、変調率の下限値は、予め実験によって得られた値であって、パルス電流を正確に検出することが可能な変調率の実質的な最低値である。

図２１に示すように、倍電圧切換制御においては、まず、ステップＳ１０１において、スターリング冷凍機４０を駆動させるための制御信号がマイクロコンピュータ１０００に入力されたか否かが判別される。

ステップＳ１０１において、スターリング冷凍機４０を起動させるための制御信号がマイクロコンピュータ１０００に入力されていなければ、ステップＳ１０１の処理を繰返す。一方、ステップＳ１０１において、スターリング冷凍機４０を起動するための制御信号がマイクロコンピュータ１０００に入力されていれば、ステップＳ１０２において、倍電圧切換スイッチＳＷをオフにする制御が実行される。

次に、ステップＳ１０３において、インバータ制御が開始され、ＰＷＭの変調率がＭ（％）まで増加される。次に、ステップＳ１０４において、ピストン１の実際のストロークＸｐの検知が開始される。

次に、ステップＳ１０５において、ストロークＸｐがストローク指令値以下の値であるか否かが判別される。ステップＳ１０５において、実際のストロークＸｐがストローク指令値以下の値であれば、ステップＳ１０６において、変調率が増加される。一方、ステップＳ１０５において、ストロークＸｐがストローク指令値以下の値でなければ、ステップＳ１０７において、変調率がＭ以下の値か否かが判別される。

ステップＳ１０７において、変調率がＭ以下の値であれば、ステップＳ１０５の処理が繰返される。一方、ステップＳ１０７において、ＰＷＭの変調率がＭ以上の値であれば、電圧変調率が低下される。

要するに、ステップ１０５〜ステップ１０８においては、ピストン１の実際のストロークＸｐがストローク指令値よりも大きくなってピストン１とディスプレーサ２とが衝突することを防止するために、マイクロコンピュータ１０００は、ストローク指令値出力部１０１が出力しているストローク指令値と実際のストロークＸｐの値との比較結果から、変調率を増加させたり低下させたりしている。

また、ステップＳ１０６およびＳ１０８のいずれが終了した後にも、ステップＳ１０９の処理が実行される。ステップＳ１０９においては、変調率が２Ｍ＋α（％）以上であるか否かが判別される。ステップＳ１０９において、変調率が２Ｍ＋α（％）以上でなければ、ステップＳ１０５の処理が実行される。なお、αは、制御の切り換えが頻繁に生じないためのヒステリシス幅である。

一方、ステップＳ１０９において、変調率が２Ｍ＋α（％）以上であれば、ステップＳ１１０において、変調率は、現在の値の１／２の値に変更され、倍電圧切換スイッチＳＷがオンに設定される。その後、ステップＳ１１１の処理が行なわれる。

ステップＳ１１１においては、ストロークＸｐがストローク指令値以下の値であるか否かが判別される。ステップＳ１１１において、ストロークＸｐがストローク指令値以下の値であれば、ステップＳ１１２において、変調率が増加される。一方、ステップＳ１１１において、ストロークＸｐがストローク指令値以下の値でなければ、ステップＳ１１３において、変調率が低下される。

要するに、ステップ１１１〜ステップ１１３においても、ピストン１の実際のストロークＸｐがストローク指令値よりも大きくなってピストン１とディスプレーサ２とが衝突することを防止するために、マイクロコンピュータ１０００は、ストローク指令値出力部１０１が出力しているストローク指令値と実際のストロークＸｐの値との比較結果から、変調率を増加させたり低下させたりしている。

ステップＳ１１２およびＳ１１３のいずれが終了した後においても、ステップＳ１１４において、変調率がＭ（％）以下であるか否かが判別される。ステップＳ１１４において、変調率がＭ（％）以下でなければ、ステップＳ１１１の処理が再度行なわれる。ステップＳ１１４において、変調率がＭ（％）以下の値であれば、ステップＳ１１５において、変調率は、現在の変調率の２倍の値に変更され、倍電圧切換スイッチＳＷがオフに設定される。その後、Ｓ１０５の処理が実行される。なお、ステップＳ１０５〜Ｓ１１５が実行されているときに、スターリング冷凍機４０の停止指令信号がマイクロコンピュータ１０００に入力された場合には、スターリング冷凍機４０の運転開始指令信号の入力があるまで、ステップＳ１０１の処理が繰返される。

図２１に示される倍電圧切換制御が実行された場合の出力電圧の実効値と変調率の関係が図２２に示されている。図２２に示すように、本実施の形態のリニアモータ制御システムおよびスターリング冷凍機制御システムの制御方法におけるＰＷＭ制御においては、まず、変調率がゼロからＭまで変更される。

変調率がゼロからＭまでの間の期間はストロークＸｐを検知することができない期間である。その後、変調率がＭになると、ストロークＸｐの検知が開始される。次に、ストローク検知が行なわれている状態で、変調率がＭから２Ｍ＋αまで増加される。ただし、変調率がＭから２Ｍ＋αまでの間においては、スターリング冷凍機４０の負荷が大きくなれば変調率は徐々に大きくなるが、スターリング冷凍機４０の負荷が小さくなれば変調率は徐々に小さくなる。

その後、変調率が２Ｍ＋αになれば、倍電圧切換スイッチＳＷがオンに設定される。これにより、出力電圧の実効値と変調率との関係は、倍電圧切換スイッチ（ＳＷ）ＯＦＦ時の変調率−出力電圧特性で示すラインから倍電圧切換スイッチ（ＳＷ）ＯＮ時の変調率−出力電圧特性で示すラインへ変化する。また、このとき、倍電圧切換スイッチＳＷのＯＮとともに、変調率が（２Ｍ＋α）／２まで下げられる。その後、変調率が（２Ｍ＋α）／２から徐々に増加される。

前述の状態において、スターリング冷凍機４０の負荷が小さくなり、変調率を下げる必要がある場合には、徐々に変調率がＭまで低下する。その後、変調率がＭに達した場合には、倍電圧切換スイッチＳＷがＯＦＦに設定される。それとともに、変調率は２Ｍまで増加される。これにより、出力電圧の実効値と変調率との関係は、倍電圧切換スイッチ（ＳＷ）ＯＮ時の変調率−出力電圧特性で示すラインから倍電圧切換スイッチ（ＳＷ）ＯＦＦ時の変調率−出力電圧特性で示すラインへ変化する。その後、スターリング冷凍機４０の負荷が大きくなれば、変調率が徐々に大きくなり、スターリング冷凍機４０の負荷が小さくなれば、変調率は徐々に小さくなる。

上記本実施の形態の倍電圧切換制御によれば、スターリング冷凍機４０の負荷が小さく、リニアモータ１３に印加されている電圧が小さい期間においては、倍電圧切換スイッチＳＷがオフに設定されると同時に変調率が２倍に設定される。それにより、リニアモータ１３に印加される電圧は、倍電圧切換スイッチＳＷの切替の前後で、ほぼ同一の値に維持される。したがって、ピストン１のストロークを維持しながら、ＰＷＭのパルスの幅を大きくすることができる。その結果、さらにスターリング冷凍機４０の負荷が小さくなりかつ変調率が小さくなっても、適正なストローク検知が行なわれ得る。

また、スターリング冷凍機４０が起動されるときに無条件で変調率がＭまで増加される前に、予め倍電圧切換スイッチＳＷがオフに設定されれば、無条件で増加させるリニアモータ１３に印加される電圧が倍電圧切換スイッチＳＷがオフのときに無条件で増加させるリニアモータ１３に印加される電圧の半分に低減される。そのため、スターリング冷凍機４０の負荷が小さい場合において、ピストン１とディスプレーサ２とが衝突してしまうという不具合の発生を回避することができる。

また、本実施の形態のスターリング冷凍機の制御方法における倍電圧切換制御は、図２３に示されるようなものであってもよい。図２３に示される倍電圧切換制御は、図２１に示す倍電圧制御と、ステップＳ１００ａ〜Ｓ１１０ｃおよびＳ１１５ａ〜Ｓ１１５ｃまでの処理において異なっている。

図２３に示す倍電圧切換制御においては、ステップ１１０ａにおいて、現在の変調率（ｍ）の値が記憶され、リニアモータ１３への電圧の印加が停止される。すなわち、その時点でのＰＷＭの変調率の値が記憶されるとともに、スターリング冷凍機４０の運転が一旦停止される。それにより、ピストン１の動作が一旦停止する。次に、Ｓ１１０ｂにおいて、倍電圧切換スイッチＳＷがオフの状態から倍電圧切換スイッチＳＷがオンの状態へ切り換えられる。その後、スターリング冷凍機４０の運転が開始された後、変調率は、ゼロからｍ／２まで除々に増加される。

また、ステップＳ１１５ａにおいては、現在の変調率（ｍ）の値が記憶され、リニアモータ１３への電圧の印加が停止される。すなわち、現在の変調率の値が記憶されるとともに、ＰＷＭ制御が停止される。それにより、ピストン１の動作が停止する。次に、Ｓ１１５ｂにおいて、倍電圧切換スイッチＳＷがオフの状態から倍電圧切換スイッチＳＷがオンの状態へ切り換えられる。次に、Ｓ１１５ｃにおいて、スターリング冷凍機４０の運転が開始された後、変調率がゼロからｍ／２まで除々に増加される。

図２３に示す倍電圧切換制御によれば、図２４および図２５に示すような出力電圧の実効値と変調率の関係が得られる。つまり、図２３に示す倍電圧切換制御においては、倍電圧切換スイッチＳＷがＯＮからＯＦＦへおよび倍電圧切換スイッチＳＷがＯＦＦからＯＮへ切り換えられるときに、スターリング冷凍機４０が一旦停止される。そのため、倍電圧切換スイッチＳＷの切り換えられるときには、一旦変調率がゼロに設定される。

このような図２３〜図２５に示されるような倍電圧切換制御によれば、倍電圧切換スイッチＳＷの切換時にスターリング冷凍機４０のピストン１の動作が不連続になることが防止される。

なお、図２４は、変調率が増加しているときの出力電圧の実効値と変調率の関係を示しており、図２５は、変調率が低下しているときの出力電圧の実行値と変調率の関係を示している。

図２４に示すように、スターリング冷凍機４０が起動されたときには、変調率はゼロからＭまで徐々に増加する。このとき、マイクロコンピュータ１０００は、変調率がＭになるまではストロークＸｐの検知を行なうことができない。その後、変調率がＭより大きくなれば、ストロークＸｐの検知が開始される。

次に、変調率がＭから２Ｍ＋αまで増加する。ただし、変調率Ｍから変調率２Ｍ＋αまでの期間においては、スターリング冷凍機４０の負荷の増減に応じて、変調率が増加したり低下したりする。その後、変調率が２Ｍ＋αになれば、マイクロコンピュータ１０００は、変調率ｍの値を記憶し、スターリング冷凍機４０の動作を停止し、倍電圧切換スイッチＳＷがオフの状態から倍電圧切換スイッチＳＷがオンの状態への切換のための処理を実行する。その後、スターリング冷凍機４０の運転が開始され、変調率がゼロからｍ／２まで除々に増加される。その後、ストローク検知によって得られた実際のストロークＸｐとストローク指令値との比較結果に基づいて、変調率が、増加されたり、低下されたりする。

一方、図２５に示すように、マイクロコンピュータ１０００は、変調率が低下して、Ｍ以下の値になれば、そのときの変調率ｍ／２の値を記憶し、スターリング冷凍機４０の運転を停止させ、変調率をゼロにする。また、マイクロコンピュータ１０００は、倍電圧切換スイッチＳＷがオンの状態から倍電圧切換スイッチＳＷがオフの状態への切り換えを行なう。その後、変調率がＭから２Ｍまでの期間においては、マイクロコンピュータ１０００は、スターリング冷凍機４０の運転を開始し、変調率をゼロからｍまで除々に増加させる。その後、ストローク検知によって得られた実際のストロークＸｐとストローク指令値との比較結果に基づいて、変調率が、増加されたり、低下されたりする。

なお、本実施の形態においては、インバータ回路１００に与えられる直流電圧の値を変更し得る電圧変更回路として、倍電圧回路Ｂが用いられているが、電圧変更回路は、たとえば、ＰＡＭ（Pulse Amplitude Modulation）回路などいかなる回路であってもよい。要するに、電圧変更回路は、マイクロコンピュータ１０００の指令によってインバータ回路１００に与える直流電圧の値を変更し得る回路であれば、いかなる回路であってもよい。

（実施の形態３）
次に、図２６〜図３１を用いて実施の形態３のリニアモータ制御システムおよびスターリング冷凍機制御システムを説明する。本実施の形態のリニアモータ制御システムおよびスターリング冷凍機制御システムは、図２６に示すように、ストローク制御部１０２が、倍電圧切換スイッチＳＷの切換のための制御を実行するとともに、キャリア周波数の変更のための制御を実行する。

つまり、本実施の形態のリニアモータ制御システムおよびスターリング冷凍システムは、実施の形態１のリニアモータ制御システムおよびスターリング冷凍システムの特徴と実施の形態２のリニアモータ制御システムおよびスターリング冷凍機制御システムの特徴とを組合せたものである。

本実施の形態におけるキャリア周波数倍電圧切換制御においては、図２７に示すように、まず、ステップＳ３０１において、スターリング冷凍機４０を起動するための入力があったか否かが判別される。Ｓ３０１において、スターリング冷凍機４０を起動するための制御信号がマイクロコンピュータ１０００に入力されていなければ、ステップＳ３０１のステップが繰返される。一方、ステップＳ３０１において、スターリング冷凍機４０を起動するための指令の入力があれば、ステップＳ３０２において、標準キャリア周波数の制御から低キャリア周波数の制御へ制御状態を変更するための制御が実行されるとともに、倍電圧切換スイッチをオフに設定するための制御が実行される。

次に、ステップＳ３０３において、インバータ制御が開始され、ＰＷＭの変調率がＭ／２（％）まで増加される。次に、ステップＳ３０４において、ストロークＸｐの検知が開始される。その後、ステップＳ３０５において、ストロークＸｐがストローク指令値以下の値であるか否かが判別される。Ｓ３０５において、ストロークＸｐがストローク指令値よりも小さければ、ステップＳ３０６において、変調率が増加される。

一方、ステップＳ３０５において、ストロークＸｐがストローク指令値以下の値でなければ、ステップＳ３０７において、変調率がＭ／２以下であるか否かが判別される。ステップＳ３０７において、電圧変調率がＭ／２以下であれば、ステップＳ３０５の処理が再度行なわれる。

一方、Ｓ３０７において、電圧変調率がＭ／２以下でなければ、ステップＳ３０８において、ＰＷＭの変調率が低下される。ステップＳ３０６および３０８のいずれが終了した後においても、ステップＳ３０９が実行される。

ステップＳ３０９においては、変調率が２Ｍ＋α（％）以上であるか否かが判別される。ステップＳ３０９において、変調率が２Ｍ＋α（％）以上でなければ、ステップＳ３０５の処理が実行される。一方、Ｓ３０９において、電圧変調率が２Ｍ＋α（％）以上であれば、ステップＳ３１０において、低キャリア周波数かつ倍電圧切換スイッチ（ＳＷ）ＯＦＦの状態から標準キャリア周波数かつ倍電圧切換スイッチ（ＳＷ）ＯＮの状態へ制御状態が切り換えられる。このとき、倍電圧切換スイッチＳＷのオンとともに、変調率が（２Ｍ＋α）／２まで下げられる。

その後、ステップＳ３１１の処理が行なわれる。ステップＳ３１１においては、ストロークＸｐがストローク指令値以下であるか否かが判別される。ステップＳ３１１において、ストロークＸｐがストローク指令値以下の値であれば、ステップＳ３１２において、変調率が増加される。一方、ステップＳ３１１において、ストロークＸｐがストローク指令値以下の値でなければ、ステップＳ３１３において、変調率が低下される。ステップＳ３１２およびステップＳ３１３のいずれが終了した後においても、ステップＳ３１４において、変調率がＭ（％）以下の値であるか否かが判別される。

ステップＳ３１４において、電圧変調率がＭ（％）以下でなければ、ステップＳ３１１の処理が行なわれる。一方、ステップＳ３１４において、変調率がＭ（％）以下であれば、ステップＳ３１５において、標準キャリア周波数かつ倍電圧切換スイッチ（ＳＷ）ＯＮの状態から低キャリア周波数かつ倍電圧切換スイッチ（ＳＷ）ＯＦＦの状態へ制御状態が切り換えられる。このとき、倍電圧切換スイッチＳＷのＯＦＦとともに、変調率が２Ｍまで増加される。

なお、図２８に示すキャリア周波数倍電圧切換制御が行なわれた場合には、図２８に示すような出力電圧の実効値と変調率の関係が得られる。

図２８に示すように、変調率がゼロからＭ／２までの期間は、ストローク検知を適正に行なうことができない。したがって、変調率がゼロからＭ／２まで増加された後、ストロークＸｐの検知が開始される。このとき、マイクロコンピュータ１０００は、低キャリア周波数かつ倍電圧切換スイッチ（ＳＷ）ＯＦＦの制御を実行している。

その後、さらに、変調率が増加して２Ｍ＋αを超えれば、マイクロコンピュータ１０００は、標準キャリア周波数かつ倍電圧切換スイッチ（ＳＷ）ＯＮの制御を実行する。このとき、倍電圧切換スイッチＳＷがオンとともに、変調率が（２Ｍ＋α）／２まで下げられる。これにより、出力電圧の実効値と変調率との関係は、倍電圧切換スイッチ（ＳＷ）ＯＦＦ時の変調率−出力電圧特性で示すラインから倍電圧切換スイッチ（ＳＷ）ＯＮ時の変調率−出力電圧特性で示すラインへ変化する。

一方、標準キャリア周波数かつ倍電圧切換スイッチ（ＳＷ）ＯＮの状態において、変調率がＭまで減少すると、マイクロコンピュータ１０００は、低キャリア周波数かつ倍電圧切換スイッチ（ＳＷ）ＯＦＦの制御を実行する。また、倍電圧切換スイッチＳＷがＯＦＦされるとともに、変調率が２Ｍまで増加される。これにより、出力電圧の実効値と変調率との関係は、倍電圧切換スイッチ（ＳＷ）ＯＮ時の変調率−出力電圧特性で示すラインから倍電圧切換スイッチ（ＳＷ）ＯＦＦ時の変調率−出力電圧特性で示すラインへ変化する。

なお、本実施の形態においても、実施の形態１および２と同様に、ストローク検知が実行されている期間においては、ストローク検知によって得られた実際のストロークＸｐとストローク指令値との比較結果に基づいて、変調率が、増加されたり、低下されたりする。

また、本実施の形態のキャリア周波数倍電圧切換制御は、図２９に示すようなものであってもよい。図２９に示すキャリア周波数倍電圧切換制御においては、ステップＳ３０９ａ〜ステップＳ３１０ａまでの処理およびステップＳ３１４ａ〜ステップＳ３１５ａの処理が図２７に示すキャリア周波数倍電圧切換制御と異なっている。

ステップＳ３０９ａにおいては、現在の変調率（ｍ）が記録されるとともに、電圧の印加が停止される、すなわち、スターリング冷凍機４０が停止される。次に、ステップＳ３１０において、低キャリア周波数かつ倍電圧切換スイッチ（ＳＷ）ＯＦＦの状態から標準キャリア数かつ倍電圧切換スイッチ（ＳＷ）ＯＮの状態への切換が実行される。その後、ステップＳ３１０ａにおいて、スターリング冷凍機４０の運転が開始されるとともに、変調率がｍ／２まで増加される。その後、ステップＳ３１１の処理が実行される。

また、ステップＳ３１４ａにおいて、現在の変調率ｍが記憶され、電圧印加が停止される。すなわち、スターリング冷凍機４０が停止される。その後、ステップ３１５において、標準キャリア数かつ倍電圧切換スイッチ（ＳＷ）ＯＮの状態から低キャリア周波数かつ倍電圧切換スイッチ（ＳＷ）ＯＦＦの状態へ制御状態が切り換えられる。その後、Ｓ３１５ａにおいて、スターリング冷凍機４０の運転が開始された後、変調率が２×ｍまで増加される。その後、ステップＳ３０５の処理が実行される。図２９に示すキャリア周波数倍電圧切換制御が実行された場合には、図３０に示すような出力電圧の実効値と変調率の関係になる。なお、変調率が低下するときには、図３１に示すような出力電圧の実効値と変調率の関係が得られる。

（実施の形態４）
次に、図３２〜図４１を用いて、本発明の実施の形態のリニアモータ制御システムおよびスターリング冷凍機制御システムを説明する。本実施の形態のリニアモータ制御システムおよびスターリング冷凍機制御システムは、実施の形態１〜３のリニアモータ制御システムおよびスターリング冷凍機制御システムと次に説明するストローク検知の手法のみが異なる。

本実施の形態のリニアモータ制御システムにおいては、リニアモータの回路変数（電圧および電流等）がすべて正弦波と見なされ、リニアモータに生じる誘導電圧が１周期間の実効値単位で算出される。この方法によれば、簡単な処理によって、かつ、高い精度で、可動子のストロークを算出することが可能になる。以下、本実施の形態のリニアモータ制御システムを具体的に説明する。

まず、図３２〜図３４を用いて、本発明のリニアモータ制御システムの構成を説明する。なお、図３２は、リニアモータ駆動回路の構成を示している。図３２において、ｉ（ｔ）はリニアモータに流れるモータ電流を示す関数であり、ｖ（ｔ）はリニアモータに印加されるモータ電圧を示す関数であり、ｅ（ｔ）は可動子の往復運動によって生じる誘起電圧（逆起電力）を示す関数であり、Ｒはリニアモータの巻線抵抗値を示す定数であり、Ｌはリニアモータのインダクタンスを示す定数である。なお、ｔは時間を示す変数である。

図３２に示される回路を一般的な式で示すと、次の式（３）のようになる。

さらに、誘起電圧ｅ（ｔ）は、リニアモータの磁気特性および駆動回路に依存した誘起電圧係数α（推力係数）と可動子（ピストン）の速度ｖｐ（ｔ）との関数で表され、次の式（４）のようになる。

図３３は、リニアモータに実効値Ｖかつ角速度ωの正弦波のモータ電圧Ｖ（ｔ）が印加された場合における、モータ電流ｉ（ｔ）、モータ電圧ｖ（ｔ）、および誘起電圧ｅ（ｔ）のそれぞれの瞬時値の一周期の変化の様子を示している。

図３３に示されるように、仮に、リニアモータの可動子が、理想的な正弦波で表わされる運動すなわち単振動をしており、かつ、モータ電圧ｖ（ｔ）の角速度ωと同じ角速度を有しており、また、誘起電圧係数αの値が可動子の位置に関係なく一定値であれば、電流ｉ（ｔ）も、理想的な正弦波であり、モータ電圧ｖ（ｔ）の角速度ωと同じ角速度を有している。

また、モータ電流の実効値がＩであり、モータ電圧の実効値がＶであり、かつ誘起電圧の実効値がＥであるものとすると、モータ電流ｉ（ｔ）、モータ電圧ｖ（ｔ）、および誘起電圧ｅ（ｔ）のそれぞれの瞬時値は、電流ｉ（ｔ）の位相を基準にして、次の式（５）〜式（７）で表わされる。

なお、式（６）において、θは、モータ電流ｉ（ｔ）とモータ電圧ｖ（ｔ）との間の位相差である。

なお、式（７）において、θ₂は、モータ電流ｉ（ｔ）と誘起電圧ｅ（ｔ）との間の位
相差である。

また、式（３）のコイルの誘導電圧Ｌ・ｄｉ（ｔ）／ｄｔの項は、次の式（８）で表わされる。

前述の事項を、交流量のベクトル表記方法に従って図示すると、図３４のようになる。
したがって、モータ電圧の実効値Ｖ、角速度ω、モータ電流の実効値Ｉ、位相差θを得ることができれば、次の式（９）および式（１０）を用いて、誘起電圧の実効値Ｅ、および位相差θ₂を算出することができる。

なお、モータ電流の実効値Ｉおよびモータ電圧の実効値Ｖは、次の式（１１）および式（１２）で表わされる。

なお、式（１１）において、ｉ（１），ｉ（２），…ｉ（ｎ-１），ｉ（ｎ）のそれぞ
れは、モータ電流ｉ（ｔ）の瞬時値である。ｎは自然数である。また、モータ電流ｉ（ｔ）の瞬時値のサンプリング周期は、ＰＷＭのキャリア周期に一致している。

なお、式（１２）において、ｖ（１），ｖ（２），…ｖ（ｎ-１），ｖ（ｎ）のそれぞ
れは、モータ電圧ｖ（ｔ）の瞬時値である。ｎは自然数である。また、モータ電圧ｖ（ｔ）の瞬時値のサンプリング周期は、ＰＷＭのキャリア周期に一致している。

また、リニアモータの可動子の速度ｖｐ（ｔ）は、式（４）に式（７）を代入して、整理すると、

となる。
式（１３）の両辺を時間積分すると、可動子の位置Ｘｐが次の式（１４）で表される。

なお、式（１４）において、Ｘｐ０は、可動子の１周期におけるニュートラル位置の値、すなわち、ストロークの中心位置の値である。

したがって、ニュートラル位置Ｘｐ０とニュートラル位置Ｘｐ０から最も離れた位置との間の距離Ｘｐｍａｘは、次の式（１５）によって表わされる。

なお、距離Ｘｐｍａｘは、可動子の振幅に相当するため、可動子のストロークＳＴは、距離Ｘｐｍａｘの２倍の値、すなわち２Ｘｐｍａｘである。

以上より、モータ電圧の実効値Ｖ、角速度ω、モータ電流の実効値Ｉ、モータ電流ｉ（ｔ）とモータ電圧ｖ（ｔ）との位相差θのそれぞれの値が得られれば、前述の計算式を用いて、リニアモータのストロークＳＴを正確に算出することができる。

次に、前述のリニアモータ駆動回路の変数のそれぞれの取得方法を説明する。
モータ電圧ｖ（ｔ）およびモータ電流ｉ（ｔ）の角速度ωは、マイクロコンピュータがインバータ回路に送信する制御指令に対応しているため、マイクロコンピュータは、常時、角速度ωを把握することは可能である。

また、モータ電流の実効値Ｉおよびモータ電圧の実効値Ｖは、次のように検出される。まず、所定のサンプリング周期で、マイクロコンピュータのＡＤ（Analog to Digital）
変換機能を利用して、モータ電圧ｖ（ｔ）およびモータ電流ｉ（ｔ）のそれぞれの瞬時値を測定する。次に、前述の式（１１）を用いて、１周期におけるモータ電流ｉ（ｔ）の全
瞬時値の２乗平均値の平方根すなわちモータ電流の実効値Ｉを算出する。また、前述の式（１２）を用いて、１周期におけるモータ電圧ｖ（ｔ）の全瞬時値の２乗平均値の平方根すなわちモータ電圧の実効値Ｖを算出する。なお、モータ電流ｉ（ｔ）およびモータ電圧ｖ（ｔ）のそれぞれが正弦波であるという仮定の下に、１周期分のモータ電流ｉ（ｔ）の最大値および最小値、ならびに、１周期分のモータ電圧ｖ（ｔ）の最大値および最小値を取得し、それらの値を用いて、モータ電流の実効値Ｉおよびモータ電圧の実効値Ｖを算出すれば、より計算が簡単になる。

また、前述の位相差θの検出においては、まず、モータ電流ｉ（ｔ）およびモータ電圧ｖ（ｔ）のそれぞれの瞬時値を利用して、モータ電流ｉ（ｔ）およびモータ電圧ｖ（ｔ）のそれぞれのゼロクロスポイントの位相を把握する。次に、モータ電流ｉ（ｔ）およびモータ電圧ｖ（ｔ）のゼロクロスポイント同士の位相差を算出する。この位相差をモータ電流ｉ（ｔ）とモータ電圧ｖ（ｔ）との間の位相差θとする。

また、前述の本実施の形態のリニアモータにおいても、従来のリニアモータと同様に、その磁気飽和の影響によって、誘起電圧係数αが低下する。したがって、この問題を解決するために、本実施の形態のリニアモータにおいては、磁気の強さ（１周期間の総磁束数の実効値Φ）を用いて、誘起電圧係数αを補正する処理が実行される。それにより、リニアモータの磁気飽和の影響が除去され、可動子のストロークの算出の精度の低下が防止される。

リニアモータが動作しているときに前述の補正を行なうためには、図３５に示すような、磁気の強さ（１周期間の磁束数の実効値Φ）と誘起電圧係数αとの関係を示す相関カーブを示す近似式またはデータテーブルを予め作成しておく必要がある。

そのために、相関カーブを作成するための適切なリニアモータ動作条件（リニアモータへ印加される電圧の大きさおよび周波数、ならびに、負荷条件）で、誘起電圧係数αおよび総磁束数の実効値Φを測定する。

誘起電圧係数αの測定方法は、任意の動作条件（モータ電圧の大きさ、モータ電圧の角速度、および負荷条件）で、外部センサ（レーザ変位計など）により可動子のストロークＳＴを測定しながら、外部測定器によりモータ電圧の実効値Ｖ、モータ電流の実効値Ｉおよび位相差θを測定する。そして、測定されたストロークＳＴ（＝２Ｘｐｍａｘ）、モータ電圧の実効値Ｖ、モータ電流の実効値Ｉおよび位相差θのそれぞれと、予め把握している巻線抵抗値Ｒ、コイルのインダクタンスＬ、および角速度ωを前述の式（１５）に代入し、誘起電圧係数αを算出する。

次に、リニアモータ駆動回路の磁気回路に生じる総磁束数の実効値Φの求め方を説明する。

リニアモータの磁気回路における磁気の強さを表す総磁束数φ（ｔ）の瞬時値は、コイルに電流が流れることによって発生する磁束数φI（ｔ）の瞬時値と、可動子の磁石の往
復運動によって発生する磁束数φmagnet（ｔ）の瞬時値との和によって、次の式（１６）のように表わされる。

また、磁束数φI（ｔ）の瞬時値は、次式（１７）で表わされる。

この式（１７）に式（５）を代入すれば、次の式（１８）が得られる。

また、磁束数φmagnet（ｔ）の瞬時値は、次式（１９）で示される。

磁束数φmagnet（ｔ）の瞬時値のオフセット値が０であると仮定し、式（１９）に式（７）を代入すれば、次の式（２０）が得られる。

さらに、交流量のベクトル表記方法によって、総磁束数の実効値Φ、磁束数の実効値Φ_Iおよび実効値φmagnetを図示すると、図３６に示すようなものとなる。

なお、図３６に示すベクトル図は、図３４に示すベクトル図と同様に、モータ電流の位相を基準として描かれている。

図３６において、総磁束数の実効値Φは、コイルに電流が流れることによって発生する磁束数の実効値ΦIと可動子の磁石の往復運動によって発生する磁束数の実効値Φmagnetとのベクトル和であるため、１周期間の総磁束数の実効値Φは、次の式（２１）で求められることになる。

以上の計算により、ある１つの条件下での誘起電圧係数αおよび総磁束数の実効値Φのデータが得られる。このようにして、様々な条件下で多数の誘起電圧係数αおよび総磁束数の実効値Φのデータをプロットすると、前述の図３５に示すような誘起電圧係数αと総磁束数の実効値Φとの関係を示す相関カーブを作成することができる。

この相関カーブを特定するデータテーブルまたは近似式がマイクロコンピュータ内部のメモリに記憶されていれば、リニアモータの動作条件が予め定められた所定の条件の範囲
内であれれば、総磁束数の実効値Φを用いて、その動作条件に適した誘起電圧係数αを取得することができる。したがって、本実施の形態のリニアモータ制御システムによれば、リニアモータの磁気飽和の悪影響を排除することによって、高い精度でストロークを算出することができる。

なお、誘起電圧係数αの補正は、前述のような誘起電圧の実効値Ｅを用いてストロークＳＴを算出するシステムにおいてのみならず、特開２００３−６５２４４号公報に開示されているようなシステム、つまり、誘起電圧の瞬時値（最大値）、誘起電圧係数、および角速度を用いてストロークを算出するシステムにおいても用いることができる。

上述した本実施の形態のリニアモータ制御システムは、具体的には、図３７に示すように、往復運動する可動子を有するリニアモータ１３と、直流電源を構成する交流電源Ｇおよび平滑回路Ｐと、前述の直流電源から供給される直流電力を交流電力に変換し、リニアモータ１３に交流電力を供給するインバータ回路１００と、インバータ回路１００をＰＷＭ（Pulse Width Modulation)によって制御するマイクロコンピュータ１０００とを備えている。

また、ストローク制御部１０２は、実際のストロークＸｐと目標とするストローク指令値との差が大きい場合に、その差に応じてＰＷＭの変調率を変更することによって、実際のストロークＸｐを目標とするストローク指令値に近づける制御を行なう。したがって、可動子のストロークの制御の精度を高めることができる。

また、モータ電圧検出器Ｖは、リニアモータ１３のモータ電圧ｖ（ｔ）の瞬時値を特定可能な電圧信号をマイクロコンピュータ１０００へ送信する。マイクロコンピュータ１０００は、そのＡＤ変換機能を使用して、リニアモータ１３の両端子間の電位差を特定可能な信号に基づいて、リニアモータ１３に印加されているモータ電圧ｖ（ｔ）を算出する。

また、モータ電流検出器Ａ，Ｓは、インバータ回路１００の入力側のＤＣ（Direct Current）ラインに接続されたシャント抵抗器Ｓに流れているモータ電流ｉ（ｔ）を検出する。モータ電流ｉ（ｔ）は、ＰＷＭのパルスのＯＮ期間にのみ、シャント抵抗器Ｓへ流れ込む。そのため、モータ電流検出器Ａ，Ｓは、前述のＯＮ期間のシャント抵抗器Ｓの両端の電位差信号をマイクロコンピュータ１０００へ送信する。マイクロコンピュータ１０００は、その電位差信号をＡＤ機能によって、モータ電流ｉ（ｔ）を特定可能な電流信号に変換する。したがって、モータ電流ｉ（ｔ）のサンプリング周期は、ＰＷＭのキャリア周期に一致していることが望ましい。

また、ストローク算出部１０４は、モータ電圧ｖ（ｔ）の瞬時値を特定可能な電圧信号およびモータ電流ｉ（ｔ）の瞬時値を特定可能な電流信号を受け、正弦波の一周期毎にモータ電圧の実効値Ｖ、モータ電流の実効値Ｉ、および位相差θを算出する。

モータ電圧の実効値Ｖおよびモータ電流の実効値Ｉの算出方法としては、前述のように、所定のサンプリング周期で、１周期におけるモータ電圧ｖ（ｔ）の全瞬時値の２乗平均値の平方根および１周期におけるモータ電流ｉ（ｔ）の全瞬時値の２乗平均値の平方根を用いる方法、または、モータ電圧ｖ（ｔ）およびモータ電流ｉ（ｔ）のそれぞれが正弦波であるという仮定の下で、モータ電圧ｖ（ｔ）およびモータ電流ｉ（ｔ）のそれぞれの最大値および最小値を用いる方法等がある。

なお、本実施の形態においては、モータ電流検出器Ａ，Ｓのシャント抵抗器Ｓの両端の電位差を用いてモータ電流ｉ（ｔ）の瞬時値を算出するため、ＰＷＭのパルスのＯＮ期間が短い場合、つまり、モータ電圧ｖ（ｔ）のゼロクロスポイントに近いタイミングにおいては、モータ電流ｉ（ｔ）の瞬時値を検出することが困難である。したがって、モータ電流ｉ（ｔ）が正弦波であるという仮定の下に、モータ電流ｉ（ｔ）の１周期の間の最大値および最小値ならびに予め記憶されているモータ電流の波形を特定可能なデータを用いて、１周期間のモータ電流ｉ（ｔ）の全瞬時値を推測する方法を用いることが望ましい。この方法では、次のような計算式を用いてモータ電流の実効値Ｉを算出することになる。

まず、マイクロコンピュータ１０００のメモリには、まず、図３８に示すように、モータ電流検出器Ａ，Ｓのシャント抵抗器Ｓの両端の電位差信号を用いて算出されたモータ電流ｉ（ｔ）の１周期分の全瞬時値のデータ列を記憶する。次に、マイクロコンピュータ１０００は、そのデータ列からモータ電流ｉ（ｔ）の瞬時値の最大値Ｉｍａｘおよび最小値Ｉｍｉｎを抽出し、次に示す式（２２）に、最大値Ｉｍａｘおよび最小値Ｉｍｉｎを代入し、モータ電流の実効値Ｉを算出する。

前述のような方法によれば、電圧のゼロクロスポイントに近いタイミングのモータ電流ｉ（ｔ）の瞬時値を正確に検出できない場合にも、モータ電流の実効値Ｉを正確に算出することができる。

モータ電圧とモータ電流との位相差θは、モータ電流ｉ（ｔ）の波形のゼロクロスポイントとモータ電圧ｖ（ｔ）の波形のゼロクロスポイントとの位相差によって検出される。ただし、前述のシャント抵抗器による電流検出の方法においては、位相差θが小さい、つまり、モータ電圧のゼロクロスポイントとモータ電流のゼロクロスポイントとが近い場合、ＰＷＭのパルス幅が小さいためにモータ電流のゼロクロスポイントの検出が困難である。この場合には、一周期におけるモータ電流が最大値となるときの位相およびモータ電流が最小値となるときの位相に基づいて、モータ電流のゼロクロスポイントの位相を推測する方法を用いることが望ましい。

前述のような方法によって算出されたモータ電圧の実効値Ｖ、モータ電流の実効値Ｉおよび位相差θ、ＰＷＭ制御部がＰＷＭ制御指令によって特定される正弦波の角速度ω、ならびに、予めメモリに記憶された巻線抵抗値ＲおよびインダクタンスＬを前述の式（１５）に代入すれば、その時点での可動子の実際のストロークＳＴを算出することができる。

また、本実施の形態のマイクロコンピュータ１０００は、リニアモータ１３の磁気飽和の影響を排除するために、図３５に示すような、メモリに誘起電圧係数αと総磁束数の実効値Φとの関係を特定する相関カーブを示す近似式データまたはデータ列が記憶されたデータテーブル１０５を備えている。なお、前述の相関カーブは、予め実験によって得られたものである。

リニアモータ１３の実際のストロークＳＴの算出時には、まず、前述の式（２１）を用いて、総磁束数の実効値Φを算出する。次に、メモリに記憶されている相関カーブの近似式またはデータ列が記憶されたデータテーブル１０５を用いて、誘起電圧係数αを補正する。その後、補正された誘起電圧係数αの値を用いて、リニアモータ１３の磁気飽和の悪影響が排除されたストロークＳＴを算出する。

また、他の例としてのリニアモータ制御システムは、図３９に示すような構成であってもよい。図３９に示す他の例のリニアモータ制御システムを次に簡単に説明する。図３９に示すリニアモータ制御システムは、図３７に示すリニアモータ制御システムと同様の効果を得ることができるため、互いの異なる点についてのみ説明を行なう。

図３９に示す他の例のリニアモータ制御システムにおいては、モータ電圧検出器Ｗが、直流電源とインバータ回路１００との間に設けられている。モータ電圧検出器Ｗで検出された直流電力の電圧信号は、マイクロコンピュータＣ内のモータ電圧推定部１０６に送信される。モータ電圧推定部１０６は、直流電力の電圧信号とストローク制御部１０２からモータ電圧推定部１０６へ送信される変調率指令値のデータとを用いて、モータ電圧の実効値Ｖを推定する。そして、推定されたモータ電圧に実効値Ｖがモータ電圧推定部１０６からストローク算出部１０４へ送信される。

一方、モータ電流検出器Ｈは、ホール素子を有し、インバータ回路１００とリニアモータ１３との間に設けられている。また、モータ電流検出器Ｈは、ホール素子によって磁束の変化を検知し、その磁束の変化をモータ電流の電流信号としてマイクロコンピュータ１００内のストローク算出部１０４へ送信する。

次に、図４０および図４１を用いて、マイクロコンピュータ１０００が行なうストローク制御処理を説明する。

ストローク制御処理は、原則として、リニアモータ動作の一周期毎に行なわれる。まず、Ｓ１において、１周期分の電圧信号すなわちモータ電圧ｖ（ｔ）[ｔ＝１〜ｎ]の瞬時値の受信が行なわれる。また、同時に、Ｓ２において、１周期分の電流信号すなわちモータ電流ｉ（ｔ）[ｔ＝１〜ｎ]の瞬時値の受信が行なわれる。つまり、Ｓ１およびＳ２において、１周期分の電圧波形および電流波形を特定可能な電圧信号および電流信号が受信される。次に、Ｓ３において、１周期分の電圧信号および電流信号を用いて、モータ電流ｉ（ｔ）とモータ電圧ｖ（ｔ）との間の位相差θを算出する。次に、Ｓ４において、１周期分の電圧信号または電流信号を用いてモータ電圧ｖ（ｔ）またはモータ電流ｉ（ｔ）の角速度ωを算出する。ただし、角速度ωは、予め定められた固定値であって、メモリに記憶されている値であってもよい。

次に、Ｓ５において、モータ電圧の実効値Ｖおよびモータ電流の実効値Ｉを算出する。Ｓ５の処理においては、図４１に示すＳ５２において、ｖ（１），ｖ（２），…，ｖ（ｎ−１），ｖ（ｎ）を順次比較する。次に、Ｓ５３において、ｖ（１），ｖ（２），…，ｖ（ｎ−１），ｖ（ｎ）の最大値ｖ（ｍａｘ）と最小値ｖ（ｍｉｎ）とを決定する。次に、Ｓ５４において、モータ電圧の実効値Ｖ＝｛ｖ（ｍａｘ）−ｖ（ｍｉｎ）｝／２√２を算出する。次に、Ｓ５５において、ｉ（１），ｉ（２），…，ｉ（ｎ−１），ｉ（ｎ）を順次比較する。次に、Ｓ５６において、ｉ（１），ｉ（２），…，ｉ（ｎ−１），ｉ（ｎ−１）の最大値ｉ（ｍａｘ）と最小値ｉ（ｍｉｎ）とを決定する。次に、Ｓ５７において、式（２２）を用いて、モータ電流の実効値Ｉを算出する。

その後、図４１のＳ６の処理が実行される。Ｓ６においては、巻線抵抗値ＲおよびインダクタンスＬの値がメモリから読み出される。次に、Ｓ７において、モータ電圧の実効値Ｖ、モータ電流の実効値Ｉ、位相差θ、巻線抵抗値ＲおよびインダクタンスＬを上述の式（１）に代入し、誘起電圧の実効値Ｅを算出する。

次に、Ｓ８において、式（１０）にモータ電圧の実効値Ｖ、モータ電流の実効値Ｉ、誘起電圧の実効値Ｅ、位相差θ、および巻線抵抗値Ｒを代入し、位相差θ₂を算出する。ま
た、Ｓ９において、誘起電圧の実効値Ｅ、モータ電流の実効値Ｉ、角速度ω、インダクタンスＬ、および位相差θ₂を式（２１）に代入し、総磁束数の実効値Φを算出する。次に、Ｓ１０において、総磁束数の実効値Φと相関カーブを示す近似式データまたはデータテーブル（図３５）を用いて誘起電圧係数（推力係数）αの値が補正される。

次に、Ｓ１１において、誘起電圧係数α、誘起電圧の実効値Ｅ、角速度ωを式（２）に代入し、可動子の実際のストロークＳＴを算出する。その後、一周期毎にＳ１〜Ｓ１１の処理が繰返される。

前述の実施の形態１および２においては、前述の電圧信号および電流信号を用いてピストン１の実際のストロークを算出するが、その算出の方法は、前述の実施の形態１および２において説明された方法に限定されない。つまり、本発明のリニアモータ制御システムにおいては、リニアモータ１３に印加されている電流の値およびリニアモータ１３に流れている電流の値を用いてピストン１の実際のストロークを特定することができる方法であれば、いかなる方法が用いられてもよい。

（実施の形態５）
次に、図４２を用いて、本発明の実施の形態のリニア圧縮機制御システムを説明する。本実施の形態のリニア圧縮機５４０のリニアモータ制御システムとしては、実施の形態１〜４において説明されたリニアモータ制御システムが用いられている。

図４２に示すように、リニア圧縮機５４０は、ケーシング５４１内に設置されたシリンダ５４２と、該シリンダ５４２内で往復動するピストン５４３と、シリンダ５４２の外周部に設置されピストン５４３を駆動するリニアモータ５０１と、ピストン５４３を付勢するピストンスプリング（板バネ）５４６と、シリンダを支持する支持機構部とを備える。

リニアモータ５０１は、シリンダ５４２の外周部に設置されたインナーヨーク５３０と、該インナーヨーク５３０の外側に配置されるアウターヨーク５０４と、インナーヨーク５３０とアウターヨーク５０４との間に配置されたコイル５０８およびカップ状スリーブ５３２と、アウターヨーク５０４を挟持する第１および第２クランプリング５０２および５０３と、第１および第２クランプリング５０２および５０３との間を所定間隔おいて連結するスペーサ（図示せず）と、ピストンスプリング５４６を支持する支持部５１６とを有する。

インナーヨーク５３０は、シリンダ５４２の外周を取り囲むように設けられ、該インナーヨーク５３０を取り囲むように円筒状のカップ状スリーブ５３２が配置されている。カップ状スリーブ５３２は、ピストン５４３と接続され、先端に永久磁石５３１を構成する複数の磁石片を有する。複数の磁石片のそれぞれはインナーヨーク５３０とアウターヨーク５０４との間に配置されている。また、カップ状スリーブ５３２の永久磁石５３１が設けられていない内周面には円筒状の補助リング５００が設けられている。

第１クランプリング５０２は、ピストンスプリング５４６を支持する支持部５１６を有する。該支持部５１６に取付けられた支持部材を介してピストンスプリング５４６が支持部５１６と接続される。

また、リニア圧縮機５４０においては、シリンダ５４２、ピストン５４３、および対向面（５４７）によって圧縮空間５４４が構成されている。シリンダ５４２は、ケーシング５４１内で支持機構部により支持されるが、該支持機構部は、図４２の例では、ケーシング５４１の内部に固定される支持板５４９と、該支持板５４９上に搭載されシリンダ５４２を支持するコイルスプリング５４８とで構成される。

また、シリンダ５４２の一端側にプレート５４７を介してヘッドカバー５４５を固定する。圧縮空間５４４内では、該ヘッドカバー５４５とピストン５４３の頭部とによって冷媒が圧縮される。

次に、上記の構造のリニア圧縮機の動作について説明する。まず、コイル５０８に通電すると、カップ状スリーブ５３２の永久磁石５３１との間に推力が発生し、この推力によりカップ状スリーブ５３２がシリンダ５４２の軸方向に沿って移動する。このときカップ状スリーブ５３２はピストン５４３と接続されているので、カップ状スリーブ５３２とともにピストン５４３も、シリンダ５４２の軸方向に移動する。

冷媒は、図示しない吸入管からケーシング５４１内に導入され、ヘッドカバー５４５およびプレート５４７内の通路を通過して圧縮空間５４４内に入る。この圧縮空間５４４内で、冷媒はピストン５４３により圧縮され、その後、図示しない吐出管を通って外部に吐出される。

本実施の形態のリニア圧縮機５４０に実施の形態１〜４のいずれかのリニアモータ制御システムが用いられれば、ピストン５４３と他の部位との衝突を防止することが可能になる。

なお、今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれていることが意図される。

実施の形態のスターリング冷凍機の構造を示す断面図である。 実施の形態のリニアモータ制御システムの構成を説明するための図である。 実施の形態のマイクロコンピュータの構成図である。 実施の形態のマイクロコンピュータ内のコンパレータを説明するための図である。 ＰＷＭの信号波、搬送波、パルス、および交流波形の関係を示す図である。 リニアモータの電流の位相、電圧の位相、およびピストンの位相の関係を説明するための参考図である。 定常時のリニアモータの等価回路図である。 実施の形態の冷却庫の現在のストローク算出処理を説明するためのフローチャートである。 リニアモータ制御システムの構成を示すブロック図である。 標準キャリア周波数を説明するための図である。 低キャリア周波数を説明するための図である。 実施の形態１のキャリア周波数変更制御を説明するための図である。 実施の形態１のキャリア周波数変更制御における出力電圧の実効値と変調率との関係を示す図である。 実施の形態１のキャリア周波数変更制御の変形例を説明するための図である。 実施の形態１のキャリア周波数変更制御の変形例における出力電圧の実効値と変調率の関係を示す図である。 実施の形態１のキャリア周波数変更制御の変形例における出力電圧の実効値と変調率の関係を示す図である。 実施の形態２のスターリング冷凍機制御システムの概略構成を示すブロック図である。 倍電圧切換スイッチがＯＮの状態を説明するための図である。 倍電圧切換スイッチがＯＦＦの状態を説明するための図である。 倍電圧切換スイッチがＯＮのときのパルス波形および交流電圧波形を説明するための図である。 倍電圧切換スイッチがＯＦＦのときのパルス波形および交流電圧波形を説明するための図である。 実施の形態２の倍電圧切換制御を説明するためのフローチャートである。 実施の形態２の倍電圧切換制御における出力電圧の実効値と変調率との関係を説明するための図である。 実施の形態２の倍電圧切換制御の変形例を説明するためのフローチャートである。 実施の形態２の倍電圧切換制御における出力電圧の実効値と変調率の関係を示すグラフである。 実施の形態２の倍電圧切換制御における出力電圧の実効値と変調率の関係を示すグラフである。 実施の形態３のスターリング冷凍制御システムの概略構成を示すブロック図である。 実施の形態３のキャリア周波数倍電圧切換制御を説明するためのフローチャートである。 実施の形態３のキャリア周波数倍電圧切換制御における出力電圧の実効値と変調率との関係を説明するための図である。 実施の形態３のキャリア周波数倍電圧切換制御の変形例を説明するためのフローチャートである。 実施の形態３のキャリア周波数倍電圧切換制御における出力電圧の実効値と変調率との関係を説明するための図である。 実施の形態３のキャリア周波数倍電圧切換制御における出力電圧の実効値と変調率との関係を示すグラフである。 リニアモータ駆動回路の等価回路構成を示す図である。 モータ電圧、モータ電流、および誘起電圧のそれぞれの瞬時値の一周期の変化を示す図である。 リニアモータに生じる誘起電圧の実効値を求めるためのベクトル図である。 総磁束数と誘起電圧係数との相関関係を示すグラフである。 リニアモータの磁気回路に生じる総磁束数を求めるためのベクトル図である。 実施の形態４のリニアモータ制御システムの構成を示すブロック図である。 モータ電流の最大値および最小値（ピーク値）を用いてモータ電流の実効値を算出する方法を説明するための図である。 実施の形態４の他の例のリニアモータ制御システムの構成を示すブロック図である。 実施の形態４のストローク制御処理を説明するためのフローチャートである。 実施の形態４のストローク制御処理を説明するためのフローチャートである。 実施の形態５のリニアモータ制御システムが用いられたリニア圧縮機制御システムの構造を示す図である。

符号の説明

１ ピストン、１３ リニアモータ、４０ スターリング冷凍機、１０００ マイクロコンピュータ、Ｂ 倍電圧回路。

Claims (9)

1. 可動子を往復運動させるリニアモータと、
   直流電源から供給される直流電力を交流電力へ変換して該交流電力を前記リニアモータへ供給するインバータ回路と、
   前記インバータ回路をＰＷＭ（Pulse Width Modulation）によって制御するマイクロコンピュータと、
   前記リニアモータに印加されている電圧を検出し、前記電圧の値を特定可能な電圧信号を前記マイクロコンピュータへ送信する電圧検出器と、
   前記リニアモータに流れている電流を検出し、前記電流の値を特定可能な電流信号を前記マイクロコンピュータへ送信する電流検出器とを備え、
   前記マイクロコンピュータは、
   前記可動子の目標ストローク指令値を出力するストローク指令値出力部と、
   前記電圧信号および前記電流信号によって特定される電圧の値および電流の値を用いて前記可動子の実際のストロークの値を算出するストローク算出部と、
   前記目標ストローク指令値と前記実際のストロークとの比較結果に基づいて、前記ＰＷＭの変調率の指令値およびキャリア周波数の指令値を出力するストローク制御部と、
   前記ＰＷＭの変調率の指令値および前記ＰＷＭのキャリア周波数の指令値に従って、前記インバータ回路を制御するＰＷＭ制御部と含み、
   前記ストローク制御部は、
   前記リニアモータの動作が開始された後、相対的に低いキャリア周波数の指令値を出力するとともに、予め実験結果から決定された値であって可動子のストロークを算出することができる所定値まで前記変調率を大きくし、その後、
   前記実際のストロークの値が前記ストローク指令値以下の値である場合に、前記変調率を増加させ、一方、前記実際のストロークの値が前記ストローク指令値よりも大きい場合に、前記変調率を減少させ、さらに、
   前記変調率が前記所定値と前記所定値よりも大きな特定値との間の値である場合に、相対的に低いキャリア周波数の指令値を出力し、一方、前記変調率が前記特定値以上である場合に、相対的に高いキャリア周波数の指令値を出力する、リニアモータ制御システム。
2. 前記マイクロコンピュータは、
   前記変調率が特定値以上になった直後に、その時点の変調率を第１所定変調率として記憶するとともに、前記インバータ回路に前記リニアモータへの電力の供給を停止させ、その後、前記相対的に高いキャリア周波数のＰＷＭにおいて前記第１所定変調率まで変調率を大きくしながら前記インバータ回路に前記リニアモータへ電力を供給させ、
   前記変調率が特定値以下になった直後に、その時点の変調率を第２所定変調率として記憶するとともに、前記インバータ回路に前記リニアモータへの電力の供給を停止させ、その後、前記相対的に低いキャリア周波数のＰＷＭにおいて前記第２所定変調率まで変調率を大きくしながら前記インバータ回路に前記リニアモータへ電力を供給させる、請求項１に記載のリニアモータ制御システム。
3. 前記ストローク算出部は、前記変調率が前記所定値に以上になった後に前記実際のストロークの算出を開始する、請求項１に記載のリニアモータ制御システム。
4. 可動子を往復運動させるリニアモータと、
   直流電源から供給される直流電力を交流電力へ変換して該交流電力を前記リニアモータへ供給するインバータ回路と、
   前記インバータ回路をＰＷＭ（Pulse Width Modulation）によって制御するマイクロコンピュータと、
   前記リニアモータに印加されている電圧を検出し、前記電圧の値を特定可能な電圧信号を前記マイクロコンピュータへ送信する電圧検出器と、
   前記リニアモータに流れている電流を検出し、前記電流の値を特定可能な電流信号を前記マイクロコンピュータへ送信する電流検出器と、
   前記直流電力を生成する直流電力生成回路とを備え、
   前記マイクロコンピュータは、
   前記可動子の目標ストローク指令値を出力するストローク指令値出力部と、
   前記電圧信号および前記電流信号によって特定される電圧の値および電流の値を用いて前記可動子の実際のストロークの値を算出するストローク算出部と、
   前記ストローク指令値と前記実際のストロークとの比較結果に基づいて、前記ＰＷＭの変調率の指令値を出力するとともに、前記直流電力制御回路を制御するストローク制御部と、
   前記ＰＷＭの変調率の指令値に従って、前記インバータ回路を制御するＰＷＭ制御部と含み、
   前記ストローク制御部は、
   前記リニアモータの動作が開始された後、相対的に低い直流電圧が前記インバータ回路に印加されるように前記直流電力生成回路を制御するとともに、予め実験結果から決定された値であって可動子のストロークを算出することができる所定値まで前記変調率を大きくし、その後、
   前記実際のストロークの値が前記ストローク指令値以下の値である場合に、前記変調率を増加させ、一方、前記実際のストロークの値が前記ストローク指令値よりも大きい場合に、前記変調率を減少させ、さらに、
   前記変調率が前記所定値と前記所定値よりも大きな特定値との間の値である場合に、前記相対的に低い直流電圧が前記インバータ回路に印加されるように前記直流電力生成回路を制御し、一方、前記変調率が前記特定値以上である場合に、相対的に高い直流電圧が前記インバータ回路に印加されるように前記直流電力生成回路を制御する、リニアモータ制御システム。
5. 前記マイクロコンピュータは、
   前記変調率が特定値以上になった直後に、その時点の変調率を第１所定変調率として記憶するとともに、前記インバータ回路に前記リニアモータへの電力の供給を停止させ、その後、前記相対的に高い直流電圧が前記インバータ回路に印加されるように前記直流電力生成回路を制御しながら前記インバータ回路に前記リニアモータへ電力を供給させ、
   前記変調率が特定値以下になった直後に、その時点の変調率を第２所定変調率として記憶するとともに、前記インバータ回路に前記リニアモータへの電力の供給を停止させ、その後、前記相対的に低い直流電圧が前記インバータ回路に印加されるように前記直流電力生成回路を制御しながら前記インバータ回路から前記リニアモータへ電力を供給させる、請求項１に記載のリニアモータ制御システム。
6. 前記ストローク算出部は、前記変調率が前記所定値に以上になった後に前記実際のストロークの算出を開始する、請求項４に記載のリニアモータ制御システム。
7. 前記直流電力生成回路は、前記直流電圧の値を変更し得る電圧変更回路を含み、
   前記相対的に高い直流電圧は、前記電圧変更回路のオンによって生成され、
   前記相対的に低い直流電圧は、前記電圧回路のオフによって生成される、請求項４に記載のリニアモータ制御システム。
8. 請求項１〜７のいずれかに記載のリニアモータ制御システムがスターリング冷凍機の可動子を制御するために用いられた、スターリング冷凍機制御システム。
9. 請求項１〜７のいずれかに記載のリニアモータ制御システムがリニア圧縮機の可動子を制御するために用いられた、リニア圧縮機制御システム。

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