JP2008005575A - Ｄｃ／ａｃインバータ - Google Patents

Abstract

【課題】入力電圧が高い場合でも共振電流を確保し、高効率及び低ノイズを図るＤＣ／ＡＣインバータ。
【解決手段】直流電源Ｖｄｃ１の両端にスイッチ素子Ｑ１とＱ２とが直列に接続されたスイッチング回路と、Ｑ１の両端に接続されたコンデンサＣ６とトランスＴｂの１次巻線Ｐとの直列回路とを有する第１コンバータと、Ｖｄｃ１の両端にＱ３とＱ４とが直列に接続されたスイッチング回路と、Ｑ４の両端に接続されたＣ５とＴａの１次巻線Ｐとの直列回路とを有する第２コンバータと、Ｔａの２次巻線ＳとＴｂの２次巻線Ｓとの直列回路の両端に接続されたローパスフィルタＬ２，Ｃ０と、第１及び第２コンバータ毎に一方のスイッチ素子と他方のスイッチ素子とを交互にオン／オフさせて第１及び第２コンバータ間の位相を調整して出力電圧を調整する制御回路１０と、Ｔａの３次巻線ＴｈとＴｂの３次巻線Ｔｈとの直列回路の両端に接続されるリアクトルＬｆとを有する。
【選択図】図１

Description

本発明は、直流電圧を高周波の交流電圧に変換し、この交流電圧により冷陰極管（ＣＣＦＬ）、外部電極蛍光灯、蛍光灯等の放電灯を点灯するＤＣ／ＡＣインバータに関する。

従来、液晶テレビのバックライト用のＣＣＦＬを点灯するＤＣ／ＡＣインバータは、一般的には、スイッチング電源の直流出力又は商用電源を整流した直流電源に接続され、スイッチ素子を用いたインバータを介して１灯以上のＣＣＦＬに交流電圧を出力している。特に、商用電源を整流した直流電源を用いた場合には、その直流電圧が高いため、スイッチ素子のスイッチング損失が増大する。このため、図７に示すような従来のＤＣ／ＡＣインバータが用いられていた（特許文献１）。

図７に示すＤＣ／ＡＣインバータは、位相シフト型ブリッジインバータで構成され、４個のスイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４をブリッジ接続し、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２及びスイッチ素子Ｑ３，Ｑ４の各アームを同じデューティで交互にオン／オフさせ、アーム間の位相を調整することにより出力電圧を調整し、共振動作を行わせることによりスイッチング損失を低減している。

図７に示すＤＣ／ＡＣインバータの詳細を説明する。直流電源Ｖｄｃ１の両端には、ＭＯＳＦＥＴからなるスイッチ素子Ｑ１とＭＯＳＦＥＴからなるスイッチ素子Ｑ２との直列回路と、ＭＯＳＦＥＴからなるスイッチ素子Ｑ３とＭＯＳＦＥＴからなるスイッチ素子Ｑ４との直列回路とのそれぞれが並列に接続されている。

スイッチ素子Ｑ１のドレイン及びスイッチ素子Ｑ３のドレインが直流電源Ｖｄｃ１の正極に接続され、スイッチ素子Ｑ２のソース及びスイッチ素子Ｑ４のソースが直流電源Ｖｄｃ１の負極に接続されている。

スイッチ素子Ｑ１のソースとスイッチ素子Ｑ２のドレインとの接続点Ａ１と、スイッチ素子Ｑ３のソースとスイッチ素子Ｑ４のドレインとの接続点Ａ２との間には、コンデンサＣ５とトランスＴの１次巻線Ｐ（巻数ｎｐ）との直列回路が接続されている。

スイッチ素子Ｑ１のドレイン−ソース間には、ダイオードＤ１及び電圧共振用のコンデンサＣ１が並列に接続され、スイッチ素子Ｑ２のドレイン−ソース間には、ダイオードＤ２及び電圧共振用のコンデンサＣ２が並列に接続されている。スイッチ素子Ｑ３のドレイン−ソース間には、ダイオードＤ３及び電圧共振用のコンデンサＣ３が並列に接続され、スイッチ素子Ｑ４のドレイン−ソース間には、ダイオードＤ４及び電圧共振用のコンデンサＣ４が並列に接続されている。

トランスＴの２次巻線Ｓ（巻数ｎｓ）の両端には、リアクトルＬ２とコンデンサＣ０との直列回路が接続され、コンデンサＣ０の両端には、ＣＣＦＬ１４とこのＣＣＦＬ１４に流れる電流を検出する電流検出回路１２との直列回路が接続されている。

制御回路１０ａは、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２を、共にオフする期間としてのデットタイムを挟んで同じデューティで交互にオン／オフさせ、スイッチ素子Ｑ３，Ｑ４を、共にオフする期間としてのデットタイムを挟んで同じデューティで交互にオン／オフさせる。また、電流検出回路１２で検出された電流に基づいて、接続点Ａ１の電圧位相に対して接続点Ａ２の電圧位相をシフトさせることにより、トランスＴの１次巻線Ｐに印加される電圧を制御して出力電圧Ｖ０（コンデンサＣ０の両端電圧）を調整する。

次にこのように構成された従来のＤＣ／ＡＣインバータの動作を図８及び図９に示すタイミングチャートを参照しながら詳細に説明する。図８は従来のＤＣ／ＡＣインバータの入力電圧が低い場合の各部の信号のタイミングチャートである。図９は従来のＤＣ／ＡＣインバータの入力電圧が高い場合の各部の信号のタイミングチャートである。

図８及び図９において、Ｑ１ｖはスイッチ素子Ｑ１のドレイン−ソース間電圧、Ｑ１ｉはスイッチ素子Ｑ１のドレイン電流、Ｑ３ｖはスイッチ素子Ｑ３のドレイン−ソース間電圧、Ｑ３ｉはスイッチ素子Ｑ３のドレイン電流、ＴｎｐｉはトランスＴの１次巻線Ｐの電流、Ｖｏは出力電圧である。

まず、時刻ｔ１０において、スイッチ素子Ｑ４がオン状態、スイッチ素子Ｑ２，Ｑ３がオフ状態で、スイッチ素子Ｑ１がオンすると、トランスＴの１次巻線Ｐに正電圧が印加され、Ｖｄｃ１→Ｑ１→Ｐ→Ｃ５→Ｑ４→Ｖｄｃ１の経路で共振電流が流れる。この共振電流（電流Ｔｎｐｉ）は正方向に正弦波状に流れる。トランスＴの２次巻線Ｓには電圧が発生し、リアクトルＬ２とコンデンサＣ０とにより高周波成分が除去され、コンデンサＣ０の両端に正弦波状の高電圧が発生する。この高電圧によりＣＣＦＬ１４が点灯する。

次に、時刻ｔ１１において、スイッチ素子Ｑ１がオン状態、スイッチ素子Ｑ２，Ｑ３がオフ状態で、スイッチ素子Ｑ４がオフすると、トランスＴの励磁インダクタンスに蓄えられたエネルギーにより電流Ｔｎｐｉが流れ続け、コンデンサＣ３が放電され、コンデンサＣ４が充電される。コンデンサＣ３の放電が終了すると、ダイオードＤ３が導通し、Ｐ→Ｃ５→Ｄ３→Ｑ１→Ｐの経路で電流Ｔｎｐｉが流れる。このとき、スイッチ素子Ｑ３がオンすると、スイッチ素子Ｑ３はゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）動作する。

次に、時刻ｔ１２において、スイッチ素子Ｑ３がオン状態、スイッチ素子Ｑ２，Ｑ４がオフ状態で、スイッチ素子Ｑ１がオフすると、電流ＴｎｐｉによりコンデンサＣ１が充電され、コンデンサＣ２が放電される。コンデンサＣ２の放電が終了すると、ダイオードＤ２が導通し、Ｐ→Ｃ５→Ｑ３（Ｄ３）→Ｖｄｃ１→Ｄ２→Ｐの経路で電流Ｔｎｐｉが流れる。このとき、スイッチ素子Ｑ２がオンすると、スイッチ素子Ｑ２はＺＶＳ動作する。また、トランスＴの１次巻線Ｐに負電圧が印加され、Ｖｄｃ１→Ｑ３→Ｃ５→Ｐ→Ｑ２→Ｖｄｃ１の経路で共振電流が流れる。この共振電流（電流Ｔｎｐｉ）は負方向に正弦波状に流れる。

次に、時刻ｔ１３において、スイッチ素子Ｑ２がオン状態、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ４がオフ状態で、スイッチ素子Ｑ３がオフすると、トランスＴの励磁インダクタンスに蓄えられたエネルギーにより電流Ｔｎｐｉが流れ続け、コンデンサＣ４は放電され、コンデンサＣ３は充電される。コンデンサＣ４の放電が終了すると、ダイオードＤ４が導通し、Ｐ→Ｑ２→Ｄ４→Ｃ５→Ｐの経路で電流Ｔｎｐｉが流れる。このとき、スイッチ素子Ｑ４がオンすると、スイッチ素子Ｑ４はＺＶＳ動作する。

次に、時刻ｔ１４において、スイッチ素子Ｑ４がオン状態、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ３がオフ状態で、スイッチ素子Ｑ２がオフすると、電流ＴｎｐｉによりコンデンサＣ２が充電され、コンデンサＣ１が放電される。コンデンサＣ１の放電が終了すると、ダイオードＤ１が導通し、Ｐ→Ｄ１→Ｖｄｃ１→Ｑ４（Ｄ４）→Ｃ５→Ｐの経路で電流Ｔｎｐｉが流れる。このとき、スイッチ素子Ｑ１がオンすると、スイッチ素子Ｑ１はＺＶＳ動作する。スイッチ素子Ｑ１がオンすることにより、時刻ｔ１０以降の動作が繰り返される。
特開２００３−２５９６４３号公報

しかしながら、図９のタイミングチャートに示すように、入力電圧（直流電源Ｖｄｃ１の電圧）が変動して高くなった場合には、時刻ｔ１０〜時刻ｔ１１（時刻ｔ１２〜時刻ｔ１３）の期間が短くなり、時刻ｔ１１〜時刻ｔ１２（時刻ｔ１３〜時刻ｔ１４）の期間が長くなる。このため、スイッチ素子の電圧に対して、出力電流の位相が進み、例えば、時刻ｔ１４（ｔ１０）において、電流Ｔｎｐｉが略ゼロとなる。その結果、スイッチ素子Ｑ１のゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）動作が行えないため、スイッチング損失が増加する。スイッチ素子Ｑ１のオン時に、電流Ｑ１ｉにスパイク電流が流れていることがわかる。

即ち、トランスＴの２次側に電力を供給しない期間（時刻ｔ１３〜ｔ１４）では、スイッチ素子Ｑ２，Ｑ４がオンすることによりトランスＴの１次側が短絡されるため、この期間には、トランスＴの１次巻線Ｐに電圧が印加されず、トランスＴの励磁インダクタンスの励磁電流が増加しないため、共振電流を確保できない。同様に、期間（時刻ｔ１１〜ｔ１２）においても、トランスＴの１次側が短絡される。

本発明の課題は、入力電圧が高い場合でも共振電流を確保して、高効率及び低ノイズを図ることができるＤＣ／ＡＣインバータを提供することにある。

前記課題を解決するために本発明は以下の手段を採用した。請求項１の発明は、直流電源の両端に第１スイッチ素子と第２スイッチ素子とが直列に接続された第１スイッチング回路と、前記第１又は第２スイッチ素子の両端に第１コンデンサと第１トランスの１次巻線とが直列に接続された第１直列回路とを有する第１コンバータと、前記直流電源の両端に第３スイッチ素子と第４スイッチ素子とが直列に接続された第２スイッチング回路と、前記第３又は第４スイッチ素子の両端に第２コンデンサと第２トランスの１次巻線とが直列に接続された第２直列回路とを有する第２コンバータと、前記第１トランスの２次巻線と前記第２トランスの２次巻線との直列回路の両端に接続されたローパスフィルタと、前記第１及び第２コンバータ毎に一方のスイッチ素子と他方のスイッチ素子とを交互にオン／オフさせて前記第１及び第２コンバータ間の位相を調整することにより前記ローパスフィルタの出力端子に接続された負荷への出力電圧を調整する制御回路と、前記第１トランスの３次巻線と前記第２トランスの３次巻線とが直列に接続された直列回路の両端に接続される第１リアクトルとを有することを特徴とする。

請求項２の発明は、請求項１記載のＤＣ／ＡＣコンバータにおいて、前記第１、第２、第３及び第４スイッチ素子の両端には、電圧共振用コンデンサ及びダイオードが接続され、前記第１リアクトルの電流及び前記第１及び第２トランスの励磁インダクタンスの電流により出力電流の位相を遅らせることにより、前記第１、第２、第３及び第４スイッチ素子をゼロ電圧スイッチング動作させることを特徴とする。

請求項３の発明は、請求項１又は請求項２記載のＤＣ／ＡＣインバータにおいて、閉磁路が形成された第１脚乃至第３脚からなるコアを有し、前記コアの第１脚には前記第１トランスの１次巻線及び２次巻線が巻回され、前記コアの第２脚には前記第２トランスの１次巻線及び２次巻線が巻回され、前記コアの第３脚に空隙が形成されていることを特徴とする。

請求項４の発明は、請求項１乃至請求項３のいずれか１項記載のＤＣ／ＡＣインバータにおいて、前記ローパスフィルタは、リアクトルとコンデンサとを有し、前記リアクトルは、前記第１及び第２トランスの１次巻線及び２次巻線間のリーケージインダクタンスからなり、前記ローパスフィルタは、前記リーケージインダクタンスと前記コンデンサとにより、前記出力電圧を正弦波状にしたことを特徴とする。

請求項５の発明は、請求項１乃至請求項４のいずれか１項記載のＤＣ／ＡＣインバータにおいて、前記負荷は、複数個の冷陰極管と、前記複数個の冷陰極管に直列に接続され且つ前記複数個の冷陰極管の電流をバランスさせるバランサ回路とを有することを特徴とする。

本発明によれば、第１トランスの２次巻線と第２トランスの２次巻線とを直列に接続し、制御回路が、第１及び第２コンバータ毎に一方のスイッチ素子と他方のスイッチ素子とを交互にオン／オフさせて第１及び第２コンバータ間の位相を調整することにより出力電圧を調整するようにしたので、各トランスの２次巻線から出力に電力を供給しない期間でも第１及び第２コンバータのトランスの１次巻線に電圧が印加される。このため、各トランスの１次巻線に遅れ電流が流れる。即ち、各トランスの３次巻線と第１リアクトルとにより、入力電圧が上昇し、スイッチ素子の電圧に対して、出力電流の位相が進んだ場合でも第１リアクトルの遅れ電流により、各トランスの１次巻線に遅れ電流が流れ、スイッチ素子のオフ時の共振電流を確保することができる。

このため、スイッチ素子のゼロ電圧スイッチング動作が行え、スイッチ素子に流れる電流からスパイク電流成分が発生しなくなるので、スイッチング損失を低減し、効率を向上できると共にノイズを低減できる。

また、トランスとリアクトルを一体化することにより、部品点数を低減し、さらに小型化を図ることができる。

以下、本発明のＤＣ／ＡＣインバータの実施の形態を図面を参照しながら詳細に説明する。

実施例１のＤＣ／ＡＣインバータは、ハーフブリッジ型のコンバータを２組構成し、出力巻線であるトランスの２次巻線を直列に接続して、これらのコンバータ間の位相を調整することにより、交流電力を調整する。また、各トランスの３次巻線とリアクトルを閉ループ状に接続し、各トランスの２次巻線から出力に電力を供給していない期間のみリアクトルに電圧を印加することにより、入力電圧が高いときほどリアクトルの電流が増し、入力電圧が高い時の位相シフトが大きい場合でも共振電流を確保し、スイッチ素子をＺＶＳ動作させる。これにより、入力電圧が高い場合でも高効率及び低ノイズを図ることができる。また、トランスとリアクトルを一体化することにより、１個のトランスとし、さらに小型化を図ることができる。

図１は本発明の実施例１のＤＣ／ＡＣインバータの回路構成図である。図１に示すＤＣ／ＡＣインバータにおいて、直流電源Ｖｄｃ１の両端には、ＭＯＳＦＥＴからなるスイッチ素子Ｑ１とＭＯＳＦＥＴからなるスイッチ素子Ｑ２との直列回路（本発明の第１スイッチング回路に対応）と、ＭＯＳＦＥＴからなるスイッチ素子Ｑ３とＭＯＳＦＥＴからなるスイッチ素子Ｑ４との直列回路（本発明の第２スイッチング回路に対応）とのそれぞれが並列に接続されている。

スイッチ素子Ｑ１のドレイン−ソース間には、コンデンサＣ６とリアクトルＬ６とトランスＴｂの１次巻線Ｐ（巻数ｎｐ）との直列回路が接続されている。スイッチ素子Ｑ４のドレイン−ソース間には、コンデンサＣ５とリアクトルＬ５とトランスＴａの１次巻線Ｐ（巻数ｎｐ）との直列回路が接続されている。スイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ２及びコンデンサＣ６とリアクトルＬ６とトランスＴｂとにより、１つのハーフブリッジコンバータ（本発明の第１コンバータに対応）を形成し、スイッチ素子Ｑ３とスイッチ素子Ｑ４及びコンデンサＣ５とリアクトルＬ５とトランスＴａとにより、１つのハーフブリッジコンバータ（本発明の第２コンバータに対応）を形成している。各々のハーフブリッジコンバータは、直流電源Ｖｄｃ１から電力を受け、各ハーフブリッジコンバータ内のスイッチ素子が同一周波数で交互にオン／オフする。

スイッチ素子Ｑ１のドレイン及びスイッチ素子Ｑ３のドレインが直流電源Ｖｄｃ１の正極に接続され、スイッチ素子Ｑ２のソース及びスイッチ素子Ｑ４のソースが直流電源Ｖｄｃ１の負極に接続されている。

スイッチ素子Ｑ１のドレイン−ソース間には、ダイオードＤ１及び電圧共振用のコンデンサＣ１が並列に接続され、スイッチ素子Ｑ２のドレイン−ソース間には、ダイオードＤ２及び電圧共振用のコンデンサＣ２が並列に接続され、スイッチ素子Ｑ３のドレイン−ソース間には、ダイオードＤ３及び電圧共振用のコンデンサＣ３が並列に接続され、スイッチ素子Ｑ４のドレイン−ソース間には、ダイオードＤ４及び電圧共振用のコンデンサＣ４が並列に接続されている。

なお、コンデンサＣ１〜Ｃ４は、スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４のドレイン−ソース間の内部容量であっても良く、ダイオードＤ１〜Ｄ４は、スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４のドレイン−ソース間の内部ダイオードであっても良い。トランスＴａ，Ｔｂの巻線の巻き始めは、ドット（●）で示している。

トランスＴａの２次巻線Ｓ（巻数ｎｓ）とトランスＴｂの２次巻線Ｓ（巻数ｎｓ）とは直列に接続され、この直列回路の両端には、リアクトルＬ２（本発明の第２リアクトルに対応）とコンデンサＣ０との直列回路（本発明のローパスフィルタに対応）が接続されている。コンデンサＣ０の両端には、ＣＣＦＬ１４とこのＣＣＦＬ１４に流れる電流を検出する電流検出回路１２との直列回路が接続されている。

また、各トランスＴａ，Ｔｂにはそれぞれ３次巻線Ｔｈ（巻数ｎｆ）が設けられている。一方の３次巻線Ｔｈと他方の３次巻線ＴｈとリアクトルＬｆ（本発明の第１リアクトルに対応）とが閉ループ状に接続されている。一方の２次巻線Ｓのドット（●）無し側と他方の２次巻線Ｓのドット（●）有り側とが接続され、且つ一方の３次巻線Ｔｈのドット（●）有り側と他方の３次巻線Ｔｈのドット（●）有り側とが接続されている。従って、直列に接続された２つの２次巻線Ｓの両端に出力が発生しない期間に、直列に接続された２つの３次巻線Ｔｈの両端には、出力が発生するようになっている。

制御回路１０は、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２を、共にオフする期間としてのデットタイムを挟んで同じデューティで交互にオン／オフさせ、スイッチ素子Ｑ３，Ｑ４を、共にオフする期間としてのデットタイムを挟んで同じデューティで交互にオン／オフさせる。また、電流検出回路１２で検出された電流に基づいて、接続点Ｂ１の電圧位相に対して接続点Ｂ２の電圧位相をシフトさせることにより、トランスＴａの２次巻線ＳとトランスＴｂの２次巻線Ｓとの直列回路の両端に発生する電圧を制御して出力電圧Ｖ０（コンデンサＣ０の両端電圧）を調整する。

次にこのように構成された実施例１のＤＣ／ＡＣインバータの動作を図２及び図３に示すタイミングチャートを参照しながら詳細に説明する。図２は本発明の実施例１のＤＣ／ＡＣインバータの入力電圧が低い場合の各部の信号のタイミングチャートである。図３は本発明の実施例１のＤＣ／ＡＣインバータの入力電圧が高い場合の各部の信号のタイミングチャートである。

図２及び図３において、Ｑ１ｖはスイッチ素子Ｑ１のドレイン−ソース間電圧、Ｑ１ｉはスイッチ素子Ｑ１のドレイン電流、Ｑ３ｖはスイッチ素子Ｑ３のドレイン−ソース間電圧、Ｑ３ｉはスイッチ素子Ｑ３のドレイン電流、ＬｆｉはリアクトルＬｆの電流、Ｖｏは出力電圧である。

まず、時刻ｔ０において、スイッチ素子Ｑ３がオン状態、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ４がオフ状態で、スイッチ素子Ｑ２がオンすると、トランスＴｂの１次巻線Ｐに正電圧が印加され、Ｖｄｃ１→Ｃ６→Ｌ６→Ｐ→Ｑ２→Ｖｄｃ１の経路で共振電流が流れる。トランスＴｂの２次巻線Ｓ及び３次巻線Ｔｈにはドット（●）方向に正電圧が発生する。同様に、トランスＴａの１次巻線Ｐに正電圧が印加され、Ｖｄｃ１→Ｑ３→Ｃ５→Ｌ５→Ｐ→Ｖｄｃ１の経路で共振電流が流れる。トランスＴａの２次巻線Ｓ及び３次巻線Ｔｈにはドット（●）方向に正電圧が発生する。従って、トランスＴａの２次巻線ＳとトランスＴｂの２次巻線Ｓとは直列接続されているので、その直列回路の両端には、トランスＴａ，Ｔｂの２次巻線Ｓの巻数が等しいとすると、トランスＴａ，Ｔｂの２次巻線Ｓに発生した電圧の略２倍の正電圧が発生し、リアクトルＬ２とコンデンサＣ０とにより高周波成分が除去され、コンデンサＣ０の両端には、正弦波状の高電圧が発生する。この高電圧によりＣＣＦＬ１４が点灯する。

また、トランスＴａの３次巻線ＴｈとトランスＴｂの３次巻線Ｔｈとは直列接続されているので、その直列回路の両端には、トランスＴａ，Ｔｂの３次巻線Ｔｈの巻数が等しいとすると、ゼロ電圧が発生する。従って、リアクトルＬｆには電圧が印加されない。

次に、時刻ｔ０から期間Ｔ１が経過した後の時刻ｔ１において、スイッチ素子Ｑ２がオン状態、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ４がオフ状態で、スイッチ素子Ｑ３がオフすると、トランスＴａの励磁インダクタンスに蓄えられたエネルギーにより１次巻線Ｐに電流が流れ、コンデンサＣ４が放電され、コンデンサＣ３が充電される。コンデンサＣ４の放電が終了すると、ダイオードＤ４が導通し、Ｐ→Ｄ４→Ｃ５→Ｌ５→Ｐの経路で電流が流れる。このとき、スイッチ素子Ｑ４がオンすると、スイッチ素子Ｑ４はＺＶＳ動作する。また、トランスＴａの１次巻線Ｐに負電圧が印加され、トランスＴａの２次巻線Ｓ及び３次巻線Ｔｈにはドット（●）方向に負電圧が発生する。従って、トランスＴａの２次巻線ＳとトランスＴｂの２次巻線Ｓとの直列回路の両端には、ゼロ電圧が発生する。

また、トランスＴａの３次巻線ＴｈとトランスＴｂの３次巻線Ｔｈとの直列回路の両端には、トランスＴａ，Ｔｂの３次巻線Ｔｈに発生した電圧の略２倍の電圧が発生する。この電圧がリアクトルＬｆに印加され、電流が直線的に流れる。

次に、時刻ｔ１から期間Ｔ２が経過した後の時刻ｔ２において、スイッチ素子Ｑ４がオン状態、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ３がオフ状態で、スイッチ素子Ｑ２がオフすると、リアクトルＬｆに蓄えられたエネルギーにより１次巻線Ｐに電流が流れ、コンデンサＣ１が放電され、コンデンサＣ２が充電される。即ち、リアクトルＬｆに電圧が印加されることで、トランスＴｂの励磁インダクタンスに蓄えられるエネルギーが増したとも考えられる。

コンデンサＣ１の放電が終了すると、ダイオードＤ１が導通し、Ｐ→Ｄ１→Ｃ６→Ｌ６→Ｐの経路で電流が流れる。このとき、スイッチ素子Ｑ１がオンすると、スイッチ素子Ｑ１はＺＶＳ動作する。また、トランスＴｂの１次巻線Ｐに負電圧が印加され、トランスＴｂの２次巻線Ｓ及び３次巻線Ｔｈにはドット（●）方向に負電圧が発生する。従って、トランスＴａの２次巻線ＳとトランスＴｂの２次巻線Ｓとの直列回路の両端には、略２倍の負電圧が発生する。

また、トランスＴａの３次巻線ＴｈとトランスＴｂの３次巻線Ｔｈとの直列回路の両端には、ゼロ電圧が発生する。従って、リアクトルＬｆには電圧が印加されない。

次に、時刻ｔ２から期間Ｔ３が経過した後の時刻ｔ３において、スイッチ素子Ｑ１がオン状態、スイッチ素子Ｑ２，Ｑ３がオフ状態で、スイッチ素子Ｑ４がオフすると、トランスＴａの励磁インダクタンスに蓄えられたエネルギーにより１次巻線Ｐに電流が流れ、コンデンサＣ３が放電され、コンデンサＣ４が充電される。コンデンサＣ３の放電が終了すると、ダイオードＤ３が導通し、Ｐ→Ｌ５→Ｃ５→Ｄ３→Ｖｄｃ１→Ｐの経路で電流が流れる。このとき、スイッチ素子Ｑ３がオンすると、スイッチ素子Ｑ３はＺＶＳ動作する。また、トランスＴａの１次巻線Ｐに正電圧が印加され、トランスＴａの２次巻線Ｓ及び３次巻線Ｔｈにはドット（●）方向に正電圧が発生する。従って、トランスＴａの２次巻線ＳとトランスＴｂの２次巻線Ｓとの直列回路の両端には、ゼロ電圧が発生する。

また、トランスＴａの３次巻線ＴｈとトランスＴｂの３次巻線Ｔｈとの直列回路の両端には、略２倍の電圧が発生する。この電圧がリアクトルＬｆに印加され、電流が直線的に流れる。

次に、時刻ｔ３から期間Ｔ４が経過した後の時刻ｔ４において、スイッチ素子Ｑ３がオン状態、スイッチ素子Ｑ２，Ｑ４がオフ状態で、スイッチ素子Ｑ１がオフすると、リアクトルＬｆに蓄えられたエネルギーにより１次巻線Ｐに電流が流れ、コンデンサＣ２が放電され、コンデンサＣ１が充電される。コンデンサＣ２の放電が終了すると、ダイオードＤ２が導通し、Ｐ→Ｌ６→Ｃ６→Ｖｄｃ１→Ｄ２→Ｐの経路で電流が流れる。このとき、スイッチ素子Ｑ２がオンすると、スイッチ素子Ｑ２はＺＶＳ動作する。スイッチ素子Ｑ２がオンすることにより、時刻ｔ０以降の動作が繰り返される。

出力電圧Ｖｏは、期間Ｔ１，Ｔ３においては、トランスＴａ（又はＴｂ）の２次出力の２倍、期間Ｔ２，Ｔ４においては、零となる交流電圧を発生する。

ここで、制御回路１０がスイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４のオン／オフのタイミング制御を行うことにより、両方のコンバータ間の位相を調整すれば、期間Ｔ１，Ｔ３と期間Ｔ２，Ｔ４との時間比が調整され、出力電圧Ｖｏを調整することができる。図２は入力電圧が低い場合を示し、期間Ｔ１，Ｔ３が長く、期間Ｔ２，Ｔ４が短くなっている。図３は、入力電圧が高い場合を示し、期間Ｔ１，Ｔ３が短く、期間Ｔ２．Ｔ４が長くなることにより、出力電圧Ｖｏが調整されていることがわかる。

入力電圧が高い場合、従来の方式の場合、図９に示すように、時刻ｔ１４（ｔ１０）における出力電流の位相が進み、略零となっている。従って、トランスＴの１次巻線Ｐの電流Ｔｎｐｉもこのとき零であり、スイッチ素子Ｑ２がオフしても電流が流れずコンデンサＣ１，コンデンサＣ２の電圧は変化しない。このため、スイッチ素子Ｑ１のＺＶＳ動作は行えず、図８に示すようにハードスイッチとなり、スパイク電流を発生させる。これにより、スイッチング損失が増大すると共にノイズも増加する。

これに対して、実施例１では、各２次巻線Ｓの電圧の和がゼロとなる期間Ｔ２，Ｔ４に、リアクトルＬｆに電流Ｌｆｉが流れる。また、入力電圧が高い場合、位相制御され、期間Ｔ２，Ｔ４が長くなるため、リアクトルＬｆの電流Ｌｆｉはより増加する。

入力電圧が高い場合には、各スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４のコンデンサＣ１〜Ｃ４の電荷を充電（放電）するエネルギーは、多く必要であるため、リアクトルＬｆの電流が大きい必要がある。

実施例１によれば、入力電圧が低い場合には、リアクトルＬｆの電流Ｌｆｉは低く、入力電圧が高い場合にはリアクトルＬｆの電流Ｌｆｉは高くなるため、リアクトルＬｆの電流Ｌｆｉは入力電圧に対して最適化できる。このため、入力電圧が上昇し、スイッチ素子の電圧に対して、出力電流の位相が進んだ場合でもリアクトルＬｆの遅れ電流により、スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４の共振電流を最適化できる。

図３に示すように、入力電圧が高い場合でも、時刻ｔ２，ｔ４において電流が流れて、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のＺＶＳ動作が行える。従って、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２に流れる電流からスパイク電流成分が発生しなくなるので、スイッチング損失を低減し、効率を向上できると共にノイズを低減できる。

なお、上記実施例では、コンデンサＣ６とリアクトルＬ６とトランスＴｂの１次巻線Ｐとの直列回路がスイッチ素子Ｑ１に並列に接続される構成を示したが、この直列回路はスイッチ素子Ｑ２に並列に接続される構成であってもよい。また、コンデンサＣ５とリアクトルＬ５とトランスＴａの１次巻線Ｐとの直列回路がスイッチ素子Ｑ４に並列に接続される構成を示したが、この直列回路はスイッチ素子Ｑ３に並列に接続される構成であってもよい。

（トランスとリアクトルとを一体化した磁気回路の例）
図４は実施例１のＤＣ／ＡＣインバータのトランスとリアクトルとを一体化した磁気回路を示す図である。図４では、トランスとリアクトルとを一体化する手法を示している。

実施例１の／ＡＣインバータにおけるトランスＴａは、図４（ａ）に示すように、閉磁路が形成された磁性材料からなるコアの第１脚２１ａに１次巻線Ｐと２次巻線Ｓとを疎結合させて巻回し、コアの第２脚２１ｂに３次巻線Ｔｈを１次巻線Ｐと密結合させて巻回している。トランスＴｂは、閉磁路が形成されたコアの第１脚２２ｂに１次巻線Ｐと２次巻線Ｓとを疎結合させて巻回し、コアの第２脚２２ａに３次巻線Ｔｈを１次巻線Ｐと密結合させて巻回している。

リアクトルＬｆは、ギャップ（空隙）が形成されたコアの第１脚２３ａに巻線Ｗを巻回して構成されている。コアの第２脚２３ｂにギャップ２４が形成されている。

このトランスＴａとトランスＴｂとリアクトルＬｆとは、図４（ｂ）に示すように、接続されている。これにより、図４（ａ）に示すトランスＴａとトランスＴｂとリアクトルＬｆのコアを一体化して図４（ｃ）としても動作は変化しない。

図４（ｃ）に示す磁気回路は、閉磁路が形成されたコア３０の第１脚３０ａにトランスＴａの１次巻線Ｐ及び２次巻線Ｓを巻回し、第２脚３０ｂにトランスＴａの３次巻線Ｔｈを巻回し、第３脚３０ｃに巻線Ｗを巻回し、第４脚３０ｄにトランスＴｂの１次巻線Ｐ及び２次巻線Ｓを巻回し、第５脚３０ｅにトランスＴｂの３次巻線Ｔｈを巻回し、第６脚３０ｆにはギャップ３４が形成されている。トランスＴａの３次巻線Ｔｈを貫く磁束は、Φ１であり、リアクトルＬｆの巻線Ｗを貫く磁束は、Φ２であり、トランスＴｂの３次巻線Ｔｈを貫く磁束は、Φ３である。

ここで、トランスＴａの３次巻線ＴｈとトランスＴｂの３次巻線ＴｈとリアクトルＬｆとは、リング状（閉ループ状）に接続されているため、トランスＴａの３次巻線Ｔｈの電圧をＶ１とし、リアクトルＬｆの巻線Ｗの電圧をＶ２とし、トランスＴｂの３次巻線Ｔｈの電圧をＶ３とすると、各巻線Ｔｈ，Ｗ，Ｔｈに発生する電圧の総和は、Ｖ１＋Ｖ２＋Ｖ３＝０である。

各巻線Ｔｈ，Ｗ，Ｔｈの巻数が互いに等しく、その巻数をＮとした場合に、巻線が巻回されるコアの磁束Φは、ｄΦ／ｄｔ＝Ｖであるため、各巻線の電圧の総和が零であるので、コアの磁束変化の総和も零となる。従って、図４（ａ）に示す磁気回路から図４（ｃ）に示す磁気回路に置き換えても、磁束の総和は、Φ１＋Φ２＋Φ３＝０であるため、動作に影響しない。

また、Φ１＋Φ２＋Φ３＝０であるため、磁束Φ１が通る脚３０ｂ、磁束Φ２が通る脚３０ｃ、磁束Φ３が通る脚３０ｅの３つの脚を全て取り去って、図４（ｄ）に示すような磁気回路としても動作に影響しない。図４（ｄ）に示す磁気回路は、閉磁路が形成されたコア４０の第１脚４０ａにトランスＴａの１次巻線Ｐ及び２次巻線Ｓを巻回し、第２脚４０ｂにトランスＴｂの１次巻線Ｐ及び２次巻線Ｓを巻回し、第３脚４０ｃにギャップ４４が形成されている。即ち、磁気回路を小型化することができる。

このように、３脚からなるコアを用いることにより、２個のトランスとリアクトルを簡単化して、回路構成を簡単化できる。

図５は本発明の実施例１のＤＣ／ＡＣインバータにおけるトランスの一例である。図５に示すトランスは、図４（ｄ）に示すトランスをより詳細に示したものであり、日の字型のコア２０を有し、コア２０の中央脚であるコア部２０ａには、ギャップ２１が形成されている。

コア２０の側脚２０ｂ及び側脚２０ｃの各々には、１次巻線Ｐと２次巻線Ｓとが近接して巻回されている。２次巻線Ｓは、巻線Ｓａと巻線Ｓｂと巻線Ｓｃと巻線Ｓｄに分割されている。これにより、１次巻線Ｐ及び２次巻線Ｓ間にリーケージインダクタンスを持たせ、このリーケージインダクタンスをリアクトルＬ２として用いている。

また、ギャップ２１を挿入することにより励磁インダクタンスを適正値としている。また、ＣＣＦＬ１４を駆動する場合には、１ＫＶ以上の高電圧が必要であるため、２次巻線Ｓを巻線Ｓａと巻線Ｓｂと巻線Ｓｃと巻線Ｓｄに分割することにより、ストレーキャパシタを減少させると共に、耐電圧を向上させている。

図６は本発明の実施例１のＤＣ／ＡＣインバータにおけるバランサ回路を用いたＣＣＦＬ駆動部である。図６では、大型の液晶テレビのバックライト用であって、複数個のＣＣＦＬ１４−１〜１４−ｎを用いて構成したものである。この場合、コンデンサＣ０の両端に、並列に接続された複数個のＣＣＦＬ１４−１〜１４−ｎとバランサ回路１６（本発明のバランサ回路に対応）との直列回路が接続されている。バランサ回路１６により複数個のＣＣＦＬ１４−１〜１４−ｎのインピーダンスを補正することにより、複数個のＣＣＦＬ１４−１〜１４−ｎの電流をバランスさせ、良好に点灯することができる。

このように、本発明では、２つのトランスＴａ，Ｔｂにより複数個のＣＣＦＬ１４−１〜１４−ｎを点灯した場合でも、スイッチング損失が少ないため、小容量のスイッチ素子を使用でき、小型で高効率な放電灯点灯システムを構築できる。

本発明の実施例１のＤＣ／ＡＣインバータの回路構成図である。 本発明の実施例１のＤＣ／ＡＣインバータの入力電圧が低い場合の各部の信号のタイミングチャートである。 本発明の実施例１のＤＣ／ＡＣインバータの入力電圧が高い場合の各部の信号のタイミングチャートである。 本発明の実施例１のＤＣ／ＡＣインバータのトランスとリアクトルとを一体化した磁気回路を示す図である。 本発明の実施例１のＤＣ／ＡＣインバータにおけるトランスの一例である。 本発明の実施例１のＤＣ／ＡＣインバータにおけるバランサ回路を用いたＣＣＦＬ駆動部である。 従来のＤＣ／ＡＣインバータの回路構成図である。 従来のＤＣ／ＡＣインバータの入力電圧が低い場合の各部の信号のタイミングチャートである。 従来のＤＣ／ＡＣインバータの入力電圧が高い場合の各部の信号のタイミングチャートである。

符号の説明

Ｖｄｃ１ 直流電源
Ｌ２，Ｌ５，Ｌ６，Ｌｆ リアクトル
Ｑ１〜Ｑ４ スイッチ素子
Ｔ，Ｔａ，Ｔｂ トランス
Ｐ １次巻線
Ｓ ２次巻線
Ｄ１〜Ｄ４ ダイオード
Ｃ０〜Ｃ６ コンデンサ
１０，１０ａ 制御回路
１２ 電流検出回路
１４ ＣＣＦＬ
１６ バランサ回路
２０ コア
２０ａ コア部
２１ ギャップ

Claims (5)

1. 直流電源の両端に第１スイッチ素子と第２スイッチ素子とが直列に接続された第１スイッチング回路と、前記第１又は第２スイッチ素子の両端に第１コンデンサと第１トランスの１次巻線とが直列に接続された第１直列回路とを有する第１コンバータと、
   前記直流電源の両端に第３スイッチ素子と第４スイッチ素子とが直列に接続された第２スイッチング回路と、前記第３又は第４スイッチ素子の両端に第２コンデンサと第２トランスの１次巻線とが直列に接続された第２直列回路とを有する第２コンバータと、
   前記第１トランスの２次巻線と前記第２トランスの２次巻線との直列回路の両端に接続されたローパスフィルタと、
   前記第１及び第２コンバータ毎に一方のスイッチ素子と他方のスイッチ素子とを交互にオン／オフさせて前記第１及び第２コンバータ間の位相を調整することにより前記ローパスフィルタの出力端子に接続された負荷への出力電圧を調整する制御回路と、
   前記第１トランスの３次巻線と前記第２トランスの３次巻線とが直列に接続された直列回路の両端に接続される第１リアクトルと、
   を有することを特徴とするＤＣ／ＡＣインバータ。
2. 前記第１、第２、第３及び第４スイッチ素子の両端には、電圧共振用コンデンサ及びダイオードが接続され、前記第１リアクトルの電流及び前記第１及び第２トランスの励磁インダクタンスの電流により出力電流の位相を遅らせることにより、前記第１、第２、第３及び第４スイッチ素子をゼロ電圧スイッチング動作させることを特徴とする請求項１記載のＤＣ／ＡＣインバータ。
3. 閉磁路が形成された第１脚乃至第３脚からなるコアを有し、前記コアの第１脚には前記第１トランスの１次巻線及び２次巻線が巻回され、前記コアの第２脚には前記第２トランスの１次巻線及び２次巻線が巻回され、前記コアの第３脚に空隙が形成されていることを特徴とする請求項１又は請求項２記載のＤＣ／ＡＣインバータ。
4. 前記ローパスフィルタは、リアクトルとコンデンサとを有し、前記リアクトルは、前記第１及び第２トランスの１次巻線及び２次巻線間のリーケージインダクタンスからなり、前記ローパスフィルタは、前記リーケージインダクタンスと前記コンデンサとにより、前記出力電圧を正弦波状にしたことを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれか１項記載のＤＣ／ＡＣインバータ。
5. 前記負荷は、複数個の冷陰極管と、
   前記複数個の冷陰極管に直列に接続され且つ前記複数個の冷陰極管の電流をバランスさせるバランサ回路とを有することを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれか１項記載のＤＣ／ＡＣインバータ。
   

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