JP2007535061A - ブーストコンバータ - Google Patents
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Abstract
ブーストコンバータであって、光RFIフィルタ、ブーストインダクター(LB)、直列に接続された2つのスイッチトランジスタ(T2、T3)及び少なくとも1つのダイオード(D6、D7)を有する。ブーストインダクターは、スイッチトランジスタと直列に、ブースト交流電圧を生成する交流主電圧に直接に接続される。ブースト交流電圧は、倍電圧回路により、又は代案として全波ブリッジ整流器で整流される。制御回路は、スイッチトランジスタを制御する。交流部分にブーストインダクターを配することにより、インダクターは、有意に小型化され得る。更に、複数のダイオードは排除され、特に出力直流電圧の3倍低い低主電圧において、高効率をもたらし得る。ブーストコンバータは、直流410Vを供給するための主交流電圧80から140Vに適する。
Description
本発明は、ブーストコンバータを有する完全な電子安定器の入力段に関連する。
従来知られているブーストコンバータは、全波ブリッジ整流器を有する。全波ブリッジ整流器は、交流主電圧と接続され、脈動直流電圧を供給する。脈動直流電圧は、ブースト回路に供給される。ブースト回路は、ブーストインダクター、スイッチトランジスタ、ダイオード及び充電キャパシタを有する。先ず、トランジスタはオンに切り替えられ、そしてブーストインダクターの磁気エネルギーを増加するために、正の直流電圧と接地の間でインダクターを短絡する。次に、トランジスタはオフに切り替えられ、そしてキャパシタを充電するために、磁気エネルギーがダイオードを通じて消える。このように、直流電圧は、高電圧に引き上げられ得る。このようなブーストコンバータは、高効率に約2倍まで直流電圧を増大するために利用され得る。ブースト倍率が約2を超えると、効率は低くなる。このようなブースト電圧コンバータの例は、例えば特許文献1、図2に開示される。
交流電圧源から利用可能な直流電圧を増大させる他の従来利用されている方法は、2つ又は複数のダイオード及びキャパシタが直列に接続され利用可能な交流電圧の段階的な増大を形成し、一方同時に交流電圧を直流電圧に整流する、倍電圧又は乗算回路設計である。このような回路設計は、例えば特許文献2、図1、参照符号1に示される。
完全な電子安定器の入力段は、従来のブーストコンバータを備えられて良い。全体の回路効率は、高温の、小型化された用途における動作を可能にするために非常に重要である。安定器設計の入力段の効率は、従って非常に重要である。
図1は、従来のブーストコンバータの図を示す。従来のブーストコンバータは、例えば50から60Hzの周波数を有する230Vの交流主電圧電源、2つのインダクターLR1及びLR2並びに2つのキャパシタCR1及びCR2を有するRFIフィルタ、4個のダイオードD1、D2、D3、D4を有する全波ブリッジ整流器、ブーストインダクターLB、MOSFETスイッチトランジスタT1、充電ダイオードD5、及び充電キャパシタCS1を有する。全ての構成要素は図1に示されるように相互接続される。
ブリッジ整流器は、324Vの大きさを有する脈動直流電圧を提供する。この電圧は、ブーストインダクターLB及びトランジスタT1に亘り印加される。制御回路(示されない)によりトランジスタがオンに切り替えられると、電流はブーストインダクター内に増加し始める。十分な電流が生成され及び十分なエネルギーがインダクターに蓄えられると、トランジスタは可能な限り迅速にオフに切り替えられる。インダクター内のエネルギーは、ダイオードD5を介し、充電キャパシタCS1へ放出される。誘発された電圧は、ブーストインダクターに出力され、直流電圧に加算される。従って、高電圧がキャパシタCS1に充電され得る。トランジスタは、100kHzのような高周波数で切り替えられる。電圧はブーストされる。電圧の倍増が、容易に得られる。従って、充電キャパシタCS1の両端で、410Vの電圧が達成され得る。この電圧は、蛍光灯又はHID(高輝度放電)ランプのランプ駆動装置のような如何なる目的のため、負荷RLにより利用されて良い。
出力電圧は、制御回路により制御されて良い。
この回路設計が、80Vから277Vのような広範囲の主電圧に利用される場合、回路の効率は、全ての主電圧において維持され得ない。主電圧が低い場合、ブースト回路は、約2より大きい倍率で電圧をブーストしなければならない。これは、ブースト回路が低効率を有することを意味する。更に、回路がこのような広範囲の主電圧のために設計される場合、ブーストインダクターLBは、大容量のインダクター及び低効率となる最悪の条件で設計されなければならない。
米国特許第5317237号明細書
国際公開第95/02311号パンフレット
本発明の目的は、特に低主電圧動作のための、高効率を有するブーストコンバータを提供することである。
従って、任意的なRFIフィルタ、ブーストインダクター、スイッチ及び少なくとも1つの整流素子を有する、交流主電圧を変換するブーストコンバータを提供する。本発明によると、前記ブーストインダクターは、前記スイッチと直列に、交流主電圧に直接に接続される。或いは、交流主電圧とスイッチの間に挿入された前記RFIフィルタで、ブースト交流電圧を負荷素子への出力として生成する。ブーストコンバータの交流部分にインダクターを配することにより、インダクターを流れる電流は、ブースト周期のエネルギー充電段階の間、如何なるダイオードも通過しない。更に、電流は、ブーストインダクターを両方向に通過する。更に、ブーストインダクターは、従来の設計と比べて小型化され得る。全てのこれら手段は、省電力をもたらし、ブーストコンバータの高効率をもたらす。
スイッチは、2つのトランジスタを有する。第1の一方のトランジスタは、ブースト交流電圧の正の半周期で動作する。他方のトランジスタは、ブースト交流電圧の負の半周期で動作する。これは、ブーストコンバータの交流部分でインダクターを利用可能にする。このようなトランジスタは、NMOSFETのような、MOSFETトランジスタであって良い。
ブースト交流電圧は、倍電圧回路のような、電圧乗算回路により整流されて良い。次に、ブースト交流電圧は、ブースト直流電圧を生成するため、第1の整流素子により整流され、ブースト交流電圧の正の半周期の間に第1のキャパシタを充電し、及び第2の整流素子により整流され、ブースト交流電圧の負の半周期の間に第2のキャパシタを充電する。この回路設計では、2つのダイオードだけが必要とされる。従って、ダイオードの電力消費は、従来の設計と比べて低減され、高効率をもたらす。更に、倍電圧回路のため、ブーストインダクターは、電圧を高倍率でブーストする必要がない。従って、効率は、高水準に維持される。
動作を制御するために、第1及び第2のキャパシタは、各トランジスタのドレインの間に直列に接続される。キャパシタの相互接続は、ゼロ電流検出回路と接続される。ゼロ電流検出回路は、トランジスタの相互接続されたソースと接続された仮想接地に参照される。従って、ゼロ電流信号を得る。
本発明のブーストコンバータは、高交流電圧においても利用されて良い。従って倍電圧回路は、全波ブリッジにより置き換えられる。2つの回路は、スイッチを用いて結合されて良い。
本発明の更なる目的、特徴、及び利点は、図を参照した本発明のいくつかの説明のための実施例の以下の説明から明らかであろう。
本発明は、ブーストインダクターが直流部分で利用される必要がないが、整流前、つまり交流部分に配されて良いという所見に基づく。ブーストコンダクターを整流器の前の部分に移動することにより、優れた効率を有する、特に低交流主電圧のブーストコンバータが構成され得る。
図2は、本発明の原理を組み込んだ回路設計を示す。図2は、本発明の第1の実施例の回路図を開示する。同一の構成要素は、同一の参照符号を有する。従って、交流主電圧は、インダクターLR1、LR2及びキャパシタCR1、CR2を有するRFIフィルタと接続される。RFIフィルタは、特定の用途では省かれて良い。又は他の種類のRFIフィルタが利用されて良い。RFIフィルタの交流出力電圧は、機械式スイッチとして示されるスイッチS1と直列に、ブーストインダクターLBと直接接続される。出力、つまりインダクター及びスイッチの間の連結部は、負荷RLと接続される。
動作は、以下の通りである。交流主電圧が正の場合、スイッチS1がオンに切り替えられると、電流はインダクターLBを通じて増加し始める。この時、スイッチS1により回路が短絡されるので、出力電圧はゼロである。電流が十分な値に増加すると、制御回路により制御されるので、スイッチS1は開かれる。次に、インダクターは、インダクターに行き渡った電流を維持しようとし、負荷RLを通じて電流を駆動する。電流を駆動するために必要な電圧は、インダクターにより誘発される正の電圧と結合された主電源からの正の電圧により得られる。この時、正の電圧は、インダクター内のエネルギーが消費され電流がゼロに減少するまで、負荷RLの両端に現れる。次に、新しい周期が開始する。トランジスタの切り替え周波数は、用途に応じて約50から200kHzであり得る。
主電圧が負の場合、スイッチが閉じられると、負の電流がインダクターに増加する。同時に、スイッチS1により回路が短絡されるので、出力電圧はゼロに保たれる。負の電流が十分な値に増加すると、制御回路により制御されるので、スイッチS1は開かれる。インダクターは、インダクターに行き渡った負の電流を維持しようとし、負荷RLを通じて負の電流を駆動する。電流を駆動するために必要な電圧は、インダクターにより誘発される負の電圧と結合された主電源からの負の電圧により得られる。この時、負の電圧は、インダクター内のエネルギーが消費され主電源の電圧がゼロに減少するまで、負荷RLの両端に現れる。次に、周期が繰り返される。
このように、ブースト交流電圧は、負荷RLの両端で得られる。このブースト交流電圧は、整流されブースト直流電圧を提供し得る。これを図3に示す。
図3は、スイッチS1が、直列に接続された2つのMOSFETスイッチトランジスタT2及びT3により置き換えられたことを示す。トランジスタT2は、図3において電流が下方へ通過する正の期間の開始時に、オンに切り替えられる。この動作モードでは、トランジスタT3は、通常と反対方向に電流を通過させるダイオードとして動作し、正の電流がインダクターLB内に増加する。トランジスタT2がオフに切り替えられると、インダクターは、ダイオードD6を通じて電流を流すことにより正の電流を維持し、ブースト電圧によりキャパシタCS2を充電する。負の半周期の間、トランジスタT3は、図3において上方へ電流を導通し、そしてトランジスタT2は、ダイオードとして動作し、従って負の電流がインダクターLB内に増加する。トランジスタT3がオフに切り替えられると、負の電流は、ダイオードD7を通過し、ブースト負電圧によりキャパシタCS3を充電する。負荷RLは、キャパシタC2の正の端子及びキャパシタC3の負の端子の間に接続される。これは、ダイオードD6及びD7及びキャパシタC2及びC3が倍電圧回路として動作することを意味する。両方のトランジスタは、通常、同時にオンに切り替えられる。またダイオードとして動作するトランジスタは、対応するトランジスタの抵抗性チャネルと並列である。
更なるダイオード及びキャパシタが接続され、2より大きい倍率を有する乗算回路を形成して良いが、再び効率は低下する。
図1の回路では、電流は、トランジスタがオンの期間に、2つのダイオード、インダクターLB及びトランジスタを、つまり正の半周期の間にD1、LB、T1、D4を、負の半周期の間にD2、LB、T1及びD3を通過する。トランジスタがオフの期間に、電流は、トランジスタの代わりにダイオードD5を通過する。
図3の回路では、電流は、トランジスタがオンの期間に、インダクター及び1つはダイオードとして動作する2つのトランジスタ、つまりLB、T2、T3(ダイオード)を通過する。トランジスタがオフの期間に、電流は、インダクター及びダイオードD6(正の半周期)又はD7(負の半周期)を通過する。
従って、図1の回路と比べて図3の回路では、1つのダイオードの電力損は、オンの期間に抑えられ、また2つのダイオードの電力損は、オフの期間に抑えられる。更に、図3のブーストインダクターは、インダクターが図1の回路の半分より大きく電圧をブーストする必要がないので、小型に構成され得る。実際に、図3のインダクターは、図1のインダクターの約4分の1の大きさに縮小され得る。これはまた、インダクターの電力を節約する。従って、図3の回路の効率は、図1の回路の効率より有意に高い。
原則的に、対象とする負荷直流電圧が410Vの場合、図3の回路は、交流主電圧が約145Vより低い場合のみ、利用され得る。145Vの交流電圧は、205Vの振幅に対応する。また倍電圧が利用されるので、D6、D7、CS2、CS3、出力電圧は、如何なる電圧ブーストもせずに、410Vとなる。しかしながら、20から30Vのマージンが、正しい動作のために必要とされる。
交流主電圧が145Vより高い場合、出力電圧は、410Vを超えて増加する。この状況では、倍電圧回路は、図4に示されるような電圧を倍増しない全波ブリッジ整流器により置き換えられて良い。従って、交流主電圧は、原則的に、最大290Vであって良い。しかしながら、図4の回路では、電流は、オフの期間に別のダイオードを通過する。これは、図3の回路と比べて効率が低くなることを意味する。
図3及び図4の回路は、示されるように図4の回路のスイッチS2を追加することにより結合されて良い。スイッチS2が開、つまりスイッチの高主電圧の位置(145Vから290V)である場合、回路は、倍電圧を有さない、図4による全波ブリッジ整流器として動作する。スイッチS2が閉、つまりスイッチの低主電圧の位置(72Vから145V)である場合、回路は、図3による倍電圧回路として動作する。機械式スイッチS2は、固体スイッチにより置き換えられて良い。しかし固体スイッチは、電力を消費し、従って回路設計の効率を低下させる。回路が以上に説明されたように高効率で動作するので、50から200kHzの範囲では、パワーダイオードD8及びD9は、高速ダイオードである。しかしながら、ダイオードD10及びD11は、回路内部で交流主電源に電流を伝導し戻すだけなので、通常、安価なダイオードで良い。
明示的に以上に与えられた電圧は、本発明を説明するためである。本発明の原理は、より低い及びより高い電圧の両方を含む、他の電圧においても同様に有利に利用され得る。
2つのキャパシタCS3及びCS4は、スイッチS2が利用されない場合、1つのキャパシタと結合されて良い。
図3及び4に示されたMOSFETスイッチトランジスタは、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ(IGBT)又は従来のバイポーラトランジスタにより置き換えられて良く、図5a及び図5bに示されるようにダイオードにより、逆方向の高電圧から保護され得る。MOSFETトランジスタに関する検討は、電力損についても同様に適用される。
図6は、図3の回路設計を示す。図6は、2つのトランジスタのそれぞれ節点Ua及びUbと示されるドレインの間に直列に接続された2つのキャパシタCC1及びCC2を有する基本的な制御回路を有する。2つのトランジスタの相互接続されたソースは、節点Ugと呼ばれ、浮動接地に参照される。キャパシタCC1及びCC2の間の相互接続、節点Ucは、抵抗Rzcを介して、制御回路(示されない)のゼロ電流検出入力Uzcと接続される。
正の半周期は、図6に示される。正の半周期では、電流は、図6の左へ向かってインダクターを通過する。トランジスタT2は、始めに導通し、そしてインダクターを充電する。この期間の間、全ての節点Ua、Ub、Ug、Uc及びUzcは、200Vである(キャパシタCS3の負の端子に対して。また対象とする直流電圧は400Vとする)。
トランジスタT2がオフに切り替えられると、節点Uaは直ちに400Vへ上昇し、同時に節点Ubは200Vに維持される。これは、節点Ucが300Vに上昇することを意味する。トランジスタT3のボディダイオードが導通のままなので、節点Ug、浮動接地は、200Vに維持される。これは、ゼロ電流入力は、2.3Vを超えて、正に向かうエッジにより「強められる」ことを意味する。
インダクター電流が方向を反転すると、ゼロの瞬間が生じ、浮動接地Ugは、ボディダイオードT3を介し節点Ubと接続されたままである。次に、容量性分圧節点Ucは、浮動接地Ugに対し、低下する。この結果、ゼロ電流入力に負のエッジを生じる。電圧が1.1Vより低く低下すると、MOSFETT2は、再びオンに切り替えられる。
負の半周期は、図7に示される。負の電流は、図7において右へ向かいインダクターを通過する。トランジスタがオンからオフ状態に切り替わる間、浮動接地Ugは、トランジスタT2のボディダイオードを介し節点Uaと接続される。続いて、容量性分圧節点Ucは、浮動接地Ugと比べて上昇する。これは、ゼロ電流入力が、2.3Vを超えて、正に向かうエッジにより「強められる」ことを意味する。
インダクター電流が方向を反転すると、ゼロ電流の瞬間が生じ、浮動接地Ugは、トランジスタT3のボディダイオードを介してUaと接続されたままである。これは、ボディダイオードが、特に小電流が反対方向に流れる場合、大きな回復充電及び大きな回復時間を有するためである。次に、容量性分圧節点Ucは、浮動接地Ugと関連し、低下する。この結果、ゼロ電流入力に負のエッジを生じる。電圧が1.1Vより低く低下すると、MOSFETT2は、再びオンに切り替えられる。
図1の従来のブーストコンバータ及び図3及び図4の本発明のブーストコンバータにおける電力損失は、入力交流主電圧:80V、Uout:410V、Pout:150Wという条件で測定された。効率は、図8のグラフから明らかである。図8から分かるように、上側の曲線により示される、図3の倍電圧回路を有するブーストコンバータの効率は、特に低交流主電圧において、下側の曲線により示される、従来のブーストコンバータの効率より有意に高い。図4の全波ブリッジ整流器を有するブーストコンバータは、中間に示される。
図9は、図3のブーストコンバータの完全な図である。MOSFETトランジスタT2、T3は、NMOSFETである。浮動接地は、GNDAと示される。実際の接地はGNDと示される。
制御回路11は、従来の制御IC:L6561の周囲に構築される。L6561は、容量性分圧節点Ugと接続されたピン5にゼロ電流検出端子を有する。ICの接地端子、ピン6は、浮動接地節点Ug又はGNDAと接続される。2つのトランジスタのゲートは、両方ともICの出力、ピン7と接続される。
帰還は、電圧基準13と接続された抵抗分圧回路12により構成される。抵抗分圧回路及び電圧基準は、IC制御回路であるため、現実の接地GNDに参照され、浮動接地GNDAに参照されないので、光カプラ14は、2つの回路の間に配される。
電圧基準及び光カプラへの供給電圧は、ブーストインダクターの補助コイル16の周りに配された低電圧電源VCC回路15により供給されて良い。電源は、ツェナーダイオードにより制御され、実際の接地GNDに対して約16Vの電圧を供給する。
IC制御回路L6561への供給電圧VCCAは、ブーストインダクターの別の補助コイル18の周りに配された同様に独立の低電圧電源回路17により供給される。ツェナーダイオードは、電圧を16Vに制御する。
制御回路の動作は、例えばASIC(特定用途向け集積回路)又は論理配列内に組み込まれるプログラムにより、ソフトウェアで実行され得る。
制御回路はまた、過電流保護を有する。最大電流限界に達すると、2つの能動素子T2及びT3は、オフに切り替えられる。 以上に開示されたブーストコンバータは、非常に高い効率を有する。これは、可能な限り小型化されるべきブーストコンバータの構築において重要である。本発明により、ブーストインダクターは、有意に縮小され得る。これは空間の節約を意味する。更に、電力損が非常に低いので、構成要素は、最小限に抑えられ得る。全てのこれら手段は、高価でないブーストコンバータをもたらす。更に、放熱が小さいので、ブーストコンバータの寿命は延長され得る。
「有する」の表現は、他の構成要素又は段階を排除しない。また単数の表現は、複数の構成要素を排除しない。更に、請求項の如何なる参照符号も、請求項の範囲を制限すると見なされるべきではない。
以上に本発明のいくつかの実施例が図を参照して説明された。本願明細書を読む当業者は、いくつかの他の代案を考え得るが、そのような代案は本発明の範囲に包含される。また、本願明細書に特に説明された以外の他の組合せも、本発明の範囲に包含される。本発明は、特許請求の範囲によってのみ定めされる。
Claims (8)
- ブーストコンバータであって、交流主電圧を変換し、任意的なRFIフィルタ、ブーストインダクター、スイッチ及び少なくとも1つの整流素子を有し、前記ブーストインダクターは、前記スイッチと直列に前記交流主電圧と直接に、或いは前記スイッチ及び前記交流主電圧の間に挿入された前記RFIフィルタと接続され、負荷素子への出力としてブースト交流電圧を生成することを特徴とする、ブーストコンバータ。
- 前記スイッチは、2つのトランジスタを有し、第1の一方のトランジスタは、ブースト交流電圧の正の半周期で動作し、他方のトランジスタは、ブースト交流電圧の負の半周期で動作することを特徴とする、請求項1記載のブーストコンバータ。
- 前記トランジスタは、NMOSFETのような、MOSFETトランジスタであることを特徴とする、請求項1記載のブーストコンバータ。
- 前記ブースト交流電圧は、倍電圧回路のような、電圧乗算回路により整流されることを特徴とする、請求項1、2又は3記載のブーストコンバータ。
- 前記ブースト交流電圧は、ブースト直流電圧を生成するため、第1の整流素子により整流され、前記ブースト交流電圧の正の半周期の間に第1のキャパシタを充電し、及び第2の整流素子により整流され、前記ブースト交流電圧の負の半周期の間に第2のキャパシタを充電することを特徴とする、請求項4記載のブーストコンバータ。
- 前記ブースト交流電圧は、ブースト直流電圧を生成するため、全波ブリッジ整流器により整流されることを特徴とする、請求項1、2又は3記載のブーストコンバータ。
- 前記全波ブリッジ整流器を倍電圧回路に変換するスイッチにより特徴付けられる、請求項5及び6記載のブーストコンバータ。
- 各トランジスタのドレインの間に直列に接続された第1及び第2のキャパシタ、ゼロ電流検出回路と接続された前記キャパシタの相互接続により特徴付けられ、前記ゼロ電流検出回路は、前記トランジスタの相互接続されたソースと接続された仮想接地に参照され、従ってゼロ電流信号を得る、請求項2乃至7記載のブーストコンバータ。
Applications Claiming Priority (2)
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