JP2007513562A - Bandpass sampling receiver and sampling method - Google Patents

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ズエチェン キアン
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Abstract


ＲＦ信号を受信するためのバンドパスサンプリング受信器であって、第一のサンプリングクロック信号の制御下でＲＦ信号をディジタル信号の第一のパスに変換するための第一のＡＤＣと、第二のサンプリングクロック信号の制御下でＲＦ信号をディジタル信号の第二のパスに変換するための第二のＡＤＣと、前記ディジタル信号の第一のパス及び前記ディジタル信号の第二のパスにおいて同相信号と直交信号とを分離するための信号分離ユニットとを有し、前記第一のサンプリングクロック信号及び前記第二のサンプリングクロック信号の周波数は前記ＲＦ信号の周波数の1/Nになり、Nは自然数になるバンドパスサンプリング受信器が提案されている。
A bandpass sampling receiver for receiving an RF signal, a first ADC for converting the RF signal into a first path of a digital signal under the control of a first sampling clock signal, and a second A second ADC for converting an RF signal into a second path of a digital signal under control of a sampling clock signal; and an in-phase signal in the first path of the digital signal and the second path of the digital signal. A signal separation unit for separating the orthogonal signal, wherein the frequency of the first sampling clock signal and the second sampling clock signal is 1 / N of the frequency of the RF signal, and N is a natural number A bandpass sampling receiver is proposed.

Description

本発明は概して、ワイヤレス通信における使用のための無線信号受信器（radio signal receiver）、更には特にバンドパス（帯域通過）サンプリング（bandpass sampling）を使用する無線信号受信器に関する。   The present invention relates generally to radio signal receivers for use in wireless communications, and more particularly to radio signal receivers that use bandpass sampling.

ワイヤレス通信において、送信されるべきユーザ信号は通常、比較的低い周波数及び限定（制限）された帯域（バンド）幅を備えるベースバンド（基底帯域）信号（baseband signal）になり、概して二つの直交成分（コンポーネント）（orthogonal component）によって

Figure 2007513562
と表され得る。スペクトラムが図１のように示され得る。ここで、I(t)は同相成分（in-phase component）であり、Q(t)は直交成分（quadrature component）である。ユーザ信号が送信されるべきとき、送信器は、周波数がＲＦ（無線周波数）領域にあるキャリア（搬送波）信号（carrier signal）ｓをユーザ信号で変調し、それから送信アンテナを通じてＲＦ信号を無線空間（radio space）に送信する。 In wireless communications, the user signal to be transmitted is typically a baseband signal with a relatively low frequency and a limited (band) bandwidth, generally two orthogonal components By (orthogonal component)
Figure 2007513562
 It can be expressed as The spectrum can be shown as in FIG. Here, I (t) is an in-phase component, and Q (t) is a quadrature component. When a user signal is to be transmitted, the transmitter modulates a carrier signal s whose frequency is in the RF (radio frequency) domain with the user signal, and then transmits the RF signal through the transmit antenna in radio space ( radio space).

受信器は、アンテナを通じて無線空間からＲＦ信号を受信し、ゼロ周波数を中心とするベースバンドディジタル信号に当該信号を変換するので、ＢＥＲ（ビットエラーレート（Bit-Error-Rate））要求仕様を満たす所望のユーザ信号が、更なるベースバンド処理を通じて再生（recover）され得る。現在のワイヤレス通信システムにおいて、ほとんどの装置は依然、図２に示されているようなアーキテクチャを備える従来型のスーパーヘテロダイン（super heterodyne）受信器を使用している。図２において、受信器２００はアンテナを介してＲＦ信号を受信する。ＲＦ信号はまず、バンドパス（帯域通過）フィルタ２２０によってフィルタリングされ、それからＬＮＡ（低雑音増幅器（Low Noise Amplifier)））２２１によって増幅されると共にダウンコンバータ（down-converter）２３０に送信される。ダウンコンバータ２３０は、ＬＯ（ローカル（局所（局部））発振器（local oscillator））を利用することによって受信ＲＦ信号をＩＦ（中間周波数（intermediate frequency））アナログ信号にダウン変換し、ＩＦ領域における帯域外干渉（out-of-band interference）がＩＦフィルタ２３３を通じて除去（阻止）される。その後、二つの直交ベースバンドアナログ信号I(t)及びQ(t)を得るため、直交復調（quadrature demodulation）がI/Q分離ユニット（I/Q separating unit）２４０においてＩＦ信号上で実行される。最後に、ベースバンドアナログ信号の二つのパス（経路（path））は、ＡＤＣ（アナログ・ディジタルコンバータ（Analog-to-Digital Converter））２５０Ｉ及び２５０Ｑにおいてディジタル信号に変換され、それ故に所望のユーザ信号が復調器（demodulator）２７０の復号化を通じて再生され得る。   The receiver receives the RF signal from the radio space through the antenna and converts the signal into a baseband digital signal centered on the zero frequency, so that the BER (Bit-Error-Rate) requirement specification is satisfied. The desired user signal can be recovered through further baseband processing. In current wireless communication systems, most devices still use a conventional super heterodyne receiver with an architecture as shown in FIG. In FIG. 2, a receiver 200 receives an RF signal via an antenna. The RF signal is first filtered by a bandpass filter 220, then amplified by an LNA (Low Noise Amplifier) 221 and transmitted to a down-converter 230. The down-converter 230 down-converts the received RF signal to an IF (intermediate frequency) analog signal by using a LO (local oscillator) and out-of-band in the IF domain. Out-of-band interference is removed (blocked) through the IF filter 233. Thereafter, quadrature demodulation is performed on the IF signal in an I / Q separating unit 240 to obtain two orthogonal baseband analog signals I (t) and Q (t). . Finally, the two paths of the baseband analog signal are converted to digital signals in ADCs (Analog-to-Digital Converters) 250I and 250Q, hence the desired user signal. Can be recovered through decoding of the demodulator 270.

図２に示されているようにベースバンドディジタル信号にＲＦ信号を変換するプロシージャの間、ＩＦフィルタ２３３は不可欠になり、ＩＦフィルタリングの効果は出力信号の特性（質）に直接関連している。しかしながら、従来のスーパーヘテロダイン受信器において、ＩＦフィルタ２３３は大容量且つ高価なＳＡＷ（表面弾性波（Surface Acoustic Wave））デバイスによって実現され、それにより他の回路を組み込むことは非常に困難になる。一方、マルチモードハンドセット（multi-mode（登録商標） handset）の開発の場合、標準スーパーヘテロダイン受信器は、全てのモードにおける全てのチャネル帯域幅に対して独立型（スタンドアローン）のＩＦ ＳＡＷフィルタを必要としており、このことにより、受信器の費用が増大し、更にはハードウエアの制約が装置の更新（アップグレード）に対する障害をもたらす。更に、アナログミキサ（混合器（mixer））が受信器において多数回使用され、それによって、非線形効果及び画像（イメージ）周波数干渉のような問題が不可避となる。   During the procedure of converting the RF signal to a baseband digital signal as shown in FIG. 2, the IF filter 233 becomes essential, and the effect of IF filtering is directly related to the characteristics (quality) of the output signal. However, in a conventional superheterodyne receiver, the IF filter 233 is realized by a large-capacity and expensive SAW (Surface Acoustic Wave) device, which makes it very difficult to incorporate other circuits. On the other hand, in the case of multi-mode handset development, a standard superheterodyne receiver uses a stand-alone IF SAW filter for all channel bandwidths in all modes. This increases the cost of the receiver, and further hardware constraints impede device updates (upgrades). Furthermore, analog mixers (mixers) are used many times in the receiver, which makes problems such as non-linear effects and image (image) frequency interference inevitable.

ＦＩフィルタのような大容量デバイスを使用することによってもたらされるハードウエアの制約を克服するために、ＲＦキャリアと同じ周波数を有するＬＯ信号を利用することによってＲＦ信号をベースバンド信号に直接変換するため、直接変換受信器アーキテクチャ（direct conversion receiver architecture）又はＺＩＦ（ゼロＩＦ（Zero-IF））受信器を採用する解決策が提案されている。２００２年１２月５日に発行された“サブサンプリングＲＦ受信器アーキテクチャ（Sub-sampling RF receiver architecture）”という題名の米国特許出願第US20020181614A1号公報において他の解決策が開示されている。当該解決策において、バンドパスフィルタリングされると共に低雑音増幅された後、受信ＲＦ信号は、ベースバンド信号を得るために、バンドパスサンプリング方法を使用することによってサンプリングされると共にフィルタリングされる。受信器における受信信号は実際、帯域制限された信号（図１参照）がＨＦキャリア上に変調されるバンドパス（帯域通過）信号になり、バンドパス信号の下部側波帯（サイドバンド）（lower sideband）は通過帯域の帯域幅よりもずっと高くなるので、サンプリングは、周波数が受信信号のキャリア周波数よりも低くなるクロック信号を選択することによってなされることが可能であり、それ故にサンプリングされた信号の高次のスペクトラム成分（high-order spectrum component）のいくつかの部分はバンドパス信号の下部側波帯とゼロ周波数との間に位置される。バンドパス信号におけるサンプリング周波数は、信号のキャリア周波数よりもかなり低くなり、それ故にサブサンプリングとも称される。二つの種類のサブサンプリング受信器アーキテクチャが本特許文献において提案される。この場合参照として記載に含まれる。   To directly convert the RF signal to a baseband signal by utilizing an LO signal having the same frequency as the RF carrier in order to overcome the hardware constraints introduced by using a high capacity device such as an FI filter Solutions have been proposed that employ direct conversion receiver architectures or ZIF (Zero-IF) receivers. Another solution is disclosed in US Patent Application No. US20020181614A1, entitled “Sub-sampling RF receiver architecture”, issued on December 5, 2002. In the solution, after being bandpass filtered and low noise amplified, the received RF signal is sampled and filtered by using a bandpass sampling method to obtain a baseband signal. The received signal at the receiver is actually a bandpass (bandpass) signal in which the band-limited signal (see FIG. 1) is modulated onto the HF carrier, and the lower sideband (sideband) of the bandpass signal (lower) Since the sideband is much higher than the passband bandwidth, sampling can be done by selecting a clock signal whose frequency is lower than the carrier frequency of the received signal, and therefore the sampled signal Some parts of the high-order spectrum components are located between the lower sideband of the bandpass signal and the zero frequency. The sampling frequency in the bandpass signal is much lower than the carrier frequency of the signal and is therefore also referred to as subsampling. Two types of sub-sampling receiver architectures are proposed in this patent document. In this case, it is included in the description as a reference.

第一のサブサンプリング受信器のアーキテクチャが図３に示されている。図３において、ＲＦバンドパスフィルタ２２０及びＬＮＡ２２１において処理された後、受信ＲＦ信号は、

Figure 2007513562
のサンプリング周波数でバンドパスサンプリングされるように、サンプラ（sampler）及びホルダ（holder）３１０に送信される。ここでfcはキャリア周波数であり、Ｂはキャリアを変調するためのユーザ信号帯域幅であり、Ｍは何れかの自然数である。このように、サンプリングされた信号は、ゼロ周波数の近く、又はいわゆる
Figure 2007513562
 においてユーザ信号の高次のスペクトラム成分を有するであろう。ＡＤＣ３２０は、サンプリングされた信号をディジタル信号に変換するために使用される。変換されたディジタル信号は、ディジタルミキサ３３０Ｉ及び３３０Ｑにおいて独立にディジタル領域で直交変調されるであろう。ディジタルミキサ３３０Ｉ及び３３０Ｑは、
Figure 2007513562
 における信号スペクトラムをゼロ周波数に移動させるために使用されるので、直交ユーザディジタル信号が、ディジタルローパス（低域通過）フィルタによってフィルタリングされた後に再生され得る。 The architecture of the first sub-sampling receiver is shown in FIG. In FIG. 3, after being processed by the RF bandpass filter 220 and the LNA 221, the received RF signal is
Figure 2007513562
 The sampler and the holder 310 are transmitted so that the bandpass sampling is performed at the sampling frequency. Here f c is the carrier frequency, B is the user signal bandwidth to modulate the carrier, M is any natural number. Thus, the sampled signal is close to zero frequency or so-called
Figure 2007513562
 Will have higher order spectral components of the user signal. The ADC 320 is used to convert the sampled signal into a digital signal. The converted digital signal will be quadrature modulated in the digital domain independently in digital mixers 330I and 330Q. The digital mixers 330I and 330Q are
Figure 2007513562
 Is used to move the signal spectrum to zero frequency, so that the orthogonal user digital signal can be regenerated after being filtered by a digital low pass filter.

当該サブサンプリング受信器アーキテクチャにおいて、アナログミキサ及びＩＦフィルタは省略されているが、二つのディジタルミキサは、ベースバンドに復調されるように信号のスペクトラムを移動させるために第二の周波数変換を実現するのに必要とされる。更に、受信器におけるエイリアス（alias）を回避するため、非常に高いサンプリング周波数（バンドパス信号の帯域幅の２倍よりも高い）が通常必要とされる。ＧＳＭモバイル電話のような実際のシステムにおいて、ＲＦバンドパスフィルタ２２０を通じて完全に干渉を除去することは通常非常に困難になるので、サンプリング回路の入力信号は、多くの場合、広帯域干渉（wideband interference）を含んでいる。それ故に、実際の用途（アプリケーション）において選択されるクロック信号は、多くの場合、理論値よりもずっと高い周波数を有し、これにより、多くの場合、低効率がもたらされる。それに加えて、ＡＤ（アナログ・ディジタル（Analog-to-Digital））変換が、

Figure 2007513562
のキャリア上で変調されるユーザ信号に対して必要とされるので、ＡＤコンバータの特性（性能）は十分に高くなければならない。 In the subsampling receiver architecture, the analog mixer and IF filter are omitted, but the two digital mixers implement a second frequency conversion to shift the signal spectrum to be demodulated to baseband. Needed to. Furthermore, a very high sampling frequency (higher than twice the bandwidth of the bandpass signal) is usually required to avoid aliasing at the receiver. In real systems such as GSM mobile phones, it is usually very difficult to completely eliminate the interference through the RF bandpass filter 220, so the input signal of the sampling circuit is often wideband interference. Is included. Therefore, the clock signal selected in the actual application often has a much higher frequency than the theoretical value, which often results in low efficiency. In addition, AD (Analog-to-Digital) conversion,
Figure 2007513562
 Therefore, the characteristics (performance) of the AD converter must be sufficiently high.

受信器アーキテクチャを更に簡略化するため、図４に示されているように、二つのパスのサブサンプリング受信器アーキテクチャが米国特許第US20020181614A1号公報に開示されている。図４において、ＲＦバンドパスフィルタ２２０及びＬＮＡ２２１を通じて通過した後、受信信号はまず最初に二つのパスに分割され、それから、

Figure 2007513562
の周波数でサンプラ及びホルダ、４１０Ｉ及び４１０Ｑによってそれぞれサンプリングされる。ここで、Ｎは自然数であり、周波数fsを備えるクロック信号の二つのパスの間に９０度の位相シフトが存在する。図４に示されているようなアーキテクチャにおいて、キャリア周波数はサンプリング周波数の多数（重）倍になるので、サンプリング後、ゼロ周波数においてユーザ信号のｎ次のスペクトラム成分が存在するであろう。ゼロ周波数におけるベースバンドアナログ信号はローパスフィルタを通じてフィルタ除去され得る。それから、ベースバンドアナログ信号がＡＤ変換された後、ベースバンドディジタル信号は得られ得る。 To further simplify the receiver architecture, a two-pass sub-sampling receiver architecture is disclosed in US Pat. No. US20020181614A1, as shown in FIG. In FIG. 4, after passing through the RF bandpass filter 220 and the LNA 221, the received signal is first split into two paths, then
Figure 2007513562
 Are sampled by the sampler and holder, 410I and 410Q, respectively. Here, N is a natural number, and there is a 90 degree phase shift between the two paths of the clock signal having the frequency f s . In an architecture such as that shown in FIG. 4, since the carrier frequency is many (multiple) times the sampling frequency, after sampling, there will be an nth order spectral component of the user signal at zero frequency. The baseband analog signal at zero frequency can be filtered through a low pass filter. Then, after the baseband analog signal is AD converted, the baseband digital signal can be obtained.

当該二つのパスのサブサンプリング方法において、第一のサブサンプリング受信器におけるディジタルミキサの処理は省略され、ベースバンド信号が直接ＡＤ変換され得る。しかしながら、サンプリング周波数が選択された後、Ｎが偶数である場合、信号がサンプリングされた後、二つのパスは同じ結果を得るであろう。それ故に分離された直交ユーザ信号I(t)及びQ(t)が得られることは不可能である。更に、直交ユーザ信号をどのように分離するかについての方法は当該特許文献において完全に開示されていない。   In the two-pass subsampling method, the processing of the digital mixer in the first subsampling receiver is omitted, and the baseband signal can be directly AD converted. However, if N is an even number after the sampling frequency has been selected, the two paths will get the same result after the signal is sampled. It is therefore impossible to obtain separated orthogonal user signals I (t) and Q (t). Furthermore, the method on how to separate orthogonal user signals is not fully disclosed in the patent literature.

上記の修正受信器アーキテクチャに関して、ＩＦフィルタのような大容量デバイスはもはや使用されないが、ＲＦ信号がまず最初にベースバンドアナログ信号に変換され、それからＡＤ変換されるという発想から逸脱するものではない。新たなワイヤレス通信システムにおいて、多くの通信プロトコル及び技術が継続的に更新されており、それ故により優れた方法及び装置が、受信無線信号をベースバンドディジタル信号に変換するために必要とされている。   With respect to the modified receiver architecture described above, large capacity devices such as IF filters are no longer used, but do not depart from the idea that the RF signal is first converted to a baseband analog signal and then AD converted. In new wireless communication systems, many communication protocols and technologies are continually updated, and therefore better methods and devices are needed to convert received radio signals to baseband digital signals. .

本発明において、広帯域ＡＤＣは受信アンテナに可能な限り近付くことが必要とされ、ＡＤはＲＦ信号を直接変換し、それから受信信号上の様々な処理がプログラマブル（プログラム可能な）ＤＳＰ（ディジタル信号処理（digital signal processing））デバイスによって可能な限り実現されるべきである。ＤＳＰは柔軟性があり（フレキシブルであり）、費用がかからず、組み込みが容易であるので、当該方法は複数の（多重）通信プロトコルの整合性（互換性）を実現することが可能であり、技術的なアップグレードが容易になる。   In the present invention, the wideband ADC is required to be as close as possible to the receiving antenna, the AD directly converts the RF signal, and then various processes on the received signal are programmable (programmable) DSP (digital signal processing ( digital signal processing)) should be realized as much as possible by the device. Since DSP is flexible (flexible), inexpensive, and easy to incorporate, the method can achieve consistency (compatibility) of multiple (multiplex) communication protocols. Technical upgrades will be easier.

それ故に、２経路（二つのパスの）サブサンプリング方法（two-path sub-sampling method）の実現性を分析することに基づいて、当該方法は、ＲＦ信号を直接ＡＤ変換するための受信器アーキテクチャ及び所望のユーザ信号を再生するための特定の方法も提案することに焦点を当てている。   Therefore, based on analyzing the feasibility of a two-path sub-sampling method, the method is a receiver architecture for direct AD conversion of RF signals. And a specific method for reproducing the desired user signal is also proposed.

本発明の一つの目的は、アナログ及びディジタルミキサによらずにＲＦ信号を直接ＡＤ変換するための簡単なバンドパスサンプリング受信器アーキテクチャを提供することにある。   One object of the present invention is to provide a simple bandpass sampling receiver architecture for direct AD conversion of RF signals without relying on analog and digital mixers.

本発明の他の目的は、ＡＤＣ特性のための要求仕様を可能な限り低下させるための簡単なバンドパスサンプリング受信器アーキテクチャを提供すると共に直交ディジタルユーザ信号を再生するための方法をもたらすことにある。   It is another object of the present invention to provide a simple bandpass sampling receiver architecture for reducing the required specifications for ADC characteristics as much as possible and to provide a method for reproducing quadrature digital user signals. .

第一のサンプリングクロック信号の制御下でＲＦ信号をディジタル信号の第一のパスに変換するための第一のＡＤＣと、第二のサンプリングクロック信号の制御下でＲＦ信号をディジタル信号の第二のパスに変換するための第二のＡＤＣと、ディジタル信号の第一のパス及びディジタル信号の第二のパスにおいて同相（in-phase）信号と直交（quadrature）信号とを分離するための信号分離ユニットとを有するＲＦ信号を受信するためのバンドパスサンプリング受信器が提案され、第一のサンプリングクロック信号及び第二のサンプリングクロック信号の周波数はＲＦ信号のキャリア周波数の1/Nになり、Nは自然数になる。   A first ADC for converting the RF signal into a first path of the digital signal under control of the first sampling clock signal, and a second ADC of the digital signal under control of the second sampling clock signal. A second ADC for converting to a path, and a signal separation unit for separating an in-phase signal and a quadrature signal in the first path of the digital signal and the second path of the digital signal A band-pass sampling receiver for receiving an RF signal is proposed, wherein the frequency of the first sampling clock signal and the second sampling clock signal is 1 / N of the carrier frequency of the RF signal, where N is a natural number become.

本発明の好ましい実施例の詳細な記載のために、この場合添付図面が参照されるであろう。   For a detailed description of the preferred embodiment of the present invention, reference will now be made to the accompanying drawings.

本発明の特徴を明確に記載するために、まず最初に、図５及び図６に関連して２経路サブサンプリング受信器アーキテクチャの理論上実現可能な条件に対してｎ分析が以下にもたらされ、それから図７に関連して詳細な記載が、本発明の実施例における提案された受信器アーキテクチャにもたらされると共にユーザ信号を再生するための方法がもたらされるであろう。   To clearly describe the features of the present invention, first, n analysis is provided below for the theoretically feasible conditions of the two-path subsampling receiver architecture in conjunction with FIGS. A detailed description in connection with FIG. 7 will then be provided in the proposed receiver architecture in an embodiment of the invention and a method for regenerating the user signal.

図１において示されているＢとして帯域幅を備えるユーザ信号が、

Figure 2007513562
として二つの直交成分によって表現され得る場合、fcのキャリア周波数を備えると共にユーザ信号で直交変調されるＲＦ信号は、
Figure 2007513562
 によってもたらされ得る。ここで、s
Figure 2007513562
 はキャリアの角周波数（circular frequency）であり、
Figure 2007513562
 はキャリアの初期位相（initial phase）である。 A user signal having a bandwidth as B shown in FIG.
Figure 2007513562
 Can be represented by two orthogonal components as follows, an RF signal with a carrier frequency of f c and orthogonally modulated with a user signal is
Figure 2007513562
 Can be brought about by. Where s
Figure 2007513562
 Is the carrier's angular frequency,
Figure 2007513562
 Is the initial phase of the carrier.

ＲＦ信号のスペクトラム特性を容易に分析するために、いくつかの必要な数学的変換が等式（１）になされることは可能であり、それ故にS(t)は更に、fc
及び-fcとしてそれぞれ中心周波数を備える二つのバンドパス成分S'(t)及びS''(t)として表現され得る。

Figure 2007513562
Figure 2007513562
 In order to easily analyze the spectral characteristics of the RF signal, several necessary mathematical transformations can be made to equation (1), so that S (t) is further expressed as f c
And -f c can be expressed as two bandpass components S ′ (t) and S ″ (t) with the center frequency, respectively.
Figure 2007513562
Figure 2007513562

これらのスペクトラム特性が図５に示されている。図が示しているように、等式（２）及び等式（３）におけるS'(t)及びS''(t)は振幅及び周波数における差を有するが、同じ帯域幅を有する。   These spectrum characteristics are shown in FIG. As the figure shows, S ′ (t) and S ″ (t) in equations (2) and (3) have differences in amplitude and frequency but have the same bandwidth.

エイリアスを防止するためにＲＦ信号がバンドパスサンプリングされるとき、

Figure 2007513562
として周波数を備えるクロック信号が選択され得る。サンプリングされた信号スペクトラムは、図６に示されているようにスペクトラム領域（ドメイン）におけるサイクル（周期）としてサンプリング周波数fsを備える（図５において示されているように）元の（原）ＲＦ信号スペクトラムの周期連続性（periodic continuation）に相当する。キャリア周波数はサンプリング周波数のＮ倍になり、スペクトラムが周期的に連続となるとき、S'(t)及びS''(t)の高次スペクトラム成分の重ね合わせ（スーパポジション（superposition））はサンプリング周波数の複数倍で発生することが図６から理解され得る。それ故に、ゼロ周波数でＢの帯域幅を備える重ね合わされたスペクトラム成分が存在するであろう。ゼロ周波数を中心とする（すなわち自身のキャリア周波数がゼロになる）信号の時間領域（タイムドメイン（time domain））は等式（２）及び（３）、すなわち
Figure 2007513562
 で計算され得る。明らかにエイリアスのために、ゼロキャリア周波数を備える信号は実際、直交ユーザ信号l(t)とQ(t)との一次結合（linear combination）になる。従って、ローパスフィルタからのフィルタリングされた信号をただ利用することによって、分離された直交ユーザ信号l(t)及びQ(t)を再生することは起こりそうもない。 When the RF signal is bandpass sampled to prevent aliasing,
Figure 2007513562
 A clock signal with a frequency can be selected. The sampled signal spectrum comprises the original (original) RF with the sampling frequency f s (as shown in FIG. 5) as a cycle (period) in the spectrum domain (domain) as shown in FIG. This corresponds to periodic continuation of the signal spectrum. When the carrier frequency is N times the sampling frequency and the spectrum is periodically continuous, the superposition of the higher-order spectral components (superposition) of S '(t) and S''(t) is sampled. It can be seen from FIG. 6 that it occurs at multiples of the frequency. Therefore, there will be a superimposed spectral component with a bandwidth of B at zero frequency. The time domain (time domain) of a signal centered at zero frequency (ie, its own carrier frequency is zero) is equal to equations (2) and (3), ie
Figure 2007513562
 Can be calculated by: Obviously due to aliasing, a signal with zero carrier frequency is actually a linear combination of the orthogonal user signals l (t) and Q (t). Therefore, it is unlikely that the separated orthogonal user signals l (t) and Q (t) will be reconstructed by simply using the filtered signal from the low pass filter.

それ故に、二つの異なる直交ユーザ信号の一次結合を得るため、同じ周波数だが異なる位相で二つのクロック信号を使用することによってＲＦ信号をサンプリングするために２経路バンドパスサンプリングが必要となり、それからユーザ信号のl(t)及びQ(t)は分離プロシージャを通じて得られ得る。更に、信号スペクトラムが、サンプリングされた後にゼロ周波数で存在するので、ＡＤＣはサンプリングされた信号をディジタル信号に変換するために使用され得る。   Therefore, to obtain a linear combination of two different orthogonal user signals, two-path bandpass sampling is required to sample the RF signal by using two clock signals at the same frequency but at different phases, and then the user signal L (t) and Q (t) can be obtained through a separation procedure. Further, since the signal spectrum exists at zero frequency after being sampled, the ADC can be used to convert the sampled signal to a digital signal.

上記の考えに基づいて、提案されたバンドパスサンプリング受信器のアーキテクチャが図７に示されており、アンテナで受信されるＲＦ信号はバンドパスフィルタ２２０によってフィルタリングされると共にＬＮＡ２２１によって増幅され、二つのパスに分割され、それからＡＤＣ７１０及び７１１によってそれぞれＡＤ変換される。二つのＡＤＣのサンプリングクロック周波数は両方ともＲＦ信号のキャリア周波数の１／Ｎになるが、二つのＡＤＣのサンプリングクロックＣＬＫ１とＣＬＫ２との間に固定相対遅延τが存在する。相対遅延τを導入する目的は、二つのパスにおけるサンプリング時点が二つの異なるキャリア位相に対応し、従って二つの異なるディジタルシーケンスがＡＤ変換後に得られ得ることにある。相対遅延τは、期間τの間、同相成分l(t)及び直交成分Q(t)がほとんど一定に保たれるように、Ｂ（すなわち

Figure 2007513562
）の逆数よりもずっと小さくなることが必要とされる。二つのＡＤ変換されたディジタルシーケンスがディジタルローパスフィルタ７２０及びディジタルローパスフィルタ７２１によってそれぞれフィルタリングされた後、サンプリングされたディジタルシーケンスのゼロ周波数成分（又はいわゆるベースバンドディジタル信号）が得られ得る。最後に、ベースバンドディジタル信号の二つのパスは必要なディジタル信号処理のためのＩ／Ｑセパレータ（分離器）７３０に送信され、それ故に二つの直交成分が分離されると共に後続するＤＳＰモジュール７４０に送信され、所望のユーザ信号は復調及びデコーディング等の更なる処理を通じて再生され得る。 Based on the above idea, the architecture of the proposed bandpass sampling receiver is shown in FIG. 7, where the RF signal received at the antenna is filtered by the bandpass filter 220 and amplified by the LNA 221, It is divided into paths, and then AD converted by ADCs 710 and 711, respectively. The sampling clock frequencies of the two ADCs are both 1 / N of the carrier frequency of the RF signal, but there is a fixed relative delay τ between the sampling clocks CLK 1 and CLK 2 of the two ADCs. The purpose of introducing the relative delay τ is that the sampling instants in the two paths correspond to two different carrier phases, so that two different digital sequences can be obtained after AD conversion. The relative delay τ is such that B (ie, the in-phase component l (t) and the quadrature component Q (t) remain almost constant during the period τ.
Figure 2007513562
 ) Is required to be much smaller. After the two AD-converted digital sequences are respectively filtered by the digital low-pass filter 720 and the digital low-pass filter 721, the zero frequency component (or so-called baseband digital signal) of the sampled digital sequence can be obtained. Finally, the two paths of the baseband digital signal are sent to the I / Q separator (separator) 730 for the necessary digital signal processing, so that the two quadrature components are separated and to the subsequent DSP module 740. Once transmitted, the desired user signal can be recovered through further processing such as demodulation and decoding.

図７に示されているようなアーキテクチャによれば、二つのＡＤＣのサンプリングクロックＣＬＫ１とＣＬＫ２との間に相対遅延τが存在するとき、ディジタルローパスフィルタ７２０及びディジタルローパスフィルタ７２１によってフィルタリングされる二つのサンプリングされたベースバンドディジタル信号はそれぞれ

Figure 2007513562
Figure 2007513562
 として表現され得る。ここで
Figure 2007513562
 及び
Figure 2007513562
 は、サンプリングクロックＣＬＫ１及びＣＬＫ２の二つのパスに対するキャリアの初期位相であり、
Figure 2007513562
 であり、S1(t)及びS２(t)はそれぞれ、ディジタルローパスフィルタ７２０及び７２１出力信号を表している。 According to the architecture as shown in FIG. 7, when there is a relative delay τ between the sampling clocks CLK 1 and CLK 2 of the two ADCs, they are filtered by the digital low-pass filter 720 and the digital low-pass filter 721. Each of the two sampled baseband digital signals is
Figure 2007513562
Figure 2007513562
 Can be expressed as here
Figure 2007513562
 as well as
Figure 2007513562
 Is the initial phase of the carrier for the two paths of the sampling clocks CLK 1 and CLK 2 ;
Figure 2007513562
 Where S 1 (t) and S 2 (t) represent the digital low-pass filters 720 and 721 output signals, respectively.

一方、ＣＬＫ１とＣＬＫ２との間の位相シフトが９０度になる場合、すなわち、

Figure 2007513562
及び
Figure 2007513562
 になる場合、
Figure 2007513562
 になる。Ｎが偶数になるとき、等式（４）及び（５）において
Figure 2007513562
 になるので、等式（４）及び（５）は、簡略化された後、同じになるであろう。それ故に所望のユーザ信号は再生され得ない。 On the other hand, if the phase shift between CLK 1 and CLK 2 is 90 degrees, ie
Figure 2007513562
 as well as
Figure 2007513562
 If
Figure 2007513562
 become. When N is an even number, in equations (4) and (5)
Figure 2007513562
 Thus, equations (4) and (5) will be the same after being simplified. Therefore, the desired user signal cannot be reproduced.

上記分析から、

Figure 2007513562
になるときにのみ、ユーザ信号は２経路バンドパスサンプリング方法で再生され得る。ここで、ｎは整数である。それ故に
Figure 2007513562
 は２経路バンドパスサンプリング方法に適合させられるのに必須の条件になる。 From the above analysis,
Figure 2007513562
 Only when the user signal can be reproduced with a two-pass bandpass sampling method. Here, n is an integer. Therefore
Figure 2007513562
 Is an essential condition for adapting to the two-pass bandpass sampling method.

等式（４）及び（５）のいくつかの数学演算で

Figure 2007513562
すなわち
Figure 2007513562
 になるとき、I(t)及びQ(t)はそれぞれ、ディジタルローパスフィルタ７２０及び７２１の出力信号のS1(t)とS２(t)との一次結合、すなわち
Figure 2007513562
Figure 2007513562
 として表され得る。 In some mathematical operations of equations (4) and (5)
Figure 2007513562
 Ie
Figure 2007513562
 I (t) and Q (t) are linear combinations of S 1 (t) and S 2 (t) of the output signals of the digital low-pass filters 720 and 721, respectively,
Figure 2007513562
Figure 2007513562
 Can be expressed as:

等式（６）及び（７）から、I(t)及びQ(t)は、ローパスフィルタリング後に得られる二つのベースバンドディジタルシーケンス信号S1(t)及びS２(t)とＣＬＫ１及びＣＬＫ２とに対してキャリアの初期位相

Figure 2007513562
及び
Figure 2007513562
 のみに関係していることが知られ得る。ここで、相対初期位相
Figure 2007513562
 及び
Figure 2007513562
 のみが未知になるので、Ｉ／Ｑセパレータ７３０は初期位相計算モジュールを依然必要とする。セル検索（サーチ）プロシージャの後、送信器（送り手）側で送信器によって送信されるパイロット信号及びミッドアンブル（midamble）信号は受信器（受け手）側で受信器に対する既知の（知られている）信号になっているので、初期位相計算モジュールは、パイロット信号又はミッドアンブルを使用することによってキャリアの初期位相
Figure 2007513562
 及び
Figure 2007513562
 を計算し得る。 From equations (6) and (7), I (t) and Q (t) are the two baseband digital sequence signals S 1 (t) and S 2 (t) obtained after low-pass filtering and CLK 1 and CLK 2 and the initial phase of the carrier
Figure 2007513562
 as well as
Figure 2007513562
 It can be known that it is only relevant. Where the relative initial phase
Figure 2007513562
 as well as
Figure 2007513562
 I / Q separator 730 still requires an initial phase calculation module because only the unknown becomes unknown. After the cell search procedure, the pilot and midamble signals transmitted by the transmitter at the transmitter (sender) side are known (known) to the receiver at the receiver (receiver) side. The initial phase calculation module uses the pilot signal or midamble to determine the initial phase of the carrier.
Figure 2007513562
 as well as
Figure 2007513562
 Can be calculated.

特に、受信ミッドアンブル信号又はパイロット信号のI(t)及びQ(t)はI0(t)及びQ0
(t)になり、受信ミッドアンブル信号又はパイロット信号がディジタルローパスフィルタ７２０及び７２１によってフィルタリングされた後、出力信号はS10(t)及びS20(t)になると仮定される。それ故に等式（４）及び（５）から、

Figure 2007513562
Figure 2007513562
 が得られ得る。 In particular, I (t) and Q (t) of the received midamble signal or pilot signal are I 0 (t) and Q 0
(t), after the received midamble signal or pilot signal is filtered by the digital low pass filters 720 and 721, the output signal is assumed to be S 10 (t) and S 20 (t). Therefore, from equations (4) and (5),
Figure 2007513562
Figure 2007513562
 Can be obtained.

それから、

Figure 2007513562
及び
Figure 2007513562
 は等式（８）及び（９）から
Figure 2007513562
Figure 2007513562
 のように計算され得る。 then,
Figure 2007513562
 as well as
Figure 2007513562
 From equations (8) and (9)
Figure 2007513562
Figure 2007513562
 It can be calculated as follows.

初期位相計算モジュールが

Figure 2007513562
及び
Figure 2007513562
 を決定した後、Ｉ／Ｑセパレータ７３０は、所望のユーザ信号のI(t)及びQ(t)を得るために等式（６）及び（７）に従って、受信されたS1(t)及びS２(t)を処理し得る。Ｉ／Ｑセパレータ７３０はＡＤＣの後に位置されるので、処理された信号はディジタルシーケンス（数列）になる。等式の説明の簡単化のため、信号は依然、f(t)の形態で表される。 Initial phase calculation module
Figure 2007513562
 as well as
Figure 2007513562
 , The I / Q separator 730 then receives the received S 1 (t) and I according to equations (6) and (7) to obtain the desired user signal I (t) and Q (t). S 2 (t) can be processed. Since the I / Q separator 730 is positioned after the ADC, the processed signal becomes a digital sequence (sequence). To simplify the explanation of the equations, the signal is still represented in the form f (t).

バンドパスサンプリング受信器の動作原理は図７に関連して上記のように分析される。実際の用途において、提案されているバンドパスサンプリング受信器は以下のように動作するであろう。すなわち、まず最初に受信ＲＦ信号のユーザ信号帯域幅Ｂ及びキャリア周波数fcによりＡＤＣのサンプリングクロック周波数

Figure 2007513562
を決定し、それから２経路バンドパスサンプリングの必要な条件
Figure 2007513562
 により二つのＡＤＣのサンプリングクロックの間の相対遅延τを決定する。その後、受信器は送信器からパイロット信号又はミッドアンブル信号を受信し、等式（１０）及び（１１）によりＩ／Ｑセパレータ７３０における初期位相計算ユニットにおいてキャリアの相対初期位相を決定し、キャリアの相対初期位相が決定された後、所望のユーザ信号の二つの直交ディジタル成分を得ると共に更なる分析のために当該直交ディジタル成分を後続するＤＳＰユニット７４０に送信するため、受信器は、等式（６）及び（７）によって、且つ上記ステップで計算されるパラメータを使用することによってＩ／Ｑセパレータ７３０において受信信号を処理し得る。 The operating principle of the bandpass sampling receiver is analyzed as described above in connection with FIG. In practical applications, the proposed bandpass sampling receiver will operate as follows. That is, first of ADC the user signal bandwidth B and a carrier frequency f c of the received RF signal is first sampling clock frequency
Figure 2007513562
 And then the necessary conditions for two-pass bandpass sampling
Figure 2007513562
 To determine the relative delay τ between the sampling clocks of the two ADCs. The receiver then receives the pilot signal or midamble signal from the transmitter, determines the relative initial phase of the carrier in the initial phase calculation unit in the I / Q separator 730 according to equations (10) and (11), and After the relative initial phase has been determined, to obtain the two quadrature digital components of the desired user signal and to send the quadrature digital components to the subsequent DSP unit 740 for further analysis, the receiver can use the equation ( The received signal may be processed in the I / Q separator 730 by 6) and (7) and by using the parameters calculated in the above steps.

本発明の好ましい実施例において、Ｉ／Ｑ分離（セパレート）プロシージャを更に簡単化するために、クロック信号ＣＬＫ１及びＣＬＫ２の二つのパスの間の相対遅延τは、

Figure 2007513562
を満たすように更に制約（制限）され得る。 In the preferred embodiment of the present invention, to further simplify the I / Q separation procedure, the relative delay τ between the two paths of the clock signals CLK 1 and CLK 2 is:
Figure 2007513562
 Can be further constrained to meet.

ＣＬＫ１とＣＬＫ２との間の相対遅延τが条件

Figure 2007513562
を満たし得ることを保証するため、
Figure 2007513562
 が仮定される場合、相対遅延
Figure 2007513562
 になる。ここで、Tcはキャリアサイクルであり、二つのクロック信号は図８に示されている方法で容易に生成され得る。図８において最もよく示されているように、まずＬＯ８０１が、受信信号のキャリア周波数の２倍の周波数を備える信号を生成する。信号は、１／２分割器（スプリッタ）８０２によって信号のキャリア周波数と同じ周波数を有する直交クロック信号の二つのパスに分割され、それ故に位相シフトはキャリア周波数ωc下で
Figure 2007513562
 になることが保証され得る。最終的に二つの１／Ｎ分割器８０３及び８０４は、直交信号の二つのパスの周波数を前者、すなわちサンプリングクロック周波数の１／Ｎにまで低減させる。それ故に所望のサンプリングクロックＣＬＫ１及びＣＬＫ２が得られ得る。ここで１／２分割器８０２は、ＣＬＫ１とＣＬＫ２との間の相対遅延τが不変の状態に保持され得ることを保証することが必要とされる。 Condition is relative delay τ between CLK 1 and CLK 2
Figure 2007513562
 To ensure that you can meet
Figure 2007513562
 Is assumed, the relative delay
Figure 2007513562
 become. Here, T c is a carrier cycle, and two clock signals can be easily generated by the method shown in FIG. As best shown in FIG. 8, LO 801 first generates a signal with a frequency that is twice the carrier frequency of the received signal. The signal is split by a ½ divider (splitter) 802 into two paths of an orthogonal clock signal having the same frequency as the carrier frequency of the signal, so the phase shift is below the carrier frequency ω c .
Figure 2007513562
 Can be guaranteed. Finally, the two 1 / N dividers 803 and 804 reduce the frequency of the two paths of the orthogonal signal to the former, that is, 1 / N of the sampling clock frequency. Therefore, the desired sampling clocks CLK 1 and CLK 2 can be obtained. Here, the 1/2 divider 802 is required to ensure that the relative delay τ between CLK 1 and CLK 2 can be kept unchanged.

ＲＦ信号が条件

Figure 2007513562
を満たすクロック信号の二つのパスでサンプリングされた後、等式（６）及び（７）は更に簡略化され得る。 RF signal is required
Figure 2007513562
 Equations (6) and (7) can be further simplified after being sampled in two passes of the clock signal that satisfy

Figure 2007513562
のとき、
Figure 2007513562
Figure 2007513562
Figure 2007513562
 となる。
Figure 2007513562
 When,
Figure 2007513562
Figure 2007513562
Figure 2007513562
 It becomes.

Figure 2007513562
のとき、
Figure 2007513562
Figure 2007513562
Figure 2007513562
 となる。
Figure 2007513562
 When,
Figure 2007513562
Figure 2007513562
Figure 2007513562
 It becomes.

等式（１２）乃至（１７）によれば、I(t)及びQ(t)は、ＣＬＫ１に対するＲＦキャリアの初期位相

Figure 2007513562
と二つのローパスフィルタリングされたベースバンドディジタルシーケンス信号S1及びS２とにのみ関係している。ここで
Figure 2007513562
 のみが未知である。それ故にＩ／Ｑセパレータ７３０における初期位相計算ユニットは、既知のミッドアンブル信号又はパイロット信号を利用することによって等式（１０）でキャリアの相対初期位相
Figure 2007513562
 を計算し得る。
Figure 2007513562
 になる。 According to equations (12) through (17), I (t) and Q (t) are the initial phase of the RF carrier with respect to CLK 1
Figure 2007513562
 And only two low-pass filtered baseband digital sequence signals S 1 and S 2 . here
Figure 2007513562
 Only is unknown. Therefore, the initial phase calculation unit in the I / Q separator 730 uses the known midamble signal or pilot signal to obtain the relative initial phase of the carrier in equation (10).
Figure 2007513562
 Can be calculated.
Figure 2007513562
 become.

初期位相計算ユニットにおいて

Figure 2007513562
が計算された後、Ｉ／Ｑセパレータ７３０は、ユーザ信号のI(t)及びQ(t)を計算するため、等式（１２）及び（１３）、又は（１５）及び（１６）で受信S1(t)及びS２(t)を処理し得る。 In the initial phase calculation unit
Figure 2007513562
 Is calculated, the I / Q separator 730 receives the equations (12) and (13) or (15) and (16) to calculate I (t) and Q (t) of the user signal. S 1 (t) and S 2 (t) can be processed.

等式（１４）及び（１７）によれば、ユーザ信号のI(t)及びQ(t)は、サンプリングされたシーケンスをある位相

Figure 2007513562
で回転することによって得られ得る。このサンプリング方法は、受信信号を直交変調（quadrature modulate）するように直交キャリア信号を使用する方法と実質的に同等であり、それ故にこのサンプリング方法は直交バンドパスサンプリングと称される。 According to equations (14) and (17), the user signals I (t) and Q (t)
Figure 2007513562
 Can be obtained by rotating at. This sampling method is substantially equivalent to the method of using a quadrature carrier signal to quadrature modulate the received signal, and hence this sampling method is referred to as quadrature bandpass sampling.

上記の好ましい実施例におけるＩ／Ａ分離プロシージャにおいて、二つのクロック信号が

Figure 2007513562
として特定の位相の関係を備えるキャリアと同期させられる場合、Ｉ／Ｑ分離プロシージャは更に簡略化されることが可能であり、直交ユーザ信号は、サンプリングされたシーケンスから直接得られ得る。しかしながら異なる状態において、直交ユーザ信号とディジタルフィルタの出力信号との間に符号の変化がもたらされてもよく、特に
Figure 2007513562
 及び
Figure 2007513562
 のとき、
Figure 2007513562
Figure 2007513562
 になり、
Figure 2007513562
 及び
Figure 2007513562
 のとき、
Figure 2007513562
Figure 2007513562
 になり、
Figure 2007513562
 及び
Figure 2007513562
 のとき、
Figure 2007513562
Figure 2007513562
 になり、
Figure 2007513562
 及び
Figure 2007513562
 のとき、
Figure 2007513562
Figure 2007513562
 になり、
Figure 2007513562
 が初期位相決定ユニットによって計算されるとき、I／Q分離プロシージャを最大限に簡略化するため、複素信号の実（数）部及び虚（数）部としてベースバンドディジタル信号の二つのパスを使用し、複素信号の位相を９０度のｎ倍で回転し、それから複素信号の実部及び虚部をそれぞれ、対応する分離された同相信号及び直交信号として扱うという異なる条件下において、I／Qセパレータ７３０は等式（１９乃至２６）でユーザ信号を再生することが可能である。 In the I / A separation procedure in the preferred embodiment above, two clock signals are
Figure 2007513562
 The I / Q separation procedure can be further simplified, and the orthogonal user signal can be obtained directly from the sampled sequence. However, in different situations, a sign change may be caused between the orthogonal user signal and the output signal of the digital filter, in particular
Figure 2007513562
 as well as
Figure 2007513562
 When,
Figure 2007513562
Figure 2007513562
 become,
Figure 2007513562
 as well as
Figure 2007513562
 When,
Figure 2007513562
Figure 2007513562
 become,
Figure 2007513562
 as well as
Figure 2007513562
 When,
Figure 2007513562
Figure 2007513562
 become,
Figure 2007513562
 as well as
Figure 2007513562
 When,
Figure 2007513562
Figure 2007513562
 become,
Figure 2007513562
 When is calculated by the initial phase determination unit, two paths of the baseband digital signal are used as the real (number) and imaginary (number) parts of the complex signal to maximize the simplification of the I / Q separation procedure Under the different conditions of rotating the phase of the complex signal by n times 90 degrees, and then treating the real and imaginary parts of the complex signal as the corresponding separated in-phase and quadrature signals, respectively, Separator 730 can reproduce the user signal with equations (19-26).

上記のI／Qセパレータ及びその中の初期位相計算ユニットは、等式におけるアルゴリズムを実現するためのソフトウエア若しくは特定のハードウエア、又は両方の組み合わせで実現され得る。   The above I / Q separator and the initial phase calculation unit therein may be implemented in software to implement the algorithm in the equation or specific hardware, or a combination of both.

上記のように、本発明において提案されるようなバンドパスサンプリング受信器に関して、ベースバンド信号は、バンドパスサンプリング方法でＲＦ信号をＡＤ変換することによって得られることが可能であり、それ故にこれにより、通常大容量になり、電力を多く消費し、組み込まれるのが困難になるアナログミキサ及びＩＦフィルタの省略はもたらされ、それによって、受信器アーキテクチャが非常に簡略化され、従来の受信器における非線形効果、画像周波数干渉、ＤＣオフセット、及びミキサ雑音のような問題が回避される。バンドパスサンプリング技術の場合、サンプリング周波数はキャリア周波数よりもかなり低くなることが可能であり、それ故にＡＤＣの特性に対する要求仕様は低減され得る。本発明は従来技術における２経路サンプリング方法の欠陥も克服し、提案されている受信器アーキテクチャは、条件

Figure 2007513562
を満たすようにサンプリングクロック信号の間で遅延τをセットすることを通じて様々な状況において適用され得る。更に、
Figure 2007513562
 になるとき、Ｉ／Ｑ分離のための計算プロシージャは簡略化され得る。特にサンプリングクロック信号がキャリア信号と位相同期され、
Figure 2007513562
 となるとき、ユーザ信号の直交成分は、サンプリングされた信号から直接得られることが可能であり、これによりＩ／Ｑ分離のための計算プロシージャは更に簡略化され得る。Ｉ／Ｑ分離の詳細も本発明においてもたらされており、このことは、提案されている受信器が実際に適用されるのに大いに役立つ。 As mentioned above, for a bandpass sampling receiver as proposed in the present invention, the baseband signal can be obtained by A / D-converting the RF signal with a bandpass sampling method, and thus This results in the omission of analog mixers and IF filters, which are usually bulky, consume a lot of power, and are difficult to incorporate, thereby greatly simplifying the receiver architecture and in conventional receivers Problems such as non-linear effects, image frequency interference, DC offset, and mixer noise are avoided. In the case of bandpass sampling techniques, the sampling frequency can be much lower than the carrier frequency, and therefore the required specifications for the ADC characteristics can be reduced. The present invention also overcomes the deficiencies of the two-path sampling method in the prior art, and the proposed receiver architecture is
Figure 2007513562
 It can be applied in various situations through setting the delay τ between sampling clock signals to satisfy Furthermore,
Figure 2007513562
 The computational procedure for I / Q separation can be simplified. In particular, the sampling clock signal is phase-synchronized with the carrier signal,
Figure 2007513562
 The orthogonal component of the user signal can be obtained directly from the sampled signal, which can further simplify the calculation procedure for I / Q separation. Details of the I / Q separation are also provided in the present invention, which greatly helps the proposed receiver to be applied in practice.

本発明において開示されているバンドパスサンプリング受信器が、請求項によって規定される本発明の範囲からはずれることなくかなり修正され得ることは当業者によって理解され得る。   It can be appreciated by those skilled in the art that the bandpass sampling receiver disclosed in the present invention can be modified considerably without departing from the scope of the present invention as defined by the claims.

バンドパスユーザ信号の周波数スペクトラムを示す。 従来のスーパヘテロダイン受信器のアーキテクチャを示すブロック図である。 通常のサブサンプリング受信器のアーキテクチャを示すブロック図である。 通常の２経路サブサンプリング受信器のアーキテクチャを示すブロック図である。 ユーザ信号が変調された後のＲＦ信号の周波数スペクトラムを示す。

Figure 2007513562
のクロック信号でサンプリングされた後のＲＦ信号の周波数スペクトラムを示す。
本発明の実施例におけるバンドパスサンプリング受信器のアーキテクチャを示すブロック図である。 本発明の実施例における直交サンプリングクロック信号を生成するための提案された実施例の構造体を示す。 The frequency spectrum of a bandpass user signal is shown. It is a block diagram which shows the architecture of the conventional superheterodyne receiver. FIG. 2 is a block diagram illustrating a typical sub-sampling receiver architecture. FIG. 2 is a block diagram illustrating a typical two-path subsampling receiver architecture. The frequency spectrum of RF signal after a user signal is modulated is shown.
Figure 2007513562
 The frequency spectrum of the RF signal after being sampled by the clock signal is shown.
FIG. 2 is a block diagram illustrating the architecture of a bandpass sampling receiver in an embodiment of the present invention. Fig. 3 shows a proposed embodiment structure for generating a quadrature sampling clock signal in an embodiment of the present invention;

Claims (18)

ＲＦ信号を受信するためのバンドパスサンプリング受信器であって、
第一のサンプリングクロック信号の制御下で前記ＲＦ信号をディジタル信号の第一のパスに変換するための第一のＡＤＣと、
第二のサンプリングクロック信号の制御下で前記ＲＦ信号をディジタル信号の第二のパスに変換するための第二のＡＤＣと、
前記ディジタル信号の第一のパス及び前記ディジタル信号の第二のパスにおいて同相信号と直交信号とを分離するための信号分離ユニットと
を有し、
前記第一のサンプリングクロック信号及び前記第二のサンプリングクロック信号の周波数は前記ＲＦ信号の周波数の1/Nになり、Nは自然数になるバンドパスサンプリング受信器。 A bandpass sampling receiver for receiving an RF signal,
A first ADC for converting the RF signal into a digital signal first path under control of a first sampling clock signal;
A second ADC for converting the RF signal into a second path of a digital signal under the control of a second sampling clock signal;
A signal separation unit for separating in-phase and quadrature signals in a first path of the digital signal and a second path of the digital signal;
The frequency of the first sampling clock signal and the second sampling clock signal is 1 / N of the frequency of the RF signal, and N is a bandpass sampling receiver in which N is a natural number. 前記第一のサンプリングクロック信号と前記第二のサンプリングクロック信号との間に相対遅延τが存在し、前記相対遅延τは条件ωcτ≠ｎπを満たし、ωcは前記ＲＦ信号の角周波数であり、ｎは自然数である請求項１に記載の受信器。 There is a relative delay τ between the first sampling clock signal and the second sampling clock signal, the relative delay τ satisfies the condition ω c τ ≠ nπ, and ω c is the angular frequency of the RF signal. The receiver according to claim 1, wherein n is a natural number. 前記ディジタル信号の第一のパスを受信すると共に前記ディジタル方式でフィルタリングされたベースバンドディジタル信号の第一のパスを前記信号分離ユニットに出力するための第一のローパスフィルタと、
前記ディジタル信号の第二のパスを受信すると共に前記ディジタル方式でフィルタリングされたベースバンドディジタル信号の第二のパスを前記信号分離ユニットに出力するための第二のローパスフィルタと
を更に有する請求項２に記載の受信器。 A first low pass filter for receiving the first path of the digital signal and outputting the first path of the digitally filtered baseband digital signal to the signal separation unit;
3. A second low-pass filter for receiving the second path of the digital signal and outputting the second path of the digitally filtered baseband digital signal to the signal separation unit. Receiver as described in. 前記信号分離ユニットは、
前記送信器から送信される既知の信号により前記第一のサンプリングクロック信号及び前記第二のサンプリングクロック信号に対してそれぞれ前記ＲＦ信号の初期位相を計算するための初期位相計算ユニットと、
前記初期位相により、前記ディジタル信号の第一のパス及び前記ディジタル信号の第二のパスにおいて前記同相信号と前記直交信号とを分離するためのＩ／Ｑ信号分離ユニットと
を含む請求項３に記載の受信器。 The signal separation unit is
An initial phase calculation unit for calculating an initial phase of the RF signal with respect to the first sampling clock signal and the second sampling clock signal according to a known signal transmitted from the transmitter;
4. An I / Q signal separation unit for separating the in-phase signal and the quadrature signal in the first path of the digital signal and the second path of the digital signal according to the initial phase. The receiver described. 前記既知の信号は前記パイロット信号及び前記ミッドアンブル信号のうちの一つになり得る請求項４に記載の受信器。   The receiver of claim 4, wherein the known signal can be one of the pilot signal and the midamble signal. 前記初期位相計算ユニットは、
Figure 2007513562
 及び
Figure 2007513562
 の式で前記初期位相を計算し、
Figure 2007513562
 は前記第一のサンプリングクロック信号に対する前記ＲＦ信号の初期位相であり、
Figure 2007513562
 は前記第二のサンプリングクロック信号に対する前記ＲＦ信号の初期位相であり、
S10(t)は、前記既知の信号が前記第一のローパスフィルタによってフィルタリングされた後の出力信号であり、
S20(t)は、前記既知の信号が前記第二のローパスフィルタによってフィルタリングされた後の出力信号であり、
l0(t)は、前記既知の信号の同相成分であり、
Q0(t)は、前記既知の信号の直交成分である
請求項５に記載の受信器。 The initial phase calculation unit includes:
Figure 2007513562
 as well as
Figure 2007513562
 The initial phase is calculated by the following formula:
Figure 2007513562
 Is the initial phase of the RF signal relative to the first sampling clock signal;
Figure 2007513562
 Is the initial phase of the RF signal relative to the second sampling clock signal;
S 10 (t) is an output signal after the known signal is filtered by the first low-pass filter,
S 20 (t) is an output signal after the known signal is filtered by the second low-pass filter,
l 0 (t) is the in-phase component of the known signal;
The receiver according to claim 5, wherein Q 0 (t) is an orthogonal component of the known signal. 前記Ｉ／Ｑ信号分離ユニットは、
Figure 2007513562
Figure 2007513562
 のように前記ベースバンドディジタル信号の第一のパス及び前記ベースバンドディジタル信号の第二のパスにおいて前記同相信号と前記直交信号とを分離し、
l(t)は、前記分離された同相信号であり、
Q(t)は、前記分離された直交信号であり、
S1(t)は、前記ベースバンドディジタル信号の第一のパスであり、
S2(t)は、前記ベースバンドディジタル信号の第二のパスであり、
Figure 2007513562
 は前記第一のサンプリングクロック信号に対する前記ＲＦ信号の初期位相であり、
Figure 2007513562
 は前記第二のサンプリングクロック信号に対する前記ＲＦ信号の初期位相であり、
Figure 2007513562
 になる
請求項５に記載の受信器。 The I / Q signal separation unit is:
Figure 2007513562
Figure 2007513562
 Separating the in-phase signal and the quadrature signal in the first path of the baseband digital signal and the second path of the baseband digital signal as follows:
l (t) is the separated in-phase signal;
Q (t) is the separated orthogonal signal,
S 1 (t) is the first pass of the baseband digital signal;
S 2 (t) is the second path of the baseband digital signal,
Figure 2007513562
 Is the initial phase of the RF signal relative to the first sampling clock signal;
Figure 2007513562
 Is the initial phase of the RF signal relative to the second sampling clock signal;
Figure 2007513562
 The receiver according to claim 5. 前記相対遅延は、等式
Figure 2007513562
 を満たし、ωcは前記ＲＦ信号の角周波数であり、τは前記相対遅延であり、ｎは自然数である
請求項１乃至７の何れか一項に記載の受信器。 The relative delay is the equation
Figure 2007513562
 The receiver according to claim 1, wherein ω c is an angular frequency of the RF signal, τ is the relative delay, and n is a natural number. 前記計算された初期位相が等式
Figure 2007513562
 を満たすかどうかを判定するための初期位相判定ユニット
を更に有し、
Figure 2007513562
 は前記第一のサンプリングクロック信号に対する前記ＲＦ信号の初期位相であり、
前記Ｉ／Ｑ信号分離ユニットは、前記初期位相が前記等式を満たす場合、前記複素信号の実部及び虚部としてそれぞれ前記ベースバンドディジタル信号の第一のパス及び前記ベースバンドディジタル信号の第二のパスをとり、それから前記複素信号の位相を
Figure 2007513562
 だけシフトし、前記得られた複素信号の実部及び虚部を、前記分離された同相信号及び直交信号としてとる
請求項４に記載の受信器。 The calculated initial phase is equal to
Figure 2007513562
 Further comprising an initial phase determination unit for determining whether or not
Figure 2007513562
 Is the initial phase of the RF signal relative to the first sampling clock signal;
When the initial phase satisfies the equation, the I / Q signal separation unit is configured so that the first part of the baseband digital signal and the second part of the baseband digital signal are used as the real part and the imaginary part of the complex signal, respectively. And then the phase of the complex signal is
Figure 2007513562
 The receiver according to claim 4, wherein the real part and the imaginary part of the obtained complex signal are taken as the separated in-phase signal and quadrature signal. 受信信号をバンドパスサンプリングするための方法であって、
（ａ）第一のサンプリングクロック信号の制御下でＲＦ信号をディジタル信号の第一のパスに変換するステップと、
（ｂ）第二のサンプリングクロック信号の制御下で前記ＲＦ信号をディジタル信号の第二のパスに変換するステップと、
（ｃ）前記ディジタル信号の第一のパス及び前記ディジタル信号の第二のパスにおいて同相信号と直交信号とを分離するステップと
を有し、
前記第一のサンプリングクロック信号及び前記第二のサンプリングクロック信号の周波数は、前記ＲＦ信号の周波数の1/Nになり、Nは自然数になる方法。 A method for bandpass sampling a received signal, comprising:
(A) converting the RF signal to a first path of a digital signal under control of the first sampling clock signal;
(B) converting the RF signal into a second path of a digital signal under the control of a second sampling clock signal;
(C) separating in-phase and quadrature signals in a first pass of the digital signal and a second pass of the digital signal;
The frequency of the first sampling clock signal and the second sampling clock signal is 1 / N of the frequency of the RF signal, and N is a natural number. 前記第一のサンプリングクロック信号と前記第二のサンプリング信号との間に相対遅延τが存在し、前記相対遅延τは条件ωcτ≠ｎπを満たし、ωcは前記ＲＦ信号の角周波数であり、ｎは自然数である請求項１０に記載の方法。 There is a relative delay τ between the first sampling clock signal and the second sampling signal, the relative delay τ satisfies the condition ω c τ ≠ nπ, and ω c is the angular frequency of the RF signal. , N is a natural number. 前記ディジタル信号の第一のパスをフィルタリングすると共にフィルタリングされた後に得られた前記ベースバンドディジタル信号の第一のパスを出力するステップと、
前記ディジタル信号の第二のパスをフィルタリングすると共にフィルタリングされた後に得られた前記ベースバンドディジタル信号の第二のパスを出力するステップと
更に有し、
前記ベースバンドディジタル信号の第一のパス及び前記ベースバンドディジタル信号の第二のパスにおける前記同相信号及び前記直交信号はステップ（ｃ）で分離される請求項１１に記載の方法。 Filtering the first path of the digital signal and outputting the first path of the baseband digital signal obtained after filtering;
Filtering the second path of the digital signal and outputting the second path of the baseband digital signal obtained after filtering;
The method of claim 11, wherein the in-phase signal and the quadrature signal in the first pass of the baseband digital signal and the second pass of the baseband digital signal are separated in step (c). ステップ（ｃ）は、
送信器によって送信される前記既知の信号により、前記第一のサンプリングクロック信号及び前記第二のサンプリングクロック信号に対して前記ＲＦ信号の初期位相を計算するステップと、
前記初期位相により、前記ベースバンドディジタル信号の第一のパス及び前記ベースバンドディジタル信号の第二のパスにおける前記同相信号及び前記直交信号を分離するステップと
を含む請求項１２に記載の方法。 Step (c)
Calculating an initial phase of the RF signal with respect to the first sampling clock signal and the second sampling clock signal according to the known signal transmitted by a transmitter;
13. The method of claim 12, comprising separating the in-phase signal and the quadrature signal in the first path of the baseband digital signal and the second path of the baseband digital signal according to the initial phase. 前記既知の信号は前記パイロット信号及び前記ミッドアンブル信号のうちの一つになり得る請求項１３に記載の方法。   The method of claim 13, wherein the known signal can be one of the pilot signal and the midamble signal. 前記初期位相は、
Figure 2007513562
 及び
Figure 2007513562
 の式で計算され、
Figure 2007513562
 は前記第一のサンプリングクロック信号に対する前記ＲＦ信号の初期位相であり、
Figure 2007513562
 は前記第二のサンプリングクロック信号に対する前記ＲＦ信号の初期位相であり、
S10(t)は、前記第一のローパスフィルタによってフィルタリングされた後の前記既知の信号の出力信号であり、
S20(t)は、前記第二のローパスフィルタによってフィルタリングされた後の前記既知の信号の出力信号であり、
l0(t)は、前記既知の信号の同相成分であり、
Q0(t)は、前記既知の信号の直交成分である
請求項１４に記載の方法。 The initial phase is
Figure 2007513562
 as well as
Figure 2007513562
 Calculated by the formula
Figure 2007513562
 Is the initial phase of the RF signal relative to the first sampling clock signal;
Figure 2007513562
 Is the initial phase of the RF signal relative to the second sampling clock signal;
S 10 (t) is an output signal of the known signal after being filtered by the first low-pass filter;
S 20 (t) is an output signal of the known signal after being filtered by the second low-pass filter;
l 0 (t) is the in-phase component of the known signal;
The method of claim 14, wherein Q 0 (t) is an orthogonal component of the known signal. 前記ベースバンドディジタル信号の第一のパス及び前記ベースバンドディジタル信号の第二のパスにおいて前記同相信号と前記直交信号とは、式
Figure 2007513562
Figure 2007513562
 で分離され、
l(t)は、前記分離された同相信号であり、
Q(t)は、前記分離された直交信号であり、
S1(t)は、前記ベースバンドディジタル信号の第一のパスであり、
S2(t)は、前記ベースバンドディジタル信号の第二のパスであり、
Figure 2007513562
 は前記第一のサンプリングクロック信号に対する前記ＲＦ信号の初期位相であり、
Figure 2007513562
 は前記第二のサンプリングクロック信号に対する前記ＲＦ信号の初期位相であり、
Figure 2007513562
 になる
請求項１４に記載の方法。 In the first pass of the baseband digital signal and the second pass of the baseband digital signal, the in-phase signal and the quadrature signal are
Figure 2007513562
Figure 2007513562
 Separated by
l (t) is the separated in-phase signal;
Q (t) is the separated orthogonal signal,
S 1 (t) is the first pass of the baseband digital signal;
S 2 (t) is the second path of the baseband digital signal,
Figure 2007513562
 Is the initial phase of the RF signal relative to the first sampling clock signal;
Figure 2007513562
 Is the initial phase of the RF signal relative to the second sampling clock signal;
Figure 2007513562
 The method according to claim 14. 前記相対遅延は条件
Figure 2007513562
 を満たし、ωcは前記ＲＦ信号の角周波数であり、τは前記相対遅延であり、ｎは自然数である
請求項１０乃至１６の何れか一項に記載の方法。 The relative delay is a condition
Figure 2007513562
 The method according to claim 10, wherein ω c is an angular frequency of the RF signal, τ is the relative delay, and n is a natural number. 前記計算された初期位相が条件
Figure 2007513562
 を満たすかどうかを判定し、
Figure 2007513562
 は前記第一のサンプリングクロック信号に対する前記ＲＦ信号の初期位相になるステップと、
前記初期位相が前記等式を満たす場合、前記複素信号の実部及び虚部としてそれぞれ前記ベースバンドディジタル信号の第一のパス及び前記ベースバンドディジタル信号の第二のパスをとり、それから前記複素信号の位相を
Figure 2007513562
 だけシフトし、前記得られた複素信号の実部及び虚部を、前記分離された同相信号及び直交信号としてとるステップと
を更に有する請求項１３に記載の方法。 The calculated initial phase is a condition.
Figure 2007513562
 To determine whether
Figure 2007513562
 Is the initial phase of the RF signal relative to the first sampling clock signal;
If the initial phase satisfies the equation, take the first path of the baseband digital signal and the second path of the baseband digital signal as the real part and imaginary part of the complex signal, respectively, and then the complex signal Phase of
Figure 2007513562
 14. The method of claim 13, further comprising the step of: shifting by only the real and imaginary parts of the resulting complex signal as the separated in-phase and quadrature signals.
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