JP2007329618A - Amplifier - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は増幅器に関するものであり、特に、ミリ波、マイクロ波帯で用いる増幅器において高利得と高安定性を両立するための構成に特徴のある増幅器に関するものである。 The present invention relates to an amplifier, and more particularly to an amplifier characterized by a configuration for achieving both high gain and high stability in an amplifier used in a millimeter wave and microwave band.
通常、増幅器の利得を高くすると回路動作が不安定になって発振するという問題があり、逆に安定化させると利得が下がるという問題があり、利得と安定性とはトレードオフの関係にある。 Usually, when the gain of the amplifier is increased, there is a problem that the circuit operation becomes unstable and oscillation occurs. Conversely, when the amplifier is stabilized, there is a problem that the gain decreases, and the gain and the stability are in a trade-off relationship.
そこで、本発明者は、増幅器における利得と安定度の両立をはかるために、増幅用トランジスタのソース端子とグランドの間にインダクタ(Ls )を接続し、且つ、ゲート端子とドレイン端子の間に抵抗(Rgd)を接続することを提案しているので(例えば、非特許文献1参照)、ここで、図11を参照して、提案に係る増幅器を説明する。 Therefore, the present inventor has connected an inductor (L s ) between the source terminal of the amplifying transistor and the ground, and between the gate terminal and the drain terminal in order to achieve both gain and stability in the amplifier. since it is proposed to connect a resistor (R gd) (e.g., see non-Patent Document 1), wherein, with reference to FIG. 11, illustrating the amplifier according to the proposal.
図11参照
図11は、本発明者の提案に係る増幅器の説明図であり、上段に増幅器の回路構成図を、また、下段に増幅器に用いる増幅用トランジスタの等価回路図を示している。
上段の増幅器の回路構成図に示すように、増幅用トランジスタ31のソース端子とグランドの間にインダクタ(Ls )32を接続するとともに、ゲート端子とドレイン端子の間に抵抗(Rgd)33を接続している。
See FIG.
FIG. 11 is an explanatory diagram of an amplifier according to the proposal of the present inventor, showing an amplifier circuit configuration diagram in the upper stage and an equivalent circuit diagram of an amplifying transistor used in the amplifier in the lower stage.
As shown in the circuit configuration diagram of the upper amplifier, an inductor (L s ) 32 is connected between the source terminal of the amplifying
このLs とRgdの組み合わせにより増幅器の安定性を判定する係数、即ち、安定化係数(K値)が増大するような組み合わせにすることにより、利得を大きく保ったまま安定化が図れることが報告されている。 By combining the L s and R gd with a coefficient that determines the stability of the amplifier, that is, a combination that increases the stabilization coefficient (K value), stabilization can be achieved while maintaining a large gain. It has been reported.
下図はシミュレーションに用いた増幅用トランジスタの等価回路図であり、ここでは、 gm =38mS
Cgd=7fF
Cgs=60fF
Cds=23fF
Rds=500Ω
に設定してシミュレーションを行った。
The figure below is an equivalent circuit diagram of the amplifying transistor used in the simulation. Here, g m = 38 mS
C gd = 7fF
C gs = 60 fF
C ds = 23 fF
R ds = 500Ω
The simulation was performed with setting.
本発明者が行ったシミュレーションによると、Ls の値で安定度が極大となる周波数が決定され、RgdによりそのときのK値が決定されるので、その事情を図12及び図13を参照して説明する。 According to the simulation performed by the present inventor, the frequency at which the stability is maximized is determined by the value of L s , and the K value at that time is determined by R gd . To explain.
図12参照
図12は、K値のRgd値依存性の説明図であり、ここでは、まずK値が極大化する周波数にLs を設定し、その後Rgdを変化させたときの安定度と利得をシミュレーションした。
図に示すように、Rgdが700Ωの時、K値が最大の38になっている。
See FIG.
FIG. 12 is an explanatory diagram of the dependency of the K value on the R gd value. Here, L s is first set to the frequency at which the K value is maximized, and then the stability and gain when the R gd is changed are shown. Simulated.
As shown in the figure, when R gd is 700Ω, the K value is 38 at the maximum.
なお、K値は下記の式(1)で定義される。
K=(1+|D|2 −|S11|2 −|S22|2 )/2|S12S21| ・・・(1)
但し、D=S11S22−S12S21、SiiはSパラメータを表している。
The K value is defined by the following formula (1).
K = (1+ | D | 2 − | S 11 | 2 − | S 22 | 2 ) / 2 | S 12 S 21 | (1)
However, D = S 11 S 22 -S 12
図13参照
図13は、利得のRgd値依存性の説明図であり、K値が最大の38の時の利得は5dBで、安定化を図らない従来例(最大の利得が7dB)と比較して2dBしか低下しておらず、十分、高利得、高安定であるといえる。
See FIG.
Figure 13 is an explanatory view of the R gd value dependence of the gain, the gain when the K value is the maximum of 38 in 5 dB, as compared with the conventional example in which no reduced stabilization (maximum gain 7 dB) 2 dB However, it has been lowered, and it can be said that the gain is sufficiently high and stable.
このように、本発明者の提案によれば、Ls とRgdにより安定度は大きくなっているが、製造バラツキなどにより低下してしまう虞があるので、設計時にはK値をさらに大きくすることが望まれる。
しかし、上記の図12に示すように、K値がRgdに対して変化が激しいため、言いかえると感度が高いため、製造バラツキなどにより設定したRgdに対してズレが生じた時にはK値がピーク値からずれて小さくなってしまうという問題点がある。 However, as shown in FIG. 12 above, since the K value changes sharply with respect to R gd, in other words, the sensitivity is high, and therefore when the deviation occurs with respect to R gd set due to manufacturing variation or the like, the K value However, there is a problem that it becomes smaller than the peak value.
したがって、本発明は、高利得を保ったままでK値の安定性を高め、製造バラツキ耐性を高めることを目的とする。 Accordingly, an object of the present invention is to increase the stability of the K value while maintaining a high gain, and to increase the tolerance of manufacturing variations.
図1は本発明の原理的構成図であり、ここで図1を参照して、本発明における課題を解決するための手段を説明する。
図1参照
上記の課題を解決するために、本発明は、増幅器において、増幅用のトランジスタ1のソース端子とグランドの間にインダクタ2を接続するとともに、前記トランジスタ1のゲート端子とドレイン端子の間にダイオード3と抵抗4とを直列に接続することを特徴とする。
FIG. 1 is a diagram illustrating the basic configuration of the present invention. Means for solving the problems in the present invention will be described with reference to FIG.
See FIG. 1 In order to solve the above problem, the present invention provides an amplifier in which an
このように、トランジスタ1のゲート端子とドレイン端子の間にダイオード3を接続することによって、ダイオード3の等価回路を構成するコンデンサ成分がK値を規定するS12を虚部を含めて小さくすることができ、それによって、上記式(1)から明らかなようにK値を大きくすることがでる。
Thus, by connecting a
この場合、ダイオード3としては、バラクタダイオードが好適であり、バラクタダイオードに印加する制御電圧によって容量を可変制御することによって、K値の安定化を図ることができる。
In this case, the
その際、バラクタダイオードのカソードに、抵抗またはインダクタからなるインピーダンス素子5を介して制御電圧を印加することが望ましく、このインピーダンス素子5によって制御電圧源を分離することができる。
At this time, it is desirable to apply a control voltage to the cathode of the varactor diode via the
また、増幅用のトランジスタ1のゲート端子とドレイン端子の間に、ダイオード3と直列になるようにコンデンサを接続しても良く、それによって、ゲート−ドレイン間を直流的に分離することができる。
Further, a capacitor may be connected between the gate terminal and the drain terminal of the amplifying
或いは、増幅器の基本構成を、増幅用の第1のトランジスタ1のソース端子とグランドの間にインダクタ2を接続するとともに、前記第1のトランジスタ1のゲート端子とドレイン端子の間に第2のトランジスタを接続するように構成しても良い。
Alternatively, in the basic configuration of the amplifier, the
この場合、第2のトランジスタのゲートバイアス電圧を適当な値に設定することにより、等価的な抵抗値を適当な値に設定することができ、それによって、増幅器の安定性を増すことができる。 In this case, by setting the gate bias voltage of the second transistor to an appropriate value, the equivalent resistance value can be set to an appropriate value, thereby increasing the stability of the amplifier.
この場合、第1のトランジスタ1のゲート端子とドレイン端子の間に、第2のトランジスタと直列にコンデンサを接続することが望ましく、このコンデンサによりDC電圧を分離するとともに、コンデンサの容量成分によってS12を0にすることによりK値を増加することができる。
In this case, it is desirable to connect a capacitor in series with the second transistor between the gate terminal and the drain terminal of the
また、第1のトランジスタ1のゲート端子とドレイン端子の間に、第2のトランジスタと直列にインダクタを接続しても良く、それによって、特性をさらに改善することができる。
Further, an inductor may be connected in series with the second transistor between the gate terminal and the drain terminal of the
また、第2のトランジスタのドレインには、インダクタを介してバイアス電圧を印加すれば良く、それによって、バイアス電圧源を分離することができる。 Further, a bias voltage may be applied to the drain of the second transistor via an inductor, whereby the bias voltage source can be separated.
本発明によれば、ダイオード、特にバラクタダイオード、或いは、第2のトランジスタを用いることによって、利得を低下させることなく、K値のピーク値をブロードにすることができ、それによって、製造バラツキ耐性の大きな高利得・高安定性の増幅器を構成することができる。 According to the present invention, by using a diode, in particular, a varactor diode or a second transistor, the peak value of the K value can be broadened without reducing the gain, and thereby, resistance to manufacturing variation can be improved. A large high gain and high stability amplifier can be constructed.
本発明は、増幅用のトランジスタのソース端子とグランドの間にインダクタLs を接続するとともに、トランジスタのゲート端子とドレイン端子の間にバラクタダイオードと抵抗Rgdとを直列に接続し、バラクタダイオードのカソードに、抵抗またはインダクタからなるインピーダンス素子を介して制御電圧を印加するものである。 In the present invention, an inductor L s is connected between the source terminal of the amplifying transistor and the ground, and a varactor diode and a resistor R gd are connected in series between the gate terminal and the drain terminal of the transistor. A control voltage is applied to the cathode via an impedance element made of a resistor or an inductor.
或いは、増幅用の第1のトランジスタのソース端子とグランドの間にインダクタLs を接続するとともに、第1のトランジスタのゲート端子とドレイン端子の間に第2のトランジスタを接続し、好適には、第1のトランジスタのゲート端子とドレイン端子の間に、第2のトランジスタと直列にコンデンサを接続し、第2のトランジスタのドレインにインダクタを介してバイアス電圧を印加するものである。 Alternatively, the inductor L s is connected between the source terminal of the first transistor for amplification and the ground, and the second transistor is connected between the gate terminal and the drain terminal of the first transistor. A capacitor is connected in series with the second transistor between the gate terminal and the drain terminal of the first transistor, and a bias voltage is applied to the drain of the second transistor via an inductor.
ここで、図2乃至図7を参照して、本発明の実施例1の増幅器を説明する。
図2参照
図2は、本発明の実施例1の増幅器の回路構成図であり、増幅用トランジスタ11のソース端子とグランドの間にインダクタ(Ls )12を接続するとともに、ゲート端子とドレイン端子の間にバラクタダイオード13と抵抗(Rgd)14とを直列接続する。
なお、バラクタダイオード13のカソードには、インダクタ15を介して制御電圧を印加する。
Here, with reference to FIG. 2 thru | or FIG. 7, the amplifier of Example 1 of this invention is demonstrated.
See Figure 2
FIG. 2 is a circuit configuration diagram of the amplifier according to the first embodiment of the present invention, in which an inductor (L s ) 12 is connected between the source terminal of the amplifying
A control voltage is applied to the cathode of the
このバラクタダイオード13の等価回路は破線の楕円内に図示するように、可変コンデンサ16とインダクタ17で表され、可変コンデンサ16の容量値は制御電圧によって変化させることができる。
The equivalent circuit of the
図3参照
図3は、K値のRgd値依存性の説明図であり、ここでは、まず容量値を適当な値に設定し、その後Rgdを変化させたときの安定度と利得をシミュレーションした。
図に示すように、Rgdが700Ω近傍において、K値が1000程度になっており、従来の最大値の38と比べて安定係数(K値)が大幅に増加することがわかる。
なお、シミュレーションに用いた増幅用トランジスタ11の各パラメータは従来と全く同様である。
See Figure 3
Figure 3 is a R gd value dependent illustration of K values, in this case, sets first capacitance value to a suitable value, to simulate the stability and gain obtained while subsequently changing the R gd.
As shown in the figure, when the R gd is in the vicinity of 700Ω, the K value is about 1000, and it can be seen that the stability coefficient (K value) is significantly increased as compared with the conventional maximum value of 38.
The parameters of the amplifying
図4参照
図4は、利得のRgd値依存性の説明図であり、図3に示すようにK値が大幅に増加したのに対して、利得はほとんど変わらないことがわかる。
即ち、従来と同様の高い利得を保ったままで、高安定化が可能であることが確認された。
See Figure 4
FIG. 4 is an explanatory diagram of the dependence of gain on the R gd value. As shown in FIG. 3, it can be seen that the gain hardly changes while the K value increases significantly.
That is, it was confirmed that high stabilization was possible while maintaining the same high gain as before.
図5参照
図5は、K値のバラクタダイオードの等価容量値依存性の説明図であり、容量値の変化に対する安定係数(K値)の変化は、図3のK値のRgd値依存性に比べて非常に小さく、十分感度が低いといえる。
これは製造バラツキなどによるパラメータの変動に対して特性変動が少ないということを意味している。
See Figure 5
FIG. 5 is an explanatory diagram of the dependence of the K value on the equivalent capacitance value of the varactor diode. The change in the stability factor (K value) with respect to the change in the capacitance value is compared with the R gd value dependence of the K value in FIG. It can be said to be very small and sufficiently low in sensitivity.
This means that the characteristic variation is small with respect to the parameter variation due to manufacturing variation or the like.
図6参照
図6は、本発明と従来例のS12の比較図であり、上記の式(1)で表される通り、出力側から入力側へ帰還する電力量を表すS12を小さくすると増幅器の安定係数(K値)は増大する。
なお、図6ではS12をデシベル(dB)表記しており、即ち、
S12(dB)=10×log10(S12)
であるので、負の数値が小さいほどS12が0に近いことを示している。
したがって、本発明ではリアクタンス素子であるバラクタダイオードを用いることで、S12の実部だけでなく虚部まで0にすることができるため安定係数が増大していることがわかる。
See FIG.
Figure 6 is a comparison diagram of the S 12 of the present invention and the conventional example, as represented by the above formula (1), the A smaller S 12 representing the amount of power fed back from the output side to the input side amplifier stability The coefficient (K value) increases.
In FIG. 6, S 12 is expressed in decibels (dB), that is,
S 12 (dB) = 10 × log 10 (S 12 )
Therefore, the smaller the negative numerical value, the closer S 12 is to 0.
Therefore, in the present invention, by using a varactor diode, which is a reactance element, not only the real part of S 12 but also the imaginary part can be reduced to 0, so that the stability coefficient is increased.
図7参照
図7は、本発明と従来例のK値の比較図であり、インダクタがない従来例の場合はK値が1以下で安定となっていないことがわかる。
一方、インダクタを配置した本発明の場合はK値は1を大きく超えており、安定となっていることがわかる。
See FIG.
FIG. 7 is a comparison diagram of the K value between the present invention and the conventional example, and it can be seen that the conventional example without an inductor has a K value of 1 or less and is not stable.
On the other hand, in the case of the present invention in which the inductor is arranged, the K value greatly exceeds 1, indicating that the value is stable.
このように、本発明の実施例1においては、増幅用トランジスタ11のゲート端子とドレイン端子の間にバラクタダイオード13を接続することによって、利得をほとんど変化させることなくバラクタダイオード13の等価回路を構成するコンデンサ成分でK値を規定するS12を虚部を含めて小さくすることができ、それによって、上記式(1)から明らかなようにK値を大きくすることができる。
As described above, in the first embodiment of the present invention, an equivalent circuit of the
次に、図8を参照して、本発明の実施例2の増幅器を説明する。
図8参照
図8は、本発明の実施例2の増幅器の回路構成図であり、上記の実施例1の増幅器のバラクタダイオード13と抵抗(Rgd)14との間にコンデンサ18を接続したものである。
Next, an amplifier according to
See FIG.
FIG. 8 is a circuit configuration diagram of the amplifier according to the second embodiment of the present invention, in which a
このコンデンサ18は、デカップリングコンデンサとして作用し、制御電源とドレイン端子間を直流的に分離するものであり、増幅器の動作特性をより安定化することができる。
This
次に、図9を参照して、本発明の実施例3の増幅器を説明する。
図9は、本発明の実施例3の増幅器の回路構成図であり、増幅用トランジスタ11のソース端子とグランドの間にインダクタ(Ls )12を接続するとともに、ゲート端子とドレイン端子の間にトランジスタ19とコンデンサ20とを直列接続する。
Next, an amplifier according to
FIG. 9 is a circuit configuration diagram of the amplifier according to the third embodiment of the present invention, in which an inductor (L s ) 12 is connected between the source terminal of the amplifying
なお、トランジスタ19のドレインには、インダクタ21を介してバイアス電圧を印加するものであり、インダクタ21によりバイアス電源に対するインピーダンスを高くして直流のみを通し、高周波を通さないチョークコイルの働きでバイアス電源を分離している。
A bias voltage is applied to the drain of the
この場合、トランジスタ19の等価回路は、破線の楕円内に示すように、制御電圧でソース−ドレイン間の等価的な抵抗値Rが変化する可変抵抗22となる。
In this case, the equivalent circuit of the
図10参照
図10は、トランジスタ19のDC特性図であり、図に示すように、トランジスタ19に印加するゲート電圧値によってVdsに対するIdsの傾き(1/R)が変化することがわかる。
即ち、ゲート電圧を変えることにより1/Rが変わり、等価的な抵抗値Rを変えることができる。
See FIG.
FIG. 10 is a DC characteristic diagram of the
That is, 1 / R is changed by changing the gate voltage, and the equivalent resistance value R can be changed.
したがって、トランジスタ19のゲートバイアス電圧を適当な値に設定することにより、ソース−ドレイン間の等価的な抵抗値Rを適当な抵抗値に設定することができ、それによって、増幅器の安定性を増すことができる。
Therefore, by setting the gate bias voltage of the
また、コンデンサ20は、DC電圧を分離するために用いるとともに、上述の実施例1のバラクタダイオードの容量成分と同様にS12を0にすることにより安定化係数の増加を図っている。
The
このように、本発明の実施例3においては、増幅用トランジスタ11のゲート端子とドレイン端子の間にトランジスタ19を接続することによって、高いK値が得られる抵抗値に設定することができ、また、コンデンサ20によってK値を規定するS12を虚部を含めて小さくすることができ、それによって、上記式(1)から明らかなようにK値を大きくすることができる。
As described above, in the third embodiment of the present invention, by connecting the
以上、本発明の各実施例を説明してきたが、本発明は各実施例に記載された構成・条件等に限られるものではなく各種の変更が可能であり、例えば、上記の実施例1及び実施例2においては、インダクタを用いて制御電圧源を分離しているが、インダクタは必須ではなく、直接制御電圧を印加しても良いものである。 Although the embodiments of the present invention have been described above, the present invention is not limited to the configurations and conditions described in the embodiments, and various modifications can be made. In the second embodiment, the control voltage source is separated using an inductor, but the inductor is not essential, and a control voltage may be directly applied.
また、この場合、制御電圧はバラクタダイオードに対して逆バイアス電圧になっているため電流は流れないので、インダクタの代わりに抵抗を用いても良いものである。 In this case, since the control voltage is a reverse bias voltage with respect to the varactor diode, no current flows, so that a resistor may be used instead of the inductor.
また、上記の実施例2においては、バラクタダイオードと抵抗Rgdとの間にコンデンサを接続しているが、このコンデンサは抵抗Rgdとドレイン端子との間に接続しても良いものである。 In the second embodiment, a capacitor is connected between the varactor diode and the resistor R gd , but this capacitor may be connected between the resistor R gd and the drain terminal.
また、上記の実施例3においては、トランジスタ19のドレイン端子とトランジスタ11のドレイン端子との間にコンデンサを接続しているが、このコンデンサは必ずしも必須ではない。
In the third embodiment, a capacitor is connected between the drain terminal of the
また、上記の実施例3においては、さらに、トランジスタ19のドレイン端子とコンデンサ20との間、または、トランジスタ19のソース端子とトランジスタ11のゲート端子との間にインダクタを直列に接続しても良いものである。
なお、トランジスタ19の容量成分Cdsが大きすぎる場合は上記の式(1)の条件を満たせなくなるが、この場合には、インダクタを入れることによって容量成分を打ち消すことができ、条件(1)を満たすことができる。
In the third embodiment, an inductor may be connected in series between the drain terminal of the
If the capacitance component C ds of the
ここで、再び図1を参照して、本発明の詳細な特徴を改めて説明する。
再び、図1参照
(付記1) 増幅用のトランジスタ1のソース端子とグランドの間にインダクタ2を接続するとともに、前記トランジスタ1のゲート端子とドレイン端子の間にダイオード3と抵抗4とを直列に接続することを特徴とする増幅器。
(付記2) 上記ダイオード3が、バラクタダイオードであることを特徴とする付記1記載の増幅器。
(付記3) 上記バラクタダイオードのカソードに、抵抗またはインダクタからなるインピーダンス素子5を介して制御電圧を印加することを特徴とする付記2記載の増幅器。 (付記4) 上記トランジスタ1のゲート端子とドレイン端子の間に、前記ダイオード3と直列になるようにコンデンサを接続したことを特徴とする付記1乃至3のいずれか1に記載の増幅器。
(付記5) 増幅用の第1のトランジスタ1のソース端子とグランドの間にインダクタ2を接続するとともに、前記第1のトランジスタ1のゲート端子とドレイン端子の間に第2のトランジスタを接続したことを特徴とする増幅器。
(付記6) 上記第1のトランジスタ1のゲート端子とドレイン端子の間に、上記第2のトランジスタと直列にコンデンサを接続したことを特徴とする付記5記載の増幅器。
(付記7) 上記第1のトランジスタ1のゲート端子とドレイン端子の間に、上記第2のトランジスタと直列にインダクタを接続したことを特徴とする付記5または6に記載の増幅器。
(付記8) 上記第2のトランジスタのドレインに、インダクタを介してバイアス電圧を印加することを特徴とする付記5乃至7のいずれか1に記載の増幅器。
Here, the detailed features of the present invention will be described again with reference to FIG.
Again see Figure 1
(Supplementary Note 1) The
(Supplementary note 2) The amplifier according to
(Supplementary note 3) The amplifier according to
(Supplementary Note 5) The
(Supplementary note 6) The amplifier according to
(Supplementary note 7) The amplifier according to
(Supplementary note 8) The amplifier according to any one of
本発明の活用例としては、光通信用のミリ波或いはマイクロ波帯で用いるHEMTや化合物半導体MESFET等を用いた増幅器が典型的なものであるが、ミリ波或いはマイクロ波帯の増幅器に限られるものではなく、MOSFETを用いた増幅器にも適用されるものである。 As an example of use of the present invention, an amplifier using a HEMT or a compound semiconductor MESFET used in a millimeter wave or microwave band for optical communication is typical, but is limited to an amplifier in a millimeter wave or microwave band. However, the present invention is also applicable to an amplifier using a MOSFET.
1 トランジスタ
2 インダクタ
3 ダイオード
4 抵抗
5 インピーダンス素子
11 増幅用トランジスタ
12 インダクタ
13 バラクタダイオード
14 抵抗
15 インダクタ
16 可変コンデンサ
17 インダクタ
18 コンデンサ
19 トランジスタ
20 コンデンサ
21 インダクタ
22 可変抵抗
31 増幅用トランジスタ
32 インダクタ
33 抵抗
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