JP2007327956A - 距離計測方法及び距離計測装置 - Google Patents

Abstract

【課題】目標と受信機間の距離を計測する。
【解決手段】測距方式における目標と受信機間の距離計測として、受信機のサンプリング・クロックによって決定された一回目の第１のパルスを送信するステップと、第１のパルスを受信するステップとサンプリング・クロックを用いる所定の振幅閾値で受信済み第１のパルスをサンプリングするステップと、第１のパルスが送信された後にサンプリング・クロックの多数の期間の点で受信済み第１のパルスの到達時間を決定するステップとから成る。これは第２パルスに対して繰り返される。そして第１と第２のパルスの平均到達時間が平均到達推定時間を得るために決定される。目標と受信機間の距離は送信済みパルスの伝播速度を平均到達推定時間に掛け合わすことにより決定される。また、このステップを実行する距離の測定のための装置を得る。
【選択図】図１

Description

本発明は測距方式における目標と受信機間の距離計測を行う距離計測方法及び距離計測装置に関する。

２物体間の距離の計測はレーダ方式、屋内外位置決め方式、ロボット方式、衝突防止、ゲームプレー及びスマートホーム/オフィス配置などの分野に広い応用を有する。距離計測は電磁気、光あるいは音波のような空気中（あるいはたの媒質中）波動伝播の飛行時間を計測することによりなされる。波動伝播速度と飛行時間の掛け算は決定すべき距離を与える。それゆえ、そのような距離計測の精度は到来信号の到達時間（以下、ＴＯＡと称する。）または到達時間差（ＴＤＯＡ）の測定精度に依存する。

従来型の測距方式において、到来信号波形はＴＯＡが計測される前に通常最初に時間領域で抽出される。真のＴＯＡは連続な値であるが、離散方式のＴＯＡは整数のサンプリング間隔ｔ_sに基づいてただ従来的に見積もられる。信号の到来時間が２個の連続サンプリング間で下がれば、簡単な測距方式では信号は第１サンプリング時間、第２サンプリング時間であるいは２個のサンプリング時間の中間のいずれかの到来として推定される。それゆえ、最終距離推定誤差はサンプリング・ステップのサイズによって決定される。測距精度はサンプリング・レートを増加させることにより（サンプリング・ステップを短くすることにより）改善できる。しかしながら、これは装置に複雑さを増し、同様に方式の価格及び消費電力を増加させる。

２物体間の距離は多くの異なる方法で測定できる。従来的には、空気中の電磁波、音及び光波動伝播のＴＯＡを決定することが物体間の距離を計測する通常の方法である。上述のように、ＴＯＡ計測の精度は最終計測距離（距離）の精度を決定する。例えば、ＲＦ距離計測方式において、もしＴＯＡ誤差が１ｎｓであれば、対応する距離誤差は０．３０ｍである。

多くの方式では、距離を正確に計測するために、到来信号波形の立ち上がり部分を正確に決定する必要がある。離散的サンプリングに基づく方式では、立ち上がり部分の推定誤差はサンプル間の時間であるサンプリング・ステップに強く依存する。サンプリング・ステップが減少すれば、誤差はそれに応じて減少する。刊行物、タイム・ドメイン株式会社「PulsON 210^TM Reference Design Training」、２００５年９月、はそのような方法に基づいた超広帯域測距方式を開示している。しかしながら、記載の方式では高サンプリング・レートが用いられ、正確なタイミング方式と高速回路実装を必要とする。

波形の立ち上がり部分を正確に計測するために、米国特許ＵＳＰ５，９７７，９５８において方法が提案されており、そこで高速マルチビット・アナログ／デジタル（ＡＤ）・サンプリング方法の利用を提案している。波形の立ち上がり部分の傾斜が到来波形の複数のサンプルから得られ、正確な閾値通過時間を計算できる。ＴＯＡ推定がサブ・サンプリング・ステップ精度で得られる。しかしながら、この方法は、信号の立ち上がり部分で取られる数個のサンプルに対して十分早いアナログ/デジタル変換速度を必要とする、と同時にアナログ／デジタル変換器がマルチビット解像度を必要とする。

米国特許ＵＳＰ６，５８７，１８７ Ｂ２は波形サンプル及びその立ち上がり部分を見出すために複数のクロックの利用方法を開示している。粗いクロックと細かいクロックが記述されている。しかしながら、この方法のタイミング方式は非常に複雑である。

上述の従来の方法は高いクロック・レートで動作するために複雑な回路実装と方式を必要とする。これは高価格と高い電力消費をもたらす。

これにより、簡単実装及び低価格・低消費電力に対する要求がある。

広い意味で、本発明は、送信済みパルスの伝播速度を知ることで距離を計算し得る受信済みパルスの到達時間を決定するために、サンプリング・パルスと受信済みパルス間のタイミングの関係を調整するためにサンプリング・クロックに関連して送信済みパルスのタイミングを制御することにより目標と受信機間の距離を計測する装置と方法を提供する。

本発明は、測距方式における目標と受信機間の距離計測方法であって、
受信機のサンプリング・クロックによって決定された１回目の第１のパルスを送信するステップと、
前記第１のパルスを受信するステップと、
前記サンプリング・クロックを用いる所定の振幅閾値で前記受信済み第１のパルスをサンプリングするステップと、
前記第１のパルスが送信された後に前記サンプリング・クロックの多数の期間の点で前記受信済み第１のパルスの到達時間を決定するステップと、
前記サンプリング・クロックによって決定された２回目の第２のパルスを送信するステップと、
前記第２のパルスを受信するステップと、
前記サンプリング・クロックを用いる所定の振幅閾値で前記受信済み第２のパルスをサンプリングするステップと、
前記第２のパルスが送信された後に前記サンプリング・クロックの多数の期間の点で前記受信済み第２のパルスの到達時間を決定するステップと、
平均到達推定時間を得るために前記第１及び第２のパルスの平均到達時間を決定するステップと
前記送信済みパルスの伝播速度を前記平均到達推定時間に掛け合わすことにより前記目標と前記受信機間の距離を決定するステップから成ることを特徴とする。

この方法は特に簡単で距離推定誤差を少なくとも５０％減らす時に有利である。

好ましくは、更に所定の数のパルスに対して前記ステップを繰り返すステップから成り、前記平均到達推定時間を決定するステップは、前記所定の数のパルスに対して前記平均到達推定時間を決定するステップから成ることを特徴とする。

好ましくは、前記第１のパルスを送信するステップは、前記サンプリング・クロックによって生成されたサンプリング・クロックと一致した前記第１のパルスを送信するステップから成り、前記第２のパルスを送信するステップは、所定のサンプリング・クロックパルスより前のサンプリング・クロック期間の半分に一致する時間で前記第２のパルスを送信するステップから成ることを特徴とする。

好ましい実施の形態の例では、前記サンプリング・クロックはジッターを有し、更に前記サンプリング・クロックによって計測されるように１個または複数個のパルスの前記到達時間を変えるために前記ジッターを制御するステップから成り、そして前記平均到達時間を決定するステップは所定の数のパルスの前記到達時間を平均化するステップから成ることを特徴とする。

この好ましい実施の形態の例では、クロックのジッターは複数の計測の間で平均化することにより測距誤差の削減を増すために用いられる。クロックのジッター分布を制御することは、限定された所定の数の平均で誤差を減らすことを補助する。従って、ジッターがＴＯＡ計測に悪影響を与えることを考える代わりに、特定の制御可能なジッターが計測の改善を補助し得る。

好ましくは、更に、距離に対して前記受信済み信号の振幅変分を考慮して下記の方程式に従って修正済み計測距離を提供するために拡大・縮小率によって前記決定済み距離を拡大・縮小するステップから成る、

ここで

これらの式において、ｒ_realは前記修正済み計測距離、ｒ_meansは前記決定済み距離、ｃは定数、ｖ_shは所定の閾値電圧、ｖ_refは所定の距離での前記受信済みパルスの電圧振幅、ｒ_refは前記所定の距離、Ｂは前記受信機の帯域幅である
ことを特徴とする。

本発明は、目標との距離を計測する測距方式における距離計測装置であって、
サンプリング・クロックによって決定された１回目の第１のパルスを送信する送信手段と
前記第１のパルスを受信し、前記サンプリング・クロックで処理する受信手段と、
前記サンプリング・クロックを用いて、所定の振幅閾値で前記受信手段が受信した第１のパルスをサンプリングするためのサンプリング段と、
前記第１のパルスが送信された後に前記サンプリング・クロックの多数の期間の点で前記受信済み第１のパルスの到達時間を決定するための時間計測手段とを備え、
更に、前記送信手段は、前記サンプリング・クロックによって決定された２回目の第２のパルスを送信するために整えられ、
前記受信手段は、前記第２のパルスを受信するために整えられ、
前記サンプリング段は、前記サンプリング・クロックを用いて、所定の振幅閾値で前記受信済み第２のパルスをサンプリングするために整えられ、
前記時間計測段は、前記第２のパルスが送信された後に、前記サンプリング・クロックの多数の期間の点で前記受信済み第２のパルスの到達時間を決定するために整えられ、
更に、
平均到達推定時間を得るために前記第１及び第２のパルスの平均到達時間を決定するために整えられる平均化段と、
前記送信済みパルスの伝播速度を前記平均到達推定時間に掛け合わすことにより前記目標と前記受信手段間の距離を決定するための距離決定段を備えることを特徴とする。

好ましくは、前記平均化段は、所定の数のパルスの前記到達時間を平均化するために整えられることを特徴とする。

好ましくは、前記送信手段は、前記サンプリング・クロックにより生成されたサンプリング・クロックパルスに一致する前記第１のパルスを送信するために整えられ、そして所定のサンプリング・クロックパルスより前のサンプリング・クロック期間の半分に一致する時間で前記第２のパルスを送信するために整えられることを特徴とする。

好ましい実施の形態の例では、前記サンプリング・クロックはジッターを有し、更に前記サンプリング・クロックによって計測されるように１個または複数個のパルスの前記到達時間を変えるために前記ジッターを制御する制御手段から成り、前記平均化手段は、所定の数のパルスの前記到達時間を平均化するために整えられることを特徴とする。

好ましくは、更に、距離に対して前記受信済み信号の振幅変分を考慮して下記の方程式に従って修正済み計測距離を提供するために拡大・縮小率によって前記決定済み距離を拡大・縮小するための拡大・縮小段から成る、

ここで

これらの式において、ｒ_realは前記修正済み計測距離、ｒ_meansは前記決定済み距離、ｃは定数、ｖ_shは所定の閾値電圧、ｖ_refは所定の距離での前記受信済みパルスの電圧振幅、ｒ_refは前記所定の距離、Ｂは前記受信機の帯域幅である
ことを特徴とする。

送信パルス時間とサンプリング時間の間の特定の関係を用いることにより、あるいは適切なクロックのジッター分布を選び、複数の計測の平均を用いることにより、測距方式の距離精度が改善できる。

周波数帯域制限方式に対して、もし到来信号の立ち上がり部分を検出するために固定の閾値が用いられるならば、適切な距離拡大・縮小率（スケーリング率）が長距離信号に対する距離偏倚を修正するために用いられ得る。

好ましい実施の形態の例が、簡単な測距方式の測距精度を改善するために用いられ得る。本発明は、簡単に実装可能であり、それにより低価格、低消費電力及び良い測距精度で構築するために用いられ得る。

図１は、一般的な測距方式用の受信機１のブロック図を示す。アンテナ２は、送信機３からの到来信号を受信し、そしてこれが信号を増幅する増幅段４に送られる。増幅済み信号はエンベロープ検波段６に送られ、そしてこの段の出力はサンプリング及びアナログ／デジタル変換段８にてサンプリング及びデジタル形式に変換される。もっとも簡単な場合で、アナログ／デジタル変換器は、固定の閾値で信号振幅を比較することにより簡単に実行できる１ビットだけを必要とする。サンプリング及びアナログ／デジタル変換段８からの出力は、クロック１２により駆動される時間計測段１０において更に処理できるデジタル波形である。到来波形の到達推定時間は、受信機から送信機の距離を決定するために距離推定段１４に送られ得る。

図２（ａ）は、サンプリング前の到来信号の通常のエンベロープ波形の例を示す。図２（ｂ）は、サンプリングと１ビットＡＤ変換器を用いるデジタル化の後の図２（ｂ）の波形を示す。サンプリング・ステップは、ｔ_sによって示される。ＴＯＡは、図２（ｂ）に示すこの離散波形から推定され得る。例えば、信号がサンプリング時間４及び５の間に到達すれば、時間４でのデジタル値（１ビットＡＤ出力）は「０」及び時間５では「１」である。従って、ＴＯＡはサンプリング時間４と５の間にあることのみが決定できるが、正確なＴＯＡを決定できない。ある推定はＴＯＡが４．５にあると仮定する。しかしながら、真の到達時間がサンプリング時間４と５の間のいずれかにあるとき、そのような推定に係わる時間推定誤差がある。

図２（ｃ）は、与えられた波形に対して真のＴＯＡに対して描かれたＴＯＡ推定誤差を示す。それは最大ＴＯＡ推定誤差がｔ_s／２であることを示している。誤差はサンプリング・ステップｔ_sを減らすことにより減らすことができる。しかしながら、これは回路を高いクロック・レートで働かせる必要があり、そして高い電力消費を有するような高価格な解決法である。

本発明の第１の好ましい実施の形態の例を、図３（ａ）に示す。図１に示すようなパルスに基づいた距離計測方式１の時間計測段１０では、送信パルス時間を距離計測サンプリング時間０及びサンプリング時間−０．５で交互に整列する。受信済み信号の立ち上がり部分は、異なる送信パルスに対する異なるサンプリング時間の間に落ち得る。立ち上がり部分が落ちる場所は真の遅れτに依存する。従って、２個の連続パルスに対する到達時間を計測することにより、波形の到達時間のより良い推定をすることが出来る。これを例示するために、複数の数値例が以下に与えられる。数値は全てｔ_sに規格化される。

図３（a）に示すように、２個の連続期間においてＴＯＡ推定をグルーピングすることにより、ＴＯＡ推定誤差を図２と比べて半分に減少できる。これにより、この好ましい実施の形態の例において交番送信パルスをサンプリング・ステップt_sの半分で表示でき、そして設計と距離推定へのこの変化は図２に示すものと比べて距離誤差を半分に減少できる。真のＴＯＡで誤差を計測することでの変分を示す図３（ｂ）に示すように、最大誤差はｔ_s／４に減少する。

本発明の更に好ましい実施の形態の例では、パルス送信時間とサンプリング時間の間の制御された関係を用いる代わりに、その関係を実際的なクロックのジッターによって自然に変えることができる。通常、パルス送信時間はクロックを数えることにより決定される、そしていかなるクロックにもジッターが常にあるので、このジッターは送信時間を変化させる。更に、サンプリング・クロックそれ自体がまたそのジッターを持っている。解析を簡単にするために、これらクロックのジッターが相対的に変化するとき２個のクロックのジッターを一緒に加算し、サンプリング・クロックのジッターに割り当てることができ、それは、パルス送信クロックがまったくジッターを持たず、そしてサンプリング・クロックのジッターは２個のクロックジッターの合計結果に等しいジッターを有すると仮定できる。前述の第１の好ましい実施の形態の例のように、このジッターはサンプリング・クロックにより計測されたとき立ち上がり部分位置を異なる計測期間に変える。クロックジッターがランダム変数であるとき、複数の期間に渡る計測が利用できる、そしてＴＯＡを得るために結果は平均化される。

図４（ａ）は、到達信号の立ち上がり部分を計測するために自然のクロックのジッターを利用し、時間推定誤差を減らすために平均計算を利用するエンベロープ検波後の受信済み波形を示す。クロックジッターが図４（ｂ）に示すように［−ｔｓ／２,ｔｓ／２]の範囲で均一分布と仮定すれば、このゆらいだクロックを用いて計測された立ち上がり部分はそれにより変化する。計測結果を多数回平均化することにより、ＴＯＡ推定を非常に改善することができる。いくつかの数値例を以下に示す。もし平均化の回数が十分に大であれば、ＴＯＡ推定誤差は確率法則により０に減少する。

しかしながら、実際的には限定数のサンプルに渡ってしか平均化できない。異なる数の平均化の回数を用いるＴＯＡ誤差を図５に示す、ここで上述の均一ジッター分布状況に対して平均化の回数を変化させて、推定誤差は実際の到達時間に対して描かれる。たとえ１００回以上の平均化回数で平均化することでも、ＴＯＡ誤差は非常に減少する（０．５ｔ_sから０．０６ｔ_sに)ことが明らかである。

しかしながら、実際的には自然なクロックのジッター分布は均一分布である代わりに主にガウス分布である。それにもかかわらず、シミュレーションはこの場合でも、等価合計クロックジッターが偏差σ＝ｔ_s／２で分布するならば，ＴＯＡ推定誤差はまだ本発明のこの好ましい実施の形態の例で大いに減らされることができることを示す。

しかしながら、ジッターの偏差が例えばσ＝１０ｔ_sであれば１００回平均結果は明らかに改善しないが、そのような実例において更に多くの平均化回数が用いられれば、例えば１０００回、ＴＯＡ推定誤差はまだ従来方式や方法に対して大きな改善を有する。

上述の解析及びシミュレーションでの暗黙の前提は、平均化時間の間に相対クロックジッターが仮定された分布範囲内で十分に変化すべきであることである、それは短時間に渡って観察したときクロックのジッターがエルゴード的であるべきであるということである。もし平均化間隔の間にクロックのジッターがその分布間隔の小さな領域に集中すれば、平均結果は能率的ではない。従って、短時間に渡って十分な変化を有すると同様に適切なジッター分布の間隔を持つクロック発信器を設計あるいは選定することが重要である。これらの条件下で、本発明の１または複数の好ましい実施の形態の例を実施するために、時間計測段１０の回路になんらの変更も施す必要はない、そして大量の数の計測を平均化することにより、低いサンプリング・レートでさえ非常に高い距離精度を達成することができる。

ＵＷＢを基礎とした測距方式のようないくつかの方式では、大量の距離計測を高パルス反復周波数（ＰＲＦ)により短時間に得ることができる。従来の方式では、非常に高いアナログ／デジタル（ＡＤ）サンプリング・レートが短いパルス波形の立ち上がり部分の推定に必要である。しかしながら、上記の方法は、アナログ／デジタル変換器のサンプリング・レートを減らし、１ビットＡＤ変換器をＴＯＡ推定に用いるときアナログ／デジタル変換器の解像度に対する要求を減らすために使うことができる。従って、本発明の実施の形態の例は回路設計を非常に単純化できる。

簡単な測距方式における他のＴＯＡ推定誤差は目標距離に関係する。波形の立ち上がり部分の決定では、単一閾値（１ビットＡＤ変換）を、信号が無限帯域幅を有し故に信号パルスの振幅にかかわりなく立ち上がり部分の立ち上がり時間が０である理想的な場合を示す図６（ａ）に示すように、端の交差時間を見出すために使うことができる。もし、閾値が十分に低く選定されれば立ち上がり部分は同時に閾値を横切る。しかしながら、全ての実用的な方式は帯域制限される、それにより立ち上がり部分が突然立ち上がることはできない。立ち上がり時間は約ｔ_r＝０．３５／Ｂ、ここでＢは帯域幅、であることが知られている。実用方式の２個の異なる振幅信号に対して、この状況を図６（ｂ）に示す。この場合、２個の信号の閾値交差時間は時間差ｔ_dを有して異なる。信号の振幅が小さければ小さいほど時間差ｔ_dは大きくなる。

目標が受信機から遠方であるほど受信済み信号振幅が低いということが一般に知られている。従って、より遠方の目標はより近い高振幅目標に比べて相対計測誤差ｔ_dを有する。信号が目標から送信されるならば、受信機で到達するその直接伝達信号の振幅は距離ｒで１／ｒ^２として変化する。この関係と立ち上がり時間-帯域幅の関係を利用して、この近傍・遠方目標計測誤差を補正するために簡単な距離拡大・縮小を利用することができる。全の距離の信号に対して一定の増幅利得を用いそして固定の閾値を用いた計測済み距離がr_measであると仮定すると、真の距離はr_realは以下の（１）式で推定できる。

ここで

式（１）
これらの式において、ｖ_shは閾値レベルでありｖ_refとr_refはそれぞれ特定の基準距離に対する振幅と距離である。より大きい距離ほどより大きい絶対距離修正値であることがわかる。従って、修正は定数１／(１＋Ｋ_Ｍ)である。実用では、Ｋ_ｍの値もまた実験により求めることができる。

この近傍−遠方距離問題は複数の他の方法で解決できる。一例は、到達時間が増加するとき増幅器の利得が増加するレーダ方式に用いられるような感度・時間制御（ＳＴＣ）である。一方、検出閾値を距離が増加するとき減少させても良い。しかしながら、これらの方法は方程式（１）により提案された方法が非常に容易に実行でき得るが回路をより複雑にする。

図７は、本発明の1又は複数の実施の形態の例による動作用の装置の測定段１０のブロック図である。測定段１０はＴＯＡ決定段５０、平均化段５２及び目標と受信機間の距離決定用の距離決定段５４から構成される。

図３に示す方式の送信機３は、図１のサンプリング・クロックによって決定される１回目の時間で第１のパルスを送信する、そして受信機１を第１のパルスを受信するために整える。図７に示す時間計測段１０は、更にサンプリング・クロック１２とサンプリング・クロック１２を用いる所定の振幅閾値で受信済み第１のパルスをサンプリングするためのサンプリング段８を含む受信機１の内部にある。

動作では、ＴＯＡ決定段５０は、第１のパルスが送信された後にサンプリング・クロック１２の多数の区間の点で受信済み第１のパルスの到達時間を決定するために整えられる。送信機３は、サンプリング・クロック１２によって決定された２回目の時間で第２のパルスを送信するために整えられる。そして、受信機１は、第２のパルスを受信するために整えられる。サンプリング段８は、サンプリング・クロック１２を用いる所定の振幅閾値で受信済み第２のパルスをサンプリングするために整えられる。ＴＯＡ決定段５０は、第２のパルスが送信された後にサンプリング・クロック１２の多数の区間の点で受信済み第２のパルスの到達時間を決定するために整えられる。平均化段５２は、平均推定到達時間を得るために第１と第２のパルスの平均到達時間を決定するために整えられ、そして距離決定段５４は平均推定到達時間と送信済みパルスの伝播速度を掛けることにより目標と受信機間の距離を決定するために整えられる。

好ましい実施の形態の例では、ＴＯＡ決定段５０は、所定数のパルスの到達時間の平均化するために整えられる。

図３（a）に例示された好ましい実施の形態の例により、図１の送信機３はサンプリング・クロック１２によって生成されたサンプリング・クロックパルスに一致する第１のパルスを送信するために整えられる、そして所定のサンプリング・クロックパルスより前のサンプリング・クロック期間の半分に一致する時間で第２のパルスを送信するために整えられる。

更に、図７に示すように好ましくは制御段５６が装置に含まれ得る、それは例えば図４（a）および図４（ｂ）の実施の形態の例に記述するようにサンプル・クロックによって計測されるとき１個または複数の到達時間を変えるためにサンプリング・クロック１２のジッターを制御する。

尚、好ましくは距離に対して受信済み信号の振幅変化を許容し、上述の方程式（１）によって修正済み距離計測を提供するために拡大・縮小率によって決定済み距離を拡大・縮小するために拡大・縮小（スケーリング）段５８を備えても良い。

要約すると、本発明の１または複数の実施の形態の例は、最大ＴＯＡ誤差を約５０％減らすことができる。制御可能なクロックジッター分布及び複数計測の平均を利用する好ましい実施の形態の例において、ＴＯＡ誤差を著しく減少でき、そしてそのような方式と方法は実施が非常に簡単である。

帯域制限方式において、距離での信号振幅の減少による距離計測誤差は距離拡大・縮小率を適用することにより修正できる。

これにより、本発明の１または複数の好ましい実施の形態の例は低価格、低消費電力で測距方式の目標と受信機間の距離を計測するための低複雑で高精度の手段を提供する。

上述の本発明の実施の形態の例へ種々の変形が可能である。例えば、他の構成要素及び方法ステップを上記のそれらに加え、あるいは置き換えることができる。これにより、本発明は、上述した実施の形態例に限定されるものではなく、その他本発明の要旨を逸脱しない範囲において、種々の変形、変更が可能であることは勿論である。

本発明の実施の形態の例に用いる距離計測方式の送信及び受信段のブッロク図である。 図２（ａ）は、図１の距離計測方式においてエンベロープ検波後の受信済み信号の波形である。図２（ｂ）は、１ビットＡ／Ｄ変換器を用いて、本発明の好ましい実施の形態例による距離計測方式においてアナログ波形のサンプリング後の受信済み信号の波形である。図２（ｃ）は、固定サンプリング間隔tsを用いる図２（ａ）の波形到達時間と時間推定誤差の変化を示すグラフである。 図３（ａ）は、本発明の実施の形態の例による送信時間とサンプリング時間間の特定の関係の効果を示す数個の波形の表現である。図３（ｂ）は、本発明の実施の形態の例による方式を用いる時間推定誤差の分布を示すグラフである。 図４（ａ）は、到来信号の立ち上がりを計測するために自然クロックジッターを用い、時間推定誤差を減らすために平均化を用いるエンベロープ検波後の受信済み信号の波形である。図４（ｂ）は、その定常時間の付近でのクロックジッターによる等価クロック・サンプリング分布を示すタイミング図である。 異なる平均時間の数、[-t_s/2, t_s/2]範囲に均一に分布すると仮定したクロックジッター分布に対する実際のタイミング対シミュレーションされた時間計測誤差を示すグラフである。 図６（ａ）は、近傍及び遠方経路に対する理想受信済みパルスを示す波形である。図６（ｂ）は、受信方式の帯域制限による実用の波形連続である。 好ましい実施の形態の例による装置の計測段のブロック図である。

符号の説明

１…受信機、２…アンテナ、３…送信機、４…増幅段、６…エンベロープ検波段、８…サンプリング段（アナログ／デジタル変換器）、１０…時間計測段、１２…クロック、１４…距離推定段、５０…ＴＯＡ決定段、５２…平均化段、５４…距離決定段、５６…制御段、５８…拡大・縮小段

Claims (10)

1. 測距方式における目標と受信機間の距離計測方法であって、
   受信機のサンプリング・クロックによって決定された１回目の第１のパルスを送信するステップと、
   前記第１のパルスを受信するステップと、
   前記サンプリング・クロックを用いる所定の振幅閾値で前記受信済み第１のパルスをサンプリングするステップと、
   前記第１のパルスが送信された後に前記サンプリング・クロックの多数の期間の点で前記受信済み第１のパルスの到達時間を決定するステップと、
   前記サンプリング・クロックによって決定された２回目の第２のパルスを送信するステップと、
   前記第２のパルスを受信するステップと、
   前記サンプリング・クロックを用いる所定の振幅閾値で前記受信済み第２のパルスをサンプリングするステップと、
   前記第２のパルスが送信された後に前記サンプリング・クロックの多数の期間の点で前記受信済み第２のパルスの到達時間を決定するステップと、
   平均到達推定時間を得るために前記第１及び第２のパルスの平均到達時間を決定するステップと、
   前記送信済みパルスの伝播速度を前記平均到達推定時間に掛け合わすことにより前記目標と前記受信機間の距離を決定するステップから成る
   ことを特徴とする距離計測方法。
2. 更に、所定の数のパルスに対して前記ステップを繰り返すステップから成り、前記平均到達推定時間を決定するステップは、前記所定の数のパルスに対して前記平均到達推定時間を決定するステップから成る
   ことを特徴とする請求項１に記載の距離計測方法。
3. 前記第１のパルスを送信するステップは、前記サンプリング・クロックによって生成されたサンプリング・クロックと一致した前記第１のパルスを送信するステップから成り、
   前記第２のパルスを送信するステップは、所定のサンプリング・クロックパルスより前のサンプリング・クロック期間の半分に一致する時間で前記第２のパルスを送信するステップから成る
   ことを特徴とする請求項１に記載の距離計測方法。
4. 前記サンプリング・クロックはジッターを有し、更に前記サンプリング・クロックによって計測されるように１個または複数個のパルスの前記到達時間を変えるために前記ジッターを制御するステップから成り、そして前記平均到達時間を決定するステップは所定の数のパルスの前記到達時間を平均化するステップから成る
   ことを特徴とする請求項１に記載の距離計測方法。
5. 更に、距離に対して前記受信済み信号の振幅変分を考慮して下記の方程式に従って修正済み計測距離を提供するために拡大・縮小率によって前記決定済み距離を拡大・縮小するステップから成る、
   

   

   ここで
   

   

   これらの式において、ｒ_realは前記修正済み計測距離、ｒ_meansは前記決定済み距離、ｃは定数、ｖ_shは所定の閾値電圧、ｖ_ref は所定の距離での前記受信済みパルスの電圧振幅、ｒ_ref は前記所定の距離、Ｂは前記受信機の帯域幅である
   ことを特徴とする請求項１に記載の距離計測方法。
6. 目標との距離を計測する測距方式における距離計測装置であって、
   サンプリング・クロックによって決定された１回目の第１のパルスを送信する送信手段と
   前記第１のパルスを受信し、前記サンプリング・クロックで処理する受信手段と、
   前記サンプリング・クロックを用いて、所定の振幅閾値で前記受信手段が受信した第１のパルスをサンプリングするためのサンプリング段と、
   前記第１のパルスが送信された後に前記サンプリング・クロックの多数の期間の点で前記受信済み第１のパルスの到達時間を決定するための時間計測手段とを備え、
   更に、前記送信手段は、前記サンプリング・クロックによって決定された２回目の第２のパルスを送信するために整えられ、
   前記受信手段は、前記第２のパルスを受信するために整えられ、
   前記サンプリング段は、前記サンプリング・クロックを用いて、所定の振幅閾値で前記受信済み第２のパルスをサンプリングするために整えられ、
   前記時間計測段は、前記第２のパルスが送信された後に、前記サンプリング・クロックの多数の期間の点で前記受信済み第２のパルスの到達時間を決定するために整えられ、
   更に、
   平均到達推定時間を得るために前記第１及び第２のパルスの平均到達時間を決定するために整えられる平均化段と、
   前記送信済みパルスの伝播速度を前記平均到達推定時間に掛け合わすことにより前記目標と前記受信手段間の距離を決定するための距離決定段を備える
   ことを特徴とする距離計測装置。
7. 前記平均化段は、所定の数のパルスの前記到達時間を平均化するために整えられる
   ことを特徴とする請求項６に記載の距離計測装置。
8. 前記送信手段は、前記サンプリング・クロックにより生成されたサンプリング・クロックパルスに一致する前記第１のパルスを送信するために整えられ、所定のサンプリング・クロックパルスより前のサンプリング・クロック期間の半分に一致する時間で前記第２のパルスを送信するために整えられる
   ことを特徴とする請求項６に記載の距離計測装置。
9. 前記サンプリング・クロックはジッターを有し、更に前記サンプリング・クロックによって計測されるように１個または複数個のパルスの前記到達時間を変えるために前記ジッターを制御するための制御手段から成り、前記平均段は、所定の数のパルスの前記到達時間を平均化するために整えられる
   ことを特徴とする請求項６に記載の距離計測装置。
10. 更に、距離に対して前記受信済み信号の振幅変分を考慮して下記の方程式に従って修正済み計測距離を提供するために拡大・縮小率によって前記決定済み距離を拡大・縮小するための拡大・縮小段から成る、
    

    

    ここで
    

    

    これらの式において、ｒ_realは前記修正済み計測距離、ｒ_meansは前記決定済み距離、ｃは定数、ｖ_shは所定の閾値電圧、ｖ_refは所定の距離での前記受信済みパルスの電圧振幅、ｒ_refは前記所定の距離、Ｂは前記受信機の帯域幅である
    ことを特徴とする請求項６に記載の距離計測装置。

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